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Die
Erfindung betrifft einen Inverter mit zwei asymmetrischen Halbbrückenschaltungen,
die abwechselnd zwei getrennte Primärwicklungen eines Haupttransformators
treiben, bei dem an der Sekundärwicklung
des Haupttransformators ein Strom-Verdoppler-Gleichrichter angeschaltet
ist.
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Der
Trend im Inverterbau geht immer mehr in Richtung kleinerer Abmessungen
und leichterer Gewichte. Gleichzeitig werden die Anforderungen in
vielen Aspekten erhöht.
So muss der Oberwellengehalt des Netzstromes immer mehr strengen
gesetzlichen Normen genügen.
Dies erfordert einen beträchtlichen Aufwand,
erhöht
das Gewicht und das Volumen des Gesamtgerätes. Umso mehr muss die Effizienz
der Leistungselektronik verbessert werden. Ein beispielhafter Stand
der Technik ist hierfür
gegeben in der Schrift: "Design
and Experimental Analysis of a 10kW 800V/48V Dual Interleaved Two-Transistor
DC/DC Forward Converter System Supplied by a VIENNA Rectifier I" von Johann Miniböck, Johann
W. Kolar und Hans Ertl. Diese Schrift wurde im Rahmen eines öffentlichen
Seminarvortrages auf der PCIM-Konferenz in Nürnberg 2002 verteilt.
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Auf
Seite 10 ist eine Grundschaltung nach dem Oberbegriff dieser Erfindung
abgebildet. Im Text wird bereits erwähnt, dass die beiden Invertersysteme – die hier
in Reihe geschaltet sind – sich
wohl gegenseitig beeinflussen, weil sie nur auf einem einzigen Transformator
arbeiten. Jede Spannung, die in eine Primärwicklung eingespeist wird, überträgt sich genauso
auf das andere Halbbrückensystem
und versucht dort Störungen.
Die realisierte Schaltung in dieser Schrift von Seite 1 kennt diese
Probleme nicht, da sie über
getrennte Transformatoren verfügt.
Diese Schaltung arbeitet auch mit einer moderaten Schaltfrequenz
von 25 kHz und ist als 48V Stromversorgung für Telekommunikationseinrichtungen
geplant. Um jedoch ads Gewicht, die Größe und die Kosten eines zweiten
Transformators einsparen zu können, schlagen
die Autoren eine Schaltung nach Seite 10 vor.
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Wenn
nun ein Inverter benötigt
wird, der mit erheblich höherer
Schaltfrequenz arbeiten soll, so ergeben sich neue Probleme. Hohe
Schaltfrequenzen werden z.B. in der Impulsschweißtechnik benötigt, da der
Inverter kontrolliert extrem schnelle Strommuster produzieren muss,
z.B. über
1000A/ms. Gleichzeitig wird eine extrem schnelle Regelung benötigt, weil beim
Schweißen
völlig
unvorhersehbar und in chaotischer Folge Lichtbogenkurzschlüsse auftreten,
so dass die Ausgangsleistung innerhalb von Bruchteilen einer Millisekunde
um Bereiche von 95 % der Volllast schwanken kann. Für solch
hohe dynamische Anforderungen benötigt man hohe Schaltfrequenzen
und dafür
werden vorteilhafterweise Transistoren vom Typ MOSFET eingesetzt.
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Es
wurde nun versucht, MOSFETs in einer Schaltung für ein Schweißgerät zu verwenden.
Dabei traten enorme Probleme auf, die damit zusammenhängen, dass
MOSFET-Transistoren eine parasitäre Diode
invers zum Transistor besitzen. Wenn eine der Halbbrückenschaltungen
in den sogenannten Freilaufbetrieb geht, das ist der Zustand, in
dem die Primärwicklung
des Haupttransformators ihre Magnetisierung über die Freilaufdioden abbaut,
dann beginnen im zweiten Inverter die inversen Freilaufdioden zu
leiten, wobei dann kurz danach eine hohe du/dt-Belastung des MOSFETs
erfolgt. Dies ist eine typische Situation, in der ein MOSFET in
den Zerstörungszustand "second break down" gehen kann und dies
muss unter allen Umständen
verhindert werden. Die auf Seite 10 beschriebene Schaltung ist so
also mit MOSFETs nicht sicher zu betreiben.
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In
bestimmten Grenzbereichen kurz vor der Vollaussteuerung des Inverters
ergaben sich weiter erhebliche Probleme mit Sättigungserscheinungen im Haupttransformator.
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Eine
herkömmliche
Regelung mit Pulsweiten-modulierten Ansteuersignalen führte zu
einem Schwingen des Magnetisierungsstromes in Grenzsituationen.
Gleichzeitig war das PWM-System beim Auftreten von Kurzschlüssen in
seiner Geschwindigkeit viel zu langsam.
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Die
Erfindung hat sich die Aufgabe gestellt, eine Inverterschaltung
in vielen Aspekten weiter zu entwickeln, damit sie sich mit MOSFET-Transistoren betrie ben
werden kann, wobei die Magnetisierungsströme im Hauptübertrager sauber kontrollierbar sind,
eine extrem schnelle Regelung ohne Trafosättigung erreichbar ist und
dass alle an ein Schweißgerät gestellten
Anforderungen erfüllbar
sind.
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Diese
Aufgabe wird nach der Erfindung dadurch erreicht, dass mit jeder
Primärwicklung
des Haupttransformators eine sättigbare
Induktivität
in Reihe geschaltet ist.
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Der
Inverter kann in parallele Teilsysteme aufgeteilt werden, wobei
die Symmetrie der Stromaufteilung immer gewährleistet ist, ein Symmetriersystem
für den
kapazitiven Mittelpunkt bei Serienschaltung der Halbbrückenschaltungen
gefunden werden kann, die Vorschriften der Oberwellen im Netzstrom
einhaltbar sind, das Invertersystem bis in die höheren Leistungsbereiche hinein
realisierbar ist und ein Baukastensystem realisiert ist, um flexibel den
Anforderungen des Marktes zu genügen.
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Für ein Schweißgerät ist das
Gewicht eine herausragende Größe. Mit
dieser Auslegung der Schaltung können
die Glättungsdrosseln
klein gehalten werden und für
sehr hohe Leistungen lassen sich derartig aufgebaute Teilsysteme
in Parallelschaltung betreiben.
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Weiterbildungen
der Grundschaltung sind den zahlreichen Unteransprüchen zu
entnehmen, die sich insbesondere mit der Aufteilung des Inverters
in mehrere kleine Teilinverter und dem phasenversetzten Betrieb
derselben befassen. Auch die Regelstruktur des Teil- und Gesamtsystems
wurde verbessert und die Rückwirkungen
auf das Versorgungsnetz reduziert.
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Beim
Betrieb eines derartigen Invertersystems mit sehr kleinen Strömen kann
der sogenannte Aussetzbetrieb beginnen, wobei beide Teilsysteme nicht
mehr streng abwechselnd takten. Bei einer Serienschaltung der Halbbrückenschaltungen
tritt eine Verschiebung des Mittelpunktes der Spannungsversorgung
auf, die zu einer Zerstörung
der Teilsysteme führen
kann. Dagegen gibt eine Weiterbildung eine Lösung an.
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Besonders
rückkopplungsarme
Verhältnisse und
wesentlich ruhigere Kurvenverläufe
entstehen, wenn in Reihe mit den Ausgangsdioden des Strom-Verdoppler-Gleichrichters je
eine zweite sättigbare
Induktivität
geschaltet ist.
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Eine
besonders einfache Realisierung entsteht, wenn die ersten und zweiten
sättigbaren
Induktivitäten
durch Ringkerne gebildet werden, durch die der jeweilige Stromleiter
führt.
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Besonders
wirksam und thermisch vorteilhaft ist, wenn der Ringkern der sättigbaren
Induktivität aus
amorphem oder nanokristallinem Bandmaterial gefertigt ist.
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Besonders
kleine und kostengünstige
Ringkerne können
verwendet werden, wenn die Ringkerne der sättigbaren Induktivitäten wärmeleitend
in Bohrungen von Kühlprofilen
oder Wärmeübertragungsprofilen
eingebaut sind, um die Wärmeabfuhr erheblich
zu verbessern.
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Eine
besonders vorteilhafte Ausgestaltung des Invertersystems sieht vor,
dass je ein Anschluss der beiden Primärwicklungen gemeinsam so durch einen
Strom wandler geführt
ist, dass dieser einen Summenstrom mit wechselnder Polarität erkennt
und gewandelt ausgibt.
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Eine
deutliche Erhöhung
der Regelungsstabilität
in Grenzfällen
ergibt sich, wenn dieser Stromwandler ein Kompensationsstromwandler
mit Magnetfeldsensor ist, der auch entstehende Gleichstromanteile
messen kann.
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Eine
weitere Ausgestaltung mit sehr vielen Vorteilen entsteht, wenn das
Invertersystem über eine
Kaskadenregelung verfügt,
wobei ein Hauptregler mit Hilfe des Ausgangsstrom-Istwertes des
Ausgangsstromes oder der Ausgangsspannung vom Ausgang des Leistungsteils
und mit Hilfe des Sollwertes des Ausgangsstromes oder der Ausgangsspannung
je nach Bedarf einen Stromregler oder einen Spannungsregler realisiert
und wobei das Ausgangssignal dieses Hauptreglers als Führungssignal einem
Regler zugeführt
wird, der als ein Current-mode-Regler für den Primärstrom des Haupttransformators
realisiert ist.
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Ein
System mit beiden Regelsystemen entsteht, wenn der Hauptregler sowohl
einen Stromregler als auch einen Spannungsregler enthält, die
in einer Ablöseschaltung
so miteinander verknüpft
sind, dass jeweils derjenige Regler die Führung erhält, der das kleinere Führungssignal
erzeugt.
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Bei
der Ausgestaltung des Reglers gibt es auch den vorteilhaften Weg,
dass der Hauptregler als digitaler Regler mit den gängigen Mitteln
der Prozessortechnik ausgebildet ist und dass das analoge Führungssignal über ein
D/A-Wandler-Verfahren erzeugt wird, um es als Strom-Sollwert-Signal
dem Current-mode-Regler zuzuführen.
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Um
das bipolare Signal des Stromwandlers weiter zu verwenden, wird
in vorteilhafter Weise zur Bildung des Primärstrom-Istwert-Betrages für den Current-mode-Regler der Primärstrom-Istwert
vom Kompensationsstromwandler mit einem Betragsbildner gleichgerichtet.
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Eine
sehr einfache und kostengünstige Struktur
des Common-mode-Reglers entsteht, indem ein Oszillator mit einem
nachgeschalteten Pulsgenerator Ansteuerimpulse erzeugt, mit Hilfe
derer jeweils einer der Flip-Flop-Speicher zugeordnet dem Halbbrückeninverter
zugeordnet dem Halbbrückeninverter
im Wechsel gesetzt und rückgesetzt
werden und dass das jeweilige Setzen bzw. Rücksetzen dieser Flip-Flop-Speicher
mit Hilfe von nachgeschalteten Ansteuerschaltkreisen zum Einschalten
bzw. Ausschalten der Transistoren der zugeordneten Halbbrückenschaltung
führt.
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In
Weiterführung
ist es vorteilhaft, wenn der Current-mode-Regler am Eingang über einen
Komparator verfügt,
welcher den Primärstrom-Istwert-Betrag
mit der Amplitude des Führungssignals
vergleicht, und dass bei größerem Istwert
die Flip-Flop-Speicher zurückgesetzt
werden, so dass letztlich die beiden Transistoren der jeweils aktiven Halbbrückenschaltung
wieder ausgeschaltet werden.
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Je
nach Höhe
der Netzstromversorgung ist es gut, wenn die beiden asymmetrischen
Halbbrückenschaltungen
aus der gleichen Versorgungsspannung speisbar sind.
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Bei
höheren
Netzspannungen bringt es jedoch Vorteile, wenn die beiden asymmetrischen Halbbrückenschaftungen
mit ihren Versorgungsspannungen in Reihe geschaltet sind.
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Ein
besonders stabiles Verhalten des Gesamtsystems besonders bei kleinster
Leistungsentnahme entsteht, wenn bei einer Reihenschaltung der Halbbrückenschaltungen
eine Überwachungsschaltung
die Symmetrie des kapazitiven Mittelanschlusses in Bezug auf die
positive Versorgungsspannung und die negative Versorgungsspannung
misst und dass das Ausgangssignal dieser Überwachungsschaltung das asymmetrische
Verhalten anzeigt und zwar mit der Information der Richtung der
Asymmetrie.
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Weiterhin
hilft es dabei, wenn das Ausgangssignal der Überwachungsschaltung dazu verwendet wird,
die Ansteuerimpulse derjenigen Halbbrückenschaltung zu blockieren
oder zu verkürzen,
die über die
kleinere Versorgungsspannung verfügt, bis die Symmetrie der Versorgungsspannungen
wieder hergestellt ist.
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Zum
Aufbau größerer Invertersysteme
gibt es den vorteilhaften Weg, dass zwei Halbbrückenschaltungen und ein Haupttransformator
(versehen evtl. mit den ersten sättigbaren
Induktivitäten)
und ein Stromwandler und ein Strom-Verdoppler-Gleichrichter (versehen
evtl. mit den zweiten sättigbaren
Zusatz-Induktivitäten) zu
einem Leistungsteil zusammengefasst werden.
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Eine
noch weitergehende Modularisierung entsteht, wenn ein Leistungsteil
zusammen mit einem Ansteuerübertrager
und mit Ansteuerschaltkreisen und mit einem Current-mode-Regler
zu einem Teilsystem zusammengefasst werden.
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Invertersysteme
mit sehr hohen Ausgangsleistungen lassen sich nun dadurch realisieren,
dass mehrere Teilsysteme parallelgeschaltet werden und dass die
Führungsgröße am Eingang
der Current-mode-Regler für
alle Teilsysteme identisch ist, und von einem gemeinsamen Hauptregler
für das
gesamte System er zeugt wird, wobei dann der Ausgangsstrom-Istwert
den Strom des gesamten Systems darstellt.
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Eine
dramatische Reduzierung des Rippels auf dem Ausgangsstrom wird erreicht,
indem bei einer Parallelschaltung mehrerer Teilsysteme der Oszillator
mit nachgeschaltetem Pulsgenerator für alle gemeinsam ist und dass
das Setzen der Flip-Flop-Speicher für die verschiedenen Halbbrückenschaltungen
auf möglichst
viele phasenversetzte Zeitpunkte aufgeteilt ist, damit die resultierende Welligkeit
des Ausgangsstromes minimal wird.
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Eine
besonders vorteilhafte Kombination zur Einhaltung der gesetzlichen
Oberwellenvorschriften am Versorgungsnetz entsteht, indem dem Leistungsteil
an den Klemmen der positiven Versorgungsspannung und der negativen
Versorgungsspannung eine an sich bekannte Hochsetzsteller-Schaltung
und ein Netzgleichrichter vorgeschaltet wird, um die Stromaufnahme
aus dem Versorgungsnetz steuern zu können.
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Aus
den gleichen Gründen
ist es äußerst vorteilhaft,
dass die vorgeschaltete Hochsetzsteller-Schaltung selbst aus einer
Parallelschaltung mehrerer Hochsetzsteller-Schaltungen kleinerer Leistung
realisiert ist.
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Um
dabei eine gleiche Stromaufteilung zu erreichen, ist vorgesehen,
dass das Sollwertsignal für den
Eingangsstrom der einzelnen Hochsetzsteller-Schaltungen für alle identisch
ist.
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Eine
besonders wirtschaftliche und aus dem Gesichtspunkt der EMV vorteilhafte
Lösung
entsteht, wenn die einzelnen Hochsetzsteller-Schaltungen in einem
pha senversetzten Takt arbeiten, so dass damit die Welligkeit des
Eingangsstromes reduziert wird.
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Eine
Bauteilreduzierung und stabilere EMV-Verhältnisse entstehen, wenn das
Takterzeugungssystem für
die Teilsysteme und die Takterzeugung für die Hochsetzsteller-Schaltungen
miteinander synchronisiert sind und sich aus einem einzigen gemeinsamen
Oszillator und einem gemeinsamen Pulsgenerator ableitbar sind.
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Eine
Kostenreduzierung lässt
sich bei diesem Invertersystem auch dadurch erreichen, dass die
vier Transistoren der beiden Halbbrückenschaltungen mit einem einzigen
Ansteuerübertrager
angesteuert werden, der über
eine Primärwicklung
und vier separate Sekundärwicklungen
verfügt.
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Sehr
hohe Schaltfrequenzen lassen sich dadurch erreichen, dass die Transistoren
der Halbbrückenschaltungen
vom Typ MOSFET sind.
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Weitere
Montagevorteile und einfachere Ersatzteilehaltung entsteht, wenn
ein Leistungsteil mit einer vorgeschalteten Hochsetzsteller-Schaltung
mechanisch als Modulbaugruppe zusammengefasst sind, so dass durch
unmittelbares Parallelschalten mehrerer solcher Modulbaugruppen
Leistungskomponenten hoher Gesamtleistung realisiert werden können.
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Eine
vorteilhafte Standardisierung entsteht, wenn jede dieser Modulbaugruppen
ein eigenes Kühlprofil
besitzt.
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Diese
Merkmale sind je nach dem benötigten Einsatz
des Invertersystems in einem weiten Bereich miteinander kombinierbar.
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Im
Bereich der Schweißtechnik
ist es ganz besonders vorteilhaft, viele kleinere Leistungsteile
im Phasenversatz miteinander zu betreiben, weil dadurch das Gewicht
der benötigten
Drosseln stark reduzierbar ist. Besonders wichtig ist dies bei tragbaren Maschinen.
Beim Betrieb von Invertern am dreiphasigen Drehstromnetz von 3×400 V ist
eine Serienschaltung der Halbbrückenschaltungen
sehr vorteilhaft, denn beim Einsatz von MOSFET-Transistoren nimmt die
Stromtragfähigkeit
mit steigender Spannungsfestigkeit drastisch ab, so dass sich wirtschaftlichere
Lösungen
ergeben, da Transistoren mit halber Spannungsfestigkeit eingesetzt
werden können.
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Durch
Kombination der meisten dieser Merkmale ist ein Invertersystem entstanden,
das auf sehr kleinem Raum mit geringem Gewicht eine hohe Ausgangsleistung
erreicht. Hervorzuheben ist dabei die bis dato unerreicht hohe Regel-Dynamik
und Rippelarmut eines Inverters dieser Größe- und Gewichtsklasse. Den
Vorschriften der Oberwellenanteile wird voll Genüge getan. Das Baukastensystem
erbringt große
wirtschaftliche Vorteile.
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Die
Erfindung wird anhand eines in den Zeichnungen dargestellten Ausführungsbeispiels
näher erläutert. Es
zeigen:
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1 die
grundsätzliche
Schaltung eines erfindungsgemäßen Leistungsteils,
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2 die
Regelungsstruktur eines erfindungsgemäßen Invertersystems,
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3 eine
mögliche
Parallelschaltung der Halbbrückenmodule,
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4 eine
mögliche
Serienschaltung der Halbbrückenmodule,
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5 ein
Invertersystem mit vorgeschalteter Hochsetzsteller-Schaltung und
Netzgleichrichter sowie
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6 ein
Beispiel für
eine Modulmontage.
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In 1 sieht
man, wie eine erste Halbbrückenschaltung 1a aufgebaut
ist. Zwei Transistoren 10a und 10b sind zusammen
mit zwei Freilaufdioden 11a und 11b in einer bekannten
Weise zu einer sogenannten symmetrischen Hafbbrückenschaltung verbunden. Die
Versorgung liegt an einem positiven Versorgungsanschluss 33 und
einem negativen Versorgungsanschluss 34 und wird mit einem
Pufferkondensator 43a gestützt. Man sieht, dass der Haupttransformator 3 zwei
Primärwicklungen 3a und 3b aufweist.
Die erste Primärwicklung 3a ist
nun in die Brückendiagonale
der Halbbrückenschaltung 1a eingebaut,
wobei in Reihe mit der Primärwicklung,
eine sättigbare
Induktivität 5a geschaltet
ist. Ferner durchfließt
der Primärstrom
einen Stromwandler 4, der einen Primärstrom-Istwert 42 erzeugt.
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Die
zweite Halbbrückenschaltung 1b ist
wie gezeigt in völlig
analoger Weise aufgebaut. Zu beachten ist nur, dass die Primärwicklung 3b und
der Stromwandler 4 wie gezeigt so angeschlossen sind, dass
die Magnetisierung des Transformators 3 und der Strom im
Stromwandler 4 bei leitenden Transistoren 10a und 10b in
der Halbbrückenschaltung 1a entgegengesetzt
ist als bei lei tenden Transistoren 10c und 10d in
der Halbbrückenschaltung 1b.
An der Sekundärwicklung 3c ist
nun der an sich bekannte Strom-Verdoppler-Gleichrichter 6 angeschlossen. Die
Standardschaltung besteht aus zwei Glättungsdrosseln 9a und 9b,
die jede für
sich die Hälfte
des Ausgangsstromes führen.
Zwei Ausgangsdioden 7a und 7b dienen der Gleichrichtung.
Mit den beiden Ausgangsdioden sind die beiden sättigbaren Zusatz-Induktivitäten 8a und 8b in
Reihe geschaltet. Die ganze Anordnung wird als Leistungsteil 2 bezeichnet.
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In 2 ist
das Leistungsteil 2 als Block eingezeichnet. Es ist nun
die Regelung dafür
beschrieben. Ein Hauptregler 13 realisiert je nach Anforderung
einen Stromregler 20 oder einen Spannungsregler 21.
Der Stromregler 20 wird mit dem Ausgangsstrom-Istwert 16 von
einem bekannten Strommesssystem versorgt. Gleichzeitig erhält er von
einer höheren
Instanz einen Ausgangsstrom-Sollwert 18. Der
Spannungsregler 21 erhält
den Ausgangsspannungs-Istwert 17 und einen Ausgangsspannungs-Sollwert 19.
Falls gleichzeitig sowohl ein Stromregler 20 und ein Spannungsregler 21 benötigt werden,
ist eine an sich bekannte und schematisch dargestellte Ablöseschaltung 39 vorgesehen,
die demjenigen Regler die Führung übergibt,
der das kleinere Führungssignal 14 erzeugt.
Das Führungssignal 14 ist
ein neuer Strom-Sollwert für
einen an sich bekannten Current-mode-Regler 15. Zur Current-mode-Regelung
wird ein sehr schneller und präziser
Primärstrom-Istwert-Betrag 22 benötigt. Dazu
wird der bipolare Primärstrom-Istwert 42 aus
dem Stromwandler 4 in einem Betragsbildner 23 gleichgerichtet. Das
Führungssignal 14 und
der Primärstrom-Istwert-Betrag 22 werden
im Current-mode-Regler 15 auf einen Komparator 27 geführt. Es
ist nun jeder Halbbrückenschaltung 1a oder 1b jeweils
ein Flip-Flop-Speicher 26a bzw. 26b zugeordnet,
der über
einen Ansteuerschaltkreis 28a bzw. 28b und einen
Ansteuerübertrager 12 zu
den Transistoren der zugeordneten Halbbrückenschal tung 1a bzw. 1b führt. Wird
z.B. der Flip-Flop-Speicher 26a gesetzt, dann werden die
Transistoren 10a und 10b der Halbbrückenschaltung 1a eingeschaltet – entsprechendes
gilt umgekehrt und sinngemäß für den anderen Flip-Flop-Speicher 26b in
Verbindung mit der Halbbrückenschaltung 1b.
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Das
Einschalten und Ausschalten der Flip-Flop-Speicher 26a und 26b besorgt
ein Pulsgenerator 25, der von einem Oszillator 24 gespeist
wird. Dabei werden die beiden Flip-Flop-Speicher 26a und 26b mit
maximal 50 % Tastverhältnis
im Wechsel gesetzt und zurückgesetzt.
Stellt der Komparator 27 jedoch fest, dass der Primärstrom-Istwert-Betrag 22 das
Führungssignal 14 übersteigt,
dann werden die Flip-Flop-Speicher ohne jeden Zeitverzug sofort
zurückgesetzt.
Dadurch wird der Leistungsfluss in dem Haupttransformator 3 sofort
unterbrochen. Die Strombegrenzung des Invertersystems reagiert damit
ohne prinzipbedingte Verzögerung,
da im Primärstrom
ein verzögerungsfreies
Abbild des Ausgangsstromes enthalten ist. Beim Parallelschalten
von mehreren Teilsystemen 49 ist es nun besonders vorteilhaft,
den Oszillator 24 und den Pulsgenerator 25 nur
einmal und für
alle Teilsysteme 49 gemeinsam vorzusehen, da sich damit
die Phasenlage der einzelnen Halbbrückenschaltungen weiter auffächern lässt und
der Rippel des Ausgangsstromes des Gesamtsystems damit drastisch
gesenkt werden kann.
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In 3 ist
die Parallelschaltung der beiden Halbbrückenschaltungen 1a und 1b dargestellt.
Diese Variante ist vorteilhaft beim Betrieb von Invertern am einphasigen
Versorgungsnetz von 230V geeignet.
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In 4 ist
im Gegensatz zu 3 eine Serienschaltung der beiden
Halbbrückenschaltungen 1a und 1b dargestellt.
Es entsteht dabei ein kapazitiver Mittelpunkt 32, der in
der Mitte zwischen dem positiven Versorgungsanschluss 33 und
dem negativen Versorgungsanschluss 34 zu liegen kommt.
Um den Mittelpunkt 32 bei jedem Arbeitspunkt des Inverters stabil
in der Mitte halten zu können,
ist es vorteilhaft, eine Überwachungsschaltung 29 für die Symmetrie der
beiden Teilspannungen 40a und 40b zu haben. Gezeigt
ist ein Ausführungsbeispiel
mit zwei Widerständen 30a und 30b und
zwei Optokopplern 31a und 31b. Der Optokoppler 31a wird
leitend, wenn die Versorgungsspannung 40a größer ist,
der Optokoppler 31 wird entsprechend leitend, wenn die
Versorgungsspannung 40b größer wird. Mit den Ausgangssignalen 35 wird
der Current-mode-Regler 15 so gesteuert, dass mit bekannten
Mitteln die Ansteuer-Signale
derjenigen Halbbrückenschaltung 1a oder 1b blockiert
werden, welche die niedrigere Versorgungsspannung 40 aufweist.
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In 5 ist
dargestellt, dass dem Leistungsteil 2 zwischen dem positiven
Versorgungsanschluss 33 und dem negativen Versorgungsanschluss 34 eine
an sich bekannte Hochsetzsteller-Schaltung 36 vorgeschaltet
wird. Diese wiederum wird von einem Netzgleichrichter 37 über den
positiven Gleichrichteranschluss 45 und den negativen Gleichrichteranschluss 46 versorgt.
Der Gleichrichter selbst speist sich aus dem Versorgungsnetz 38,
das in der Regel ein Einphasennetz von z.B. 230V oder wie gezeigt ein
Drehstromnetz von zB. 3×400V
ist. Bei der Parallelschaltung von mehreren Teilsystemen 49 ist
es nun besonders vorteilhaft, das Führungssignal 14 und das
Sollwert-Signal für
den Eingangsstrom 41 parallel an alle Teilsysteme 49 anzuschließen, damit
die Stromaufteilung auf die Teilsysteme optimal wird.
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In 6 wird
eine Modulbaugruppe 44 gezeigt, welche aus einem Leistungsteil 2 und
einer zugeordneten Hochsetzsteller-Schaltung 36 besteht. Solche
Modul baugruppen können
nun mit der Regelungstechnik nach den obigen Merkmalen problemlos
parallel geschaltet werden, womit sich Inverter sehr hoher Ausgangsleistung
realisieren lassen.