DE2410180C3

DE2410180C3 - Automatic gain control circuit for television sets

Info

Publication number: DE2410180C3
Application number: DE19742410180
Authority: DE
Inventors: Jack Rudolph Flemington NJ Harford (VStA)
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1973-03-05
Filing date: 1974-03-04
Publication date: 1977-09-08

Description

und thermischem Rauschen eine Filterung des Videosignals vorgesehen, wobei die ersten 1 bis 2 Mikrosekunden jedes Synchronimpulses ausgefiltert werden. Somit stehen für den normalen Horizontalsynchronimpuls mit einer Dauer von 5 Mikrosekundcn nur ungefähr 3 Mikrosekunden zur Verfugung, um die Ladung zu ergänzen, die am AVR-Filterkondensator während der vorausgegangenen 63 Mikrosekunden des Zeilenhinlauf- und Zeilenrücklaufteils des Signalsand thermal noise, filtering the video signal, the first 1 to 2 microseconds every sync pulse can be filtered out. Thus stand for the normal horizontal sync pulse with a duration of 5 microseconds, only about 3 microseconds are available to charge the charge add that on the AVR filter capacitor during the previous 63 microseconds the line-feed and line-return part of the signal

ladung eines Kondensators bewirken, wobei die jeweilige Impulsbreite in den Ladungszustand des Kondensators eingeht, der durch eine Entladeschaltung mit konstantem Strom entladen wird. Diese Abhängigkeit des Ladiingszustandes von der jeweiligen Impulsbreite zieht nach sich, daß die Schleifenverstärkung sich mit der jeweiligen Impuisart verändert, und wegen der dadurch erforderlich werdenden Mittclwertgleichrichtung kann die Regelung Änderungencause charge of a capacitor, the respective pulse width in the state of charge of the capacitor received, which is discharged by a discharge circuit with constant current. This dependency the charging state of the respective pulse width implies that the loop gain changes with the respective type of impulse, and Because of the mean value rectification that becomes necessary as a result, the regulation can make changes

verlorengegangen ist. Die Ausgleichsimpulse (die un- io des Eingangssignals nur relativ langsam folgen. Ahn-has been lost. The compensation pulses (which un- io follow the input signal only relatively slowly.

gefähr 2Vs Mikrosekunden lang sind) steuern nur ungefähr 1 Mikrosekunde an Ladezeit bei, während die verhältnismäßig langen Vertikalimpulse ungefähr 15 Mikrosekunden Ladezeit (die volle Horizontaltastzeit) beisteuern. Somit ändert sich allein auf Grund der unterschiedlichen Impulsbreiten die AVR-Schleifenverstärkung um einen Faktor von ungefähr 15. Wegen des Einschwing- oder Ubergangsverhaltens des Systems kann diese Schleifenverstärkungsänderung2Vs microseconds long) control only approximately 1 microsecond of charging time, while the relatively long vertical pulses are approximately Contribute 15 microseconds of loading time (the full horizontal scanning time). Thus changes due solely to reason of the different pulse widths reduces the AGC loop gain by a factor of about 15. Because of the transient or transient behavior of the system, this loop gain change

liches gilt für die in der DT-PS 12 66 273 beschriebene Schaltung, wo der Ladezustand eines Kondensators ebenfalls von der Impulsbreite abhängt und eine Mittelwertgileichrichtung angewandt wird.The same applies to the one described in DT-PS 12 66 273 Circuit where the state of charge of a capacitor also depends on the pulse width and an average calibration is applied.

Im Gegensatz dazu ist die Zeitkonstante des bei der erfindungsgemäßen Schaltung verwendeten Spitzenwertgleichrichters kürzer als der kürzeste der im Fernsehsignal auftretenden Synchronimpulse, so daß der Ladezustand des SpitzengleichrichterkondensatorsIn contrast to this is the time constant of the peak value rectifier used in the circuit according to the invention shorter than the shortest of the synchronizing pulses occurring in the television signal, so that the state of charge of the peak rectifier capacitor

zur Folge haben, daß die AVR-Spannung über- »° nur mehr von der Amplitude der Synchronimpulse schwingt und ein Spannungsabfall während des Ver- statt von ihrer Breite abhängt. Dieser Spitzenwert wirdhave the consequence that the AVR voltage only depends on the amplitude of the sync pulses oscillates and a voltage drop during the process depends on its width. This peak will be

dann gespeichert und zur Steuerung der Ladung bzw.then stored and used to control the load or

tikalaustastintervalls entsteht. Durch diese Vertikaldepression kann die Vertikalsynchronisierinformation verfälscht werden, so daß die Zeilenverflechtung gestört wird und ein vertikales Zittern auftritt.tical blanking interval arises. Through this vertical depression the vertical synchronization information can be falsified, so that the interlacing of the lines is disturbed and a vertical tremor occurs.

Die Aufgabe der Erfindung besteht in der Schaffung einer automatischen Verstärkungsregelschaltung für Fernsehgeräte, welche schnell anspricht, in hohem Maße unempfindlich gegen Störinipulse ist und eineThe object of the invention is to provide an automatic gain control circuit for televisions, which responds quickly, is highly insensitive to interfering impulses and a

Entladung eines weiteren Kondensators während dei festen Dauer der Tastimpulse verwendet. Die erfindungsgemäße Verstärkungsregelschaltung verwendet einen Verstärker als Schwellwertdetektor, der im Falle einer sehr hohen Verstärkung gesperrt wird und im Falle einer niedrigen Verstärkung in der Sättigung betrieben wird. An diesen Verstärker ist einDischarge of another capacitor during the fixed duration of the key pulses used. The gain control circuit of the present invention is used an amplifier as a threshold detector, which is blocked in the event of a very high amplification and is operated in saturation in the case of a low gain. To this amplifier is a

Regelspannung liefert, die praktisch unabhängig von 3° speichernder Spitzendetektor angeschlossen, und inProvides control voltage that is connected and in

Abhängigkeit vom Spitzendetektorsignal lädt ein Stromgenerator während der Tastintervalle einer Ausgangskondensator auf. Der erwähnte Verstärkei dient als Übertragungsschaltung, welche einen vorDepending on the peak detector signal, a current generator charges one during the sampling intervals Output capacitor on. The aforementioned amplification serves as a transmission circuit, which one before

der Breite der Synchronimpulsanteile des Videosignals ist.is the width of the sync pulse components of the video signal.

Diese Aufgabe wird durch die im Kennzeichenteil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.This object is achieved by the features specified in the characterizing part of claim 1.

Es ist zwar aus der US-PS 35 31 590 eine automa- 35 gegebenen Leitungszustand beibehält, solange das tische Verstärkungsregelschaltung für Farbfernsehge- Signal eine Polarität auf einer Seite des Schwellwertes rate bekannt, welche auf die Impulse unterschiedlicher
Breite enthaltenden Synchronsignalkomponenten
eines Videosignalgemisches anspricht und eine Impulsquelle enthält, weiche normalerweise mit den 4°
Synchronsignalimpulsen koinzidierende Impulse größerer Breite als die kürzesten Synchronsignalimpulse
liefert und eine Tastschaltung steuert, an weiche ein
Ausgangsfilter angeschlossen ist, das die Verstärkungsregelspannung liefert. Diese bekannte Schaltung 45 Schaltschema eines Teils eines Fernsehempfängers verwendet jedoch keine amplitudenempfindliche mUerfindungsgemäßer AVR-Schaltung, Schaltungsanordnung, wie sie bei der Erfindung vorgesehen ist und auch keinen Spitzengleichrichter. Vielmehr dient eine im bekannten Falle vorgeseheneAlthough it is from US-PS 35 31 590 an automatic 35 given line condition maintains as long as the table gain control circuit for color television signal a polarity on one side of the threshold rate is known, which on the pulses different
Synchronous signal components containing width
of a composite video signal and contains a pulse source, normally soft with the 4 °
Synchronous signal pulses coincident pulses of greater width than the shortest synchronous signal pulses
supplies and controls a tactile circuit to soft one
Output filter is connected, which supplies the gain control voltage. However, this known circuit 45 circuit diagram of part of a television receiver does not use an amplitude-sensitive AVR circuit according to the invention, a circuit arrangement as provided in the invention, and also no peak rectifier. Rather, one provided in the known case is used

Diode dem doppelten Zweck der Unterdrückung von 5° dene Äusführungsformen der Erfindung veranschau-Schwingungen des Horizontalablenkjoches während liehen.Diode serves the dual purpose of suppressing 5 ° dene embodiments of the invention to illustrate vibrations of the Horizontalablenkjoches borrowed during.

des Zeilenrücklaufs und der Verhinderung einer In F i g. 1 stellt das gestrichelte Rechteck 14 sche-of the return of lines and the prevention of an In F i g. 1 represents the dashed rectangle 14

Durchlaßvorspannung der Basis-Kollektor-Strecke matisch ein monolithisches integriertes Halbleitereines Transistors, welcher nur während der ungefähr Schaltungsplättchen dar. Am Rand des Schaltungs-15 Mikrosekunden dauernden Zeilenrücklaufimpulse 55 plättchens 14 sind eine Reihe von AnschluBkontakten leitet, wobei der während dieser Zeiträume durch den zum Anbringen von äußeren Anschlüssen für die verTransistor fließende Strom mit Hilfe eines Kondensa- schiedenen Schaltungsteile auf dem Plättchen vortors zur Rcgelspannung integriert wird. Die bekannte gesehen. Im Einklang mit den durch den derzeitigen Schaltung ist nur in geringem Maße (14°/o) unemp- Stand der Herstellungs- und Schaltungstechnik gegefindlich gegen Unterschiede der Breite der Synchron- ^eio benen Möglichkeiten können auf dem Schaltungsimpulse, plättchen 14 der Videosignal-Verarbeitungskanal mil Ferner ist in der US-PS 36 24 290 eine Regelschal- erstem und zweitem ZF-Verstärker 17 bzw. 18, drittung für Fernsehempfänger beschrieben, bei welcher tem und viertem ZF-Verstärker 26 bzw. 28, Videodie'drei Impulsarten des Synchronsignals, nämlich demodulator 30, erstem Videoverstärker 32 und zwei-Ausgleichsimpulse, Horizontal- und Vertikalimpulse ⁽ⁱ5 tem Videoverstärker 34 untergebracht sein, mit den sehr unterschiedlichen Impulsbreiten von 2,5, Das Fernsehsignal in Form eines modulierten Trä-5 bzw. mehr a!s 30 Mikrosekunden, unmittelbar einer gi:rs wird von der Antenne 8 empfangen und dem Tu-Vergleichsschaltung zugeführt werden und die Auf- ner 12 zugeleitet., Der Tuner 12 kann in bekannte!Forward bias of the base-collector path matically a monolithic integrated semiconductor of a transistor, which is only during the approx External connections for the current flowing through the transistor are integrated into the control voltage with the aid of a capacitor-separated circuit component on the small plate pre-gate. Seen the familiar. In accordance with the current circuit is only slightly (14%) unaffected by manufacturing and circuit technology differences in the width of the synchronous ^{possibilities can be on the circuit pulses,} plate 14 of the video signal processing channel mil Furthermore, in US-PS 36 24 290 a control switch first and second IF amplifiers 17 and 18, third described for television receivers, in which tem and fourth IF amplifiers 26 and 28, Videodie'drei impulse types of the synchronous signal, namely demodulator 30, first video amplifier 32 and two equalizing pulses, horizontal and vertical pulses ⁽ⁱ 5 tem video amplifier 34 can be accommodated, with the very different pulse widths of 2.5, the television signal in the form of a modulated Trä-5 or more than 30 Microseconds, immediately a gi: rs is received by the antenna 8 and fed to the Tu comparison circuit and fed to the recorder 12. The tuner 12 can be knew!

einnimmt, andererseits aber eine Signalübertragung bewirkt, solange das Signal Werte auf der anderen Seite des Schwellwertes einnimmt.occupies, but on the other hand causes a signal transmission as long as the signal values on the other Side of the threshold.

Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet. Die Erfindung ist nachstehend anhand der Darstellungen einiger Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es zeigt Fig. 1 das teilweise in Blockform dargestellteFurther developments of the invention are characterized in the subclaims. The invention is as follows explained in more detail with reference to the representations of some exemplary embodiments. 1 shows that which is partially shown in block form

F i g. 2 die graphische Darstellung eines Videosiignalgemisches undF i g. 2 shows the graphic representation of a composite video signal and

F i g. 3 A, 3 B und 3 C Schaltschemata, die verschie-F i g. 3 A, 3 B and 3 C circuit diagrams, which

Weise einen HF-Verstärker und eine Mischstufe, in der das empfangene HF-Signal in ein ZF-Signal umgesetzt wird, enthalten. Das ZF-Signal vom Tuner 12 gelangt über den Anschluß 3 des Schaltungsplältchcns 14 zum ersten ZF-Verstärker 17, dessen Ausgangssignal an einem abgestimmten Filter 20, das außerhalb des Schaltungsplättchens 14 angeordnet und über den Anschluß 6 angeschlossen ist, erzeugt und von dort auf den zweiten ZF-Vcrstärker 18 gekoppelt wird. Die verstärkten ZF-Signale gelangen über den Anschluß 9 und ein zweites äußeres frcqucnzselektives Filter 22 zum Tondemodulator (nicht gezeigt). Außerdem werden Signale vom Filter 22 über den Anschluß 11 dem dritten ZF-Vcrstärker 26 und dem damit direkt oder galvanisch gekoppelten vierten ZF-Verstärker 28 zugeleitet.Way an RF amplifier and a mixer in which the received RF signal is converted into an IF signal is included. The IF signal from tuner 12 arrives at connection 3 of the circuit board 14 to the first IF amplifier 17, the output signal to a matched filter 20, the outside of the circuit board 14 is arranged and connected via the terminal 6, generated and by there is coupled to the second IF amplifier 18. The amplified IF signals arrive via the Connection 9 and a second external frequency-selective filter 22 to the tone demodulator (not shown). In addition, signals from the filter 22 via the connection 11 to the third IF amplifier 26 and the thus fed directly or galvanically coupled fourth IF amplifier 28.

Das verstärkte ZF-Ausgangssignal des vierten ZF-Verstärkers 28 gelangt zum Videodemodulator 30. Dessen Ausgangssignal wird im ersten Videoverstärker 32 verstärkt und dann dem zweiten Videoverstärker 34 zugeleitet. Das Ausgangssignal des zweiten Videoverstärkers 34 wird über den Anschluß 16 zusätzlichen Verstärkerstufen (nicht gezeigt) außerhalb des Schaltungsplättchens 14 zur weiteren Verstärkung vor Aufgabe auf die entsprechenden Stcuerelektroden der Bildröhre des Empfängers zugeleitet. Der zweite Videoverstärker 34 liefert außerdem Signale für die Syncbronsignal-Trennschaltungen des Empfängers (nicht gezeigt), die außerhalb des Schaltungsplättchens 14 angeordnet sind.The amplified IF output signal of the fourth IF amplifier 28 reaches the video demodulator 30. Its output signal is in the first video amplifier 32 and then fed to the second video amplifier 34. The output of the second Video amplifier 34 is connected to additional amplifier stages (not shown) outside of the circuit board 14 for further reinforcement before being applied to the corresponding control electrodes fed to the picture tube of the receiver. The second video amplifier 34 also provides signals for the Syncbrone signal isolation circuits of the receiver (not shown) external to the circuit board 14 are arranged.

Innerhalb des integrierten Schaltungsplättchens 14 nach F i g. 1 ist außerdem die getastete AVR-Schaltung 38 untergebracht. Sie enthält Mittel zum Anliefern der Synchronsignalkomponenten des Videosignalgemischs vom Ausgang des zweiten Videoverstärkers 34. Zu diesem Zweck sind Widerstände 39 • und 36 zwischen den Videoverstärker 34 und eine signalamplitudenempfindlichc Schaltungsanordnung mit einem Transistor 40 geschaltet. Ein Widerstand 41 ist zwischen den Kollektor des Transistors 40 und eine Quelle einer-positiven Betriebsspannung {^A A) von z. B. 6 Volt geschaltet. Der Transistor 40 liegt mit seinem Emitter über einen Widerstand 42 an einem Bezugspotentialpunkt oder Masse und ist mit seiner Basis an den Widerstand 39 angeschlossen. Er arbeitet, wenn die Spannung an seiner Basis unter einen Schwellenpegel oder Schwellwert von ungefähr 1 Volt abfällt, als Verstärker, während er bei sämtlichen Spannungen oberhalb des Schwellwertes von ungefähr 1 Volt als Schalter arbeitet und im Sättigungszustand gehalten wird.Within the integrated circuit die 14 of FIG. 1 also houses the keyed AGC circuit 38. It contains means for delivering the synchronous signal components of the composite video signal from the output of the second video amplifier 34. For this purpose, resistors 39 and 36 are connected between the video amplifier 34 and a signal amplitude-sensitive circuit arrangement with a transistor 40. A resistor 41 is between the collector of transistor 40 and a source of a positive operating voltage { ^A A) of z. B. 6 volts switched. The emitter of the transistor 40 is connected to a reference potential point or ground via a resistor 42 and its base is connected to the resistor 39. It operates as an amplifier when the voltage at its base falls below a threshold level or threshold value of approximately 1 volt, while it operates as a switch and is kept in the saturation state for all voltages above the threshold value of approximately 1 volt.

Ein erster Ladekreis, bestehend aus der Reihenschaltung des Widerstands 41, einer Diode 43 und eines Kondensators 44. ist an die Betriebsspannungsquclle { +A) anaeschlossen. Die Zeitkonstante dieses Ladekreises ist kurz gegenüber der Dauer oder Breite sämtlicher vorkommender Synchronimpulse (Horizontal-, Vertikal- und Ausgicichsimpulse). Der Verbindungspunkt des Widerstands 41 und der Diode 43 ist direkt an den Kollektor des Transistors 40 angeschlossen. Der Kondensator 44 und die Diode 43 bilden einen Spitzendetektor zum Gleichrichten der Spannung am Kollektor des Transistors 40.A first charging circuit, consisting of the series connection of the resistor 41, a diode 43 and a capacitor 44, is connected to the operating voltage source (+ A). The time constant of this charging circuit is short compared to the duration or width of all synchronous pulses that occur (horizontal, vertical and balance pulses). The connection point of the resistor 41 and the diode 43 is connected directly to the collector of the transistor 40. The capacitor 44 and the diode 43 form a peak detector for rectifying the voltage at the collector of the transistor 40.

Die Tastschaltungsanordnung zum Bereitstellen von periodischen Rücklaufspannungsimpulsen, die z. B. von einem Transformator der Horizontalablenkstufe (nicht gezeigt) abgeleitet werden, enthält eine Impulsquclle 57, an die über einen Widerstand 46 und den Anschluß 1 des Schaltungsplättchens ein Transistor47 mit seiner Basis angekoppelt ist. Außerdem ist zwischen den Anschluß 1 and Masse eine Zencrdiodc 45 (z. B. mit einer Zenerspannung von 6¹/·.·—7'/2VoH) gekoppelt. Die Tastschaltung enthält ferner PNP-Transistorcn 50 und SI. Der Transistor 50 ist mit seinem Emitter an die Basis des Transistors 47 und mit seiner Basis an den Emitter des Transistors 51 angeschlossen. Der Transistor 51 ist mit seiner Basis an den Verbindungspunkt der Diode 43 und des Kondensators 44 und mit seinem Kollektor an Masse angeschaltet. Eine ebenfalls zur Tastschaltung gehörende Diode 52 liegt zwischen dem Kollektor des Transistors 50 und Masse. Ein Ausgangsfilter-The key circuit arrangement for providing periodic flyback voltage pulses which, for. B. derived from a transformer of the horizontal deflection stage (not shown), contains a pulse source 57, to which a transistor 47 is coupled with its base via a resistor 46 and the terminal 1 of the circuit board. In addition, a Zener diode 45 (e.g. with a Zener voltage of 6 ¹ /·.·-7'/2VoH) is coupled between terminal 1 and ground. The key circuit also contains PNP transistors 50 and SI. The emitter of the transistor 50 is connected to the base of the transistor 47 and its base to the emitter of the transistor 51. The transistor 51 has its base connected to the connection point of the diode 43 and the capacitor 44 and its collector connected to ground. A diode 52, which is also part of the key circuit, is located between the collector of transistor 50 and ground. An output filter

t5 element in Form eines Kondensators 53 ist über einen Widerstand 48 und den PläUchcnanschluß 2 an den Emitter des Transistors 47 angekoppelt. Die Zeitkonstantc dieses Ausgangsfilters ist lang gegenüber der Zeitkonstante des Spitzendetektors 40. 41, 42, 43, 44.t5 element in the form of a capacitor 53 is via a Resistor 48 and the PläUchcnanschluss 2 coupled to the emitter of transistor 47. The time constant c this output filter is long compared to the time constant of the peak detector 40, 41, 42, 43, 44.

ίο Eine Entladcanordnung, bestehend aus der Reihenschaltung der Diode 33 und des Widerstands 48, ist zwischen den Ausgangsfilter-Kondensator 53 und den Kondensator 44 geschaltet. An den Verbindungspunkt des Widerstands 48 und des Kondensators 53 ist mit seinem Kollektor der Transistor 49 einer Stromentnahmeanordnung angeschlossen. Der Transistor 49 liegt mit seinem Emitter an Masse und mit seiner Basis am Verbindungspunkt der Diode 52 und des Kollektors des Transistors 50.ίο A discharge arrangement, consisting of the series connection of diode 33 and resistor 48, is between output filter capacitor 53 and the Capacitor 44 switched. At the connection point of the resistor 48 and the capacitor 53 is with its collector connected to the transistor 49 of a current extraction arrangement. The transistor 49 has its emitter connected to ground and its base connected to the junction of the diode 52 and the collector of transistor 50.

An die AVR-Schaltung38 ist eine erste Störimpuls-Schutzschaltung 84 angekoppelt. Ein Kondensator 58 ist zwischen den Verbindungspunkt der Widerstände 36 und 39 und die Basis eines Transistors 59 geschaltet. Zwischen Masse und den Verbindungspunkt des Kondensators 58 und der Basis des Transistors 59 ist ein Widerstand 5 geschaltet. Der Kollektor des Transistors 59 ist an eine positive Betriebsspannung (^J- ß) von z. B. 11 Volt angeschlossen. Der Emitter des Transistors 59 ist mit der Basis eines Transistors 60 verbunden, dessen Kollektor ebenfalls an die Betriebsspannung ( + B) angeschlossen ist. Der Emitter des Transistors 60 ist über einen Widerstand 62 mit der Basis eines Transistors 63 verbunden. Zwischen die Basis des Transistors 60 und Masse ist ein Kondensator 61 geschaltet. Der Transistor 63 liegt mit seinem Emitter an Masse und ist mit seinem Kollektor übei einen Widerstand 64 an den Verbindungspunkt dei Diode 43 und des Kondensators 44 (d. h. an die Basi< des Transistors 51) angeschlossen.A first interference pulse protection circuit 84 is coupled to the AGC circuit 38. A capacitor 58 is connected between the junction of resistors 36 and 39 and the base of a transistor 59. A resistor 5 is connected between ground and the connection point of the capacitor 58 and the base of the transistor 59. The collector of the transistor 59 is connected to a positive operating voltage ( ^J - ß) of z. B. 11 volts connected. The emitter of the transistor 59 is connected to the base of a transistor 60, the collector of which is also connected to the operating voltage (+ B). The emitter of the transistor 60 is connected to the base of a transistor 63 via a resistor 62. A capacitor 61 is connected between the base of transistor 60 and ground. The emitter of the transistor 63 is connected to ground and its collector is connected via a resistor 64 to the connection point of the diode 43 and the capacitor 44 (ie to the base of the transistor 51).

Das Ausgangssignal der AVR-Schallung 38 er scheint am Anschluß 2 des Schaltungsplättchens 14 Eine ebenfalls an den Anschluß 2 angeschlossen' AVR-Cbertragungsanordnung 54 liefert eine AVR Spannung für die Verstärkungsregelung der beide ersten ZF-Verstärkerstufen 17 und 18. Die AVR Übertragungsanordnung 54 liefert außerdem ein Spannung an eine AVR-Vcrzögerungsschaltung 5f die den Tuner 12 mit einem verzögerten AVR-Sign; beaufschlagt und seine Verstärkung beeinflußt, wen das Empfangssignal einen bestimmten, mittels eini über den Anschluß 7 an das Schaltungsplättchcn 1 angeschlossenen Regclwiderstand 56 eingestellte Pegel erreicht hat. Die AVR-Verzögerungsschaltur 55 ist mit dem Tuner 12 über den Anschluß 10 d< Schaltungsplättchens 14 verbunden.The output of the AVR sound 38 er appears at connection 2 of the circuit board 14, also connected to connection 2 ' AGC transmission arrangement 54 supplies an AGC voltage for the gain control of the two first IF amplifier stages 17 and 18. The AVR transmission arrangement 54 also supplies a Voltage to an AGC delay circuit 5f the tuner 12 with a delayed AVR sign; applied and its gain affects whom the received signal has a specific signal via the connection 7 to the circuit board 1 connected regulating resistor 56 has reached the set level. The AVR delay circuit 55 is with the tuner 12 via the connection 10 d < Circuit board 14 connected.

Die AVR-Schaltung beschickt den AVR-Konde sator 53 mit einem die Verstärkungsregelspannui erhöhenden Ladestrom, wenn die Verstärkung dThe AVR circuit feeds the AVR condenser Sator 53 with a gain regulating voltage increasing charging current when the gain d

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HF- und ZF-Signalverstärkerteils absinkt. Eine erfindungsgemäße Ausführungsform der AVR-Schaltung für ein System, bei dem zur Verringerung der Signalverstärkung des Systems der AVR-Kondensator entladen (d. h. die Regelspannung erniedrigt) wird, wird später an Hand der Fig. 3A, 3B und 3C beschrieben. HF and IF signal amplifier section drops. An inventive Embodiment of the AGC circuit for a system in which to reduce the signal gain of the system the AGC capacitor is discharged (i.e. the control voltage is lowered) described later with reference to Figs. 3A, 3B and 3C.

Die AVR-Schaltung 38 nach Fig. 1 arbeitet mit zwei allgemeinen Betriebsarten. Die erste Betriebsart, der sogenannte Synchronbetrieb (Intritt-Betrieb), liegt vor, wenn Tastimpulse am Anschluß 1 zeitlich mit den Synchronimpulsspitzen der auf die Basis des Transistors 40 gekoppelten Videoinformation zusammenfallen. Die zweite Betriebsart, der sogenannte Nichtsynchronbetrieb (Außertritt-Betrieb), liegt vor, wenn die Tastimpulse am Anschluß 1 zeitlich nicht mit den Synchronimpulsen der Videoinformation an der Basis des Transistors 40 zusammenfallen. Die Schaltung 38 spricht in der einen dieser Betriebsarten anders an als in der anderen und hat getrennte Stör-Schutzcharakteristiken für den Synchron- und den Nichtsynchronbetrieb.The AGC circuit 38 of FIG. 1 cooperates two general modes of operation. The first operating mode, the so-called synchronous mode (entry mode), occurs when key pulses at connection 1 coincide with the sync pulse peaks of the on the basis of the Transistor 40 coupled video information coincide. The second mode of operation, the so-called Non-synchronous operation (stepping out operation) is when the pushbutton pulses at connection 1 do not occur in time coincide with the sync pulses of the video information at the base of transistor 40. the Circuit 38 responds differently in one of these modes of operation than in the other and has separate interference protection characteristics for synchronous and non-synchronous operation.

F i g. 2 veranschaulicht ein vom zweiten Videoverstärker 34 an die Basis des Transistors 40 geliefertes Videosignalgemisch, dessen positivster Teil sich am dichtesten bei der Horizontallinie 87 befindet. Der Einfachheit halber ist ein Schwarzweiß-Signalgemisch gezeigt. Jedoch eignet sich das System ebenso auch für ein Farbvideosignal mit Farbsynchronsignalkomponenten. Die angegebenen Spannungspegel 85, 86 und 87, für die typische Werte nachstehend genannt werden, gelten für den Fall, daß der HF- und ZF-Signalverstärkerteil mit der richtigen Verstärkung arbeitet. Der gezeigte Signalverlauf weist, beginnend von links, vier Horizontalsynchronimpulse 90 mit je einer Breite von ungefähr 5 Mikrosekunden auf, die, wie bekannt, über den Schwarzpegel 9i hinausreichen. Zu jedem dieser Impulse gehört ein Horizontalaustastintervall 92. Die sich ändernden Signalteile zwischen den Austastintervallen stellen die Informations- oder Videokomponenten des Signals dar (wobei um der besseren Übersichtlichkeit willen der Zeitmaßstab in den Videoteilen komprimiert ist). Unmittelbar im Anschluß an den letzten dieser vier Horizontalsynchronimpulse schaltet das Videosignal zur Vorbereitung auf den Vertikalrücklauf auf den Schwaizpegel zurück. Das Vertikalaustastintervall 94 beginnt mit sechs Ausgleichsimpulsen 93 mit je einer Breite von 2¹ '■> Mikrosekunden und mit der doppelten Horizontalzeilenfrequenz. Diese Ausgleichsimpulse werden für die genaue Zeiteinstellung des Vertikalrücklaufs und der aufeinanderfolgenden Teübilder benötigt. Auf die Ausgleichsimpulse folgen gezahnte Vertikalsynchronimpulse 95. Die Gesamtdaucr 99 der Vertikalsynchronimpulse beträgt drei Horizontalzeilen oder ungefähr 190 Mikrosekunden, bei einer Breite der einzelnen Vertikalsynchronimpulse von je ungefähr 30 Mikrosekunden. Jede der Zacken oder Impulslücken (der positiv oder nach unten gerichteten Teile in Fig. 2) zwischen den Vertikalsynchronimpulsen hat eine Dauer von ungefähr 2¹,2 Mikrosekunden. Anschließend folgt eine Reihe von Ausgleichsimpulsen 96 und im Anschluß daran eine Anzahl von Horizontalsynchronimpulscn 97 mit fünf Mikrosekunden Dauer, die sich bis zum Ende des Vertikalausiastintervalls 94 fortsetzen. Nach Beendigung des Vertikalaustastintervalls beginnt erneu; die aktive Abtastung, und das Sienalaemisch mit Videokomponenten sowie Austast- und Synchronimpulsen für jede aktive Horizontalzeile setzt sich über ein weiteres Teilbild oder Teilraster fort. Zu beachten ist, daß im Videosignalgemisch drei deutlich verschiedene Synchronimpulsbreiten auftreten: die Horizontalsynchronimpulse mit je 5 Mikrosekunden Dauer, die Ausgleichsimpulse mit je VIt Mikrosekunden Dauer und schließlich die gezahnten Vertikalsynchronimpulse mit je 30 Mikrosekunden Dauer. Typische Signalspannungswerte, die an der Basis des Transistors 4(1 erscheinen, betragen für die zackenförmigen Synchronimpulse 85 im normalen Betrieb ungefähi + 0,8 Volt Gleichspannung über Massepotential. Dei Weißpegel 86 liegt bei ungefähr + 7 Volt über Massepotential, und ein dem Trägernullpegel 87 entsprechendes Signal liegt bei ungefähr +8 Volt übei Massepotential.F i g. 2 illustrates a composite video signal supplied by the second video amplifier 34 to the base of the transistor 40, the most positive part of which is located closest to the horizontal line 87. For the sake of simplicity, a composite black and white signal is shown. However, the system is also suitable for a color video signal with color burst signal components. The specified voltage levels 85, 86 and 87, for which typical values are given below, apply in the event that the RF and IF signal amplifier section operates with the correct gain. The signal profile shown has, starting from the left, four horizontal sync pulses 90, each with a width of approximately 5 microseconds, which, as is known, extend beyond the black level 9i. Associated with each of these pulses is a horizontal blanking interval 92. The changing signal parts between the blanking intervals represent the information or video components of the signal (the time scale in the video parts being compressed for the sake of clarity). Immediately after the last of these four horizontal sync pulses, the video signal switches back to the Schwaizpegel in preparation for the vertical retrace. The vertical blanking interval 94 begins with six equalizing pulses 93 each having a width of 2 ¹ '■> microseconds and at twice the horizontal line frequency. These compensation pulses are required for the exact timing of the vertical return and the successive parts. Toothed vertical synchronizing pulses 95 follow the compensating pulses. The total duration 99 of the vertical synchronizing pulses is three horizontal lines or approximately 190 microseconds, with a width of the individual vertical synchronizing pulses of approximately 30 microseconds each. Each of the spikes or pulse gaps (the positive or downward facing portions in Fig. 2) between the vertical sync pulses has a duration of approximately 2 ¹ , 2 microseconds. This is followed by a series of compensating pulses 96 and then a number of horizontal synchronizing pulses 97 with a duration of five microseconds, which continue until the end of the vertical output interval 94. After the end of the vertical blanking interval starts again; the active scanning, and the siena mix with video components as well as blanking and sync pulses for each active horizontal line continues over a further sub-image or sub-raster. It should be noted that there are three distinctly different sync pulse widths in the composite video signal: the horizontal sync pulses, each 5 microseconds, the compensation pulses, each VIt microseconds, and finally the toothed vertical sync pulses, each 30 microseconds. Typical signal voltage values that appear at the base of the transistor 4 (1 for the serrated sync pulses 85 in normal operation are approximately + 0.8 volts DC above ground potential. The white level 86 is approximately + 7 volts above ground potential, and one of the carrier zero level 87 the corresponding signal is approximately +8 volts above ground potential.

In der AVR-Schaltung38 nach Fig. 1 kann das der Basis des Transistors 40 im Synchronbetrieb zugeleitete Signal in drei verschiedene Spannungsbereiche fallen, die drei verschiedenen Signalverstärkungszuständen des Gesamtsvstems entsprechen, Wenn die Synchronimpulsspit7'jn an der Basis des Transistors 40 eine Spannung haben, die um mehl als ungefähr 1 Volt über Massepotential liegt, so zeigt dies an, daß die Signalverstärkung des HF- und ZF-Teils zu niedrig ist, d. h., die Videospannungsausschwingungen am Anschluß 16 unterhalb des wirksamen Arbeitsbereiches des Amplitudensiebes (Synchronsignaltrennstufe) und des Videoverstärkers liegen. Wenn die Synchronimpulsspitzen an der Basis des Transistors 40 eine Spannung zwischen ungefähi 1 und 0,7 Volt über Massepotential haben, so zeigt dies an, daß das Videosignal am Anschluß 16 im normalen Zustand ist. Wenn die Synchronimpulsspitzen an der Basis des Transistors 40 tiefer reichen als 0,7 Volt über Massepotential, so zeigt dies an, daß die Signalverstärkung des HF- und ZF-Teils zu groß ist.In the AGC circuit 38 according to FIG. 1 this can The signal fed to the base of the transistor 40 in synchronous operation fall into three different voltage ranges, the three different signal amplification states of the overall system, if the sync pulse pit7'jn at the base of the Transistor 40 have a voltage that is less than about 1 volt above ground potential, so shows this indicates that the signal amplification of the RF and IF part is too low, i.e. i.e., the video voltage swings at connection 16 below the effective working range of the amplitude filter (synchronous signal separation stage) and the video amplifier. When the sync pulse peaks at the base of transistor 40 a voltage between approx 1 and 0.7 volts above ground potential, this indicates that the video signal at terminal 16 is im normal condition is. When the sync pulse peaks at the base of transistor 40 go deeper than 0.7 volts above ground potential, this indicates that the signal amplification of the HF and IF sections is too great is.

Im Synchronbetrieb ist bei zu geringer Signalverstärkung die Spannung an der Biasis des Transistors 40 größer als 1 Volt, und der Transistor 40 verbleibt im Sättigungszustand. Die Kollektorspannung des Transistors 40 liegt folglich nahe Massepotential. Die Impulsquelle 57 beaufschlagt die Basis des Transistors 47 während jedes Horizontalrücklaufintervalls mit einem Tastimpuls, der bewirkt, daß über den Widerstand 46 ein Strom zum Verbindungspunkt zwischen der Basis des Transistors 47 und dem Emitter des Transistors 50 fließt. Da der Transistor 40 gesättigt ist, tritt am Kondensator 44 im wesentlichen keine Spannung auf. Die Basis des Transistors 51 liegt auf annähernd Massepotential, so daß die Transistoren So und 51 in einen hochleitenden Zustand gespannt sind und maximalen Strom entnehmen (d. h., der Emitterstrom des Transistors 50 im wesentlichen gleich dem über den Widerstand 46 angelieferten Gesamtstrom lsi). Der Transistor 47 ist "daher effektiv abgeschaltet oder gesperrt, und der AVR-Kondensator 53 erhält keinen Ladestrom. Der Kollektorstrom des Transistors 50 fließt zur Diode 52, die zusammen mit dem Transistor 49 als Stromverstärker arbeitet, dessen Verstärkungsgrad bekanntlich von den relativen Flächen der Bauelemente 49 und 52 abhängt. Wenn die beiden Bauelemente in ihrer Geometrie gleich sind, so ist der Kollektorstrom des Transistors 49 annähernd gleich dem Strom der Diode 52. Die Diode 33 ist infolge der Spannungsabfälle an denIn synchronous operation, if the signal amplification is too low, the voltage is at the bias of the transistor 40 greater than 1 volt, and transistor 40 remains in the saturation state. The collector voltage of the As a result, transistor 40 is close to ground potential. The pulse source 57 acts on the base of the transistor 47 during each horizontal retrace interval with a key pulse, which causes a current to the connection point via the resistor 46 flows between the base of transistor 47 and the emitter of transistor 50. Since the transistor 40 is saturated there is essentially no voltage across capacitor 44. The base of transistor 51 is at approximately ground potential, so that the transistors So and 51 are in a highly conductive state are biased and draw maximum current (i.e., the emitter current of transistor 50, essentially equal to the total current lsi) supplied via the resistor 46. The transistor 47 is " effective switched off or blocked, and the AVR capacitor 53 receives no charging current. The collector current of transistor 50 flows to diode 52, which works together with transistor 49 as a current amplifier, the gain of which is known to depend on the relative areas of the components 49 and 52. If the two components are the same in their geometry, then the collector current of the transistor is 49 approximately equal to the current of the diode 52. The diode 33 is due to the voltage drops at the

Basis-Emitter-Übergängen der Transistoren 51, SO und 47 sperrgespannt. Der Kondensator 53 entlädt sich daher über den Transistor 49. Wenn die Spannung am Kondensator 53 absinkt, ergibt sich ein entsprechender Anstieg der Signalverstärkung im ZF-Teil (und/oder HF-Teil) im Sinne einer Korrektur des zu bemängelnden Signalzustandes am Anschluß 16. In diesem Fall leitet der Transistor49 während jedes Synchronisierintervalls einen konstanten Entladestrom von ungefähr 500 Mikroampere für den Kondensator 53. Die Impulsquelle 57 ist so bemessen, daß sie einen Konstantstrom von mindestens 500 Mikroampere liefert. Der Transistor 49 leitet daher unabhängig von der Spannung am Kondensator 44 während jedes Tastintervalls Ladung vom Kondensator 53 ab, da ein in den Emitter des TransiistorsBase-emitter junctions of transistors 51, SO and 47 are reverse-biased. The capacitor 53 discharges therefore via the transistor 49. If the voltage on the capacitor 53 drops, there is a corresponding increase in the signal gain in the IF part (and / or HF part) in the sense of a correction of the signal state to be criticized at connection 16. In this case, transistor 49 conducts during a constant discharge current of approximately 500 microamps for the Capacitor 53. The pulse source 57 is dimensioned so that it has a constant current of at least 500 microamps supplies. The transistor 49 therefore conducts independently of the voltage on the capacitor 44 during each sampling interval charge from the capacitor 53, since a in the emitter of the transistor

50 fließender Konstantstrom sich im Emitter des Transistors 49 wiederspiegelt. Der Transistor 4!) liefert somit einen solchen Entladestrom während jedes Tastimpulsintervalls auch bei einwandfreier HF-- und ZF-Verstärkung, während der Transistor 47 einen dem Entladestrom gleichen Ladestrom für die Erhaltung der Ladung des Kondensators 53 liefert. Wenn die Spannung am Kondensator 53 auf ungefähr 2 V^f absinkt, ist die minimale Schwellenspannung, die zum Aktivieren der AVR-Übertragungsanordnung 54 erforderlich ist, erreicht, und das System arbeitet mit maximaler Signalverstärkung.50 constant current flowing is reflected in the emitter of transistor 49. The transistor 4!) Thus supplies such a discharge current during each key pulse interval even with perfect HF and IF amplification, while the transistor 47 supplies a charging current equal to the discharge current to maintain the charge on the capacitor 53. When the voltage on capacitor 53 drops to approximately 2 V ^ f , the minimum threshold voltage required to activate AGC transmission arrangement 54 is reached and the system operates with maximum signal gain.

Wenn die Gesamtsignalverstärkung des Systems (ZF- und HF-Verstärkerteil) richtig ist, so reichen die Spannungsausschwingungen der Synchronimpulsspitzen an der Basis des Transistors 40 bis unter 1 Volt, und der Transistor 40 gerät während jedes Synchronimpulses aus dem Sättigungszustand. Der Transistor 40 arbeitet dann als Verstärker, bis die Spannung an seiner Basis sich der Leitungsschwelle des Transistors von 1 V_BE (ungefähr 0,7 Volt) nähert. Wenn der Transistor 40 als Verstärker arbeitet, so wird die den umgekehrten Synchronimpulsen entsprechende Spannung am Kollektor des Transistors 40 von der Diode 43 und dem Kondensator 44 spiztengleichgerichtet. Die Spannung am Kondensator 44 entspricht daher denjenigen Spannungsausschwingungen an der Basis des Transistors 40, die bis unterhalb des Schwellwertes von ungefähr 1 Volt reichen. Die spitzengleichgerichtete Spannung am Kondensator 44 bleibt über das gesamte Tastimpulsintervall erhalten, da, wie bereits erklärt, die Diode 33 während der Anwesenheit des Tastimpulses sperrgespannt ist und der TransistorIf the overall signal amplification of the system (IF and HF amplifier sections) is correct, the voltage swings of the sync pulse peaks at the base of transistor 40 go below 1 volt, and transistor 40 goes out of saturation during each sync pulse. The transistor 40 then operates as an amplifier until the voltage at its base approaches the transistor's conduction threshold of 1 V _BE (approximately 0.7 volts). When the transistor 40 operates as an amplifier, the voltage at the collector of the transistor 40, which corresponds to the reversed synchronizing pulses, is peak-rectified by the diode 43 and the capacitor 44. The voltage across the capacitor 44 therefore corresponds to those voltage oscillations at the base of the transistor 40 which extend to below the threshold value of approximately 1 volt. The peak rectified voltage on the capacitor 44 is maintained over the entire key pulse interval, since, as already explained, the diode 33 and the transistor are biased during the presence of the key pulse

51 einen hohen Eingangswiderstand hat. Der Basisstrom des Transistors 51 gelangt auch zum Kondensator 44 und fließt in einer solchen Richtung, daß ein etwaiger Leckstrom des Kondensators 44 kompensiert wird und dadurch eine annähernd konstante Spannung am Kondensator während des gesamten TastimpuIsintervaUs erhalten bleibt. Die Ladezeitkonstante für den Kondensator 44 ist so gewählt, daß sie klein gegenüber der Dauer des kürzesten Synchronimpulses (des Ausgieichsimpulses) ist. Bei der vorliegenden Ausführungsform beträgt die Ladezeitkonstante des Kondensators 44 weniger als '.': Mikrosekunde. Wie oben beschrieben, ist bei einwandfreiem AVR-Zustand der Transistor 47 durchlaßgespannt, so daß er für die Erhaltung der Ladung des Kondensators S3 einen Ladestrom liefert, der gleich dem vom Transistor 49 entnommenen Entlades'rom ist. 51 has a high input resistance. The base current of the transistor 51 also reaches the capacitor 44 and flows in such a direction that any leakage current of the capacitor 44 is compensated and thereby an approximately constant voltage on the capacitor is maintained during the entire key pulse interval. The charging time constant for the capacitor 44 is chosen so that it is small compared to the duration of the shortest sync pulse (the equalization pulse). In the present embodiment, the charging time constant of capacitor 44 is less than '.': Microsecond. As described above, when the AVR state is in order, the transistor 47 is forward-biased so that it supplies a charging current equal to the discharging current drawn from the transistor 49 to maintain the charge of the capacitor S3.

Am Ende des Tastimpulsintervalls sind dk- Transistoren 47, 50 und 51 nicht mehr eingeschaltet. Die Diode 33 wird durchlaßgespannt, und die Ladung des Kondensators 44 wird schnell über die Diode 33 und den Widerstand 48 in den Kondensator 53 abgeleitet, wodurch der Spitzendetektor rückgestellt wird. Die S Entladezeit des Kondensators 44 ist verhältnismäßig kurz und hat wenig Einfluß auf die HF- und ZF-Gesamtverstärkung. At the end of the key pulse interval, dk transistors 47, 50 and 51 are no longer switched on. Diode 33 becomes forward biased and the charge on capacitor 44 is rapidly dissipated through diode 33 and resistor 48 into capacitor 53, resetting the peak detector. The S discharge time of the capacitor 44 is relatively short and has little influence on the overall HF and IF amplification.

Wenn die Spannungsausschwingungen der Synchronimpulsc an der Basis des Transistors 40 bis unter die Leitungsschwelle des Transistors 40 reichen, d. h., die HF- und ZF-Verstärkung zu groß ist, fallen die Spannungsausschwingungen unter V_mi ab. Der Transistor 40 wird gesperrt, und der Kondensator 44 lädt sich in Richtung auf den Wert der Betriebsspannung (A+) auf. Wenn die Spannung an den Basen der Transistoren 51 und 50 ihren maximalen positiven Wert hat, so liefert der Transistor 47 seinen maximalen Strom von ungefähr 2 Milliampere. Der Kondensator 53 wird in Richtung auf seine Maximalspanao nung von ungefähr 5 Volt positiv aufgeladen, so daß die Signalverstärkung des Systems absinkt. Wiederum erfolgt, wenn der Tastimpuls endet, eine Rückstellung im Zuge der Entladung des Kondensators 44 über die Diode 33 und den Widerstand 48 in den Kondensator 53.If the voltage oscillations of the sync pulse c at the base of transistor 40 reach below the conduction threshold of transistor 40, ie the HF and IF gain is too great, the voltage oscillations drop below V _mi . The transistor 40 is blocked, and the capacitor 44 charges in the direction of the value of the operating voltage (A +) . When the voltage at the bases of transistors 51 and 50 has its maximum positive value, transistor 47 delivers its maximum current of approximately 2 milliamperes. The capacitor 53 is positively charged towards its Maximalspanao voltage of approximately 5 volts, so that the signal gain of the system drops. Again, when the key pulse ends, a reset takes place in the course of the discharge of the capacitor 44 via the diode 33 and the resistor 48 into the capacitor 53.

Die oben beschriebene AVR-Schaltung 38 hat eine sogenannte Tast- und Haltecharakteristik. Der Kondensator 44 tastet die Spannungsausschwingungen an der Basis des Transistors 40, die innerhalb eines vorbestimmten Bereiches liegen, und hält den Tastwert während des Horizontaltastimpulsinlervalls fest. Normalerweise entspricht im Synchronbetrieb die bei Anwesenheit des Tastimpulses getastete und erfaßte Spannung den Synchronimpulsamplituden. Eine etwa bei Nichtanwesenheh eines Tastimpulses getastete Spannung erzeugt wegen der Abwesenheit des Tastimpulsstromes keinen Lade- oder Entladestrom im Transistor 47 bzw. 49. Jedoch erhält der Kondensator 53 über den Widerstand 41, die Dioden 43 und 33 und den Widerstand 48 einen konstanten Ladestrom, der ein Abstreifen oder Abreißen der Synchronimpulse verhindert. Die Streckung oder Festhaltunj der Tastperiode ermöglicht eine Erniedrigung der ir den AVR-Kondensator 53 fließenden Spitzenströme wodurch der Welligkeits- oder »Abrutsch«-Effek verringert wird, der sich im Videosignal beim Rückkoppeln der AVR-Spannung auf die ZF-Verstärker stufen 17 und 18 nach F i g. Ϊ bemerkbar macht.The AGC circuit 38 described above has a so-called key-and-hold characteristic. The capacitor 44 samples the voltage oscillations of the base of the transistor 40, which are within a predetermined range, and holds the duty cycle fixed during the horizontal pulse pulse interval. Normally, in synchronous operation, corresponds to that which was keyed and recorded when the key pulse was present Voltage corresponds to the sync pulse amplitudes. One that is keyed in the absence of a key pulse Due to the absence of the pulse current, voltage does not generate any charging or discharging current in the Transistors 47 and 49, respectively. However, the capacitor 53 receives the diodes 43 and 33 via the resistor 41 and resistor 48 provides a constant charging current which prevents the sync pulses from being stripped off or torn off. The stretching or holding the duty cycle enables the peak currents flowing in the AGC capacitor 53 to be reduced whereby the ripple or "slip" effect that is reduced in the video signal when the AVR voltage is fed back to the IF amplifier stages 17 and 18 according to FIG. Ϊ makes noticeable.

Da die Dauer des Ladestromes im Transistor 4" von der Dauer des Horizontaltastimpulses abhängt ist die auf den Kondensator 53 gegebene AVR-La dung unabhängig von der Impulsbreite der Eingangs synchronimpulse an der Basis des Transistors 40 Ferner erhöht sich, da der Tastimp;ils ungefäh 15 Mikrosekunden andauert, die Dauer des AVR Vorgangs um ungefähr das Dreifache für die Hori zontalsynchronimpulse mit 5 Mikrosekunden Dauei Der AVR-Strom kann nunmehr bei gleicher Rege! verstärkung oder -wirkung auf ungefähr ein Dritte erniedrigt werden, wodurch sich ein verbesserte übergangsverhalten des Systems ergibt. Dadurc wird die Vertikaldcpression verringert;, da die kürze ren (2'-\ Mikrosekunden) Ausgleichsimpulse »ge streckt« werden. Das heißt, die AVR-Ladung harn lediglich von den über die Leitungsschwelle des Trar i.istors 40 hinausreichenden Ausschwingungen odc Amplituden der Impulse, nicht jedoch VDn ihn Breite ab. Bei Verringerung der Vertikaldepressio Since the duration of the charging current in transistor 4 ″ depends on the duration of the horizontal key pulse, the AVR charge applied to capacitor 53 is independent of the pulse width of the input synchronous pulses at the base of transistor 40. Furthermore, it increases because the key pulse is approximately 15 Microseconds lasts, the duration of the AVR process by about three times for the horizontal sync pulses with 5 microseconds duration. This reduces the vertical pressure because the shorter (2 '- \ microseconds) compensation pulses are "stretched." Impulse, but not VDn it width. With reduction of the vertical depression

cann die Ansprechgeschwindigkeh der AVR-Schalung durch geeignete Wahl des Kondensators S3 erlöht werden, so daß die AVR schnell nachregeln kann, wenn rasche Pegeländerungen des Empfangsiignals an der Antenne auftreten. Durch diese erhöhte Regelgeschwindigkeit werden die durch Reflexionen von vorüberfliegenden Flugzeugen verursachten Flattereffekte sowie Schwunderscheinungen beim Kanalumschalten von einem starken auf ein schwaches Empfangssignal und umgekehrt verringert.cann is the response speed of the AVR formwork by a suitable choice of the capacitor S3, so that the AVR readjusts quickly can occur when rapid level changes of the received signal at the antenna occur. Increased by this The flutter effects caused by reflections from passing aircraft are the control speed as well as fading when switching channels from a strong to a weak one Received signal and vice versa reduced.

Ein weiterer Vorteil der oben beschriebenen Schaltung im Synchronbetrieb besteht darin, daß bei Anwesenheit von Impulsstörungen die Verstärkung nicht wesentlich absinkt, da über den Schwarzpegel hinausreichende Störimpulse auf den Transistor 40 die gleiche Wirkung haben wie ein Synchronimpuls. Wenn solche Störimpulsc während des von der Impulsquelle 57 gelieferten Tastimpulses auftreten, so könnten sie eine Herabsetzung der HF- und ZF-Verstärkung bewirken. Dies wäre in der Tat eine falsch- ao Hch und folglich unerwünschte Verstärkungserniedrigung. Um derartiges zu vermeiden, ist an die Quelle der die Basis des Transistors 40 beaufschlagenden Videosignale die Störschutzschaltung 84 angekoppelt. Die Störschutzschaltung entlädt den Kondensator 44 und verhindert ein Abfallen der HF- und ZF-Verstärkung, die sich ergeben würde, wenn der Transistor 40 durch die Störsignale aus dem Sättigungszustand herausgezogen wird. Die Wirkungsweise einer Störschutzschaltung, die der hier verwendeten ähnlich oder gleichwertig ist, ist in der USA.-Patenlschrift 36 34 620 beschrieben. Während die dortige Störschutzschaltung bei Anwesenheit von Störsignalen den an die AVR-Schaltung gelieferten Rücklaufstrom herabsetzt, drückt die hier verwendete Störschutzschaltung den Wert der getasteten Spannung am Kondensator 44 herunter, um zu verhindern, daß ein falsches AVR-Signal erzeugt und am Kondensator 44 spitzengleichgcrichtet wird. Die Störschutzschaltung 84 arbeitet wie folgt: Der Kondensator 58 zusammen mit dem Widerstand S differenziert die ihm angelieferten Signale. Die positiv gerichtete Flanke von an der Basis des Transistors 40 erscheinenden Störimpulsen wird vom Transistor 59 und Kondensator 61 spitzengleichgerichtet. Die Ladezeitkonstante fi^:r den Kondensator 61 ist verhältnismäßig kurz gegenüber der Ladezeitkonstante des Kondensators 53. Die Entladezeitkonstante für den Kondensator 61 ist verhältnismäßig lang gegenüber seiner Ladezeitkonstante. Der Transistor 59 liefert daher bei Anwesenheit eines Störimpulses große Ladeströme, die jedoch von kurzer Dauer sind, während der Kondensator 61 die von jedem Impuls gelieferte Ladung für längere Dauer festhält. Die spitzengleichgerichtete Spannung am Kondensator 61 gelangt zur Basis des Transistors 60, der dadurch eingeschaltet wird, so daß ein Strom zur Basis des Transistors 63 fließt. Der Transistor 63 wird beim Einschalten des Transistors 60 gesättigt und bleibt für eine von der Entladczcit des Kondensators 61 abhängige Dauer gesättigt. Bei im Sättigungszustand befindlichem Transistor 63 wird der Kondensator 44 über den Widerstand 64 und den Transistor 63 entladen, so daß die Störkomponente am Kondensator 44 beseitigt wird.Another advantage of the circuit described above in synchronous operation is that the amplification does not decrease significantly in the presence of pulse interference, since interference pulses exceeding the black level have the same effect on transistor 40 as a synchronizing pulse. If such interference pulses occur during the keying pulse supplied by the pulse source 57, they could cause a reduction in the RF and IF amplification. This would in fact be a false ao Hch and consequently an undesirable decrease in gain. In order to avoid this, the interference protection circuit 84 is coupled to the source of the video signals acting on the base of the transistor 40. The interference suppression circuit discharges the capacitor 44 and prevents a drop in the HF and IF gain, which would result if the transistor 40 is pulled out of the saturation state by the interference signals. The mode of operation of an interference protection circuit that is similar or equivalent to the one used here is described in US Pat. No. 36 34 620. While the interference protection circuit there reduces the return current supplied to the AGC circuit in the presence of interference signals, the interference protection circuit used here depresses the value of the sensed voltage on capacitor 44 in order to prevent a false AVR signal from being generated and peak rectified on capacitor 44 . The interference suppression circuit 84 operates as follows: The capacitor 58 together with the resistor S differentiates the signals supplied to it. The positively directed flank of interference pulses appearing at the base of transistor 40 is peak-rectified by transistor 59 and capacitor 61. The charging time constant ^fi: r the capacitor 61 is relatively short compared with the charging time constant of capacitor 53. The discharge time for the capacitor 61 is relatively long compared to its charging time constant. The transistor 59 therefore supplies large charging currents in the presence of an interference pulse, but these are of short duration, while the capacitor 61 holds the charge supplied by each pulse for a longer duration. The peak rectified voltage on the capacitor 61 reaches the base of the transistor 60, which is thereby switched on, so that a current flows to the base of the transistor 63. The transistor 63 is saturated when the transistor 60 is switched on and remains saturated for a duration which is dependent on the discharge rate of the capacitor 61. When the transistor 63 is in the saturation state, the capacitor 44 is discharged via the resistor 64 and the transistor 63, so that the interfering component on the capacitor 44 is eliminated.

Bei Anwesenheit des Testimpulses kann sich der Kondensator 44 auf eine der Tcilersparinung zwischen dem Widerstand 41 und dem Widerstand 64 entsprechende Spannung aufladen, ohne daß er jedoch seine Ladung behält. Die Teilerspannung ist so gewählt, daß die sich ergebende Verstärkungsregelung ausreicht, um den Einfluß von Störimpulsen auf die AVR mit Sicherheit auszuschalten, aber nicht ausreicht, um bei Anwesenheit von Störimpulsen »hochzuregeln«. Auf diese Weise wird effektiv die falsche AVR-Spannung am Kondensator 44 erniedrigt. Sobald der Störimpuls vorüber ist, hält der Kondensator 61 aufgrund seiner langen (gegenüber der Störimpulsdauerl Entladezeitkonstante den Transistor 60 für eine Dauer im Einschaltzustand, die von der Größe des zuvor anwesenden Störimpulses abhängig ist. Sobald der Transistor 63 aus dem Sättigungszustand herausgeht, kehrt der Kondensator 44 in seinen normalen Betriebszustand zurück. Die Störschutzschaltung 84 verhindert somit, daß die AVR-Schaltung auf den Störimpuls anspricht und so eine falsche AVR-Spannung am Anschluß 2 auftiitt. Falls ein Störimpuls während des Intervalls zwischen den Tastungen, d. h. bei Abwesenheit des Tastimpulses auftritt, so lädt sich der Kondent Uor 44 auf die Teilerspannung zwischen den Widerständen 41 und 64 auf. Bei Auftreten einer Reihe: von Störimpulsen bleibt der Kondensator 44 auf dieser Teilerspannung, so daß er nicht auf jeden Störiinpuls einzeln anspricht, sondern während einer solchen Störimpulsfolge eine Herabregelung der Verstärkung um einen bestimmten Betrag bewirkt. Die langsame Entladezeit des Kondensators 61 verhindert aufeinanderfolgende schnelle Spannungsänderungen am Kondensator 44, so daß während der Tastung bei Anwesenheit von Störimpulsen eine verhältnismäßig konsilante AVR-Spannung am Anschluß 2 erhalten bleibt.In the presence of the test pulse, the capacitor 44 can act on one of the Tcilersparinung between the resistor 41 and the resistor 64 charge corresponding voltage, but without it retains its charge. The divider voltage is chosen so that the resulting gain control sufficient to reliably eliminate the influence of interference pulses on the AVR, but not sufficient, in order to "turn it up" in the presence of interference pulses. This effectively becomes the wrong one AVR voltage on capacitor 44 lowered. As soon as the glitch has passed, the capacitor stops 61 due to its long discharge time constant (compared to the interference pulse duration) transistor 60 for a duration in the switched-on state, which depends on the size of the interference pulse that was previously present. As soon as the transistor 63 goes out of saturation, the capacitor 44 returns to its normal Operating status back. The interference suppression circuit 84 thus prevents the AGC circuit from opening responds to the interference pulse and thus a wrong AVR voltage on connection 2. If there is a glitch during the interval between keyings, d. H. occurs in the absence of the key pulse, it is charged the capacitor Uor 44 to the divider voltage between the resistors 41 and 64. When a Series: the capacitor 44 remains on this divider voltage from interference pulses, so that it is not on each Störiinpuls responds individually, but a down regulation of the gain during such an interference pulse sequence caused by a certain amount. The slow discharge time of the capacitor 61 prevents successive rapid voltage changes across capacitor 44, so that during keying at Presence of glitches a relatively consistent AVR voltage at connection 2 received remains.

Auch in der zweiten Betriebsart, d. h. im Nichtsynchronbetrieb (wenn der Tastimpuls und die Synchronimpulse zeitlich nicht zusammenfallen), sorgi; die Schaltung 38 für einen Störschutz und die Bereitstellung von AVR-Spannung. Wenn im Nichtsynchronbetrieb die HF- und ZF-Verstärkung zu niedrig ist, liegen die Spannungsausschwingungen an der Basis des Transistors 40 im wesentlich ständig (außer bei Anwesenheit von stärken Störimpulsen) über 1 Volt. Wenn somit ein Tastimpuls anwesend ist, so führt die Basis des Transistors 51 Massepotential, und der Transistor49 führt einen konstanten Entladcslrom. Der Kondensator 53 wird daher in Richtung auf die minimale Spannungiischwelle von ungefähr 2 V_m entladen, wodurch die Verstärkung des ZF- und/oder des HF-Verstärkerteils eirhöht wird. Bei Abwesenheit des Taktimpulses entnimmt der Transistor 49 keinen Strom mehr, so daß die AVR-Spannung unverändert bleibt.Also in the second operating mode, ie in non-synchronous operation (if the key pulse and the synchronous pulses do not coincide in time), care; the circuit 38 for interference protection and the provision of AGC voltage. If the HF and IF amplification is too low in non-synchronous operation, the voltage oscillations at the base of transistor 40 are essentially constantly (except in the presence of strong interference pulses) above 1 volt. Thus, when a key pulse is present, the base of the transistor 51 carries ground potential, and the transistor 49 carries a constant discharge current. The capacitor 53 is therefore discharged in the direction of the minimum voltage threshold of approximately 2 V _m , as a result of which the gain of the IF and / or the HF amplifier part is increased. In the absence of the clock pulse, the transistor 49 no longer draws any current, so that the AGC voltage remains unchanged.

Wenn im Nichtsynchronbetrieb die Videosignalschwinguiigen an der Basis des Transistors 40 der Schwellwert V_BE unterschreiten (d. h., die HF- unc ZF-Verstärkung zu groß ist), so werden diese Schwingungen am Kondensator 44 erfaßt, wie bereits be schrieben. Bei Anlieferung des Tastimpulses von de Impulsquelle 57 liefert der Transistor 47 einen AVR Strom, wodurch die Gesamtverstärkung des System erniedrigt wird. Bei Abwesenheit des Tastimpulse entlädt sich der Kondensator 44 über die Diode 33 den Widerstand 48 und den Kondensator S3. Dics^ Entladezeit ist sehr kurz gegenüber der Entladezei des Kondensators 53. Wenn zwischen den Tastimpul sen die Spannungsschwingungen an der Basis de Transistors 40 die Schwelle V_BF unterschreiten, s· kann dem Kondensator 53 über den Widerstand 41If, in non-synchronous operation, the video signal fluctuations at the base of transistor 40 fall below the threshold value V _BE (ie the HF and IF gain is too great), these oscillations are detected on the capacitor 44, as already described. When the key pulse is supplied from the pulse source 57, the transistor 47 supplies an AVR current, which lowers the overall gain of the system. In the absence of the probe pulse, the capacitor 44 discharges via the diode 33, the resistor 48 and the capacitor S3. The discharge time is very short compared to the discharge time of the capacitor 53. If the voltage oscillations at the base of the transistor 40 _fall below the threshold V BF between the pulse pulses, the capacitor 53 can pass through the resistor 41

/β/ β

die Dioden 43 und 33 und den Widerstand 48 ein Entladestrom zur Herabsetzung der HF- und ZF-Verstärkung angeliefert werden.the diodes 43 and 33 and the resistor 48 a discharge current to reduce the HF and IF amplification get delivered.

Im Nichtsynchronbetrieb ist die Schaltung zusätzlich gegen Störimpulse geschützt. Wenn bei Anwesenheit des Tastimpulses der Transistor 40 durch eine Impulsstörung aus der Sättigung herausgesteuert wird, so verhindert die Störschutzschaltung 84, daß der Kondensator 44 sich auf die Betriebsspannung A + auflädt, wie oben beschrieben. Vielmehr wird der Kondensator 44 auf eine von den Widerständen 4 t und 64 abhängige Spannung herabgedrückt, woraufhin der Kondensator 53 bestrebt ist, die gleiche Spannung anzunehmen. Wenn bei Abwesenheit des Tastimpulses der Transistor 40 durch Störimpulse gesperrt wird, so wird ein zweiter Ladestromweg über den Widerstand 41, die Dioden 43 und 33 sowie den Widerstand 48 auf den Kondensator 53 gekoppelt Über diesen Ladestromweg wird ein die Verstärkung erniedrigender Strom angeliefert. Dieser zweite Ladestromweg bildet außerdem ein nichtgeitastetes AVR-System mit niedriger Verstärkung zur Herabsetzung der Regelschwebung, die im Nichtsynchronbetrieb auftritt. Ein Abstreifen oder Abreißen der Synchronimpulsc im Nichtsynchronbetrieb wiird durch den Ladestrom verhindert, der erzeugt wird, wenn die Diode 33 durchlaßgespannt und der Transistor 40 gesperrt ist. Der für die Ladezeit der nichtgetasteten Regelung verfügbare Strom ist klein, indem er durch die Widerstände 41 und 48 in Reihe mit den Dioden 43 und 33 begrenzt wird. Diese Regelkomponentc wird nicht »gestreckt«, da der Kondensator 44 sehr rasch über die Diode 33 und den Widerstand 48 entladen wird.In non-synchronous operation, the circuit is also protected against interference pulses. If, in the presence of the key pulse, the transistor 40 is driven out of saturation by a pulse disturbance, the interference protection circuit 84 prevents the capacitor 44 from being charged to the operating voltage A + , as described above. Rather, the capacitor 44 is pressed down to a voltage dependent on the resistors 4 t and 64, whereupon the capacitor 53 tries to assume the same voltage. If the transistor 40 is blocked by interference pulses in the absence of the key pulse, a second charging current path is coupled via the resistor 41, the diodes 43 and 33 and the resistor 48 to the capacitor 53. This second charging current path also forms a non-gated AVR system with low gain to reduce the control beat that occurs in non-synchronous operation. Stripping or tearing off of the sync pulses in non-synchronous operation is prevented by the charging current which is generated when the diode 33 is forward-biased and the transistor 40 is blocked. The current available for the charging time of the unsampled control is small in that it is limited by the resistors 41 and 48 in series with the diodes 43 and 33. This control component is not "stretched" since the capacitor 44 is discharged very quickly via the diode 33 and the resistor 48.

Im nichtsynchronen Betrieb der Schaltung wird bei Anwesenheit von Impulsstörungen ein »Abreißen« der Synchronimpulse auch dann verhindert, wenn vom Kondensator44 ein falsches AVR-Signal getastet wird. Die AVR-Schaltung ist daher sowohl im Synchronbetrieb als auch im Nichtsynchronbetrieb gegen Impulsstörungen geschützt.In non-synchronous operation of the circuit, if there is impulse interference, it will "tear off" which prevents sync pulses even if a wrong AVR signal is sensed by the capacitor 44 will. The AGC circuit is therefore against both in synchronous operation and in non-synchronous operation Impulse interference protected.

In der oben beschriebenen AVR-Schaltung dient der Transistor 49 zur kontrollierten Entladung des Kondensators 53. Die Menge des abgeleiteten Stromes hängt von der Amplitude des über den Anschluß 1 dem Transistor 50 und der Diode 52 zugeleiteten Taststromes ab. Da die Ansprechzeit oder -geschwindigkeit des AVR-Systems von der Lade- und der Entladezeitkonstante des AVR-Kondensators 53 abhängt, wird mit der AVR-Schaltung nach F i g. 1 die HF- und ZF-Verstärkung mit veränderlicher Geschwindigkeit, die vom relativen Pegel des Videosignals in bezug auf den vorbestimmten Bezugspegcl abhängt, sowohl erhöht als auch erniedrigt. Bei vielen bekannten AVR-Systemen, wo über den AVR-Filterkondensator ein Widerstand geschaltet ist, ist die Entladezeitkonstante für den Kondensator vergleichsweise langsam. Da während jeder Horizontalperiode über den erwähnten Widerstand Strom abgeleitet wird, entsteht bei normaler Beschaffenheit des Videosignals eine Abdunkelung, d. h. ein Abfall von Weiß nach Schwarz, in Richtung quer über den Bildschirm. Da erfindungsgemäß jedoch kein solcher Ableitwiderstand verwendet wird, entfällt diese Änderung der AVR-Spannung während des Zeilenhinlaufs der Videoinformation, während andererseits das Regelsystem schneller auf Schwankungen wie durch Flugzeuge verursachte Flattereffekte anspricht.In the AGC circuit described above, the transistor 49 is used for the controlled discharge of the Capacitor 53. The amount of current dissipated depends on the amplitude of the over the connection 1 the transistor 50 and the diode 52 fed to the probe current. Since the response time or speed of the AVR system on the charging and discharging time constants of the AVR capacitor 53 depends, the AGC circuit according to FIG. 1 the HF and IF amplification with variable speed, that of the relative level of the video signal with respect to the predetermined reference level depends, both exalted and degraded. In many known AVR systems, where the AVR filter capacitor a resistor is connected, the discharge time constant for the capacitor is comparative slow. Since current is diverted through the mentioned resistance during each horizontal period If the video signal is normal, there will be a darkening, i. H. a drop in white toward black, across the screen. However, since according to the invention there is no such leakage resistance is used, this change in the AGC voltage does not apply during the line trace Video information, while on the other hand the control system reacts more quickly to fluctuations such as those caused by airplanes caused flutter effects.

F i g. 3 A, 3 B und 3 C zeigen Schaltungsausführungen für ein AVR-Systcm, bei dem eine Entladung des AVR-Kondcnsators erfolgt, wenn das Videosignal zu groß ist. Durch die resultierende Regelspannungserniedrigung wird die HF- und ZF-Verstärkung herabgesetzt. F i g. 3 A, 3 B and 3 C show circuit designs for an AVR system in which a discharge of the AVR condenser takes place when the video signal increases is great. The resulting lowering of the control voltage reduces the HF and IF gain.

In Fig. 3 A werden negativ gerichtete Videosignale, wie sie vom zweiten Videoverstärker 34 in F i g. 1 erzeugt werden, vom Anschluß 78 über denIn Fig. 3A, negative-going video signals as received from the second video amplifier 34 in F i g. 1 are generated from terminal 78 via the

ίο Widerstand 65 auf die Basis des Transistors 68 gekoppelt. Der Transistor 68 übt, ähnlich wie der Transistor 40 in Fig. 1, die Funktion eines Schwellenfühlers aus. Der Transistor 68 ist mit seinem Kollektor über einen Widerstand 66 an einen Betriebsspannungsanschluß 79 und mit seinem Emitter über einen Widerstand 71 an eine Bezugsspannungsquelle (Masse) angeschlossen. Zwischen Basis und Kollektor des Transistors 68 ist ein Kondensator 67 geschaltet. Zwischen den Kollektor des Transistors 68 und die Basis eines Transistors 72 ist eine Diode 69 geschaltet. Zwischen der Basis des Transistors 72 und Masse liegt ein Kondensator 70. Die Diode 69 und der Kondensator 70 arbeiten, ähnlich wie die Diode 43 und der Kondensator44 in Fig. 1, als Spitzendetektor.ίο Resistor 65 coupled to the base of transistor 68. The transistor 68 exercises, similar to the transistor 40 in FIG. 1, the function of a threshold sensor out. The collector of the transistor 68 is connected to an operating voltage connection via a resistor 66 79 and with its emitter via a resistor 71 to a reference voltage source (Ground) connected. A capacitor 67 is connected between the base and collector of the transistor 68. A diode 69 is connected between the collector of the transistor 68 and the base of a transistor 72. A capacitor 70 is connected between the base of transistor 72 and ground. Diode 69 and the capacitor 70, similar to diode 43 and capacitor 44 in FIG. 1, operate as a peak detector.

Der Kollektor des Transistors 72 ist über den Anschluß 80 an eine Tastimpulsquelle angekoppelt. Der Transistor 72, der eine ähnliche Funktion hat wie die Transistoren 51 und 50 in Fig. 1, liegt mit seinem Emitter über einen Widerstand 73 und eine Diode 74 an Masse. Die Diode 74 dient, ähnlich wie die Diode 33 in Fig. 1, zur Entladung des Kondensators 70 am Ende des Tastintervalls und arbeitet außerdem in Verbindung mit einem Transistor 75 als Stromverstärker. Die Basis des Transistors 75 ist an den Verbindungspunkt der Diode 74 und des Widerstands 73 angeschlossen. Der Transistor 75 liegt mit seinem Emitter an Masse, während sein Kollektor über den Ausgangsanschluß 76 an einen AVR-Kondensator (nicht gezeigt) angeschaltet ist. Der Transistor 75The collector of transistor 72 is across the terminal 80 coupled to a key pulse source. The transistor 72, which has a function similar to that Transistors 51 and 50 in FIG. 1 have their emitters connected via a resistor 73 and a diode 74 in bulk. The diode 74 is used, similar to the diode 33 in Fig. 1, to discharge the capacitor 70 on End of the sampling interval and also works in conjunction with a transistor 75 as a current amplifier. The base of the transistor 75 is connected to the connection point of the diode 74 and the resistor 73 connected. The emitter of the transistor 75 is connected to ground, while its collector is connected to the Output terminal 76 is connected to an AGC capacitor (not shown). The transistor 75

steuert, ähnlich wie der Transistor 47 in F i g. 1, die Spannung am AVR-Kondensator.controls, similar to the transistor 47 in FIG. 1, the Voltage on the AVR capacitor.

Die Wirkungsweise dieser Anordnung ist wie folgt: Der Widerstand 65 und der Kondensator 67 bilden ein Tiefpaßfilter zur Begrenzung der Bandbreite des AVR-Systems für thermisches Rauschen und Impulsstörungen, die beide höherfrequent sind als die Synchronimpulse des Videosignals. Wenn die Synchronimpulssignale an der Basis des Transistors 68 unter einen gewählten Schwellwert abfallen, so gerät der Transistor 68 aus dem Sättigungszustand, und die Amplituden des Synchronsignals werden durch die Diode 69 und den Kondensator 70 spitzengleichgerichtet. Der Transistor 72, der Widerstand 73, die Diode 74 und der Transistor 75 bilden einen Spannungs-Stromumsetzer und Stromverstärker. Der Kondensator 70 hält das spitzengleichgerichtete Signa fest, da nur der Basisstrom des Transistors 72 der Kondensator 70 entlädt. Bei Anwesenheit des Hori zontal-Tastimpulses am Kollektor des Transistors 7i wird dieses spitzengleichgerichtete Signal in einei Ausgangsstrom umgesetzt, der durch den Emitter de Transistors 72, den Widersland 73 und die Diode 7> fließt. Der Koiiekiöistrorn und der Ernitterstrom de Transistors 72 sind annähernd gleich. Es fließt dahe vom Anschluß 76 zum Kollektor des Transistors 7, ein Entladestrom in Abhängigkeit vom Spitzensigm am Kondensator 70. Dieser Entladestrom setzt di Spannung am AVR-Kondensator (nicht gezeigt) heiThe mode of operation of this arrangement is as follows: The resistor 65 and the capacitor 67 form a low-pass filter to limit the bandwidth of the AVR system for thermal noise and impulse interference, both of which have a higher frequency than the sync pulses of the video signal. When the sync pulse signals at the base of the transistor 68 drop below a selected threshold value, so the Transistor 68 from the saturation state, and the amplitudes of the synchronous signal are through the Diode 69 and capacitor 70 peak-rectified. The transistor 72, the resistor 73, the Diode 74 and transistor 75 form a voltage-current converter and current amplifier. The condenser 70 holds the peak rectified signal, since only the base current of transistor 72 of the Capacitor 70 discharges. In the presence of the horizontal tactile pulse at the collector of the transistor 7i this peak rectified signal is converted into an output current that is passed through the emitter Transistor 72, the contradiction 73 and the diode 7> flows. The Koiiekiöistrorn and the Ernitterstrom de Transistors 72 are approximately the same. It flows therefrom connection 76 to the collector of transistor 7, a discharge current as a function of the peak sigm on capacitor 70. This discharge current sets di Voltage on the AVR capacitor (not shown) is hot

1717th

ι _ „.η, inirht eezeieO verbunden. Der Kollektor desι _ ".η, inirht eezeieO connected. The collector of the

ab. Je größer das spitzengleichgenchtete Sigmd am satorg™' g? ■⁸^_{1 eine Diode} U₉ mit dem KoI-away. The bigger the top-matched Sigmd on the satorg ™ 'g? ■ ⁸ ^ _{1 a diode} U ₉ with the KoI-

Kondensator 70 ist, desto größer ist der Entlade- gS^TnmsSon 117 verbunden. Der TransistorCapacitor 70, the greater the discharge gS ^ TnmsSon 117 is connected. The transistor

strom im Kollektor des Transistors 75, so daß die lektorücsira j . _{der Transistor47} current in the collector of transistor 75, so that the lektor ücs ira j . _{the transistor47}

Verstärkung des HF-und ZF-Verstärkerteilsentspre- 11Mrte ^tet^_b™,_{erdi der} Transistor 47 einenAmplification of the RF and IF Verstärkerteilsentspre- 11Mrte ^tet ^ _b ™, _{erdi the} transistor 47 a

"wMSSSr des Transistors 72 kein, Tast- Ladest dagegen ^ £—^» *« «J"wMSSSr of transistor 72 no, Tast- Ladest, however, ^ £ - ^» * «« J

impulse anwesend sind so wird die Ladung des Kon ^^^^^SSSSj^S^. impulses are present so the charge of the con ^^^^^ SSSSj ^ S ^.

densators 70 sehr rasch über den durchlaßgespannten die spannung an uci ρ r_ ιcapacitor 70 very quickly over the forward voltage the voltage at uci ρ r_ ι

Basis-Emitter-übergangdesTransistors72,den Wider- Kondensatoren liefert fan J™««« »t imt stand 73 und die Diode 74 nach Masse abgeleitet. Der «o seiner Basis an den KoI *g^ Trans«*π 117 an-Base-emitter junction of the transistor72, the resistor capacitors are supplied by fan J ™ «« «» t imt stood 73 and the diode 74 derived to ground. The «o of its base to the KoI * g ^ Trans« * π 117 an-

AVR-Entladestrom hört dann auf. Normalerweise ist geschlossen und liegt m ^"5J¹ ^fektor anMasse.AVR discharge current then stops. Normally closed and is m ^ "5J ¹ ^ fektor presume.

der Anschluß 76 der Schaltungsanordnung auch an Der Emitter des TnuB'stoß 116 Bt über einen W₁-the connection 76 of the circuit arrangement also to the emitter of the TnuB 'bump 116 Bt via a W ₁ -

eine Spannungsquelle, beispielsweise in Form eines derstand 115 mit einer Änei^odc ™ verbunden,a voltage source, for example in the form of a derstand 115 connected to a Änei ^ odc ™,

ohmschen Spannungsteilers, angeschlossen.» daß bei die zwischen eine Zenerd.odein und Massegeschal-Abwesenheit des AVR-Entladestroms der AVR- 15 tet ist. Die Zenerd.ode 113stmit dem Anschluß 80resistive voltage divider, connected. " that between a Zenerd.odein and the absence of a mass scarf of the AVR discharge current of the AVR 15 is tet. The Zenerd.ode 113st with the connection 80

Kondensator auf die Teilerspannung aufgeladen und verbunden, an den eine QueUe von penodischenTast-Capacitor charged and connected to the divider voltage, to which a source of penodic keys

dadurch die HF- und ZF-Verstärkung erhöht wird. impulsen angeschlossen ist. Em Transistor 120 ,st mitthis increases the HF and IF gain. pulses is connected. Em transistor 120, st with

Da die Dauer des Entladestroinflusses im Transi- seiner Basis an den Emitter des Trans stors 116, nutSince the duration of the Entladestroinflusses in the Transi- its base at the emitter of the Trans stors 116, nut

stör 75 eine Funktion der Dauer eines Horizontal- seinem Kollektor an eine Quelle positiver Betnebs-disturb 75 a function of the duration of a horizontal its collector to a source of positive operating

Tastimpulses ist, ist der AVR-Entladestrom unab- ao spannung und mit seinem Emitter über einen Wider-Pulse, the AVR discharge current is independent of voltage and with its emitter via a resistor

hängig von der Impulsbreite der Eingangssynchron- stand 121 an den Anschluß 76 angeschlossen. DieDepending on the pulse width, the input synchronous state 121 is connected to the connection 76. the

impulse am Anschluß 78. Die Anordnung hat daher Zenerdiode 114, der Widerstand 115, der Transistorpulses at terminal 78. The arrangement therefore has Zener diode 114, resistor 115, the transistor

eine ähnliche Tast- und Haltecharakteristik wie die 120 und der Widerstand 121 hefern ähnlich wie dera similar feel and hold characteristic as the 120 and the resistance 121 yefern similar to that

Schaltung 38 nach F i g. 1. Transistor 49 in F1 g. 1, einen AVR-Ladestrom beimCircuit 38 according to FIG. 1. transistor 49 in F1 g. 1, an AVR charging current at

Die Schaltung nach Fig. 3 B ist ähnlich aufgebaut *5 fasten des Videosignals wahrend desTastimpulsinterwie die nach F i g. 3 A, außer daß die Kondensatoren vails. j-*··.·-,
67 und 70 nach F i g. 3 A durch den Kondensator 81 Zwischen die Anschlüsse 78 und /6 sind ein Tranersetzt sind. Die Widerstände 65, 66, 71 und 73 brau- sistor 122 und ein Widerstand 123 geschaltet. Der chen lediglich entsprechend anders bemessen :zu wer- Transistor 122 ist mit seiner Basis an den Anschluß den, so daß sich die erforderliche Zeitkonstante und 30 78 und mit seinem Kollektor an Masse angeschlossen, der erforderliche Basisstrom für den Transistor 72 er- Der Transistor 122 und der Widerstand 123 liefern, geben. Die Wirkungsweise dieses Kondensators 81 ähnlich wie der Widerstand 41, die Dioden 43 und mit doppelter Funktion wird im Ζυ-ammenhang mit 33 und der Widerstand48 in Fig. 1, im Nichtsynder Schaltung nach Fig. 3C beschrieben. chronbetrieb einen vorbestimmten AVR-Ladestrom.The circuit of Fig. 3B is constructed in a similar manner * 5 fasts the video signal during the strobe pulse as that of Fig. 3. 3 A, except that the capacitors vails. j- * ··. · -,
67 and 70 according to FIG. 3 A through the capacitor 81 Between the connections 78 and / 6 are a Tranerset. The resistors 65, 66, 71 and 73, a resistor 122 and a resistor 123 are connected. The only difference is that the transistor 122 has its base connected to the terminal, so that the required time constant and 30 78 and its collector connected to ground, the required base current for the transistor 72. The transistor 122 and the resistor 123 supply, give. The mode of operation of this capacitor 81, similar to the resistor 41, the diodes 43 and with a double function, is described in the Ζυ-ammenhang with 33 and the resistor 48 in FIG. 1, in the non-Synder circuit according to FIG. 3C. chronbetrieb a predetermined AVR charging current.

Die Schaltung nach Fig. 3C ist ebenfalls für ein 35 Die Wirkungsweise der Schaltung nach Fig. 3C AVR-System gedacht, bei dem eine Erniedrigung der ist wie folgt: Das Videosignal gelangt m negativer AVR-Spannung eine Verstärkungsherabsetzung zur Polarität zum Eingangsiinschluß 78. Der Transistor Folge hat. Die negativ gerichtete Videoinformation 100, der als Gleichstiompegelschieber arbeitet, kopgelangt über den Anschluß 78 auf die Basis eines Pe- pelt, wenn er eingeschaltet ist, das Videosignal auf gelschiebcr-Transistors 100,- der mit seinem Emitter 40 die Basis des Transistors 105. Der Widerstand 101 über einen Widerstand 102 an den Anschluß 79 für und der Kondensator 107 bilden ein Eingangsfilter eine positive Betriebsspannung angeschlossen ist. Ein zum Begrenzen der Bandbreite des dem Eingang 78 Schwellenfühler-Transistor 105 ist mit seiner Basis zugeleiteten Videosignals. Der Transistor 105 ist so über einen Widerstand 101 an den Emitter des Tran- vorgespannt, daß er bei Anwesenheit eines negativ sistors 100 angekoppelt. Der Transistor 105 erfüllt « gerichteten Signals, dessen Amplitude kleiner ist als eine ähnliche Aufgabe wie der Transistor 40 in ein gewählter positiver Schwellwert, aus dem Sätti-F ig. 1. Zwischen Kollektor und Basis des Transistors gungszustand herausgesteuert wird. Durch die Diode 105 sind eine Diode 106 und ein Kondensator 107 106 und den Kondensator 107 wird die Spannung am geschaltet, die ähnlich wie die Diode 43 und der Kon- Kollektor des Transistors 105, wenn dieser aus dem densator 44 in F i g. 1 einen Spitzendetektor bilden. 5° Sättigungszustand herausgesteuert ist, spitzengleich-Ein Transistor 108 liegt mit seinem Kollektor an gerichtet. Wenn daher die Verstärkung des Systems Masse und ist mit seiner Basis an den Kollektor eines entweder zu groß oder annähernd richtig ist, steuern Transistors 109 angeschlossen. Der Emitter des Tran- Signalschwingungen an der Basis des Transistors 105 sistors 109 ist hiit der Basis eines Transistors 110 diesen aus dem Sättigungszustand heraus, so daß der verbunden, der mit seinem Kollektor an eine Be- 55 Kondensator 107 sich über di« Diode 106 auf eine triebsspannungsquelle (+) angeschlossen ist und mit Spannung aufladen kann, die der minimalen (am weseinem Emitter über einen Widerstand 111 und eine nigsten positiven) Spannungsausschwingung oder Diode 112 an Masse liegt. Die Transistoren 108, 109 -amplitude des Signals entspricht. Normalerweise, im und 110 arbeiten in ähnlicher Weise wie die Transi- Synchronbetrieb, sind die am wenigsten positiven Sistoren 51 und 50 in Fig. 1. Der Widerstand 111, die 60 gnale an der Basis des Transistors 105 die Hori-Diode 112 und der Basis-Emitter-Ubergang des Tran- zontalsynchronimpulse, die zeitlich mit den dem Ansistors 118 arbeiten in ähnlicher Weise wie der Tran- Schluß 80 angelieferten Tastinipulsen zusammenfalsistor 47 und der Widerstand 48 in Fig. 1. Der Ver- len. Bei Anwesenheit dieses Taststromes wird der bindungspunkt zwischen der Diode 112 und dem Wi- Transistor 108 gesperrt, und die Spannung am Konderstand 111 ist an die Basen von Transistoren 118 ⁶5 densator 107 bestimmt den Basiisstrom des Transistors und 117 angeschlossen. Der Transistor 117 liegt mit 109. Der Strom, der im Transistor 109 fließen kann, seinem Emitter an Masse und ist mit seinem Kollek- ist so bemessen, daß die Baisisstromableitung des tor über den Anschluß 76 mit einem AVR-Konden- Transistors 109 minimal ist, so daß eine annäherndThe circuit according to FIG. 3C is also intended for an AGC system in which a reduction in the is as follows: The video signal reaches the input terminal 78 with a negative AGC voltage, a gain reduction in polarity Transistor episode has. The negatively directed video information 100, which works as a DC level shifter, passes through the terminal 78 to the base of a pel, when it is switched on, the video signal on gelschiebcr transistor 100, - which with its emitter 40 the base of the transistor 105. Der Resistor 101 via a resistor 102 to the connection 79 and the capacitor 107 form an input filter, a positive operating voltage is connected. A video signal applied to its base to limit the bandwidth of the threshold sensor transistor 105 at input 78. The transistor 105 is biased to the emitter of the Tran via a resistor 101 in such a way that it is coupled in the presence of a negative transistor 100. The transistor 105 fulfills a directional signal, the amplitude of which is smaller than a similar task as the transistor 40 in a selected positive threshold value, from the saturation Fig. 1. Between the collector and base of the transistor state of supply is controlled out. Through the diode 105, a diode 106 and a capacitor 107 106 and the capacitor 107 is switched the voltage am, which is similar to the diode 43 and the collector of the transistor 105 when this from the capacitor 44 in FIG. 1 form a peak detector. 5 ° saturation state is driven out, peak-like-A transistor 108 is directed with its collector on. Therefore, if the gain of the system is ground and its base to the collector of one is either too large or nearly correct, control transistor 109 is connected. The emitter of the signal oscillations at the base of the transistor 105 is connected to the base of a transistor 110 from the saturation state, so that the one whose collector is connected to a capacitor 107 is connected via diode 106 a drive voltage source (+) is connected and can charge with voltage that is the minimum (at the emitter via a resistor 111 and a nesten positive) voltage swing or diode 112 is connected to ground. The transistors 108, 109 -amplitude of the signal corresponds. Normally, im and 110 operate in a similar manner to the transi-synchronous operation, the least positive transistors 51 and 50 are in Fig. 1. Resistor 111, the 60 signals at the base of transistor 105, Hori diode 112 and the base -Emitter transition of the tranzontal sync pulses, which work in time with the the Ansistor 118 in a similar way as the Transistor 80 supplied Tastini pulses collapse transistor 47 and the resistor 48 in Fig. 1. Der Verlen. If this sensing current is present, the connection point between the diode 112 and the wi transistor 108 is blocked, and the voltage at the capacitor 111 is connected to the bases of transistors 118 ⁶ 5 capacitor 107, which determines the base current of the transistor 117 and the transistor 117. The transistor 117 is connected to 109. The current that can flow in the transistor 109 has its emitter connected to ground and its collector is dimensioned so that the base current dissipation of the gate via the terminal 76 with an AVR condenser transistor 109 is minimal so that an approximate

konstante ladung am Kondensator 107 erhalten bleibt. Nach Aufhören des Taststromes entlädt sich der Kondensator 107 rasch über den Transistor 108, der bei Abwesenheit des Tati'impulses eingeschaltet ist. Die Ladezeilkonstante des Kondensators 107 beträgt ungefähr 0,5 Mikrosekunde und ist so gewählt, daß sie kurzer ist als die Impulsbreite de:, kürzesten Imputes, der während des Vertikalrikklaufintcrvalls des Videosignals anwesend ist. Die Transistoren 109 und 110 übertragen das spitzengleichgerichtete Signal am Kondensator 107 zum Widerstandill und zur Diode 112. Der Transistor 118 liefert einen entsprechenden Entladestrom für den AVR-Kondensator (nicht gezeigt), der über den Anschluß 76 mit dem Kollektor des Transistors 118 verbunden ist. Wenn der Transistor 117 gesättigt ist, was dann der Fall ist, wenn die HF- und ZF-Verstärkung zu groß und der Transistor 105 gesperrt ist, so leitet der Transistor 116 unter Sperrung des Transistors 120. Bei leitendem Transistor 118 leitet auch der Transistor 117, so daß über den Anschluß 76 ein Entladestrom zum AVR-Kondensator fließen kann, wodurch die AVR-Spannung und damit die HF- und ZF-Verstärkung erniedrigt wird.constant charge on capacitor 107 is retained. After the sensing current has ceased, the capacitor 107 discharges quickly via the transistor 108, which is switched on in the absence of the Tati'impulses. The charging line constant of capacitor 107 is approximately 0.5 microseconds and is chosen to be shorter than the pulse width of the shortest input present during the vertical cycle of the video signal. The transistors 109 and 110 transmit the peak-rectified signal on the capacitor 107 to the resistor 112 and to the diode 112. The transistor 118 supplies a corresponding discharge current for the AGC capacitor (not shown), which is connected via the terminal 76 to the collector of the transistor 118 . When transistor 117 is saturated, which is the case when the HF and IF amplification is too high and transistor 105 is blocked, transistor 116 conducts while transistor 120 is blocked. When transistor 118 is conductive, transistor 117 also conducts , so that a discharge current can flow to the AGC capacitor via the connection 76, whereby the AGC voltage and thus the HF and IF amplification are reduced.

Wenn ein Tastimpuls anwesend ist und die Signalausschwingungen an der Basis des Transistors 105 zu klein sind, um den Transistor 105 aus der Sättigung herauszusteuern, d. h. wenn entweder die Amplituden der Horizontalsynchronspannung zu klein sind oder die Tastung während des Videoteils der Horizontalablenkperiode erfolgt, so ist der Transistor 120 mit seiner Basis an die Spannung der Zenerdiode 114 angeklammert, die im vorliegenden Fall ungefähr 5,5 Vo't beträgt. Es fließt dann ein vorbestimmter Ladestrom durch den Widerstand 121 zum Anschluß 76, durch den die Ladung des AVR-Kondensators und damit die HF- und ZF-Verstärkung erhöht wird.If a key pulse is present and the signal oscillations at the base of the transistor 105 are too small to drive the transistor 105 out of saturation, that is, if either the amplitudes of the horizontal synchronous voltage are too small or the keying takes place during the video part of the horizontal deflection period, then the The base of the transistor 120 is clipped to the voltage of the Zener diode 114 , which in the present case is approximately 5.5 Vo't. A predetermined charging current then flows through the resistor 121 to the connection 76, through which the charge of the AGC capacitor and thus the HF and IF amplification are increased.

Wenn die Amplitude der Synchronimpulsspannung so groß ist, daß der Transistor 105 aus dem Sättigungszustand gesteuert wird (d. h. bei richtiger oder zu großer HF- und ZF-Verstärkung) wird die Synchronimpulsspannung spitzengleichgerichtet und während des vollen HorizontaUastintervalls festgehalten. Dadurch wird die Breite der Synchronisier- und Ausgleichsimpulse effektiv auf die Dauer des vollen Tastimpuisintervalls »gestreckt«.If the amplitude of the sync pulse voltage is so large that the transistor 105 is driven out of the saturation state (ie with correct or too high RF and IF amplification) the sync pulse voltage is peak rectified and held during the full horizontal load interval. As a result, the width of the synchronization and compensation pulses is effectively "stretched" over the duration of the full key pulse interval.

Die Transistoren 109 und 110 arbeiten ähnlich wie die Transistoren 50 und 51 in Fig. 1, indem im ersteren Fall die Menge des vom Transistor 118 gelieferten Entladestromes von der spitzengleichgerichteten Spannung an der Basis des Transistors 109 und im letzteren Fall die Menge des vom Transistor 47 gelieferten Ladestromes von der spitzengleichgerichteten Spannung an der Basis des Transistors 51 abhängt. The transistors 109 and 110 operate similarly to the transistors 50 and 51 in Fig. 1 in that, in the former case, the amount of the discharge current supplied by the transistor 118 from the top of the rectified voltage at the base of the transistor 109, and in the latter case the amount of the transistor 47 The charging current supplied depends on the peak rectified voltage at the base of the transistor 51.

Wenn die Anordnung nach F i g. 3 C nicht im Horizontalsynchronbetrieb arbeitet, d. h. ein Tastimpuls am Anschluß 80 ohne gleichzeitige Anwesenheit eines Synchronimpulses am Anschluß 78 erscheint, so bilden der Transistor 122 und der Widerstand 123 ein einfaches AVR-System mit niedriger Verstärkung zum Verringern der AVR-»Schwebung«, die bei einem solchen Nichtsynchronbetrieb erzeugt wird. Wenn der Transistor 122 durch einen anwesenden Horizontalsynchronimpuls bei Michtanwesenheit eines Tastimpulses leitend gemacht wird, so drückt der Transistor 122 die Spannung am normalerweise an den Anschluß 76 angeschlossenen AVR-Kondensator herab. Dadurch wird der Anstieg der AVR-Spannung kompensiert, der durch den Transistor 120 und den Widerstand 121, die während des Tastintervalls ir.i Nichtsynchronbetrieb leiten, bewirkt wird.If the arrangement according to FIG. 3 C does not work in horizontal synchronous mode, ie a key pulse appears at terminal 80 without the simultaneous presence of a synchronous pulse at terminal 78 , then transistor 122 and resistor 123 form a simple AGC system with low gain for reducing the AGC "beat", the is generated in such a non-synchronous operation. If the transistor 122 is made conductive by a horizontal sync pulse present in the presence of a key pulse, the transistor 122 depresses the voltage on the AGC capacitor normally connected to the terminal 76. This compensates for the rise in the AGC voltage which is caused by the transistor 120 and the resistor 121, which conduct non-synchronous operation during the sampling interval ir.i.

Es sind auch verschiedene andere Abwandlungen im Rahmen der Erfindung möglich. Beispielsweise kann, wenn man den Kollektor des Transistors 50 in Fig. I direkt an Masse legt, die Entladung des Kondensators 53 dadurch erfolgen, daß man an Stelle der Anordnung mit dem Transistor 49 und der Diode 52 einen Widerstand über den Kondensator 53 schaltet. Ferner kann man an Stelle der Störschutzschaltung 84 in F i g. 1 auch andersartige Störschutzschaltungen vorsehen.Various other modifications are also possible within the scope of the invention. For example, the discharge of the capacitor 53 may, if one takes the collector of transistor 50 in FIG. I directly to ground, take place in that one switches a resistor across the capacitor 53 in place of the arrangement with the transistor 49 and the diode 52. Furthermore, instead of the interference protection circuit 84 in FIG. 1 also provide other types of interference suppression circuits.

Hierzu 2 Blatt ZeichnungenFor this purpose 2 sheets of drawings

Claims

L Patent claims:

1. Automatic gain control circuit for televisions, which respond to the pulses of different Width-containing sync signal components of a composite video signal, with a pulse source which normally coincides with the sync signal pulses Provides pulses wider than the shortest sync signal pulses and a keying circuit controls, and with an output filter connected via the pushbutton circuit, which the Gain control voltage supplies, characterized in that the video signal ge-Riisch a transmission circuit (40) is fed for on one side of a threshold value lying video signal oscillations maintains a given conduction state (saturation) and for video signal oscillations lying on the other side of the threshold value transmits them, that to the transmission circuit (40) a peak detector (43, 44) for the transmitted video signals is connected, whose time constant for the peak rectification of the individual sync signal pulses different width is dimensioned that the key circuit (47, 49, 50, 51) with the peak detector and the pulse source (57) coupled to generate a variable current during the pulses supplied by the pulse source whose amplitude is divided by the amplitude of the signal rectified by the peak detector is determined, and that the output filter (53) is coupled to the key circuit (47, 49, 50, 51) is that it is the control voltage according to the variable supplied by the key circuit Generates electricity.

2. Gain control circuit according to claim 1, characterized in that the charge and discharge time constant for the peak detector (43, 44) is shorter than the duration of the individual synchronous signal components.

3. Gain control circuit according to claim 2, characterized by a between the peak detector (43, 44) and the output filter (53) coupled discharge circuit (33, 48) for deriving of the output of the peak detector in the absence of the periodic pulses.

4. Gain control circuit according to claim 3, characterized in that the key circuit a discharge circuit (49) controlled by the peak detector (43, 44) for discharging a charging capacitor of the output filter (53) with the output signal voltage of the peak detector (43, 44) dependent discharge current.

5. gain control circuit according to claim 4, characterized in that the peak detector (43, 44) a Störschuizkreis (84) is connected, which in the event of impulse interference a derivation path in the composite video signal for that caused by the impulse interference at the peak detector (43, 44) generated output signal.

6. Reinforcement regulation according to claim 5, characterized in that the interference suppression circuit (84) has such an intermediate peak detector (43, 44) and the output filter (53) contains inserted rectifier element (33) that when present of interference pulses and, in the absence of periodic pulses, a charging current to the Output filter is supplied.

7. gain control circuit according to claim 6, characterized in that the key circuit a current source controlled by the amplitude of the output signal from the peak detector (43, 44) (47, 50, 51) contains.

8. gain control circuit according to claim 7, characterized in that the current source is three Contains transistors (50, 51, 47) and the base of the first transistor (50) to the emitter of the second transistor (51), the base of the second transistor to the peak detector (43, 44) and the base of the fritted transistor (47) to the source (57) of the periodic pulses and to the emitter of the first transistor are connected, the emitter current of which in the presence of the periodic Pulses is controlled by the output voltage of the peak detector.

9. gain control circuit according to claim 8, characterized in that the discharge circuit for the charging capacitor of the output filter (53) one with its collector connected to this fourth transistor (49) whose base is connected to the collector of the first transistor (50) connected.

10. gain control circuit according to claim 9, characterized in that the third (47) and the fourth (49) transistor of the opposite conductivity type as the erete (51)) and the second (51) transistor.

11. gain control circuit according to claim 5, characterized in that the interference protection circuit (84) has a fifth (59), one sixth (60) and a seventh (63) transistor, one coupled to the base of the fifth transistor (59) Filter circuit (58, 5) to filter out the impulse interference, one between the emitter of the fifth transistor (59) and the base of the sixth transistor (60) coupled! clamping circuit (61) to provide a clamping voltage to the base of the sixth transistor, which is so biased is that in the presence of the clamping voltage it conducts one between the base of the seventh Transistor (63) and the emitter of the sixth transistor (60) coupled first resistance element (62) and one between the collector of the seventh transistor (63) and the peak detector (43, 44) coupled second resistance element (64) contains, such that the seventh transistor at conductive sixth transistor forms a derivation path for the output signal of the peak detector.

12. A gain control circuit according to claim 11, wherein the periodic pulses are strobe pulses are of the opposite polarity as the periodic synchronizing pulses and the base of the third transistor, characterized in that the composite video signal the base of an eighth transistor (40) is fed that to the emitter of a eighth transistor (47) a capacitor (53) forming the output filter for the control voltage is coupled that between a reference potential point (Ground) and the base of the second transistor (51) a capacitor (44) is connected, which together with one between the collector of the eighth transistor (40) and the base of the

^f 3 ₄ ^f 3 ₄

second transistor (51) connected second for the RF and IF amplifier stages of the receiver Matching element (43) to win the peak detector. The control voltage changes the Verzura Detection of the voltage vibrations on the strengthening of the regulated stages in the reverse collector of the eighth transistor form the relationship to the level or to the amplitude of the synchronous the second rectifier element (43) and sierimpulskomponenten of the demodulated video code Emitter of the third transistor (47) a third signal mixture, so that the peak amplitude of the detes Rectifier element (33) is connected so that modulated video output signals remain constant, the base of the first transistor (50) with which the synchronizing pulse components are emitted of the second transistor (51), which collectively disconnected from the video signal and for the gate of the first transistor with the base of the four-io synchronization of the horizontal and vertical Transistor (49) and the emitter of the first oscillator of the horizontal or vertical deflection stage Transistor (5G) used with the base of the third tran- of the receiver.

sistors (47) are connected that between the Ba It is common in television receivers that the

sis of the fourth transistor (49) and the reference AVR signal by touching the peak level of the syn-

potential point a fourth rectifier _{element i 5} chronisierimpulse during the horizontal retrace

(52) is switched, and that the fourth transistor (line retrace) is obtained. However, since the (49) with its collector on the capacitor, the peak detector used for this purpose is quite susceptible

(53) of the output filter and with its emitter against interference pulses, one ensures that the is connected to the reference potential point. AVR circuit only for the duration of the relatively

13. Gain control circuit according to claim ao keyed short horizontal flyback pulses

12, characterized by a bias or switched on, so that glitches, the selection circuit (39, 41, 42), which the eighth transistor rend the remaining part of the line scan period im (40) biases so that when the synchro video signal occurs, the operation of the AGC circuit pulse oscillations which can affect the duty to exercise.

The selected threshold level have the first polarity, as the peak detector contains a capacitor

one of the amplitude of the syn- thes the AVR voltage is generated at its collector. Some

voltage corresponding to chron impulse voltage known AVR systems work with quite a long time

generated whose peak value in the capacitor (44) control time constant to the effect of any

of the peak detector while reducing pulse width effects. Disadvantageous

the capacitor itself in the absence of the key 30, however, is that the time that the AGC circuit

pulse via the third rectifier element (33) needs to respond to level changes of the received

discharges. Address television signal is undesirably long.

14. Gain control circuit according to claim In itself, the AGC circuit should respond very quickly.

13, characterized in that the tips speak so that they shrinkage phenomena z. B. rectifier voltage at the capacitor (44) of 35 due to signal reflections from flying peak rectifiers caused by the control input of the four-witness, as well as level changes th transistor (49) for controlling the television reception signal when switching from Collector current is supplied. a canal with weak to a canal with strong

15. Gain control circuit according to claim core reception and vice versa can follow. There a

14, characterized in that the eighth (40), 40 passing aircraft with level fluctuations third (47), fourth (49), fifth (58), sixth (60) frequencies on the order of several and seventh (63) transistor can cause npn transistors and one hundred hertz has a sloweder second (51) and first (50) transistor pnp- res response, under certain circumstances, an image fading or a Transistors are. Resulting in image flutter. One tried this evil

16. Gain control circuit according to claim 45, for example by using a pulse difference

15, characterized in that the source of remedial link, by means of which one can periodic probe pulses a shorter to the base of the relatively constant amplitude pulse third transistor (47) connected third Wi-duration, which corresponds to the amount by which the the status (46) and a between the reference potential synchronization pulse exceeds a reference level, 50 This differentiation method has the disadvantage that switched fifth rectifier element (45) at a given response speed high holds, and that the pulse pulses the connection current peaks can occur through which the AVR point between the fifth rectifier element capacitor is heavily loaded. Furthermore, high and fed to the third resistor. AVR peak currents cause a ripple effect in the video

55 signal, also known as »slipping«, d. H. an instantaneous gain drop, by which the synchronization information during the

AVR pulse interval is distorted.

Another reason why a faster return

60 gel address is desired, is the elimination of the

so-called vertical depression. This then occurs

if the AVR loop gain changes during the

The invention relates to a gain control switch vertical blanking interval changes to a large extent, as it is in the preamble of claim 1, such large changes or fluctuations is wersetzt. ⁶ 5 due to the different pulse widths of the automatic gain control circuits (AVR vertical and compensating pulses. Type settings) are usually used in television receivers