DE2355423A1

DE2355423A1 - ARRANGEMENT FOR AUTOMATIC GAIN CONTROL

Info

Publication number: DE2355423A1
Application number: DE19732355423
Authority: DE
Inventors: Joseph Patrick Hesler; William Peil
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1972-11-07
Filing date: 1973-11-06
Publication date: 1974-05-30
Also published as: NL7315280A

Description

Anordnung zur automatischen Verstärkungsregelung Die Erfindung bezieht sich auf eine Anordnung zur automatischen Verstärkungsregelung mit einem Demodulator für modulierte Signale, die in-Abständen wiederkehrende, einen maximalen Trägerpegel darstellende Impulse enthalten, mit~ einer dem Demodulator vorgeschalteten Verstärkerstufe für die modulierten Signale, dessen- Verstärkung elektrisch steuerbar.ist, und mit einem Rückführnetzwerk zur automatischen Verstä#rkungsregelung der Verstärkerstufe.Arrangement for automatic gain control The invention relates on an arrangement for automatic gain control with a demodulator for modulated signals that are recurring at intervals, a maximum carrier level Contain representative pulses, with ~ an amplifier stage connected upstream of the demodulator for the modulated signals, whose gain is electrically controllable, and with a feedback network for automatic gain control of the amplifier stage.

tei einer derartigen Anordnung wird das modulierte Signal mit einer variablen mittleren Amplitude demoduliert, und dann das demodulierte Signal dazu benutzt, um eine Steuerspannung zu erzeugen, die zur Regelung der Verstärkung der dem Demodulator vorgeschalteten Verstärkerstufe dient,. und zlfar in einer solchen Weise, daß das demodulierte Ausgangssignal nahezu auf einer konstanten mittleren Amplitude gehalten wird.With such an arrangement, the modulated signal with a variable mean amplitude demodulated, and then the demodulated signal to it used to generate a control voltage that is used to regulate the gain of the the demodulator upstream amplifier stage is used. and zlfar in such Way that the demodulated output signal is almost at a constant mean Amplitude is maintained.

Ein besonders geeignetes Anwendungsgebiet für derartige Anordnungen zur automatischen Verstärkungsregelung sind Fernsehsignalempfänger, bei denen das von einem entfernten Ort ausgesandte empfangene Signal Impulse mit einem konstanten Modulationsindex enthält, die man heranziehen kann, um einen geeigneten Signalpegel festzulegen.A particularly suitable field of application for such arrangements for automatic gain control are television signal receivers in which the received signal sent from a remote location pulses with a constant Contains modulation index that can be used to get an appropriate signal level to be determined.

Anordnungen zur automatischen Verstärkungsregelung sind in-Empfängern zum Empfang von Signalen üblich, die in bezug# auf den Empfänger von einem entfernten Ort ausgesendet werden.Arrangements for automatic gain control are in-receivers for the reception of signals that are # # # with respect to the receiver from a remote Place.

Dies trifft sowohl für übliche Amplitudenmodulationsempfänger als auch Fernsehempfänger und andere Fernübertragungseinrichtungen zu, und zwar unabhängig davon, ob es sich um Heiniempfänger oder kommerzielle Anlagen handelt. Bei all diesen Anlagen oder Empfängern wird das empfangene Signal abgefühlt, um ein Naß für die empfang#ene Amplitude zu gewinnen. Eine dieser Amplitude proportionale elektrische Größe dient dann zur Regelung der auf das Signal einwirkenden Verstärkung. Bei der Fernsehübertragung enthält das fraglich Signal Synchronisierimpulse, die in einer festen Beziehung zum Signalpegel stehen und den maximalen Trägerpegel darstellen. Wenn man diese Impulse von dem Videoanteil des Signals trennt, kann man eine Steuergleichspannung erzeugen, deren Durchschnittswert der Impulsamplitude proportional ist. Diese Spannung kann man dann zur Regelung der Verstärkung des Kanalwählers und des Zwischenfrequenzverstärkers des Fernsehempfängers heranziehen, um im Videodemodulator das zu modulierende Signal auf einem konstanten Pegel zu halten.This applies both to conventional amplitude modulation receivers as television receivers and other long-distance transmission equipment, independently whether they are home receivers or commercial systems. With all of these Systems or receivers, the received signal is sensed in order to get wet for the received amplitude to gain. An electrical one proportional to this amplitude The variable is then used to regulate the amplification acting on the signal. In the Television transmission contains the signal in question synchronizing pulses, which in a have a fixed relationship to the signal level and represent the maximum carrier level. If you separate these pulses from the video part of the signal, you can use a DC control voltage whose average value is proportional to the pulse amplitude. This tension you can then regulate the gain of the channel selector and the intermediate frequency amplifier of the television receiver to use in the video demodulator the signal to be modulated to keep it at a constant level.

In den üblichen Fernsehempfängern wird die Trennung dieser Impulse von dem Videosignal dadurch vorgenommen, daß ein Taktimpuls verwendet wird, der während des horizontalen Rücklaufs in der Ablenkschaltung für die Kathodenstrahlröhre erzeugt wird. Dieser Taktimpuls wird dann zur Torsteuerung einer Verstärkerstufe während der Impulsperiode benutzt, um die Impulse von dem Videoanteil des Signals zu trennen.In the usual television receivers the separation of these impulses made of the video signal by using a clock pulse which during horizontal retrace in the deflection circuit for the cathode ray tube is produced. This clock pulse is then used to gate an amplifier stage used during the pulse period to capture the pulses from the video portion of the signal to separate.

Der torgesteuerte Verstärker erzeugt eine Folge von Ausgangsimpulsen, die einem Filter zugeführt werden, um eine geglättete Gleichspannung zu gewinnen, die als Verstärkungssteuerspannung verwendet wird. Diese automatische Verstärkungsregelschaltung erfordert einen beträchtlichen Verstärkungsfaktor; da das Impulstastverhältnis lediglich etwa 10% ausmacht.The gated amplifier generates a sequence of output pulses, which are fed to a filter in order to obtain a smoothed DC voltage, which is used as the gain control voltage. This automatic gain control circuit requires a significant gain; because the pulse duty factor is only accounts for about 10%.

Wenn keine äußere Torsteuerung vorgesehen ist, lädt die Verstärkereinrichtung das Glättungsfilter über eine Diode auf. Diese Aufladung bzw.- Wiederaufladung wird schnell genug durchgeführt, um beim ansteigenden Teil des Signalpegels die üblichen sichtbaren Flimmererscheinungen zu vermeiden. Der abfallende Teil des Signalpegels hängt jedoch von der natürlichen Zeitkonstanten des RC-Netzwerkes ab, um das Filter zu entladen. Da das Ladetastverhältnis kurz ist, tritt zwischen den Impulsen ein unerwünschter Abfall auf. Die natürliche Zeitkonstante des Filters wird daher möglichst groß gemacht, so daß die Anordnung auch einer starken Abnahme der Signalstärke folgen kann. Die Folge davon ist, daß die Gesamtamplitudenregelung des Signals weit unter dem Optimum liegt, wenn ein schnelles Ansprechen ersinscht wird. Anordnungen zur automatischen Amplitudenregelung ohne äußere Torsteuerung werden normalerweise in Fernsehempfängern nicht benutzt, da sie nicht in der Lage sind, allen Anforderungen gleichzeitig gerecht zu werden, die die Vermeidung eines Abfalls zwischen den Impulsen, das Isichtauftreten von durch Flugzeuge verursachten Schwankungen und Rauschimmunität verlangen. Es wurden auch bereits Anordnungen entwickelt, die eine schnelle Zunahme und schnelle Abnahme der Steuerspannung vorsehen. Diese Anordnungen dienen jedoch für Anwendungen, bei denen keine Gleichstrommodulation auftritt, also für herkömmliche A#pIitudenmodulationsempfänger. Die Zeitkonstanten einer derartigen Anordnung sind so gewählt, daß die Nodulationswirkungen auf Null ausgemittelt werden, bevor eine Veränderung der Verstärkung in Abhängigkeit- von dem durchschnittlichen Trägerpegel vorgenommen werden kann. Diese Anordnungen sind daher für NTSC-Fernsehslgnale nicht geeignet, die willkürliche Gleichstrommodulationskomponenten als Funktion des Bildinhalts enthalten.If no external gate control is provided, the amplifier device charges the smoothing filter via a diode. This charging or recharging is performed quickly enough to do the usual with the rising part of the signal level to avoid visible flickering. The falling part of the signal level however, depends on the natural time constant of the RC network to use the filter to unload. Since the charge duty cycle is short, it occurs between pulses unwanted waste. The natural time constant of the filter is therefore as possible Made large so that the arrangement will also follow a sharp decrease in signal strength can. The consequence of this is that the overall amplitude control of the signal is far below the optimum is when a quick response is sought. Arrangements for automatic amplitude control without external gate control are normally used in Television receivers are not used as they are unable to meet all requirements at the same time to meet the avoidance of a fall between the pulses, the visual occurrence of aircraft induced fluctuations and noise immunity demand. Arrangements have also been developed that allow rapid growth and provide for a rapid decrease in the control voltage. However, these arrangements serve for applications in which no DC modulation occurs, i.e. for conventional ones A # height modulation receiver. The time constants of such an arrangement are chosen so that the nodulation effects are averaged to zero before a Change in gain as a function of the average carrier level performed can be. These arrangements are therefore for NTSC television signals not suitable to function the arbitrary DC modulation components of the image content.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Anordnung zur automatischen Verstärkungsregelung zu schaffen, bei der die obenbeschriebenen Schwierigkeiten nicht auftreten.The invention is based on the object of an arrangement for automatic To provide gain control in which the difficulties described above do not occur.

Zur Lösung dieser Aufgabe ist die eingangs beschriebene Anordnung nach der Erfindung dadurch gekennzeichnet, daß das Rückführnetzwerk eine an den Ausgang des Demodulators angeschlossene Schwellwertschaltung zur Gewinnung von Eingangsstrominkrementen aufweist, die etwa dem den Schwellwert übersteigenden Spannungsüberschuß der Impulse proportional sind, daß ein auf die Strominkremente ansprechender nicht linearer Verstärker vorgesehen ist, der einen bidirektionalen Ausgangsstrom als Funktion des Eingangsstroms erzeugt, da der Ausgangsstrom eine einem Vorzeichen und einer entsprechenden Stromrichtung zugeordnete Anfangsneigung aufweist, der eine Neigung vom entgegengesetzten Vorzeichen folgt, die bis zur Stromrichtungsumkehr andauert, daß der nachfolgende Neigungsbereich für eine verstärkungsstabilisierende Wirkung sorgt, wenn die Rückführschleife geschlossen ist, daß der nicht lineare Verstärker bei Abwesenheit der Strominkremente einen vernachlässigbaren Ausgangsstrom aufweist, daß zur Lieferung einer geglätteten Verstärkungssteuerspannung ein Integrationsnetzwerk mit einem Speicherkondensator vorgesehen ist, der dem Ausgang des nichtlinearen Verstärkers nebengeschlossen ist, und daß zur Kopplung des Integrationsnetzwerks mit der Verstärkerstufe Mittel vorgesehen sind, um die Verstärkung der Verstärkerstufe um einen Ruhepunkt zu erhöhen oder herabzusetzen, wenn der nichtlineare Verstärker als Funktion der Signalstärke Strom dem Integrationsnetzwerk zuführt oder von dem Integrationsnetzwerk abführt.The arrangement described at the beginning is used to solve this problem according to the invention characterized in that the return network one to the Threshold value circuit connected to the output of the demodulator for obtaining input current increments which has approximately the voltage excess of the pulses exceeding the threshold value are proportional that a non-linear one responsive to the current increments Amplifier is provided which has a bidirectional output current as a function of the input current is generated because the output current has a sign and a corresponding current direction has associated initial inclination, the inclination follows from the opposite sign, which lasts until the current direction is reversed, that the following slope range for a reinforcement stabilizing effect ensures, when the feedback loop is closed, that the non-linear amplifier in the absence of the current increments has a negligible output current, that for supplying a smoothed gain control voltage an integration network is provided with a storage capacitor, which is the output of the non-linear Amplifier is shunted, and that for coupling the integration network with the amplifier stage means are provided to amplify the amplifier stage to increase or decrease a rest point when the non-linear amplifier supplies current to or from the integration network as a function of signal strength Integration network dissipates.

Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung wird an Hand von Zeichnungen beschrieben. Es zeigen: Fig. 1 ein Blockschaltbild einer für einen Fernsehempfänger gedachten Anordnung zur automatischen Verstärkungsregelung, Fig. 2 Schaltungseinzelheiten der in der Fig. 1 dargestellten Anordnung, #die zur Erzeugung der Verstärkungssteuerspannung dienen, y Fig. 3a ein Diagramm mit dem Lade- und Entladestrom eines Integrationsspeicherkondensators, von dem die Verstärkungssteuerspannung abgeleitet wird, Fig. 3b ein vereinfachtes Ersatzschaltbild der wesentlichen Bauelemente, die zur Bildung des Lade- und Entladestroms dienen, die die Verstärkungssteuerspannung erzeugen, und Fig. 4 eine vorzugsweise vorgesehene äußere Torschaltung für die in der Fig. 2 dargestellte Anordnung zur automatischen Verstärkungsregelung, die an die Punkte A und B angeschaltet werden kann.A preferred embodiment of the invention is based on Drawings described. 1 shows a block diagram of one for a television receiver imaginary arrangement for automatic gain control, FIG. 2 circuit details the arrangement shown in FIG. 1, # the one for generating the gain control voltage serve, y Fig. 3a a diagram with the charging and discharging current of an integration storage capacitor, from which the gain control voltage is derived, Fig. 3b a simplified one Equivalent circuit diagram of the essential components that form the charging and discharging currents which generate the gain control voltage, and FIG. 4 is one preferably provided outer gate circuit for the arrangement shown in FIG automatic gain control, which are switched on at points A and B. can.

Die in der Fig. 1 dargestellte Anordnung zur automatischen Verstärkungsregelung findet beispielsweise in einem Fernsehempfänger Anwendung. Die Anordnung enthält eine Abstimmeinrichtung oder einen Kanalwähler 11, einen Zwischenfrequenzverstärker 12, einen Synchrondetektor 13, einen#Empfängeroszillator 14, einen Verstärker 15 mit veränderbarem Schwellwert, eine bidirektionale Ladeschaltung 16, ein Integrationsnetzwerk 17-, einen Trennverstärker 18, einen einstellbaren Schwellwert 19 und ein weiteres Integrationsnetzwerk 20. Eine Antenne 22 koppelt die eingefangenen Fernsehsignale zu dem Kanalwähler 11, und eine an den Ausgang des Synchrondetektors 13 angeschlossene Videoausgangseinrichtung 21 führt die demodulierten Videosignale einem geeigneten Bildgerät zu.The arrangement shown in FIG. 1 for automatic gain control is used, for example, in a television receiver. The arrangement contains a tuning device or a channel selector 11, an intermediate frequency amplifier 12, a synchronous detector 13, a # receiver oscillator 14, an amplifier 15 with a variable threshold value, a bidirectional charging circuit 16, an integration network 17-, an isolation amplifier 18, an adjustable threshold value 19 and another Integration network 20. An antenna 22 couples the captured television signals to the channel selector 11, and one connected to the output of the synchronous detector 13 Video output device 21 performs the demodulated video signals a suitable imaging device.

Die genannten Fernsehempfängerteile sind in der folgenden Weise miteinander verbunden. Die von der Antenne empfangenen Fernsehsignale werden dem Kanalwähler 11 zugeführt, der die Kanalwahl vornimmt und das ausgewählte Signal in ein Zwischenfrequenzsignal umformt. Das Zwischenfrequenzsignal wird dem Zwischenfrequenzverstärker 12 zugeführt, der dieses Signal vor der Demodulation auf einen gewünschten Signalpegel verstärkt. Ausgangssig#nalpegelschwankungen werden durch eine auf den Zwischenfrequenzverstärker 12 einwirkende automatische Verstärkungsregelung vermindert. Die genaue Arbeitsweise davon wird noch beschrieben. Der Kanalwähler 11 weist ebenfalls eine Verbindung für eine automatische Verstärkungsregelung auf. Nach der Verstärkung im Zwischenfrequenzverstärker 12 wird das modulierte Signal zur Demodulation dem Synchrondetektor 13 zugeführt. Der Synchrondetektor 13 demoduliert das Fernsehsignal dadurch, daß es bei der Zwischenfrequenz mit Schwingungen eines Signals multipliziert wird, das von dem Empfängeroszillator 14 stammt. Der Synchrondetektor 13 liefert ein demoduliertes Ausgangssignal, das das Videosignal zusammen mit den Synchronisationssignalen und dem Audiohilfsträger enthält. Das demodulierte Videosignal enthält die Luminanzkomponente im Grundband und die Chrominanzkomponente bei der Farbhilfsträgerfrequenz. Die Synchronisationssignale enthalten den vertikalen und horizontalen Synchronisierimpuls und das Farbsynchronisiersignal.The aforesaid television receiver parts are interrelated in the following manner tied together. The television signals received by the antenna are sent to the channel selector 11 supplied, which makes the channel selection and the selected signal into an intermediate frequency signal reshaped. The intermediate frequency signal is fed to the intermediate frequency amplifier 12, which amplifies this signal to a desired signal level before demodulation. Output signal level fluctuations are caused by an on the intermediate frequency amplifier 12 effective automatic gain control reduced. The exact way of working of which will be described later. The channel selector 11 also has a connection for automatic gain control. After amplification in the intermediate frequency amplifier 12, the modulated signal is fed to the synchronous detector 13 for demodulation. The synchronous detector 13 demodulates the television signal in that it is at the intermediate frequency is multiplied by oscillations of a signal received from the local oscillator 14 dates. The synchronous detector 13 provides a demodulated output signal, the the video signal together with the synchronization signals and the audio subcarrier contains. The demodulated video signal contains the luminance component in the baseband and the chrominance component at the color subcarrier frequency. The synchronization signals contain the vertical and horizontal sync pulse and the color sync signal.

Der vertikale und horizontale Synchronisierimpuls haben eine hohe Amplitude und befinden sich in bezug auf die Videoanteile des Fernsehsignals im Ultraschwarzgebiet. Sie stellen einen festen maximalen Trägerpegel des Videosignals dar und sind daher als Maß für den Pegel des Videosignals im Fernsehempfänger geeignet. Die Syrichronisierimpulse können daher abgefühlt und in einer Anordnung zur automatischen Verstärkungsregelung verwendet werden, um das Ausgangssignal gegenüber Schwankungen in der Eingangssignalstärke zu stabilisieren.The vertical and horizontal sync pulse have a high Amplitude and are in relation to the video components of the television signal Ultra black area. They set a fixed maximum carrier level for the video signal and are therefore suitable as a measure of the level of the video signal in the television receiver. The Syrichronisierimpulse can therefore be sensed and in an arrangement for automatic Gain control can be used to protect the output signal against fluctuations to stabilize in the input signal strength.

Die Videoanteile des im Synchrondetektor 13 demodulierten Signals werden der Videoausgangseinrichtung 21 zugeführt.The video components of the demodulated in the synchronous detector 13 Signal are fed to the video output device 21.

Danach dienen diese Signale nach entsprechender Verarbietungzum Betrieb des Fernsehbildgeräts. Die nicht dargestellte Entnahme des Audiohilfsträgers findet am Demodulatorausgang statt.These signals are then used for operation after appropriate processing of the TV picture set. The removal of the auxiliary audio carrier, not shown, takes place at the demodulator output.

Von besonderem Interesse sind die Mittel, die zur automatischen Verstärkungsregelung des Signals im Kanalwähler 11 und im Zwischenfrequenzverstärker 12 dienen, um die Amplitude des demodulierten Signals zu stabilisieren. Die Anordnung zur automatischen Verstärkungsregelung, die diese Funktion durchführt, leitet ihr Eingangssignal vom Ausgangssignal des Synchrondetektors 13 ab.Of particular interest are the means used for automatic gain control of the signal in the channel selector 11 and in the intermediate frequency amplifier 12 are used to the Stabilize the amplitude of the demodulated signal. The arrangement for automatic Gain control, which performs this function, derives its input from the Output signal of the synchronous detector 13 from.

Das erste Schaltungsteil des automatischen Verstärkungsregelnetzwerkes ist der veränderbare Schwellwertverstärker 15. Er beeinflußt das Rückführsignal im Rückführnetzwerk, und die Schwellwerteinstellung steuert im Betrieb bei geschlossener Rückführschleife den Pegel des demodulierten Videoäusgangssignals. Das Rückführsignal enthält zwar einen Teil des Synchronisierimpulsinhalts jedoch nicht die variable Videomodulation vom demodulierten Signal. Die die Schwellwerteinstellung übersteigenden Synchronisierimpulse werden abgetastet und der bidirektional#n Ladeschaltung 16 zugeführt.The first circuit part of the automatic gain control network is the variable threshold amplifier 15. It influences the feedback signal in the feedback network, and the threshold setting controls during operation when the Feedback loop the level of the demodulated video output signal. The feedback signal contains part of the synchronization pulse content but not the variable Video modulation from the demodulated signal. Those exceeding the threshold setting Synchronization pulses are sampled and the bidirectional # n charging circuit 16 fed.

Die bidirektionale Ladeschaltung 16, die den nächsten Schaltungsblock in der Rückführschleife darstellt, hat eine bidirektionale Leitcharakteristik. Die Charakteristik weist einen ersten Leitbereich mit einer Spitze auf, der einen verstärkungszunehmenden Zustand darstellt und dem ein zweiter Leitbereich mit einem verlängerten verstärkungsabnehmenden Zustand folgt. Der normale Arbeitspunkt tritt am Schnitt punkt von diesem verstärkungszunehmenden und verstärkungsabnehmenden Bereich an der Rückwärtsneigung der Charakteristik auf. Die Rückwärtsneigung ist für abnormal große Signale auf einen maximalen Wert begrenzt.The bidirectional charging circuit 16, which is the next circuit block in the feedback loop has a bidirectional guiding characteristic. the Characteristic has a first guide area with a tip, the one that is to be increased in gain State represents and a second guide area with an extended gain decreasing State follows. The normal working point occurs at the point of intersection of this increasing gain and gain decreasing area at the backward slope of the characteristic. The backward tilt is limited to a maximum value for abnormally large signals.

Zur Vervollständigung der Rückführschleife wird der Ausgangsstrom der bidirektionalen Ladeschaltung dem als Filter dienenden Integrationsnetzwerk 17 zugeführt, das den ihm zugeführten Strom integriert und eine geglättete Verstärkungssteuergleichspannung erzeugt, die von einem verstärkungszunehmenden zu einem verstärkungsabnehmenden Wert übergehen kann. Diese Steuerspannung wir-d von dem Trennverstärker 18 dem Verstärkungssteuereingang des Zwischenfrequenzverstärkers 12 zugeführt. Weiterhin kann das Ausgangssignal des Integrationsnetzwerks 17 über den Trennverstärker 18 dem Verstärkungssteuereingang des Kanalwählers 11 zugeführt werden. Wenn die Verstärkungsabnahme im Zwischenfrequenzverstärker 12 programmiert wird, ist es im allgemeinen erwünscht, daß die Verstärkung vom Kanalwähler 11 weggenommen wird, nachdem ein bestimmter Verstärkungsbetrag vom Zwischenfrequenzverstärker weggenommen worden ist. Aus diesem Grund ist am Ausgang des Trennverstärkers 18 ein einstellbarer Schwellwert 19 vorgesehen, der zur verzögerten Zuführung der Verstärkungssteuerspannung zum Kanalwähler dient.To complete the feedback loop, the output current the bidirectional charging circuit to the integration network serving as a filter 17 which integrates the current supplied to it and a smoothed gain control DC voltage generated from a gain increasing to a gain decreasing Value can pass. This control voltage becomes the gain control input from the isolation amplifier 18 of the intermediate frequency amplifier 12 is supplied. Furthermore, the output signal of the integration network 17 via the isolation amplifier 18 to the gain control input of the channel selector 11 are supplied. When the gain decrease in the intermediate frequency amplifier 12 is programmed, it is generally desirable to have the gain from the channel selector 11 is removed after a certain amount of gain from the intermediate frequency amplifier has been taken away. For this reason there is 18 at the output of the isolation amplifier an adjustable threshold value 19 is provided for the delayed supply of the gain control voltage serves as a channel selector.

Zum Bewirken der Regelung arbeitet das automatische Verstärkungssteuernetzwerk normalerweise außerhalb der Spitze auf der Abwärtsneigung der Leitcharakteristik und versucht, die Sienalamplitude zu vermindern, wenn sie zu hoch ist, und die Signalamplitude zu erhöhen, wenn sie zu niedrig ist. Das automatische Verstärkungssteuernetzwerk versucht somit einen stabilen Ausgangssignalpegel zu halten. Das Demodulatorausgangssignal versucht, eine feste Beziehung zu dem Schwellwert des Verstärkers 15 einzunehmen, so daß der Schwellwert einen wirksamen Videoamplitudensteuerpunkt darstellt. Der Schwellwert ist normalerweise derart eingestellt, daß das Signal zur Demodulation auf einem optimalen Pegel gehalten wird.The automatic gain control network operates to effect regulation usually off-peak on the downward slope of the guide and tries to decrease the sienial amplitude, if it is too high, and the signal amplitude to increase if it is too low. The automatic gain control network tries to keep a stable output signal level. The demodulator output signal tries to establish a fixed relationship with the threshold value of amplifier 15, so that the threshold represents an effective video amplitude control point. Of the Threshold is normally set so that the signal for demodulation is kept at an optimal level.

Ein besseres Verständnis der Arbeitsweise der Anordnung zur automatischen Verstärkungsregelung soll an Hand der Beschreibung der Fig. 2 erreicht werden, die die Blöcke 13, 15, 16, 17 und 18 als Schaltbild darstellt.A better understanding of the operation of the arrangement for automatic Gain control is to be achieved on the basis of the description of FIG represents blocks 13, 15, 16, 17 and 18 as a circuit diagram.

Bei dem Synchrondetektor 13 handelt es sich um einen Vierquadrantenmultiplizierer mit vier differentiell miteinander verbundenen Transistoren Q10 011,'012 und Q13 von einem oberen Rang, mit zwei Transistoren 014 und Q15 von einem unteren Rand und mit Stromquellentransistoren 016, Q17 und 018.The synchronous detector 13 is a four-quadrant multiplier with four differentially interconnected transistors Q10 011, '012 and Q13 from an upper tier, with two transistors 014 and Q15 from a lower edge and with current source transistors 016, Q17 and 018.

Die Emitter der Transistoren Q10 und Q11 vom oberen Rang sind gepaart und werden vom Kollektor des Transistors Q14 vom unteren Rang angesteuert. Die Emitter der Transistoren Q12 und Q13 vom oberen Rang sind ebenfalls gepaart und werden vom Kollektor des Transistors Q15 vom unteren Rang angesteuert.The emitters of the upper tier transistors Q10 and Q11 are paired and are driven by the collector of transistor Q14 of the lower rank. The emitter of transistors Q12 and Q13 of the upper tier are also paired and are dated Collector of transistor Q15 driven from the lower rank.

Die Basen der Transistoren Q10 und Q13 vom oberen Rang sind gepaart und an den einen Anschluß des örtlichen Fmpfängeroszillators 14 angeschlossen. Die Basen der Transistoren Q11 und Q12 vom oberen Rang sind ebenfalls gepaart und an den anderen Anschluß des Empfängeroszillators 14 angeschlossen. Das Zwischenfrequenzsignal vom Zwischenfrequenzverstärker 12 wird den Basen der Transistoren Q14 und Q15 vom unteren Rang differentiell zugeführt. Das Ausgangssignal des Synchrondetektors, das-das Produkt aus dem Zwischenfrequenzsignal und dem Empfängeroszillatorsi'gnal darstellt, erscheint an den Kollektoren der Transistoren vom oberen Rang. Ein Ausgangssignal tritt an den Kollektoren der Transistoren Q11 und Q13 auf und wird zur Videoausgangseinrichtung 21 gekoppelt. Ein anderes Ausgangssignal tritt an den gepaarten Kollektoren der Transistoren Q10 und Q12 auf und wird für das automatische Verstärkungsregelnetzwerk verwendet. Die übrigen Transistoren 016, Q17 und Q18 arbeiten in Vorwärtsrichtung mit passenden Widerstandswerten, Um für die Transistoren vom oberen und unteren Rand die Emitterströme zu liefern. Die Kollektorvorspannungsschaltung wird dadurch vervollständigt, daß die Kollektoren der Transistoren Q11 und Q15-über einen Widerstand R11 an eine positive Gleichspannungsquelle und die Kollektoren der Transistoren Q10 und Q12 über einen Widerstand R12 an dieselbe Gleichspannungsquelle angeschlossen sind.The bases of the upper tier transistors Q10 and Q13 are paired and connected to one terminal of the local receiver oscillator 14. the Upper tier transistors Q11 and Q12 have bases also paired and on the other terminal of the receiver oscillator 14 is connected. The intermediate frequency signal from the intermediate frequency amplifier 12 is the bases of the transistors Q14 and Q15 from lower rank differentially fed. The output signal of the synchronous detector, the product of the intermediate frequency signal and the receiver oscillator signal represents, appears on the collectors of the transistors of the upper rank. An output signal occurs on the collectors of transistors Q11 and Q13 and becomes the video output device 21 coupled. Another output occurs at the paired collectors of the Transistors Q10 and Q12 on and is used for the automatic gain control network used. The remaining transistors 016, Q17 and Q18 operate in the forward direction with matching resistance values, order for the transistors from the top and bottom Edge to deliver the emitter currents. The collector bias circuit is thereby completes the collectors of transistors Q11 and Q15- through a resistor R11 to a positive DC voltage source and the collectors of the transistors Q10 and Q12 connected to the same DC voltage source through a resistor R12 are.

Eine Klemmdiode D2 ist zwischen die gepaarten Kollektoren der Transistoren 011, Q13 und Q10, Q12 geschaltet. Ihr Zweck besteht darin, die Einführung irgendeiner hohen Amplitude, die weißer als weißes Rauschen ist, in die Videoausgangseinrichtung als ein Ergebnis einer Phasenumkehr in dem Demodulatorausgangssignal zu verhindern. Wie es aus der Fig. 2 hervorgeht, ist die Diode D2 derart gepolt, daß ein Strom von den Kollektoren der Transistoren Q11 und Q13 zu den Kollektoren der Transistoren Q10 und Q12 fließen kann. Bei normalen Signalbedingungen ist die Diode umgekehrt vorgespannt, so daß sie für alle üblichen Modulationskomponenten einen hohen Widerstand darstellt. Bei abnormalen Bedingungen wirkt sie als Klemme, um die Umkehr der Demodulationsspannungen zu verhindern.A clamp diode D2 is between the paired collectors of the transistors 011, Q13 and Q10, Q12 switched. Your purpose is there in that Introducing some high amplitude whiter than white noise into the Video output device as a result of a phase reversal in the demodulator output signal to prevent. As can be seen from FIG. 2, the diode D2 is polarized in such a way that that a current flows from the collectors of the transistors Q11 and Q13 to the collectors of transistors Q10 and Q12 can flow. Under normal signal conditions this is Diode reverse biased so that it is suitable for all common modulation components represents a high resistance. In abnormal conditions, it acts as a clamp, to prevent the reversal of the demodulation voltages.

Der an den Ausgang des Synchrondetektors 13 angeschlossene variable Schwellwertverstärker 15 enthält einen Transistor Q4, Dioden D1 und D3, eine Spule Ll, einen Kondensator C2 und Widerstände R12 bis R16. Dieser Verstärker überträgt über eine modifizierte Umkehrschaltung die aus den Impulsspannungspegeln im Detektor 13 hervorgehenden Ströme zu der bidirektionalen Ladeschaltung 16. Der#Begriff "Umkehr" bedeutet hier eine Umkehrung der normalen Strombeziehung zwischen Quelle und Belastung. Der Strom fließt normalerweise von einem Schaltungsteil (in Richtung der Verbindung) in ein anderes Schaltungsteil (von der Verbindung weg). In der vorliegenden Schaltung fließen die Ströme in dem treibenden Schaltungsteil und in dem getriebenen Schaltungsteil beide in Richtung auf den Verbindungspunkt zwischen den Schaltungsteilen oder beide von diesem Verbindungspunkt weg. Da die Ströme zwischen der Quelle und der Belastung wechselseitig umgekehrt sind, handelt es sich um eine modifizierte Umkehrschaltung. Die betreffenden Strombeträge sind nicht identisch, sondern bei normalen Strompegeln näherungsweise proportional.The variable connected to the output of the synchronous detector 13 Threshold amplifier 15 includes a transistor Q4, diodes D1 and D3, a coil Ll, a capacitor C2 and resistors R12 to R16. This amplifier transmits via a modified inversion circuit that derives from the pulse voltage levels in the detector 13 resulting currents to the bidirectional charging circuit 16. The # term "reversal" here means a reversal of the normal current relationship between source and load. The current usually flows from one part of the circuit (in the direction of the connection) into another part of the circuit (away from the connection). In the present circuit the currents flow in the driving circuit part and in the driven circuit part both in the direction of the connection point between the circuit parts or both away from this connection point. Because the currents between the source and the load are mutually reversed, it is a modified reverse circuit. The relevant amounts of electricity are not identical, but at normal electricity levels approximately proportional.

Die demodulierten positiv gerichteten vertikalen und horizontalen Impulse erscheinen zusammen mit dem demodulierten Videosignal von geringerer positiver Polarität an den Kollektoren der-Transistoren Q10 und Q12 und werden der Basis des Transistors Q4 zugeführt. Der Emitter des Transistors Q4 ist über eine Anschlußstelle P1 (bei einer integrierten Schaltung) und über die Spule Li an den Abgriff des veränderbaren Widerstands R15 angeschlossen. Ein überbrückungskondensator C2 verbindet den Abgriff am Widerstand R15 mit Masse. Der Widerstand R15 ist normalerweise ein von Hand einstellbares Potentiometer und stellt kein integrierbares Schaltungsteil dar. Die eine Anschlußklemme des Widerstands RIS führt über den Widerstand R16 zur Masse, und die andere Anschlußklemme des Widerstands RIS ist über den veränderbaren Widerstand R14 an die positive Vorspannungsquelle angeschlossen. Der Abgriff am Potentiometerwiderstand R14 dient zur Einstellung der verzögerten automatischen Verstärkungsregelung und koppelt eine veränderbare Spannung zu der einstellbaren Schwelle 19. Die Spannungseinstellung am Abgriff des Potentiometerwiderstands R15 setzt den Transistor Q4 derart, daß er in Abwesenheit eines demodulierten Trägers gesperrt ist. Die obere Einstellung der Spannung am Abgriff des Potentiometerwiderstands R15 bestimmt, wie stark der Transistor Q4 in Sperrichtung vorgespannt ist, und vermindert den Stromfluß in dem Rückführnetzwerk für eine vorgegebene Impulsamplitude. Der Ausgangsstrom des Transistors Q4 fließt durch die Diode D1 und über eine Parallelschaltung aus dem Widerstand R13 und der Diode D3. Bei der Diode D1 handelt es sich normalerweise um einen als Diode geschalteten Transistor, dessen Eingangs strecke vorzugfeise den Eingangsstrecken von Transistoren Q1 und Q2 elektrisch ähnlich ist. Alle drei Eingangsstrecken sind von ähnlicher Geometrie und bei der vorliegenden integrierten Ausbildung "seitwärtst' angeordnet. Die Dioden D1 und D3 sowie der Widerstand R13 bilden die Hauptkollektorbelastung des Transistors Q4, die zum Antrieb der Transistoren Q1 und Q2 dient. Diese Transistoren vervollständigen den "Treiber" der Umkehrschaltung.The demodulated positive-going vertical and horizontal Pulses appear along with the demodulated video signal of less positive Polarity on the collectors der transistors Q10 and Q12 and are fed to the base of transistor Q4. The emitter of transistor Q4 is via a connection point P1 (in the case of an integrated circuit) and via the coil Li connected to the tap of the variable resistor R15. A bypass capacitor C2 connects the tap on resistor R15 to ground. The resistor R15 is normally a manually adjustable potentiometer and does not constitute an integrated circuit part The one terminal of the resistor RIS leads through the resistor R16 to Ground, and the other terminal of the resistor RIS is via the changeable Resistor R14 connected to the positive bias source. The tap on Potentiometer resistor R14 is used to set the delayed automatic Gain control and couples a variable voltage to the adjustable one Threshold 19. The voltage setting at the tap of the potentiometer resistor R15 sets transistor Q4 to operate in the absence of a demodulated carrier Is blocked. The upper setting of the voltage at the tap of the potentiometer resistor R15 determines how much reverse bias transistor Q4 is and decreases the current flow in the feedback network for a given pulse amplitude. Of the Output current of transistor Q4 flows through diode D1 and through a parallel circuit from resistor R13 and diode D3. The diode D1 is usually around a transistor connected as a diode, whose input path is preferred is electrically similar to the input paths of transistors Q1 and Q2. All three Input paths are of similar geometry and are integrated in the present one Training "sideways" arranged. The diodes D1 and D3 and the resistor R13 constitute the main collector load of transistor Q4 which is used to drive the transistors Q1 and Q2 are used. These transistors complete the "driver" of the inverter circuit.

Die mit der Emitterbelastung des Transistors Q4 in Reihe liegende Spule Ll bewirkt, daß die Verstärkung des Transistors Q4 frequenzabhängig ist. Sie gestattet eine maximale Verstärkung bei der horizontalen Impulsfolge, während sie die Neigung hat, die Verstärkung bei Frequenzen über 100 kHz zu verringern, um die Schaltung gegenüber dem Einfluß von höherfrequenten Anteilen des demodulierten Fernsehsignals, beispielsweise gegenüber dem Einfluß von Chronaund Ton weniger empfindlich zu machen. Der Kondensator C2 am Abgriff des Widerstands R15 stellt bei der Horizontalfrequenz einen niedrigen Uberbrükkungswiderstand zur Masse dar.The one in series with the emitter loading of transistor Q4 Coil Ll causes the gain of transistor Q4 frequency dependent is. It allows maximum gain on the horizontal pulse train while it has a tendency to decrease the gain at frequencies above 100 kHz, to protect the circuit against the influence of higher frequency components of the demodulated Television signal, for example less sensitive to the influence of Chrona and sound close. The capacitor C2 at the tap of the resistor R15 represents the horizontal frequency a low bridging resistance to ground.

Die differentielle Ladungsschaltung 16, die von dem Schwellwertverstärker 15 angesteuert wird, enthält drei Transistoren Q1, Q2 und 03. Die Schaltung 16 dient zur Erzeugung der bereits genannten bidirektionalen Leitcharakteristik als eine Funktion des von dem variablen Schwellwertverstärker 15 abgeleiteten Eingangsstroms. Bei den Transistoren Q1 und Q2 handelt es sich um PNP-Transistoren, deren miteinander verbundene Basen an die Kathode der Diode D1 angeschlossen sind. Die Emitter der Transistoren Q1 und Q2 sind über Widerstände R17 bzw. R19 von jeweils 2000 Ohm an die positive Spannungsquelle B+ angeschlossen. Diese Widerstände haben den halben Wert des Widerstands R13, der die Diode D1 mit der positiven Gleichspannungsquelle 3+ verbindet. Die Kollektorvorspannung der PNP-Transistoren Q1 und Q2 wird durch ihren Anschluß an nahe bei Masse liegende Potentiale bewirkt. Der Kollektor des Transistors Q1 ist über einen Belastungswiderstand R18 von 4000 Ohm an Masse angeschlossen. Der Kollektor des Transistors Q2 von dem das- Ausgangssignal für die Ladeschaltung 16 abgeleitet wird, ist mit einer Anschlußstelle P2 verbunden, an die ein Filterkondensator Cl des als Integrationsnetzwerk 17 ausgebildeten automatischen Verstärkungsregelfilters angeschlossen ist. Der Kollektor des Transistors Q2 wird daher auf einem geringen automatischen Verstärkungsregelpotential gehalten. Der Emitter der NPN-Transistors Q3 ist an Masse angeschlossen. Die Basis dieses Transistors ist mit dem Kollektor des Transistors Q7 verbunden und damit an den nicht geerdeten Anschluß des Belastungswiderstands R18 angeschlossen. Der Kollektor des Transistors Q3 ist über einen Widerstand 20 von 1000 Ohm mit der Anschlußstelle P2 verbunden, die den Punkt des geringen automatischen Verstärkungsregelpotentials darstellt.The differential charge circuit 16 generated by the threshold amplifier 15 is controlled, contains three transistors Q1, Q2 and 03. The circuit 16 is used to generate the already mentioned bidirectional guide characteristic as one Function of the input current derived from the variable threshold amplifier 15. The transistors Q1 and Q2 are PNP transistors, whose with each other connected bases are connected to the cathode of diode D1. The emitters of the Transistors Q1 and Q2 are connected through resistors R17 and R19 of 2000 ohms each the positive voltage source B + is connected. These resistances are half as high Value of resistor R13 that connects diode D1 to the positive DC voltage source 3+ connects. The collector bias of PNP transistors Q1 and Q2 becomes through causes their connection to potentials close to ground. The collector of the Transistor Q1 is connected to ground through a load resistor R18 of 4000 ohms. The collector of transistor Q2 from which the output for the charging circuit 16 is derived, is connected to a connection point P2 to which a filter capacitor Cl of the automatic gain control filter designed as an integration network 17 connected. The collector of the transistor Q2 therefore becomes low automatic gain control potential held. The emitter of the NPN transistor Q3 is connected to ground. The base of this transistor is with the collector of transistor Q7 and thus to the ungrounded terminal of the load resistor R18 connected. The collector of the transistor Q3 is about one Resistor 20 of 1000 ohms connected to the connection point P2, which is the point of represents low automatic gain control potential.

Durch die beschriebenen Schaltungsmaßnahmen werden in den getriebenen Transistoren Q1 und Q2 Kollektorströme hervorgerufen, die etwa dem Kollektorstrom des Treibertransistors Q4 proportional sind und in bezug auf die richtige Stromrichtung umgekehrt sind. Wie bereits erwähnt, simuliert die Diode D1 die Eingangsstrecken der Transistoren Q1 und Q2. Schließlich sind die mit allen drei Strecken-Bauelementen verbundenen Reihenwiderstände (R13, R17 und R19) größer gemacht. Dadurch wird die Drift vermindert, die versucht, die Stromproportionalität zwischen dem Treiber und der Belastung unabhängig von Streckenverändrungen zu halten. Da der Treibertransistor Q4 zu den Transistoren Q1 und Q2 komplementär ist und da die Verbindungsfolge verursacht, daß der Strom in allen drei Bauelementen gleichzeitig zunimmt, sind diese Ströme in bezug auf den eigentlichen richtigen Stromrichtungssinn umgekehrt, Durch die Begrenzungswirkung in der Treiberstufe und die Sättigung im Transistor Q3 wird die differentielle Ladeschaltung daran gehindert, in Gegenwart von großen Signalen übermäßig hohe Ausgangsströme zu erzeugen. Die Begrenzungswirkung wird in der Treiberstufe durch die Dioden D1 und D3 erreicht. Die Diode D3 ist dem Widerstand R13 parallelgeschaltet und liegt mit der Diode D1 in Reihe. Die beiden Dioden D1 und D3 sind derart gepolt, daß der Strom leicht in den Kollektor des Transistors Q4 eintreten kann und daß infolge ihrer Reihenschaltung der Betrag des Spannungsausschlags am Kollektor desTransistors Q4 begrenzt ist und die Eingangsspannung ,zu den Transistoren Q1 und Q3 um zwei Diodenspannungsabfälle unter der Spannung der Gleichspannungsquelle B+ liegt. Ein zwei Diodenspannungsabfälle übersteigendes Ausgangssignal tritt im allgemeinen nur in Gegenwart eines Rauschimpulses auf, der die Spannungsspitzen der Synchronisierimpulse beträchtlich über steigt und dieselbe Polarität hat. Bei Spannungen, die kleiner als der vereinigte DiodnensOpnannn,unsrabfall der Dioden D7 und D3 ist, ist der Betrag der Kollektorspannung des Transistors Q4 der Eingangsspannung proportional, die von den Demodulatorengeliefert wird. Die Dioden verhindern somit, daß die Verstärkertransistoren Q1, Q2 und Q3 in Gegenwart eines großen Störvorganges übersteuert werden, was ein Zusammenbrechen der Spannung an der automatischen Verstärkungsregelungsleitung zur Folge hätte und eine beträchtliche Verminderung der Intensität des Fernsehbildes verursachen würde.The circuit measures described are driven in the Transistors Q1 and Q2 produced collector currents that are roughly the same as the collector current of driver transistor Q4 are proportional and with respect to the correct current direction are reversed. As already mentioned, the diode D1 simulates the input paths of transistors Q1 and Q2. Finally, there are those with all three track components connected series resistors (R13, R17 and R19) made larger. This will make the Reduced drift that tries to keep the current proportional between the driver and to keep the load independent of changes in the route. As the driver transistor Q4 is complementary to transistors Q1 and Q2 and since the connection sequence causes that the current increases in all three components at the same time, these are currents with respect to the actual correct sense of current direction reversed, by the Limiting effect in the driver stage and the saturation in transistor Q3 becomes the differential charging circuit prevented in the presence of large signals excessively generate high output currents. The limiting effect is in the driver stage achieved by diodes D1 and D3. The diode D3 is connected in parallel to the resistor R13 and is in series with diode D1. The two diodes D1 and D3 are polarized in such a way that that the current can easily enter the collector of transistor Q4 and that as a result of their series connection, the amount of voltage swing at the collector of the transistor Q4 is limited and the input voltage to transistors Q1 and Q3 by two Diode voltage drops below the voltage of the DC voltage source B +. A Output signal exceeding two diode voltage drops generally only occurs in the presence of a noise pulse, which causes the voltage peaks of the synchronization pulses exceeds considerably and has the same polarity. With tensions that are smaller as the combined diode opening, our drop in diodes D7 and D3 is, the amount of the collector voltage of transistor Q4 is proportional to the input voltage, which is supplied by the demodulators. The diodes thus prevent the amplifier transistors Q1, Q2 and Q3 are overdriven in the presence of a major disturbance process, which is a Breakdown of the voltage on the automatic gain control line The result would be a considerable reduction in the intensity of the television picture would cause.

Die Sättigung des Transistors Q3 wird durch die Verbindung des Kollektors des Transistors Q3 über einen Widerstand R20 von 1000 Ohm zu der Anschlußstelle P2 des Integrationsnetzwerks erzeugt. Die Spannung im Integrationsnetzwerk ist klein (normalerweise nicht größer als 3,5 Volt und im allgemeinen weniger), und der -Kollektorwiderstand erzwingt die Sättigung des Transistors bei einem vorbestimmten Strompegel. Bei -der vorliegenden Anordnung tritt die Sättigung bei oderkurz vor der Begrenzung in den Dioden Di und D3 auf. Es wird jedoch gestattet, daß der Transistor Q3 einen wesentlich höheren Strompegel als die Transistoren Q1 oder Q2 erreicht. Die sowohl durch die Diodenbegrenzung und Sättigung hervorgerufene Wirkung erzeugt eine automatische Verstärkungsregelungscharakteristik, deren steile Ne#igung in den verstärkungsabnehmenden Bereichen bei hohen Eingangspegeln angehalten wird, wie sie beispielsweise bei Rauschstörgrößen oder Rauschstörimpulsen auftreten. Die geglättete Verstärkungssteuerspannung, die man durch Filtern des Ausgangsstroms der Transistoren Q2 und Q3 erhält, wird vom Integrationsnetzwerk 17 (an der Anschlußstelle P2)- der Basis des Trennverstärkers 18 zugeführt.The saturation of transistor Q3 is due to the connection of the collector of transistor Q3 through a 1000 ohm resistor R20 to the junction P2 of the integration network generated. The voltage in the integration network is small (usually no greater than 3.5 volts and generally less), and the collector resistance forces the transistor to saturate at a predetermined current level. In the In the present arrangement, saturation occurs at or just before the limit in the Diodes Di and D3 on. However, the transistor Q3 is allowed to have a substantial effect reaches a higher current level than transistors Q1 or Q2. Both through the Diode limiting and saturation induced effect produces an automatic Gain control characteristic, the steep slope of which decreases in the gain Areas is stopped at high input levels, such as those caused by noise or noise pulses occur. The smoothed gain control voltage that obtained by filtering the output current of transistors Q2 and Q3, the Integration network 17 (at junction P2) - the base of the isolation amplifier 18 supplied.

Der Trennverstärker 18 enthält einen als Emitterfolger geschalteten Transistor Q5, der eine zusätzliche Belastungstrennung für das Netzwerk 17 darstellt und liefert die Verstärkungssteuerspannung an das Zwischenfrequenzintegrationsnetzwerk 20.The isolation amplifier 18 contains a connected as an emitter follower Transistor Q5, which represents an additional load separation for the network 17 and supplies the gain control voltage to the intermediate frequency integration network 20th

Der Ausgangsstrom der Ladeschaltung ist in der Fig. 3a- als Funktion des Eingangsstroms dargestellt. Dazu zeigt die Fig. 3b ein vereinfachtes Ersatzschaltbild der vorgesehenen Schaltung. Wenn kein Signal vorhanden ist, liefert der Transistor Q4 einen kleinen vernachlässigbaren Strom zu den Transistoren Q1 und Q2. In diesem Zustand ist der Transistor Q3 gesperrt,da an dem mit seiner Basis verbundenen#Belastungswiderstand R18 keine hinreichend hohe Spannung abfällt, die die Eingangs strecke des Transistors Q3 in Vorwärtsrichtung vorspannen könnte. Der Transistor Q2 kann geringfügig leiten.The output current of the charging circuit is shown as a function in FIG. 3a of the input current is shown. 3b shows a simplified equivalent circuit diagram for this purpose the intended Circuit. If there is no signal, delivers transistor Q4 has a small negligible current to transistors Q1 and Q2. In this state, the transistor Q3 is blocked because it has its base connected # load resistor R18 does not drop a sufficiently high voltage that could forward bias the input path of transistor Q3. Of the Transistor Q2 can conduct slightly.

Der Leitwert ist jedoch zu gering, um eine bemerkenswerte Spannungsintegration am Kondensator C1 hervorzurufen. Bei der Bedingung Kein Signal liegt der Ruhezustand geringfügig über dem Null-Ladestrom am Kondensator CI, wie es aus der Fig. 3a hervorgeht. Wenn der Strom im Transistor Q4 zunimmt und es zu entsprechenden Stromzunahmen in den Transistoren Qi und Q2 kommt, beginnt der Transistor Q2, den Speicherkondensator CI zu laden, wie es in der Fig. 3a durch die voll ausgezogene anfangs gerade Linie IC1, 1C2 dargestellt ist. Wenn der Kollektorstrom im Transistor Q1 zunimmt, beginnt der#Spannungsabfall am Widerstand R18 bis zu einem Punkt anzusteigen, bei dem die Eingangsstrecke des Transistors Q3 in Vorwärtsrichtung vorgespannt wird und der Transistor Q3 zu leiten beginnt. Die vertikal eingezeichnete Linie "Q3-Schwellwert" stellt diesen Leitschwellwert dar. Die Ströme der beiden Transistoren Q1 und 02 nehmen weiter zu, bis sie den Schwellwert erreichen, der durch die in Reihe geschalteten Dioden D1 und D3 vorgegeben ist. Wenn der Transistor Q3 leitet, ruft er einen Entladestrom am Kondensator C1 hervor, der den zum Kondensator C1 fließenden gesamten Ladestrom vermindert. Die Wirkung allein ist durch eine mit 1C3 bezeichnete Linie dargestellt. Diese Kurve zeigt eine nicht lineare nach unten gerichtete Neigung, erreicht einen Sättigungszustand und verläuft dann bei höheren Signalpegeln flacher. Der Kollektorstrom des Transistors Q3 übersteigt sehr schnell den Kollektorstrom des Transistors 02. Die mit IC NET bezeichnete zusammengesetzte Leitcharakteristik steigt somit anfangs linear an und geht dann in einen nicht linearen Gipfelpunkt über, nachdem der Transistor Q3 zu leiten beginnt. Der Bereich positiver Steigung führt somit zu einem maximalen Vorwärtsladestrom (mit einem typischen Wert von etwa 400 /uA). Der Bereich negativer Steigung oder Neigung beginnt bei dem maximalen Ladestrom und führt über Null zu einem hohen Entladestrom (mit einem typischen Wert von etwa 3,0 mA). Der Entladestrom hat die Neigung, nahe bei diesem Grenzwert auszulaufen.However, the conductance is too low for a remarkable voltage integration on capacitor C1. The condition No signal is the idle state slightly above the zero charging current on the capacitor CI, as can be seen from FIG. 3a. When the current in transistor Q4 increases and there is corresponding current increases in When transistors Qi and Q2 come, transistor Q2, the storage capacitor, begins CI to load, as shown in Fig. 3a by the full straight line at the beginning IC1, 1C2 is shown. When the collector current in transistor Q1 increases, it starts the # voltage drop across resistor R18 to increase to a point at which the Input path of transistor Q3 is forward biased and the Transistor Q3 begins to conduct. The vertical line "Q3 threshold value" represents this master threshold value. The currents of the two transistors Q1 and 02 continue to increase until they reach the threshold established by those connected in series Diodes D1 and D3 is specified. When transistor Q3 conducts, it gets a discharge current at the capacitor C1, the total charging current flowing to the capacitor C1 reduced. The effect alone is shown by a line labeled 1C3. This curve shows a non-linear downward slope, reaches one Saturation state and then becomes flatter at higher signal levels. The collector current of transistor Q3 very quickly exceeds the collector current of transistor 02. The composite guiding characteristic designated with IC NET thus increases at the beginning linearly and then changes to a non-linear peak, after this transistor Q3 begins to conduct. The area of positive slope thus leads to a maximum forward charging current (with a typical value of around 400 / uA). The range of negative incline or slope begins at the maximum charging current and leads to a high discharge current above zero (with a typical value of about 3.0 mA). The discharge current has a tendency to run out close to this limit value.

Das Rückführnetzwerk erhöht somit anfangs die Speicherladung im Kondensator C1, erhöht die Verstärkungswirkung und führt zu einem höheren Verstärkungszustand für Niedrigstpegelsignale.The return network thus initially increases the storage charge in the capacitor C1, increases the reinforcement effect and leads to a higher reinforcement state for lowest level signals.

Wenn der Verstärkerausgangspegel zunimmt, wie es bei sehr niedrigen Signalpegeln der Fall ist, wird der Eingangsrückführstrom über den Maximalwert in den negativen Neigungsbereich getrieben.When the amplifier output level increases, as it does at very low levels Signal levels is the case, the input feedback current is above the maximum value in driven the negative slope range.

In diesem negativen Neigungsbereich geht die Charakteristik von einem verstärkungszunehmenden in einen verstärkungsabnehmenden Zustand über und versucht in Abhängigkeit von der Einstellung des Widerstands R15 einen stabilen Arbeitspunkt zu erzeugen.In this negative slope area, the characteristic goes from one gain increasing to gain decreasing state and tries a stable operating point depending on the setting of the resistor R15 to create.

Wenn somit die automatische Verstärkungsregelschleife geschlossen ist und sich in einem normalen Betriebssteuerzustand befindet, arbeitet die bidirektionale Ladeschaltung 16 mit einem im Mittel bei dem Wert Null liegenden Strom, und zwar mit im wesentlichen gleichen und gleichzeitig auftretenden Lade- und Entladeströmen für den Kondensator C1 von den Transistoren Q2 und Q3. Wenn das Eingangssignal# zu- oder abnimmt, sind die Ströme von den Transistoren Q2 und Q nicht mehr gleich, und der Gesamtstrom von der Schaltung 16 wird von dem Nullstrom-Arbeitspunkt weggeschoben. Die Schaltung lädt oder entlädt dann wirksam den Kondensator CI, und zwar in einer solchen Weise, wie es erforderlich ist, um die Verstärkung des Verstärkers 12 und des Kanalwählers 11 derart einzustellen, daß das Signal auf einem im wesentlichen konstanten Pegel gehalten wird.Thus when the automatic gain control loop is closed and is in a normal operating control state, the bidirectional operates Charging circuit 16 with a current lying on average at the value zero, namely with essentially the same and simultaneously occurring charge and discharge currents for capacitor C1 from transistors Q2 and Q3. When the input signal is # increases or decreases, the currents from the transistors Q2 and Q are no longer the same, and the total current from circuit 16 is shifted away from the zero current operating point. The circuit then effectively charges or discharges the capacitor CI, all in one such manner as it is necessary to adjust the gain of the amplifier 12 and of the channel selector 11 so that the signal on a substantially is kept constant level.

Die vorgenannten Ströme in und aus dem Kondensator C1 fließen nur während slchen Zeiten, bei denen die Impulse in dem Synchrondetektor 13 demoduliert werden. Während des Auftretens des Videoanteils des Signals tritt nur eine geringe Ladung oder Entladung des Kondensators C1 auf, da der Schwellwert eine Einführung des Rückführsignals in die Schleife verhindert. Während des Auftretens der Synchronisierimpulse stehen große Lade- und Entlade ströme von den transistoren Q2 und Q3 zur Verfügung. Die aktive bidirektionale Ansteuerung sieht somit-Mittel vor, um den Kondensator C1 sehr schnell zu laden und zu entladen, -da die Schaltung auf eine passive Entladung nicht angewiesen ist. Da weiterhin der Entladetransistor Q3 während des Auftretens des Videoanteils einen hohen Widerstand aufweist und somit während-dieser Zeitperiode gesperrt ist, ist die Stromsenke am Integrationsnetzwerk klein, und man kommt mit einem verhältnismäßig kleinen Wert für den Kondensator C1 aus, bevor ein Abfall zwischen den Horizontalimpulsen feststellbar ist.The aforementioned currents in and out of capacitor C1 only flow during those times when the pulses in the synchronous detector 13 are demodulated will. Little occurs during the occurrence of the video portion of the signal Charge or discharge of the capacitor C1 because the threshold is an introduction of the feedback signal into the loop. During the occurrence of the synchronization pulses Large charging and discharging currents are available from transistors Q2 and Q3. The active bidirectional control thus provides means for the capacitor C1 to charge and discharge very quickly, since the circuit is on a passive discharge is not dependent. Since the discharge transistor Q3 continues to occur during the occurrence of the video portion has a high resistance and thus during this time period is blocked, the current sink on the integration network is small and you can keep up with it a relatively small value for capacitor C1 off before a drop can be determined between the horizontal pulses.

Zusätzlich zu Rückführströmen zum Kondensator Ci treten verhältnismäßig feste Lade- un#d Entlade ströme auf. Die Fig. 3a zeigt den Ladestrom IR im Ladewiderstand (390 k#) und die Belästungsstromsenke IL. Der Belastungsstrom beruht hauptsächlich auf dem Basisstrom in die Eingangsstrecke des als Emitterfolger geschalteten Transistors Q5, der die automatischen Verstärkungsregelungsbelastungen durch den Zwischenfrequenzoerstärker und-den Kanalwähler abtrennt. Die getrennten Strompfade zu dem- Kondensator sind in der Fig. 3b zusammen mit Pfeilen, die die Stromrichtung in bezug auf den Kondensator Ci -angeben, dargestellt.In addition to return currents to capacitor Ci occur proportionally solid charging and discharging currents. 3a shows the charging current IR in the charging resistor (390 k #) and the nuisance current sink IL. The load current is mainly based on the base current in the input path of the transistor connected as an emitter follower Q5, which is the automatic gain control loads by the intermediate frequency amplifier and-disconnects the channel selector. The separate current paths to the capacitor are in Fig. 3b together with arrows showing the direction of current with respect to the capacitor Ci - indicated, shown.

Für eine richtige Betriebsweise s#-ollten verschiedene Strombeziehungen bestehen. Der Ladestrom IR muß die Stromentnahme oder StromseAke IL in ~der" getrennten Belastung Ubersteigen.Different current relationships should be used for correct operation exist. The charging current IR must match the current consumption or StromseAke IL in the "separate Exceeding load.

Dadurch wird eine Anti-Einrast-Maßnahme vorgesehen, um sicherzustellen, daß die automatische Verstärkungsstuerspannung auf einen der maximalen Empfängerverstärkung entsprechenden Wert ansteigt, wenn die empfangene Signalstärke nicht ausreicht, um ein Demodulatorausgangssignal von hinr-eichender Amplitude zu bewirken, -so daß der Leitschwellwert des Transistors Q4 überschritten werden kann. Weiterhin muß die Stromverstärkung des Verstärkertransistors Q3 die Stromverstärkung des Verstärkertransistors 02 übertreffen. Bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel wird dies dadurch erreicht, daß der Emitter des Transistors Q3 an Erde oder Masse gelegt wird, während ein großer gegenkoppelnder, verstärkungsvermindernder Widerstand R19 an den Emitter des Transistors Q2 angeschlossenist. Der Emitterwiderstand R19 versucht, den Veb-Wärmedrifteffekt des Transistors Q2 zu vermindern und gleichzeitig durch Gegenkopplung seine Eingangscharakteristik zu linearisieren, wie es in der Fig. 3a dargestellt ist. Umgekehrt ist der Ein satz der Stromleitung des Transistors Q3 verhältnismäßig nichtlinear, da dieser Transistor keinen entsprechenden Emitterwiderstand -aufweist. Die anfängliche Nichtlinearität des Transistors Q3 ist nicht wesentlich und auch nicht besonders störend, da der normale Arbeitspunkt des Transistors Q3 hinter dem Knie der Leitkurve liegt und somit im Linearitätsbereich.This provides an anti-latching measure to ensure that the automatic gain control voltage is set to one of the maximum receiver gain appropriate Value increases when the received signal strength is not sufficient to produce a demodulator output signal of sufficient amplitude cause, -so that the conduction threshold of the transistor Q4 can be exceeded. Furthermore, the current gain of the amplifier transistor Q3 must be the current gain of the amplifier transistor 02 exceed. In the described embodiment this is accomplished by having the emitter of transistor Q3 connected to ground or ground is placed while a large negative, gain-reducing resistance R19 is connected to the emitter of transistor Q2. The emitter resistor R19 tries to reduce the Veb heat drift effect of transistor Q2 and at the same time to linearize its input characteristic by negative feedback, as in the Fig. 3a is shown. The opposite is the case for the power line of the transistor Q3 relatively non-linear as this transistor does not have a corresponding emitter resistance -having. The initial non-linearity of transistor Q3 is not critical and also not particularly disturbing, since the normal operating point of transistor Q3 lies behind the knee of the guide curve and is therefore in the linearity range.

Der mit dem Emitter des Transistors Q1 in Reihe geschaltete große Widerstand R17 und der mit der Diode D1 in Reihe geschaltete Widerstand R13 sowie der Widerstand R19 stabilisie-' ren die Ströme in ihre zugeordneten Halbleiterbauelementen gegenüber Veb-Wärmedrift und gegenüber zufälligen Fehlern der Schaltungsparameter. Die genauen Strombeziehungen sind aber nicht kritisch. Die Diodensättigungs- und Ko#llekto,rsättigungspunkte sollten etwa bei derselben Stelle auftreten, wobei die Kollektorsättigung vorzugsweise zuerst auftritt.The large one connected in series with the emitter of transistor Q1 Resistor R17 and resistor R13 connected in series with diode D1 as well the resistor R19 stabilize the currents in their associated semiconductor components against Veb thermal drift and against random errors in the circuit parameters. However, the exact current relationships are not critical. The diode saturation and Colecto, saturation points should occur at roughly the same point, with the Collector saturation preferably occurs first.

Der Widerstand im Emitterzweig des Transistors Q4 trägt ebenfalls zur Vermi##nderung der Veb-Wärmedrift bei und führt gleichzeitig einen endlichen Innenwiderstandsbetrag ein, um die Ausdehnung des dynamischen Bereiches der automatischen Verstärkungsregelkorrektur zu unterstützen. Die- an dem Abgriff abgenommene Spannung wird vorzugsweise derart eingestellt, daß etwa ein Drittel des Horizontalimpulses abgeschnitten und als Fehlersignal in den Rückführzweig eingeführt wird.The resistor in the emitter branch of transistor Q4 also bears to reduce the Veb heat drift and at the same time leads to a finite Internal resistance amount to expand the dynamic range of the automatic To support gain control correction. The one removed from the tap tension is preferably set so that about a third of the horizontal pulse is cut off and introduced as an error signal into the feedback branch.

Das Potentiometer R15, das den Schwellwert für den variablen Schwellwertverstärker 15 einstellt und das die Signalhelligkeit beeinträchtigt, ist normalerweise derart-eingestellt, daß ein-optimaler-Demodulatorvorgang stattfindet, und wird nicht zur Helligkeitssteuerung benutzt.The potentiometer R15, which sets the threshold for the variable threshold amplifier 15, which affects the signal brightness, is normally set in such a way that that an optimal demodulator process takes place and does not become a brightness control used.

Die als Ausführungsbeispiel beschriebene Anordnung zur automatischen Verstärkungsregelung dient zur Verwendung in herkömmlichen Fernsehempfängern. Sie ist in der Lage, einen großen Empfangsstärkebereich zu überstreichen und auch schnellen großen Signalstörungen genau zu folgen, beispielsweise den durch Flugzeuge hervorgerufenen Flattererscheinungen. Im praktischen~Fall können Signaischwankungen von 30 dB bei 20 Hz ohne síchtliche Änderung ~des Videoausgangspegels ausgeglichen werden.The arrangement described as an embodiment for the automatic Gain control is used in conventional television receivers. she is able to cover a large reception strength range and is also fast to closely follow large signal disturbances, for example those caused by aircraft Flutter phenomena. In the practical case, signal fluctuations of 30 dB can occur 20 Hz without any noticeable change in the video output level.

Die Anordnung, die man als sich selbst tastend betrachten kann, ist gegenüber -üblichen Störungsquellen ohne äußere Torschaltung hinreichend immun. Während eine einfache zur Diskriminätion dienende Schwellwertbetriebsart zulassen kann:, daß außer den Horizontalsynchronisierimpulsen auch andere Teile des Signals in die Rückführschleife gelangen können, wird dies durch die in den Emitterzweig- des---Transistors Q14 geschaltete Spule L1 verhindert-. Das Färbsynchronisiersignal und das Tonsignal, das auf einen Träger von 4,5 MHz moduliert ist, werden daher beide entfernt und nehmen keinen Einfluß. auf die automatische Verstärkungsregelcharakteristik. Rauschimpulse, die die Synchroni-sierspitzen übersteigen und die .nachteilig ~das automatische Ver-stärkungssteuerpotential herabdrUcken können, haben nur eine schwache Wirkung. Dies ist in erster Linie auf die Begrenzungen des maximalen- Spannungsaussc'hlags durch die Dioden D1 und D3 im Lastkreis des Transistors Q4 und durch die Sättigung des Transistors Q3 zurückzuführen. Die Vertikalimpulse, die eine größere Ruhezeit haben und die Neigung besitzen, kurze übergangsstöße auf der automatischen Verstärkungsregelleitung in den oberen Bildzeilen zu erzeugen, sind von geringerer Wirkung, da sich die Schaltung sehr schnell erholen kann.The arrangement that one may consider groping oneself is Sufficiently immune to common sources of interference without an external gate circuit. While allow a simple threshold mode serving for discrimination can: that besides the horizontal synchronization pulses also other parts of the signal can get into the feedback loop, this is done by the emitter branch of the --- transistor Q14 switched coil L1 prevents-. The dye synchronization signal and the audio signal modulated on a carrier of 4.5 MHz are therefore both removed and have no influence. on the automatic gain control characteristic. Noise pulses which exceed the synchronization peaks and which are disadvantageous automatic gain control potential can only have a weak one Effect. This is primarily due to the limitations of the maximum voltage excursion through diodes D1 and D3 in the load circuit of transistor Q4 and through saturation of transistor Q3. The vertical impulses, the one bigger Have rest time and have a tendency to have short transitional bursts on the automatic Gain control lines to generate in the upper picture lines are of inferiority Effect because the circuit can recover very quickly.

Die Anordnung arbeitet daher in den meisten Fällen ohne äußere Torschaltung zufriedenstellend, und die angegebenen Maßnahmen gestatten die Durchführung einer automatischen Verstärkungsregelung, die im Hinblick auf die für die Bildqualität verantwortlichen Signale gegenüber Störungen hinreichend immun ist.The arrangement therefore works in most cases without an external gate circuit satisfactory and the measures indicated allow an automatic gain control in terms of image quality responsible signals is sufficiently immune to interference.

Der Bereich einer nutzbaren Verbesserung der Rauschimmunität durch Verwendung einer äußeren Torschaltung ist sehr klein.The area of usable improvement in noise immunity through Using an outside gate circuit is very small.

Allerdings kann man die Anordnung bedenkenlos mit üblichen Mitteln von außen torsteuern, beispielsweise mit der in der Fig. 4 dargestellten Schaltung. Nach der Fig. 4 wird ein Transistortor in den Emitterzweig des Transistors Q4 eingeschaltet und während der horizontalen Impulsintervalle durchgeschaltet.However, one can safely arrange the arrangement with the usual means gate control from the outside, for example with the circuit shown in FIG. According to FIG. 4, a transistor gate is switched on in the emitter branch of transistor Q4 and switched through during the horizontal pulse intervals.

Die beschriebene Anordnung zur automatischen Verstärkungsregelung hält den Spitzenträgerpegel konstant, und zwar weitgehend unabhängig von dem tatsächlichen durchschnittlichen Trägerpegel.The described arrangement for automatic gain control keeps the peak carrier level constant, largely independent of the actual level average carrier level.

Mit der Anordnung ist es möglich, keine- Modulation des Trägers zu haben und die Spitzenträgerleistung und die durchschnittliche Trägerleistung auf demselben Wert zu halten. Die beschriebene Anordnung zur automatischen Verstärkungsregelung arbeitet tatsächlich mit dem maximalen Gleichspannungspegel des Detektors bei einem Arbeitsbereich von einigen wenigen Prozent bis 100% (voller Träger, keine Modulation). Dies steht im Gegensatz zu den herkömmlichen torgesteuerten Anordnungen zur automatischen Verstärkungsregelung, bei denen eine Pulsmodulation erforderlich ist. Dieser Vorteil ist für die überprüfung und Störungssuche äußerst wichtig, da man einfache nicht modulierte Signalgeneratoren verwenden kann, um dieselbe automatische Verstärkungsregelcharakteristik zu erzeugen, so daß die Verwendung von aufwendigeren Signalgeneratoranlagen zur Lieferung einer NTSC-Videomodulation entfällt.With the arrangement it is possible to avoid modulation of the carrier and the top vehicle performance and the average vehicle performance keep the same value. The described arrangement for automatic gain control actually works with the maximum DC voltage level of the detector at one Working range from a few percent to 100% (full carrier, no modulation). This is in contrast to the conventional gated arrangements for automatic Gain control where pulse modulation is required. This advantage is extremely important for checking and troubleshooting, as one cannot do simple modulated signal generators can use the same automatic gain control characteristic to generate, so that the use of more complex signal generator systems for NTSC video modulation is not supplied.

Die beschriebene Anordnung weist zwei Schwellwerte auf, die in Reihe geschaltet sind und zwischen denen eine Verstärkung stattfindet. Eine solche Anordnung steht im Gegensatz zu einer Anordnung mit parallelgeschalteten Schwellwerten. Die vorliegende Schwellwertanordnung gestattet es, daß die beiden Spannungsschwellwerte in nahe Koinzidenz gebracht werden können.The arrangement described has two threshold values that are in series are connected and between which an amplification takes place. Such an arrangement is in contrast to an arrangement with threshold values connected in parallel. the The present threshold value arrangement allows the two voltage threshold values can be brought into close coincidence.

Wenn man parallelgeschaltete, umgekehrt gepolte Dioden verwendet, ist-normalerweise eine-Differenz in der Einstellung von etwa zwei Diodenspannungsabfällen erforderlich, d.h. eine Differenz von etwa 1,4 V. Die beschriebene Reihenanordnung ermöglicht es, daß die Differenz nur einige wenige Millivolt beträgt, und zwar in Abhängigkeit von der Verstärkung zwischen dem ersten und zweiten Schwellwertschaltungsteil. Obwohl man parallele Bauelemente vorspannen kann, um eine nähere Koinzidenz der Schwellwerte zu erreichen, tritt das weitere Problem auf, daß die parallelen Schaltungen der doppelten Wärmedrift von zwei normalerweise entgegengesetzten Driftquellen unterliegen. Im vorliegenden Fall ist der zweite Schwellwert dem ersten Schwellwert überlagert. Die serielle Anordnung schließt eine gegenseitige Umkehr der Schwellwerte bei dicht aufeinanderliegenden Einstellungen aus und verhindert in hohem Maß die wechselsei##tige Drift. Darüberhinaus sind größere Bauelementtoleranzen zulässig Die Schaltung ist derart ausgelegt, daß sie als integrierte Schaltung hergestellt werden kann, Außer einer vollständig integrierten oder teilweise integrierten Schaltung kann man aber auch einzelne diskrete Bauelemente verwenden. - Bei der vollständigen Integration als Teil eines größeren Plättchens kommt man auf eine Stiftschrittzahl von zwei und benötigt eine Anschluß stelle für den Filterkondensator und eine Anschlußstelle für die Schwellwerteinstellung.If you use diodes connected in parallel with reverse polarity, is-usually-a-difference in the setting of about two diode voltage drops required, i.e. a difference of about 1.4 V. The series arrangement described allows the difference to be only a few millivolts in Dependence on the gain between the first and second threshold value circuit part. Although parallel components can be biased to get closer coincidence of the To reach threshold values, the further problem arises that the parallel circuits are subject to the double thermal drift of two normally opposite sources of drift. In the present case, the second threshold value is superimposed on the first threshold value. The serial arrangement closes a reciprocal inversion of the threshold values at close superimposed settings and prevents to a large extent the reciprocal Drift. In addition, larger component tolerances are permitted. The circuit is designed so that it can be manufactured as an integrated circuit, Except a fully integrated or partially integrated circuit can, however also use individual discrete components. - With full integration as part of a larger plate you get a pen step number of two and requires a connection point for the filter capacitor and a connection point for the threshold setting.

Der Scha'ltungsaufbau und die verwendeten Schaltungselemente sind zur Schaffung einer integrierten Schaltung gut geeignete Bei der Entwicklung der Schaltung wurde berücksichtigt, daß bei vielen der benutzten Bauelemente große Herstellungstoleranzen auftreten können. Die angegebenen Bauelementwerte sollen lediglich als Beispiel dienen und können modifiziert werden.The circuit structure and the circuit elements used are to create an integrated circuit well suited in the development of the Circuit has been taken into account that large manufacturing tolerances in many of the components used appear can. The specified component values are only intended to serve as an example and can be modified.

Darüberhinaus kann man den Schaltungsaufbau für andere Arten von automatischer Verstärkungsregelung modifizieren. So kann man beispielsweise die Neigung des stabilen Steuerbereiches (vgl, Fig. 3a) umkehren, um die Verstärkung bei positiver Spannung an der automatischen Verstärkungsregelleitung zu vermindern und die Verstärkung bei negativer Spannung zu erhöhen. Zu diesem Zweck kann man die Verbindungen an den Transistoren Q1, Q2 und Q3 und dies diode zwischen Masse und der Gleichspannungsquelle B+ umkehren, und die Transistoren durch komplementäre Transistoren ersetzen und die Diodenstrecken umkehren.In addition, the circuit construction for other types of automatic Modify gain control. So you can, for example, the slope of the stable Reverse the control range (cf. Fig. 3a) to the gain in the case of positive voltage on the automatic gain control line and reduce the gain to increase with negative voltage. For this purpose one can use the connections the transistors Q1, Q2 and Q3 and this diode between ground and the DC voltage source Reverse B +, and replace the transistors with complementary transistors and reverse the diode paths.

Claims

Arrangement for automatic gain control with a demodulator for modulated signals that recur at intervals, a maximum carrier level Contain representative pulses, with an amplifier stage connected upstream of the demodulator for the modulated signals, the gain of which is electrically controllable, and with a feedback network for automatic gain control of the amplifier stage, characterized in that the feedback network is connected to the output of the demodulator (13) connected threshold value circuit (15) for obtaining input current increments which has approximately the voltage excess of the pulses exceeding the threshold value are proportional that a non-linear responsive to the current increments Amplifier (16) is provided which has a bidirectional output current as a function of the input current produces that the output current has a sign and a corresponding current direction has associated initial inclination, the inclination follows from the opposite sign, which lasts until the current direction is reversed, that the following slope range for a reinforcement stabilizing effect ensures, when the feedback loop is closed, that the non-linear amplifier (16) a negligible output current in the absence of the current increments has that for. Delivery of a smoothed gain control voltage Integration network (17) is provided with a storage capacitor (C1) which the output of the non-linear amplifier is shunted, and that for coupling of the integration network (17) with the amplifier stage (12) means (18) are provided are to increase the gain of the amplifier stage by a rest point or if the non-linear amplifier current as a function of the signal strength the integration network (17) supplies or discharges from the integration network.

2. Arrangement according to claim 1, characterized in that the non-linear Amplifier (16) the Integratio.nsnetzwerk (17) as a function of the input current increments supplies an output current which, in the presence of input signals, is excess Voltage has a limited maximum value to avoid the effects of noise signals and other external electrical interference voltages.

3. Arrangement according to claim 1 or 2, characterized in that the non-linear amplifiers (16) have a limited maximum output current of the reverse Has current direction and that the subsequent slope range is greatly reduced Has a tendency when this current maximum is approached.

4. Arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that that the non-linear amplifier (16) has two transistor amplifiers (Q2, Q3), whose collector currents the integration network (17) with opposite sense of direction flow in and after their gumming the integration network (17) as a function of the. input current charge, discharge or without changing the total current flow in keep a balanced state.

5. Arrangement according to claim 4, characterized in that the first Transistor amplifier (Q2) the integration network (17) supplies a current that increases with the input signal in cements that the second transistor amplifier (Q3) the integration network - supplies an oppositely directed current, which with the input signal increments that the oppositely directed current increases begins to flow as soon as the input current increments a predetermined second Threshold exceed that the gain of the second Transistor amplifier (Q3) exceeds the gain of the first transistor amplifier (Q2) by the dem Integration network (17) supplied current as a function of the input current of to reverse a charge to a discharge current.

6. Arrangement according to claim 5, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t that the first transistor amplifier has a first transistor (Q2) with a first conductivity type that the second transistor amplifier has a second transistor (Q3) has the complementary conductivity type that the emitters of the two transistors are connected to dissimilar DC potentials and that the collectors of the two transistors connected together and used to deliver the bidirectional Output current are connected to the integration network (17).

7. Arrangement according to one of the preceding claims, d a d u r c h it is indicated that the parameters of the feedback network can be set in such a way are that the first threshold value in a normal signal state is essentially is within the intermittently repeating pulses in order for the arrangement to automatic gain control an essentially linear dynamic range to achieve, which is both in a gain increasing as well as in a Gain decreasing direction extends.

8. Arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that that the feedback network is frequency-selective for use in a Ferrisehsignalempfänger and those of the recurring at intervals to form the control voltage Pulses preferred9 that occur with the horizontal synchronization frequency, but at the same time a discrimination against such components of the television signal undertakes that are above this frequency range, including the chrominance and audio subcarrier components of the signal.

9. Arrangement according to one of claims 6 to 8, characterized in that that the second transistor amplifier (Q3) is reverse biased that the Turning on the second threshold from a third transistor (Q1) from the first Conduction type is made, its base together with the base of the first transistor (Q2) is connected to the output of the first threshold value circuit, and that the Collector of the third transistor (oi) for causing the switch-on to the base of the second transistor (Q3) is connected.

10. Arrangement according to one of claims 7 to 9, characterized in that that the non-linear amplifier (16) has a limited negative output current in Dependence on the input current increments and that the limitation of the Output current at least in part through the use of a collector load resistor (R20) is obtained between the collector of the second transistor (Q3) and the integration network (17) is connected and designed such that a collector saturation occurs, which is the slope of the output current as it approaches the maximum value reduced, so that the arrangement against noise signals or other external electrical Is immune to interference voltages.

11. The arrangement according to claim 10, characterized in that the first Threshold circuit a fourth transistor (Q4) of the complementary conductivity type contains, whose base to the output of the demodulator, whose emitter to an adjustable Voltage and its collector to the input paths of the first and third transistor (Q2, Q1) is connected.

12. The arrangement according to claim 11, characterized in that the return network a limited maximum reverse output current as a function of the input current increments has and that the limitation of the output current at least partially by the Using a diode clamping circuit (D1, D3) connected to the output the collector of the fourth transistor (Q4) for conducting power in the forward direction is connected, so that when the diode voltage drop is exceeded in the forward direction a clamping effect at the input of the first and third transistor amplifiers (Q2, Q1) occurs in order to define maximum limit values for the input current increments.

13. The arrangement as claimed in claim 12, characterized in that it is e k e n n z e i c h n e t that for the fourth transistor (Q4) an additional collector load resistor (R13) is provided that this collector load resistor (R13) one in the forward direction biased first diode (D3) is connected in parallel that in series with this parallel connection a forward biased second diode (D1) is that, the first and the second diode take over the clamping function and that the second diode with normal Signal levels an approximately proportional current rotation between the fourth transistor (Q4) as the source and the first and third transistors (Q2, Q1) as the load.

14. Arrangement according to claim 12 or 13, d a d u r c h g e k e n n «z e i c h n e t that three 'resistors are provided, each in series with the Diode clamping circuit and with the emitter branches of the second and third transistor are connected to provide heat stabilization for them.

15. Arrangement according to one of claims 11 to 14, characterized in that that for use in a television signal receiver in the emitter branch of the fourth transistor (Q4) a coil (L1) is provided, the frequency-selective operation of the Threshold switching causes and the formation of the input current increments of favors such at intervals recurring impulses, which in the horizontal, Synchronization frequency occur, but in the formation of the input current increments discriminates against components of the television signal that exceed this frequency range, including the chrominance and audio subcarrier components this signal.

Blank page