DE2250575A1 - CIRCUIT FOR LOW-LOSS CONSTANT RULES OF A DC VOLTAGE - Google Patents
CIRCUIT FOR LOW-LOSS CONSTANT RULES OF A DC VOLTAGEInfo
- Publication number
- DE2250575A1 DE2250575A1 DE19722250575 DE2250575A DE2250575A1 DE 2250575 A1 DE2250575 A1 DE 2250575A1 DE 19722250575 DE19722250575 DE 19722250575 DE 2250575 A DE2250575 A DE 2250575A DE 2250575 A1 DE2250575 A1 DE 2250575A1
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- voltage
- load
- switching regulator
- current
- switching
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/1563—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators without using an external clock
Description
"Schaltung zum verlustarmen Eonstantregeln einer Gleichspannung11 Die Erfindung betrifft eine Schaltung zum verlustarmen Konstantregeln einer Gleichspannung an einer Last, mit einem ersten Zweipunkt-Schaltregler, einer Drossel mit Freilaufdiode und einem ohmschen Widerstand in Reihenschaltung mit der Last und mit einem den Schaltregler schaltenden Trigger, welcher durch einen Regelverstärker in Abhängigkeit von einem Soll-Istwertvergleich für den Gleichstrom mit Istwerterfassung am ohmschen Widerstand steuerbar ist. "Circuit for low-loss constant control of a direct voltage11 The invention relates to a circuit for low-loss constant control of a direct voltage on a load, with a first two-point switching regulator, a choke with a freewheeling diode and an ohmic resistor in series with the load and with one of the Switching regulator switching trigger, which is dependent on a control amplifier of a set-actual value comparison for the direct current with actual value acquisition on the ohmic Resistance is controllable.
Es ist eine derartige Schaltung ohne Drossel und Freilaufdiode mit einem einzigen Schaltregler in Reihenschaltung mit einer Last bekannt (RCA-Silicon Power Circuits Manual,Eechnical/Series SP-50, RCA 1967, S.189), bei der der Schaltregler nach Fig. 207 zum Konstantregeln der Gleichspannung verwendet ist und bei der parallel zu der Last ein hochohmiger Spannungsteiler, an dem der Spannungsistwert für den Regler erfaßt wird, parallelgeschaltet ist. Schaltungen mit einem als Schaltregler verwendeten Schalttransistor bedingen eine relativ niedrige Verlustleistung im Schalttransistor, da der Transistor im Schaltbetrieb entweder einen hohen oder einen niedrigen Durchlaßwiderstand hat. Ein Transistor-Schaltregler liefert zwar eine konstantgeregelte, jedoch nicht ausreichend geglättete Gleichspannung. Die noch bestehende Welligkeit der Gleichspannung wird bei einer bekannten Anordnung zum verlustarmen Stabilisieren einer Gleichspannung (vgl. DT-AS 1 616 728) weitgehend beseitigt durch die Reihenschaltung eines Stellreglers und eines Schaltreglers mit der Last sowie dadurch, daß der Stellregler in Abhängigkeit von einem Soll-Istwertvergleich einer von der stabilisierten Gleichspannung abgeleiteten Spannung mit einer gesonderten Sollspannung gesteuert ist. Diese bekannte Anordnung ist mit einer Strombegrenzung versehen, die darin besteht, daß der Schaltregler bei einet Belastungskurzschluß konstanten Strom anstatt konatante Spannung liefert.It is such a circuit without a choke and free-wheeling diode known to a single switching regulator connected in series with a load (RCA-Silicon Power Circuits Manual, Eechnical / Series SP-50, RCA 1967, p.189), in which the switching regulator 207 is used for constant regulation of the direct voltage and in the case of the parallel a high-resistance voltage divider for the load, at which the actual voltage value for the Controller is detected, is connected in parallel. Circuits with an as Switching regulator used switching transistor cause a relatively low power loss in the switching transistor, since the transistor has either a high or a low forward resistance in switching operation Has. A transistor switching regulator delivers a constant regulated one, but not sufficiently smoothed DC voltage. The remaining ripple of the DC voltage is in a known arrangement for low-loss stabilization of a DC voltage (see DT-AS 1 616 728) largely eliminated by connecting an actuator in series and a switching regulator with the load and in that the control regulator is dependent from a setpoint / actual value comparison of one derived from the stabilized DC voltage Voltage is controlled with a separate nominal voltage. This known arrangement is provided with a current limitation, which consists in that the switching regulator supplies constant current instead of constant voltage in the event of a load short circuit.
Es sind ähnliche Schaltungen mit einem Schalt- und einem Stellregler in Reihenschaltung mit der Belastung in den Druckschriften DT-OS 1 513 420 und 1 588 157 beschrieben, die im wesentlichen die gleichen Eigenschaften wie die vorangehend erläuterte bekannte Schaltung aufweisen. Die in der DT-OS 1 588 157 beschriebene Schaltung enthält noch zusätzlich eine Einrichtung zur Erzielung einer weitgehend linearen Regelcharakteristik.They are similar circuits with a switching regulator and a control regulator in series connection with the load in the publications DT-OS 1 513 420 and 1 588 157 described, which have essentially the same properties as the preceding have explained known circuit. The one described in DT-OS 1 588 157 Circuit also contains a device for achieving a largely linear control characteristic.
Der Erfindung liegt nun die Aufgabe zugrunde, eine Schaltung der eingangs beschriebenen Art für ein Konstantregeln einer hochbelasteten Gleichspannung einzurichten, derart, daß das Konstantregeln ebenfalls verlustarm erfolgt und die hochbelastete Gleichspannung weitgehend geglättet wird und daß damit auch eine z. B. bei einem Lastkurzschluß wirksam werdende Strombegrenzung erzielt wird.The invention is now based on the object of a circuit of the initially to set up the described type for constant regulation of a highly loaded direct voltage, in such a way that the constant control also takes place with little loss and the heavily loaded DC voltage is largely smoothed and that thus also a z. B. at one Load short-circuit effective current limitation is achieved.
Bei den oben beschriebenen bekannten Schaltungen wird bei hoher Belastung die Welligkeit der Gleichspannung und des Laststromes größer als bei geringer Belastung und damit einher geht eine Erhöhung der Verluste des Stellreglers.In the known circuits described above, at high load the ripple of the DC voltage and the load current is greater than with a low load and this is accompanied by an increase in the actuator losses.
Gemäß der Erfindung ist zum Konstantregeln einer mit hohem Last strom belasteten Gleichspannung entsprechend der vorangehend dargelegten Aufgabe ein zweiter Zweipunkt-Schaltregler über eine für den Laststrom durchlässige Diode, einem Kondensator und einem hochchmigen Spannungsteiler sowie auch der Last parallelgeschaltet, ferner ist ein diesen Schaltregler schaltender Trigger durch einen Regelverstärker in Abhängigkeit von einem Soll-Istwertvergleich für die Gleichspannung an der Last mit Istwerterfassung am Spannungsteiler gesteuert und es ist unabhängig davon der erste Zweipunkt-Scha1tregler jeweils zum Konstantregeln des Gleichstromes in der Drossel und zur Begrenzung des Laststromes verwendet.According to the invention for constant control is a current with a high load loaded DC voltage in accordance with the task set out above, a second one Two-point switching regulator via a diode, a capacitor, which is permeable to the load current and a high-viscosity voltage divider and also connected in parallel to the load, furthermore is a trigger that switches this switching regulator by a control amplifier as a function of of a set-actual value comparison for the direct voltage at the load with actual value acquisition controlled at the voltage divider and it is independent of this the first two-point switch controller in each case for constant regulation of the direct current in the choke and for limiting the Load current used.
Gemäß einer weiteren Ausbildung der Erfindung sind die Regelverstärker für die Zweipunkt-Schaltregler mit je einem Differenzeingang für einen ßoll-Istwertvergleich ausgeführt und es sind die Istwerte des Belastungsstromes und der belastbaren Gleichspannung Jeweils über einen Tiefpaß dem f)ifferenzleingang des zugeordneten Regelverstärkers zugeführt.According to a further embodiment of the invention, the control amplifiers for the two-position switching controller, each with a differential input for a setpoint / actual value comparison and the actual values of the load current and the loadable DC voltage are available In each case via a low-pass filter to the f) ifference input of the assigned control amplifier fed.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt, das nachstehend beschrieben wird. Die Zeichnung zeigt die Grundschaltung gemäß der Erfindung. Es sind zwei Schalttransistoren als Schaltregler 1 und 2 verwendet, mittels welcher eine ungeregelte Betriebsg7eichspannung U 1 selbst dann auf einem vorgegebenen Sollwert Usoll konstant geregelt werden kann und als Gleichspannung U 2 geringer Welligkeit an einer am Ausgang der Schaltung angeschlossenen Last 3 zur Verfügung steht, wenn diese Last einen großen Laststrom aufnimmt. Ein erster Schaltregler 1 ist mit einer Drossel 12 und mit der Last 3 sowie auch mit einem ohmschen Meßwiderstand 13 in Reihe geschaltet. und es ist in dieser Reihenschaltung zwischen der Drossel 12 und der Last 3 eine für den Laststrom durchlässige Diode 21 angeordnet. Zwischen dem negativen Pol der ungeregeltenEetriebsgleichspannung U 1 und der Verbindung des Schaltreglers 1 mit der Drossel 12 ist eine durch die Spannung U 1 gesperrte Diode 11 mit der Funktion einer Freilaufdiode geschaltet. Der Schaltregler 1 wird mittels eines SchnLtt-Triggers 14 geschaltet, welcher durch einen Regelverstärker 15 mit Differenzeingang in Abhängigkeit von einem für den in der Drossel 12 fließenden Gleichstrom vorgenommenen Soll-Istwertvergleich, der am Differenzeingang des Regelverstärkers vorgenommen wird, gesteuert ist. Es wird der Istwert des Drosselstromes an dem ohmschen Meßwiderstand 13 erfaßt und über ein Tiefpaßfilter 16 dem Vergleichs eingang des Differenzeinganges als Spannung zugeführt und ein durch eine konstante Gleichspannung vorgegebener Sollwert für den Drosselstrom. dem Bezugseingang des Differenzeinganges direkt zugeführt. Ein zweiter Schaltregler 2 ist über die Diode 21 der Last 3 sowie ferner einem Speicherkondensator 22 und einem hochohmigen Spannungsteiler 23 parallelgeschaltet. Der tweite Schaltregler wird ebenfalls mittels eines Schmitt-Trigger 24 geschaltet, welcher durch einen Regelverstärker 25 mit Differenzeingang in Abhängigkeit von einem an diesem Differenzeingang für die konstant zu regelnde Gleichspannung U 2 vorgenonenen Soll-Istwertvergleich gesteuert ist. Hierbei wird der Istwert der Spannung U 2 an dem hochohmigen Spannungsteiler 23 erfaßt und über ein Tiefpaßfilter 26 dem Vergleichseingang des Differenzeinganges zugeführt und es wird ein durch eine konstante Gleichspannung vorgegebener Sollwert Usoll für U 2 dem Bezugseingang des Differenzeinganges direkt sugefffhrt. Es wird nachfolgend nun die Wirkungsweise der Schaltung erläutert.An embodiment of the invention is shown in the drawing, which is described below. The drawing shows the basic circuit according to Invention. There are two switching transistors used as switching regulators 1 and 2, by means of which an unregulated DC operating voltage U 1 even then on a predetermined Setpoint Usoll can be controlled to be constant and less than DC voltage U 2 Ripple is available at a load 3 connected to the output of the circuit stands when this load draws a large load current. A first Switching regulator 1 is with a throttle 12 and with the load 3 as well as with one Ohmic measuring resistor 13 connected in series. and it's in that daisy chain between the choke 12 and the load 3, a diode that is permeable to the load current 21 arranged. Between the negative pole of the unregulated DC operating voltage U 1 and the connection of the switching regulator 1 with the throttle 12 is one through the Voltage U 1 blocked diode 11 switched with the function of a freewheeling diode. The switching regulator 1 is switched by means of a SchnLtt trigger 14, which through a control amplifier 15 with differential input depending on one for the in the throttle 12 flowing direct current made set-actual value comparison, the is made at the differential input of the control amplifier is controlled. It will the actual value of the choke current is detected at the ohmic measuring resistor 13 and over a low-pass filter 16 to the comparison input of the differential input as a voltage and a setpoint for the choke current. fed directly to the reference input of the differential input. A second switching regulator 2 is via the diode 21 of the load 3 and also a storage capacitor 22 and a high-resistance voltage divider 23 connected in parallel. The second switching regulator is also switched by means of a Schmitt trigger 24, which by a Control amplifier 25 with a differential input as a function of one at this differential input for the DC voltage U 2 to be constantly regulated is controlled. Here, the actual value of the voltage U 2 is applied to the high-resistance voltage divider 23 detected and via a low-pass filter 26 to the comparison input of the differential input and a setpoint value predetermined by a constant DC voltage is applied Usoll for U 2 leads directly to the reference input of the differential input. It will the mode of operation of the circuit is now explained below.
Die beiden Schaltregler 1 und 2 arbeiten bei der vorbeschriebenen Schaltung wie Zweipunkt-Schaltregler. Dabei erhält im quasistationären Betrieb der Schaltung der Gleichstrom in der Drossel 12 durch die Schalttätigkeit des Schaltreglers 1 einen nahezu sägezahnförmigen Verlauf, der um einen Mittelwert des Gleichstromes schwankt, welcher durch den am Differenzeingang des Regelverstärkers 15 anstehenden Sollwert vorgegeben wird.The two switching regulators 1 and 2 work with the one described above Circuit like two-point switching regulator. In quasi-stationary operation, the Switching of the direct current in the choke 12 by the switching action of the switching regulator 1 shows an almost sawtooth-shaped curve around an average value of the direct current which fluctuates due to the pending at the differential input of the control amplifier 15 Setpoint is specified.
Die Schwankungsamplituden dieses Stromes sind durch die Schalthysterese des Schmitt-Triggers 14 bestimmt und hiervon abhängig sowie auch von der Induktivität der Drossel 12 abhängig sind die Schaltzeitpunkte des Schaltreglers 1. Die Schaltzeitpunkte sind weiterhin noch beeinflußt durch das Tiefpaßfilter 16, das eine Glättung des am Widerstand 13 erfaßten Istwertes bewirkt und Störimpulse, die durch parasitäre Reaktanzen entstehen können, vom Eingang des Verstärkers 15 fernhält. Die Schaltfrequenz wie auch das Einschaltverhältnis des Schaltreglers 1 stellen sich im Zweipunkt-Schaltbetrieb selbständig ein und sind im übrigen Jeweils durch die vorangehend aufgezeigten Einflüsse bestimmt. Die Welligkeit des Gleichstromes in der Drossel nimmt bei gegebener Spannung U 1 ab, Je größer die Induktivität L der Drossel 12, je höher die Schaltfrequenz, Je kleiner im Laststromkreis der ohmsche Widerstand und je geringer die Hysterese des Triggers 14 ist. Ferner hängt die Schaltfrequenz davon ab, ob der Schaltregler 2 Jeweils geöffnet oder geschlossen ist, denn im letzteren Fall führt die Drossel auch den Strom, der über den Schaltregler 2 fließt.The fluctuation amplitudes of this current are due to the switching hysteresis of the Schmitt trigger 14 is determined and dependent on it and also on the inductance the switching times of the switching regulator 1 are dependent on the throttle 12. The switching times are still influenced by the low-pass filter 16, which smooths the the actual value detected at the resistor 13 and interference pulses caused by parasitic Reactances can arise, keeps away from the input of the amplifier 15. The switching frequency as well as the switch-on ratio of the switching regulator 1 are set in two-point switching mode independently and are otherwise due to the influences listed above certainly. The ripple of the direct current in the choke increases with a given voltage U 1 from, the greater the inductance L of the choke 12, the higher the switching frequency, The smaller the ohmic resistance in the load circuit and the lower the hysteresis of trigger 14 is. Furthermore, the switching frequency depends on whether the switching regulator 2 is always open or closed, because in the latter case the throttle leads also the current that flows through the switching regulator 2.
Bei Voraussetzung einer geringen Welligkeit des Drosselstromes I mit dreieckförmigem Stromverlauf läßt sich die Einschaltzeit tE und die Ausschaltzeit tA des Schaltreglers 1 bei den vier möglichen Schaltzuständen der Schaltregler 1 und 2 einfach darstellen durch die folgenden Beziehungen. Dabei ist berücksichtigt, daß während der Ausschaltzeit der Drosselstrom über die Diode 11 weiterfließen kann. Es sei OI Isoll und U 2 8 konst, R ohmscher Widerstand der Drossel 12, dann gilt bei geschlossenem Schaltregler 2 tE = L .#I und t r L ai, Ul-IR IR sonach tE = IR = tE+tA Ul Einschaltverhältnis tE+tA und 1/(tE+tA), IR(U1-IR), Schaltfrequenz; LAI U1 bei geöffnetes Schaltregler 2 L #I l . #I, t'E = Ul-U2-IR und t'A = A = U2-IR' E U1-U2-IR A =, sonach E - U2-IR r Einschaltverhältnis t1E+t'A Ul-21R und l/(t'E + t2A) I (U1-U2-IB)(U2-IR) = Schaltfrequenz Aus der Formel für die Einschaltzeit je ist zu ersehen, daß bei verschwindendem Nenner t'E sehr groß wird, der Drosseistrom I (t) also stationär wird. Das kann aber vermieden werden und somit die Wirkverluste in der Drossel kleingehalten werden, wenn deren ohmscher Widerstand R klein und die Spannungsdifferenz U1 - U2 entsprechend klein ist.If there is a low ripple of the inductor current I with the switch-on time tE and the switch-off time tA of switching regulator 1 in the four possible switching states of switching regulator 1 and Fig. 2 simply represent by the following relationships. It is taken into account that the inductor current can continue to flow through the diode 11 during the switch-off time. Let OI Isoll and U 2 8 const, R ohmic resistance of the choke 12, then applies with closed switching regulator 2 tE = L. # I and t r L ai, Ul-IR IR therefore tE = IR = tE + tA Ul duty ratio tE + tA and 1 / (tE + tA), IR (U1-IR), switching frequency; LAI U1 with open switching regulator 2 L #I l. #I, t'E = Ul-U2-IR and t'A = A = U2-IR ' E U1-U2-IR A =, therefore E - U2-IR r switch-on ratio t1E + t'A Ul-21R and l / (t'E + t2A) I (U1-U2-IB) (U2-IR) = switching frequency From the formula for the switch-on time it can ever be seen that with vanishing denominator t'E becomes very large, the throttle current So I (t) becomes stationary. But that can be avoided and thus the active losses are kept small in the choke if its ohmic resistance R is small and the voltage difference U1 - U2 is correspondingly small.
Beim Konstantregeln des Gleichstromes in der Drossel 12 wird entsprechend der Last strom konstant geregelt und es werden die durch den Schaltregler 1 verursachten Schaltspannungsiipulse von der Drossel 12 aufgenommen, so daß die an die Last durchgeschaltete Gleichspannung eine Welligkeit aufweist. Mit Hilfe des Schaltreglers 2 und des Kondensators 22 kann diese Welligkeit verlustarm verringert werden und dabei die Lastspannung U 2 auf einem vorgegebenen Sollwert Usoll konstant geregelt werden. In den Zeitpunkten, da sich die wellige Gleichspannung und die Spannung des Kondensators 22 auf einen minimalen Wert verringert hat, wird der Schaltregler 2 in den Offnungszustand gesteuert. Es fließt dann ein nahzu konstanter Strom über den Schaltregler 1, die Drossel 12 und die Diode 21 in den Kondensator 22, wodurch die Spannung am Kondensator zunimmt. Hat die Spannung am Xondensator einen maximalen Wert errreicht, wird der Schaltregler 2 wieder inden Schließzustand gesteuert und es fließt dann ein Entladestrom aus dem Kondensator über die Last 3. Der Schaltregler 2 wird von einem Schmitt-Trigger 24 geschaltet, welcher durch einen Regelverstärker 25 mit Differenzleingang in Abhängigkeit von dem Soll-Istwertvergleich für die Lastspannung U 2 gesteuert ist. Dieser Soll-Istwertvergleich wird am Differenzeingang des Verstärkers 25 vorgenommen mittels einer Sollspannung Usoll, wobei der Istwert der Lastspannung an dem Spannungsteiler 23 erfaßt wird und über ein Tiefpaßfilter 26 dem Vergleichseingang des Verstärkeres 25 zugeführt ist.When constant control of the direct current in the throttle 12 is corresponding the load current is constantly regulated and the ones caused by the switching regulator 1 are controlled Switching voltage pulses received from the choke 12, so that the switched through to the load DC voltage has a ripple. With the help of the switching regulator 2 and the capacitor 22 this ripple can be reduced with little loss and the load voltage U 2 can be controlled to a given setpoint value Usoll constant. In the times since the ripple DC voltage and the voltage of the capacitor 22 to one has reduced the minimum value, the switching regulator 2 is controlled in the open state. An almost constant current then flows through the switching regulator 1, the choke 12 and the diode 21 into the capacitor 22, whereby the voltage across the capacitor increases. If the voltage at the Xcapacitor has reached a maximum value, the switching regulator will 2 is again controlled in the closed state and a discharge current then flows out the capacitor across the load 3. The switching regulator 2 is triggered by a Schmitt trigger 24 switched, which by a control amplifier 25 with differential input as a function is controlled by the set-actual value comparison for the load voltage U 2. This target / actual value comparison is carried out at the differential input of the amplifier 25 by means of a nominal voltage Usoll, the actual value of the load voltage at the voltage divider 23 being detected and fed to the comparison input of the amplifier 25 via a low-pass filter 26 is.
Bei Voraussetzung einer geringen Welligkeit der Spannung UU2 werden die Ladezeit t1 und die Entladezeit te des Kondensators 22 durch die folgenden Beziehungen angegeben. Es sei FUo U U2Usoll und I - const., C s Kapazität und 11 o Ladestrom des Kondensators 22, dann gilt bei geschlossenem Schaltregler 2 te = C # U, bei geöffnetem Schaltregler 2 t a aU Bei verschwindendem Nenner, d. h. wenn I1 # I geht, wird tl sehr groß. Hierbei geht die Schaltung in die Strombegrenzung und es wird U " U 2 r I R, der Strom wird dann durch den Widerstand R und weitere vernachlässigte Widerstände des Laatstromkreises begrenzt.If the voltage ripple is prerequisite, UU2 the charging time t1 and the discharging time te of the capacitor 22 by the following relationships specified. Let FUo U U2Usoll and I - const., C s capacity and 11 o charging current of the capacitor 22, then when the switching regulator is closed, 2 te = C # U, at open switching regulator 2 t a aU With a vanishing denominator, i. H. when I1 # I goes, tl becomes very large. Here the circuit goes into current limitation and it becomes U "U 2 r I R, the current is then through the resistor R and more neglected resistances of the Laatstromkreis limited.
Durch die beschriebene Schaltung insgesamt wird einmal erreicht, daß die Schwankungen des Gleichstromes in der Drossel 12 - wie schon oben erwahnt - um 80 kleiner werden, Je größer die Induktivität der Drossel und je kleiner die steresis des Triggers 14 ist, d. h. Je höher die Schaltfrequenz des Schaltreglers 1 ist. Zum anderen wird eine um so geringere Welligkeit der Spannung am Kondensator 22 und somit der Lastspannung erreicht, Je größer die Kapazität des Kondensators 22 und Je geringer die Hysteresis des Triggers 24 ist, d. h. Je höher auch die Schaltfrequenz des Schaltreglers 2 wird, die sich unter den vorgenannten Bedingungen entsprechend ergibt.The circuit described as a whole achieves once that the fluctuations in the direct current in the choke 12 - as already mentioned above - by 80, the greater the inductance of the choke and the smaller the trigger 14 steresis, d. H. The higher the switching frequency of the switching regulator 1 is. On the other hand, the ripple in the voltage across the capacitor is all the less 22 and thus the load voltage is reached, the greater the capacitance of the capacitor 22 and The lower the hysteresis of the trigger 24, i. H. The higher the switching frequency of the switching regulator 2, which is accordingly under the aforementioned conditions results.
Bei einer am Ausgang der Schaltung auftretenden Oberspannung reagiert die Schaltung vorteilhaft in der Weise, daß der Schaltregler 2 augenblicklich in den Schließzustand gesteuert wird, wobei der Schaltregler 1 unverändert bleiben kann. Andererseits hat die Schaltung gemäß der Erfindung den Vorteil, daß sie auch - wie bereits gesagt;- kurischlußfest ist. So wird bei einem Kurzschluß am Ausgang der Schaltung der Schaltregler 1 sofort auf ein maximal mögliches Einsohaltverhältnis gesteuert, wobei sich die Schalt frequenz frei einstellen kann.Reacts in the event of an overvoltage occurring at the output of the circuit the circuit advantageous in such a way that the switching regulator 2 is instantly in the closed state is controlled, the switching regulator 1 remaining unchanged can. On the other hand, the circuit according to the invention has the advantage that it also - as already said; - Kurischlußfest is. So if there is a short circuit at the output the switching of the switching regulator 1 immediately to a maximum possible one-stop ratio controlled, whereby the switching frequency can be set freely.
Claims (2)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE19722250575 DE2250575C3 (en) | 1972-10-14 | Circuit arrangement for low-loss constant control of a direct voltage |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE19722250575 DE2250575C3 (en) | 1972-10-14 | Circuit arrangement for low-loss constant control of a direct voltage |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| DE2250575A1 true DE2250575A1 (en) | 1974-04-18 |
| DE2250575B2 DE2250575B2 (en) | 1976-02-12 |
| DE2250575C3 DE2250575C3 (en) | 1976-09-23 |
Family
ID=
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4618812A (en) * | 1984-04-11 | 1986-10-21 | Fuji Photo Film Co., Ltd. | Direct current power control on selectable voltage step-up and step-down |
| WO1995015608A1 (en) * | 1993-12-01 | 1995-06-08 | Robert Bosch Gmbh | Voltage transformer |
| WO2003041250A1 (en) * | 2001-11-05 | 2003-05-15 | Shakti Systems, Inc. | Dc-dc converter with current control |
| DE102013114248B4 (en) * | 2013-01-28 | 2017-07-27 | Nvidia Corporation | Power-sharing switching regulator with split inductor |
| DE102013114097B4 (en) * | 2013-02-08 | 2017-07-27 | Nvidia Corporation | Upstream switching controller control unit for temporarily storing power |
| DE102013114620B4 (en) | 2013-03-01 | 2023-02-09 | Nvidia Corporation | A multi-phase, current-parking switching control module |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4618812A (en) * | 1984-04-11 | 1986-10-21 | Fuji Photo Film Co., Ltd. | Direct current power control on selectable voltage step-up and step-down |
| WO1995015608A1 (en) * | 1993-12-01 | 1995-06-08 | Robert Bosch Gmbh | Voltage transformer |
| WO2003041250A1 (en) * | 2001-11-05 | 2003-05-15 | Shakti Systems, Inc. | Dc-dc converter with current control |
| DE102013114248B4 (en) * | 2013-01-28 | 2017-07-27 | Nvidia Corporation | Power-sharing switching regulator with split inductor |
| DE102013114097B4 (en) * | 2013-02-08 | 2017-07-27 | Nvidia Corporation | Upstream switching controller control unit for temporarily storing power |
| DE102013114620B4 (en) | 2013-03-01 | 2023-02-09 | Nvidia Corporation | A multi-phase, current-parking switching control module |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE2250575B2 (en) | 1976-02-12 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| DE1613338C3 (en) | DC-DC converter | |
| DE2932859A1 (en) | DEVICE FOR CONTROLLING THE ELECTRICITY BY AN INDUCTIVE CONSUMER, IN PARTICULAR A SOLENOID VALVE IN THE FUEL METERING SYSTEM OF AN INTERNAL COMBUSTION ENGINE | |
| DE1905993B2 (en) | ELECTRIC REGULATOR, CONSISTS OF THE SERIES CONNECTION OF A PID REGULATOR AMPLIFIER AND A D-SECTION ADJUSTED TO THIS | |
| DE1513420B2 (en) | VOLTAGE REGULATING DEVICE FOR GENERATING A REGULATED DC VOLTAGE WITH A SWITCHING TRANSISTOR AND A CONTINUOUSLY CONTROLLED CONTROL TRANSISTOR | |
| DE3723579C1 (en) | Longitudinal voltage regulator | |
| DE2135858C3 (en) | Transistor switching device for switching an inductive direct current circuit | |
| DE3932399C1 (en) | Operating series length regulating loop - switching in adjuster again during delay time if current falls again below threshold value | |
| DE2250575A1 (en) | CIRCUIT FOR LOW-LOSS CONSTANT RULES OF A DC VOLTAGE | |
| DE1292201B (en) | Voltage limiter with adjustable limiting level for signal amplifier | |
| DE1763850C3 (en) | Circuit arrangement for generating a constant voltage | |
| DE2250575C3 (en) | Circuit arrangement for low-loss constant control of a direct voltage | |
| DE1903061B2 (en) | Circuit arrangement for regulating the speed of a universal motor | |
| DE3634731A1 (en) | Method for limiting or interrupting the current of a drive device on reaching or exceeding an upper limiting current value, and a protection circuit for carrying out the method | |
| DE1267453B (en) | Controller with feedback and a switchover device from manually controlled to automatically controlled operation | |
| DE2100929A1 (en) | Control circuit for supplying an inductive consumer | |
| DE2338892C2 (en) | Electric regulating and control device for hydraulic lifting devices | |
| DE1923868B2 (en) | TRANSISTORED CIRCUIT ARRANGEMENT FOR VOLTAGE STABILIZATION IN A DC POWER SUPPLY DEVICE | |
| DE2359845C3 (en) | Circuit arrangement for keeping a direct voltage constant | |
| DE2053576C3 (en) | Frequency stable pulse generator | |
| DE2256603C3 (en) | Transistor control circuit for obtaining a constant DC voltage | |
| DE1565254C (en) | Control arrangement for the control of large operating areas of an electric reduction furnace | |
| DE1438792A1 (en) | Process for the automatic current setpoint influencing of a pulse-controlled converter | |
| DE1139546B (en) | Relayless delay circuit with transistors | |
| DE2352695A1 (en) | SWITCH ARRANGEMENT FOR AN ELECTRIC MOTOR | |
| DE3023056C2 (en) | Regulated power supply |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C3 | Grant after two publication steps (3rd publication) | ||
| E77 | Valid patent as to the heymanns-index 1977 | ||
| EHJ | Ceased/non-payment of the annual fee |