DE2543490A1 - Netzteil mit strom-messfuehlereinrichtung - Google Patents

Description

Dr. Horst Schüler 22;J^ept· ¹⁹⁷⁵

Patentanwalt
β Frankfurt / MaI_n 1

Nlddastr. 52

3742-2 l-DSG-2387/2396/ 2397/2398/2399

GENERAL ELECTRIC COMPANY

1 River Road
SCHENECTADY, N.Y./U.S.A.

Netzteil mit Strom-Meßfühlereinrichtung

Die Erfindung betrifft allgemein Netzteile und insbesondere ein Gerät zur Erfassung des Stroms im Netzteil und damit zur Ausführung einer Erfassung des Überstroms.

Viele Arten von Netzteilen verwenden Leistungsinverter zur Erzeugung der Ausgangsspannung des Netzteils für einen elektrischen Verbraucher. Die Inverter besitzen allgemein primäre und sekundäre Kreise, die durch Transformator gekoppelt sind, wodurch der Primärkreis Leistung an den Sekundärkreis koppelt, wo sie gleichgerichtet wird, um die Ausgangsspannung des Netzteils zu erzeugen.

Häufig werden Netzteile in kritischen Umgebungsbedingungen verwendet, wo es erforderlich ist, daß der elektrische Verbraucher, welcher von einem Netzteil-Inverter gespeist

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wird, nicht während irgendeiner längeren Zeit unterbrochen oder stillgelegt wird. Weiterhin muß der Verbraucher vor Überspannung geschützt werden. Zur Erzielung einer Zuverlässigkeit ist es üblich, die Ausgänge von zwei oder mehr Netzteilen parallel zu schalten, wodurch sie an den Verbraucher eine gemeinsame Spannung liefern. Ein Netzteil dient dabei als Reserve für den anderen im Falle des Entstehens einer Fehlfunktion in einem Netzteil, welcher dann abgeschaltet werden muß.

Ebenso werden gesteuerte Inverter häufig verwendet als Spannungserzeugerquelle für Netzteile. Diese Inverter besitzen eine maximale Stromgrenze, bei deren Überschreiten der Inverter beschädigt werden kann. Diese Inverter besitzen primäre und sekundäre Kreise, welche durch Transformator gekoppelt sind. Der Primärkreis enthält Schaltereinrichtungen, die auf pulsierende Steuersignale mit veränderlicher Impulsbreite und Dauer ansprechen zur Steuerung des Stroms im Primärkreis und damit zur Steuerung der auf den Sekundärkreis gekoppelten Leistung. Die Ausgangsspannung des Netzteils wird an einem Gleichrichterfilter entnommen, welches mit der Sekundärwicklung des Transformators verbunden ist.

Eines der Hauptprobleme bei diesen Arten von Inverter-Netzteilen besteht in der genauen Steuerung der Schalterströme im Inverter, um so eine genaue Regelung der Ausgangsspannung zu erhalten. Zur Erzielung dieser strengen Regelung ist es sehr erwünscht, daß etwa verwendete Rückkopplungssteuersysteme den Sekundärkreis vollständig von dem Primärkreis isolieren, wodurch hohe Stromstärken und Spannungen im Primärkreis keine Auswirkung auf irgendwelche Signale besitzen, welche auf den Primärkreis von Sekundärkreis zurückgekoppelt werden. Weiterhin ist es erwünscht.

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daß die Impulsbreite und der Impulsabstand der Steuersignale des Inverters, die grundsätzlich durch Rückkopplungssignale gesteuert werden, genau gesteuert werden, so daß die Ausgangsspannung konstant bleibt.

Es ist üblich, die Ausgangsspannung oder den Strom des Inverters zu erfassen und den Inverter (Netzteil) dauernd abzuschalten, wenn der Strom übermäßig groß wird. Nachdem der Netzteil abgeschaltet wurde, muß er von Hand wieder eingeschaltet werden.

Es gibt viele Anwendungsmöglichkeiten für Netzteile, bei denen es wirtschaftlich nicht praktisch ist, ein Bedienungsund Beaufsichtigungspersonal einzusetzen. Weiterhin sind manchmal übermäßig große Inverterströme nur zeitweilig vorhanden (beispielsweise eine zeitweilige Überlastung). Im Hinblick auf diese zeitweiligen Unterbrechungen ist es erwünscht, ein automatisches Gerät für einen Netzteil vorzusehen, das in der Lage ist, automatisch den Überstrom zu erfassen, abzuschalten und wiedereinzuschalten, ohne hierzu das Eingreifen eines Bedienungspersonals zu erfordern.

Um eine Beschädigung am Inverter und anderen Schaltungen des Netzteils zu verhindern, ist gewöhnlich irgendeine Einrichtung vorgesehen zur Erfassung von Überstromverhältnissen in dem Inverter, die allgemein durch Überlastung des Netzteils oder durch eine Pehlfunktion des Netzteils verursacht werden.

Es ist allgemein üblich, den Sekundärstrom des Inverters durch Verwendung von Überwachungsschaltungen zu überwachen, welche mit großen Widerstandestrommeßeinrichtungen im Sekundärkreis verbunden sind. Der Grund dafür, daß diese

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Nebenschlußwiderstände groß sind, besteht darin, daß sie die extrem hohen Ströme leiten müssen, welche in dem Sekundärkreis vorhanden sind (beispielsweise 50 bis 100 Ampere). Bei den heutigen Netzteil-Konstruktionen werden kleine Festkörper-Bauteile und eine integrierte Schaltung fast ausschließlich verwendet. Diese kleinen Bauteile haben die Gesamtabmessungen von Netzteilen in starkem Maße verringert. Die Verwendung von großen Bauteilen, wie den zuvor erwähnten Nebenschlußwiderständen, verhindert jedoch noch die gewünschte optimale kleine Abmessung. Weiterhin sind diese Einrichtungen relativ kostspielig infolge ihrer räumlichen Abmessungen und der Menge von kostspieligen Materialien, welche benutzt werden müssen, so daß sie den hohen Stromstärken widerstehen können.

In vorbekannten Systemen wird gewöhnlich eine Kurzschlußschaltung oder *Brechstange" (crowbar) verwendet, um eine Unterbrechung der dem elektrischen Verbraucher zugeführten Leistung auf ein Minimum zu bringen und eine Beschädigung im Falle eines Ausfalls des Netzteils (Überspannung an seinem Ausgang) zu verhindern. Jedes Netzteil besitzt eine solche Kurzschlußschaltung, die an seinem Inverter-Auegang zur Erfassung der Ausgangsspannung angeschlossen ist. Venn diese Spannung einen festgelegten Wert übersteigt, dann wird die Schaltung aktiviert, um sofort den Ausgang des Inverters kurzzuschließen. Der Hauptnachteil eines solchen Kurzschlußverfahrens besteht darin, daß trotz des Schutzes des Verbrauchers und der Netzteile in einem Parallelsystem die Kurzschlußschaltung in allen Netzteilen betätigt wird, wenn die Ausgangsspannung den festgelegten Wert übersteigt. Dies ist auf die Tatsache zurückzuführen, daß jede Kurzschlußschaltung die gemeinsame Spannung erfaßt. Als Ergebnis wird die Spannungszufuhr zum Verbraucher unterbrochen, bis

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der Netzteil, welcher die Überspannung bewirkt hat, entweder von Hand abgeschaltet werden kann oder herausgenommen werden kann und der andere Netzteil oder die anderen Netzteile wieder in die Leitung eingeschaltet werden.

Es ist auch üblich, die Ausgänge einer Vielzahl von Netzteilen parallel zu schalten, um an einen elektrischen Verbraucher eine gemeinsame Spannung zu liefern. Dies wird normalerweise aus den folgenden Gründen getan 1) zur Erhöhung der Zuverlässigkeit des Systems (d.h. jeder Netzteil dient als Unterstützung und Reserve für die anderen) oder 2) zur Handhabung der Leistungs(Strom)anforderungen des Verbrauchers. Häufig wird der Verbraucher mehr Strom ziehen als ein Netzteil handhaben kann. Daher wird die Stromlieferungskapazität des Netzteilssystems durch Parallelschalten von Netzteilen vergrößert.

Bs ist auch bekannt, daß eine unabgeglichene Belastung manchmal bewirkt, daß ein Netzteil in einem paralellgeschalteten System in einen Stromgrenzzustand geht (Überlastung), während die anderen Netzteile nicht in diesen Zustand gehen. In einem parallelen System ist es bei Auftreten dieses Zustande s erwünscht zu gestatten, daß der andere Netzteil oder die anderen Netzteile einen Teil der Belastung aufnehmen, während man weiterhin den überlasteten Netzteil in der Nähe seines Maximalstroms arbeiten läßt, auch wenn er mit einer verminderten Spannung arbeitet.

In allen bekannten Systemen wird der Inverterstrom durch eine Schaltung überwacht, welche mit dem Sekundärkreis des Inverters verbunden ist. Diese Stromstärken sind extrem hoch (beispielsweise 50-100 Ampere) und erfordern kostspielige Schaltungen zur Überwachung dieser Stromstärken. Venn

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weiterhin der Netzteil in einen Stromgrenzzustand geht, wird durch einen Ausgang von der Überwachungsschaltung ein Ausgangssignal zur Abschaltung des Netzteils erzeugt, wodurch das Netzteil von System herausgenommen wird und die gesamte Last auf den anderen Netzteil oder die anderen Netzteile gegeben wird.

Im Hinblick auf die vorstehenden Ausführungen ist es erwünscht, eine wirtschaftlichere und verbesserte Einrichtung zur Überwachung der Ströme von Netzteil-Invertern zu erhalten durch Verwendung von kleineren Bauteilen als dies bisher möglich war, wodurch die Gesamtabmessung des Netzteils und die Kosten verringert und die Leistungsfähigkeit verbessert werden.

Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, verbesserte Einrichtungen mit gesteigerten Betriebseigenschaften zur Erfassung und Steuerung der Stromstärke von Netzteil-Invertern zu schaffen.

Eine weitere Aufgabe besteht darin, ein Netzteil-System zu schaffen, das in der Lage ist, ununterbrochen Leistung an einen elektrischen Verbraucher zti liefern.

Eine weitere Aufgabe besteht in der Schaffung von Einrichtungen in einem Netzteil zur Erfassung der Stromstärke im Primärkreis des Inverters, um den Inverterstrom konstant auf einem vorgegebenen Wert zu halten, wenn der Strom den vorgegebenen Wert übersteigt.

Eine weitere Aufgabe besteht in der Schaffung einer verbesserten Spannungsreglereinrichtung, die durch schnelle und genaue Regelungseigenschaften gekennzeichnet ist und

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wirtschaftlich, hergestellt werden kann, und einer Reglereinrichtung für einen Netzteil des Invertertyps mit geschlossener Schleife für die Spannung, bei der Rückkopplungssignale in dem Netzteil vollständig isoliert sind.

Es ist eine weitere Aufgabe, ein Gerät zur automatischen Abschaltung eines Inverters zu schaffen, wenn der Inverter-Strom einen vorgegebenen Vert übersteigt, das noch automatisch den Inverter erneut einschaltet, wenn der Strom unter den vorgegebenen Wert absinkt, wobei noch ein Gerät vorgesehen ist zur Überwachung der maximalen Stromgrenze in dem Primärkreis eines Inverters zur sofortigen Abschaltung des Inverters bei wechselnden und dauernden Stromgrenzzuständen und zur erneuten Einschaltung des Inverters, nachdem ein Stromgrenzzustand beseitigt ist.

Die vorstehend aufgeführten Nachteile werden durch einen Aspekt der vorliegenden Erfindung überwunden durch die Erkenntnis, daß primäre Stromstärken in einem Netzteil-Inverter viel geringer sind als die sekundären Ströme und daß diese primären Ströme wirksam erfaßt werden können zur Steuerung der Ausgangsspannung des Netzteils. Das Erfassen von diesen kleinen Stromstärken beseitigt das Erfordernis von großen kostspieligen Nebenschlußwiderständen und vermindert damit die Gesamtabmessung des Netzteils und die Kosten.

Es werden gemäß der vorliegenden Erfindung Steuersignale zu dem Primärkreis eines steuerbaren Inverters vorgesehen zur Steuerung der Kopplung der Leistung an den Sekundärkreis und auch noch zur Steuerung des Strome im Primärkreis.

Der Strom im Primärkreis des Inverters wird gemäß der vorliegenden Erfindung erfaßt zur sofortigen Erzeugung eines

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Stromgrenzsignals, wenn der Primärkreisstrom eine vorgegebene Amplitude erreicht. Dieses Stromgrenzwertsignal wird dazu benutzt, die Steuersignale zu unterbrechen oder zu hemmen, welche normalerweise dem Primärkreis zugeführt werden, zwecks Abschaltung des Inverters. Daher werden der Inverter und andere Netzteile geschützt, wenn ein Überstrom oder ein Stromgrenzzustand im Leistungs-Inverter auftritt.

In einem weiteren Aspekt der Erfindung ist ein steuerbarer Leistungs-Inverter geschaffen, bei dem jeder Netzteil primäre und sekundäre Kreise besitzt. Der Primärkreis koppelt die Leistung auf den Sekundärkreis bei Vorhandensein von Steuersignalen, welche dem Primärkreis zugeführt werden. Eine erfaßte Spannung im Sekundärkreis wird benutzt, um ein Abschaltsignal zu erzeugen, wenn diese einen vorgegebenen Wert erreicht oder übersteigt. Das Abschaltsignal hemmt wirksam die Steuersignale, welche normalerweise dem Primärkreis des Inverters zugeführt werden, und hierdurch wird die Ausgangsspannung des Inverters ausreichend vermindert, so daß ein anderes paralleles Netzteil oder Netzteile die elektrische Belastung übernehmen können. Die Verminderung der Ausgangsspannung des Inverters auf diese Weise durch Nichtverwendung einer Kurzschlußschaltung ergibt eine ununterbrochene Leistungszufuhr zum Verbraucher. Wenn die Ursache für den Überspannungszustand in dem fraglichen Netzteil beseitigt wird, befähigt das Abschaltsignal den Netzteil zur automatischen erneuten Einschaltung.

Ein weiterer Aspekt der Erfindung sieht vor, daß jedes Netzteil einen steuerbaren Inverter mit primärem und sekundärem Kreis besitzt. Der Primärkreis enthält Schaltereinrichtungen,

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welche auf pulsierende Steuersignale veränderlicher Impulsbreite und Dauer zur Steuerung der Perioden des Stromflusses im Primärkreis und der auf den Sekundärkreis gekoppelten Schaltung ansprechen. Die Steuerung des Stroms im Primärkreis steuert auch den Strom im Sekundärkreis. Die Ausgangsspannung des Netzteils wird am Sekundärkreis entnommen, der als Konstantstromquelle wirkt.

Der Strom im Primärkreis, welcher pulsierend ist, wird nur während der Perioden des Stromflusses überwacht. Der Strom wird nicht überwacht während der Perioden des Nicht-Stromflusses. Eine Spannung proportional der Amplitude des Stroms wird gespeichert während der Strom fließt und wird gespeichert gehalten während derjenigen Perioden, in denen der Strom nicht fließt. Die Speicherung und Aufbewahrung des Wertes des pulsierenden Stroms in der beschriebenen Weise führt zu einer Speicherung eines Wertes, der repräsentativ ist für einen konstanten Primärkreisstrom und zur Steuerung oder Regelung des konstanten SekundärkreisStroms verwendet werden kann.

Venn der Primärkreisstrom einen vorgegebenen Wert übersteigt, dann wird ein Strombegrenzungssignal oder Stromgrenzwertsignal als Resultat des gespeicherten Wertes erzeugt zur Änderung der Impulsbreite und des Abstandes der Steuersignale, welche dem Primärkreis zugeführt werden. Dies führt zu einer Stromschleife (überwachter Primäre trom und Strombegrenzungssignal), welche die Ausgangespannung vermindert und gleichzeitig die Primärstromstärke konstant auf den vorgenannten vorgegebenen Wert hält. Wenn der Netzteil aus dem Stromgrenzzustand herausgeht, wird der Normalbetrieb automatisch wiederhergestellt.

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Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung ist auch, ein verbessertes Regelungsgerät für ein Netzteil vorgesöien, das einen steuerbaren Inverter mit Sekundärkreis zur Lieferung der Ausgangsspannung an einen elektrischen Verbraucher besitzt sowie einen Primärkreis, der auf Steuersignale zur Kopplung der Leistung an den Sekundärkreis anspricht.

Bine Regler- und Isolatoreinrichtung ist mit der Ausgangsspannung verbunden zur Erzeugung eines elektrisch isolierten Rückkopplungssignals, das repräsentativ ist für die Differenz zwischen der Ausgangsspannung und einer Bezugsspannung mit vorgegebenem Wert. Das Rückkopplungssignal wird auf eine Steuereinrichtung zusammen mit einem periodischen Rampensignal gekoppelt. Die Steuereinrichtung erzeugt ein Steuersignal mit variabler Impulsbreite und Dauer zur Steuerung der Steuersignale für den Inverter und damit zur Regelung der Ausgangsspannung. Die Impulsbreite und der Abstand des Steuersignals ist eine Funktion eines Vergleichs des ¥ertes des Rückkopplungssignals und der kontinuierlich sich verändernden Amplitude des Rampensignals.

Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung enthält der Inverter einen Primärkreis, der mit einer Quelle verbunden werden kann und auf pulsierende Steuersignale zur Steuerung des prozentualen Anteils der Zeit anspricht, in dem der Primärkreis mit der Quelle verbunden ist, zwecks Steuerung der Perioden des Stromflusses durch den Primärkreis. Die Ausgangsleistung wird an einem Sekundärkreis des Inverters gemäß der von dem Primärkreis auf denselben gekoppelten ' Leistung entnommen.

Bs ist eine Begrenzungseinrichtung oder Grenzwerteinrichtung vorgesehen zur Erzeugung eines ersten Strombegrenzungssignals proportional zum Momentanwert des Stroms im Primärkreis.

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Bs sind Einrichtungen vorgesehen zur Ausführung einer sofortigen Hemmung der Verbindung des Primärkreisee mit der Quelle, um den Inverter abzuschalten, wenn das erste Strombe grenzungs signal einen vorgegebenen Wert übersteigt. Eine weitere Einrichtung ist vorgesehen zur Erzeugung eines zweiten hemmenden Signals, welches ebenfalls «ine Hemmung der Verbindung des Primärkreises mit der Quelle während einer ersten vorgegebenen Zeitdauer bewirkt, wenn das erste strombegrenzend? Signal den vorgegebenen Wert während einer zweiten vorgegebenen Zeitdauer übersteigt.

Die Erzeugung des zweiten Strombegrenzungssignale führt zu einem wiederholten Versuch der erneuten Einschaltung des Inverters so lange, wie das erste hemmende Signal erzeugt wird. Venn das erste hemmende Signal verschwindet, wird der Inverter automatisch durch das zweite Strombegrenzungssignal wieder eingeschaltet.

Ein besseres Verständnis der vorliegenden Erfindung ergibt sich aus der nachfolgenden Beschreibung im Zusammenhang mit den Abbildungen.

Figur 1 ist ein Hauptblockschaltbild und zeigt die gegenseitigen Beziehungen zwischen den verschiedenen Schaltungen eines Netzteil-Systems gemäß der vorliegenden Erfindung.

Die Figuren 2 bis 17 zeigen in Form von elektrischen Schaltzeichnungen verschiedene Schaltungen der Blöcke der Figur 1.

Die Figuren 18 und 19 sind Taktdiagramme und zeigen die Beziehungen zwischen Hauptsignalen, welche zwischen den verschiedenen Schaltungen des Netzteils fließen, zum besseren Verständnis der Arbeitsweise der Erfindung.

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Es wird nunmehr Bezug genommen auf die Figur 1, die zwei grundsätzlich ähnliche Netzteile 10 und 12 zeigt. Da beide Netzteile ähnlich sind, wird in der Figur 1 nur ein Netzteil 10 in Hauptblockschaltbildform gezeigt. Es ist selbstverständlich, daß der Netzteil 12, der als parallelgeschalteter Netzteil bezeichnet ist, grundsätzlich die gleichen Bauteile und den gleichen Schaltungsaufbau wie der Netzteil 10 beinhaltet. Ks ist zu beachten, daß bei jedem der Netzteile die entsprechenden positiven (+) und negativen (-) Anschlüsse miteinander verbunden sind zur Bildung von parallelen Netzteilen und zur Lieferung von gleichen Spannungen an einen nicht gezeigten Verbraucher, welche mit VOP, VON und VOP¹, VON' bezeichnet sind. Vie noch nachstehend beschrieben, ergibt der Aufbau jedes Netzteils den Vorteil, daß zwei oder mehr dieser Arten von Netzteilen parallelgeschaltet werden können zur Speisung eines gemeinsamen Verbrauchers, in dem lediglich ihre positiven und negativen Anschlüsse miteinander verbunden werden, wie dies in Figur dargestellt ist. Die Parallelschaltung von Netzteilen ist in höchstem Maße erwünscht in den Fällen, wo es erwünscht ist, einen hohen Grad der Zuverlässigkeit zu erhalten* D.h. wenn in einem Netzteil eine Fehlfunktion entsteht und dies ein Abschalten notwendig macht, dann ist der andere Netzteil in der Lage, die Belastung zu übernehmen und kann den elektrischen Verbraucher weiter betreiben.

Ein weiterer Vorteil der Netzteile 10 und 12 besteht darin, daß sie jeweils in der Lage sind, in einem weiten Spannungsbereich der ungeregelten GleichspannungsIeistung (beispiels weise 93 bis 186 Volt) von einer nicht gezeigten Leistungsquelle zu arbeiten. Die ungeregelte GleichspannungsIeistung wird den Eingangsanschlüssen INP und INN und INP* und INN' der jeweiligen Netzteile auf den Leitern 1^ und Ik* zugeführt,

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wie dies in Figur 1 gezeigt ist. Beide Netzteile 10 und können ihre ungeregelte Eingangsgleichspannung von der gleichen Quelle erhalten oder sie können jeweils ihre Eingangsleistung von getrennten Leistungsquellen erhalten.

Es wird nunmehr Bezug genommen auf die Eingangsanschlüsse INP und INN für die ungeregelte Gleichspannung im Netzteil Der Anschluß INP, der positive Eingangsanschluß, und INN, der negative Eingangsanschluß, sind mit der ungeregelten Gleichspannungsquelle verbunden, um Leistung über eine Sicherung F1 und eine Drossel oder Spule L2 an einen Regler 16 zu liefern. Ein Kondensator 18 ist parallel über die Leiter geschaltet und arbeitet zusammen mit der Spule L2 als Rauschunterdrückungs-Netzwerk zur Abschwächung von im Inverter erzeugtem Rauschen, das sonst in die ungeregelte Gleichspannungsquelle zurückgespiegelt würde. Es ist auch zu beachten, daß der Anschluß INN des Leiters 14 als gemeinsame Brdverbindung für den Netzteil arbeitet und als HCOM bezeichnet ist.

Der Hauptzweck des Reglers 16 besteht darin, eine geregelte Spannung (beispielsweise 70 Volt Gleichspannung) auf einem Leiter 20 an einen inneren Leistungs-Inverter 22 zu liefern. Weiterhin liefert der Regler 16 zwei Ausgangssignale S1 und S2 auf Leitern 2k und 26 zum Inverter 22. Diese letzteren beiden Signale S1 und S2 sind Steuersignale für den inneren Leistung«-Inverter 22 und dienen zur Steuerung des Einschaltens und Absehaltere des Inverters im Falle eines Überspannungszustandes im Regler 16. Im allgemeinen dienen die Signale S1 und S2 zur Abschaltung des inneren Inverters, wenn die Ausgangsspannung 70 Volt vom Regler 16 einen vorgegebenen Wert übersteigt (beispielsweise 86 Volt).

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Der innere Leistungs-Inverter 22 arbeitet mit der Eingangsgleichspannung von 70 Volt auf dem Leiter 20 und ist ein konventioneller Typ mit Sättigungskern und arbeitet bei einer Frequenz von 5 kHz. Wie zuvor erwähnt, wird dieser Inverter durch Eingangssignale S1 und S2 vom Regler 16 gesteuert geschaltet und kann unter bestimmten Überspannungsverhältnissen eingeschaltet und abgeschaltet werden. Der Inverter 22 enthält einen konventionellen gleichgerichteten Ausgang zur Lieferung von Spannungen von +5 Volt, -5 Volt und +20 Volt an die verschiedenen Schaltungen des Netzteils 10. Die gemeinsame Erde HCOM ergibt eine Masseverbindung für die Hochspannungsseite des Leistungs-Netzteils und dient auch noch als gemeinsame Erde für die Spannung von + 5 Volt, Die Erde für die Ausgangsspannung +20 Volt vom Inverter 22 wird gegeben durch einen Erdleiter, der mit RSN gekennzeichnet ist. In der nachfolgenden Beschreibung der einzelnen Schaltungen, aus denen der Netzteil 10 besteht, sind diese Spannungen in jeder der Abbildungen entsprechend bezeichnet.

Das Netzteil 10 enthält einen zweiten Leistungs-Inverter, der auch als Ausgangsleistungs-Inverter 28 bezeichnet ist. Dieser letztere Inverter ist nicht ein Inverter des Sättigungskerntyps, sondern ein Inverter mit variabler Einschaltzeit, der in der vorliegenden Ausführungsform mit einer Frequenz von 20 kHz arbeitet entsprechend zwei Eingangssignalen B1 und B2 auf den Leitern 29 und 33. ¥ie noch nachstehend beschrieben, bewirkt das Vorhandensein der Signale B1 und B2, daß der Ausgangsleistungs-Inverter 28 entweder im zyklischen Betrieb arbeitet oder gesperrt wird und damit die Ausgangsleistung vom Netzteil aufgehoben wird. Der Inverter 28 enthält auch noch einen Transformator T1 und ein Gleichrichterfilter-Netzwerk 30. Die

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Primärwicklung des Transformators T1 besitzt einen Mittenabgriff und ist in Reihe über einen Nebenschlußwiderstand 3I über die Leiter 32 und 3^ geschaltet. Wie noch nachstehend im einzelnen beschrieben, besteht der Zweck des Nebenschluß-Widerstandes 31 darin, den durch die Primärwicklung T1 fließenden Strom zu überwachen. Diese Überwachung wird in einer Schnellstromgrenzwert-Schaltung 36 bewerkstelligt.

Das Gleichrichterfilter erhält Eingangswechselspannung auf den Leitungen AC1, AC2 und AC3 von der Sekundärwicklung des Transformators T1. Das Gleichrichterfilter 30 besitzt einen konventionellen Aufbau. Der Filterausgang wird torgesteuert durch ein Gattersignal auf dem Leiter 38 von einer Kurzschlußschaltung ko (Brechstangenschaltung)(crowbar). Venn das Gattersignal vorhanden ist, wird die Ausgangsspannung VOP vom Filter auf eine Spannung von weniger als 2 Volt heruntergezogen. Dies geschieht, wenn die Ausspannung VOP über den Leitern kl und 42, die einer Kurzschlußschal tung kO zugeführt wird, 7 Volt übersteigt. Die Kurzschlußschaltung kO liefert auch noch ein Signal GATE an eine Hochspannungs-Absehalt- und Isolatorschaltung kk. Dieses letztere Signal wird dazu benutzt, das Netzteil automatisch abzuschalten, wenn immer die Ausgangespannung VOP einen vorgegebenen Wert übersteigt (beispielsweise 7 Volt).

Die Hochspannungs-Abschält- und Isolatorschaltung hh dient als Mittel zur Erzeugung eines AbschaItsignals SO auf einem Leiter k6 zu einer Hochspannungs(HV)abschaltverriegelung k8 zur Abschaltung des Netzteils unter zwei verschiedenen Bedingungen. Das erste von diesen Verhältnissen liegt vor, wenn die Wechselspannungssignale AC1 und AC2 auf den Leitern 50 bzw. 52 vom Transformator T1 den Wert einer Bezügespannung (KEF) übersteigen, welche der Abschalt- und Isolatorschaltung kk auf einem Leiter 5^ zugeführt wird. Die ander·

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von diesen beiden Verhältnissen liegt vor, wie zuvor beschrieben, wenn die Ausgangsspannung VOP auf dem Leiter k2 die Kurzschlußschaltung *tO betätigt zur Erzeugung des Signals GATE auf dem Leiter Ό, welches bewirkt, daß die Ho chs pannungs abs c hait- und Isolatorschaltung kk das Signal SO auf dem Leiter k6 erzeugt.

Ein Bezugsregler (REF) und Isolator 56 erhält die Ausgangsspannung VOP auf einem Leiter 58. Der Regler 56 erzeugt zwei Ausgangssignale, die zuvor erwähnte Spannung REF auf dem Leiter ^k und ein Rückkopplungssignal FBK auf einem Leiter 60. Die Spannung REF wird im Innern des Bezugsreglers und Isolators 56 erzeugt und, wie zuvor erwähnt, wird sie von der Hochspannungsabschalt- und Isolatorschaltung kk benutzt, um einen Überspannungszustand von AC1 und AC2 festzustellen. Die Spannung REF wird auch noch über einen Leiter 62 an eine Monitor-Ein/Aus- und Grenzwertschaltung 6k geliefert. Das Rückkopplungssignal FBK auf dem Leiter wird im Netzteil benutzt zur Steuerung der Ausgangsleistung vom Inverter 28. Die Art und Weise, in welcher der Ausgangsleistungs-Inverter 28 durch das Signal FBK gesteuert wird, wird noch nachstehend beschrieben.

Es wird nunmehr Bezug genommen auf eine Oszillator- und Austastschaltung 66 nach Figur 1. Diese Schaltung dient hauptsächlich zur Bestimmung der Frequenz des Ausgangsleistungs-Inverters durch Betreiben eines Bas istaktsignalgenerators zur Erzeugung von vier AusgangsSignalen LOGA, LOGB, BLANK und BLANK. Die beiden Ausgangssignale LOGA und LOGB sind abwechselnde logische Signale, die stets entgegengesetztes Vorzeichen besitzen, und werden auf den Leitern 68 und 70 an eine Basis-Treiberschaltung 72 geliefert. Diese beiden Signale LOGA und LOGB dienen über die

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Basis-Treiberschaltung als Hauptsteuersignale für den Ausgangs le is tungs -Inverter. Das Takt- oder BLANK-Signal wird den drei Schaltungen der Schnellstromgrenzwertschaltung auf einem Leiter 73» der Basissteuerschaltung 72 auf einem Leiter "Jk und einer Stromgrenzwertreglerschaltung 76 auf einem Leiter 77 zugeführt. Das vierte Signal BLANK wird einer Rückkopplungssehaltung 78 über einen Leiter 79 zugeführt .

Die Bas is-Treiberschaltung 7² dient hauptsächlich al,s schaltbare Strom- oder Spannungsquelle zur Steuerung der Arbeitsweise des Ausgangsleistungs-Inverters 28 gemäß den Signalen B1 und B2 auf den Leitern 29 und 33. Die Basis-Treiberschaltung 72 spricht auf ein Schnellstrom-Grenzwertsignal CLF auf einem Leiter 80 von der Schnellstrom-Grenzwertschaltung 36 an zur Abschaltung des Leistungs-Inverters 28, wenn die Stromstärke in der Primärwicklung des Transformators T1 einen vorgegebenen Wert übersteigt. Ebenso erhält die Basis-Treiberschaltung 72 ein Strom-Begrenzungssignal CL auf einem Leiter 81 von der Hochspannungs-Abschaltverriegelungsschaltung ^8. Die Basis-Treiberschaltung 72 spricht auch auf dieses Signal zur Abschaltung des Inverters an, wenn die über den Transistoren erscheinende Spannung, welche den Ausgangsleistungs-Inverter betreiben, einen vorgegebenen ¥ert übersteigt. Eine Hochspannung HV wird vom Leistungsinverter 28 der Abschaltverriegelung ^8 über einen Leiter geliefert. Der Zweck des Signals HV wird noch nachstehend beschrieben. Vie bereits erwähnt, spricht die Basis-Treiberschaltung 72 auf die Signale LOGA, LOGB und BLANK unter normalen Betriebsbedingungen an und betreibt den Ausgangsleistungs-Inverter 28 mit der festgelegten Frequenz von 20 kHz.

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Bs wird nunmehr Bezug genommen auf die Rückkopplungsschaltung 78« Diese Schaltung dient als Spannungsregler und liefert ein zweites Rückkopplungssignal FB auf einem Leiter 8k an die Basis-Treiberschaltung 72« Dieses letztere Signal FB wird auch noch auf dem Leiter 85 an den Stromgrenzwertregler 76 geliefert. Die Rückkopplungsschaltung 78 spricht auf die drei Eingangssignalβ, das Signal BLANK auf dem Leiter 79i das Rückkopplungssignal FBK auf dem Leiter 60 und ein Stromgrenzwertreglersignal CLR auf dem Leiter 86 an. Die beiden Eingangssignalθ CLR und FBK sind variable Signale, deren Amplituden selektiv die Impulsbreite des FB-Signals zur Steuerung der Ein- und Aue-Zeiten des Ausgangsleistungs-Inverters über die Basis-Treiberschaltung 82 bestimmen. Die Impulsbreite des Signals FB auf dem Leiter 8k steuert die Impulsbreite der Signale B1 und B2 und dies bewirkt, daß der Ausgangsleistungsinverter als impulsbreitenmodulierter Inverter arbeitet. In dieser Weise ist es möglich, die Ausgangsleistung des Inverters 28 zu steuern durch Steuerung seiner Einschalt- und Ausschaltzeit,

Der Strom-Grenzwertregler 76 ist ein wichtiges Bestandteil des Netzteils 10 der Figur 1. Die Ausgangsspannung VOP und der Ausgangsstrom werden normalerweise zwischen einen Mindestwert und einem Maximalwert des Stroms über die Rückkopplungsspannungsreglerschaltung 78 gemäß dem Signal FBK auf dem Leiter 60 gesteuert. Jenseits des maximalen Stromwertes jedoch (beispielsweise 50 Amp) liefert der Stromgrenzwertregler 76 das Signal CLR an die Rückkopplungsschaltung 78 und bewirkt, daß der Ausgangsstrom des Netzteils nahezu konstant bleibt und gestattet eine Verminderung der Ausgangsspannung VOP mit steigender Belastung. Dies wird bewerkstelligt durch die Strom-Grenzwertreglerschaltung 76, die auf das Signal FB und ein Strombezugssignal oder Spannung

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IREF auf dem Leiter 87 und auf eine tatsächliche Primärstromstärke am Transformator oder Spannung IACT auf dem Leiter 88 anspricht. Zusätzlich hierzu wird noch das Signal BLANK auf dem Leiter 77 dem Strom-Grenzwertregler zugeführt. Die Signale FB und BLANK werden von dem Strom-Grenzwertregler benutzt zur zeitlichen Festlegung der Erzeugung des Signals CLR. Die Signale IREF und IACT von der Schnellstrom-Grenzwertschaltung werden in einem Integrator in dem Strom-Grenzwertregler verglichen. So lange das Signal IREF höher ist als das Signal IACT, besitzt das Signal CLR praktisch keine Auswirkung auf den Betrieb der Rückkopplungsschaltung 78· Venn jedoch die Amplitude des Signals IACT die Amplitude des Signals IREF übersteigt, dann wird das Signal CLR aktiv und ändert seinen Wert in einer solchen Weise, daß eine Änderung des Signals FB durch die Rückkopplungsschaltung 78 bewirkt wird. Diese Änderung des Signals FB bewirkt eine Änderung der Impulsbreiten der Signale B1 und B2 in einer solchen Weise, daß die Ausgangsspannung vermindert wird, während gleichzeitig der Netzteil-Transformator- und Gleichrichter-Filterstrom etwa gleich dem Wert des Signale IREF gehalten werden.

Es wird nunmehr Bezug genommen auf die Hochspannungs-Grenzwertabschaltverriegelungsschaltung 48. Diese Schaltung dient hauptsächlich dazu, den Netzteil in dem Falle abzuschalten, wo ein Überspannungszustand in den Leistungstreiber-Transistoren im Ausgangsleistungs-Inverter vorhanden ist, d.h. wenn ein hoher Spannungszustand von der Hochspannungsabschalt- und Isolatorschaltung 44 erfaßt wird. Die Hochspannungs-Grenzwertabschaltverriegelungsschaltung wird den Netzteil durch Betätigung des Signals CL auf dem Leiter 81 zur Basis-Treiberschaltung 72 abschalten. Die Absehalt-Verriegelungsschaltung 48 wird auch noch das Netzteil

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abschalten bei Vorhandensein eines Abschaltsignals TO auf dem Leiter 90 von einer Abschalt-Schaltung 9^ oder bei einem Rückstellsignal auf einem Leiter 92 von einer Startschaltung 93. Die Abschalt-Verriegelungsschaltung hQ liefert auch ein Verriegelungssignal auf einem Leiter 9^ an die Anfahrschaltung 93 zur Steuerung der letzteren Schaltung während des Anfahrbetriebs des Netzteils und während einer Überlastung oder Überspannung oder Überstrombedingung am Netzteil,

Die Abschalt-Schaltung 9I dient dazu, das Signal TO auf dem Leiter 90 zur Abschaltung des Netzteils bei Vorhandensein des Signals CLF auf dem Leiter 95 von der Schnellstrom-Grenzwertschaltung 36 zu erzeugen. Es besteht eine geringe Verzögerung zwischen der Zuführung des Signals CLF und der Erzeugung des Signals TO. Venn das Signal CIF am Eingang der Abschalt-Schaltung etwa 20 Millisekunden lang vorhanden ist, dann wird das Abschaltsignal TO erzeugt, das seinerseits die Hochspannungs-Grenzwertabschaltverriegelung ^8 betätigt und das Abschalten des Netzteils bewirkt und gleichzeitig die Erzeugung des Signals LATCH (Verriegelung) auf dem Leiter 9^ zur Auslösung eines Anfahrens des Netzteils. Die Anfahrschaltung 93 bestimmt im Zusammenwirken mit dem Zustand der Abschaltverriegelung k8, ob die Ausgangsepannung VOP vorhanden ist, wenn dem Netzteil zuerst Leistung zugeführt wird. Venn der Netzteil im abgeschalteten Zustand ist, dann bewirkt das Verriegelungssignal auf dem Leiter 9k die Erzeugung eines Signals RESET durch die Startschaltung auf dem Leiter 92 zur Abschaltverriegelung k8 und ein Signal INHIBIT (Hemmung) auf dem Leiter 97 zur Abschalt-Schaltung Das Signal INHIBIT verhindert die Erzeugung des Signals TO, so daß es nicht den Zustand der Abschalt-Verriegelung verändern kann. Wenn das Signal CL nicht vorhanden ist, dann

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kann die Basis-Treiberschaltung 7² damit beginnen, die Signale Bi und B2 zum Ausgangsleistungs-Inverter 28 zu liefern. Auf diese Weise wird das Netzteil wieder eingeschaltet zur Erzeugung der Ausgangespannung VOP.

Die letzte zu beschreibende Schaltung in Figur 1 ist die Monitor-Ein/Aus- und Grenzwertschaltung 6^. Diese Schaltung 6h erhält die Bezugsspannung REP auf dem Leiter 62, die Ausgangsspannung VOP auf dem Leiter 58 und die Ausgangserde VON vom Gleichrichterfilter 30 auf einem Leiter 98. Der primäre Zweck der Monitor-Ein/Aus-Grenzwertschaltung besteht darin, die Ausgangsspannung VOP zu überwachen und diese Spannung mit der Bezugsspannung zu vergleichen um festzustellen, ob VOP innerhalb vorgeschriebener Grenzwerte liegt (beispielsweise zwischen 5_f25 Volt und ^,75 Volt), Die Monitor-Ein/Aus- und Grenzwertschaltung 6k enthält eine neuartige Schaltung, da sie eine Anzeigeleuchte, beispielsweise eine lichtabgebende Diode (LED) enthält, die im Gegensatz zu anderen Netzteilen anzeigt, daß nicht nur Leistung dem Netzteil zugeführt wird, sondern das Netzteil auch in seinen Grenzwerten arbeitet. Venn das Netzteil aus den Grenzwerten herausläuft, dann wird die Anzeigelampe gelöscht und gleichzeitig wird die Schaltung ein Alarmsignal auf dem Leiter 99 erzeugen, um ein Warnsignal ertönen zu lassen, das außerhalb des Netzteils angeschlossen und mit einer nicht gezeigten Stromquelle verbunden ist. Es ist daher ersichtlich, daß die Anzeigelampe in der Schaltung Monitor-Bin/ Aus-Grenzwert einem doppelten Zweck dient. D.h. sie deutet an, daß dem Netzteil Leistung zugeführt wird und auch noch, daß der Netzteil entweder innerhalb oder außerhalb der Grenzwerte liegt, abhängig davon, ob das Licht eingeschaltet oder abgeschaltet ist.

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In der nachstehenden Beschreibung werden die einzelnen in Figur 1 in Blockachaltbild dargestellten Schaltungen, wie sie in den Figuren 2 bis 17 als Schaltzeichnungen wiedergegeben sind, noch im einzelnen beschrieben. Anschließend an die Beschreibung dieser Abbildungen wird dann unter Bezugnahme auf das Taktdiagramm der Figuren 18 bis 19 die Gesamtarbeitsweise des Netzteils beschrieben.

Es wird nunmehr Bezug genommen auf die Figur 2 und die Reglerschaltung 16, welche die ungeregelte Eingangs-Gleichspannung an den Leitern 1^ erhält, wie dies vorstehend im Zusammenhang mit Figur 1 beschrieben wurde. Der Regler 16 dient hauptsächlich als Reihenregler mit einer Kurzzeit-Strombegrenzungsfähigkeit zur Lieferung der geregelten Ausgangsspannung von 70 Volt auf dem Leiter 20 an den inneren Leistungswandler oder Inverter 22. Weiterhin enthält der Regler 16 Schaltungen zur Erzeugung der Signale S1 und S2 zum Abschalten des Inverters 22. Dieses Merkmal der Abschal· tung ergibt einen Überspannungsschutz am Ausgang für die äußere Last im Falle eines Kurzschlusses oder Defektes im Regler. Wie zuvor erwähnt, steuern die Signale Sl und S2 den inneren Leistungs-Inverter 22 zur Abschaltung des Inverters im Falle einer Fehlfunktion des Reglers. Es wird daran erinnert, daß die Eingangsspannung auf den Leitern einen weiten Bereich von Spannungen, beispielsweise 93 Volt Gleichspannung bis 186 Volt Gleichspannung, überstreichen kann. Die Art und Weise, in der der Regler 16 diesen weiten Bereich von Eingangsspannungen handhaben kann, wird noch aus dem weiteren Verlauf der Beschreibung ersichtlich.

Der Hauptstromfluß durch den Regler 16 erfolgt durch zwei Widerstände 100 .und 102, die Diode 104 und durch die KoI-lektor-Emitterkreise der beiden Transistoren 106 und 108,

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die in Darlingtonschaltung geschaltet sind. Die geregelte Ausgangsspannung von 70 Volt wird vom Emitter des Transistors 108 entnommen und dem inneren Leistungsinverter 22 zugeführt.

Die Ausgangsspannung mit dem Nennwert 70 Volt auf dem Leiter 20 wird durch die Reihenschaltung der 70-Volt-Diode 1IQ der Dioden 112, 1Ί4 und eines Vorspannungswiderstandes 116 bestimmt. Die Kathode der Zener-Diode 110 ist mit der Basis des Transistors 106 verbunden. Die Zener-Diode 110 liefert eine geregelte Spannung von 7° Volt an der Basis des Transistors 106. Es ist daher ersichtlich, daß die in Darlington-Schaltung verbundenen Transistoren 106 und 108 unter Steuerung durch die Bezugsspannung von 70 Volt Strom durchlassen und die Ausgangsspannung auf dem Leiter 20 auf 70 Volt halten. Die Reihenschaltung der Widerstände 100 und 102 und der Diode 10^ liegt über einem Widerstand 122 im Nebenschluß mit dem Emitter-Basiskreis eines Transistors 120. Venn während des Betriebs des Reglers der Ausgangsstrom auf dem Leiter 20 einen vorgegebenen Wert übersteigt (beispielsweise 170 Milliampere), dann bewirkt der Spannungsabfall an der Basis des PNP-Transistors 120, daß der Transistor ausreichend Strom durchläßt, um eine Spannung von mehr als 6,2 Volt über einem Widerstand 128 zu erzeugen, der einen Teil eines Spannungsteiler-Netzwerkes bildet, das noch einen Reihenwiderstand 130 zum Kollektor des Transistors 120 umfaßt. Ein Kondensator I32 ist zwischen HCOM und den Verzweigungspunkt der Widerstände 128 und I30 geschaltet und dient lediglich als Nebenschlußkondensator, um eine Beeinflussung des Betriebs des Transistors 126 durch Rauschen zu beseitigen. Mit dem Ansteigen des Stroms durch den Transistor 120 geht die Basis des Transistors auf positive Werte und bewirkt das Einschalten dieses

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Transistors. Mit eingeschaltetem Transistor 126 wird seine Kollektorspannung absinken und bewirkt damit, daß die Spannung am Verzweigungspunkt des Spannungsteilers, gebildet durch die ¥iderstände 116 und 134, ausreichend negativ wird, um die Darlington-Transistoren 1O6 und 108 in Sperr-Richtung vorzuspannen, uui sie zu sperren. Dies führt zu einem Zusammenbrechen der Spannung von 70 Volt auf dem Leiter 20.

Der Grund zur Einfügung dieses Strombegrenzungsmerkmals im Regler nach Figur 2 besteht darin, eine Zerstörung der Reglerschaltung zu vermeiden, welche durch kurzzeitige Kurzschlüsse zur Masseleitung (hCOM) verursacht werden kann. Wenn an einem der Transistoren 106 oder 108 ein Kurzschluß zwischen Kollektor und Emitter auftritt, wird die Ausgangsspannung (70 Volt) sofort relativ nahe zur Eingangsspannung hochlaufen (im Beispiel 93 bis 186 Volt). Der Stroradurchlaß der Diode 136 wird bewirkt durch die Erhöhung der Spannung am Verzweigungspunkt des Widerstandes 14O, wo er mit den beiden Widerständen 142 und 144 verbunden ist, die ihrerseits mit den Basen der Transistoren 146 und 148 verbunden sind. Diese positiv verlaufende Spannung am Verzweigungspunkt der Widerstände 14O, 142 und 144 bewirkt einen Stromfluß durch den Emitter-Basiskreis in jedem der Transistoren 146 und 148 und schaltet daher diese Transistoren ein. Wenn die Transistoren 146 und 148 eingeschaltet sind,gehen ihre Kollektoren auf die binäre 0 und senden die Abschaltsignale S1 und S2 an den Leistungsinverter 22. Die Widerstände 138 und 150 und die Kondensatoren 118 und 152 sind von der Basis ihrer jeweiligen Transistoren 146 bzw. 148 mit HCOM verbunden. Es ist wichtig, den inneren Inverter 22 im Falle eines Kurzschlusses, wie eben beschrieben, abzuschalten, da der Ausgang des Leistungsinverters 22 Spannungen von +5 Volt und +20 Volt an die verschiedenen

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Schaltungen im Netzteil liefert. In der bevorzugten Ausführungsform verwenden diese Netzteile integrierte Schaltungsplättchen (beispielsweise TTL), welche beschädigt werden können, wenn ihre Eingangsspannung 7 Volt übersteigt.

Es wird nunmehr Bezug genommen auf die Figur 15, welche eine Sehaltzeichnung des inneren Leistungeinverters 22 zeigt. Wie zuvor erwähnt, ist der Leistungsinverter 22 ein konventioneller Inverter des Typs mit Sättigungskern, der in der bevorzugten Ausführungsform bei 5 kHz arbeitet. Dieser Inverter arbeitet mit der geregelten Spannung von 70 Volt, die vom Regler 16 auf der Leitung 20 dem Mittelabgriff der Primärwicklung eines Transformators T2 zugeführt wird. Der Primärkreis des Transformators besteht aus der Reihenschaltung eines Widerstandes 160 und eines Kondensators 162, die parallel zur Primärwicklung des Transformators T2 geschaltet sind. Zwei parallele Widerstände 164 und 166 sind an einem Ende der Primärwicklung des Transformators T2 angeschlossen. Ein Kondensator 168 ist mit dem anderen Ende der Widerstände 164 und 166 verbunden. Der Widerstand 166 ist mit dem Basis-Eingangskreis eines Transistors I70 verbunden. Bine ähnliche Schaltung wie die Widerstände 164, I66 und der Kondensator 168 besteht aus den Widerständen I72 und Ι7Ί und dem Kondensator I76. Diese beiden Widerstände sind mit dem entgegengesetzten Ende der Primärwicklung des Transformators T2 verbunden. Der Kondensator I76 und der Widerstand 172 sind in ähnlicher Weise wie die Widerstände und der Kondensator I78 mit dem Basis-Eingangskreis eines Transistors I78 verbunden.

Emitter-Vorspannungswiderstände 180 und 182 sind für die Transistoren I70 bzw. I78 vorgesehen. Diese letzteren beiden Widerstände sind mit Masseanschluß oder der S_ammelleitung

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HCOM verbunden. Weiterhin ist ein Bas is-Vorspannungswiderstand 18k von HGOM zum Basis-Eingang des Transistors 168 und mit einem Ende des Widerstandes I72 und des Kondensators 176 verbunden. In ähnlicher Weise ist ein Basis-Vorspannungswiderstand 186 von HCOM zur Basis des Transistors und zum Widerstand I66 und Kondensator I68 geschaltet.

Die beiden Schaltsignale S1 und S2 auf den Leitern Zk bzw. vom Regler 16 werden den Bas is-Eingängen der Transistoren und 178 zugeführt. Wenn diese beiden Signale nicht vorhanden sind, ist der Inverter in der Lage, in der normalen Betriebsart zu arbeiten. D.h. er arbeitet als ein Oszillator bei einer Frequenz von 5 kHz zur Erzeugung einer Ausgangswechselspannung zur Kopplung auf die Sekundärwicklung des Transformators T2. Wenn die Signale S1 und S2 auf Erdpotential verklammert sind (binäre θ) durch den Stromdurchlaß der Transistoren 1^6 und 1^8 nach Figur 2, dann kann keiner der Transistoren I70 oder I78 Strom führen. Wenn diese beiden Transistoren am Stromdurchlaß gehindert werden, kann der Inverter nicht schwingen und die Ausgangsspannung von + 5 Volt und +20 Volt wird aufgehoben.

Der sekundäre Teil des inneren Leistungsinverters der Figur 15 besteht aus zwei isolierten Ausgangswicklungen, die mit SA und SB bezeichnet sind. Die Sekundärwicklung SA ist eine Wicklung mit Mittenabgriff, welcher die gemeinsame Erde des Netzteils (HCOM) bildet. Die beiden Enden der Sekundärwicklung SA sind durch konventionelle Gleichrichter geführt, welche aus den Dioden 187, 188, 189 und 190 bestehen. Es ist eine konventionelle Filterung vorgesehen durch vier Kondensatoren 191, 192, 193 und 19^, welche von der +5-Volt-Leitung zu HCOM verbunden sind. Die zweite Sekundärwicklung SB liefert eine elektrisch isolierte

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AusgangsSpannung von + 20 Volt über einen Drückengleichrichter bestehend aus den Dioden 195, 196, 197 und 198.

Die Ausgangsspannung von 20 Volt wird durch einen Kondensator 199 gefiltert, der zwischen die Leitung für +20 Volt und die Erdleitung für +20 Volt RSN geschaltet ist. RSN wird vom Verzweigungspunkt der Anoden der Dioden 197 und entnommen, während die Spannung von +20 Volt an dem Kathodenverzweigungspunkt der Dioden 195 und 196 entnommen wird. Im normalen Betrieb des Netzteils liefern die Spannungen von +5 Volt und von +20 Volt ständig Vorspannungen an die verschiedenen Schaltungen des Netzteils. Im Falle einer Fehlfunktion im Regler 16 werden jedoch die beiden Signale S1 und S2 die Basis jedes der Transistoren 170 und 178 auf Erdpotential (hCOM) verklammern und damit diese beiden Transistoren am Stromdurchlaß hindern. Durch diesen Vorgang wird der Inverter abgeschaltet und die Ausgangsspannungen werden aufgehoben. Auf diese Weise werden die verschiedenen Transistoren und integrierten Schaltungen in den Schaltungen geschützt, aus denen der Netzteil besteht.

Es wird nunmehr Bezug genommen auf die Figur 16, welche eine Schaltzeichnung des Ausgangs leistungsinverters 28 zeigt. Wie zuvor erwähnt, ist der Ausgangsleistungsinverter 28 in der Lage, als impulsbreitenmodulierter Inverter durch die beiden Eingangssignale B1 und B2 von der Basis-Treiberschaltung 72 der Figur 1 zu arbeiten. Diese beiden Signale sind in den Figuren 18 und I9 dargestellt, welche die Erzeugung dieser Signale unter verschiedenen Betriebsbedingungen des Netzteils zeigen. Es ist wichtig zu beachten, daß die Signale Bi und B2 niemals beide gleichzeitig hoch oder positiv sind. Jedoch können diese Signale beide gleichzeitig in dem niedrigen Zustand sein. Dies

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besagt, daß grundsätzlich drei Betriebszustände für den Ausgangsinverter vorhanden sind. Dies wird wie folgt erklärt. Wenn das Signal B1 auf dem Leiter 29 positiv ist, werden drei Inverter-Leistungstransistoren 200, 202 und eingeschaltet. Dies wird bewirkt durch die positive Eingangsspannung INP, welche durch den Nebenwiderstand 3I der Figur 1 fließt und durch die Primärwicklung des Transformators T1 zu den Basis-Elektroden jeder der Transistoren 200, 202 und 20*1. Die Emitter der Transistoren 202 und 20U sind über ihre entsprechenden Vorspannungswiderstände 206 und 208 mit HCOM verbundene Eine Diode 210 ist parallel zwischen Emitter und Basis des Transistors 200 geschaltet und dient zur Verringerung der Abschaltzeit der Transistoren 202 und 2θ4. Aus den Figuren 18 oder ist ersichtlich, daß wenn das Signal B1 hoch ist, das Signal B2 niedrig ist. Unter diesen Verhältnissen werden die Leistungstreiber-Transistoren 212, 214 und 216 gesperrt, welche das negative oder niedrige Signal B2 erhalten. Die Widerstände 218 und 220 dienen dem gleichen Zweck wie zuvor für die Widerstände 206 und 208 beschrieben. In gleicher Weise, wie zuvor für die Diode 210 beschrieben, ist eine Diode 222 vom Emitter zur Basis des Transistors geschaltet und dient dem gleichen Zweck wie die Diode 210. Erneut ist aus den Figuren 18 oder I9 ersichtlich, daß, wenn das B1-Signal für den linken Teil des Ausgangsinverters auf den niedrigen Zustand geht, seine entsprechenden Transistoren 200, 202 und 2oU gesperrt werden und die Transistoren 212, 21k und 216 im rechten Teil des Leistungsinverters das Signal B2 erhalten und eingeschaltet werden. Weiterhin ist aus dem Taktdiagramm ersichtlich, daß, wenn B1 und B2 beide niedrig sind, ihre entsprechenden Transistoren in dem Ausgangsleistungsinverter gesperrt s ind.

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Jede Hälfte des Ausgangsleistungsinverters besteht aus einem RG-Glled mit zwei parallel geschalteten Widerständen, beispielsweise den Widerständen 224, 226, 228 und 230, die an einem Ende mit ihren entsprechenden Kollektoren der Transistoren 200, 2O4 , 212, 21k und 216 verbunden sind. Weiterhin ist jedes Paar dieser parallel geschalteten Widerstände über einen entsprechenden Kondensator und 2jk mit HCOM verbunden. Der Hauptzweck dieser RC-Glieder besteht darin, Spannungsspitzen zu unterdrücken, welche von der Induktivität des Transformators Tl oder der normalerweise durch die Transformatorbelastung auf der Sekundärwicklung erzeugten Induktivität erzeugt werden, so daß sie den Betrieb der Leistungstransistoren nicht beeinträchtigen.

Bin wictitiger Gesichtspunkt für den Betrieb des Netzteils der vorliegenden Erfindung und des Ausgangsleistungsinverters nach Figur 16 ist der Hochspannungsausgang (Ην) auf dem Leiter 82. Dieser Leiter ist mit dem Kathoden-Verzweigungspunkt von zwei Dioden 236 und 238 verbunden, bei denen die Anoden jeweils mit entgegengesetzten Enden der Primärwicklung von T1 verbunden sind. Ebenfalls mit dem Kathoden-Verzweigungspunkt der Dioden 236 und 238 ist ein Widerstand 2hO parallel zu einem Kondensator 242 verbunden. Der Widerstand 240 und der Kondensator 242 sind auch noch mit der gemeinsamen Masseleitung HCOM verbunden. Diese beiden Dioden arbeiten grundsätzlich als Gleichrichter in dem Primärkreis des Inverters. Wenn der Kondensator 242 nicht voll aufgeladen ist, arbeiten diese beiden Dioden so, daß sie einen Weg für den Spitzenwert des induktiven Laststroms liefern, welcher in die Primärwicklung von Ti zurückreflektiert wird, wenn jeder der jeweiligen Transistoren in jeder Hälfte des Inverters

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abgeschaltet oder gesperrt wird. Es sei beispielsweise angenommen, daß die Transistoren, welche das B1-Signal erhalten, momentan gesperrt werden. Dabei ist noch angenommen, daß die Transistoren 212, 214 und 216 Strom führen und bewirken, daß die Anode der Diode 238 praktisch auf Erdpotential geht und damit diese Diode in Sperr-Richtung vorgespannt wird. Da jedoch die Transistoren 200, 202 und 2O4 momentan in den gesperrten Zustand gehen, wird hierdurch bewirkt, daß die Spannung der Anode der Diode auf ein hohes positives Potential geht gemäß der Amplitude der am Leiter 32 zugeführten Eingangsspannung ergänzt durch die induktive Rückkoρρlungsspannung, welche auf die Primärwicklung zurückgespiegelt wird.

Es sei angenommen, daß der Kondensator 242 zu diesem Zeitpunkt nicht vollständig geladen ist. Die Diode wird daher durch den Kondensator 242 nach Erde Strom durchlassen und bewirken, daß dieser sich auf den Ifert der Anodenspannung der Diode 236 aufladet. Auf diese Weise werden vorübergehende Spannungen daran gehindert, den Betrieb der Transistoren 200, 202 und 2θ4 zu beeinflussen und daher werden diese Transistoren gegen Stromstöße geschützt. Das Umgekehrte kann gesagt werden, wenn man annimmt, daß die Transistoren, welche das B1-Signal erhalten, eingeschaltet werden und die Transistoren gesperrt werden, welche das Signal B2 erhalten. Es ist ersichtlich, daß sich der Kondensator 242 stets in der gleichen Richtung aufladet, d.h. von einer negativen zur positiven Richtung.

Die Spannung, auf welche sich der Kondensator 242 aufladet, ist eine Funktion der Einschalt- und Abschaltzeiten der linken und rechten Teile des Leistungsinverters 16. Je länger die das Signal B1 erhaltenden Transistoren in dem

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gesperrten Zustand sind, desto langer muß sich der Kondensator 242 auf die Spitzenspannung aufladen, welche dem Kondensator über die Diode 236 zugeführt wird. In ähnlicher Weise wird sich der Kondensator 242 über die Diode 238 aufladen, wenn die in dem rechten Teil des Inverters befindlichen und das Signal B2 erhaltenden Transistoren im gesperrten Zustand sind. Offensichtlich kann kein induktiver Spitzenwert des Laststroms in die Primärwicklung des Transformators zurückgespiegelt werden, wenn die Transistoren in beiden Hälften des Inverters der Figur 16 im gesperrten Zustand sind und daher ladet sich der Kondensator 242 niemals auf einen Spannungswert auf, der größer ist als die Eingangsspannung auf dem Leiter 32. Wenn sich jedoch während des Betriebs des Inverters der Kondensator 242 auf eine übermäßig hohe Spannung aufladet (beispielsweise 480 Volt), dann erscheint diese Spannung auf der Hochspannungsleitung HV 82 über einem Stromwiderstand 244. Wie zuvor beschrieben, wird das Signal HV auf dem Leiter 82 der Hochspannungsgrenzwert-Abschaltverriegelungsschaltung 48 zugeführt. Wie noch nachstehend beschrieben, wird die Hochspannungsgrenzwert-Abschal tverr iegelung betätigt, wenn diese Span-, nung auf einen vorgegebenen Wert geht, und bewirkt das Abschalten des Netzteils. Es ist auch noch wichtig zu beachten, daß der Widerstand 24o parallel zum Kondensator 2*i2 nach Figur 16 dazu benutzt wird, die Entladezeit des Kondensators 242 während derjenigen Zeitintervalle zu steuern, in denen der Inverter im abgeschalteten Zustand ist (d.h. wenn die Signale B1 und B2 beide niedrig sind). Wenn daher die Signale B1 und B2 zu nahe aufeinanderfolgen und die induktive Rückkopplung übermäßig groß ist, dann besitzt der Kondensator 242 keine Zeit zur ausreichenden Entladung auf einen vorgegebenen Pegelwert, der innerhalb der Grenzwerte liegt, um zu verhindern, daß der Netzteil

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abschaltet. Ein richtiger Abstand zwischen den Signalen B1 und B2 ohne übermäßig große induktive Rückkopplung verhindert, daß der Kondensator 242 jemals auf einen nicht sicheren Wert aufladet. Wenn seine Ladung jedoch den sicheren Wert übersteigt, ist es notwendig, den Netzteil abzuschalten, um die Treiber-Transistoren in dem Ausgangsie istungsinverter der Figur 16 zu schützen. Die Sekundärwicklung des Transformators T1 der Figur 16 liefert die Signale AC1, AC2 und AC3 an die Gleichrichter-Filterschaltung der Figur 17.

Es wird nunmehr Bezug genommen auf die Figur 17i welche eine konventionelle Gleichrichter-Filterschaltung ist, und die Eingangsspannungen AC1, AC2 und AC3 von der Sekundärwicklung des Transformators T1 erhält. Die Schaltung besteht aus konventionellen Dioden-Gleichrichtern 246, 247, 248 und 249. Die Gleichrichter 246 und 247 sind parallel mit der Leitung AC1 geschaltet. Die Gleichrichter 248 und 249 sind in gleicher Weise parallel mit der Leitung AC2 geschaltet. Ein Widerstand 250 und ein Kondensator 251 sind in Reihe untereinander und parallel über die Dioden und 247 geschaltet. In einer ähnlichen Weise ist die Reihenschaltung des Widerstandes 252 und des Kondensators 253 parallel über die Dioden 248 und 24°. geschaltet. Eine konventionelle Reihenschaltung von Kondensator 254 und Widerstand 255 ist parallel mit den AC1- und AC2-Leitungen geschaltet, um eine Filterung für das Gleichrichterfilter zu ergeben.

Zwei Dioden 256 und 257 sind parallel über die Leitungen AC1 und AC2 geschaltet und dienen als Rücklauf-Dioden, um einen konstanten Stromfluß aufrechtzuerhalten und hohe Spannungsspitzen zu vermeiden, welche durch die Induktivität der Drossel 258 erzeugt werden. Ein konventionelles LC-

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Filternetzwerk, bestehend aus einem Induktor 258, einem Kondensator 259 und einer Gruppe 26o von zehn Kondensatoren mit je 100 Mikrofarad, ist vorgesehen zur primären Filterung der Wechselspannungssignale AC1 und AC2. Die Ausgangsspannung des Gleichrichterfilters wird über den 100-Mikrofarad-Kondensatoren auf den Leitungen +VOP, der positiven Leitung, und der Leitung -VON, der negativen oder Erdleitung, entnommen. Über den Ausgang des Netzteils ist eine zusätzliche Diode 261 geschaltet, die verwendet wird, um den Verbraucher im Falle der Zuführung einer umgekehrten Spannung auf den Ausgangsleitungen des Netzteils zu schützen. Die Anode eines Thyristors oder gesteuerten Silizium-Gleichrichters (SCR) 26I ist mit dem positiven Anschluß und die Kathode mit dem negativen Anschluß des Ausgangsnetzteils verbunden. Die Gitter-Elektrode des SCR 261 erhält das Signal GATE auf dem Leiter 38 von der Kurzschlußschaltung. Dieser SCR wird immer dann gezündet, wenn die Ausgangsspannung VOP 7 Volt übersteigt, wie dies von der Kurzschlußschaltung erfaßt wird, welche die Spannungen VOP und VON auf den Leitern 58 und 98 überwacht. Die Spannung VOP wird auch noch dem Bezugswertregler und Isolator zugeführt und dort gegen die intern erzeugte Bezugsspannung REF in der Bezugswertregler- und Isolatorschaltung 5^ nach Figur verglichen. VOP wird auch noch der Schaltung Monitor-Ein/Aus-Grenzwerte zugeführt, in der VOP mit der Bezugsspannung REF auf dem Leiter 62 verglichen wird, um die Anzeigelampe und die Erzeugung des Warnsignals auf dem Leiter 99 zu steuern. Die negative Leitung VON wird ebenfalls der Monitorschaltung Ein/Aus und Grenzwerte zugeführt .

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Es wird nunmehr Bezug genommen auf die Kurzschlußschaltung nach Figur 14. Diese Schaltung ist vorgesehen um zu verhindern, daß die Ausgangsspannung VOP einen vorgegebenen Wert übersteigt (beispielsweise +7 Volt). Diese Schaltung überwacht die Anschlüsse VOP und VON am Ausgang des Gleichrichterfilters auf Leitern k2 und kl. Die Spannung +20 Volt von dem inneren Le istungsinverter 22 wird dem Kollektor eines NPN-Transistors 265 über drei in Reihe geschaltete Widerstände 262, 263 und 264 zugeführt. Die Kathode einer Diode 266 ist am Verzweigungspunkt der Widerstände 263 und 26k angeschlossen und die Anode ist mit der VOP-Leitung k2 verbunden. Die Verbindung der +20 Volt und der Spannung VOP in dieser Weise gewährleistet, daß der Kollektor des Transistors 265 genug Leistung erzeugt, um das Ausgangssignal auf seinem Emitter auf der Leitung 38 aufrechtzuerhalten, welche zu dem SCR des Gleichrichterfilters führt.

Ein Nebenschluß-Kondensator 267 ist ebenfalls von der Leitung für +20 Volt zur Leitung VON vorgesehen, um zu verhindern, daß Rauschen auf der Leitung für +20 Volt den Betrieb der Kurzschlußschaltung beeinträchtigt. Die Reihenschaltung von Widerständen 268, 269 und einer 5»6 VoIt-Zener-Diode 270 sind über die Leitungen VOP und VON geschaltet. Der Widerstand 269 ist ein Potentiometer, um die richtige Vorspannung für die Basis eines Transistors 27I über einen Basiswiderstand 272 zu erhalten. Ein Rauschunterdrückungs-Kondensator 273 ist von der Basis des Transistors 27I zur VOP-Leitung geschaltet. Eine Diode 274 wird dazu verwendet, die Spannung VOP mit dem Emitter des Transistors 27I zu verbinden. Die Kollektor-Vorspannung wird für den Transistor 27I über zwei Widerstände 275 und 276 geliefert, welche in Reihe vom Kollektor des Transistors 271 zur Leitung VON geschaltet sind. Der

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Verzweigungspunkt der Widerstünde 275 und 276 ist auch noch mit der Basis des Transistors 265 verbunden, um eine Basis-Vorspannung für diesen Transistor 265 zu erhalten. Ein Kondensator-Widerstandspaar 278,279 ist parallel geschaltet, wobei das Paar mit dem Emitter des Transistors und der Leitung VON verbunden ist. Der Kondensator 278 ist ein Nebenschluß-Kondensator, während der Widerstand 279 Vorspannung für den Emitterkreis des Transistors 265 liefert,

Der Emitter des Transistors 265 ist auch noch mit der Basis des Transistors 280 über einen Widerstand 281 verbunden. Der Emitter des Transistors 280 ist mit der Leitung VON verbunden und sein Kollektor liefert ein Ausgangssignal auf dem Leiter kj über einen Widerstand 282 immer dann, wenn der Transistor 280 Strom durchläßt. Eine Reihenschaltung von Kondensator 283 und Widerstand 284 ist in einem Rückkopplungsweg vom Kollektor des Transistors 265 zum Eingang oder der Basis des Transistors 271 geschaltet.

Während des Normalbetriebs des Netzteils ist die Ausgangsspannung VOP normalerweise auf +5 Volt. Als Ergebnis fließt ein unzureichender Strom in die Kurzschlußschaltung um zu bewirken, daß diese Schaltung auf dem Leiter 38 das Signal GATE erzeugt. Es sei jedoch angenommen, daß die Ausgangsspannung VOP auf +7 Volt geht oder diesen Wert übersteigt. Wenn dies geschieht, dann wird die Spannung von 7 Volt auf der VOP-Leitung k2 der Anode der Diode 27^ zugeführt. Ebenfalls wird die 7 Volt VOP-Spannung der Zener-Diode 270 zugeführt und diese führt Strom und die Spannung am Transistor 27I sinkt ab. Dies führt zum Einschalten des Transistors 271 infolge des Stromflusses durch die Diode 27^, den Emitter-Basiskreis des Transistors 27I, den Widerstand 272, das Potentiometer 269 und die Diode 270. Wenn

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der Transistor 27I einschaltet, wird der Basis des NPN-Transistors 265 eine positive Spannung zugeführt und bewirkt, daß der Transistor einschaltet. Der Transistor ist als Emitterfolgestufe geschaltet und gibt eine positive Spannung an die Basis des Transistors 280 und schaltet ebenfalls diesen Transistor ein. Das positive Signal GATE auf der Leitung 38 wird nunmehr der Gitterleitung des SCRs des Gleichrichterfilters zugeführt und bewirkt, daß der Gleichrichter die Ausgangsanschlüsse VOP und VON kurzschließt und die Ausgangsspannung auf etwa 2 Volt reduziert. Gleichzeitig liefert der Transistor 280 ein negatives Signal GATE über die Leitung 4 3 ^an den Eingang eines !Comparators 286 des Hochspannungsabschaltisolators. Das Signal GATE führt dazu, daß der Inverter abgeschaltet wird, wie dies noch nachstehend beschrieben wird.

Wenn der Transistor 265 einschaltet, wird ein negativer Spannungsabfall an seinem Kollektor über Kondensator und Widerstand 284 auf die Basis des Transistors 27I zurückgekoppelt und gewährleistet ein positives Einschalten dieses Transistors. Ein weiterer Kondensator 285 dient lediglich als Nebenschluß-Kondensator und verbindet die Leitungen VOP und VON miteinander, um eine Rauscherzeugung in der Schaltung zu verhindern.

Es wird nunmehr Bezug genommen auf die Hochspannungsabschält- und Isolatorschaltung der Figur 13. In dem Abbildungsblatt mit den Figuren 13 und 14 zeigt die gestrichelte Linie den Leiter h3, welcher das Signal GATE einem Eingang eines Komparators 286 nach Figur 13 zuführt. Dieser Eingang liegt an einem Leiter 287, welcher auch noch die Bezugsspannung REF auf dem Leiter 5k vom Bezugsspannungsregler und Isolator 56 über einen Widerstand 288 und ein

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Potentiometer 289 erhält. Das Potentiometer 289 ist an einem Ende mit der Leitung RSN verbunden und dient dazu, den Schwellwertpegel der Bezugsspannung REF für den Komparator 286 einzustellen. Die Spannung vom Schleifer des Potentiometers 289 wird so eingestellt, daß der Ausgang des !Comparators richtig reagiert, wenn an seinem anderen Eingang auf einem Leiter 290 eine Eingangsspannung mit vorgegebener Amplitude zugeführt wird. Der andere Eingang auf dem Leiter 290 wird aus den Signalen AC1 und AC2 von der Sekundärwicklung des Transformators T1 erhalten. Diese beiden Signale werden auf Leitern 50 und 52 der Hochspannungs-Abs ehalt- und Isolatorspannung zugeführt und durch zwei Dioden 291 und 292 gleichgerichtet„ Die gleichgerichtete Ausgangsspannung der Dioden 291 und 292 werden durch ein konventionelles RC-FiIternetzwerk gefiltert, das aus den Widerständen 293, 29^, 295, 296 und einem Kondensator 297 bestent.

Aus der vorstehenden Beschreibung des Ausgangsleistungsinverters 28 wird man sich erinnern, daß der Inverter eine impulsbreitenmodulierte Wechselspannungswelle erzeugt. Diese Welle wird gleichgerichtet und gefiltert und dem Eingang des Komparators auf dem Leiter 290 zugeführt. Das gleichgerichtete Signal auf dem Leiter 290 wird im Komparator 286 mit dem Wert der Bezugsspannung REF auf dem Leiter 287 verglichen. Wenn die gleichgerichtete Spannung auf dem Leiter 290 den Wert der Spannung REF übersteigt, dann ist der Komparatorausgang 0 Volt oder ein negativer Wert. Wenn die gleichgerichtete Spannung auf dem Leiter kleiner ist als die Bezugsspannung, dann ist der Ausgang des Komparators auf irgendeinem positiven Potential. Der

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Komparator ist zwischen die Leitung für 20 Volt und RSN geschaltet, um seine Vorspannung zu erhalten.

Die Spannung +20 Volt wird auch noch zwei optischen Trenn-Netzwerken (isolatoren) IS3 und IS *l· über zwei entsprechende Widerstände 298 und 299 zugeführt. Die Widerstände 298 und 299 sind mit der Anode von lichtabgebenden Dioden (LED) in ihren jeweiligen Isolatoren IS3 und IS^ verbunden. Die Kathoden jeder der LEDs, IS3 und TSk sind mit dem Ausgang des Komparators 286 verbunden.

Wenn kein Überspannungszustand vorhanden ist, (d.h. AC1 und AC2 sind kleiner als die Spannung REB') dann ist der Ausgang des Komparators positiv und hält die LEDs praktisch im nichtleitenden Zustand. Wenn jedoch AC1 und AC2 (die gleichgerichtete Spannung auf dem Leiter 290) größer ist als die Spannung REF, dann geht der Ausgang des Komparators auf 0 Volt. Die 0 Volt an den Kathoden jedes der LED bewirkt, daß diese Dioden Strom durchlassen und ein Licht (beispielsweise Infrarot) von ihnen abgegeben wird, wie dies durch die Pfeile in IS3 und IS4 gezeigt ist. Dieses Licht trifft auf zwei Phototransistoren, von denen jedem der Isolatoren ein Transistor zugeordnet ist. Der Kollektor jeder der Phototransistoren in IS3 und TSk ist mit der Leitung für +5 Volt verbunden. Die Emitter der Transistoren sind miteinander verbunden und sind wiederum mit dem Eingang der Hochspannungs-Grenzwertabschaltverriegelungsschaltung 48 über Leiter k6 verbunden. Wenn die beiden Dioden LED dunkel sind, dann stellen die Phototransistoren in IS3 und IS^ praktisch eine unterbrochene Schaltung dar und daher wird keine Spannung auf der SO-Leitung hS zugeführt.

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Der Komparator 286 der Figur 13 ist praktisch ein konventioneller Spannungskomparator und ist daher in Figur 13 nur in Blockform dargestellt. In dem letzteren Teil der Beschreibung wird jedoch eine vollständige Liste von allen im Netzteil 10 verwendeten Bauteilen gegeben.

Es wird nunmehr Bezug genommen auf die Bezugswertregler und Isolatorschaltung der Figur 11. Diese Schaltung besteht grundsätzlich aus einem Präzisionsspannungsbezugswertregler, einer Komparator- und einer Isolatorschaltung zur Lieferung des Rückkopplungssignals FBK an die Rückkopplungsschaltung (Figur 1). Die +20 Volt-Leitung und die RSN-Leitung aus dem inneren Leistungsinverter 22 sind mit dieser Schaltung verbunden. Ein Bezugsregler und Komparator 300 ist in symbolischer Form gezeigt und erhält Vorspannung von den +20 Volt auf den Leitern 301 und 302. Die +20 Volt auf dem Leiter 301 werden einer nicht gezeigten inneren Schaltung des Reglers und Komparators 300 zugeführt und die +20 Volt des Leiters 302 werden dem Kollektor eines NPN-Transistors 303 zugeführt. Erdpotential oder RSN wird dem Komparator 300 auf den Leitern 3O4 und 305 zugeführt. Der Leiter ist mit. der Anode einer 7t 1 Volt-Zener-Diode 3O6 verbunden. Die Diode 306 bildet einen Präzisionsspannungsregler zur Erzeugung von 7,1 Volt, welche als Bezugsspannung REF verwendet wird. Die Bezugsspannung REF wird auf dem Leiter $k der zuvor beschriebenen Hochspannungsabschalt- und Isolatorschaltung und auch noch der Monitor-Ein/Aus- und Grenzwertschaltung auf dem Leiter 62 zugeführt. Drei in Reihe geschaltete ¥iderstände 307, 308 und 309 sind über die Leitung REF 5^ und die Leitung RSN geschaltet. Der Widerstand ist ein Potentiometer und wird dazu verwendet, die Spannung REF zu einem nicht umkehrenden Eingang eines Komparatorverstärkers 310 über einen Widerstand 311 einzustellen. Der

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andere Eingang des Kotnparatorverstarkers 310 ist die Ausgangs spannung VOP (+5 Volt) des Netzteils auf dem Leiter Diese Spannung wird einem umkehrenden Eingang 312 des Verstärkers 310 über einen Widerstand 313 zugeführt. Der Ausgang des Bezugsreglers und !Comparators wird am Emitter des Transistors 303 der Kathode einer 6,3 Volt-Zener-Diode 31^ zugeführt. Die Anode der Zener-Diode 31^ ist mit den beiden Isolatoren IS1 und IS2 über zwei Widerstände und 316 verbunden. Die Isolatoren IS1 und IS2 sind ähnlich den zuvor beschriebenen Isolatoren IS3 und IS^. Jeder dieser Isolatoren enthält eine lichtabgebende Diode (LED), deren Anoden entsprechend mit den Widerständen 3¹5 und 316 verbunden sind. Die Kathoden jeder der LEDs sind mit dem Erdpotential RSN verbunden. Jeder Isolator enthält auch noch einen Phototransistor, deren Kollektoren mit der Sammelleitung für +5 Volt vom inneren Leistungsinverter 22 verbunden sind. Das Signal FBK auf dem Leiter 60 wird von den gemeinsamen Emittern der Isolatoren entnommen und der Rückkopplungsschaltung 78 zugeführt. Das Signal FBK ist ein variables Signal, das zwischen 0 Volt und +5 Volt schwanken kann. Wenn die Spannung VOP niedriger wird als die Spannung REF, dann wird der Ausgang des Verstärkers positiv und schaltet den Transistor 303 ein. Der Emitter des Transistors 303 wird daher eine positive Spannung an der 6,3 Volt-Zener-Diode 31^ zuführen und diese einschalten. Wenn die Zener-Diode 31^ einschaltet, wird den Anoden jeder der Dioden in IS1 und IS2 eine positive Spannung zugeführt und bewirkt, daß die lichtabgebenden Dioden leuchten und Licht auf ihre entsprechenden Transistoren auftrifft. Das auftreffende Licht von jeder der LED wird bewirken, daß der Widerstand ihrer entsprechenden Transistoren sich umgekehrt mit der Intensität des abgegebenen Lichtes ändert und hierdurch wird bewirkt, daß die Transistoren ein

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- in -

Rückkopplungssignal FHK liefern, dessen Amplitude der Differenz zwischen der Spannung REF und der Ausgangsspannung VOP entspricht. ¥enn die am Verstärker 310 zugeführte Spannung VOP des Netzteils höher ist als die Spannung RBF, dann ist der Ausgang des Verstärkers 310 auf einem niedrigeren Wert als zuvor beschrieben und bewirkt so, daß der Transistor 303 ^an seinem Emitter eine geringere Ausgangsspannung erzeugt. Dies bewirkt eine Verkleinerung des Stromflusses durch die Zener-Diode 31 4 und damit eine Veränderung der Intensität des von den LEDs in jeder der Isolatoren IS1 und IS2 abgegebenen Lichtes. Das Endergebnis ist eine Verkleinerung der Amplitude des Rückkopplungssignals FBK auf dem Leiter 60.

Eine Stabilisierung der Schleife wird um den Komparator herum erhalten durch Einfügung der Widerstände 3¹7» 318, 319, der Kondensatoren 320 und 321 und einer 6,2 Volt-Zener-Diode 322. Der Ausgang des Verstärkers 310 ist über den Leiter 323 mit einem Ende des Widerstandes 317 verbunden. Ein Ende des Widerstandes 318 ist über einen Leiter 324 mit der Sammelleitung RSN verbunden. Der Widerstand 318 liegt in Reihe mit dem Kondensator 320, wobei der letztere mit dem Verzweigungspunkt der Widerstände 317 und 319 verbunden ist. Der Widerstand 319 liegt in Reihe mit der Parallelkombination des Kondensators 321 und der Zener-Diode 322 und ist mit dem umkehrenden Eingang 312 des Verstärkers 310 verbunden. Diese Komponenten in dieser Stabilisierungsschleife verhindern, daß vorübergehende Spannungen am Ausgang des Verstärkers 310 den Eingang bei 312 beeinflussen und die Zener-Diode 322 verhindert, daß der Eingang des Verstärkers 310 auf eine Spannung oberhalb 6,2 Volt geht.

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- kZ -

Es ist wichtig, zu diesem Zeitpunkt darauf hinzuweisen, daß die Isolatoren IS1 und IS2 und auch Isolatoren IS3 und IS4 der Hochspannungsabschalt- und Isolatorschaltung kk eine vollständige elektrische Isolation bis zu mindestens 1 500 Volt ergeben, um die Eingangs- und Ausgangskreise des Netzteils voneinander zu isolieren.

Wie zuvor erwähnt, ist die Spannung REF auf dem Leiter zu der Monitor-Ein/Aus- und Grenzwertschaltung 6k geführt. Es wird nunmehr Bezug genommen auf die Figur 12, welche in Schaltzeichnungsform die Monitor-Ein/Aus- und Grenzwertschaltung 6k zeigt. Die Leitungen für +20 Volt und für die Spannung RSN vom inneren Leistungsinverter 22 sind auch als Vorspannung für diese Schaltung geschaltet. Die +20 Volt-Leitung ist mit den beiden Spannungskomparatoren 325 und 326 über Leiter 327 bzw. 328 verbunden. Zusätzlich ergibt die Leitung von +20 Volt noch eine Vorspannung für die beiden Transistoren 330 und 33I. Die Vorspannung für die Basis des Transistors 330 wird über zwei in Reihe geschaltete Kiderstände 332 und 333 erhalten. Ein zusätzlicher Vorspannungswiderstand 33f* ist zwischen die Basis des Transistors 330 und die Leitung RSN geschaltet. Die Basis-Vorspannung für den Transistor 331 wird aus der Leitung für +20 Volt über den Widerstand 332 und einen in Reihe geschalteten Widerstand 335 erhalten. Ebenso ist ein Widerstand 336 wie der Widerstand 33^ von der Basis des Transistors 33I zur Leitung RSN geschaltet. Der Emitter jedes der Transistoren 330 und 33¹ ist ebenfalls mit der Leitung RSN verbunden. Ein Widerstand 337 liegt in Reihe mit einer Anzeigelampe 338, die hier als lichtabgebende Diode dargestellt ist. Diese letzteren beiden Bauteile sind zwischen den Kollektor des Transistors 330 und die Leitung für +20 Volt geschaltet, um eine Kollektorspannung

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für diesen Transistor zu erhalten. Der Zweck der Anzeigelampe 338 wird nachstehend noch erläutert. Das Ausgangssignal ALARM wird vom Kollektor des Transistors 331 auf dem Leiter 99 erhalten.

Die Spannungskomparatoren 325 und 326 dienen dazu, die Ausgangsspannung VOP auf dem Leiter 58 zu überwachen um festzustellen, ob diese Spannung innerhalb festgelegter Grenzwerte ist. Die Komparatoren 325 und 326 werden benutzt, um hohe und niedrige Grenzwerte der Ausgangsspannung VOP auf dem Leiter 58 zu überwachen. Die Eingangsspannung REF zum Spannungskomparator 325 wird so eingestellt, daß der Komparator feststellen kann, ob die Ausgangsspannung VOP oberhalb oder unterhalb 5»25 Volt ist. Die Eingangsspannung REF zum Spannungskomparator 326 wird so eingestellt, daß bestimmt werden kann, ob die Ausgangsspannung VEP oberhalb oder unterhalb 4,75 Volt ist.

Die Bezugsspannung vom Regler der Bezugswertregler und Isolatorschaltung 56 wird auf dem Leiter 62 jedem der Spannungskomparatoren zugeführt. Die Spannung REF wird einem positiven (+) Eingangsanschluß des Komparators 325 über ein Potentiometer 339 und einen Widerstand 3^0 zugeführt. Ein Widerstand 341 liegt in Reihe mit dem Widerstand 339 und ist mit der Sammelleitung VON auf dem Leiter 98 verbunden. In einer ähnlichen Weise wird die Bezugsspannung REF einem negativen (-) Eingangsanschluß des Komparators 326 über zwei Widerstände 3^2 und 3^3 zugeführt. Wie der Widerstand 3^1, liegt auch der Widerstand 3^^ in Reihe mit dem Widerstand 342 und mit der Sammelleitung RSN.

Die Ausgangsspannung VOP auf dem Leiter 58 wird jedem der Komparatoren 325 und 326 über zwei entsprechende Widerstände

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- hk -

und 346 zugeführt. Die Schleifenstabilisierung für jeden der Komparatoren 3²5 und 3²6 wird erhalten durch eine entsprechende Reihenschaltung von Widerstand und Kondensator 3^7f 3^8 und 350, 351» die vom Ausgang zum Eingang jedes der Komparatoren geschaltet sind.

Zur Beschreibung der Arbeitsweise des Spannungskomparators sei angenommen, daß die Ausgangsspannung VOP unterhalb 5,2 Volt liegt. Bei diesem Schaltzustand wird der Ausgang des Hochspannungskomparators 325 auf dem Leiter 352 bei etwa 20 Volt liegen. Dieses Signal von 20 Volt auf dem Leiter 352 wird bewirken, daß beide Transistoren 331 und eingeschaltet werden. In einer ähnlichen Weise ist der Ausgang des Niederspannungskomparators 326 auf 20 Volt und schaltet ebenfalls die Transistoren 330 und 331 an. Wenn diese beiden Transistoren eingeschaltet sind, dann ergibt der Kollektor des Transistors 330 ein Alarmsignal von 0 Volt auf der Leitung 99 und dies deutet die Abwesenheit eines Warnzustandes an. Der Transistor 330 ist eingeschaltet und wird Strom durch seine Emitter-Kollektorstrecke ziehen und bewirken, daß die Anzeigelampe 338 aufleuchtet und dies gibt zwei Anzeigen: 1.) Dem Netzteil wird Leistung zugeführt, und 2.) die Spannung VOP ist innerhalb der Grenzwerte.

Wenn die Ausgangsspannung höher als 5»25 Volt oder niedriger als 4,75 Volt ist, wird der Ausgang des entsprechenden Komparators 3²5 bzw. 326 auf 0 Volt sein und damit die Basis der Transistoren 330 und 331 auf 0 Volt verklammern. Hierdurch werden die Transistoren 330 und 331 abgeschaltet und bewirken, daß das Alarmsignal auf dem Leiter 99 erscheint, und durch das Abschalten des Transistors 330 wird das Verlöschen der Anzeigelampe 338 bewirkt.

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Es ist zu beachten, daß die einzige Anzeige, die für die Zuschaltung der Leistung und für den Zustand Leistung innerhalb der Grenzwerte vorhanden ist, die Anzeigelampe 338 ist. In allen vorbekannten Netzteilen wird eine Anzeigeleuchte benutzt, um lediglich anzudeuten, daß dem Netzteil Leistung zugeführt wird. In einigen Netzteilen werden zwei Anzeigelampen benutzt; eine deutet an, daß Leistung zugeführt wird, und die andere deutet an, daß die Leistung innerhalb vorgegebener Grenzwerte ist. In der vorliegenden Ausführungsform dient jedoch die Anzeigeleuchte 338 zwei Funktionen, d.h. sie gibt eine Sichtanzeige dafür, daß der Netzteil innerhalb vorgegebener Grenzwert arbeitet und weiterhin, daß dem Netzteil Leistung zugeführt wird. Wie zuvor erwähnt, muß die Warnleitung 99% um ein äußeres Warnsignal zu betätigen, mit einer äußeren nicht gezeigten Spannungäquelle verbunden werden.

Die grundlegende Taktgabe für den Betrieb der Netzteil-Schaltungen ist gezeigt anhand der Isolator- und Austastschaltung 66 der Figur 3. Diese Schaltung besteht hauptsächlich aus einem Unijunktions-Transistor-Oszillator zur Erzeugung der grundlegenden Signale BLANK und BLANK und aus einem Flip-Flop zur Ableitung der logischen Signale LOGA und LOGB. Die Unijunktionsoszillatorschaltung besteht hauptsächlich aus einem Widerstand 354, der an einem Ende mit der Leitung für + 5 Volt verbunden ist. Zwei zusätzliche Widerstände 355, 356 und ein Kondensator 357 sind in Reihe mit dem Widerstand 354 geschaltet, wobei ein Ende des Kondensators 357 mit der Leitung für -5 Volt verbunden ist. Ein Nebenschlußkondensator 358 ist ebenfalls in der Oszillatorschaltung enthalten und ist vom Verzweigungspunkt der Widerstände 354 und 355 mit der Leitung für -5 Volt verbunden. Die Spannung +5 Volt wird über einen

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Leiter 359 einer der Basis-Elektroden eines Unijunktionstransistors 36O zugeführt. Die andere Basis-Elektrode des Transistors 36O ist mit -5 Volt über einen Widerstand 36I verbunden.

Beim Betrieb des Oszillators bestimmen der Unijunktionstransistor 36O, die Widerstände 35^, 355, das Potentiometer 356 und der Kondensator 357 die Taktfolge der über dem Widerstand 36I erzeugten Impulse. Diese Impulsfolge wird eingestellt durch Einstellung des Potentiometers 356. Das Ausgangssignal des Unijunktionstrans istors 36O wird der Basiselektrode eines NPN-Transistors 362 zugeführt. Der Transistor 362 dient zur Verstärkung und Isolation der Oszillatorimpulse im Transistor 36O. Bei der Einstellung der Ausgangsimpulse vom Transistor 362 wird das Potentiometer 356 so eingestellt, daß man ein Intervall von etwa 25 MikroSekunden zwischen den Impulsen erhält (siehe Figur 18 oder 19). Der Emitter des Transistors 362 ist mit der -5 Volt-Leitung verbunden und der Ausgang oder Kollektor des Transistors 362 ergibt das Signal BLANK auf dem Leiter 7^ und liefert es auch noch an einen logischen Flip-Flop FLOG.

Der Flip-Flop FLOG erhält seine Vorspannungen von der Sammelleitung für -5 Volt und der Masseleitung oder HCOM. Der primäre Zweck dieses Flip-Flop besteht darin, gemäß der Darstellung in den Figuren 18 und I9 auf das Signal BLANK (Austasten) anzusprechen und zwei entgegengesetzte Ausgangssignale LOGA und LOGB zu erzeugen, welche der Basistreiberschaltung 72 zugeführt werden. Wie zuvor erwähnt, werden diese beiden Signale LOGA und LOGB in der Basistreiberschaltung als grundlegende Steuersignale zur Ansteuerung des Ausgangsleistungsinverters 28 benutzt. Das Signal BLANK

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wird auch noch der Basis eines NPN-Transistors 363 über einen Widerstand 35^ zugeführt. Die Vorspannungen für die Basisschaltung des Transistors 363 werden von einem Widerstand 365 erhalten, der zwischen die Leitung HCOM und den Kollektor des Transistors 362 geschaltet ist. Ein weiterer Basis-Vorspannungswiderstand 366 ist zwischen die Basis des Transistors 363 und die -5 Volt-Leitung geschaltet. Die Kollektorspannung für den Transistor 363 wird Über einen Widerstand 367 erhalten, welcher zwischen den Kollektor des Transistors 363 und HCOM geschaltet ist. Ein Nebenschluß-Kondensator 368 ist ebenfalls von der Leitung HCOM zur Chassiserde geschaltet. Das Signal BLANK auf dem Leiter 79 wird vom Kollektor des Transistors 363 entnommen und der Rückkopplungssehaltung 78 (Figur 1) zugeführt. Dieses letztere Signal ist auch noch in den Taktdiagrammen der Figuren 18 und I9 enthalten.

Es wird nunmehr Bezug genommen auf die Basistreiberschaltung der Figur 8. Der Hauptzweck dieser Schaltung besteht darin, die beiden Basistreibersignale Bi und B2 auf den Leitern bzw. 33 zu den Basen der Leistungstransistoren in dem Ausgangsleistungsinverter nach Figur 16 zu liefern. Diese beiden Signale steuern den Betrieb des Ausgangsleistungsinverters. Die Basistreiberschaltung besteht grundsätzlich aus zwei Stromquellen und zwei Basis-Sperrschaltungen für die Leistungstransistoren in dem Ausgangsleistungsinverter. Eine von diesen Stromquellen ist dem Ausgangssignal B1 zugeordnet und besteht aus zwei parallelen Transistoren 37O und 371. Die Transistoren 370 und 371 erhalten jeweils ihre Emitterspannungen von der +5 Volt-Leitung über zwei Widerstände 372 bzw. 373. Die andere Stromquelle für die Ausgangsleitung B2 wird durch zwei ähnliche parallelgeschaltete Transistoren 37^ und 375 gebildet. Diese

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letzteren Transistoren erhalten ihre Emitterspannungen von der +5 Volt-Leitung über zwei Widerstände 376 und 378. Die gemeinsame Basisspannung für jede der Stromquellen wird
gegeben durch einen Widerstand 379» der an einem Ende mit
der Leitung für +5 Volt und in Reihe mit einem Widerstand und einer Diode 381 verbunden ist. Die Kathode der Diode ist mit der Basis jedes der Transistoren 370, 371, 37^ und verbunden und auch noch mit einem Widerstand 382, dessen
entgegengesetztes Ende mit der Sammelleitung für -5 Volt
verbunden 1st. Ein Nebenschlußkondensator 383 ist zwischen die Sammelleitung für -5 Volt und die HCOM-Sammelleitung
geschaltet und ein Rauschunterdrückungskondensator 38^ ist zwischen die Leitung für + 5 Volt und Basis jedes der Stromtransistoren geschaltet.

Mit jeder der Ausgangsleitungen B1 und B2 ist eine Basis-Treiberschaltung verbunden. Die Basis-Treiberschaltung für die Leitung B1 besteht aus einem NAND-Gatter 385 und einem Doppeltransistor 386 in Darlington-Treiberschaltung. In
ähnlicher Weise besitzt die Ausgangs leitung B2 eine Basis-Treiberschaltung bestehend aus einem NAND-Gatter 387 und
einem Paar von Darlington-Leistungstransistoren 388. Die
Leistungstransistoren 386 und 388 erhalten ihre Basisvorspannungen von der HCOM-Leitung über einen entsprechenden Widerstand 389 bzw. 390. Es ist ersichtlich, daß jeder der Leistungsdarlingtons 386 und 388 seine eigene Emitterbasis-Vorspannungswiderstände 386· und 388· enthält. Diese letzteren Widerstände sind von der Sammelleitung für -5 Volt mit dem Emitter und der Basis der beiden Darlington-Transistoren verbunden. Die Kollektoren der jeweiligen Darlington-Trans istoren 386 und 388 sind am Ausgang mit ihren jeweiligen Leitungen B1 bzw. B2 auf den Leitern 29 und 33
verbunden. Die Vorspannung für die beiden NAND-Gatter 385

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und 387 wird von der HCOM-Leitung und der -5 Volt-Leitung erhalten.

Die beiden NAND-Gatter 385 und 387 erhalten jeweils die gleichen Eingangssignale mit der Ausnahme der Signale LOGA und LOGB. Das NAND-Gatter 385 erhält das Eingangssignal LOGA auf dem Leiter 68 und das NAND-Gatter 387 erhält das Eingangssignal LOGB auf dem Leiter 70. Diese beiden NAND-Gatter steuern über die Darlington-Transistoren 386 und 388 den Ein/Aus-Zustand des Ausgangsleistungsinverters 28.

Da beide dieser Basis-Steuer- und Sperrschaltungen in der gleichen Weise arbeiten, wird nur die Schaltung beschrieben, welche die Ausgangs leitung 20 für B1 betätigt. Fünf Eingangssignale werden dem NAND-Gatter 385 zugeführt. Von diesen werden die beiden Signale CLP und CL mit einem gemeinsamen Leiter verbunden und kommen von der Schnellstrom-Grenzwertschaltung und der Hochspannungsgrenzwert-Abschaltverriegelungsschaltung. Das Rückkopplungssignal FB auf dem Leiter 8k wird ebenfalls dem NAND-Gatter 385 von der Rückkopplungsschaltung 78 zugeführt. Die Signale LOGA und BLANK auf den Leitern 68 und 7^ werden dem NAND-Gatter 385 von der Oszillator- und Austastschaltung 66 zugeführt.

Während des Normalbetriebs des Netzteils, d.h. wenn kein Überspannungs- oder Unterspannungszustand vorhanden ist, sind die Signale CLF und CL beide positiv oder eine binäre 1. Aus den Figuren 16 oder 18 ist ersichtlich, daß die Signale FB, LOGA und BLANK wechselnde Signale sind, welche sich kontinuierlich während des Betriebs des Netzteils ändern, um den Betrieb des NAND-Gatters 385 zu steuern. Wenn alle Eingangssignale zum NAND-Gatter 385 eine binäre 1 sind, dann ist der Ausgang dieses Gatters eine binäre 0. Wenn der

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Ausgang des NAND-Gatters auf einer binären 0 ist, dann werden praktisch, gesehen die Darlington-Transistoren 366 gesperrt. Es ist jedoch ein ausreichender Stromfluß durch den Emitter-Kollektorkreis der Stromtransistoren 370 und und den Kollektor-Basiskreis der Darlington Transistoren vorhanden, um zu bewirken, daß die Leitung 29 für das Signal B1 ausreichend positiv wird, um den Transistor 200 bis 20U des Ausgangs le istungs inverters einzuschalten (Figur ^6). Man wird sich erinnern, daß wenn immer das Signal B1 positiv wird, die Transistoren 200, 202 und 204 des Ausgangsleistungsinverters eingeschaltet werden. Man wird sich weiterhin erinnern, daß gleichzeitig das B2-Eingangssignal zu dem Ausgangsleistungsinverter eine binäre 0 sein wird und verhindert, daß die Transistoren 212, 21k und 216 eingeschaltet werden. Wenn die beiden Signale B1 und B2 so abwechseln wie sie aus dem Bas istreiber der Figur 8 herauskommen, dann wechselt auch der Ausgangsleistungsinverter zur Erzeugung der impulsbreitenmodulierten Ausgangesignale AC1 und AC2 an der Sekundärwicklung des Transformators T1 der Figur 16.

Es sei nunmehr angenommen, daß eines der Eingangesignale zum NAND-Gatter 385 negativ geht, dieses Gatter hemmt und bewirkt, daß ein Ausgangssignal zur Basis des Darlington-Transistors positiv wird. Mit positiver Basis der Darlington-Transistoren werden die Transistoren 386 Strom führen und die Kollektoren der Stromquellenwiderstände 370 und 371 auf -5 Volt verklammern. Dies bewirkt, daß das Signal B1 auf der Leitung 29 auf -5 Volt geht und die Transistoren 200, 202 und 204 werden gesperrt oder abgeschaltet. Durch Betrachtung des Taktdiagramms der Figur 18 im Zusammenwirken mit Figur 8 ist ersichtlich, daß die Signale LOGA und LOGB stets um 180 phasenverschoben zueinander sind. Deswegen werden die Signale B1 und B2 unter normalen Verhältnissen

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stets miteinander wechseln und dadurch bewirken, daß der Inverter nach Figur 16 mit einer Frequenz wechselt, welche durch die Signale LOGA und LOGB bestimmt ist.

Ein besseres Verständnis der Arbeitsweise der Basis-Treiberschaltung und der Taktgäbe wird noch aus der nachstehenden Beschreibung ersichtlich.

Es wird nunmehr Bezug genommen auf die Sehaltzeichnung der Rückkopplungsschaltung nach Figur 6. Die Rückkopplungsschaltung 78 ist grundsätzlich ein Spannungsregler, der einen Spannungswert von zwei verschiedenen Quellen (das Signal FBK auf dem Leiter 60 von dem Bezugswertregler und Isolator .56 und das Signal CLR auf der Leitung 86 von dem Stromgrenzwertregler) in einen zeitmäßig festgelegten Impuls (Fe) auf dem Leiter 8k umwandelt, um teilweise die Arbeitsweise der Basis-Steuerschaltung 72 zu steuern. Die Erzeugung des Signals FB ist aus den Figuren 18 und I9 unter verschiedenen Betriebsverhältnissen des Netzteils ersichtlich. Die + und -5 Volt von dem inneren Leistungsinverter 22 werden der Rückkopplungsschaltung zugeführt, um die notwendigen Vorspannungen zu erhalten. Ein Nebenschluß-Kondensator 392 ist der von der -5 Volt-Leitung zur HCOM-Leitung geschaltet, um die Rauscherzeugung in der Schaltung zu verhindern. Ein Transistor 39^ dient als Stromquelle und gestattet eine lineare Aufladung eines Kondensators 395 von -5 Volt auf +5 Volt über eine Vielzahl von in Reihe geschalteten Dioden 396, Transistor 39^ und einen Emitter-Widerstand des Transistors 39^. Die Basis-Vorspannung für den Strom-Transietor 39^ wird aus der -5 Volt-Leitung über einen Widerstand 398 in Reihe mit einer Diode 399 erhalten. Der übrige Teil der Basis-Vorspannungsschaltung für den Transistor 39^ wird vervollständigt durch einen Widerstand 400,

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der mit der Basis des Transistors 39^ und mit der Sammelleitung für -5 Volt verbunden ist. Ein Rauschunterdrückungskondensator 401 ist ebenfalls von der Leitung für +5 Volt mit der Basis des Transistors 39k verbunden.

Das Signal CLR auf dem Leiter 86 wird einem Prüfpunkt oder Verzweigungspunkt TP3 über eine Kopplungsdiode **O2 zugeführt. Das Rückkopplungssignal FBK auf dem Leiter 60 von dem Bezugsregler und Isolator 56 wird dem Eingang des Komparators 393 über einen Widerstand ^03 zugeführt. Ein weiterer Widerstand kok ist in Reihe mit dem Widerstand ^03 geschaltet und bildet einen Spannungsteiler, dessen Verzweigungspunkt mit einem nicht umkehrenden Eingang des Komparators über einen Leiter ^05 verbunden ist. Das andere Ende des Widerstandes kok ist mit der Leitung für -5 Volt über eine Diode ho6 und mit der Sammelleitung für +5 Volt über einen Widerstand ^07 verbunden.

Man wird sich erinnern, daß das Signal FBK von optischen Isolatoren kommt, welche Fototransistoren besitzen, deren Kollektoren mit + 5 Volt verbunden sind. Der Strom von diesen Isolator-Transistoren ist häufig sehr klein, so daß zwei Widerstände Λ08 und k09 in Reihe zwischen die Leitung für -5 Volt und die FBK-Leitungen geschaltet sind. Der Zweck dießer beiden Widerstände besteht darin, eine Möglichkeit der Einstellung der Rückkopplungsspannung FBK zu erhalten, um einen ausreichenden Strom zur Ansteuerung des Eingangs des Komparators 393 zu erhalten. Diese Einstellung wird erhalten durch das Potentiometer 4O9. Ein Rauschunterdrückungskondensator 41O ist ebenfalls parallel zum Widerstand 4o^ enthalten zur Unterdrückung irgendwelchen Rauschens, das die Arbeitsweise des Komparatorverstärkers 393 beeinflussen kann.

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2bU49U

Bin Schalter zur Entladung des Kondensators 395 besteht hauptsächlich aus einem Transistor hl 1. Der Transistor h11 erhält das Signal BLANK auf dem Leiter 79 über einen Widerstand 4 12. Der Emitter des Transistors 411 ist mit dem Verzweigungspunkt des Kondensators 395 und der Anode der oberen Diode der in Reihe geschalteten Dioden 39^ verbunden. Der Verzweigungspunkt des Kondensators 395 und der oberen Diode 396 ist mit der Sammelleitung für +5 Volt über einen Widerstand M3 verbunden, um die notwendige Emitterspannung für den Transistor 411 zu erhalten. Ein Kollektorwiderstand 4i6 des Transistors 411 koppelt dessen Ausgang auf den Eingang kik des Komparators 393.

Durch Anschluß eines Oszillographen an TP3 ist es möglich, die Wellenform des Rückkopplungssignals FBK oder des Signals CLR auf dem Leiter 86 unter den verschiedenen Betriebsbedingungen des Netzteils zu beobachten, wie sie noch nachstehend beschrieben werden. In ähnlicher Weise kann die Ladung, welche auf dem Kondensator 395 vorhanden ist, beobachtet werden durch Anschluß eines Oszillographen an TP2 an einen umkehrenden Eingang kik des Komparator-Verstärkers 393· Der Ausgang des Komparators 393 liefert das Signal FB auf dem Leiter 84 an die Basistreiberschaltung und an die Strom-Grenzwertreglerschaltung. Ein Widerstand ist von der Leitung 84 für das Signal FB zur Leitung HCOM verbunden und dient als Widerstand zum Herabziehen (pulldown resistor) des Ausgangs des Komparators 393.

Ein grundlegendes Verständnis der Arbeitsweise der Rückkopplungsschaltung oder des Spannungsreglers nach Figur 6 ergibt sich am besten unter Bezugnahme auf Figur 18. Es wird besonders Bezug genommen auf den linken Teil der Figur 18, welcher die Erzeugung des Signals FB als Ergebnis eines

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2 b 4 3 4 9 U

Vergleichs des Signals FBK auf dem Leiter 60 einer Rampenspannung oder einem Sägezahnsignal zeigt, welches durch die Ladung auf dem Kondensator 395 erzeugt wird. Der Komparatorausgang FB ist stets hoch oder eine binäre 1, wenn die Spannung an TP2 (Eingang hih des Komparators) kleiner ist als die Rückkopplungsspannung FBK (in Figur 18 +k Volt). Ganz links an der Figur 18 ist ersichtlich, daß die Spannung bei TP2 schnell von +k Volt auf -3 Volt bei Vorhandensein des Signals BLANK absinkt. Wenn immer das Signal BLANK gemäß der Darstellung in Figur 18 positiv wird, leitet der Transistor 411 zur sofortigen Entladung des Kondensators 395. Diese schnelle Entladung ist in Figur 18 dargestellt durch die schnelle Änderung der Spannung an TP2 von +k auf -3 Volt.

Sobald der Transistor 411 abgeschaltet wird (Abwesenheit des Signals BLANK), beginnt der Kondensator 395_f sich linear aufzuladen, wie dies in Figur 18 gezeigt ist. In diesem Beispiel wird der Kondensator, wie bei TP2 beobachtbar, so lange weiter aufladen, bis das Signal BLANK erneut den Kondensator 395 entladet. Zu diesem Zeitpunkt wird der Kondensator erneut schnell entladen, und der Vorgang wird wiederholt. Es ist zu beachten, daß der Kondensator 395 sich etwa 22 Mikrosekunden lang aufladet und dann während etwa 3 Mikrosekunden in einem entladenen Zustand gehalten wird, nämlxch der Breite der Signale BLANK oder BLANK.

Es wird nunmehr Bezug genommen auf den rechten Teil des Taktdiagramms nach Figur 18, das ein weiteres Beispiel zeigt, wobei die Rückkopplungsspannung FBK an TP3 in ihrer Amplitude verringert wird. Es ist in diesem Beispiel ersichtlich, daß TP3 unmittelbar mitten durch das Signal TP2 hindurchführfc So lange TP2 kleiner ist als TP3, wird das Ausgangesignal FB

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positiv bleiben. Sobald jedoch TP2 größer wird als TP3_f wird der Ausgang des Komparators (fb) negativ werden. Dies ist in den beiden Teilen der Wellenform FB angedeutet wo angegeben ist, daß TP2 kleiner ist als TP3 bzw. TP3 kleiner als TP2.

Der weitere Steuereingang zum Komparator 393 ist das Signal CLR auf" dem Leiter 86. Die Figur I9 zeigt in beispielhafter Form die Arbeitsweise des Komparators während der Erzeugung des FB-Signals und der Steuerung durch das Signal CLR. Im linken Teil des Taktdiagramms in Figur 19 ist das Signal FBK in der Mitte des Signals TP2 und bewirkt damit, daß der Ausgang des Komparators FB abwechselnd positiv und negativ wird, wie dies zuvor beschrieben wurde. Weiterhin ist aus dem linken Teil ersichtlich, daß das CLR-Signal auf +h Volt ist. Daher wird die Diode 4O2 (Figur 6) in Sperr-Richtung vorgespannt, und das Signal CLR besitzt keine Auswirkung auf den Punkt TP3 oder auf den Komparator 393. Es wird jedoch nunmehr Bezug genommen auf den rechten Teil des Taktdiagramms der Figur I9, aus dem in diesem Beispiel ersichtlich ist, daß das CRL-Signal von einem Wert von +k Volt in einer negativen Richtung gewechselt hat und sich dem Wert -3 Volt genähert hat. Dieser Zustand tritt auf, wenn der Primärstrom des Ausgangsleistungsinvertertransformators T1 dem Bezugsstrom 1 REF übersteigt, wie er der Strom-Grenzwertreglerschaltung 76 zugeführt wird. Wenn das Signal CLR wie gezeigt negativ wird, dann bewirkt das Signal, daß die Diode UO2 in Durchlaßrichtung vorgespannt wird und damit das Signal FBK aufhebt und bewirkt, daß der Ausgang des Komparators FB die gezeigte Verlaufsform einnimmt. In diesem Beispiel ist das Ausgangssignal FB positiv während einer kürzeren Zeitdauer als in dem linken Teil. Unter Berücksichtigung der Signale B1 und B2 ist ersichtlich, daß diese

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Signale während einer relativ kurzen Zeit eingeschaltet sind, wodurch der Inverter relativ lange abgeschaltet ist und dies zeigt einen Zustand mit Überstrom an. Dieses Merkmal des Netzteils in der vorliegenden Erfindung gestattet das Absinken der Ausgangsspannung VOP unter Verhältnissen mit ansteigender Belastung während das Ausgangssignal CLR des Strom-Grenzwertreglers zur Riickkopplungsschaltung den Ausgangsstrom des Netzteils praktisch konstant hält. Dies ist im unteren rechten Teil der Figur 19 gezeigt, woraus ersichtlich ist, daß der Strom durch die Primärwicklung des Transformators T1 momentan leicht positiv wird und dann auf einen Wert absinkt, der gleich groß ist wie der Bezugsstrom IREF. Die beiden Ströme IREF und IACT sind als Eingangssignale zum Stromregler 76 gezeigt, wie dies zuvor beschrieben wurde.

Es wird nunmehr Bezug genommen auf die Schnellstrom-Grenzwertschaltung 36 der Figur k. Wie zuvor beschrieben, besteht der Hauptzweck dieser Schaltung darin, den Verlust der Inverter-Leistungstransistoren im Ausgangsleistungsinverter 28 infolge eines übermäßigen Stroms in der Ausgangsschaltung des Netzteils zu verhindern. Die Schnellstrom-Grenzwertschaltung überwacht den in die Primärwicklung des Transformators T1 im Le istungsinverter fließenden Strom, um die Basistreiberschaltung J2 sehr schnell abzuschalten, wenn ein vorgegebener Strompegel erreicht wird.

Der Nebenschlußwiderstand 31 ist in Figur h zur Vereinfachung erneut wiedergegeben und ein Transistor ^18 und der zugeordnete Emitter-Widerstand k19 sind parallel dazu geschaltet. Wie zuvor im Zusammenhang mit Figur 1 beschrieben, liegt der Nebenschlußwiderstand 31 in Reihe mit der Leistungseingangsleitung INP zum Inverter-Transformator und

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verbindet diese Leitung über Leiter 34 und 32 mit dem Mittelabgriff der Primärwicklung von Ti. Daher fließt der in der Primärwicklung des Transformators T1 fließende Strom auch durch den Nebenschlußwiderstand 31« Wenn in der Primärwicklung Strom fließt, dann schaltet der Transistor 418 ein und gestattet den Stromfluß durch seinen Kollektorkreis einschließlich der Reihenschaltung der drei Widerstände 420, 421 und 422. Der Widerstand 422 ist mit der Sammelleitung für -5 Volt verbunden zur Leistungsversorgung für den Kollektor des Transistors 418. Es ist leicht ersichtlich, daß die an den Widerständen 421, 422 entstehende Spannung proportional ist dem Stromfluß in der Primärwicklung des Inverter-Transformators. Ein Nebenschlußkondensator 423 ist mit -5 Volt verbunden und ist parallel mit den Widerständen 421 und 422.

Die zum Strom durch die Primärwicklung proportionale Spannung wird an zwei Stellen zugeführt. Die erste Stelle ist ein Eingang 424 eines Komparators 425 über einen Widerstand 426. Die zweite Stelle ist der Strombegrenzungsregler J6 über einen Widerstand 427 und einen Leiter 88. Dieses Signal ist das Signal IACT, dessen Amplitude einen Analogwert des in der Primärwicklung von T1 fließenden Stroms darstellt.

Über einen Widerstand 429 ist eine 6,2 Volt-Zener-Diode von der Sammelleitung für -5 Volt zur Sammelleitung für +5 Volt geschaltet. Die Diode 428 dient als Bezugsspannungsgenerator für zwei Potentiometer 430 und 431, die parallel zur Zener-Diode und der Sammelleitung für -5 Volt liegen. Das Potentiometer 431 wird auf einen bestimmten Wert eingestellt, um eine Spannung einem zweiten Eingang des Komparators 425 über einen Leiter 432 zuzuführen. Wenn die

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BezugsSpannung oder der Wert auf dem Leiter 432 höher ist als der Analogwert des Stroms am Eingang 424, dann erzeugt der Komparator 425 eine binäre 1 oder ein hohes Signal auf seinem Ausgangsleiter 433. Wenn der Analogwert des Stroms am Eingang 424 höher ist als der Bezugswert auf dem Leiter 432, dann geht der Ausgang des Komparators auf eine binäre 0. Dies besitzt die Auswirkung des Unterbrechens oder Abschaltens des Inverters 28. Während des Betriebs des Netzteils, wenn der Transformator Primärwicklungsstrom (d.h. der Analogwert der Stromstärke) unter den Bezugswert auf dem Leiter absinkt, kehrt der Komparatorausgang auf eine binäre 1 zurück und der Inverter kann erneut arbeiten.

Zwei NAND-Gatter 434 und 437 sind mit dem Ausgang des Komparators 425 verbunden und dienen hauptsächlich als Verriegelungsschaltung für den Schnellstromgrenzwert. Venn der Ausgang des Komparators 425 eine binäre 1 ist, dann wird dieses Signal einem Eingang eines Gatters 437 und dem Gatter 434 über Leiter 433 bzw. 435 zugeführt. Das Signal für die binäre 1 verklammert den Ausgang des NAND-Gatters auf eine binäre 1. Ebenso wird das Signal für die binäre auf einen zweiten Eingang des NAND-Gatters 437 über den Leiter 436 zurückgeführt. Wenn am Gatter 437 zwei binäre 1-Eingangssignale zugeführt werden, wird sein Ausgang auf dem Leiter 439 eine binäre 0. Ein Widerstand 438 ist zwischen den Ausgang des NAND-Gatters 437 und die Sammelleitung HCOM geschaltet. Wenn einem Eingang des NAND-Gatters 434 ein Signal für binäre 0 zugeführt wird, dann wird sein Ausgang in einem Zustand für die binäre 1 verriegelt und bewirkt, daß das Signal CLP auf dem Leiter 80 auf einer binären 1 bleibt. Das Signal BLANK auf dem Leiter 73 von der Oszillator- und Austastschaltung wird als zweiter Eingang dem NAND-Gatter 434 zugeführt. Das Signal BLANK besitzt

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Zb/»349ü

jedoch so lange keine Einwirkung auf das Gatter 434 wie sein Eingang auf dem Leiter 439 eine binäre 0 ist. Es sei nunmehr angenommen, daß durch die Primärwicklung des Transformators T1 ein übermäßig hoher Strom zu fließen beginnt. Bei dieser Erhöhung der Stromstärke geht der Ausgang des !Comparators 425 auf eine binäre 0. Dieses Signal für die binäre 0 auf den Leitern 433 und 435 sperrt das NAND-Gatter 437 und bewirkt, daß sein Ausgang auf eine binäre 1 geht und gleichzeitig bewirkt es, daß das Ausgangssignal CLF des NAND-Gatters h"}k auf eine binäre 0 geht und den Inverter 28 abschaltet. Das NAND-Gatter 434 ist nunmehr in einem Zustand zur Freigabe, wenn das Signal RLANK auf dem Leiter an seinem zweiten Eingang als eine binäre 1 erscheint.

Venn der übermäßig starke Strom aufhört, in T1 zu fließen, dann wird der Komparator 42 5 erneut ein Ausgangssignal für die binäre 1 auf den Leitern 433 und 435 erzeugen und bewirken, daß die Gatter 437 und 434 erneut verriegeln. Der Inverterbetrieb kann nunmehr wiederaufgenommen werden. Ein Nebenschluß-Kondensator 44o ist ebenfalls am Ausgang des NAND-Gatters 437 enthalten und von diesem Ausgang mit der Sammelleitung für -5 Volt verbunden. Die Spannung von +5 Volt ergibt die Vorspannung für den Komparator 425. Weiterhin wird die Sammelleitung von -5 Volt jedem der NAND-Gatter 434, 437 zusammen mit der Sammelleitung HCOM zugeführt, um die richtige Vorspannung für diese Schaltungen zu erhalten.

Aus der Schnellstrom-Grenzwertschaltung der Figur 4 ist ersichtlich, daß die Ausgangsspannung IREF auf dem Leiter der Strom-Grenzwertreglerschaltung 76 zusammen mit der Spannung IACT zugeführt wird. Die Verwendung dieser beiden Spannungen wird im Zusammenhang mit der Figur 5 erläutert, auf die jetzt Bezug genommen wird und welche in schematischer Form den Strombegrenzungsregler 76 zeigt.

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Der Strom-Grenzwertregler ist ein wichtiges Bauteil für den Betrieb des Netzteils der vorliegenden Ausführungsform. Diese Schaltung arbeitet so, daß sie bewirkt, daß der Netzteil ein Stromregler wird und den Strom nahezu konstant hält, während er gleichzeitig eine Verminderung der Ausgangsspannung mit einer ansteigenden Belastung gestattet, wenn immer der Ausgang des Netzteils die maximale Stromgrenze erreicht. In dem Strom-Grenzwertregler der Figur wird die Spannung IACT (der Analogwert für die Stromstärke im Transformator T1) zur Stromregelung benutzt. Die Spannung IACT wird als ein Eingangssignal einem Halbleiterschalter ^42 zugeführt. Der Schalter 442 ist in vereinfachter Form lediglich als von Hand betätigbarer Schalter gezeigt. Es wird jedoch hier ein Halbleiterschalter verwendet (beispielsweise ein CMOS-Schalter). Der andere Eingang zum Schalter 442 erfolgt vom Kollektor eines Transistors 443 auf einem Leiter 444. Ein Kollektor-Widerstand für den Transistor 443 ist mit der Sammelleitung für +5 Volt verbunden. Der Emitter des Transistors 443 ist mit der Sammelleitung für -5 Volt verbunden genauso wie das NAND-Gatter 446 und der Schalter Uk2. Ein Speicher-Kondensator 447 ist ebenfalls von einem AusgangsIelter 448 des Schalters 442 mit -5 Volt verbunden. Weiterhin erhält noch ein als Integrator dienender Rechenverstärker 450 die Spannung von -5 Volt.

Die Spannung von +5 Volt ist ebenfalls mit dem Schalter und mit dem Rechenverstärker 450 verbunden. Die HCO-Sammelleitung ist mit dem NAND-Gatter 446 und auch mit einem Widerstand 451 verbunden, wobei der letztere als Hochzieh-Widerstand (pull up resistor) für den Ausgang des NAND-Gatters 446 dient. Das NAND-Gatter 446 erhält awei Eingangssignale, das Signal FB von der Rückkopplungsschaltung

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und das Signal BLANK von der Oszillator- und Austastschaltung. Wenn diese beiden Eingangesignale beide eine binäre 1 sind, ist der Ausgang des Gatters 446 eine binäre 0 und sperrt damit den NPN-Transistor 443 und gestattet das Schließen des Schalters 442. Wenn das NAND-Gatter 446 gesperrt ist (d.h. eines oder beide der Signale FB und BLANK sind auf einer binären θ), dann ist der Ausgang des Gatters 446 eine binäre 1 und bewirkt, daß der Transistor 443 Strom durchläßt. Wenn der Transistor 443 Strom durchläßt, geht sein Kollektor auf eine binäre 0 am Leiter 444 und sperrt oder öffnet den Schalter 442.

Wenn der Schalter 442 geschlossen ist, ladet sich der Kondensator 447 auf einen Spannungswert auf, welcher repräsentativ ist dem Analogwert der Stromstärke entsprechend der Amplitude des Signals IACT. Jedesmal dann, wenn sich der Schalter 442 öffnet, wird der Kondensator 447 seine Ladung beibehalten und daher auf dem Leiter 448 einen konstanten Gleichspannungswert darbieten. Dieser Wert ist äquivalent dem Analogwert des Stroms, welcher durch die Primärwicklung des Transformators T1 fließt. Die Spannung auf dem Leiter vom Kondensator 447 wird über einen Widerstand 451 einem umkehrenden Eingang 452 des R_echenintegratorverstärkers 450 zugeführt. Die andere Eingangsspannung zum Verstärker 450 ist die Spannung REF ί auf dem Leiter 87. Diese Spannung wird einem nicht umkehrenden Eingang des Verstärkers 450 zugeführt. Der Verstärker 450 arbeitet wie folgt. Wenn der Analogwert des Stroms auf dem Leiter 448 unterhalb des Wertes IREF ist, dann ist der Ausgang des Integrators (clr)· auf seinem maximalen positiven Wert, wie dies vorstehend beschrieben wurde. Durch Betrachtung der Rückkopplungsschaltung der Figur 6 ist ersichtlich, daß die Diode 4θ2 in Sperr-Richtung vorgespannt wird, wenn das Signal CLR

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positiv ist, und daher keine Einwirkung auf den Betrieb der RUckkopplungsschaltung besitzt. Wenn jedoch der Strom IACT am Eingang 452.des Verstärkers 450 höher ist als die Bezugsspannung IREP, dann wird das Signal CLR in Richtung eines negativen Wertes integrieren. Wenn das CLR-Signal in Richtung eines negativen Wertes integriert, bewirkt es, daß die Diode 4θ2 der Rückkopplungsschaltung (Figur 6) in Durchlaßrichtung vorgespannt wird und damit die Impulsbreite des FB-Signals auf dem Leiter 84 in der zuvor beschriebenen Weise ändert.

Die Gesamtarbeitsweise des Stromgrenzwertreglers ist am besten verständlich aus Figur 19. In dieser Figur ist der Primärwicklungsstrom an T1 als rechteckförmige Welle gezeigt, welche den Signalen B1 und B2 nachfolgt. Wenn immer Bi oder B2 eine binäre 1 ist, ist der Inverter eingeschaltet und Strom fließt im Inverter-Transformator T1. Weiterhin ist zu beachten, daß das Signal FB stets dann auf einer binären 1 ist, wenn der Inverter eingeschaltet ist und Strom fließt. Das Signal BLANK ist ebenfalls auf einer binären 1 mindestens während eines Teils des Zeitraums, in dem das Signal PB auf einer binären 1 ist. Aus Figur ist ersichtlich, daß der Schalter 442 eingeschaltet ist, wenn die Signale FB und BLANK beide eine binäre 1 sind und zu diesem Zeitpunkt fließt Strom durch den Inverter, wie dies im Taktdiagramm gezeigt ist. Es ist wichtig zu beachten, daß zu dem Zeitpunkt, an dem Strom durch T1 fließt, der Kondensator 447 aufgeladen wird. Daher wird der Primärstrora im Transformator Ti nur dann betrachtet, wenn der Strom im Transformator fließt. Das Endergebnis der Aufladung des Kondensators 447 in dieser Weise besteht darin, daß ein Signal für die Stromregelung erzeugt wird, welches zur Regelung der Ausgangsstromstärke des Leistungsinverters 28 verwendet werden kann.

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2 b 4 ^ 4 9 ü

In dem beispielhaften linken Teil der Figur 19 ist ersichtlich, daß der Wert IACT relativ konstant mit dem Strom in T1 bleibt. Wenn jedoch ein außergewöhnlicher Belastungszustand auftritt oder irgendeine Fehlfunktion einen schnellen Anstieg im Primärwicklungsstroiii des Transformators T1 erzeugt, dann wird die Stromstärke schnell in positiver Richtung springen, wie dies im rechten Teil des Taktdiagramms nach Figur 19 gezeigt ist. Es ist zu beachten, daß eine positive Änderung des Signals IACT bewirkt, daß das CLR-Signal vom Ausgang des Verstärkers 450 schnell in einer negativen Richtung integriert wird. Im Beispiel nach Figur integriert das Signal CLR von +4 Volt in Richtung von -3 Volt. Wenn das CLR-Signal hinreichend negativ wird, wird die Diode 4θ2 der Rückkopplungsschaltung der Figur 6 in Vorwärtsrichtung vorgespannt und ändert damit den Ausgang des Komparators 393 und bewirkt eine Verminderung der Ausgangsspannung durch Änderung der Impulsbreite des Signals FB, wobei gleichzeitig der Strom durch die Primärwicklung des Transformators auf dem Bezugsstromwert oder der Spannung IREF gehalten wird. Die Stromwellenform für T1 gemäß Figur ist ein Wechselstromsignal, das mit einem Oszillographen am Verzweigungspunkt der Widerstände 420 und 421 der Schnellstrom-Grenzwertschaltung nach Figur 4 beobachtet werden kann. Das Signal IACT ist ein Analogwert dieses wechselnden Stroms durch T1 und kann als ein Gleichstrompegel am Eingang 452 des Strom-Begrenzungsreglers der Figur 5 beobachtet werden. Es wird nunmehr erneut Bezug genommen auf die Figur 5, die weiterhin den Widerstand 453 in Reihe mit einem Kondensator 454 enthält, um die übliche Rückkopplung am Rechenverstärker 450 zu erhalten.

Es wird nunmehr Bezug genommen auf die Hoehepannungs-Grenzwertabschaltverriegelungsschaltung 48 der Figur 7. Der

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Hauptzweck dieser Schaltung besteht darin, den Ausgangsleistungsinverter über die Basis-Treiberschaltung 72 jedesmal dann abzuschalten, wenn die Ausgangsspannung VOP einen vorgegebenen Wert übersteigt. Die Hochspannungsgrenzwert-Abschaltverriege lungsschaltung überwacht das Signal SO auf dem Leiter 46. Venn der Wert des Signals SO auf eine binäre 1 geht, dann wird auf dem Leiter 81 das Signal CL erzeugt, um den Ausgangsleistungsinverter durch die Basis-Treiberschaltung 72 abzuschalten. Dieses Merkmal der Hochspannungsabschaltung ist wichtig, wenn zwei Netzteile wie der Netzteil 10 und 12 parallel zueinander betrieben werden. Wenn beide Netzteile parallel zueinander arbeiten, kann der Netzteil, welcher mit Überspannungszustand arbeitet, sich selbst abschalten, bevor seine Spannung zur Aktivierung der Kurzschlußschaltung erreicht wird. Dieses Merkmal gestattet einen ununterbrochenen Leistungsbetrieb für den Fall einer durch den Netzteil erzeugten Überspannung, in dem der Netzteil mit Überspannung automatisch abschaltet, während der andere Netzteil die Belastung aufnimmt und weiterhin geregelte Spannung an den Verbraucher liefert.

Die Rückstellung des Netzteils unter Benutzung der Hochspannungsabschalt-Verriegelungsschaltung im Zusammenwirken mit der Anfahrschaltung 93 und der Abschaltschaltung 91 ist automatisch, wie dies noch nachstehend beschrieben wird. Wenn der Netzteil infolge der Arbeitsweise der Hochspannungsgrenzwertabschalt-Verriegelung 48 abgeschaltet wird, dann wird der Netzteil in etwa einer Sekunde erneut eingeschaltet. Venn ein Defekt, der einen Überspannungszustand verursacht, noch vorhanden ist, wenn das Netzteil erneut eingeschaltet wird, dann wird es wieder durch den Sperrzustand durchgehen und dann in etwa einer Sekunde wieder einschalten. Dieser Zyklus wird so lange fortgesetzt,

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bis entweder die Leistung abgeschaltet wird oder die Fehlfunktion beseitigt wird, welche den Überspannungszustand erzeugt.

Wie aus den Figuren 1 und 7 ersichtlich, besitzt die Abschaltverriege lungsschaltung 48 auch noch eine Zwischenverbindung mit der Start-SchaItung 93. Das Rückstellsignal RESET auf dem Leiter 92 wird an die Abschaltverriegelungsschaltung 48 geliefert. Das Signal RESET bewirkt die Erzeugung des Verriegelungssignals LATCH auf dem Leiter 94 zur Anfahrschaltung. Ein zusätzliches Abschaltsignal TO wird ebenfalls der Abschaltverriegelung 48 auf dem Leiter von der Abschaltschaltung 91 zugeführt.

Unter normalen Betriebsbedingungen ist das Signal RESET auf dem Leiter 92 auf einer hohen Spannung oder einem Zustand für die binäre 1 an einem Eingang eines NAND-Gatters 456. Ein Hochziehwiderstand 457 ist zwischen die Sammelleitung HCOM und die Ruckstell-Leitung 92 geschaltet und dient als Kollektorwiderstand für den Ausgang eines Treiber-Transistors zur Erzeugung des Signals RESET in der Startschaltung 93. Die HCOM-SammeHeitung ist noch als Vorspannungsieitung mit dem NAND-Gatter 456 und einem weiteren NAND-Gatter 458 verbunden. Weiterhin ist die HCOM-Sammelleitung mit dem Kollektor eines Transistors 459 über einen Widerstand 460 verbunden. Die HCOM-SammeHeitung ist auch mit einem Hochziehwiderstand 461 für den Ausgang des NAND-Gatters 458 verbunden. Ein Nebenschluß-Kondensator ist vom Ausgang des NAND-Gatters 458 zu der Sammelleitung für -5 Volt verbunden. Der Ausgangsanschluß eines NAND-Gatters 463 ist über einen Hochziehwiderstand 464 mit der HCOM-SammeHeitung verbunden. Die Sammelleitung für -5 Volt liefert Vorspannung für die NAND-Gatter 456, 458 und 463

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und auch die Emitter-Vorspannungen für die Transistoren und 465. Die Bas is-Vorspannung für den Transistor 459 wird durch einen Widerstand 466 erhalten, der von der Leitung für -5 Volt mit der Basis des Transistors verbunden ist. Ein weiterer Widerstand 467 ist von der Basis von 459 mit der Eingangsleitung 46 für das Signal SO verbunden.

Ein Basis-Vorspannungswiderstand 468 ist zwischen die Sammelleitung für -5 Volt und die Basis des Transistors 465 geschaltet. Die Basis des Transistors 465 ist auch mit der Hochspannungsleitung (HV) 82 über eine 6,8 Volt Zener-Diode 459 verbunden. Der Kondensator 470 ist zwischen die Basis des Transistors 465 und die Sammelleitung für -5 Volt geschaltet und dient als Rauschunterdrückung. Ein weiterer Widerstand 471 ist zwischen die Sammelleitung für -5 Volt und die Leitung 82 für das Signal HV geschaltet. Aus der Darstellung des Ausgangsleistungsinverters (Figur 16) ist ersichtlich, daß der Widerstand 471 in Reihe mit dem Widerstand 244 liegt. Diese beiden Widerstände bilden einen Spannungsteiler, wobei die am Widerstand 47I erzeugte Spannung den Betrieb der Zener-Diode 469 steuert.

Unter normalen Betriebsbedingungen des Netzteils (kein Überspannungszustand) ist die Spannung auf der HV-Leitung niedrig genug, um die Zener-Diode 469 am Stromdurchlaß zu hindern. Daher ist die Basis des Transistors 465 auf einem negativen Wert und dieser Transistor wird gesperrt gehalten. Weiterhin ist die Spannung auf der TO Leitung 90 auch noch auf einem positiven Wert oder einem Wert für die binäre 1 während des normalen Betriebs. Weiterhin ist während des Normalbetriebs des Netzteils die Eingangsspannung SO auf dem Leiter 46 normalerweise auf einem niedrigen Wert oder dem Wert für die binäre 0. Dies hält den

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Transistor 459 eingeschaltet, so daß sein Kollektor auf einer binären 1 ist.

Die NAND-Gatter 458 und 456 bilden eine Verriegelungssehaltung, die wie folgt arbeitet. Unter normalen Betriebsbedingungen ist das Eingangssignal RESET auf dem Leiter normalerweise eine binäre 1 und bildet einen Eingang zu dem NAND-Gatter 456. Wenn dem Netzteil Anfangs Ie istung zugeführt wird und das NAND-Gatter 458 in den befähigten
oder freigegebenen Zustand kommt, wird sein Ausgang auf dem Leiter 472 auf einen Zustand für die binäre 0 gehen und damit das NAND-Gatter 456 hemmen. Mit gesperrtem NAND-Gatter 456 wird sein Ausgang auf dem Leiter 473 auf eine binäre 1 gehen und das NAND-Gatter 458 im freigegebenen Zustand halten und die NAND-Gatter 458 und 456 in ihrem gegenwärtigen Schaltzustand verriegeln. Wenn jedoch das NAND-Gatter 458 in den gesperrten Zustand kommt, wird sein Ausgang auf dem Leiter kj2 eine binäre 1 sein und damit das Gatter 456 freigeben zur Erzeugung eines Ausgangssignals für die binäre 0 auf dem Leiter 473 zur Verriegelung der beiden NAND-Gatter in diesem Zustand. Die NAND-Gatter 456 und 458 bilden eine Verriegelungsschaltung um festzustellen, ob die Ausgangsspannung VOP des Netzteils vorhanden ist, wenn die Leistung zunächst eingeschaltet wird. Der Zustand der Verriegelungsgatter h$6 und 458 wird durch die jeweiligen Eingangssignale zu diesen Gattern (RESET und TO) gesteuert. Wie diese beiden Signale die Verriegelungsschaltung beeinflussen, wird im Zusammenhang mit der Anfahr- und Abschaltschaltung 93 bzw. 9I beschrieben. Es sei jetzt zunächst angenommen, daß die Leistung (VOP) am Ausgang des Netzteils vorhanden ist und daß das NAND-Gatter 456 gesperrt ist und das NAND-Gatter 458 freigegeben ist. Mit gesperrtem NAND-Gatter 456 wird ein Verriegelungs-

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signal für die binäre 1 auf dem Leiter 94 der Anfahrschaltung und ein Verriegelungssignal CL für die binäre 1 auf dem Leiter 81 der Basis-Treiberschaltung über einen NAND-Gatcer-Inverter 463 zugeführt.

Es sei nunmehr angenommen, daß die Kollektor-Emitterspannung in einer Hälfte der Treiber-Transistoren des Ausgangsleistungs-Inverters 28 auf einen hohen Wert geht (beispielsweise 480 Volt). Wenn dies geschieht, wird eine ausreichende Spannung über dem SpannungsteHer-Netzwerk bestehend aus den Widerständen 244 (Figur 16) und hf Λ (Figur 7) zugeführt. Der Spannungsabfall über dem Widerstand 471 ist nun ausreichend hoch um zu gestatten, daß die Zener-Diode 469 Strom durchläßt und bewirkt, daß die Basis des Transistors ausreichend positiv wird um einzuschalten. Mit nunmehr eingeschaltetem Transistor 465 wird sein Kollektor und der Eingang zum NAND-Gatter 458 auf eine binäre 0 gehen und das Gatter 458 sperren. Mit nunmehr gesperrtem Gatter wird sein Ausgang auf dem Leiter 472 auf eine binäre 1 gehen und damit ein Signal CL für die binäre 0 über den Inverter 463 an den Bas is-Treiber auf dem Leiter 81 abgeben. Weiterhin bewirkt das Signal für die binäre 1 auf dem Leiter 472 im Zusammenwirken mit dem normalerweise hohen Signal RESET auf dem Leiter 92, daß das NAND-Gatter freigegeben wird. Das Ausgangssignal für die binäre 0 auf dem Leiter 473 vom NAND-Gatter 456 wird nun zurückgekoppelt zum Eingang des NAND-Gatters 458 und verriegelt die Schaltung in ihrem derzeitigen Schaltzustand. Wie zuvor im Zusammenhang mit der Basis-Treiberschaltung beschrieben, wird der Ausgangsleistungsinverter gesperrt oder abgeschaltet jedesmal dann, wenn das Signal CL auf eine binäre geht.

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Der Ausgangsleistungsxnverter kann auch durch die Hochspannungs-Grenzwertabschaltverriegelung nach Figur 7 abgeschaltet werden durch das Signal SO auf dem Leiter k6 von der Hochspannungsabschalt- und Isolatorschaltung hh. Unter normalen Betriebsbedingungen des Netzteils ist dieses Eingangssignal niedrig oder eine binäre 0. Es sei jedoch jetzt angenommen, daß im Sekundärkreis des Transformators T1 ein Hochspannungszustand besteht oder die Kurzschlußschaltung ^O einen Überspannungszustand auf dem Ausgang des Gleichrichters erfaßt hat. Jedesmal dann, wenn eine von diesen Bedingungen auftritt und von der Hochspannungsabschalt- und Isolatorschaltung hh erfaßt wird, wird das Signal SO auf eine binäre 1 gehen und den Transistor 459 einschalten. Wenn der Transistor 459 in den Stromdurchlaß geht, geht sein Kollektor auf eine binäre 0 und sperrt das NAND-Gatter 458 in der gleichen Weise wie im Zusammenhang mit der Arbeitsweise des Transistors 465 beschrieben. Das Netzteil wird durch das Signal CL für die binäre 0 in der gleichen Weise wie zuvor beschrieben abgeschaltet.

Die Hochspannungsabschaltverriegelungsschaltung nach Figur kann bei Vorhandensein eines Signals TO für die binäre O auf dem Leiter 4o von der AbschaIt-Schaltung 91 ebenfalls den Inverter 28 abschalten. Das Signal TO ist unter normalen Betriebsbedingungen des Netzteils normalerweise eine binäre 1 oder ein hohes Signal. Jedesmal dann, wenn die Absehalt-Schaltung 91 einen Schnellstrom-Grenzwertzustand erfaßt, wird das Signal TO auf eine binäre O gehen und damit den Netzteil abschalten, wie dies zuvor im Zusammenhang mit Figur 7 beschrieben wurde. Dies wird selbstverständlich durch Sperrung des NAND-Gatters 458 bewirkt. Das Signal RESET auf dem Leiter 92 von der Anfahrschaltung wird dazu benutzt, den Zustand der Verriegelung zu steuern,

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um das Signal LATCH auf dem Leiter 94 während des ursprünglichen Anfahrens für den Fall zu steuern, daß der Netzteil aus dem gesperrten Zustand herauskommt. Wie diese beiden Signale die Arbeitsweise des Netzteils beeinflussen, wird verständlich aus der nachstehenden Beschreibung im Zusammenhang mit der Arbeitsweise der Anfahrschaltung 93.

Es wird nunmehr Bezug genommen auf die Anfahrschaltung nach Figur 9. Wie zuvor erwähnt, besteht der Hauptzweck der Anfahrschaltung darin zu gewährleisten, daß die Verriegelungsschaltung in der Hochspannungsgrenzwert-Abschaltverriegelung in den richtigen Zustand gebracht wird um zu gestatten, daß das Netzteil eingeschaltet werden kann für den Fall, daß das Netzteil aus dem abgeschalteten Zustand herauskommt. D.h. der Ausgangsinverter 28 läuft nicht. Die Anfahrschaltung erhält die - Volt von dem inneren Leistungsinverter 22 als Vorspannungen. Drei Widerstände 475» 476 und 478 sind in Reihe zwischen die -5 Volt geschaltet, um ein Spannungsteiler-Netzwerk zur richtigen Basis-Vorspannung für einen Transistor 479 zu erhalten. Das Verriegelungssignal auf dem Leiter 94 von der Hochspannungsgrenzwert-Abschaltverriegelung 48 wird der Basis des Transistors 479 über Widerstand 476 zugeführt. Der Transistor erhält Kollektorspannung von der Sammelleitung für +5 Volt über zwei Widerstände 480 und 481. Ein Kondensator 482 ist zwischen -5 Volt, den Widerstand 480 und den Emitter-Anschluß eines Unijunktions-Transistors 483 geschaltet und dient als Leistungsquelle, welche zu einem vorgegebenen Pegel aufgeladen wird um zu bewirken, daß der Transistor 483 während des Anfahrens der Schaltung eingeschaltet wird. Die obere Basis-Leitung des Transistors 483 ist mit der Sammelleitung für +5 Volt verbunden und die untere Basis-Leitung des Transistors ist mit der Basis eines NPN-Transistors 484

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verbunden, der seine Basis-Vorspannung von einem Widerstand 485 erhält, welcher mit der Sammelleitung für -5 Volt verbunden ist. Die Kollektorspannung für den Transistor wird erhalten von +5 Volt über einen Widerstand 486. Der Emitter des Transistors 484 ist mit der Sammelleitung für -5 Volt verbunden. Ein Kopplungswiderstand 487 ist in Reihe mit zwei Dioden 488 und 489 geschaltet zur Kopplung des Ausgangs des Kollektors des Transistors 484 an die Basis eines zweiten NPN-Transistors 490. Die Basis-Vorspannung wird dem Transistor 490 von der Sammelleitung für -5 Volt über einen Widerstand 491 zugeführt. Der Widerstand 491 dient zusammen mit den Dioden 488, 489, den Widerständen 487 und 486 zur Erzeugung der richtigen Basis-Spannung für den Transistor 490. Ein Kondensator 492 ist vom Verzweigungspunkt des Widerstandes 487 und der Anode der Diode 486 mit der Leitung für -5 Volt verbunden. Der Kondensator 492 wird durch den Stromdurchgang des Transistors 484 entladen.

Wenn der Transistor 484 abgeschaltet oder gesperrt ist, dann wird der Kondensator 492 über Widerstände 486 und in einer positiven Richtung aufladen auf eine Amplitude, die ausreichend ist zur Einschaltung des Transistors 490. Dem Transietor 490 wird Kollektorspannung von der Leitung für +5 Volt über einen Widerstand 493 zugeführt. Der Ausgang vom Kollektor des Transistors 490 wird zwei Transistoren zugeführt. Der erste Transistor 494 erhält seinen Basis-Eingang über einen Widerstand 495. Der zweite Ausgang vom Kollektor des Transistors 490 erfolgt zur Basis eines Transistors 496 vom Verzweigungspunkt der beiden in Reihe geschalteten Widerstände 497 und 498. Der Widerstand 498 ist mit der Sammelleitung für -5 Volt verbunden, um die richtige Vorspannung für den Transistor 496 zu

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erhalten. Die Basis-Vorspannung für den Transistor wird ebenfalls durch einen Widerstand 497 erhalten, welcher über den Widerstand 493 mit der Sammelleitung für + 5 Volt verbunden ist.

Der Transistor 494 liefert an seinem Kollektor-Ausgangsanschluß das Signal RESET auf dem Leiter 92 zur Hochspannungs-Grenzwertabschaltverriegelungsschaltung 48 nach Figur 7. Wie in Figur 1 gezeigt, wird das Signal INHIBIT auf dem Leiter 97 von der Anfahrschaltung 93 der Abschalt-Schaltung 91 zugeführt. Dieses Signal wird vom Kollektor des Transistors k<$6 entnommen und über die Leitung 97 einem Kopplungswiderstand 498 in Figur 10 zugeführt.

Zum Verständnis der Arbeitsweise der Anfahrechaltung der Figur 9 ist es notwendig, gleichzeitig die Hochspannungs-Grenzwertabschaltverriegelungsschaltung nach Figur 7 zu betrachten. Aus der vorhergehenden Beschreibung der Figur wird man sich erinnern, daß die Verriegelungsschaltung (Gatter 456, 458 und 463 nach Figur 7 in einem Zustand sind, wonach das Signal LATCH auf dem Leiter 94 eine binäre 0 ist, wenn der Netzteil im gesperrten oder abgeschalteten Zustand ist und aus diesem herauskommt. Es wird nunmehr Bezug genommen auf die Figur ^_m Wenn das Signal LATCH auf dem Leiter 94 eine binäre 0 ist, dann wird der Transistor 479 gesperrt. Mit gesperrtem Transistor 479 wird sich der Kondensator 482 über den Widerstand 480 auf einen Wert aufladen, der ausreicht zum Zünden des Unijunktions-Transistors 483. Wenn der Transistor 483 zündet, wird über dem Widerstand 485 ein positiver Impuls erzeugt und bewirkt, daß der Transistor 484 während der Dauer dieses Impulses einschaltet. Die Dauer des Impulses über dem Widerstand 485 wird selbstverständlich bestimmt durch die

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2 b 4 -3 4 U U

Abschaltzeit des Transistors 479. D.h. wenn der Transistor 479 zum Stromdurchlaß getrieben wird, wie dies noch nachstehend beschrieben ist, dann wird der Kondensator schnell entladen und sperrt den Unijunktions-Transistor und beendet den Impuls über dem Widerstand 485. Wenn der Transistor 484 Strom führt, wird er schnell den Kondensator 492 entladen, der zuvor bei abgeschaltetem Transistor 484 über die Widerstände 487 und 486 aufgeladen wurde. Der Transistor 490 ist normalerweise im eingeschalteten Zustand und wird nunmehr gesperrt durch das negativ verlaufende Signal an seinem Basis-Eingangsanschluß. Der Transistor 490 wird so lange gesperrt bleiben, bis der Kondensator 492 erneut ladet. Selbstverständlich kann der Kondensator 492 nicht eher wieder erneut laden, bis der Transistor 484 in der zuvor beschriebenen Weise gesperrt wird.

Wenn der Transistor 490 gesperrt wird, wird eine positive Spannung der Basis der Transistoren 494 und 496 zugeführt und bewirkt, daß jeder dieser Transistoren in den Stromdurchlaßzustand geht. Wenn die Transistoren 494 und 496 einschalten, dann wird ein negatives Signal oder Signal für die binäre 0 an jedem ihrer Kollektor-Ausgänge erzeugt. Das Signal INHIBIT auf dem Leiter 97 wird der Einschalt-Schaltung nach Figur 10 zugeführt, um den Betrieb dieser Schaltung in noch nachstehend beschriebener Weise zu sperren, Das Signal RESET für die binäre 0 auf dem Leiter 92 wird nunmehr dem NAND-Gatter 456 der Hochspannungsabschaltverriegelungsschaltung (Figur 7) zugeführt. Aus Figur 7 ist ersichtlich, daß das Gatter 456 gesperrt wird, wenn des Rückstellsignal RESET auf eine binäre 0 geht, und hierdurch wird bewirkt, daß das Signal LATCH auf dem Leiter nunmehr einen Zustand für eine binäre 1 einnimmt. Aus Figur 9 ist nunmehr ersichtlich, daß das Signal LATCH für

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die binäre 1 bewirkt, daß der Transistor 479 zum stroradurchlässigen Zustand übergeht und schnell den Kondensator 482 entladet, wodurch seinerseits der Unijunktionstransistor abgeschaltet wird. Dies führt dazu, daß jetzt ein negativer Impuls über dem Widerstand 485 entsteht zur Abschaltung oder Sperrung des Transistors 484. Wenn jetzt der Transistor 484 abgeschaltet ist, wird der Kondensator 492 mit einer Aufladung zu einem positiven Wert beginnen, der ausreichend ist zur erneuten Einschaltung des Transistors 490. Nach dieser Änderungsverzögerung wird der Transistor 490 einschalten und ein negatives Abschaltsignal zur Basis jedes der Transistoren 494 und 496 abgeben. Wenn die Transistoren 494 und 496 beide abschalten, dann wird jetzt ein positives Signal für die binäre 1 auf der Leitung 97 zur Abschaltschaltung und auf der Rückstell-Leitung 92 zum NAND-Gatter 456 zugeführt.

Es wird Bezug genommen auf die Figur 7» aus der jetzt ersichtlich ist, wie die Verriegelungssehaltung im richtigen Zustand verriegelt wird um zu gestatten, daß das Netzteil eingeschaltet wird. Das Signal für die binäre 1 vom NAND-Gatter 456, welches zum Eingang des NAND-Gatters 458 zurückgeführt wird, bewirkt nunmehr, daß dieses letztere Gatter befähigt oder freigegeben wird. Mit nunmehr freigegebenem NAND-Gatter 458 ist der Ausgang des Gatters auf dem Leiter 472 eine binäre 0 und sperrt damit das Gatter 446, um das Verriege lungssignal auf dem Leiter 94 positiv zu halten. Mit positivem Verriegelungssignal während des Normalbetriebs des Netzteils läßt der Transistor 479 ständig Strom durch, und daher kann die Schaltung nicht mehr langer einen Ausgangsimpuls erzeugen, bis das Verriegelungssignal erneut negativ wird.

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Es wird nunmehr Bezug genommen auf die Abschaltschaltung nach Figur 10. Diese Schaltung ist mit den Sammelleitungen für -5 Volt und der Leitung HCOM verbunden, welche die Vorspannung für ein NAND-Gatter-Inverter 500 und einen NPN-Transistor 502 liefern. Ein Hochzieh-Widerstand 50^ ist mit dem Ausgang des Gatters 500 und mit der HCOM-Sammelleitung verbunden. Der Ausgang des Gatters 500 ist an die Basis des Transistors 502 über zwei in Reihe geschaltete Dioden und 508 geführt. Die Basis-Vorspannung wird dem Transistor 502 von der Leitung für -5 Volt über einen Widerstand geliefert. Der Ausgang der Abschaltungsschaltung wird am Leiter 90 vom Kollektor des Transistors 502 als ein Signal TO entnommen, dessen Erzeugung noch nachstehend beschrieben wird. Ein Kondensator 512 ist zwischen den Verzweigungspunkt der Dioden 506 und 508 und die Sammelleitung für -5 Volt geschaltet. Das Signal INHIBIT von der Anfahrschaltung aus Figur 9 ist ebenfalls über den Widerstand ^98 ^an diesen Verzweigungspunkt geführt.

Während des Normalbetriebs des Netzteils ist das Signal CLF auf dem Leiter 95 von der Schnellstrom-Grenzwertschaltung (Figur 1) hoch oder eine binäre 1. Daher ist der Ausgang des Inverters 500 eine binäre 0 und hält den Kondensator durch die in Durchlaßrichtung vorgespannte Diode 506 entladen.

Es wird kurzzeitig erneut Bezug genommen auf die zuvor gegebene Beschreibung der Schnellstrom-Grenzwertschaltung 36, und man wird sich erinnern, daß das Ausgangssignal CLF auf dem Leiter 80 dazu benutzt wird, um sofort den Ausgangsleistungsinverter 28 über die Basistreiberschaltung 72 abzuschalten, wenn übermäßig hoher Strom in der Primärwicklung

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des Transformators T1 fließt. Jedoch im Falle eines Kurzschlusses oder eines anderen Überstromzustandes ist es möglich, daß der Netzteil in dem Zustand für schnelle Strombegrenzung während einer längeren Zeit verbleibt. Sollte dieses geschehen, dann ist er erwünscht, den Netzteil wieder erneut einzuschalten, da der Grenzwertzustand nur zeitweilig vorhanden sein kann. Die Abschaltungsschaltung dient dieser Funktion zu garantieren, daß das Netzteil wieder erneut eingeschaltet wird für den Fall, daß das CLF-Signal am Eingang des Inverters 500 der Figur 10 während einer festgelegten längeren Zeitdauer vorhanden ist.

Es sei nunmehr angenommen, daß das Signal CLF negativ wird und auf eine binäre 0 geht. Der Inverter 500 wird nunmehr eine binäre 1 als Ausgangssignal erzeugen, welche die Diode 5O6 in Durchlaßrichtung vorspannt und bewirkt, daß der Kondensator 512 mit einer Aufladung in Richtung des Wertes des binären Signals beginnt. Wenn das Signal CLF auf dem Leiter 95 am Eingang des Gatters 500 etwa 200 Millisekunden lang vorhanden ist, dann wird sich der Kondensator 512 ausreichend positiv aufladen, um die Diode 508 in Durchlaßrichtung vorzuspannen und den Transistor 502 einzuschalten. Wenn der Transistor 502 Strom durchläßt, dann wird das Abschaltsignal TO auf dem Leiter 90 zu der Hochspannungsgrenzwertabschaltverriegelungsschaltung (Figur 7) auf eine binäre 0 gehen. Es wird nunmehr Bezug genommen auf die Figur 7, wo das Signal TO dem NAND-Gatter U58 der Verriegelungsschaltung zugeführt wird, dieses Gatter sperrt und bewirkt, daß sein Ausgang auf eine binäre 1 geht. Da das Signal RESET normalerweise eine binäre 1 ist, wird das Gatter k$6 nunmehr befähigt zur Erzeugung eines Ausgangssignals LATCH für die binäre 0 auf dem Leiter 9^ und zur Abschaltung des Transistors 47I in der Anfahrschaltung der

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Figur 9· Die Anfahrschaltung nach Figur 9 wird nunmehr in der Weise arbeiten, wie dies zuvor beschrieben wurde, wobei der Kondensator 482 beginnt, sich auf den Zündpegel des Unijunktionstransistors 483 aufzuladen. Wie zuvor beschrieben, führt dies zur Erzeugung der beiden Gatter-Signale für die binäre 0 (RESET und INHIUIT) auf den Leitern 92 bzw. 97. In Figur 7 ist ersichtlich, daß das negativ verlaufende Gatter-Signal RESET nunmehr das NAND-Gatter sperrt und bewirkt, daß das Verriegelungssignal auf dem Leiter 94 erneut auf eine binäre 1 geht und bewirkt, daß der Transistor 479 der Anfahrschaltung Strom führt zur Entladung des Kondensators 482, wie dies zuvor beschrieben wurde.

Es wird erneut Bezug genommen auf die Figuren 9 und 10, wo das negativ verlaufende Signal INHIBIT für die binäre 0 dem Verzweigungspunkt der Dioden 506 und 508 zugeführt wird. Dieses Signal für die binäre 0 wird nunmehr schnell den Kondensator 512 entladen, den Transistor 502 sperren und die Arbeitsweise dieser Schaltung hemmen und gestattet, daß das Abschaltsignal TO eine binäre 1 wird, um das NAND-gatter 458 in Figur 7 freizugeben. Es ist nunmehr ersichtlich, daß die Verriegelungssehaitung von Figur J in dem Einstell- oder Anfahrzustand verriegelt ist und gestattet, daß der Netzteil einschaltet. Dies wird selbstverständlich durch den Ausgang des NAND-Gatters 463 der Figur 7 verursacht, das ein Signal CL für die binäre 1 auf dem Leiter zur Basis-Treiberschaltung 72 liefert und bewirkt, daß diese Schaltung den Ausgangsleistungsinverter einschaltet.

Nachdem das Netzteil erneut eingeschaltet ist, wird bei Weiterbestehen des Stromgrenzwertes die Verriegelungsschaltung in Figur 7 erneut durch den Impuls TO für die binäre

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auf dem Leiter 90 zurückgestellt. Hierdurch wird der Ausgangs le is tungs invert er erneut über die Basistreiberschaltung 72 dadurch abgeschaltet, daß das Signal CL auf eine binäre O geht und gleichzeitig wird das nächste Anfahren der Schaltung nach Figur 9 aktiviert zur zuvor beschriebenen erneuten Einschaltung des Netzteils. Solange der Überstromzustand besteht (CLF ist eine binäre θ) in dem Netzteil, werden die Abschaltschaltung, die Anfahrschaltung und die Hochspannungsabschalt-Verriegelungsschaltung weiterhin ein periodisches Einschalten und Abschalten des Netzteils mit Strombegrenzungsbetrieb bewirken, um den Ausgangsstrom des Netzteils so lange zu steuern, bis der Überstromzustand behoben ist.

Die Frequenz, mit welcher der Netzteil während dieses Stromgrenzwertzyklus¹ wieder eingeschaltet wird, wird gesteuert durch die Anfahrschaltung nach Figur 9· Die primäre Steuerung der Einschalt- und Abschaltzeiten des Netzteils ist eine Funktion der Aufladung des Kondensators ^92 der Figur 9· Die RC-Zeitkonstante bestehend aus den Widerständen 486,486 und dem Kondensator 492 wird bewirken, daß die Signale RESET und INHIBIT etwa einmal in der Sekunde erscheinen zur zyklischen Einschaltung des Netzteis.

Es wird erneut Bezug genommen auf Figur 7· Es ist auch noch wichtig zu beachten, daß der Netzteil durch den gleichen Zyklusbetrieb geht, wenn ein Absehaltsignal auf dem Leiter 46 von der Hochspannungsabsehaltung und Isolator oder das Hochspannungssignal HV auf dem Leiter 82 von dem Ausgangsleistungsinverter vorhanden sind. Es ist daher ersichtlich, daß die Kombination der Hochspannungsabsehaltverriegelung der Figur 7» der Anfahrschaltung der Figur 9 und der Abschaltungsschaltung der Figur 10 dazu benutzt

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werden, den Netzteil unter jeglichen Hochspannungs- oder Überstroinverhältnissen abzuschalten und zu bewirken, daß der Netzteil zyklisch in einem Strombegrenzungszustand so lange läuft, wie entweder ein Überstromzustand oder ein Hochspannungszustand vorhanden ist.

Nach den vorstehenden Ausführungen ist jetzt die Arbeitsweise des Netzteils anhand des Taktdiagramms der Figuren und 19 leicht verständlich. Diese beiden Taktdiagramme zeigen die zeitlichen Beziehungen zwischen den vom Netzteil unter vier verschiedenen Betriebsverhältnissen erzeugten Hauptsignalen.

Es wird nunmehr besonders Bezug genommen auf die Figur 18 zusammen mit der Figur 1. Dort werden die Wellenformen der Hauptsignale BLANK, BLANK, LOGA, LOGB, FBK, der Sägezahnwelle bei TP2 in der Schaltung 78, das Signal FB und die Signale B1 und B2 gezeigt. Der linke Teil der Figur zeigt die zeitlichen Beziehungen der verschiedenen Signale zur Erzeugung der Signale FB und B1 und B2, wobei die letzteren die Ausgangsleistung des Inverters steuern, wenn die Ausgangsspannung VOP kleiner ist als der Bezugsspannungswert REF. Unter diesen Bedingungen ist, wie oben auf der Figur 18 erläutert, das Rückkopplungssignal FBK auf dem Leiter 60 auf seinem Maximalwert, dargestellt durch den ¥ert von +k Volt, zur Änderung der Impulsbreite des Signals FB, um zu bewirken, daß der Ausgangsleistungsinverter während einer längeren Zeitdauer eingeschaltet bleibt, um die Ausgangsspannung VOP zu vergrößern. Der rechte Teil der Figur 18 veranschaulicht, wie die Ausgangsspannung VOP etwa gleich dem Wert der Bezugsspannung REF ist. Wenn VOP gleich oder angenähert gleich REF ist, dann geht das Rückkopplungssignal FBK in einer negativen

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Richtung in Richtung -3 Volt wie benachbart zu den Bruchlinien gezeigt. Es ist ersichtlich, daß das Signal FBK nunmehr bewirkt, daß sich das impulsbreitenmodulierte Signal FB ändert zur Erzeugung eines Wechselsignals mit einer kürzeren Einschaltdauer und einer längeren Abschaltdauer als dies im linken Teil des Taktdiagramms gezeigt ist. Der rechte Teil des Diagramms zeigt in beispielhafter Form den Nennbetriebszustand des Netzteils, wobei das Signal FBK ein Minimum ist, um die Ausgangsspannung VOP konstant zu halten. Das Taktdiagramm nach Figur I9 zeigt die zeitlichen Beziehungen zwischen den zuvor erwähnten Hauptsignalen der Figur zusätzlich zu dem Strom-Grenzwertreglersignal CLR, den Stromsignalen TL und IACT und dem Spannungs- oder Stromsignal IREF. Im linken Teil des Taktdiagramms ist zu beachten, daß die Signale FB, B1 und B2 etwa gleich erscheinen wie im rechten Teil der Figur 18. Der linke Teil der Figur I9 zeigt lediglich, wie die Signale CLR und das Signal für den Strom in T1 während des Normalbetriebs des Netzteils aussehen. D.h. wenn die Stromstärke in T1 kleiner ist als das Signal IREF und die Ausgangsspannung VOP etwa gleich oder völlig gleich der Spannung REF ist.

Die Wellenformen des Netzteils nehmen die in dem rechten Teil der Figur 19 gezeigte repräsentative Form an, wenn ein Überlastzustand oder eine Fehlfunktion auftritt und bewirkt, daß der Strom in der Primärwicklung von T1 übermäßig groß wird. Benachbart zu den Bruchlinien nimmt das Signal CLR auf der Leitung 86 vom Strom-Grenzwertregler ab oder integriert in Richtung eines negativen Wertes von -3 Volt. Wie ersichtlich, ändert dies das impulsbreitenmodulierte Signal FB und bewirkt, daß der Inverter nur während einer sehr kurzen Zeitdauer einschaltet und während einer relativ langen Zeitdauer abschaltet. Dies besitzt die Auswirkung

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einer Verminderung der Ausgangsspannung des Ausgangsleistungsinverters, während gleichzeitig der Strom durch T1 auf einen Wert gesteuert wird, der etwa gleich dem Wert IREF ist, wie dies unten in der Figur 19 gezeigt ist. Hierdurch ist IACT der tatsächliche Primärstrom gleich dem Strom IREF.

Vorstehend wurden die Schaltungen, welche zur Ausführung der vorliegenden Erfindung in ihrer bevorzugten Ausführungsform benutzt wurden, mit ausreichenden Einzelheiten beschrieben, um den Fachmann zur Ausführung der Erfindung zu befähigen. Es ist jedoch zu beachten, daß bestimmte Elemente nur in Blockform mit einer Bezeichnung und/oder einer Bezugsziffer dargestellt sind. Diese Elemente sind standardmäßig handelsmäßig erhältliche Teile, die meist in der Form von Integrierten Schaltungsplättchen vorliegen und die folgende Tabelle gibt eine genauere Kennzeichnung und Bezugsquellen für zusätzliche Informationen im Interesse einer vollständigen Offenbarung. In dieser Tabelle werden die folgenden Abkürzungen verwendet

Firmen

NS - National Semiconductor Corporation TI - Texas Instruments, Inc.

RCA - RCA Corporation

Fairchild - Fairchild Semiconductor Components Group

Literatur

NS-LIC - "National Semi-conductor-Linear

Integrated Circuits"-Copyright 1973.

RCA Databook - "RCA Solid State Databook Series

COS/MOS Digital Integrated Circuits¹¹-Copyright 1972.

TTL Databook - "Texas Instruments, Inc. - The TTL

Databook" Copyright 1973.

Fairchild Katalog - "Fairchild Semiconductor-Linear Integrated Circuits Data Catalog'¹-

Copyright 1973.

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	—	Bauelement	82 -	Teil No.	254349Ü
Fig.	Flog	Hersteller	7*tHiO2	Literatur
3	Komparator 425	TI	LM31 1	TTL Databook
k	Schalter kh2	NS	cd4oi6ad	NS-LIC
5	Rechenintegrator 450	RGA	LM3O8	RCA Databook
5	Komparator 393	NS	LM311	NS-LIC
6	300	NS	u723	NS-LIC
1 1	Spannungskomparatoren 325 & 326	Fairchild	LM 311	Fairchild Cat
12	Komparator 286	NS	LM311	NS-LIC
13	NS	NS-LIC

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Claims (30)

1. - ⁸³ - 254349Q

   Patentansprüche

   Iy Elektrisches Leistungseinspeisungssystem zur Lieferung von ununterbrochener Leistung an einen elektrischen Verbraucher mit zahlreichen Netzteilen, deren Ausgänge parallel geschaltet sind zur Lieferung einer gemeinsamen Ausgangsspannung an einen elektrischen Verbraucherj dadurch gekennzeichnet , daß jeder Netzteil umfaßt:

   einen steuerbaren Leistungsinverter (28), der primäre und sekundäre Kreise enthält (Figur 16), wobei der Primärkreis mit einer Spannungsquelle (INP) verbunden ist und Schaltereinrichtungen (Figur 16) enthält, welche auf Treibersignale (Bl und B2) zur Steuerung der Arbeitsweise des Inverters ansprechen zum Koppeln der Leistung von dem Primärkreis mit dem Sekundärkreis, der die Ausgangsleistung an den Verbraucher liefert, eine Treibereinrichtung (72) zur Lieferung der Treibersignale (Bl, B2) gemäß einer gewünschten Ausgangsgröße des Netzteils, und Begrenzungsmittel (36) zur Erzeugung eines Strombegrenzungssignals (CLP) zur Abschaltung des Inverters durch Steuerung der Erzeugung der Treibersignale (Bl und B2), wobei die Begrenzungsmittel (36) Fühlereinrichtungen (31 und Figur 4) zur Erfassung des Stroms in dem Primärkreis und zur Erzeugung des Strombegrenzungssignals (CLF) besitzt, wenn die Stromstärke eine vorgegebene Größe erreicht.
2. 2. Leistungseinspeisungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß Einrichtungen (44) mit dem Sekundärkreis zur Erzeugung eines Abschaltsignals verbunden sind, wenn die Spannung des Sekundärkreises einen vorgegebenen Wert (REF 54) übersteigt, sowie Einrichtungen (46, 48 und 81) zur Zuführung des Abschaltsignals an die Treibereinrichtung zur Hemmung der Erzeugung der Treibersignale, wodurch der Leistungsinverter (28) abschaltbar ist.
3. 3. Leistungseinspeisungssystem nach Anspruch 1, d a d u r c_th gekennzeichnet , daß die Meßfühlereinrichtung einen Nebenschlußwiderstand (31) zwischen der Spannungsquelle (INP)

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   und dem Primärkreis umfaßt, wodurch der Strom in dem Primärkreis durch diesen Widerstand fließt, und die Meßfühlereinrichtung (31) weiterhin Komparatoreinrichtungen (425 in Figur 4) enthält zur Erfassung des durch den Nebenschlußwiderstand (31) fließenden Stroms und zur Erzeugung des Strombegrenzungssignals (CIiP), wenn der Strom die vorgegebene Amplitude erreicht.
4. 4. Leistungseinspeisungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß

   eine Generatoreinrichtung (66) zur Erzeugung von TaktSignalen vorgesehen ist, wobei der Leistungsinverter ein impulsgesteuerter Leistungsinverter ist, und

   die Treibereinrichtung (72) Gattereinrichtungen (Figur 8) enthält zur Lieferung der Treibersignale (Bl und B2) an den Leistungsinverter, wobei die Gattereinrichtung auf die Taktsignale anspricht zur Lieferung der Treibersignale als Impulse an den Leistungsinverter und weiterhin auf das Strombegrenzungssignal (CLF) anspricht zur Hemmung der Erzeugung der Treibersignale und dadurch zum Abschalten des Leistungsinverters.
5. 5. Leistungseinspeisungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß der Primärkreis eine Transformatorwicklung (Tl) enthält, wobei die Spannungsquelle an einen Mittelabgriff derselben geschaltet ist und Schaltereinrichtungen (Figur 16) enthält, welche über die Transformatorwicklung geschaltet sind und auf die Treibersignale (Bl und B2) ansprechen zur Umschaltung des Stroms in der Transformatowicklung, wobei die Meßfühlereinrichtung (31 und Figur 4) in Schaltungsverbindung mit der Spannungsquelle (INP) und dem Mittelabgriff ist zur überwachung des Stroms in der Transformatorwicklung und zur Ausführung der Erzeugung der Strombegrenzungssignale (CLF) durch die Grenzwerteinrichtung (36), wenn der Strom die vorgenannte vorgegebene Amplitude erreicht.
6. 6. Leistungseinspeisungssystem nach Anspruch 5, d a d u r o«>h gekennzeichnet , daß die Meßfühlereinrichtung (31 und Figur 4) ein Widerstandselement (31) enthält, das in

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   Reihe zwischen der Spannungsquelle (INP) und dem Mittelabgriff auf der Transformatorwicklung (Tl) liegt, wodurch eine Spannung proportional zum Wicklungsstrom über dem Widerstandselement (31) abfällt und einem Komparator (425) in der Begrenzungseinrichtung (36) zugeführt wird zur Erzeugung des Strombegrenzungssignals (CLP), wenn der Wert der Spannung über dem Widerstandselement (31) den Wert einer Bezugsspannung (IREP der Figur 4) übersteigt.
7. 7. Leistungseinspeisungssystem nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet , daß jeder der primären und sekundären Kreise eine Transformatorwicklung enthält, wobei die Einrichtung (44), welche mit dem Sekundärkreis verbunden ist, das Abschaltsignal (SO) erzeugt, wenn der Wert der Spannung über der Wicklung des Sekundärkreises den vorgenannten vorgegebenen Wert (REP 54) übersteigt.
8. 8. Leistungseinspeisungssystem nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet , daß der Sekundärkreis weiterhin Gleichrichtereinrichtung (30) enthält, die mit der Wicklung des Sekundärkreises verbunden sind.
9. 9. Leistungseinspeisungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß der Sekundärkreis Einrichtungen (Sekundärwicklung von Tl) enthält zur Erzeugung von Wechselspannungs-Ausgangssignalen (ACl und AC2), die repräsentativ sind für die gekoppelte Leistung und proportional dem Spannungspegel der gemeinsamen Ausgangsspannung an den Verbraucher, sowie eine Abschalteinrichtung (44), welche die Wechselspann ungs-Ausgangssignale von dem Sekundärkreis erhält, wobei die Abschalteinrichtung Signalverarbeitungseinrichtungen (291 und 292 usw.) enthält zur^Umwandlung der Wechselspannungssignale in Gleichspannung und einen Komparator (286), welcher mit der Signalverarbeitungseinrichtung zur Erzeugung eines Abschaltsignals bei einem Überspannungszustand verbunden ist, wenn dea? Wert des Ausgangswechselspannungssignals eine vorgegebene Span-"

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   nung (REF 54) übersteigt und Einrichtungen (46, 48, 81) zur Lieferung der Abschaltsignale an die Treibereinrichtung (72) zur Hemmung der Erzeugung der Treibersignale (Bl und B2), wodurch der Leistungsinverter (28) in jedem Netzteil abgeschaltet wird, der einen überspannungszustand enthält.
10. 10. Leistungseinspeisungssystem nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet , daß die Abschalteinrichtung (44) weiterhin eine Trenneinrichtung (Isolator) (IS3 und IS4) enthält, die in Verbindung mit dem Komparator (286) ist zur elektrischen Isolation des Abschaltsignals (SO) von dem Leistungsinverter (28).
11. 11. Leistungseinspeisungssystem nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet , daß die Trenn- oder Isolatoreinrichtung (IS3 und IS4) eine Lichtquelle enthält, welche durch das Ausgangssignal des Komparators betrieben wird, sowie eine fotoempfindliche Einrichtung, die durch Licht mit der Lichtquelle gekoppelt ist zur Erzeugung des Abschaltsignals (SO) gemäß der Intensität des von der Lichtquelle abgegebenen Lichtes.
12. 12. Leistungseinspeisungssystem nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch:

    Treibersignale (Bl und B2) mit variabler Breite und variablem Abstand zur Steuerung der Perioden des Stromflusses durch den Primärkreis zur Steuerung der Kopplung der Leistung vom Primärkreis zum Sekundärkreis,

    wobei das System weiterhin Einrichtungen (31, 4l8, 88 usw.) enthält zur Überwachung der Stromstärke in dem Primärkreis zur Erzeugung eines Spannungssignals (IACT) mit einem-Analogwert proportional zum Strom im Primärkreis,

    eine Reglereinrichtung (76), welche auf das Spannungssignal anspricht, und Speichereinrichtungen (447) zum Empfang des Spannungssignals während der Perioden des Primärstromflusses und zur Speicherung des Wertes des Stromflusses zwischen diesen Perioden sowie Einrichtungen (450) zur Erzeugung eines zusätzlichen · ^- Strombegrenzungssignals (CLR 86), wenn der gespeicherte Wert des Spannungssignals einen vorgegebenen Maximalwert erreicht, und

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    eine weitere Einrichtung (78), welche auf das zusätzliche Strombegrenzungssignal (CLR 86) anspricht zur Steuerung der Breite und des Abstandes der Treibersignale (Bl und B2), welche von der Treibereinrichtung (72) geliefert werden und zur Regelung der Stromstärke in dem Primärkreis auf einem vorgegebenen Maximalwert .
13. 13. Leistungseinspeisungssystem nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet , daß jeder der Netzteile eine Takteinrichtung (66) zur Erzeugung von Takt Signalen (68, 77, 73) an die Treibereinrichtung (72) enthält, wobei die Reglereinrichtung (76) und die Einrichtung (36) zur Erzeugung des Spannungssignals zur zeitlichen Festlegung der Erzeugung der jeweiligen von der Takteinrichtung erzeugten Signale geschaltet sind und die Taktsignale die Perioden des Auftretens des Primärkreisstroms definieren.
14. 14. Leistungseinspeisungssystem nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet , daß die Speichereinrichtung (447) in der Reglereinrichtung (76) ein Kondensator (447) zur Speicherung einer Ladung entsprechend dem Wert des Spannungssignals (IACT) ist und die Einrichtung zur Erzeugung des zusätzlichen Strombegrenzungssignals (CLR) einen Komparator (450) umfaßt.
15. 15· Leistungseinspeisungssystem nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet , daß es weiterhin eine Schaltereinrichtung (442) zur Zuführung des Spannungssignals (IACT) zu dem Kondensator (447) während der Perioden des Stromflusses im Primärkreis enthält.
16. 16. Leistungseinspeisungssystem nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet , daß die Schaltereinrichtung (442) auf die Taktsignale (77) anspricht zum Durchlassen des Spannungssignals (IACT) auf den Kondensator (447) während der Perioden des Stromflusses im Primärkreis, wobei der Komparator (450) ein Integrator zur Erzeugung des zusätzlichen Strombegrenzungs-

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    signals (CLR) ist, welcher von einem ersten Wert auf einen zweiten Wert integriert, wenn die im Kondensator gespeicherte Ladung einen vorgegebenen Wert erreicht, wobei die zusätzliche Einrichtung (78) einen Rampensignal-Generator (411, 395 usw.) enthält, der auf die Taktsignale zur Erzeugung eines Rampensignals (TP2) während der Perioden des Stromflusses im Primärkreis anspricht, wobei die zusätzliche Einrichtung den Komparator (393) enthält, welcher auf das Rampensignal (TP2) und das zusätzliche Strombegrenzungssignal (CLR 86) anspricht zur Erzeugung eines Steuersignals (PB 84) an die Treibereinrichtung (72), wobei das Steuersignal (FB) eine Impulsbreite gemäß dem Vergleich des Wertes des zusätzlichen Strombegrenzungssignals und der Amplitude des Rampensignals besitzt.
17. 17. Leistungseinspeisungssystem nach Anspruch l6, dadurch gekennzeichnet , daß jedes Netzteil Einrichtungen (IREP 87) zur Lieferung eines Bezugssignals an den Komparator (450) der Reglereinrichtung (76) besitzt, das den vorgegebenen Wert der im Kondensator (447) gespeicherten Ladung definiert.
18. 18. Leistungseinspeisungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die Grenzwerteinrichtung (36) einen erste Grenzwerteinrichtung einschließlich der Einrichtung (31) enthält zur Lieferung eines Monitorsignals proportional zum momentanen Wert der Stromstärke im Primärkreis sowie Einrichtungen (418, 425, 437, 434), welche auf das Monitorsignal ansprechen zur Erzeugung des Stromgrenzwertsignals (CLP 80) zur Ausführung einer sofortigen Hemmung der Verbindung des Primärkreises mit der Spannungsquelle, wenn das Monitorsignal einen ■ vorgegebenen Wert übersteigt, wobei das System weiterhin eine zweite Grenzwerteinrichtung (91, 93, 48) enthält, welche auf das Strombegrenzungssignal (CLP 95) anspricht zur Ausführung einer Hemmung der Verbindung des Primärkreises mit der Spannungsquelle (INP) während einer fest_gelegten Zeitdauer, wenn das Monitorsignal einen vorgegebenen Wert während einer definierten··· Zeitdauer übersteigt.

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19. 19. Leistungseinspeisungssystem nach Anspruch l8, dadurch gekennzeichnet , daß die erste und zweite Grenzwerteinrichtung (36 und 91, 93j 48) jeweils ein Steuersignal (CLP 80 und CL 8l) an die Treibereinrichtung (72) liefern zur Hemmung der Verbindung des Primärkreises mit der Spannungsquelle.
20. 20. Leistungseinspeisungssystem nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet , daß die zweite Grenzwerteinricht ung umfaßt:

    eine Einrichtung (Figur 10) zur Erzeugung eines ersten Signals (TO 90), wenn das Monitorsignal den vorgegebenen Wert während der genannten definierten Zeitdauer übersteigt, eine Einrichtung (Figur 4), welche auf das erste Signal (TO) anspricht zur Erzeugung eines zweiten Signals (CL 81) zur Hemmung der Verbindung des Primärkreises mit der Spannungsquelle und eine Einrichtung (Figuren 7 und 9) zur Beendigung des zweiten Signals nach der festgelegten Zeitdauer.
21. 21. Leistungseinspeisungssystem nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet , daß das zweite Signal fortlaufend wiederholt erzeugt wird, solang das Monitorsignal den vorgegebenen Wert übersteigt.
22. 22. Leistungseinspeisungssystem nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet , daß die zweite Grenzwerteinrichtung umfaßt:

    eine Abschalteinrichtung (91, 48), welche auf das Stromgrenzwertsignal zur Erzeugung eines Steuersignals (CL) an die Treibereinrichtung (72) anspricht zur Ausführung einer Hemmung der Treibersignale während einer festgelegten Zeitdauer, wenn die Stromstärke im Primärkreis den vorgegebenen Wert während der definierten Zeitdauer übersteigt, und

    eine Einschalteinrichtung (93), welche auf die Erzeugung des Steuersignals (CL) der Abschalteinrichtung anspricht zur Lieferung eines Signals (97 und 92) zur Abschalteinrichtung (91 und 48) nach der vorgenannten festgelegten Zeitdauer zur Aufhebung

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    des Steuersignals (CL) und dadurch zur Herstellung einer Verbindung, wenn die Primärstromstärke unterhalb des vorgegebenen Wertes ist.
23. 23· Leistungseinspeisungssystem nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet , daß die Abschalteinrichtung eine Verzögerungseinrichtung (512, 498 usw.) enthält zur Erzeugung eines Abschaltsignals (TO) in der festgelegten Zeitdauer bei Vorhandensein des Stromgrenzwertsignals, und eine Verriegelungseinrichtung (Figuren 7 und 9), welche auf das Abschaltsignal (TO) zur Erzeugung des Steuersignals (CL) anspricht.
24. 24. Leistungseinspeisungssystem nach Anspruch 23, d a d u r c h gekennzeichnet , daß die Verriegelungseinrichtung (Figur 7) weiterhin Einrichtungen (94) zur Erzeugung eines Verriegelungssignals enthält, das repräsentativ ist für die Erzeugung des Steuersignals (CL) zur Einschalteinrichtung (93) und noch Einrichtungen (92, 456) enthält, welche auf das Signal (RESET) von der Einschalteinrichtung (93) ansprechen zum Wegnehmen des Steuersignals (CL) von der Treibereinrichtung (72).
25. 25· Leistungseinspeisungssystem nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet , daß die Einschalteinrichtung (93) eine Verzögerungseinrichtung (482, 492 usw.) zur Verzögerung des Verriegelungssignals (94) während der festgelegten Zeitdauer zur Erzeugung des Signals zur Verriegelungseinrichtung und zum Wegnehmen des Steuersignals (CL) enthält.
26. 26. Leistungseinspeisungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß es weiterhin enthält: eine Isolator-Reglereinrichtung (56) zur Überwachung der Ausgangsspannung (VOP 58) und zur Erzeugung eines geregelten Rückkopplungssignals (FBK 60), das elektrisch vom Ausgang des Inverters isoliert ist und repräsentativ ist für die Differenz zwischen dem Wert der Ausgangsspannung (VOP) und einer vorge-"-gebenen Bezugsgröße (REF) und

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    eine Rückkopplungseinrichtung (78) zum Empfang des Rückkopp lungs signals (FBK)₉ wobei die Rückkopplungseinrichtung (78) eine Rampensignalerzeugungseinrichtung (Figur 6) zur Erzeugung eines Rampensignals (TP2) bei einer festgelegten Frequenz enthält und die Rückkopplungseinrichtung ein Steuersignal (FB 84) an die Treibereinrichtung (72) mit einer durch das Rampensignal festgelegten Frequenz liefert, wobei die Impulsbreite durch eine Ungleichheit in einem Vergleich des Wertes des Rückkopplungssignals mit dem Rampensignal bestimmt ist, zwecks Steuerung der dem Netzteil-Inverter zugeführten Treibersignale zur Regelung der erwünschten Ausgangsspannung entsprechend der Impulsbreite und dem Abstand des Steuersignals.
27. 27. Leistungseinspeisungssystem nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet , daß die Isolator-Reglereinrichtung (56) einen Komparator (300) zur überwachung der Ausgangsspannung (YOP) enthält sowie eine Bezugsspannungsquelle (REF) für den Komparator und einen Lichtisolator (ISl und IS2) enthält, welcher mit dem Komparator (300) zur Erzeugung des Rückkopplungssignals (FBK 60) verbunden ist.
28. 28. Leistungseinspeisungssystem nach Anspruch 27, dadurch gekennzeichnet , daß der Lichtisolator (ISl und IS2) aus einer Lichtquelle besteht, welche durch das Ausgangssignal des Komparators (300) steuerbar ist, sowie eine lichtempfindliche Einrichtung, welche auf die Intensität des Lichtes anspricht und durch die Lichtquelle beleuchtet ist zur Erzeugung des Rückkopplungssignals (FBK 60).
29. 29. Leistungseinspeisungssystem nach Anspruch 28, dadurch gekennzeichnet , daß die lichtempfindliche Einrichtung eine Widerstandseinrichtung ist, deren Widerstand umgekehrt zur Intensität der Lichtmenge von der Lichtquelle schwankt
30. 30. Leistungseinspeisungssystem nach Anspruch 26, d a d u r^c h gekennzeichnet , daß das Rampensignal ein Sägezahnsignal ist, wobei die Impulsbreite des Steuersignals (FB)

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    durch ein Intervall bestimmt ist, in dem der Pegelwert des Rückkopplungssignals (FBK 60) größer ist als die Amplitude des Rampensignals (TP2) und der Impulsabstand der Steuersignale (PBK) bestimmt ist durch ein Intervall, wenn der Pegel des Rückopplungs· signals (PBK) kleiner ist als die Amplitude des Rampensignals.

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