DE2029776C3

DE2029776C3 - Rectifier circuitry

Info

Publication number: DE2029776C3
Application number: DE2029776A
Authority: DE
Inventors: Teruhisa Kadoma Kaneko; Kenzo Amagasaki Tatematsu
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1969-06-20
Filing date: 1970-06-16
Publication date: 1978-10-12
Also published as: FR2046960A1; GB1323441A; US3646423A; DE2029776A1; DE2029776B2; FR2046960B1

Description

eingangs genannten Art gemäß der Erfindung dadurch gelöst, daß die zweite Gleichrichterschaltung eine gegenüber der angelegten Wechselspannung um eine gegebene Phase verschobene ungeglättete gleichgerichtete Spannung abgibt, die in einer Überlagerungsschaltung mit einer vom Spannungsteiler abgegriffenen Spannung zur Erzeugung einer phasenveränderlichen Steuerspannung für den Triggerimpulsgenerator überlagert wird, dessen Impulserzeugungsphase von der Phase dieser Steuerspannung abhängt, und daß die Anstcucrschaltiing eine Torschaltung ist, die die von der llbcrlagcrungsschaltung gelieferte Steuerspannung unter Steuerung durch das Ausgangssignal der Spannungsvergleichsschaltung zum Triggerimpulsgenerator als Anstcuerspannung durchläßt bzw. sie sperrt.initially mentioned type solved according to the invention in that the second rectifier circuit a unsmoothed rectified ones shifted by a given phase in relation to the applied alternating voltage Outputs voltage that is tapped in a superimposition circuit with a voltage divider Voltage for generating a phase-variable control voltage for the trigger pulse generator superimposed whose pulse generation phase depends on the phase of this control voltage, and that the Anstcucrschaltiing is a gate circuit that is controlled by the The control voltage supplied by the control circuit is controlled by the output signal of the voltage comparison circuit to the trigger pulse generator as trigger voltage or it blocks.

Die erfindungsgemäßc Schaltung führt also zu einem großen Zündvs inkcl. also einer niedrigen Ausgangsspanj_ /- ■ ι _ ; „ι, _ ;„U · η —.- —U „ I ». „„,...., ^A** ..*.. r-nlnnr^n HUfI^ VJI.I VilLtttll ILIIILIIVIIUUUIIf MtMUIUIIUIIg, ΛΚ.11 U I If U die ar. deren Ausgangsklemmen anliegende Spannung niedrig ist und somit der Laststrom zu hoch werden würde. Umgekehrt steigt die Ausgangsspannung mit steigender Gegenspannung an. Fs kann also dann mit zunehmender Ladung des belastenden Kondensators ein kraftiger Ladestrom weitergeliefert werden. Die hierzu verwendete Schaltung zeichnet sich durch besondere Einfachheit aus. so daß sie billig, wenig störanfällig und klein baubar ist.The circuit according to the invention thus leads to a large ignition voltage inc. thus a low output spanj_ / - ■ ι _; "Ι, _;" U · η —.- —U “I”. "", ...., ^ A ** .. * .. r-nlnnr ^ n HUfI ^ VJI.I VilLtttll ILIIILIIVIIUUUIIf MtMUIUIIUIIg, ΛΚ.1 1 UI If U the ar. whose voltage applied to the output terminals is low and thus the load current would become too high. Conversely, the output voltage increases as the counter voltage increases. Fs can then continue to deliver a powerful charging current as the charging capacitor increases. The circuit used for this is characterized by its particular simplicity. so that it is cheap, less prone to failure and small in size.

Die Funktion der erfindungsgemäßen Schaltung ist. kurz dargestellt, folgende:The function of the circuit according to the invention is. briefly presented, the following:

Der /ündwinkel des Thyristors, der vorzugsweise im Primärkreis des Gleichrichtertransformators liegt, wird von drei Faktoren bestimmt, erstens von der Wechselstromspeisung über eine 90 -Phasenverschiebung: zweitens über die diesem Phasensignal überlagt' te Spannung, die der Spannung des aufzuladenden Kondensators entspricht, und bei zunehmender Kon-(iensatorladung ansteigt, so d.iß auch der Pegel des aus diesen beiden Steuersignalen kombinierten Steuersignals ,insteigt und damit der Zündzeitpunkt innerhalb jeder Halbperiode vorverlegt wird: und zum dritten durch ein Signal, d.is durch den Spannungsvergleich der Knndensator-I.adespannung mit der Bezugsspannung entsteht und bei Erreichen der Soll-Kondensator-Ladespannune die gesamte weitere Zündung sperrt. Aufgrund dieser drei Kriterien ergibt sich bei sachgemäßer Vordimensiomerung der Schaltung eine sehr günstige Steuerung des Ladestromkreises, bei der nicht erst ΐίπΓιΗ Auftreten eines /u hohen Stroms dieser wieder ■jedros^el' wird, sondern in Abhängigkeit von der ,;r^'eigenden Spai.nung em sich verkleinernder Zünd-'Airikt:! zugelassen w.ird Dies ist insbesondere insofern wichtig, als eben die meisten Halbleiterbauelemente .such schon kurzzeitige Überlastungen nicht vertragen.The angle of the thyristor, which is preferably located in the primary circuit of the rectifier transformer, is determined by three factors, firstly by the AC power supply via a 90 phase shift; secondly by the voltage superimposed on this phase signal, which corresponds to the voltage of the capacitor to be charged, and at As the capacitor charge increases, so does the level of the control signal combined from these two control signals and thus the ignition point is brought forward within each half cycle: and thirdly by a signal, i.e. by comparing the voltage of the capacitor-I Charging voltage with the reference voltage arises and when the target capacitor charging voltage is reached, all further ignition is blocked. Based on these three criteria, if the circuit is properly pre-dimensioned, a very favorable control of the charging circuit results in which a / u high current does not just occur this again ■ jedros ^ el 'becomes, son changes depending on the 'r ^' inherent spacing in a decreasing ignition 'air :! This is particularly important because most semiconductor components cannot tolerate even brief overloads.

Vielfältige Ausgestaltungen: und Weiterbildungen der criindur.esgernäßen Gleichnchierschakungsanordnung sind in den Unteransprüchen angegeben und ir der folgenden Beschreibung unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert. Es zeigtDiverse configurations: and further training of the criindur are specified in the subclaims and ir the The following description is explained in more detail with reference to the drawing. It shows

Fig.! eine Darstellung einer erfindungsgemäßen Anordnung zur Erläuterung des Erfindungsprinzips:Fig.! a representation of an inventive Arrangement to explain the principle of the invention:

F ι g. 2 eine Darstellung einer Ausführunssform der Erfindung:Fig. FIG. 2 shows an embodiment of FIG Invention:

F i g. 3 ein Diagramm zur Erläuterung der Betätigungsw eise der in F ι g. 2 gezeigten Ausführungsform:F i g. 3 is a diagram for explaining the operation ice of the in fig. 2 embodiment shown:

F ι g. -i eine Darstellung einer abgeänderten Ausführungsform undFig. -i a representation of a modified embodiment and

F ι ε. 5a bis 5f Darsteüur gen zur Erläuterung von •\banderungsmoglichkei:en wesentlicher Teile der obigen Ausführungsform.F ι ε. 5a to 5f representations to explain • \ banderungsmoglichkei: s essential parts of the above embodiment.

Zur eingehenden Beschreibung der Erfindung soll nun zunächst das Prinzip des Aufbaus der erfindungsgemäßen Anordnung erläutert werden.For a detailed description of the invention, the principle of the structure of the inventive Arrangement are explained.

F i g. I zeigt einen auf dem Erfindungsprinzip beruhenden Aufbau, wobei ein Hauptstromkreis aus einem Hauptnetztransformator I, einem Thyristor 2 und einer Drosselspule 3, die beide mit der Primärspule des Transformators in Reihe geschaltet sind, einemF i g. I shows a structure based on the principle of the invention, with a main circuit from a main network transformer I, a thyristor 2 and a choke coil 3, both of which are connected to the primary coil of the Transformers are connected in series, one

in Vollweggleichrichter 4, bestehend aus Dioden, die mit der Sckundärspule des Transformators verbunden sind, einem Kondensator 5 hoher Kapazität, dem die Atisgansspannung des Vollweggleichrichters aufgedrückt wird, und einer Last 6 aufgebaut ist, der die in dem Kondensator 5 gespeicherte Energie zugeführt wird.in full wave rectifier 4, consisting of diodes with the secondary coil of the transformer are connected to a capacitor 5 of high capacity, which the Atisganssspannung of the full-wave rectifier is impressed, and a load 6 is built up, the in the capacitor 5 is supplied with stored energy.

Die Phasenregelschaltung des Thyristors 2 ist soThe phase control circuit of the thyristor 2 is like this

rii;;gci3rii;!rii ;; gci3rii ;!

Triggersignal für den Thyristor liefert, durch eine Torschaltung 9 gesteuert wird, die ihrerseits unter Zuhilfenahme von drei Spannungen gesteuert wird, nämlich der Spannung einer Spannungsteilcrschaltung, bestehend aus Widerständen 7 a, Tb und Tc. welche die Ladespannung des Kondensators 5 aufteilt, der durch Phasenverschiebung der Eingangsspannung um einen bestimmten Winkel erhaltenen Spannung und der Ausgang spannung einer Vergleichsschaltung 8. welche die Ladespannung des Kondensators 5 oder deren Äquivalent mit einer Bezugsspannung vergleicht.Provides trigger signal for the thyristor, is controlled by a gate circuit 9, which in turn is controlled with the aid of three voltages, namely the voltage of a voltage divider circuit consisting of resistors 7 a, Tb and Tc. which divides the charging voltage of the capacitor 5, the voltage obtained by phase shifting the input voltage by a certain angle and the output voltage of a comparison circuit 8. which compares the charging voltage of the capacitor 5 or its equivalent with a reference voltage.

Die Spannung, deren Phase gegenüber der Phase der Eingangsspannung um einen bestimmten Winkel verschoben ist, kann erhalten werden, indem man auf der Sekundärseite eines Leistungstransformators Il für den Steuerkreis noch eine Phasenschieberschaltung 12 vorsieht. Eine Gleichrichterschaltung 13 ist gleichfalls auf der Sekundärseite dieses LeistungstransformatorsThe voltage whose phase is shifted by a certain angle compared to the phase of the input voltage is can be obtained by working on the secondary side of a power transformer II for the Control circuit still provides a phase shifter circuit 12. A rectifier circuit 13 is also on the secondary side of this power transformer

11 vorgesehen, um die für den Steuerkreis erforderliche Leistung zu liefern.11 provided to provide the necessary for the control circuit Deliver performance.

Die Vergleichsschaltung 8 ist andererseits mit einer Überladungsschutzschaltung 14 verbunden, die erregt wird, wenn eine am Gleitkontakt des Widerstandes Tt infolge der Teilung der Ladespannung des Kondensators 5 erscheinende Spannung einen vorbestimmten Wert überschreitet, wodurch der Ladevorgang unterbrochen wird. Der Kondensator 5 wird in dieser Weise so gesteuert, daß seine Nenndurchschlagspannung nicht überschritten wird. Die Bezugszahlen 15a, 15ft und 15c bezeichnen Impedanzglieder.The comparison circuit 8, on the other hand, is connected to an overcharge protection circuit 14 which is energized when a voltage appearing at the sliding contact of the resistor Tt due to the division of the charging voltage of the capacitor 5 exceeds a predetermined value, whereby the charging process is interrupted. The capacitor 5 is controlled in this way so that its nominal breakdown voltage is not exceeded. Reference numerals 15a, 15ft and 15c denote impedance members.

Nachstehend soll die Betätigungsweise dieser Bauele mente beschrieben werden. Die Leistungstransfon.iatoren I und M sind über einen Schalter 16 und eine Sicherung 17 mit der Stromquelle 18 verbunden. Dei Kondensator 5 ist nach dem Schließen des Schalters 16 noch nicht sogleich aufgeladen, und an den Widerständen 7a. Tb und Tc erscheint daher keine Spannung. Ist die Eingangsspannung der Vergleichsschaltung geringer als eine Bezugsspannung, so bereitet die Torschaltung 9 den Seibsterregungsoszillator 10 zum Oszillationsvorgang vor.The operation of these compo elements will be described below. The power transformers I and M are connected to the power source 18 via a switch 16 and a fuse 17. The capacitor 5 is not yet charged immediately after the switch 16 is closed, and at the resistors 7a. Tb and Tc therefore no stress appears. If the input voltage of the comparison circuit is lower than a reference voltage, the gate circuit 9 prepares the self-excitation oscillator 10 for the oscillation process.

Die Ausgangsspannung der PhasenschieberschaltungThe output voltage of the phase shifter circuit

12 wird andererseits der Torschaltung 9 zum Triggern des Selbsterregungsoszillators 10 zugeführt, der für der Oszillationsvorgang bereit ist Der Zeitpunkt dei Einleitung des Oszillationsvorganges kann in einei erwünschten Weise dadurch festgelegt und der Leitwinkel des Thyristors 2 dementsprechend bestimmt werden daß man der Torschaltung 9 einen solchen Aufbau gibt daß der Seibsterregungsoszillator 10 bei einem be·12 is on the other hand the gate circuit 9 for triggering the self-excitation oscillator 10 supplied to the The oscillation process is ready The point in time at which the oscillation process is initiated can be desired way thereby determined and the conduction angle of the thyristor 2 can be determined accordingly that the gate circuit 9 is given such a structure that the self-contained excitation oscillator 10 is

stimmten Pegel der phasenverschobenen Spannung getriggert wird. 'correct level of the phase-shifted voltage is triggered. '

Beginnt der Leitungsvorgang durch den Thyristor 2 bei einem kleinen Stromflußwinkel, so fließt ein Erregungsstrom in den Hauptleistungstransformator 1, so daß in dessen Sekundärspule eine Wechselspannung induziv- M wird, die nach dem Gleichrichten durch die Gleichriohterschaltung 4 dem Kondensator 5 zur Aufladung aufgedrückt wird. Durch die Aufladung des Kondensators 5 wird der Vergleichsschaltn'ig 8 und der Torschaltung 9 über die Widerstände 7a, Tb und 7c ein Rückkopplungssignal aufgedrückt. Über dem Widerstand 7t· erscheint eine Gleichspannung durch die der Pegel des durch die l'hascnschicbersehallung 12 der Torschaltung 9 zugeführten Ausgangs verändert wird; hierdurch wird die Zündphasc des Thyristors 2 vorgerückt und sein Stromflußwinkel vergrößert. Als ϊ-'ηΐσρ rlavnn wirrt Hnm MfllintlpUlnncrstrarnifnrmatnr 1If the conduction process through the thyristor 2 begins at a small current conduction angle, an excitation current flows into the main power transformer 1, so that an alternating voltage is induced in its secondary coil, which after rectification by the rectifier circuit 4 is pressed onto the capacitor 5 for charging. As a result of the charging of the capacitor 5, a feedback signal is impressed on the comparator circuit 8 and the gate circuit 9 via the resistors 7a, Tb and 7c. A DC voltage appears across the resistor 7, by means of which the level of the output fed to the gate circuit 9 by the connector 12 is changed; as a result, the ignition phase of the thyristor 2 is advanced and its current conduction angle is increased. Hnm MfllintlpUlnncrstrarnifnrmatnr 1 is confused as ϊ-'ηΐσρ rlavnn

ein stärkerer Strom zugeführt und die Aufladung des Kondensators 5 beschleunigt.A stronger current is supplied and the charging of the capacitor 5 is accelerated.

Erreicht die der Vergleichsschaltung 8 aufgedrückte Istwert-Spannung den Pegelwert der Bezugsspannung, so kehrt sich der Ausgangsspannungszustand der Vergleichsschaltung 8 um, so daß die Torschaltung 9 zur Unterbrechung des Oszillationsvorgangs des Selbsterrcgungsoszillators 10 betätigt wird.If the actual value voltage impressed on the comparison circuit 8 reaches the level value of the reference voltage, so the output voltage state of the comparison circuit 8 reverses, so that the gate circuit 9 to Interruption of the oscillation process of the self-recovery oscillator 10 is actuated.

Die Phasenschieberschaltung 12 hat folgende Aufgabe: Mit der Erhöhung der einem Verbraucher zugefiihrtcn Energie wird auch die Leistung des Haup leistungstransformators 1 entsprechend vergrößert, was einen erhöhten Erregungsstrom zur Folge hat. Durch die Primärspule des Hauplleistungstransformators 1 fließt daher ein Stoßerregungsstrom, der. abhängig von der Leitungsphase des Thyristors 2, über zehnmal so stark sein kann wie der Strom im üblichen Betriebszustand. Hierzu trägt auch der Ladestrom des Kondensators 5 bei. In einem System zur Steuerung des Verbrauchers unter Verwendung eines Thyristors auf der Primärseite des Hauptleistungstransformators fließt um so häufiger ein starker Erregungsstrom, je höher die Lastfrequenz wird. Da dieser Stoßerregungsstrom gegenüber der Spannungswelle um etwa π/2 verzögert ist, muß die Triggerphase des Thyristors bei Null oder bei einem sehr kleinen Wert der Stromphase einsetzen. Die Phasenschieberschaltung 12 dient daher zum Festlegen der Triggerphase des Thyristors.The phase shifter circuit 12 has the following task: With the increase of a consumer The power supplied to the main power transformer 1 is also increased accordingly, which results in an increased excitation current. Through the primary coil of the main power transformer 1 therefore flows a surge excitation current that. depending on the conduction phase of the thyristor 2, over can be ten times as strong as the current in normal operating conditions. The charging current of the Capacitor 5 at. In a system for controlling the consumer using a thyristor the primary side of the main power transformer, the more often a strong excitation current flows, the higher the Load frequency is. Because this surge excitation current is delayed by about π / 2 compared to the voltage wave is, the trigger phase of the thyristor must start at zero or at a very small value of the current phase. The phase shifter circuit 12 is therefore used to set the trigger phase of the thyristor.

Im Hinblick auf das Leistungsverhalten und die Wirtschaftlichkeit ist es unerwünscht, eine Steuerung der einleitenden Triggerpnase des Thyristors 2 zu unterlassen. Erstens wäre es in diesem Fall erforderlich, daß die Überstrombelastbarkeit des Thyristors 2 groß gewählt wird, damit er dem Stoßerregungsstrom hinlänglich widerstehen kann. Dies bedingt eine größere Strombelastbarkeit, als sie für jedes andere Bauelement benötigt wird und läßt das Gerät dementsprechend aufwendiger werden. Zweitens werden dann die mit der Wechselstromquelle 18 verbundenen Vorrichtungen durch den Fluß eines starken Erregungsstroms zeitweilig in einen Zustand geringer Impedanz oder in einen Kurzschlußzustand gebracht, was sich nicht nur auf die Stromquelle nachteilig auswirkt, sondern auch auf die anderen daran angeschlossenen Vorrichtungen. Drittens ist damit zu rechnen, daß eine Schutzvorrichtung, wie beispielsweise eine sicherungsfreie thermische Einrichtung in Verbindung mit einer Sicherung, die zwischen die Wechselstromquelle und die übrigen Schaltmittel gelegt sind, auch schon durch einen momentanen Überstrom erregt werden kann. Aus diesem Grund tritt dann oftmals der Fall ein, daß es zu einem unerwünschten Abschalten der Anordnungen von der Wechselstromquelle durch die Schutzvorrichtung kommt. Viertens aber muß nicht nur der Thyristor 2 Eigenschaften haben, die ihn geeignet machen, der Stoßstrombeanspruchung zu widerstehen, sondern auch die anderen Bauteile, so daß sich der bauliche Aufwand noch zusätzlich erhöht.It is undesirable to have a controller in terms of performance and economy the introductory trigger phase of the thyristor 2 should be omitted. First, in this case it would be necessary that the overcurrent capacity of the thyristor 2 is chosen to be large, so that it can cope with the surge excitation current can adequately withstand. This requires a greater current-carrying capacity than for any other component is required and makes the device accordingly more expensive. Second, those with the AC power source 18 connected devices by the flow of a strong excitation current temporarily placed in a low impedance state or in a short circuit state, which does not affect only the Power source adversely affects the other devices connected to it. Third It is to be expected that a protective device, such as a fuse-free thermal Device in connection with a fuse, which is placed between the AC power source and the rest Switching means are placed, can also be excited by a momentary overcurrent. the end For this reason, the case then often occurs that there is an undesired shutdown of the arrangements from the AC power source through the protection device. Fourthly, however, not only the thyristor has to be 2 have properties that make it suitable to withstand surge currents, but also the other components, so that the structural effort is increased even further.

In Anbetracht dieser Tatsache ist eine Steuerung derIn view of this, control is the

ίο einleitenden Triggerphase des Thyristors 2 erwünscht.ίο introductory trigger phase of the thyristor 2 desired.

Die Torschaltung 9 ist aus folgendem Grund vorgesehen: Wie bereits erwähnt wurde, ist der Stoßcrregungsslrom in den Leistungstransformator I gegenüber der l'hase der Wechsclspannungsquclle um etwa π/2 verzögert. Stellt man also die Phase mit Hilfe der Phasenschiebcrschaltung 12 so ein, daß der Strom den Thyristor 2 in diesem Phascnzustand durchfließt, so iinn ITi:\η πριι i'rrpuiinPs^irom ftp*; ι .ρΐίΐιιηυ^ΐΓίΐη^ιΟΓ- The gate circuit 9 is provided for the following reason: As already mentioned, the surge excitation current in the power transformer I is delayed by approximately π / 2 compared to the phase of the AC voltage source. If one sets the phase with the aid of the phase shift circuit 12 so that the current flows through the thyristor 2 in this phase state, then iinn ITi : \ η πριι i'rrpuiinPs ^ irom ftp *; ι .ρΐίΐιιηυ ^ ΐΓίΐη ^ ιΟΓ-

mators 1 und den Ladestrom des Kondensators 5 steuern. Wird jedoch der Stromflußwinkel des Thyristors 2 bei einem festen Wert gehalten, so ist das Verhältnis der Zünddaiier je Periode des Ausgangs der Stromquelle 18 klein, so daß auch der Ladestrom des Kondensators 5 gering bleibt. Wegen des geringen Ladestromwerts dauert es lange, bis die Ladespannung des Kondensators den vorbestimmten Spannungswert erreicht. Hierdurch wird die betriebliche Leistungsfähigkeit des Geräts herabgesetzt. Es besteht auch die Möglichkeit, eine Phasenregelung in der ersten Halbperiode vorzunehmen, worauf eine nachfolgende Phasenregelung Strom zugeführt wird. Wenngleich diese Methode insofern vorteilhaft ist, als hierdurch die Ladezeit des Kondensators verkürzt werden kann, so ist sie doch keineswegs als ideal zu betrachten, da in der ersten Halbperiode nur in begrenztem Umfang eine Aufladung möglich ist und in der folgenden Halbperiode noch ein starker Strom fließt.mators 1 and the charging current of the capacitor 5 control. However, the current conduction angle of the thyristor 2 is held at a fixed value, the ratio of the ignition times per period of the output is the Current source 18 is small, so that the charging current of the capacitor 5 also remains low. Because of the small Charging current value, it takes a long time until the charging voltage of the capacitor reaches the predetermined voltage value achieved. This reduces the operational efficiency of the device. There is also the Possibility of phase control in the first half period, followed by a subsequent one Phase control current is supplied. Although this method is advantageous in that it allows the Charging time of the capacitor can be shortened, it is by no means to be regarded as ideal, since in the Charging is only possible to a limited extent in the first half-period and in the following half-period a strong current is still flowing.

Die hier angesprochenen Probleme sind lösbar, wenn der Zündwinkel des Thyristors 2 in jeder Halbperiode vergrößert wird. Zu diesem Zweck muß der Pegel der Ausgangsspannung der Phasenschieberschaltung 12 mit der Erhöhung der Ladespannung des Kondensators 5 geändert werden, und außerdem muß auch eine Vorrichtung vorgesehen sein, um die Phase bei derThe problems addressed here can be solved if the firing angle of the thyristor 2 in every half cycle is enlarged. For this purpose, the level of the output voltage of the phase shift circuit 12 must with the increase in the charging voltage of the capacitor 5 must be changed, and also a Apparatus may be provided to control the phase at the

t5 Einleitung des Oszillationsvorganges des Selbsterregungsoszillators 10 entsprechend einer bestimmten Beziehung zwischen den beiden obigen Spannungen zu steuern. Die Torschaltung 9 ist erforderlich, um den Selbsterregungsoszillator 10 einer gleichzeitigen Steuerung durch eine Vielzahl der im obigen genannten Steuerspannungen zu unterwerfen.t5 Initiation of the oscillation process of the self-excitation oscillator 10 according to a certain relationship between the above two voltages steer. The gate circuit 9 is required to control the self-excitation oscillator 10 at the same time subject to a variety of the control voltages mentioned above.

Die Ladespannung des Kondensators 5 wird durch die Stellung des Gleitkontakts an dem Widerstand Tb gesteuert. Der Widerstand 76 wird daher relativ häufig benutzt; seine betriebliche Zuverlässigkeit ist jedoch geringer als die der anderen Bauteile. Da dieser Widerstand Tb für die Ladespannung des Kondensators 5 entscheidend ist, muß für einen Ausfall Vorsorge getroffen werden. Im Rahmen der Erfindung ist vorgesehen, daß die Spannung an den Anschlüssen des Widerstands Tb durch das Impsdanzglied \5b der Überladungsschutzschaltung 14 zugeleitet wird, um die Steuereinrichtung von der Stromquelle 18 abzuschalten, wenn die Ladespannung des Kondensators 5 eine zulässige Grenze übersteigt.The charging voltage of the capacitor 5 is controlled by the position of the sliding contact on the resistor Tb . The resistor 76 is therefore used relatively frequently; however, its operational reliability is lower than that of the other components. Since this resistance Tb is decisive for the charging voltage of the capacitor 5, provision must be made for a failure. In the context of the invention it is provided that the voltage at the terminals of the resistor Tb is fed through the impedance element \ 5b of the overcharge protection circuit 14 in order to switch off the control device from the current source 18 when the charging voltage of the capacitor 5 exceeds a permissible limit.

In Fig.2 ist ein Schaltplan eines die Erfindung verkörpernden elektrischen Schaltungsaufbaus für einen Vervielfältigungsapparat hergestellt. Beim Schlie-In Fig.2 is a circuit diagram of an electrical circuit structure embodying the invention for made a duplicating machine. When closing

Ben des Schalters SlV, (16) fließt ein elektrischer Strom durch den Leistungstransformator T₂ (11) für einen Steuerstromkreis, dem über eine Gleichrichterschaltung D₁ und einen Kondensator C₇ eine Gleichstromleistung zugeführt wird. Die Phase der Sekundärspannung des Transformators Tt wird durch einen Kondensator C3 gegenüber der Spannung der Stromquelle 5 um etwa π/2 vorgerückt. Hierauf unterliegt sie der Gleichrichtung durch eine Vollweggleichrichterschaltung Dt zur Umwandlung in ein Signal zur Steuerung des Thyristors TH. Außerdem wird ein Kondensator C-, in einem Glied /ur Urzeugung einer Zündspannung für die Lampen Ln\ und La₂ über eine Diode IX, und einen Widerstand aufgeladen. Ben of the switch SlV, (16) an electric current flows through the power transformer T ₂ (11) for a control circuit, which is supplied with a direct current power via a rectifier circuit D ₁ and a capacitor C _7. The phase of the secondary voltage of the transformer Tt is advanced by a capacitor C3 with respect to the voltage of the power source 5 by about π / 2. It is then subjected to rectification by a full-wave rectifier circuit Dt for conversion into a signal for controlling the thyristor TH. In addition, a capacitor C- is charged in a link to generate an ignition voltage for the lamps Ln 1 and La ₂ via a diode IX and a resistor.

In diesem Stadium schließt ein nach der Seite des Anschlusses u umgelegter Schalter SW₂ die Basis und ik'ii Emitter eines Transistors Qi kurz, so daß dieser im Sperrzustand gehalten wird. Gleichzeitig wird auch ein Transistor Q₄ im Sperrzustand gehalten, wobei einem Transistor Q*, eine solche Basisvorspannung zugeführt wird, daß dieser Strom führt. Da der Kondensator C₂ durch den Transistor Qi kurzgeschlossen ist, wird der aus dem Kondensator C7, dem Widerstand R₄ und der Doppelbasisdiode Qf₁ bestehende Selbsterregungsoszillator nicht betätigt. Infolgedessen wird dem Bidirektional-Thyristor TH durch den Impulsübertrager T> kein Torsignal aufgedrückt und der Kondensator G (5) wird nicht aufgeladen.At this stage, a switch SW _2, which is turned to the side of the connection u, short-circuits the base and ik'ii emitter of a transistor Qi , so that the latter is kept in the blocking state. At the same time, a transistor Q ₄ is also kept in the blocking state, a base bias voltage being fed to a transistor Q * 1 such that it carries current. Since the capacitor C ₂ is short-circuited by the transistor Qi , the self-excitation oscillator composed of the capacitor C7, the resistor R ₄ and the double base diode Qf ₁ is not operated. As a result, no gate signal is imposed on the bidirectional thyristor TH by the pulse transformer T> and the capacitor G (5) is not charged.

Wird der Schalter SW₂ nach der Seite des Anschlusses b umgelegt, so wird der Transistor Qt in den betriebsbereiten Zustand gebracht. Der Kondensator C\ wird nach dem Schließen des Schalters SW₂ nicht sogleich aufgeladen, und die von den Widerständen Rt (7a), VRtZVR₂ (7b), VR₁ZVR, sowie der Diode D₁ (7c) erhaltene Spannung ist daher zunächst gleich Null. Mit anderen Worten, der Gleitkontakt des Widerstandes VRt, der Anschluß zwischen den Widerständen VRt und VRt sowie der Gleitkontakt des Widerstandes VR₄ liegen noch auf Erdpotential. Da der Gleitkontakt VRt und der Verzweigungspunkt der Widerstände VRt und VRi Erdpotential haben, werden auch die Basen der Transitoren Qj und Qt über die Dioden D₂ und D₃ beziehungsweise den Widerstand R₂ auf Erdpotential gehalten. Die Transistoren Q₁ und Qt bleiben also im Sperrzustand. Da der Transitor Q₂ durch den Transistor Q] im Sperrzustand gehalten wird, ist der Transistor Q_t leitend, so daß der Transistor Qt in einen durchlaßbereiten Zustand gebracht wird.If the switch SW _{2 is} thrown to the side of the connection b , the transistor Qt is brought into the operational state. The capacitor C \ is not charged immediately after the switch SW ₂ is closed, and the voltage obtained from the resistors Rt (7a), VRtZVR ₂ (7b), VR ₁ ZVR, and the diode D ₁ (7c) is therefore initially the same Zero. In other words, the sliding contact of the resistor VRt, the connection between the resistors VRt and VRt and the sliding contact of the resistor VR ₄ are still at ground potential. Since the sliding contact VRt and the branch point of the resistors VRt and VRi have ground potential, the bases of the transistors Qj and Qt are also kept at ground potential via the diodes D ₂ and D ₃ and the resistor R _{2, respectively.} The transistors Q ₁ and Qt thus remain in the blocking state. Since the transistor Q ₂ is held in the blocking state by the transistor Q] , the transistor Q _{t is} conductive, so that the transistor Qt is brought into a state that is ready to pass.

Das Basispotential des Transistors Qa ändert sich aber auch mit dem Ausgang der aus dem Kondensator C₁ und der Vollweggleichrichterschaltung D₁ bestehenden Phasenschieberschaltung. The base potential of the transistor Qa also changes with the output of the phase shifter _{circuit consisting of the capacitor C 1} and the full-wave rectifier circuit D _1.

Es sei nun auch auf Fig. 3 Bezug genommen, in der der Spannungs- und Stromverlauf in den verschiedenen Bauteilen gezeigt ist, wobei dieser Darstellung zu entnehmen ist, daß an dem nicht geerdeten Anschluß der Vollweggleichrichterschaltung D& eine Vollweggleichrichtungsspannung Et erscheint, die der Spannung E, der Wechselstromquelle 5 in der Phase um etwa π/2 voreilt. Da der Anschluß auf der positiven Seite der Vollweggleichrichterschaltung Da geerdet ist, wird die Spannung Ei negativ, wie dies auch in der Zeichnung dargestellt ist.Reference is now also made to FIG. 3, which shows the voltage and current curves in the various components, it being evident from this illustration that a full-wave rectification voltage Et corresponding to the voltage E appears at the terminal of the full-wave rectifier circuit D & that is not earthed , the AC power source 5 leads in phase by about π / 2 . Since the terminal on the positive side of the full-wave rectifier circuit Da is grounded, the voltage Ei becomes negative, as also shown in the drawing.

Betrachtet man die Halbperiode der Wechselspannung Es unmittelbar nach dem Umlegen des Schalters 5W₂ nach der Seite des Anschlusses b, so hat die Spannung Ei in der Nähe der Phase π/2 der Wechselspannung den Wert Null. An die Vollweggleichrichterschaltung Dr sind Widerstände /?s und Re sowie der Stellwiderstand VR4 angeschlossen. An dem Verzweigungspunkt der Widerstände Ä5 und Rf, erscheint daher eine durch Teilung der Spannung Ei erhaltene Spannung E2. Auch diese Spannung Ei ist in der Nähe von π/2 der Quellenspannung E, auf Null angehoben. Demzufolge ist das Katodenpotential der Diode Di bei dem genannten Phasenwinkel am höchsten und auch das Basispotential des Transistors Q₄ ist erhöht. If the half-cycle of the alternating voltage Es is considered immediately after the switch 5W _{2 has been} flipped to the side of the connection b, the voltage Ei in the vicinity of the phase π / 2 of the alternating voltage has the value zero. Resistors /? S and Re and the variable resistor VR4 are connected to the full-wave rectifier circuit Dr. A voltage E2 obtained by dividing the voltage Ei therefore appears at the branch point of the resistors Ä5 and Rf. This voltage Ei is also raised to zero in the vicinity of π / 2 of the source voltage E,. As a result, the cathode potential of the diode Di is highest at the phase angle mentioned and the base potential of the transistor Q ₄ is also increased.

Da der Strom also auf eine Änderung der .Schaltstellung des Schalters SW₂ hin (Stellung »b«) durch den Transistor Qt fließt, so fließt Strom auch durch den Transistor Q₄, während das Katodenpotential der Diode D5 etwa Null ist. Infolge dieses leitenden Zustandes des Transistors Q₄ erfährt der Transistor Q*, eine Umkehrung seines Betriebszustandes, so daß der Kondensator C₂ nicht mehr kurzgeschlossen wird. Das hai zur Folge, daß dem Kondensator Cj durch den Widerstand R₄ ein Ladestrom zufließt. Erreicht die Spannung über den Anschlüssen des Kondensators C₂ den Betrag der Zündspannung für die Doppelbasisdiode Qh. so beginnt diese zu leiten, so daß in der Primärspule des Impulsübertragers 7j ein impulsförmiger Strom fließen kann. Die Impulsspannung Ej wird in der Sekundärspule des Impulsübertragers T] induziert, und diese Impulsspannung wird der Steuerelektrode des Bidirektional-Thyristors TH als Triggersignal aufgedrückt, so daß Strom durch den Thyristor TH fließen kann.Since the current flows through the transistor Qt upon a change in the switching position of the switch SW ₂ (position "b") , current also flows through the transistor Q ₄ , while the cathode potential of the diode D5 is approximately zero. As a result of this conductive state of the transistor Q ₄ , the transistor Q * experiences a reversal of its operating state, so that the capacitor C _{2 is} no longer short-circuited. This has the consequence that a charging current flows to the capacitor Cj through the resistor R _4. If the voltage across the connections of the capacitor C _{2 reaches} the amount of the ignition voltage for the double base diode Qh. so this begins to conduct, so that a pulsed current can flow in the primary coil of the pulse transmitter 7j. The pulse voltage Ej is induced in the secondary coil of the pulse transformer T] , and this pulse voltage is applied to the control electrode of the bidirectional thyristor TH as a trigger signal, so that current can flow through the thyristor TH .

Hieraus folgt, daß der leitende Zustand des Thyristors bei einem .Spannungswert der Spannung E₅ nahe deren Phase π/2 einsetzt und daß hierauf der Strom / durch den Hauptleistungstransformator T fließt, worauf dasIt follows that the conductive state of the thyristor at a .Spannungswert the voltage E ₅ begins near its phase π / 2 and that then the current / flows through the main power transformer T , whereupon the

J5 Aufladen des Kondensators Ci beginnt. Die Spannung Eo an seinen Anschlüssen erhöht sich etwas, wie dies auch in F i g. 3 der Zeichnung gezeigt ist.J5 Charging of the capacitor Ci begins. The voltage Eo at its connections increases somewhat, as is also the case in FIG. 3 of the drawing.

Andererseits oszilliert der aus der Doppelbasisdiode C^. dem Widerstand R₄ und dem Kondensator C₂ aufgebaute Schwingkreis mit einer durch die Zeitkonstante C₂R₄ und durch die Zündspannung der Doppelbasisdiode Qt bestimmten Frequenz. Die Spannung E₂ wird entsprechend der Ausgangsspannung Ei der Vollweggleichrichterschaltung Ds negativer, so daß das Katodenpotential der Diode A sinkt. Die Vorspannung zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Q₄ wird daher gleichfalls verringert, so daß der Transistor in den Sperrzustand übergeht. Die Umkehrung des Betriebszustandes des Transistors Q₄ bewirkt, daß nun der Transistor Qs leitet, so daß das Oszillieren des obenerwähnten Schwingkreises aufhört. Die Leitung durch den Thyristor TH dauert noch an bis der Strom / den Wert Null annimmt, auch wenn die Zündspannung E₃ nicht mehr in Erscheinung tritt. Nimmt der Strom / dann den Wert Null an, so geht der Thyristor TH wieder in den Sperrzustand über.On the other hand, the oscillates from the double base diode C ^. the resistor R ₄ and the capacitor C ₂ constructed resonant circuit with a frequency determined by the time constant C ₂ R ₄ and the ignition voltage of the double base diode Qt. The voltage E ₂ becomes more negative in accordance with the output voltage Ei of the full-wave rectifier circuit Ds , so that the cathode potential of the diode A falls. The bias voltage between the base and the emitter of the transistor Q ₄ is therefore also reduced, so that the transistor goes into the blocking state. The reversal of the operating state of the transistor Q _{4 has the} effect that the transistor Qs now conducts, so that the oscillation of the above-mentioned resonant circuit stops. The conduction through the thyristor TH continues until the current / value assumes zero, even if the ignition voltage E ₃ no longer appears. If the current / then assumes the value zero, the thyristor TH returns to the blocking state.

Ist der Kondensator Ci (5) aufgeladen, so erscheint an den Gleitkontakten der Widerstände VT?, und VR₄ die der Ladespannung entsprechende Spannung. Die an dem Gleitkontakt des Widerstandes VRt erzeugte Spannung wird dem Transistor Qt über den Widerstand /?₂ aufgedrückt und wird in dem Transistor Qt mit der Durchbruchspannung der Zenerdiode ZD verglichen. Das gleiche gilt auch bezüglich des Transistors Q7. If the capacitor Ci (5) is charged, the voltage corresponding to the charging voltage appears at the sliding contacts of the resistors VT? And VR _4. The voltage generated at the sliding contact of the resistor VRt is fed to the transistor Qt through the resistor /? ₂ and is compared in the transistor Qt with the breakdown voltage of the Zener diode ZD. The same also applies to transistor Q7.

Auch das Potential des Gleitkontaktes des Widerstandes VR₄ wird etwas über das Erdpotential angehoben, so daß der Leitwinkel des Thyristors TH in der nächsten Halbperiode der Wechselspannung E₅ vergrö-The potential of the sliding contact of the resistor VR ₄ is raised slightly above the ground potential, so that the conduction angle of the thyristor TH increases in the next half cycle of the alternating voltage E ₅ .

Bert wird.Bert will.

Mit anderen Worten, während die Phase der "pannung E₁ zwischen η und 2π liegt, ist die Spannung £2 an dem Verzweigungspunkt der Widerstände Rs und Re in der Nähe der Phase 3π/2 gegenüber der Phase π/2 erhöht. Der Zündvorgang des Transistors Q₄ wird daher vorgerückt, und demzufolge wird auch der Zeitpunkt zur Einleitung des Oszillationsvorganges des aus der Doppelbasisdiode Qe, dem Widerstand Ra und dem Kondensator Ci bestehenden Schwingkreises vorver- in legt. Hierdurch wird der Stromflußwinkel des Thyristors 777 vergrößert, ^o daß die Periode verlängert wird, während deren der Ladestrom für den Kondensator G fließt.In other words, while the phase of the voltage E ₁ lies between η and 2π , the voltage E 2 at the junction point of the resistors Rs and Re in the vicinity of the phase 3π / 2 is increased compared to the phase π / 2 Transistor Q ₄ is therefore advanced, and consequently the point in time for initiating the oscillation process of the oscillating circuit consisting of the double base diode Qe, the resistor Ra and the capacitor Ci is brought forward Period is extended during which the charging current for the capacitor G flows.

Bei jedem Aufladen des Kondensators C\ (5) wird der Leitwinkel des Thyristors vergrößert und der Strom f wird stärken bleibt dabei aber so geregelt, daß er nicht übermäßig stark wird, so daß sich die Ladespannung Eo des Kondensators Ci weiter erhöht.Each time the capacitor C \ (5) is charged, the conduction angle of the thyristor is increased and the current f is strengthened, but remains regulated in such a way that it does not become excessively strong, so that the charging voltage Eo of the capacitor Ci increases further.

In dem MaO. wie sich die Ladespannung E₀ erhöht, erhöht sich aucn die Spannung an dem Gleitkontakt des Widerstandes VR\. Übersteigt diese Spannung die Summe aus der Durchbruchspannung der Zenerdiode ZD, dem Spannungsabfall am Basis-Emitter-Übergang des Transistors Q₁ und dem Spannungsabfall in der Diode D4, so beginnt der Durchlaß durch den Transistor Q\. Hierauf erfolgt eine Leitung durch den Transistor Q2, die Transistoren Qs und Qa sind gesperrt, der Strom beginnt durch den Transistor Q, zu fließen und der Kondensator Cs wird kurzgeschlossen, so daß der Oszillationsvorgang beendet wird. Der obige Torsteuerungsvorgang des Transistors Q* wird durch das Vorhandensein der Diode D₆ gewährleistet.In the MaO. as the charging voltage E ₀ increases, so does the voltage at the sliding contact of the resistor VR \. If this voltage exceeds the sum of the breakdown voltage of the Zener diode ZD, the voltage drop at the base-emitter junction of the transistor Q ₁ and the voltage drop in the diode D4, the passage through the transistor Q \ begins. This is followed by a line through the transistor Q2, the transistors Qs and Qa are closed, the current begins through the transistor Q to flow and the capacitor Cs is short-circuited, so that the oscillating operation is terminated. The above gating operation of the transistor Q * is ensured by the presence of the diode D _6.

Beim Ändern der Schaltstellung des Schalters SW, von dem Anschluß a zum Anschluß b nach Beendigung der Aufladung des Kondensators Ci bewirkt das Entladen des Kondensators G>, daß dem Thyristor SCR2 Steuerstrom zugeführt wird, so daß der Stromdurchgang durch diesen eingeleitet wird. Hierauf wird der Kondensator Cs, der über die Diode O> aufgeladen worden ist, über die Primärspule des Impulsübertragers 7~4 entladen, wodurch in dessen Sekundärspule eine impulsspannung erzeugt wird.When changing the switching position of the switch SW, from the connection a to the connection b after the charging of the capacitor Ci has ended, the discharging of the capacitor G> causes the thyristor SCR2 to be supplied with control current so that the current is initiated through it. The capacitor Cs, which has been charged via the diode O>, is then discharged via the primary coil of the pulse transformer 7-4, as a result of which a pulse voltage is generated in its secondary coil.

Die in dem Impulsübertrager Ti induzierte Spannung wird der Triggerspule der Lampen La\ und La₂ aufgedrückt, so daß eine Entladung ausgelöst wird. Sobald über die Triggerspule und die Elektrode der Lampen La\ und La₂ eine schwache Entladung eintritt, wird eine Hauptentladung eingeleitet, durch die der Kondensator C\ über die Lampen La\ und La2 sowie über die Drosselspule C/7₂ entladen wird. Die Lampen La\ und Lai leuchten dann auf und verbrauchen die in dem Kondensator Ci gespeicherte Energie.The voltage induced in the pulse transformer Ti is pressed onto the trigger coil of the lamps La \ and La ₂ , so that a discharge is triggered. As soon as the trigger coil and the electrode of the lamp La \ and La ₂ enters a weak discharge, a main discharge is initiated, by which the capacitor C \ through the lamps La \ and La2 and via the choke coil C / 7 ₂ is discharged. The lamps La \ and Lai then light up and consume the energy stored in the capacitor Ci.

Infolge der Entladung des Kondensators Ci nimmt die Spannung E₀ annähernd den Wert Null an. so daß sich der obenerwähnte Ladevorgang wiederholt.As a result of the discharge of the capacitor Ci, the voltage E ₀ almost assumes the value zero. so that the above-mentioned charging process is repeated.

Zu dem Zeitpunkt, in dem die Ladespannung Eo des Kondensators C\ einen vorbestimmten Wert erreicht und die Leitung durch den Transistor Q] einsetzt, befindet sich der Transistor Q], der mit dem Transistor Q\ eine Emitterschaltung gemeinsam hat, im Sperrzustand. Dies ist wegen der Wirkweise der Diode Di zwischen dem Gleitkontakt des Widerstandes VR\ und der Basis des Transistors Qj der Fall. Die Zündspannung des Transistors Qr ist daher um den Betrag des Spannungsabfalles in der Diode L\ erhöhtAt the point in time at which the charging voltage Eo of the capacitor C \ reaches a predetermined value and the conduction through the transistor Q] begins, the transistor Q], which has an emitter circuit in common with the transistor Q \ , is in the blocking state. This is because of the operation of the diode Di between the sliding contact of the resistor VR \ and the base of the transistor Qj . The ignition voltage of the transistor Qr is therefore increased by the amount of the voltage drop in the diode L \

Nachstehend ist die Betätigungsweise des obigen Geräts bei einem eventuellen Ausfall der genannten Vorrichtungen erläutert. Der Widerstand VRi ist zu dem Zweck vorgesehen, die Ladespannung £ödes Kondensators Ci zu erfassen. Zwischen dem Gleitkontakt und dem Widerstandsmaterial können Kontaktfehler auftreten, was zu einem Versagen des Widerstandes führen kann.Below is the operation of the above device in the event of a failure of the above Devices explained. The resistor VRi is provided for the purpose of reducing the charging voltage of the capacitor To capture Ci. Contact errors can occur between the sliding contact and the resistor material, which can lead to a failure of the resistance.

Fällt der Widerstand VRt aus, so wird der Vergleichsvorgang durch den Transistor Qt unterbrochen und das Aufladen des Kondensators Ci hält an, was zur Folge hat, daß die Ladespannung eine zulässige Grenze überschreiten kann. In diesem Fall wird die Spannung du dem Verzweigungspunkt der Widersvände VRt und VRi über die Diode D, dem Transistor Qj aufgedrückt. Das Leiten des Transistors Qj bewirkt ein Leiten des Transistors ζ^, wodurch der Thyristor SCRt gctriggcrt und damit stromführend wird. Hierdurch wird das Relais RY erregt, das den Schalter SW^ zwischen dem Leistungstransformator 7Ί und der Stromquelle Söffnet, so daß der Leistungsstromkreis von der Stromquelle S abgeschaltet wird. Gleichzeitig fließt der Kollcktorstrom des Transistors Qg über die Diode Dm und den Widerstand R$ so daß der Thyristor SCR2 getriggert wird. Der Kondensator Ci wird daher durch die Lampen La\ und Lai entladen.If the resistor VRt fails , the comparison process is interrupted by the transistor Qt and the charging of the capacitor Ci stops, with the result that the charging voltage can exceed a permissible limit. In this case, the voltage du is impressed on the junction point of the resistances VRt and VRi via the diode D, the transistor Qj . Conducting the transistor Qj causes the transistor ζ ^ to conduct, as a result of which the thyristor SCRt gctriggcrt and thus becomes live. This energizes the relay RY , which opens the switch SW ^ between the power transformer 7Ί and the power source S, so that the power circuit is switched off from the power source S. At the same time the collector current of the transistor Qg flows through the diode Dm and the resistor R $ so that the thyristor SCR2 is triggered. The capacitor Ci is therefore discharged through the lamps La and Lai.

Auch wenn das Widerstandsmaterial des Widerstandes VR₁ infolge der Bewegungen des Gleitkontaktes Verschleißerscheinungen zeigen sollte oder eine elektrische Unterbrechung erfolgt, so bleibt die obenerwähnte Schuizwirkiing durch den dem Widerstand VRt parallelgeschalteten Regelwiderstand VR₂ im vollen Umfang erhalten. Statt des Regelwiderstandes VR₂ kann natürlich auch ein üblicher Festwiderstand vorgesehen sein.Even if the resistance material of the resistor VR ₁ should show signs of wear as a result of the movements of the sliding contact or an electrical interruption occurs, the above-mentioned protection effect is fully retained by the variable resistor VR _{2 connected} in parallel with the resistor VRt. Instead of the control resistor VR ₂ , a conventional fixed resistor can of course also be provided.

Bei einem Kontaktfehler oder einer sonsiigen Störung in dem Widerstand VR₄ fließt der elektrische Strom aus der Vollweggleichrichterschaltung Dh über Erde, durch die Dioden Q, und D5 und durch den Widerstand Rs, und zwar in dieser Reihenfolge. Der Transistor Qa ist durch i!ie Spannung über den Anschlüssen der Diode Db in Sperrichtung vorgespannt und gesperrt, so daß Strom durch den Transistor Qs fließt. Ist die Phase der Spannung E, gleich π 12 oder gleich π/2 mal einer ungeraden Zahl, so nimrv die Ausgangsspannung der Vollweggleichrichterschaltung Dk den Wert Null an, wodurch die Diode Q, gesperrt wird und sich der Betriebszustand des Transistors Qs umkehrt. Als Folge hiervon wird der aus der Doppelbasisdiode Qt, dem Widerstand R* und dem Kondensator C₂ bestehende Schwingkreis in der Nähe der obigen Phase erregt, so daß dem Thyristor TH ein Torsignal zum Übergehen in den leitenden Zustand zugeführt wird. Da sich dieser Vorgang in jeder Halbperiode der Spannung E₅ wiederholt, wird dem Gerät aus der Wechselstromquelle S kein Überstrom zugeführt, obwohl die Ladezeit verlängert wird.In the event of a contact fault or other fault in the resistor VR ₄ , the electric current flows from the full-wave rectifier circuit Dh via earth, through the diodes Q and D5 and through the resistor Rs, in this order. The transistor Qa is reverse-biased and blocked by the voltage across the terminals of the diode Db, so that current flows through the transistor Qs . If the phase of the voltage E, is equal to π 12 or equal to π / 2 times an odd number, the output voltage of the full-wave rectifier circuit Dk is zero, whereby the diode Q is blocked and the operating state of the transistor Qs is reversed. As a result, the resonant circuit consisting of the double base diode Qt, the resistor R * and the capacitor C ₂ is excited in the vicinity of the above phase, so that a gate signal is supplied to the thyristor TH to make it conductive. Since this process is repeated in every half cycle of the voltage E ₅ , no excess current is supplied to the device from the alternating current source S , although the charging time is increased.

Die obige Anordnung verhindert also das Auftreten eines Spannungsstoßes des Erregungsstroms, wie er sonst unmittelbar nach dem Anschalten der Stromversorgung zu beobachten ist. Hierdurch wird ein Aufladen des großen Kondensators Ci innerhalb einer kurzen Zeitspanne ermöglicht. Die Ladespannung Eo und die Ladezeit für den Kondensator Ci können mit Hilfe der Widerstände VRi beziehungsweise VRa geregelt werden. Da im übrigen der FaIi nicht eintreten kann, daß der Kondensator Ci auf eine Überspannung aufgeladen, wird, ist die Gewähr für eine größere Betriebssicherheit gegeben.The above arrangement thus prevents the occurrence of a voltage surge of the excitation current, which is otherwise observed immediately after the power supply is switched on. This enables the large capacitor Ci to be charged within a short period of time. The charging voltage Eo and the charging time for the capacitor Ci can be regulated with the aid of the resistors VRi and VRa , respectively. Since, in the rest of the case, it cannot happen that the capacitor Ci is charged to an overvoltage, the guarantee for greater operational reliability is given.

Bei Fig. 4 handelt es sich um eine Darstellung einerFig. 4 is a representation of a

Anordnung zur Veranschaulichung eine·; ähnlichen Vorganges, wie er anhand der in Fig.2 gezeigten Anordnung erläutert wurde, wobei die Steuerung des Zündwinkels des Thyristors TH abgeändert ist. Diese Abänderung soll nachstehend erläutert werden.Arrangement to illustrate a ·; similar process, as explained with reference to the arrangement shown in Figure 2, wherein the control of the firing angle of the thyristor TH is modified. This amendment is explained below.

Die VolKveggleicnrichterschaltung Dm ist an die Sekundärseite des Transformators T; angeschlossen, um den Kondensator G01 über den Widerstand Rm und den Regelwiderstand V7?ioi aufzuladen. Bis der Kondensator C\ einen vorbestimmten Spannungswert erreicht hat, bleibt der Transistor Q101 — entsprechend dem Transistor Qs in Fig.2 — gesperrt. Auch erscheint am Gleitkontakt des Widerstandes W?io2 — entsprechend dem Widerstand VR₁ in F i g. 2 — keine Spannung und der Transistor (?io> ist gesperrt. Eine aus dem Widerstand R102 und dem Kondensator C102 bestehende Glättungssclialtung ist daher von den Ausgangsanschlüssen der Vollweggleichrichterschaltung D_m elektrisch getrennt und eine gleichgerichtete ungeglättete Spannung wird direkt dem Kondensator Ctoi aufgedrückt. The VolKveggleicnrichterschaltung Dm is on the secondary side of the transformer T; connected to charge the capacitor G01 via the resistor Rm and the variable resistor V7? ioi. Until the capacitor C \ has reached a predetermined voltage value, the transistor Q101 - corresponding to the transistor Qs in FIG. 2 - remains blocked. Also appears at the sliding contact of the resistor W? Io2 - corresponding to the resistor VR ₁ in FIG. 2 - no voltage and the transistor (? Io> is blocked. A smoothing circuit consisting of the resistor R102 and the capacitor C102 is therefore electrically isolated from the output connections of the full-wave rectifier circuit D _m and a rectified, unsmoothed voltage is applied directly to the capacitor Ctoi.

Ist die Abbruchspannung des zwischen den Kondensator Cioi und die Primärspule des Impulsübertragers Ts gelegten Vierschichtdiode D102 auf einen Wert festgelegt, der gleich dem Höchstwert der Vollweggleichrichtungsspannung oder ein wenig niedriger ist als dieser, so wird der Kondensator Cioi über die erwähnte Vierschichtdiode Dio2 und die Primärspule des Impulsübertragers Tj in der Phase um etwa π/2 verspätet gegenüber der Wechselspannung E_s entladen. Diese Entladung triggert den Thyristor TH. If the breakdown voltage of the four-layer diode D102 placed between the capacitor Cioi and the primary coil of the pulse transformer Ts is set to a value that is equal to the maximum value of the full-wave rectification voltage or a little lower than this, the capacitor Cioi is connected to the four-layer diode Dio2 and the primary coil of the Pulse transformer Tj in phase about π / 2 delayed compared to the alternating voltage E _s discharged. This discharge triggers the thyristor TH.

Die Entladung des Kodensators Cm bewirkt eine beachtliche Verringerung der Spannung zwischen seinen Anschlüssen und läßt die Vierschichtdiode D102 wieder in den Sperrzustand übergehen. Da die Oszillationsfrequenz durch den Kondensator Cioi, den Impulsübertrager Γ5 und die Widerstände /?ιοι und VR_W\ bestimmt ist, wiederholt sich das Laden und Entladen.The discharge of the capacitor Cm causes a considerable reduction in the voltage between its terminals and causes the four-layer diode D102 to go back into the blocking state. Since the oscillation frequency is determined by the capacitor Cioi, the pulse transformer Γ5 and the resistors /? Ιοι and VR _W \ , the charging and discharging are repeated.

Im Anfangsstadium des Anschaltens der Stromquelle befindet sich der Transistor Qm im Sperrzustand und der Kondensator C102 sowie der Widerstand Ä102 üben noch keine Glättungswirkung aus. Die dem Kondensator Cioi aufgedrückte Spannung ist daher pulsierend und liegt auf einem Wert, der unter der Abbruchspannung der Vierschichtdiode Dwt liegt, wodurch der Oszillationsvorgang unterbrochen wird. Der Thyristor TH bleibt so lange leitend, bis der aus der Wechselstromquelle S zugeführte Strom den Weit Null annimmt: da sein StromfluBwinkel klein ist, kann ein übermäßiger Stoßstrom vermieden werden.In the initial stage of switching on the current source, the transistor Qm is in the blocking state and the capacitor C102 and the resistor A102 do not yet have a smoothing effect. The voltage impressed on the capacitor Cioi is therefore pulsating and is at a value which is below the breakdown voltage of the four-layer diode Dwt, as a result of which the oscillation process is interrupted. The thyristor TH remains conductive until the current supplied from the alternating current source S assumes far zero: since its current flow angle is small, an excessive surge current can be avoided.

Hat der Kondensator G infolge des leitenden Zustandes des Thyristors TH Ladung aufgenommen, erscheint an dem Gleitkontakt des Widerstandes V7?io2 eine Spannung. Diese Spannung verbessert den Leitfähigkeitszustand des Transistors Qm- was zur Folge hat, daß der Kondensator Ci02 und der Widerstand Rtm elektrisch zwischen die Ausgangsanschlüsse der Vollweggleichrichterschaltung D_tOi eingefügt werden. Die Gleichrichtungsspannung wird daher geglättet, der Zeitpunkt der Einleitung des Oszillationsvorganges wird vorgerückt und der Stromflußwinkel des Thyristors TH vergrößert.If the capacitor G has taken up charge as a result of the conducting state of the thyristor TH , a voltage appears at the sliding contact of the resistor V7? Io2. This voltage improves the conductivity state of the transistor Qm- with the result that the capacitor Ci02 and the resistor Rtm are _{electrically inserted between the output terminals of} the full-wave rectifier circuit D tO i. The rectification voltage is therefore smoothed, the point in time at which the oscillation process is initiated is advanced and the current conduction angle of the thyristor TH is increased.

Mit anderen Worten, im Frühstadium der Aufladung des Kondensators Ci ist der Transistor Qw7 gesperrt oder befindet sich nahezu im Sperrzustand und der Vierschichtdiode D102 wird eine Spannung entsprechend der Vollweggleichrichtungsspannung aufgedrückt. Die Vierschichtdiode D_m wird somit in der Nähe eines Höchstwertes der aufgedrückten Spannung in den leitenden Zustand gebracht, wodurch die Spannung über den Anschlüssen des Kondensators Cioi abfällt Ein erneutes Leiten von D102 erfolgt dann nahe dem Höchstwert in der nächsten Halbperiode. Durch das Aufladen des Kondensators C| wird jedoch die Leitfähigkeit des Transistors Qua verbessert so daß der Kondensator C102 und der Widerstand R\oi elektrisch zwischengeschaltet werden. Der Gleichsiromanteil der nun dem Kondensator Cioi aufgedrückten Spannung erhöht sich also, wodurch die Zündphase der Vierschichtdiode D102 vorverlegt wird und der Leitwinkel des Thyristors TH sich vergrößertIn other words, in the early stage of charging the capacitor Ci, the transistor Qw7 is cut off or is almost in the cut-off state, and a voltage corresponding to the full-wave rectification voltage is impressed on the four-layer diode D102. The four-layer diode D _m is thus brought into the conductive state in the vicinity of a maximum value of the impressed voltage, as a result of which the voltage across the terminals of the capacitor Cioi drops. D102 is then conducted again near the maximum value in the next half cycle. By charging the capacitor C | however, the conductivity of the transistor Qua is improved so that the capacitor C102 and the resistor R \ oi are electrically interposed. The DC component of the voltage now impressed on the capacitor Cioi increases, as a result of which the ignition phase of the four-layer diode D102 is brought forward and the conduction angle of the thyristor TH increases

Erreicht die Ladespannung des Kondensators Ci einen vorbestimmten Wert so beginnt der Transistor Qm zu leiten und der Kondensator Qoi wird kurzgeschlossen. Hierdurch wird der Vierschichtdiode D\a:\ keine Spannung aufgedrückt und kein Signal zum Triggern des Thyristors TH erzeugt Der Ladevorgang des Geräts wird daher unterbrochen.When the charging voltage of the capacitor Ci reaches a predetermined value, the transistor Qm begins to conduct and the capacitor Qoi is short-circuited. As a result, no voltage is impressed on the four-layer diode D \ a: \ and no signal to trigger the thyristor TH is generated. The charging process of the device is therefore interrupted.

Fig.5a zeigt Beispiele teilweise abgeänderter Ausführungsformen, wobei Teile, die denen des in Fig.2 gezeigten Geräts entsprechen, mit den gleichen Bezugszahlen versehen sind. Hierbei ist in Fig.5a zunächst eine Modifikation des Thyristors 2 zum Regeln des Stcßstroms dargestellt; hierfür sind die gegensinnig parallelgeschalteten Thyristoren SCR201 und SCR₂O₂ vorgesehen. Als Last für die Doppelbasisdiode Qf, dient der Impulsübertrager Γιοι mit drei Spulen, wobei die eine dieser Spulen mit der Doppelbasisdiode Q₆ verbunden ist, während die anderen beiden über die Widerstände #201 beziehungsweise Λ202 mit einem Punkt zwischen der Steuerelektrode und der Kathode der Thyristoren SCÄ101 und SCR\m verbunden sind.FIG. 5a shows examples of partially modified embodiments, parts which correspond to those of the device shown in FIG. 2 being given the same reference numerals. Here, a modification of the thyristor 2 for regulating the surge current is first shown in FIG. 5a; the thyristors SCR201 and SCR ₂ O _{2 connected in} parallel in opposite directions are provided for this purpose. The load for the double base diode Qf is the pulse transformer Γιοι with three coils, one of these coils being connected to the double base diode Q ₆ , while the other two are connected to a point between the control electrode and the cathode of the thyristors via the resistors # 201 or Λ202 SCÄ101 and SCR \ m are connected.

Fig. 5b gibt den Fall wieder, daß eine Zweiwegschaltdiode TW₃₀I mit zwei Anschlüssen auf der Primärseite des Transformators T\ vorgesehen ist indem man sich des Abbruchverhaltens dieser Diode statt einer Doppelbasisdiode bedient, wird über die Anschlüsse des erwähnten Thyristors THm von dem Impulsübertrager T₃ durch den Sperrkondensator Cx\ ein Steuersignal aufgedrückt. Die Betätigungsweise dieser Anordnung entspricht ebenso wie die der F i g. 5a, der in den F i g. 2 und 4 dargestellten Vorrichtung.Fig. 5b shows the case that a two-way switching diode TW ₃₀ I with two connections is provided on the primary side of the transformer T \ by using the breakdown behavior of this diode instead of a double base diode, the pulse transformer T via the connections of the thyristor THm mentioned ₃ a control signal is impressed by the blocking capacitor Cx \. The mode of operation of this arrangement corresponds to that of FIG. 5a, which is shown in FIGS. 2 and 4 shown device.

4s Fig.5c zeigt eine abgeänderte Ausführungsform des Eingangsteils der Torschaltung oder der Vergleichsschaltung 8 und der voraufgehenden Stufen zum Ermitteln der Ladespannung des Kondensators 5 Zunächst einmal wird die Ladespannung des Kondensa-4s Fig.5c shows a modified embodiment of the Input part of the gate circuit or the comparison circuit 8 and the preceding stages for Determining the charging voltage of the capacitor 5 First of all, the charging voltage of the capacitor

so tors C\ durch die Widerstände Λ101 und R402 geteilt, und dann wird die geteilte Spannung dem Transistor Q401 ir einem Emitterfolgerkreis aufgedrückt. Die Emitterschaltung des Transistors Q401 besteht aus den Widerständen VR₁, VR₂ und VR₃ sowie der Diode D₁. Ein Aufdrücken einer Spannung erfolgt von dem Gleitkontakt des Widerstandes VRi über den Widerstand R₂ aul die Basis des Transistors Q*<n, dem als Emitterlast eine Zenerdiode ZD beigegeben ist. Dieser Transistor Qw, bildet zusammen mit einem Transistor Qm einer Schmitt-Trigger, der die Leitfähigkeit des Transistor! Qs und der folgenden, an den Ausgang der Schaltung gelegten Schaltelemente steuert.so tors C \ divided by resistors Λ101 and R402, and then the divided voltage is impressed on transistor Q401 in an emitter follower circuit. The emitter circuit of the transistor Q401 consists of the resistors VR ₁ , VR ₂ and VR ₃ as well as the diode D ₁ . A voltage is applied from the sliding contact of the resistor VRi via the resistor R _{2 on} the base of the transistor Q * <n, to which a Zener diode ZD is added as an emitter load. This transistor Qw, together with a transistor Qm , forms a Schmitt trigger, which changes the conductivity of the transistor! Qs and the following switching elements connected to the output of the circuit controls.

Die Verwendung der Emitterfolgerschaltung ermög licht die Verhinderung einer Fehlbetätigung infolge vor Rauschanteilen, auch falls der Aufbau des Gerätes e: erforderlich macht, den Widerstand VR\ über ein< Leitung mit einer Steuerschaltung zu verbinden, di( weitab von dem Widerstand liegt.The use of the emitter follower circuit makes it possible to prevent incorrect operation as a result of noise components, even if the structure of the device makes it necessary to connect the resistor VR \ via a wire to a control circuit that is far away from the resistor.

Es versteht sich von selbst, daß der aus den Transistoren Qm und Qw bestehende Schmitt-Trigger durch eine Anordnung ersetzt werden kann, die den in F i g. 2 gezeigten Transistor Q\ einschließtIt goes without saying that the Schmitt trigger consisting of the transistors Qm and Qw can be replaced by an arrangement which corresponds to the one shown in FIG. 2 includes transistor Q \

In der Anordnung der F i g. 5d ist statt des Thyristors SCR\ der F i g. 2 ein rückwärtssperrender Triodenthyristor 77/501 vorgesehen, wobei der Transistor Qg und die dazugehörige Schaltung entfälltIn the arrangement of FIGS. 5d is the figure instead of the thyristor SCR \ . 2 a reverse blocking triode thyristor 77/501 is provided, the transistor Qg and the associated circuit being omitted

Fig.5e zeigt eine abgeänderte Ausführungsform einer Kombination der Torschaltung 9 und des Selbsterregungsoszillators 10, wobei der mit dem Widerstand R₂ in Reihe geschaltete Transistor ftot statt des mit dem Kondensator C₂ parallelgeschalteten5e shows a modified embodiment of a combination of the gate circuit 9 and the self-excitation oscillator 10, the transistor ftot connected in series with the resistor R ₂ instead of the transistor connected in parallel _{with the capacitor C 2}

Transistors Qs durch den Kollektorausgang des Transistors <?·( gesteuert wird. Die Betätigungsweise entspricht hierbei jener der Anordnung der F i g. 2.The transistor Qs is controlled by the collector output of the transistor <? · (. The mode of operation here corresponds to that of the arrangement in FIG. 2.

Bei der Anordnung der F i g. 5f findet als Selbsterregungsoszillator 10 ein astabiler Multivibrator Verwendung, Der astabile Multivibrator besteht aus den Transistoren Qja\ und Qm, und seine Stromzufuhr wird durch den Transistor Qjoj gesteuert, der seinerseits durch den Transistor Q₄ ausgesteuert wird. Der Ausgang des astabilen Multivibrators erregt den Schalttransistor φ«, und ein Steuersignal wird dem Thyristor THüber den Impulsübenrager T3 zugeführtIn the arrangement of FIGS. 5f is used as a self-excitation oscillator 10, an astable multivibrator use, the astable multivibrator consisting of transistors QJA \ and Qm, and its current supply is controlled by the transistor Qjoj, which is in turn-off controlled by the transistor Q. ₄ The output of the astable multivibrator excites the switching transistor φ «, and a control signal is fed to the thyristor TH via the pulse transmitter T3

Hierzu 7 Blatt ZeichnungenIn addition 7 sheets of drawings

Claims

Claims;

1. Gleichrichterschaltungsanordnung zum Anschluß an eine Wechselstromquelle über einen Gleichrichtertransformator und zur Speisung auf einen Kondensator, mit einer Oberströme verhindernden Laststromsteuerung über einen den Laststrom führenden Thyristor, einer den Laststrom gleichrichtenden ersten Gleichrichterschaltung, einem die Kondensatorladespannung zu Meßzwekken teilenden Spannungsteiler und einer zwischen einer an die Wechselstromquelle anschließbaren zweiten Gleichrichterschaltung und dem Spannungsteiler liegenden Steuerschaltung, die einen den Thyristor im Phasenanschnitt steuernden Triggerimpulsgenerator, eine den Triggerimpulsgenerator in Abhängigkeit vom Laststrom zur Wahl des Zündwinkels ansteuernde, hei ganz oder nahezu ungeladenem Kondensator einen großen Zündwinkel bewirkende A.nsteuerschaltung und eine Spannungsvergleichschafcxig enthält, die die Spannung an einem veränderlichen Abgriff des Spannungsteilers mit einer Bezugsspannung vergleicht und bei ausreichend hoher Kondensatorspannung den Triggerimpulsgenerator zugunsten einer Erniedrigung des Laststroms ansteuert, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Gleichrichterschaltung (12) eine gegenüber der angelegten Wechselspannung (Es) um eine gegebene Phase verschobene ungeglättete gleichgerichtete Spannung (Ei) abgibt, die in einer Überlagerungsschaltung (Rs, Re, Ds) mit einer vom Spannungsteiler (7a, Tb, 7cJ abgegriffenen Spannung zu/· Erzeugung einer phasenveränderlichen Steutrspannung (Ei) für den Triggerimpulsgenerator überlage:. wird, dessen Impulserzeugungsphase von der Phase dieser Steuerspannung (Ej) abhängt, und daß die Ansteuerschaltung eine Torschaltung (9) ist, die die von der Überlagerungsschaltung (Rs, Ri, Ds) gelieferte Steuerspannung (E₂) unter Steuerung durch das Ausgangssignal der Spannungsvergleichsschaltung (8) zum Triggerimpulsgenerator (10) als Ansteuerspannung durchläßt bzw. sie sperrt1. Rectifier circuit arrangement for connection to an alternating current source via a rectifier transformer and for feeding to a capacitor, with a load current control to prevent overcurrents via a thyristor carrying the load current, a first rectifier circuit which rectifies the load current, a voltage divider which divides the capacitor charge voltage for measurement purposes and a voltage divider between one to the A second rectifier circuit, which can be connected to an alternating current source, and the control circuit which is connected to the voltage divider and which contains a trigger pulse generator which controls the thyristor in phase control, a control circuit which controls the trigger pulse generator as a function of the load current to select the ignition angle and which, when fully or almost uncharged, causes a large ignition angle and a voltage comparison circuit, which compares the voltage at a variable tap of the voltage divider with a reference voltage and with a sufficiently high K. condenser voltage controls the trigger pulse generator in favor of lowering the load current, characterized in that the second rectifier circuit (12 ) emits an unsmoothed rectified voltage (Ei) shifted by a given phase with respect to the applied alternating voltage (Es) , which in a superimposition circuit (Rs, Re, Ds) with a voltage tapped from the voltage divider (7a, Tb, 7cJ) to / · Generation of a phase-variable control voltage (Ei) for the trigger pulse generator. whose pulse generation phase depends on the phase of this control voltage (Ej) , and that the control circuit is a gate circuit (9) which receives the control voltage (E ₂ ) supplied by the superposition circuit (Rs, Ri, Ds ) under control by the output signal of the voltage comparison circuit (8) to the trigger pulse generator (10) as a control voltage lets through or it blocks

2. Gleichrichterschaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur Phasen- verschiebung der ungeglätteten gleichgerichteten Spannung gegenüber der Spannung der Wechselstromquelle in die zweite Gleichrichterschaltung (12) ein Kondensator (Q) einbezogen ist. 2. Rectifier circuit arrangement according to claim 1, characterized in that a capacitor (Q) is included in the second rectifier circuit (12) for the phase shift of the unsmoothed rectified voltage with respect to the voltage of the alternating current source.

3. Gleichrichterschaltungsanordnung nach An- so Spruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Überlagerungsschaltung eine elektrische Verbindung über Widerstände (Rs, Re) von der zweiten Gleichrichterschaltung (12) zum Abgriff des Spannungsteilers (7a, 7b) umfaßt, an der an einem mittreren Punkt die Steuerspannung (Ei) abgegriffen ist.3. Rectifier circuit arrangement according to claim 1 or 2, characterized in that the superimposition circuit comprises an electrical connection via resistors (Rs, Re) from the second rectifier circuit (12) for tapping the voltage divider (7a, 7b) , at which one in the middle point the control voltage (Ei) is tapped.

4. Gleichrichterschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, deren Triggerimpulsgenerator eine Doppelbasisdiode, einen zwischen den Emitter und eine der Basen dieser Doppelbasisdiode gelegten Widerstand sowie einen Kondensator und einen Impulsübertrager, die zwischen den Emitter und die andere der Basen der Doppelbasisdiode gelegt sind, aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß die Torschal- *^r, lung (9) eine Basisschaltung aufweist, die einen Transistor (Q₂) der Vergleichsschaltung (8), eine geschlossene Schleife, bestehend aus der Phasen4. Rectifier circuit according to one of claims 1 to 3, the trigger pulse generator of which has a double base diode, a resistor placed between the emitter and one of the bases of this double base diode and a capacitor and a pulse transformer which are placed between the emitter and the other of the bases of the double base diode , characterized in that the Torschal- ^r *, lung (9) having a base circuit comprising a transistor (Q ₂₎ of the comparison circuit (8), a closed loop consisting of the phase schieberschaltung (12) und einem Teil des Spannungsteilers (7a, 7b, 7c) und einen dem Kondensator (C₂) des Triggerimpulsgenerators (10) parallelgeschalteten Schalttransistor (Qs) enthält und daß die Basisvorspannung des Schalttransistors (Qs) durch die Steuerspannung (E₂) und das Ausgangssignal der Spannungsvergleichsschaltung (8) veränderbar istslide circuit (12) and part of the voltage divider (7a, 7b, 7c) and a switching transistor (Qs) connected in parallel to the capacitor (C ₂ ) of the trigger pulse generator (10) and that the base bias of the switching transistor (Qs) is controlled by the control voltage (E ₂ ) and the output signal of the voltage comparison circuit (8) can be changed

5. Gleichrichterschaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Tri^gerimpulsgenerator (!0) aus einem mit dem Ausgangsanschluß der zweiten Gleichrichterschaltung (Dim) verbundene Kondensator (Qo\), einem mit einem Impulsübertrager ^T₃) in Reihe geschalteten Unidirektional-Diodenthyrisior (D]O₂) und einer Glättungsschaltung (R\o₂, Qo₂) besteht, die mit einem Transistor (Qw₂) in Reihe geschaltet ist dessen Leitfähigkeitszustand durch das zweite und das dritte Steuersignal steuerbar ist und daß die Leitfähigkeit des Transistors (Q\o2) mit dem Ansteigen der Ladespannung des mit der ersten Gleichrichterschaltung (4) verbundenen Kondensators (5) erhöhbar ist wobei die Glättungsschaltung (R\_m, CiQ₂) zum Glätten der Ausgangsspannung der zweiten Gleichrichterschaltung (Ά01) betätigbar ist und der Zündwinkel des mit dem Impulsübertrager (Tj) verbundenen Thyristor (2) steuerbar ist5. Rectifier circuit arrangement according to claim 3, characterized in that the Tri ^ gerimpulsgenerator (! 0) from a with the output terminal of the second rectifier circuit (Dim) connected capacitor (Qo \), one with a pulse transformer ^ T ₃ ) in series unidirectional Diodenthyrisior (D] O ₂ ) and a smoothing circuit (R \ o ₂ , Qo ₂ ) , which is connected in series with a transistor (Qw ₂ ) whose conductivity state can be controlled by the second and the third control signal and that the conductivity of the transistor (Q \ o2) can be increased with the increase in the charging voltage of the capacitor (5) connected to the first rectifier circuit (4), whereby the smoothing circuit (R \ _m , _{CiQ 2} ) can be actuated to smooth the output voltage of the second rectifier circuit (Ά01) and the The firing angle of the thyristor (2) connected to the pulse transformer (Tj) can be controlled

6. Gleichrichterschaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß es sich bei dem Triggerimpulsgenerator (10) um einen astabilen Multivibrator (Qmu Q102) handelt daß zwischen diesen astabilen Multivibrator und die Gleichstromquelle eine Stromsteuerungseinrichtung (Qim) gelegt ist und daß der Leitfähigkeitszustand dieser Stromsteuerungseinrichtung durch die Torschaltung (9) zum Einleiten und Beendigen eines Oszillatorvorgangs des astabilen Multivibrators (Qim, Qim) steuerbar ist (F i g. 5f).6. Rectifier circuit arrangement according to one of claims 1 to 3, characterized in that the trigger pulse generator (10) is an astable multivibrator (Qmu Q102) that a current control device (Qim) is placed between this astable multivibrator and the direct current source and that the The conductivity state of this current control device can be controlled by the gate circuit (9) for initiating and terminating an oscillator process of the astable multivibrator (Qim, Qim) ( FIG. 5f).

7. Gleichrichterschaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Vergleichsschaltung (8) eine Überladungsschutzschaltung (14) zum Abschalten der Wechselspannungsquelle (18) beim Vergleichen der Ausgangsspannung der Spannungsteilerschaltung (7a, 7b, 7c) durch die Vergleichsschaltung (8) für den Fall eines Überschreitens der Bezugsspannung beigegeben ist, daß die Spannungsteilerschaltung (Jb) aus einem Widerstand (VRi) mit einem Gleitkontakt und einem Stellwiderstand (VR₂) in Parallelschaltung besteht, wobei zwischen den Gleitkontakt des Widerslandes (VRi) und den Eingangsanschluß der Überladungsschutzschaltung (14) eine Diode (D₂) und zwischen den einen der festen Kontakte des Widerstandes (VRi) und den Eingangsanschluß der Überladungsschutzschaltung (14) eine weitere Diode (Ds) gelegt ist.7. Rectifier circuit arrangement according to one of claims 1 to 6, characterized in that the comparison circuit (8) has an overcharge protection circuit (14) for switching off the AC voltage source (18) when comparing the output voltage of the voltage divider circuit (7a, 7b, 7c) by the comparison circuit (8 ) in the event that the reference voltage is exceeded, the voltage divider circuit (Jb) consists of a resistor (VRi) with a sliding contact and a variable resistor (VR ₂ ) connected in parallel, with the sliding contact of the contradiction (VRi) and the input terminal of the Overcharge protection circuit (14) a diode (D ₂ ) and a further diode (Ds) is placed between one of the fixed contacts of the resistor (VRi) and the input terminal of the overcharge protection circuit (14).

8. Gleichrichterschaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet daß mit der Überladungsschutzschaltung (14) eine beim Überschreiten der Bezugsspannung durch die Ausgangsspannung des Spannungsteilers (7a, 7b, 7c) ansprechende Triggerschaltung (Cs, Rj, Tj) verbunden ist, die die Entladung des Kondensators (Ci) über eine Last (La\, La₂) auslöst. 8. Rectifier circuit arrangement according to claim 7, characterized in that a trigger circuit (Cs, Rj, Tj) which reacts when the reference voltage is exceeded by the output voltage of the voltage divider (7a, 7b, 7c) is connected to the overcharge protection circuit (14), which triggers the discharge of the capacitor (Ci ) triggers via a load (La \, La _2).

9. Gleichrichterschaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß es sich bei der Vergleichsschaltung (8) um eine Schmitt-Schaltung handelt wobei eine mit konstanter Spannung leitende Z-Diode (ZD) an die9. Rectifier circuit arrangement according to one of claims 1 to 8, characterized in that the comparison circuit (8) is a Schmitt circuit with a constant voltage conducting Z-diode (ZD) to the

Emitter circuits of two transistors (Qw, Owi) forming the Schmitt circuit are laid.

The invention relates to rectifier circuitry for connection to an alternating current source via a direct current transformer and for feeding to a capacitor, with a load current control that prevents overcurrents a thyristor carrying the load current, a first rectifier circuit which rectifies the load current, a voltage divider dividing the capacitor charge voltage for measurement purposes and one between a second that can be connected to the AC power source Rectifier circuit and the voltage divider lying control circuit, which one the thyristor in The trigger pulse generator controlling the phase angle, one the trigger pulse generator depending on the Load current for the selection of the ignition angle controlling one when the capacitor is completely or nearly uncharged large firing angle causing control circuit and a voltage comparison circuit that contains the Comparing voltage at a variable tap of the voltage divider with a reference voltage and if the capacitor voltage is high enough, the trigger pulse generator in favor of a lowering of the load current

It is common to turn on rectifier circuitry connected to a load impermissible inrush current, which represents a considerable load for the components, in particular, if the rectifier circuit is equipped with semiconductor components, the even short-term Cannot tolerate overloads. Such an inrush current occurs in particular when the rectifier circuitry feeds a capacitor, for example the smoothing or to serve the delivery of short-term strong current surges, for example to feed a xenon lamp.

It is known (US-PS 33 28 606), anti-parallel Controlling thyristors or a triac by the AC supply voltage itself. To the interruption or carrying out the control, an auxiliary circuit is used, which corresponds to a selectable, can be switched through by an additional circuit modifiable input variable and thereby the Voltage drops generated for the control of the main circuit. However, there is no overcurrent limitation intended.

A circuit is also known ("SCR Manual", 1960, page 93, FIG. 7, 9) in which a current limitation takes place to protect against overcurrents that can occur when switching on a cold incandescent lamp, namely via anti-parallel connected thyristors, their control except for the phase of the supply voltage and an adjustable influence on this Phase is still influenced by a control variable that is taken from a current transformer in the load circuit men will. So if an overcurrent occurs, the will be moved back after a certain delay Ignition time, with which the necessary throttling of the current is effected. This current-independent (overcurrent protection circuit can only be sufficient for moderate h> overcurrents, since they only occur after they have occurred to take effect)

In order to limit such an overcurrent, when feeding to a capacitor, the strong Current occurs after each discharge of the capacitor, known as a current limiter resistor (US-PS 33 73 337), which is connected to the load circuit. The current limiter resistor is also used, if necessary Output overcurrent signals that serve as error signals and favor the ignition angle to adjust a current throttling. The known circuit is moreover to a constant output voltage constructed, for which the capacitor charging voltage taken from a voltage divider with a Reference voltage is compared. The circuit, which is relatively complicated for this, is practically suitable not to control the firing angle of the thyristor in such a way that, when the capacitor is uncharged, one as possible low charging voltage is present.

It is also in connection with the pulsed feeding of a flash tube to a capacitor feeding rectifier circuit has become known (US-PS 33 75 403), for which after each Capacitor discharging and recharging a constant current control is provided, which is part of a circuit of the type mentioned for current measurement of a current transformer connected between the rectifier transformer and earth operated, the output signal of which is the firing angle provided by the oscillator circuit for the thyristor or the thyristors are determined by connecting it to a control line of the oscillator circuit. To avoid the charging current comparable to a short-circuit current immediately after a discharge of the capacitor and to avoid a too rapid increase in voltage across the capacitor, as long as the flash tube is not yet deionized, an additional charge delay circuit is provided, due to the ignition or due to a voltage divider and a detector circuit detectable discharge of the control line of the oscillator circuit impresses a control voltage which The result is as large an ignition angle as possible. The time η for which this circuit remains effective until again the constant current regulation takes over the control, results from one provided in the circuit Capacitor discharge circuit with a given time characteristic. According to this state of the art, this is the Given by the current transformer deficiency in a relatively complicated manner by an additional Circuit unit that takes over the load current control after each capacitor discharge, partially Compensated Apart from the complication that this creates, these are only associated with capacitor discharges subsequent control of this additional circuit and the pure time characteristic according to which it carries out its Laoungssteuerungsprogramm, disadvantageous. In the case of short circuits, this results in reclosing after a creeping one Capacitor discharge or other cases in which the charging voltage is due to a defect of the capacitor does not go beyond a low level, considerable disadvantages then arise constant current regulated load current, which is also used in the event of a sudden counter voltage breakdown is only readjusted via the current measurement.

The invention is based on the object, without excessive additional circuit complexity to create reliable protection of the rectifier circuit against even brief overcurrents. This task is based on a circuit arrangement of the