DE2741038C2

DE2741038C2 - Pulse duration modulation circuit

Info

Publication number: DE2741038C2
Application number: DE19772741038
Authority: DE
Inventors: Ole Windisch Aargau Snedkerud
Original assignee: Patelhold Patenverwertungs and Elektro-Holding AG
Current assignee: Patelhold Patenverwertungs and Elektro-Holding AG
Priority date: 1977-07-07
Filing date: 1977-09-12
Publication date: 1986-08-14
Also published as: CH622390A5; DE2741038A1; FR2397103B1; FR2397103A1; GB1593637A; JPS5418268A

Description

Die Erfindung betrifft eine Pulsdauer-Modulationsschaltung nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1. Die Fig. 1 und 2 zeigen durch die deutsche Zeitschrift: nachrichten elektronik 10 (1976), S. 234—236, bekannte Typen derartiger Modulationsschaltungen. In den Figuren bedeuten N das Netz, PA die Pulsaufbereitung, PS die Pulssteuerung, PR die Pulsröhre, FD die Freilaufdiode, SS die Schwingspule, SR die Sende-Endröhre. In der ersten Schaltung (F i g. 1) müssen sämtliche Elektroden der Sende-Endröhre Si? auf hohem Potential liegen. Bei der zweiten Schaltung ist die Kathode von SR an Masse gelegt, wodurch die bei der ersten Schaltung fühlbaren Störwirkungen der Elektroden-Kapazitäten vermieden werden. Abgesehen davon weisen aber die beiden bekannten Schaltungen schwerwiegende Mangel auf. Die Schaltung nach F i g. 1 muß mit den Kathoden der HF-Röhren auf einem gemischten Niederfrequenz-Gleichspannungspotential arbeiten, was bei KW-Allbandsendern sowie bei MW- und LW-Sendern nur schwer zu realisieren ist Bei der Schaltung nach F i g. 2 wird diesem Problem zwar konsequent ausgewichen, doch ergeben sich auf der anderen Seite Schwierigkeiten mit Resonanzen in der gekoppelten Spule SS und dem Koppelkondensator. Infolge unerwünschter Resonanzen können Pulsverformungen auftreten, was sofort zu Klirrfaktor-Problemen und Einbußen im Wirkungsgrad führt. Die Pulsrepetitionsfrequenz muß vor allem im Hinblick auf die Klirrfaktoroder Intermodulationsverzerrungen so hoch wie möglich gewählt werden können. Diesbezüglich ist es bemerkenswert, daß die in F i g. 1 dargestellte Schaltung mit einer Pulsrepetitionsfrequenz von 75 kHz, die Schaltung gemäß F i g. 2 dagegen nur mit ca. 50 kHz arbeitet Wie eine theoretische Analyse zeigt, liegt eine Pulsrepetitionsfrequenz von 50 kHz bezüglich der Intermodulationsprodukte bereits an der unteren Grenze.The invention relates to a pulse duration modulation circuit according to the preamble of claim 1. FIGS. 1 and 2 show known types of such modulation circuits from the German magazine: nachrichten elektronik 10 (1976), pp. 234-236. In the figures, N denotes the network, PA the pulse processing, PS the pulse control, PR the pulse tube, FD the freewheeling diode, SS the voice coil, SR the transmitter end tube. In the first circuit (FIG. 1) all electrodes of the transmitting end tube Si? are at high potential. In the second circuit, the cathode of SR is connected to ground, which avoids the interfering effects of the electrode capacitances that can be felt in the first circuit. Apart from this, however, the two known circuits have serious deficiencies. The circuit according to FIG. 1 must work with the cathodes of the HF tubes on a mixed low-frequency direct voltage potential, which is difficult to achieve with HF all-band transmitters and with MW and LW transmitters. The circuit according to FIG. 2, this problem is consistently avoided, but on the other hand difficulties arise with resonances in the coupled coil SS and the coupling capacitor. Pulse deformations can occur as a result of undesired resonances, which immediately leads to distortion factor problems and losses in efficiency. It must be possible to select the pulse repetition frequency as high as possible, especially with regard to the distortion factor or intermodulation distortion. In this regard, it is noteworthy that the steps shown in FIG. 1 with a pulse repetition frequency of 75 kHz, the circuit according to FIG. 2, on the other hand, only works with approx. 50 kHz As a theoretical analysis shows, a pulse repetition frequency of 50 kHz is already at the lower limit with regard to the intermodulation products.

Die Erfindung, wie sie im Patentanspruch 1 definiert ist, löst die Aufgabe, eine Pulsdauer-Modulationsschaltung der oben beschriebenen Art zu verbessern und so auszubilden, daß eine hohe Pulsrepetitionsfrequenz verwendet werden kann und daß die HF-Stufen mit den Kathoden auf Massepotential arbeiten.The invention as defined in claim 1 solves the problem of a pulse duration modulation circuit of the type described above to improve and train so that a high pulse repetition rate used and that the HF stages work with the cathodes at ground potential.

Die Erfindung sei jetzt anhand der Fig.3—9 näher erläutert. Die F i g. 3 und 4 zeigen die charakteristischen Wesenszüge der vorgeschlagenen Grundschaltung an zwei Ausführungsbeispielen. Die Schaltung benutzt eine einfache Puls- oder Schwingspule 55 mit dem einen Wicklungsende auf Massepotential, was auch für den Bau und die Plazierung der Spule Vorteile mit sich bringt.The invention will now be explained in more detail with reference to FIGS. 3-9 explained. The F i g. 3 and 4 show the characteristic features of the proposed basic circuit two embodiments. The circuit uses a simple pulse or voice coil 55 with one Winding end at ground potential, which also has advantages for the construction and placement of the coil brings.

Die Pulsaufbereitung PA, die Heizung und der Vorspannungsgleichrichter für Steuer- und Schirmgitter der Fulsröhre PR müssen auf deren Kathodenpotential gelegt werden, was dem bekannten Stand der Technik entspricht. Die Freilaufdiode FD kann insofern problematisch sein, als bei Verwendung einer geheizten Röhrendiode der Heiztransformator auf einem anderen Potential liegen muß als die Heizung der Pulsröhre PR. Dies bringt keine prinzipiellen Schwierigkeiten oder physikalischen Probleme mit sich; letzten Endes ist dies eine Frage der Transformator-Isolation und somit eine Preisfrage.The pulse conditioning PA, the heater and the bias rectifier for the control and screen grid of the pulse tube PR must be connected to its cathode potential, which corresponds to the known state of the art. The freewheeling diode FD can be problematic insofar as when using a heated tube diode, the heating transformer must be at a different potential than the heating of the pulse tube PR. This does not entail any difficulties in principle or physical problems; Ultimately, this is a question of transformer insulation and therefore a question of price.

Der große Vorteil der erfindungsgemäß vorgeschlagenen Schaltung besteht darin, daß man eine einfache Schwingspule SS (ohne Sekundärspule) mit dem einen Ende ihrer Wicklung an Masse schaltet und diesen Punkt gleichzeitig mit der Kathode der HF-Stufe verbindet; dadurch bietet sich die Möglichkeit der Benutzung der höchstmöglichen Pulsrcpctitionsfrcqucn/. unter gleichzeitiger Beschränkung des Klirrfaktors. Vorteilhafterweise kann auch eine relativ hohe Modula-The great advantage of the circuit proposed according to the invention is that a simple voice coil SS (without secondary coil) is connected to one end of its winding to ground and this point is connected to the cathode of the HF stage at the same time; this offers the possibility of using the highest possible pulse response rate. while at the same time limiting the distortion factor. Advantageously, a relatively high modulus can also

tionsfrequenz benützt werden. Aufgrund ihrer Eigenschaften ist auch eine Verwendung der vorgeschlagenen Schaltung als Modulator für Mittel- und Langwellensender möglich.tion frequency can be used. Because of their properties is also a use of the proposed circuit as a modulator for medium and long wave transmitters possible.

In F i g. 3 und 4 bedeuten ferner GR den Netzgleichrichter, Mod das Modulationssignal, TF das Tiefpaßfilter, Cs eine Streukapazität, N das Netz, U_aREF die Anoden-Gleichspannungsreferenz, HF die Hochfrequenzstufe, FDr, FDr 1, und FDR 2 Filterdrosseln, FK den Filterkondensator.In Fig. 3 and 4 also mean GR the mains rectifier, Mod the modulation signal, TF the low-pass filter, Cs a stray capacitance, N the network, U _aREF the anode direct voltage reference, HF the high-frequency stage, FDr, FDr 1, and FDR 2 filter chokes, FK the filter capacitor.

Ein Merkmal eines PDM-(Pulsdauermodulations-) Systems liegt darin, daß man auf einen regulierbaren Hochspannungsgleichrichter verzichten kann. Mit dem weiter unten beschriebenen Pulssystem kann die Gleichspannung auch kontinuierlich reguliert werden, was für KW-Betrieb besonders bedeutsam istA feature of a PDM (Pulse Width Modulation) system is that one can rely on an adjustable Can do without high voltage rectifiers. With the pulse system described below, the DC voltage can also be continuously regulated, which is particularly important for KW operation

Ein weiteres Merkmal ist, daß man auf die unter der Bezeichnung »Crowbar« bekannte Abschaltmaßnahme verzichten kann. Durch Pulssperre (Sperrung der positiven Trigger-Pulse) fällt die Anodenspannung sofort auf Null. Findet in der Pulsröhre einmal ein Überschlag statt, so müssen durch einen geeigneten Detektor nicht dargestellte Hochspannungsschalter ausgelöst werden. Mit Vorteil kann hierbei folgende Methode angewendet werden: Wenn die negativen Flanken an der Pulsröhrenenanode fehlen, wird sofort eine Auslösung vorgenommen. Another feature is that one can rely on the shutdown measure known as the "Crowbar" can do without. The anode voltage is immediately noticeable through pulse blocking (blocking of the positive trigger pulses) Zero. If a flashover occurs in the pulse tube, a suitable detector does not have to be used High-voltage switches shown are triggered. The following method can advantageously be used here are: If the negative edges on the pulse tube anode are missing, a trip is carried out immediately.

Bei einer Realisierung der Schaltung gemäß F i g. 3 muß verhindert werden, daß die NF-Signale durch den Gleichrichter GR in das Netz übertragen werden. Mit den normalen Filterelementen FDr (Filterdrossel) und FK (Filterkondensator) gelangen die NF-Signale über die Kapazität zwischen Sekundär- und Primärwicklung des Netztransformators ins Netz. Ein statischer Schirm allein, wie er in F i g. 4 gezeigt und mit StS bezeichnet ist, bietet ohne zusätzliche Maßnahmen u. U. nicht den vollen Schutz. Eine Verbesserung bringt gemäß F i g. 4 eine Aufteilung der in F i g. 3 einheitlichen Filterdrossel FDr in zwei Teüdrosseln FDr \ und FDr 2, die an je einen Pol des Gleichrichters GR angeschlossen sind. Dadurch erreicht man erhebliche Durchgangsdämpfungen. Bei Auftreten besonders resistenter Frequenzkomponenten kann man von den in F i g. 4 gezeigten Punkten A und B gegen Masse Kapazitäten oder Saugkreise SK einschalten. Der Filterkondensator FK bleibt der gleiche. Für die Siebung des gepulsten Signals dient das Tiefpaßfilter (TF), bestehend aus Ci, L und C₂ (naturgemäß können auch andere Tiefpaßschaltungen verwendet werden, s. Cz in F i g. 3 und 4).When implementing the circuit according to FIG. 3 must be prevented that the LF signals are transmitted through the rectifier GR in the network. With the normal filter elements FDr (filter choke) and FK (filter capacitor), the LF signals reach the network via the capacitance between the secondary and primary winding of the mains transformer. A static screen alone, as shown in FIG. 4 and labeled StS , may not offer full protection without additional measures. According to FIG. 4 shows a breakdown of the in FIG. 3 uniform filter chokes FDr in two partial chokes FDr \ and FDr 2, which are each connected to one pole of the rectifier GR . This achieves considerable attenuation. If particularly resistant frequency components occur, one can use the functions shown in FIG. 4, switch on points A and B against ground, capacitors or suction circuits SK. The filter capacitor FK remains the same. The low-pass filter (TF), consisting of Ci, L and C _2, serves to filter the pulsed signal (of course, other low-pass circuits can also be used, see Cz in FIGS. 3 and 4).

Die Lösung nach F i g. 4 ist kaum aufwendiger als die bekannte Lösung gemäß F i g. 2. Statt einer Filterdrossel FDr sind zwei kleinere erforderlich, auf der anderen Seite genügt eine einfache Pulsspule SS (ohne Sekundärspule und daher mit weniger Problemen verbunden), die sogar direkt mit Masse verbunden ist, was Raumersparnis bringt. Die Freilaufdiode FD kann eine Röhrendiode sein (Heiztrafo mit hoher Isolationsgüte sowie Sperrung der ins Netz zurückfließenden Niederfrequenz NF, s. o.). The solution according to FIG. 4 is hardly more complex than the known solution according to FIG. 2. Instead of one filter choke FDr , two smaller ones are required; on the other hand, a simple pulse coil SS (without a secondary coil and therefore associated with fewer problems), which is even directly connected to ground, is sufficient, which saves space. The freewheeling diode FD can be a tube diode (heating transformer with high insulation quality and blocking of the low frequency NF flowing back into the network, see above).

Wie aus Fig.3 hervorgeht, liegt das Pulsaufbereitungssystem PA auf Massepotential. Über zwei Strekken. die z. B. durch HF-Strecken, durch Lichtleiter oder durch einen Pulstransformator mit hoher Isolationsgüte zwischen Primär- und Sekundärwicklungen gebildet werden, können die durch Differentiation des PDM-Signals gewonnenen Signale übertragen werden, und zwar die an den Flanken der, PDM-Signals gebildeten, entgegengesetzt gepolten Impulsspitzen über je eine der besagten zwei Strecken.As can be seen from FIG. 3, the pulse processing system PA is at ground potential. Over two routes. the z. B. formed by HF lines, by optical fibers or by a pulse transformer with high insulation quality between primary and secondary windings, the signals obtained by differentiating the PDM signal can be transmitted, namely those formed on the edges of the PDM signal, oppositely polarized pulse peaks over one of said two paths.

Mit Bezug auf F i g. 5 und 6 sollen jetzt die Einzelheiten der Aufbereitung erläutert werden.With reference to FIG. 5 and 6 the details of the preparation will now be explained.

Die Pulsaufbereitung PA, F i g. 3 und 4, bzw. das Steuergerät 21 in F i g. 5 und 6, besteht aus an sich bekannten Schahungseinheiten, die in F i g. 5 und 6 als Blöcke dargestellt sind. Um das Entstehen der an den Ausgängen T22 und Γ23 erscheinenden Signale L/722 (positive Flanke) und Um (negative Flanke) besser verfolgen zu können, sind die entsprechenden Spannungs-Zeit-Diagramme für die Spannungen an den einzelnen Verbindungsleitungen mit eingezeichnetThe pulse processing PA, F i g. 3 and 4, or the control unit 21 in FIG. 5 and 6, consists of known processing units, which are shown in FIG. 5 and 6 are shown as blocks. In order to be able to better follow the emergence of the signals L / 722 (positive edge) and Um (negative edge) appearing at outputs T22 and Γ23, the corresponding voltage-time diagrams for the voltages on the individual connecting lines are also shown

Der Sinusgenrator 21.1 liefert an einem Ausgang eine Pulsspannung mit einer Repetitionsfrequenz, die der gewünschten Pulsfrequenz entsprichtThe sine generator 21.1 supplies a pulse voltage at an output with a repetition frequency which corresponds to the desired pulse frequency

Die zu verstärkende Modulationssignalspannung Umod wird über einen Kopplungskondensator C einer Gleichspannung L/_ überlagert Die resultierende Spannung Umod + t/_ liegt an dem einen (in F i g. 5 als unterer Eingang dargestellten) Eingang des Schwellwertschalters 213 an. Der Schwellwertschalter ist als binäres Bauelement ausgebildet, d. h., der besagte untere Eingang führt das Bezugspotential Umod + U-, und immer dann, wenn die Spannung am anderen (oberen) Eingang das Bezugspotential überschreitet, erscheint am Ausgang das Signal L, d. h. der eine binäre Zustand, während andernfalls der Schwellwertschalter ein Null-Ausgangssignal liefert. Somit entstehen bei festem Schwellv/ert (Spannung am oberen Eingang) am Ausgang des Schwellwertschalters 21.3 Rechteckimpulse verschiedener Dauer. The modulation signal voltage Umod to be amplified is superimposed on a direct voltage L / _ via a coupling capacitor C. The resulting voltage Umod + t / _ is applied to one input of the threshold switch 213 (shown as the lower input in FIG. 5). The threshold switch is designed as a binary component, that is, the said lower input carries the reference potential Umod + U-, and whenever the voltage at the other (upper) input exceeds the reference potential, the signal L appears at the output, that is, the one binary State, while otherwise the threshold switch supplies a zero output signal. Thus, with a fixed threshold value (voltage at the upper input) at the output of the threshold value switch 21.3 square-wave pulses of various durations occur.

Diese Rechteckimpulse werden nun der Differenzierstufe 21.4 (Fig.5, 6) zugeführt. Aus der ansteigenden Flanke des Rechteckimpulses bildet diese Differenzierstufe einen positiven Nadelimpuls, der dann über eine entsprechend gepolte, nicht dargestellte Diode und über die Steuerleitung Γ23 an den Steuereingang der Pulsröhre gelangt. Bei der abfallenden Flanke des Rechteckimpulses liefert die Differenzierstufe 21.4 einen negativen Nadelimpuls, der dann über eine zweite, nicht dargestellte, diesmal anders gepolte Diode an ein nicht dargestelltes Umkehrglied (normale Transistorstufe in Emitterschaltung) gelangt. Vom Ausgang dieses Umkehrgliedes führt die Steuerleitung Γ22 an den Steuereingang der Pulsröhre.These square-wave pulses are now fed to the differentiating stage 21.4 (FIGS. 5, 6). This differentiating stage forms a positive needle pulse from the rising edge of the square pulse, which then reaches the control input of the pulse tube via a correspondingly polarized diode (not shown) and via the control line Γ23. At the falling edge of the square pulse, the differentiating stage 21.4 delivers a negative needle pulse, which then arrives at an inverting element (normal transistor stage in emitter circuit), not shown, via a second, not shown, this time polarized diode. The control line Γ22 leads from the output of this reversing element to the control input of the pulse tube.

Nun ist man bestrebt, bei einem Sender eine bestimmte Ausgangsleistung einzustellen. Soll die Senderleistung geändert werden, so braucht bei der vorliegenden Hochleistungssenderanordnung lediglich die Gleichspannung £/_ (F i g. 5 und 6) entsprechend geändert zu werden, da diese eine lineare Funktion der Gleichspannungskomponente Ua des Modulationssignals ist. Dabei ist es zweckmäßig, die Einstellung von Uo mit einem Regelkreis vorzunehmen, da diese Methode am genauesten ist. Dazu ist, wie in F i g. 5 gezeigt, beim Steuergerät 21 eine kleine Erweiterung nötig.Efforts are now being made to set a certain output power on a transmitter. If the transmitter power is to be changed, in the present high-power transmitter arrangement only the DC voltage £ / _ (FIGS. 5 and 6) needs to be changed accordingly, since this is a linear function of the DC voltage component Ua of the modulation signal. It is advisable to set Uo with a control loop, as this method is the most accurate. For this purpose, as shown in FIG. 5, a small expansion is necessary for the control unit 21.

Mittels einer Hilfsgleichspannung + U_But\d eines Potentiometers Pot wird der Sollwert für die Gleichspannungskomponente Uo an den negierenden Eingang der Vergleichsschaltung 21.7 gelegt. Da hier nicht mit einigen kV gearbeitet wird, ist ein Maßstabfaktor k zu berücksichtigen; somit erhält man als »fiktiven« Sollwert U_Osoii ■ k. Um den gleichen Faktor k verkleinert, gelangt an Jen nichtinvertierenden Eingang der Vergleichsschaltung 21.7 die Gleichspannungskomponente LO ■ k. Zwecks Ausfilterung und Abschwächung dieser Gleichspannungskomponente ist in den Gegenkopplungszweig GK das Tiefpaßfilter 21.6 (F i g. 5) eingeschaltet. By means of an auxiliary DC voltage + U _B ut \ d of a potentiometer Pot , the setpoint value for the DC voltage component Uo is applied to the negating input of the comparison circuit 21.7 . Since a few kV are not used here, a scale factor k must be taken into account; thus the “fictitious” setpoint value U _Oso ii ■ k is obtained. Reduced by the same factor k , the direct voltage component LO ■ k arrives at the non-inverting input of the comparison circuit 21.7. For the purpose of filtering out and attenuating this DC voltage component, the low-pass filter 21.6 (FIG. 5) is switched on in the negative feedback branch GK.

Als Vergleichsschaltung kann in bekannter Weise zweckmäßig ein als Differenzverstärker beschalteter Operationsverstärker verwendet werden. Dieser verknüpft bekanntlich die an seinen beiden Eingängen liegenden Spannungen in der Form:As a comparison circuit, in a known manner, it is expedient to use a differential amplifier Operational amplifiers are used. As is well known, this links the two at its two entrances Tensions in the form:

U. = (U₀ ■ k) - (Uo₅₀₁₁ ■ k)U. = (U ₀ ■ k) - (Uo ₅₀₁₁ ■ k)

U. = (U₀-Uo₅₀₁₁- k. U. = (U ₀ -Uo ₅₀₁₁ - k.

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Zur Illustration der Regelung sei angenommen, daß mit Hilfe des Potentiometers Pot eine Verkleinerung der Gleichspannungskomponente i/o (und damit eine Leistungsverminderung) bewirkt wird /LO₁₀/; kann auch von der Sendersteuerung als Steuerwert (Stellgröße) vorgegeben werden).To illustrate the control, it is assumed that the potentiometer Pot causes a reduction in the DC voltage component i / o (and thus a reduction in power) / LO ₁₀ /; can also be specified as a control value (manipulated variable) by the transmitter control).

Wird Uo₅₀U ■ k konstant gehalten, dann ist infolge der Wirkung des Regelkreises gewährleistet, daß auch Uo konstant bleibt Damit nun bei geänderter Gleichspannungskomponente i/o der einmal eingestellte Modulationsgrad erhalten bleibt, wird das Modulationssignal Umod über ein Multiplikationsglied 21.5 (F i g. 5) geleitet. Dieses ändert seine Verstärkung proportional zu der an seinem Steuereingang anliegenden Gleichspannung £/_ ■ m. Is Uo ₅₀ U ■ k kept constant, then the control loop is ensured due to the effect that also Uo remains constant In order that with modified DC component i / o of the once set degree of modulation is maintained, the modulation signal Umod via a multiplying member 21.5 (F i g . 5) directed. This changes its gain proportionally to the DC voltage £ / _ ■ m applied to its control input.

Um Rückwirkungen vom Ausgang des Modulationsgliedes 21.5 auf seinen Steuereingang zu vermeiden, ist in die Steuerleitung das Einstellorgan 21.8 eingeschaltet. Dieses enthält ein Tiefpaßfilter, um zu gewährleisten, daß nur die Gleichspannung £/_ zur Wirkung kommt. Zudem ist dem Tiefpaßfilter ein Potentiometer zur Einstellung des besagten Faktors m nachgeschaltet, mit dem dann der gewünschte Modulationsgrad m'einstellbar ist.In order to avoid repercussions from the output of the modulation element 21.5 on its control input, the setting element 21.8 is switched on in the control line. This contains a low-pass filter to ensure that only the DC voltage £ / _ comes into effect. In addition, the low-pass filter is followed by a potentiometer for setting the said factor m , with which the desired degree of modulation m 'can then be set.

In der PS-Einheit (Pulssteuerung) Fig.3 werden aus den positiven und negativen Triggerpulsen wieder PDM-(pulsdauermodulierte) Pulse erzeugt, die das Steuergitter der Pulsröhre PR aussteuern.In the PS unit (pulse control) Fig. 3, PDM (pulse duration modulated) pulses are again generated from the positive and negative trigger pulses, which control the control grid of the pulse tube PR .

Bei Pulsdauer-Modulationsschaltungen ist es oft erwünscht, das Schirmgitter der HF-Endröhre mit zu modulieren. Nach einer bekannten Methode verwendet man einen kleinen, separaten Modulationstransformer, was jedoch ziemlich kostspielig ist. Eine andere bekannte Methode benützt einen Seriewiderstand im Schirmgitterkreis; hierbei kann aber der Klirrfaktor erhöht werden.In the case of pulse duration modulation circuits, it is often desirable to modulate the screen grid of the HF output tube. Used according to a known method a small, separate modulation transformer, which is quite expensive. Another well-known Method uses a series resistor in the screen grid circuit; but this can increase the distortion factor will.

Die erfindungsgemäß vorgeschlagene Schaltung gestattet es, die Nachteile der bekannten Methoden zu vermeiden und eine einfache und billige Schirmgitter-Mitmodulation zu verwirklichen. Nach einem ersten Verfahren (Fig.7) kann man am Ausgang des Pulsfilters TP ■ FI, wo sich der Kondensator C2 befindet, einen kapazitiven Spannungsteiler einbauen. Dabei kann z. B. C2 = 5,9 nF und die Schirmgitterkapazität Q₂=SOOnF sein. Dies ist mit der Schaltung von F i g. 9 realisierbar. Für die Zufuhr der Gleichspannung muß eine Drossel eingebaut werden. Der Eingang PU wird direkt an die Klemmen des Kondensators C\ in F i g. 3.4 angeschlossen. The circuit proposed according to the invention makes it possible to avoid the disadvantages of the known methods and to implement a simple and inexpensive screen grid modulation. According to a first method (FIG. 7), a capacitive voltage divider can be installed at the output of the pulse filter TP ■ FI, where the capacitor C2 is located. It can, for. B. C2 = 5.9 nF and the screen grid _{capacitance Q 2} = SOOnF. This is with the circuit of FIG. 9 realizable. A choke must be installed to supply the DC voltage. The input PU is connected directly to the terminals of the capacitor C \ in F i g. 3.4 connected.

Nach einer /weilen Methode wird das Modulationssignal mittels einer Anzapfung an der Pulsspule SS (Fig.8a und b) und mit nachfolgender Schwingspule SS' und Tiefpaßfilter TP' samt Schirmgittergleichrichter CR' erzeugt. Allerdings muß hier wegen der hohen Schirmgitterentkopplungskapazität Q₂der Innenwidarstand der Schaltung für die N F-Signale sehr niedrig sein.According to one method, the modulation signal is generated by means of a tap on the pulse coil SS (FIGS. 8a and b) and with the following voice coil SS ' and low-pass filter TP' including screen grid rectifier CR ' . However, because of the high screen grid decoupling capacitance Q _2, the internal resistance of the circuit for the NF signals must be very low.

was unter Umständen Schwierigkeiten mit sich bringt.which may cause difficulties.

Eine dritte Methode besteht in der Modulation des Schirmgitters über einen separaten Röhren- oder Leistungstransistorverstärker M (F i g. 9). Man muß aber darauf achten, daß zwischen den Anodenmodulations- und den Schirmgittermodulationsspannungen keine Phasenunterschiede bestehen. Zur Vermeidung solcher Differenzen sind in der F i g. 9 zwei Varianten angegeben, wonach das modulierte Signal über kapazitive oder ohmsche Spannungsteiler aus dem Anodenmodulator dem Schirmgittermodulator zugeführt wird.A third method consists in modulating the screen grid via a separate tube or power transistor amplifier M (FIG. 9). However, one must ensure that there are no phase differences between the anode modulation and the screen grid modulation voltages. To avoid such differences, FIG. 9 two variants indicated, according to which the modulated signal is fed to the screen grid modulator via capacitive or ohmic voltage dividers from the anode modulator.

Wird die Anodenspannung kontinuierlich regelbar betrieben, so kann der Schirmgitter-Gleichrichter GR' u.U. ebenfalls kontinuierlich regelbar sein, und zwar über einen Regeleingang Reg gesteuert. Dieses Reg-Signal steuert gleichzeitig die Anodenspannung (Uo Fig.5;t/_Fig.6).If the anode voltage is operated in a continuously controllable manner, the screen grid rectifier GR 'can, under certain circumstances, also be continuously controllable, specifically controlled via a control input Reg. This Reg signal simultaneously controls the anode voltage (Uo Fig.5; t / _Fig.6).

Hierzu 6 Blatt ZeichnungenIn addition 6 sheets of drawings

Claims

Patent claims:

1. Pulse duration modulation circuit with pulse processing (PA), a modulator tube (PR) controlled by pulse duration signals on the grid side, which is connected to the anode side via a series connection of a pulse coil (SS), a high-frequency tube output stage (HF) and an inductance (L) of a low-pass filter (TF) , positive voltage output (a) of a mains rectifier (GR) is connected wherein the anode of this Moduktorröhre is simultaneously via a freewheeling diode (FD) with this positive voltage output of the mains rectifier (GR) in communication, characterized in that the one end of the pulse coil (SS ) connected cathode of the high-frequency tube output stage (HF) is grounded and the cathode of the modulator tube (PR) is connected to the negative voltage output (B) of the power rectifier (GR)

2. Modulation circuit according to claim 1, characterized in that two partial filter chokes (FDr 1, FDr 2) are used, which are connected between each output of the rectifier (GR) and the terminals of a filter capacitor (FK) .

3. Modulation circuit according to claim 2, characterized by suction circuits (SK) which are connected between the outputs of the rectifier (GR) and ground.

4. Modulation circuit according to claim 2, characterized by capacitances (C) which are connected between the outputs of the rectifier (GR) and ground.

5. Modulation circuit according to one of claims 1 to 4, characterized in that the screen grid the HF output tube is also modulated.

6. Modulation circuit according to claim 5, characterized in that a capacitive voltage divider is arranged at the output of the low-pass filter (TP) , the tap of which is connected to the screen grid of the HF output tube (HF) .

7. Modulation circuit according to claim 5, characterized in that the modulation signal for the screen grid of the HF output tube by means of a tap on the pulse coil (SS, Fig. 8), subsequent voice coil (SS '), low-pass filter (TP') and screen grid rectifier (GR ') is generated.

8. Modulation circuit according to claim 5, characterized by a modulation of the screen grid via a separate tube or power transistor amplifier (M, F i g. 9).

9. Modulation circuit according to claim 8, characterized in that the modulated signal The screen grid modulator is fed from the anode modulator via capacitive voltage dividers is.

10. Modulation circuit according to claim 8, characterized in that the modulated signal is fed to the screen grid modulator via an ohmic voltage divider from the anode modulator.