DE2658321C2 - Control arrangement for a brushless DC motor - Google Patents
Control arrangement for a brushless DC motorInfo
- Publication number
- DE2658321C2 DE2658321C2 DE2658321A DE2658321A DE2658321C2 DE 2658321 C2 DE2658321 C2 DE 2658321C2 DE 2658321 A DE2658321 A DE 2658321A DE 2658321 A DE2658321 A DE 2658321A DE 2658321 C2 DE2658321 C2 DE 2658321C2
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- current
- controller
- control arrangement
- point controller
- motor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 8
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 7
- 230000001960 triggered effect Effects 0.000 claims description 6
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 claims description 2
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 3
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 3
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 1
- 230000002349 favourable effect Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 1
- 238000011144 upstream manufacturing Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
- H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P8/00—Arrangements for controlling dynamo-electric motors rotating step by step
- H02P8/12—Control or stabilisation of current
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P8/00—Arrangements for controlling dynamo-electric motors rotating step by step
- H02P8/14—Arrangements for controlling speed or speed and torque
- H02P8/20—Arrangements for controlling speed or speed and torque characterised by bidirectional operation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
Die Erfindung bezieht sich auf eine Regelanordnung für einen kollektorlosen Gleichstrommotor, dessen Ständerwicklungen zur Ermöglichung beider Drehrichtungen über eine Brückenschaltung aus Transistoren an eine Gleichspannungsquellc in Abhängigkeit von der Rotorstellung schaltbar sind, mit einem Haupttransistor als Regler-Endstufe zwischen Brückenschaltung und Spannungsquelle zur Steuerung des Motorstroms mit Hilfe eines Zweipunktreglers, wobei der Strom-Istwert an einem den Strom sämtlicher Wicklungen führenden gemeinsamen Widerstand abgegriffen und am invertierenden Eingang des Zweipunktreglers mit dem Strom-Sollwert verglichen wird.The invention relates to a control arrangement for a brushless direct current motor, its Stator windings to enable both directions of rotation via a bridge circuit made of transistors a DC voltage source can be switched depending on the rotor position, with a main transistor as a controller output stage between the bridge circuit and the voltage source to control the motor current With the help of a two-point controller, the actual current value being applied to one of the current of all windings common resistance tapped and at the inverting input of the two-position controller with the current setpoint is compared.
Ein solcher Gleichstrommotor in Verbindung mit einer Regelanordnung ist im wesentlichen durch die DE-OS 25 08 546 bekanntSuch a DC motor in connection with a control arrangement is essentially by the DE-OS 25 08 546 known
Derart geregelte kollektorlose Gleichstrommotoren werden vornehmlich als Schrittmotoren eingesetzt
Wegen der günstigeren Motoreigenschaften werden diese mit Konstantstrom betrieben. Bei höheren
Motorströmen werden zur Kommutierung anstelle einfacher Transistoren sogenannte Darlington-Transistören
verwendet Diese bestehen im Prinzip aus zwei kaskadierten Transistoren, wobei sich die Kapazitäten
dieser beiden Transistoren summieren. Werden Darlington-Transistoren verwendet so findet bei jedem
Durchschalten des ebenfalls als Darlington-Transistor ausgebildeten Haupttransistors ein Umladen der Transistor-Kapazitäten
des elektronischen Kommutators statt. Dadurch treten kurzzeitige Stromspitzen durch
die jeweils gesperrten Transistoren der Brückenschaltung auf. Diese Stromspitzen überlagern sich dem
Strom-Istwert des Motors und können die Funktion des Zweipunktreglers beeinträchtigen, wenn diese Stromspitzen
höher als der vorgegebene Sollwert sind. In diesem Fall arbeitet der Regler instabil.
Die Stromspitzen können durch eine Glättung des Istwertes zumindest teilweise unterdrückt werden,
insbesondere bei Verwendung von normalen Transistoren. Nachteilig ist bei einer solchen Lösung jedoch, daß
die Stromhysterese von der Motorbetriebsspannung und von der Motorzeitkonstante abhängt Daher ist eine
Schaltung dieser Art bei Transistoren höherer Leistung nicht ohne weiteres für verschiedene Betriebsspannungen
und Motortypen einsetzbar.Brushless DC motors regulated in this way are primarily used as stepper motors. Because of their more favorable motor properties, they are operated with constant current. With higher motor currents, so-called Darlington transistors are used for commutation instead of simple transistors. These basically consist of two cascaded transistors, with the capacitances of these two transistors adding up. If Darlington transistors are used, the transistor capacitances of the electronic commutator are recharged each time the main transistor, which is also designed as a Darlington transistor, is switched through. As a result, brief current peaks occur through the respective blocked transistors of the bridge circuit. These current peaks are superimposed on the actual current value of the motor and can impair the function of the two-position controller if these current peaks are higher than the specified setpoint. In this case the controller works unstably.
The current peaks can be at least partially suppressed by smoothing the actual value, especially when using normal transistors. A disadvantage of such a solution, however, is that the current hysteresis depends on the motor operating voltage and the motor time constant. Therefore, a circuit of this type cannot easily be used for different operating voltages and motor types with transistors of higher power.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Regelanordnung für einen kollektorlosen Gleichstrommotor der eingangs beschriebenen Art derart zu verbessern, daß sie nicht nur universell einsetzbar ist, sondern daß auch die Stabilität des Reglers jederzeit gewährleistet ist. Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung dadurch gelöst, daß beim Einschalten des Haupttransistors die Hysterese des Zweipunktreglers für die Dauer der dem Motorstrom infolge der Spannungsänderungen in den Transistoren überlagerten Stromspitze vergrößert wird. Eine besonders einfache Lösung besteht darin, daß zur Vergrößerung der Hysterese der Spannungssprung am Kollektor des Haupttransistors beim Einschalten desselben durch ein /?C-Glied differenziert auf den Zweipunktregler rückgekoppelt wird. Es kann aber auch mit dem Ausgangssignal des Zweipunktreglers eine Zeitstufe getriggert werden, mit der die Hysterese des Zweipunktreglers kurzzeitig entsprechend vergrößert wird.The invention is based on the object of a control arrangement for a brushless direct current motor to improve the type described in such a way that it can not only be used universally, but that the stability of the controller is guaranteed at all times. This task is performed according to the Invention achieved in that when the main transistor is switched on, the hysteresis of the two-point controller for the duration of the superimposed on the motor current as a result of the voltage changes in the transistors Current peak is increased. A particularly simple solution is that for enlargement the hysteresis of the voltage jump at the collector of the main transistor when it is switched on by a /? C element differentiated fed back to the two-position controller will. However, a time stage can also be triggered with the output signal of the two-position controller with which the hysteresis of the two-position controller is briefly increased accordingly.
Anhand der Zeichnung, in der mehrere Ausführungsbeispiele dargestellt sind, wird die Erfindung näher erläutert. Es zeigtThe invention is explained in more detail with the aid of the drawing, in which several exemplary embodiments are shown explained. It shows
F i g. 1 eine Schaltungsanordnung für einen kollektorlosen Gleichstrommotor mit Zweipunktregler,
F i g. 2 das Symbol für einen Darlington-Transistor,
F i g. 3 die Schaltung eines Darlington-Transistors,
Fig.4 den Stromverlauf durch den gemeinsamenF i g. 1 shows a circuit arrangement for a brushless direct current motor with a two-position controller,
F i g. 2 the symbol for a Darlington transistor,
F i g. 3 the circuit of a Darlington transistor,
4 shows the current flow through the common
to Widerstand,to resistance,
F i g. 5 einen Verlauf der an den Verstärkereingängen auftretenden Signale,F i g. 5 shows a course of the signals occurring at the amplifier inputs,
F i g. 6 eine Schaltungsvariante des Zweipunktreglers nach Fig. 1,F i g. 6 shows a circuit variant of the two-position controller according to FIG. 1,
'>"> F i g. 7 den Verlauf der Signale an den Verstärkereingängen
der Regelanordnung nach F i g. 6,
F i g. 8 eine weitere Schaltungsvariante,
F i g. 9 den Verlauf der Signale an den Verstärkerein-7 shows the course of the signals at the amplifier inputs of the control arrangement according to FIG. 6,
F i g. 8 another circuit variant,
F i g. 9 shows the course of the signals to the amplifier input
gangen der Regelanordnung nach F i g. 8,went the rule arrangement according to FIG. 8th,
F i g. 10 eine weitere Schaltungsvariante undF i g. 10 another circuit variant and
F i g. 11 den zeitlichen Verlauf der Signale an den Verstärkereingängen der Regelanordnung nach Fig. 10.F i g. 11 shows the timing of the signals to the Amplifier inputs of the control arrangement according to FIG. 10.
Mit 1 ist ein Schrittmotor bezeichnet, der drei im Dreieck geschaltete Ständerwicklungsstränge aufweist Die Enden der miteinander verbundenen Ständerwickiungsstränge sind an eine Kommutierungseinrichtung 2 angeschlossen. Die Kommutierungseinrichtung 2 besteht aus in Brückenschaltung angeordneten Darlington-TransisUjren 3 bis 8, wobei die Transistoren 3 bis 5 die eine Brückenhälfte und die Transistoren 6 bis 8 die andere Brückenhälfte bilden. Zu jedem Transistor 3 bis 8 ist eine Diode 9 bis 14 antiparallel geschaltet Über einen Haupttransistor 15. der ebenfalls als Darlington-Transistor ausgebildet ist, ist die Kommutierungseinrichtung 2 mit ihrem einen Eingang an den Pluspol einer Gleichspannungsquelle UM angeschlossen, an deren Minuspol OV über einen Widerstand 16 der andere Eingang der Kommutierungseinrichtung liegt In F i g. 2 ist das Symbol und in F i g. 3 die Schaltungsweise eines Darlington-Transistors dargestellt1 designates a stepping motor which has three stator winding phases connected in a triangle. The ends of the interconnected stator winding phases are connected to a commutation device 2. The commutation device 2 consists of Darlington transistors 3 to 8 arranged in a bridge circuit, the transistors 3 to 5 forming one half of the bridge and the transistors 6 to 8 forming the other half of the bridge. For each transistor 3 to 8, a diode 9 to 14 in anti-parallel with a main transistor 15 which is also formed as a Darlington transistor, the commutation device 2 is connected with its one input connected to the positive pole of a DC voltage source is, at the negative terminal OV via a Resistor 16, the other input of the commutation device, is in FIG. 2 is the symbol and in FIG. 3 shows the circuitry of a Darlington transistor
Die Transistoren 3 bis 8 sind mit ihren Basen an eine Steuerschaltung 17 angeschlossen. Dieser Steuerschaltung arbeitet in Abhängigkeit von in der Zeichnung nicht dargestellten Rotorstellungsgebern. Die Transistoren 3 bis 8 werden somit über die Steuerschaltung 17 in einer der Rotorstellung entsprechenden Folge auf- und zugesteuert. Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel ist der Steuerschaltung 17 ferner ein Taktgeber 18 vorgeschaltet Dieser gibt Impulse für eine schrittweise Steuerung des Motors 1 ab.The bases of the transistors 3 to 8 are connected to a control circuit 17. This control circuit works as a function of rotor position sensors not shown in the drawing. The transistors 3 to 8 are thus set up via the control circuit 17 in a sequence corresponding to the rotor position. and controlled. In the illustrated embodiment, the control circuit 17 is also a clock generator 18 upstream This emits impulses for step-by-step control of motor 1.
Zur Regelung des Motors auf konstantem Strom ist ein Zweipunktregler 19 vorgesehen, dessen Ausgang über eine Treiberstufe 20 mit der Basis des als Reglerendstufe arbeitenden Haupttransistors 15 verbunden ist Zur Erfassung des Strom-Istwertes dient der Widerstand 16, an dem an einem Anschluß 21 eine dem Strom proportionale Spannung abgenommen werden kann, die über eine Leitung 22 und einem aus den beiden Widerständen 23 und 24 sowie einem Kondensator 25 bestehenden Glättungsglied 26 einem Punkt 27 zugeführt wird, wo sie mit einem Strom-Sollwert verglichen wird, der über einen mit dem negativen Pol der Versorgungsspannung verbundenen Widerstand 28 gewonnen wird. Die am Punkt 27 auftretende Soll-Istwert-Differenz wird dem invertierenden Eingang des Zweipunkt-Reglers 19 zugeführt. An einem am Ausgang des Zweipunktreglers angeschlossenen Spannungsteiler, der aus den beiden Widerständen 29 und 30 besteht, werden die beiden Schwellwerte des Zweipunktreglers 19 eingestellt. Der Verbindungspunkt 31 zwischen den Widerständen 29 und 30 ist mit dem nichtinvertierenden Eingang des Zweipunktreglers 19 verbunden.A two-position controller 19 is provided for regulating the motor to constant current, the output of which is connected via a driver stage 20 to the base of the main transistor 15 operating as a regulator output stage is To detect the current actual value, the resistor 16 is used, at which a terminal 21 is a dem Current proportional voltage can be taken off via a line 22 and one of the two Resistors 23 and 24 and a capacitor 25 existing smoothing element 26 at a point 27 is supplied, where it is compared with a current setpoint value, which is via a with the negative pole the supply voltage connected resistor 28 is obtained. The one occurring at point 27 Setpoint / actual value difference is sent to the inverting input of the two-point controller 19 is supplied. At a voltage divider connected to the output of the two-position controller, which consists of the two resistors 29 and 30, the two threshold values of the two-point controller 19 set. The connection point 31 between the resistors 29 and 30 is with the non-inverting input of the two-position controller 19 connected.
An einem Verbindungspunkt 32 zwischen Haupttransistor 15 und Brückenschaltung 2 ist über eine Freilaufdiode 33 eine positive Haltespannung + UH angelegt, die bei gesperrtem Haupttransistor 15 die Motorwicklungen unter Spannung hält, damit der Läufer seine jeweilige Stellung beibehält (Haltemoment). At a connection point 32 between main transistor 15 and bridge circuit 2, a positive holding voltage + UH is applied via a freewheeling diode 33, which holds the motor windings under voltage when the main transistor 15 is blocked so that the rotor maintains its respective position (holding torque).
Die drei Phasenwicklungen des Motors 1 werden von der Kommutierungseinrichtung 2 mit den Transistoren 3 bis 8 zur Erzeugung eines Drehfeldes zyklisch umgeschaltet. Die Wirkungsweise eines solchen Motors ist an sich bekannt und braucht hier nicht weiter erläutert zu werden. Dadurch, daß der Motorstrom mit Hilfe des Zweipunktreglers 19 auf einen konstanten Wert geregelt wird, ergibt sich der in der Fig.4 dargestellte Stromverlauf durch den Widerstand 16. Hierbei ist der Strom-Istwert über die Zeit aufgetragen. Mit a ist der obere und mit b der untere Grenzwert (Schwellwert) bezeichnet, die durch die Widerstände 29 und 30 einstellbar sind. Die Differenz a-b bezeichnet man die Hysterese des Zweipunktreglers 19.The three phase windings of the motor 1 are switched over cyclically by the commutation device 2 with the transistors 3 to 8 to generate a rotating field. The mode of operation of such a motor is known per se and does not need to be explained further here. The fact that the motor current is regulated to a constant value with the aid of the two-position controller 19 results in the current curve shown in FIG. 4 through the resistor 16. Here, the actual current value is plotted over time. With a is the upper and b with the lower limit value (threshold value) referred to, which are adjustable by the resistors 29 and 30th The difference ab is called the hysteresis of the two-point controller 19.
ίο Zum Zeitpunkt i0 wird die Motorbetriebsspannung + UM mit Hilfe des Haupttransistors 15 an die Kommutierungseinrichtung 2 gelegt Zum Zeitpunkt 11 hat der Strom den durch die Widerstände 29 und 30 vorgegebenen Schwellwert β erreicht, so daß der Zweipunktregler 19 den Transistor 15 zusteuert Zum Zeitpunkt f 3 ist der Strom auf den unteren Schwellwert b abgesunken, der durch die Haltespannung -t- UH und Widerstand 30 vorgegeben ist. Der Transistor 19 wird also wieder eingeschaltet Wird der Transistor 15 in den leitenden Zustand geschaltet, so erscheint am Kommutator 2 die wesentlich höhere Motorbetriebsspannung + UM. Diese Spannungsänderung am Kommutator bewirkt ein Umladen der Kapazitäten der Transistoren 3 bis 8, welche besonders hoch sind, wenn sogenannte Darlington-Transistoren verwendet sind. Durch dieses Umladen werden kurzzeitige Stromspitzen A durch gesperrte Transistoren in der Kommutierungseinrichtung 2 hervorgerufen. Diese Stromspitzen überlagern sich dem Motorstrom-Istwert am Widerstand 16 undίο the time i0 motor operating voltage + UM is placed with the aid of the main transistor 15 to the commutation device 2 at time 1 1, the current has reached the predetermined by the resistors 29 and 30, threshold value β, so that the two-position controller 19 the transistor 15 is heading for the time 3, the current has dropped to the lower threshold value b , which is specified by the holding voltage -t- UH and resistor 30. The transistor 19 is thus switched on again. If the transistor 15 is switched to the conductive state, the significantly higher motor operating voltage + UM appears on the commutator 2. This change in voltage at the commutator causes the capacitances of the transistors 3 to 8 to be recharged, which are particularly high when so-called Darlington transistors are used. As a result of this charge reversal, brief current peaks A are caused by blocked transistors in the commutation device 2. These current peaks are superimposed on the actual motor current value at resistor 16 and
jo beeinträchtigen die Funktion des Reglers 19 dann, wenn diese Stromspitzen höher als der Strom-Sollwert sind. Diese Stromspitzen können durch das Glättungsglied 26 zumindest teilweise unterdrückt werden. Nachteilig ist bei dieser Lösung jedoch, daß die Stromhysterese vonjo affect the function of the controller 19 when these current peaks are higher than the current setpoint. These current peaks can be passed through the smoothing element 26 at least partially suppressed. The disadvantage of this solution, however, is that the current hysteresis of
JS der Motorbetriebsspannung UM und von der Motorzeitkonstante abhängt, d. h., die Schaltung ist nicht ohne
weiteres für verschiedene Betriebsspannungen und Motortypen einsetzbar.
Wie aus dem Vorstehenden hervorgeht, arbeitet der Regler nur stabil, wenn dafür gesorgt wird, daß durch
die kurzzeitigen Stromspitzen A die eingestellten Schwellwerte des Zweipunktreglers 19 nicht überschritten
werden. Erfindungsgemäß wird dies dadurch erreicht, daß beim Einschalten von Transistor 15
kurzzeitig die Hysterese des Zweipunktreglers 19 vergrößert wird. Bei dem Ausführungsbeispiel nach
F i g. 1 wird dies dadurch erreicht, daß der Verbindungspunkt 32 zwischen Transistor 15 und Kommutierungseinrichtung 2 über ein aus einem Widerstand 34 und
einem Kondensator 35 bestehendes flC-Glied mit dem
Verbindungspunkt 31 verbunden ist. Auf diese Weise wird der Spannungssprung am Kollektor des Transistors
15 durch das RC-G\\ed differenziert und der aus
den beiden Widerständen 29 und 30 bestehenden Mitkopplung überlagert Die Zeitkonstante des RC-Gliedes
wird auf die Impulsdauer der Stromspitzen abgestimmt.JS depends on the motor operating voltage UM and on the motor time constant, ie the circuit cannot easily be used for different operating voltages and motor types.
As can be seen from the above, the controller only works in a stable manner if it is ensured that the set threshold values of the two-position controller 19 are not exceeded by the brief current peaks A. According to the invention, this is achieved in that when transistor 15 is switched on, the hysteresis of two-point controller 19 is briefly increased. In the embodiment according to FIG. 1, this is achieved in that the connection point 32 between transistor 15 and commutation device 2 is connected to connection point 31 via a FIC element consisting of a resistor 34 and a capacitor 35. In this way, the voltage jump at the collector of transistor 15 is differentiated by the RC-G \\ ed and the positive feedback consisting of the two resistors 29 and 30 is superimposed. The time constant of the RC- element is matched to the pulse duration of the current peaks.
Fig.5 zeigt die Signale U( + ), U(-) an den Verstärkereingängen in Abhängigkeit von der Zeit. Und5 shows the signals U (+), U (-) at the amplifier inputs as a function of time. and
bo zwar ist in gestrichelten Linien das Signal U{ —) am invertierenden Eingang ( —) und mit ausgezogenen Linien das Signal U( + ) am nichtinvertierenden Eingang ( + ) dargestellt. Die Stromspitzen A am invertierenden Verstärkereingang werden durch die bo although the signal U {-) at the inverting input (-) is shown in dashed lines and the signal U (+) at the non-inverting input (+) with solid lines. The current peaks A at the inverting amplifier input are caused by the
'■'ι gleichzeitige Erhöhung der Schaltschwelle von a auf a' am nichtinvertierenden Versiärkereingang unwirksam. Dadurch ist mit Sicherheit vermieden, daß der Zweipunktregler 19 durch die Stromspitzen instabil'■' ι simultaneous increase of the switching threshold from a to a ' at the non-inverting insurance input ineffective. This reliably prevents the two-point controller 19 from becoming unstable due to the current peaks
wird. Mit a und b sind wiederum die Schwellwerte des Zweipunktreglers 19 angedeutet. Die beim Abschalten durch das RC-G\\ed 34, 35 auftretende kurzzeitige Absenkung B der unteren Schaltschwelle b auf b' ist hierbei ohne Bedeutung.will. The threshold values of the two-point controller 19 are again indicated with a and b. The brief lowering B of the lower switching threshold b to b ' that occurs when the RC-G \\ ed 34, 35 is switched off is irrelevant here.
Fig.6 zeigt eine andere Variante der Regelanordnung nach Fig. 1, wobei gleiche Teile mit gleichen Bezugszeichen versehen sind. Der Strom-Istwert J151 wird wiederum an dem Meßwiderstand 16 abgenommen und über einen Widerstand 36 dem Vergleichspunkt 27 zugeführt, und der Strom-Sollwert wird durch den Widerstand 28 vorgegeben. Die Soll-Istwert-Differenz des Stroms wird dem invertierenden Eingang ( —) des Zweipunktverstärkers 19 zugeführt. Der Ausgang des Zweipunktreglers 19 ist wiederum über eine Treiberstufe 20 mit der Basis des als Reglerendstufe wirkenden Transistors 15 gemäß F i g. 1 verbunden. Wie F i g. 6 zeigt, ist zur kurzzeitigen Vergrößerung der Hysterese des Zweipunktreglers 19 eine Zeitstufe 37 vorgesehen, die vom Ausgang des Zweipunktreglers 19 getriggert wird. Die Laufzeit der Zeitstufe 37 ist durch einen Widerstand 38 und den Kondensator 39 einstellbar vorgegeben. Der Ausgang Q der Zeitstufe 37 ist über eine Diode 40 und einen Widerstand 41 mit dem Verbindungspunkt 31 verbunden. Mit dem Ausgangssignal des Zweipunktreglers 19 zum Zeitpunkt f3 wird also die Zeitstufe 37 getriggert, die während ihrer Laufzeit Ti über den Widerstand 41 und die Diode 40 einen zusätzlichen Strom in den Widerstand 30 einspeist Das Potential des Punktes 31 wird also entsprechend erhöht und damit auch die Hysterese des Zweipunktreglers 19.FIG. 6 shows another variant of the control arrangement according to FIG. 1, the same parts being provided with the same reference numerals. The actual current value J 151 is in turn taken from the measuring resistor 16 and fed to the comparison point 27 via a resistor 36, and the desired current value is specified by the resistor 28. The setpoint / actual value difference of the current is fed to the inverting input (-) of the two-point amplifier 19. The output of the two-point controller 19 is in turn connected via a driver stage 20 to the base of the transistor 15, which acts as a controller output stage, as shown in FIG. 1 connected. As in F i g. 6 shows, a time stage 37 is provided for briefly increasing the hysteresis of the two-point controller 19, which is triggered by the output of the two-point controller 19. The running time of the time stage 37 is adjustable by a resistor 38 and the capacitor 39. The output Q of the timing stage 37 is connected to the connection point 31 via a diode 40 and a resistor 41. With the output signal of the two-point controller 19 at time f3, the timing stage 37 is triggered, which feeds an additional current into the resistor 30 via the resistor 41 and the diode 40 during its runtime Ti Hysteresis of the two-position controller 19.
Fig. 7 zeigt die Signale an den Eingängen des Zweipunktreglers 19. Mit gestrichelten Linien U(-) sind wiederum die Signale am invertierenden Eingang (-) und mit ausgezogenen Linien U( + ) die Signale am nichtinvertierenden Eingang ( —) angedeutet. Mit a und b sind der obere bzw. der untere Schwellwert des Zweipunktreglers 19 angegeben. Zur Zeit i3 wird die Regelendstufe 15 aufgesteuert und im Strom-Istwert /,>, erscheint die Spitze A, die über die Schwelle a reicht. Durch die Zeitstufe 37 wird nun der obere Schwellwert a auf a' angehoben und verbleibt auf diesem Wert, solange die Zeitstufe läuft. Die Laufzeit Π der Zeitstufe 37 ist auf die Impulsbreite der Stromspitzen A abgestimmt. Nach Ablauf der Zeit Tl sinkt die obere Ansprechschwelle a' wieder auf den durch den Widerstand 30 vorgegebenen Wert a ab.7 shows the signals at the inputs of the two-position controller 19. The signals at the inverting input (-) are again indicated by dashed lines U (-) and the signals at the non- inverting input (-) are indicated by solid lines U (+). The upper and lower threshold values of the two-position controller 19 are indicated with a and b. At time i3 the control output stage 15 is turned on and in the current actual value /,>, the peak A appears, which extends above the threshold a. The upper threshold value a is now raised to a ' by the time stage 37 and remains at this value as long as the time stage is running. The running time Π of the timer 37 is matched to the pulse width of the current peaks A. After the time T1 has elapsed, the upper response threshold a ′ falls again to the value a predetermined by the resistor 30.
Fig. 8 zeigt eine weitere Schaltungsvariante der Regelanordnung für einen kollektorlosen Gleichstrommotor nach Bild 1, wobei für wirkungsmäßig gleiche Teile die gleichen Bezugszeichen verwendet sind. Der Strom-Istwert /„, wird wiederum über den Widerstand 16 abgenommen und über den Widerstand 36 dem Vergleichspunkt 27 zugeführt, wie bei dem Ausfüh rungsbeispiel nach Fig.6. Ein stabiles Verhalten des Zweipunktreglers 19 kann gemäß diesem Ausführungsbeispiel auch dadurch erreicht werden, daß zumindest im Bereich des Auftretens von Stromspitzen der Strom-Istwert kompensiert wird. Dies kann gemäß F i g. 8 durch einen Kondensator 44 erreicht werden, der zwischen dem Vergleichspunkt 27 am invertierenden Eingang (—) des Zweipunktreglers 19 und dem Ausgang der Treiberstufe 20 eingeschaltet ist. Der Einfluß der Stromspitzen wird also dadurch beseitigt, daß die Spannungsänderung am Ausgang der Treiberstufe 20 über den Kondensator 44 auf den Strom-Istwert am invertierenden Eingang ( —) des Zweipunktreglers 19 koppelt.FIG. 8 shows a further circuit variant of the control arrangement for a brushless direct current motor according to FIG. 1, the same reference numerals being used for parts that are functionally identical. The actual current value / "is in turn taken via the resistor 16 and fed to the comparison point 27 via the resistor 36 , as in the exemplary embodiment according to FIG. 6. According to this exemplary embodiment, a stable behavior of the two-point controller 19 can also be achieved in that the actual current value is compensated at least in the area where current peaks occur. According to FIG. 8 can be achieved by a capacitor 44 which is switched on between the comparison point 27 at the inverting input (-) of the two-point controller 19 and the output of the driver stage 20. The influence of the current peaks is thus eliminated in that the voltage change at the output of the driver stage 20 is coupled via the capacitor 44 to the actual current value at the inverting input (-) of the two-position controller 19.
Fig. 9 zeigt die Signale an den Eingängen des Zweipunktreglers 19, wobei mit gestrichelten LinienFig. 9 shows the signals at the inputs of the two-point controller 19, with dashed lines
ίο £/( —) wiederum die Signale am invertierenden Eingang (-) und mit durchgezogenen Linien £/( + ) die Signale am nichtinvertierenden Eingang ( + ) dargestellt sind Mit a und b sind die beiden Schwellwerte des Zweipunktreglers 19 angedeutet, die, wie zuvor ausgeführt, die Stromhysterese bilden.ίο £ / (-), in turn, the signals at the inverting input (-) and with solid lines £ (+) the signals at the non-inverting input (+) is presented / A and B, the two threshold values of the two-point regulator 19 are indicated which, as previously carried out, form the current hysteresis.
Die Stromhysierese bleibt bei diesem Ausführungsbeispiel konstant. Beim Durchlässigwerden des die
Reglerendstufe bildenden Transistors 15 zum Zeitpunkt r3 wird also der Strom-Sollwert kurzzeitig erhöht, se
daß die im Zeitpunkt i3 auftretende Stromspitze A
unter dem Schwellwert a des Zweipunktreglers 19 bleibt. Der Transistor 15 bleibt dann so lange
eingeschaltet, bis der obere Schwellwert a wieder erreicht wird. Dies ist zum Zeitpunkt i4. Die beim
Abschalten des Transistors 15 vorübergehende Anhebung des Sollwertes bis zum Punkt C hat für der
Regelvorgang keine Bedeutung, da diese Anhebung über dem Schwellwert a liegt und dieser konstant ist.
Fig. 10 zeigt eine weitere Schaltungsvariante, dieThe current synthesis remains constant in this exemplary embodiment. When transistor 15 forming the controller output stage becomes permeable at time r3, the current setpoint value is increased for a short time, so that current peak A occurring at time i3 remains below threshold value a of two-point controller 19. The transistor 15 then remains switched on until the upper threshold value a is reached again. This is at time i4. The temporary increase in the setpoint value up to point C when the transistor 15 is switched off has no significance for the control process, since this increase is above the threshold value a and this is constant.
Fig. 10 shows a further circuit variant that
j(i dem Prinzip der Regelanordnung nach F i g. 8 und 9 entspricht. Gleiche Teile sind wiederum mit gleichen Bezugszeichen versehen. Wie bei dem Ausführungsbeispiel nach F i g. 6 ist eine Zeitstufe 45 vorgesehen, die vom Ausgang des Zweipunktreglers 19 getriggert wirdj (i the principle of the control arrangement according to Figs. 8 and 9 is equivalent to. The same parts are again provided with the same reference numerals. As in the embodiment according to FIG. 6, a timer 45 is provided which is triggered by the output of the two-point controller 19
J5 Die Laufzeit kann über einen Widerstand 46 und Kondensator 47 eingestellt werden. Von der Zeitstufe 45 wird aber nicht der Strom-Sollwert für der Zweipunktregler 19 kurzzeitig erhöht, sondern dei Strom-Istwert wird im Bereich des Auftretens der unerwünschten Stromspitzen kurzzeitig erniedrigt, se daß wie bei dem Ausführungsbeispiel nach F i g. 8 und S die Stromspitzen A den oberen Schwellwert a des Zweipunktreglers nicht erreichen, wie F i g. 11 zeigt Dies wird bei der Regelanordnung nach Fig. IC dadurch erreicht, daß der komplementäre Ausgang Q über einen Widerstand 48 mit dem Punkt 27 in Verbindung steht, so daß während der Laufzeit der Zeitstufe 45 über Widerstand 48 zusätzlich Strom zur Sollwert-Spannungsquelle US fließt. Das Ausgangssignal der Zeitstufe 45 ist in diesem Fall auf die Spannungsquelle US bezogen.J5 The running time can be set via a resistor 46 and capacitor 47. However, the current setpoint value for the two-position controller 19 is not briefly increased by the timer 45, but the actual current value is briefly reduced in the area where the undesired current peaks occur, so that as in the embodiment according to FIG. 8 and S, the current peaks A do not reach the upper threshold value a of the two-position controller, as shown in FIG. 11 illustrates This is achieved in the control arrangement of Fig. IC, that the complementary output Q is connected via a resistor 48 to the point 27 in conjunction, so that during the duration of the time stage 45 additionally through resistor 48 current to the desired value voltage source US flows . In this case, the output signal of the timer 45 is related to the voltage source US.
In Fig. 11 sind wiederum die Signale an den Eingängen des Zweipunktreglers 19 in Abhängigkeit von der Zeit dargestellt, wobei mit gestrichelten Linien U(-) die Signale am invertierenden Eingang und die durchgezogenen Linien U( +) die Signale am nichtinvertierenden Eingang bedeuten. Zum Zeitpunkt (3 wird das Signal am invertierenden Eingang für die Dauer TI herabgesetzt, daß die Stromspitzen A unwirksam 11 again shows the signals at the inputs of the two-position controller 19 as a function of time, with dashed lines U (-) denoting the signals at the inverting input and the solid lines U (+) denoting the signals at the non-inverting input. At time (3, the signal at the inverting input is reduced for the duration TI , so that the current peaks A become ineffective
hi bleiben, d.h, der Schwellwert a durch diese Spitzen nicht erreicht wird, so daß der Regler stabil arbeitet remain hi , that is, the threshold value a is not reached by these peaks, so that the controller works in a stable manner
Claims (6)
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE2658321A DE2658321C2 (en) | 1976-12-22 | 1976-12-22 | Control arrangement for a brushless DC motor |
| US05/862,425 US4167693A (en) | 1976-12-22 | 1977-12-20 | Control arrangement for a brushless D-C motor |
| JP15501677A JPS5380515A (en) | 1976-12-22 | 1977-12-22 | Method of regulating commutatorless dc motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE2658321A DE2658321C2 (en) | 1976-12-22 | 1976-12-22 | Control arrangement for a brushless DC motor |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| DE2658321B1 DE2658321B1 (en) | 1978-04-20 |
| DE2658321C2 true DE2658321C2 (en) | 1978-12-07 |
Family
ID=5996320
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| DE2658321A Expired DE2658321C2 (en) | 1976-12-22 | 1976-12-22 | Control arrangement for a brushless DC motor |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4167693A (en) |
| JP (1) | JPS5380515A (en) |
| DE (1) | DE2658321C2 (en) |
Families Citing this family (28)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4390826A (en) * | 1974-06-24 | 1983-06-28 | General Electric Company | Laundering apparatus, method of operating a laundry machine, control system for an electronically commutated motor, method of operating an electronically commutated motor, and circuit |
| JPS5748722Y2 (en) * | 1979-02-24 | 1982-10-26 | ||
| JPS55117486A (en) * | 1979-03-02 | 1980-09-09 | Ina Sankyo Kk | Driving circuit for brushless motor |
| AU544713B2 (en) * | 1980-02-25 | 1985-06-13 | Sony Corporation | D.c. motor driving circuit |
| US4339701A (en) * | 1980-04-11 | 1982-07-13 | Pritchard Eric K | Switching frequency stabilization and load fault detection in switching amplifiers |
| US4532459A (en) * | 1980-04-17 | 1985-07-30 | General Electric Company | Laundering apparatus, method of operating a laundry machine, control system for an electronically commutated motor and method of operating an electronically commutated motor |
| US4494051A (en) * | 1982-03-05 | 1985-01-15 | The Garrett Corporation | Multi-quadrant brushless DC motor drive |
| KR840001387B1 (en) * | 1982-11-22 | 1984-09-21 | 정영춘 | Motor |
| JPS59169377A (en) * | 1983-03-16 | 1984-09-25 | Hitachi Ltd | Drive circuit for motor |
| US4642537A (en) * | 1983-12-13 | 1987-02-10 | General Electric Company | Laundering apparatus |
| US4540921A (en) * | 1984-04-19 | 1985-09-10 | General Electric Company | Laundry apparatus and method of controlling such |
| US4642536A (en) * | 1984-04-19 | 1987-02-10 | General Electric Company | Control system for an electronically commutated motor, method of controlling such, method of controlling an electronically commutated motor and laundry apparatus |
| US4636936A (en) * | 1984-04-19 | 1987-01-13 | General Electric Company | Control system for an electronically commutated motor |
| US4707650A (en) * | 1986-10-03 | 1987-11-17 | General Electric Company | Control system for switched reluctance motor |
| US4902944A (en) * | 1986-11-20 | 1990-02-20 | Staubli International Ag. | Digital robot control having an improved current sensing system for power amplifiers in a digital robot control |
| JPH0750880Y2 (en) * | 1988-09-29 | 1995-11-15 | 株式会社三協精機製作所 | Brushless motor drive circuit |
| DE4009184A1 (en) * | 1990-03-22 | 1991-09-26 | Heidelberger Druckmasch Ag | Suppressing current peaks during commutation of brushless DC motor |
| US5423192A (en) * | 1993-08-18 | 1995-06-13 | General Electric Company | Electronically commutated motor for driving a compressor |
| DE4339553C1 (en) * | 1993-11-19 | 1995-06-22 | Sgs Thomson Microelectronics | Driver circuit for a stepper motor |
| US5572096A (en) * | 1994-05-27 | 1996-11-05 | Sgs-Thomson Microelectronics, Inc. | Method and circuit for clamping the recirculation current in stator windings |
| US5675231A (en) * | 1996-05-15 | 1997-10-07 | General Electric Company | Systems and methods for protecting a single phase motor from circulating currents |
| US5825597A (en) * | 1996-09-25 | 1998-10-20 | General Electric Company | System and method for detection and control of circulating currents in a motor |
| US6650073B2 (en) * | 2000-11-15 | 2003-11-18 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Brushless motor apparatus |
| JP4454328B2 (en) * | 2004-01-29 | 2010-04-21 | 三洋電機株式会社 | Motor driving device, integrated circuit, and motor driving method |
| EP1889353A2 (en) * | 2005-06-09 | 2008-02-20 | Abhishek Singh | Switching system for controlling the starting of an electrical motor. |
| US8878475B2 (en) * | 2010-11-05 | 2014-11-04 | Stmicroelectronics, Inc. | Current limiting for a motor winding |
| CN111404425B (en) * | 2020-05-06 | 2022-04-29 | 苏州博睿测控设备有限公司 | Direct current motor parallel control system and current following control method |
| EP3993253A1 (en) * | 2020-10-27 | 2022-05-04 | Wobben Properties GmbH | Current hysteresis control with deadtimes for supression of oscillation induced faulty switchings in a converter |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CH468113A (en) * | 1966-10-26 | 1969-01-31 | Golay Buchel & Cie Sa | Current control system of an electronically commutated motor |
| US3812413A (en) * | 1972-03-06 | 1974-05-21 | Ibm | Drive circuit for inductive load |
| US3824440A (en) * | 1972-08-02 | 1974-07-16 | Landis Tool Co | Stepping motor control system |
| NL7501602A (en) * | 1974-03-26 | 1975-09-30 | Siemens Ag | GEARBOX FOR CONTROLLING STEPPER MOTORS. |
| DE2508546B2 (en) * | 1975-02-27 | 1978-03-30 | Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen | Brushless DC motor |
-
1976
- 1976-12-22 DE DE2658321A patent/DE2658321C2/en not_active Expired
-
1977
- 1977-12-20 US US05/862,425 patent/US4167693A/en not_active Expired - Lifetime
- 1977-12-22 JP JP15501677A patent/JPS5380515A/en active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6126315B2 (en) | 1986-06-19 |
| US4167693A (en) | 1979-09-11 |
| DE2658321B1 (en) | 1978-04-20 |
| JPS5380515A (en) | 1978-07-17 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| DE2658321C2 (en) | Control arrangement for a brushless DC motor | |
| DE2346975C2 (en) | Drive circuit for a single-phase stepper motor | |
| DE2314257C2 (en) | Circuit arrangement for speed control of a brushless DC motor | |
| DE2450968A1 (en) | DRIVE CIRCUIT FOR A BRUSHLESS DC MOTOR | |
| EP0082392B1 (en) | Circuit arrangement for the registration of the charge current polarity of a reversible dc chopper | |
| CH620554A5 (en) | ||
| DE2363632A1 (en) | COLLECTORLESS DC MOTOR | |
| DE2743695C2 (en) | Speed control device for a reversible DC motor with a permanent magnet rotor and an electronic commutation device | |
| DE2642472C3 (en) | Brushless DC motor | |
| DE2743411A1 (en) | COLLECTORLESS DC MOTOR | |
| DE2742932C3 (en) | Step-by-step brushless DC motor with a permanent magnet rotor | |
| DE2461391C3 (en) | Speed control circuit for a brushless DC motor | |
| DE3247991C2 (en) | Driver circuit for a brushless DC motor with a Hall element | |
| EP0140159B1 (en) | Detection method for the static and dynamic load angle of a stepping motor | |
| DE2313328B2 (en) | Control circuit for an inverter | |
| EP0802613A2 (en) | Multi-phase, brushless DC motor | |
| DE1765454C3 (en) | Circuit arrangement with a Hall generator connected to a pulse generator | |
| DE2233930C3 (en) | Circuit arrangement for speed control of a DC motor | |
| EP0836269A1 (en) | Speed control device for motors with collectors | |
| DE3416980A1 (en) | METHOD AND CIRCUIT FOR CONTROLLING A STEPPING MOTOR CONTROLLED BY A DC VOLTAGE | |
| EP0140160B1 (en) | Load angle dependent step cycle control for stepping motors | |
| DE1763047C3 (en) | Circuit arrangement for controlling the speed of a single-phase series commutator motor | |
| DE2346670C3 (en) | Circuit arrangement for monitoring a speed | |
| DE2414602C3 (en) | Circuit arrangement for controlling a stepper motor | |
| EP0321564A1 (en) | Rectifier-type electric drive |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| 8320 | Willingness to grant licences declared (paragraph 23) | ||
| 8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |