DE2020695C3

DE2020695C3 - Pulse generator

Info

Publication number: DE2020695C3
Application number: DE19702020695
Authority: DE
Inventors: Maurice James Caterham Surrey Keohane (Grossbritannien)
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1969-04-29
Filing date: 1970-04-28
Publication date: 1976-08-05

Description

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Die Erfindung bezieht sich auf einen Impulsgenerator zur Erzeugung von Impulsen mit einer gewünschten Form, vorzugsweise zur Steuerung von Magnetrons, der ein Inipulsformernetzwerk, eine Aufladevorrichtung für das Netzwerk, die einen an eine SpeisequeUe jneeschlossenen Primärkreis und einen an das Netzwerk angeschlossenen Sekundärkreis, sowie einen steuerbaren Schalter enthält der die Reihenschaltung des Netzwerks und der Belastung periodisch kurzschließt Zwischen je zwei Entladungen muß eine Aufladung erfolgen, und wenn hohe Impulswiederholungsgeschwindigkeiten gewünscht werden, ist es wichtig, daß das Element das die Entladung ermöglicht hat völlig gesperrt ist bevor es wieder aufgeladen wird. Sogar ein Wasserstoffthyratron kann 20 μ* benötigen, um sich zu erholen, was lästig sein kann, und steuerbare Siliziumzellen können sogar 50 bis 100 μ5 benötigen.The invention relates to a pulse generator for generating pulses with a desired shape, preferably for controlling magnetrons, a pulse generator network, a charging device for the network, one primary circuit connected to a supply source and one connected to the network connected secondary circuit, as well as a controllable switch contains the series connection of the network and the load periodically short-circuits. Between every two discharges a charge must be carried out and if high pulse repetition rates are desired it is important to that the element that enabled the discharge is completely blocked before it is recharged. Even a hydrogen thyratron can take 20 μ * to form to recover, which can be a nuisance, and controllable silicon cells can take as much as 50 to 100 μ5.

Es ist auch erwünscht daß die Aufladung schwingungsweise erfolgt weil dabei bekanntlich eine Entladungsspannung zur Verfugung steht die beinahe das Doppelte der Eingangsspannung beträgt Weitere Mittel zur Erhöhung der Entladungsspannung, ohne daß dabei die Eingaügsspannung erhöht werden muß, wären häufig willkommen. Auch wäre es vorteilhaft wenn auf einfache Weise eine Schaltung zur Regelung der Entladespannung hinzugefügt werden könnte, ohne daß den Energieverlust mit dem die meisten Gleichstromstabilisierungsschaltungen behaftet sind (außer wenn die Eingangsspannungen auf Mindestwerte sinken oder die Belastungen auf Höchstwerte ansteigen. Es ist gewünscht daß wenn mehr als ein Element geschaltet wird, das Schalten gleichzeitig und auf einem niedrigen Spa.mungspegel erfolgt.It is also desirable that the charging be carried out in an oscillatory manner because it is known to be a discharge voltage available is almost double the input voltage. Further resources to increase the discharge voltage without the input voltage having to be increased often welcome. It would also be advantageous if a circuit for regulating the Discharge voltage could be added without the loss of energy that most DC stabilization circuits do are affected (except when the input voltages drop to minimum values or the loads rise to maximum values. It is desired that if more than one element is switched, the switching is done simultaneously and at a low level Spa level takes place.

Die Erfindung erfüllt wenigstens größtenteils die Wünsche hinsichtlich der erwähnten Erholungszeit des Steuerelements und der schwingungsweisen Aufladung und zwar dadurch, daß an sich bekanntes (passives) Impulsformernetzwerk (PFN), das eine PFN-Kapazität enthält, über die Sekundärwicklung eines Transformators aus einer ersten Kapazität aufgeladen wird. Zu diesem Zweck ist ein Impulsgenerator vom erwähnten Typ dadurch gekennzeichnet daß der Primärkreis der Aufladevorrichtung ein zeitabhängiges Steuerglied enthält, das mit einem Steuereingang und mit einem Ausgang versehen ist der an einen Schalter angeschlossen ist, der in Reihe mit der SpeisequeUe und der Primärwicklung eines Transformators eingefügt ist, und daß der Sekundärkreis der Aufladevorrichtung die Reihenschaltung zweier in der gleichen Durchlaßrichtung angeordneter Dioden parallel zum steuerbaren Schalter sowie die Reihenschaltung eines Kondensators und der Sekundärwicklung des Transformators parallel zu einer der Dioden enthält.The invention at least largely fulfills the desires with regard to the mentioned recovery time of the Control element and the vibrational charging by the fact that a known (passive) pulse generator network (PFN), which contains a PFN capacitance, across the secondary winding of a transformer is charged from a first capacity. For this purpose a pulse generator is of the type mentioned Type characterized in that the primary circuit of the charging device contains a time-dependent control element, which is provided with a control input and an output connected to a switch is inserted in series with the supply source and the primary winding of a transformer, and that the secondary circuit of the charging device is the series connection of two arranged in the same forward direction Diodes in parallel with the controllable switch and the series connection of a capacitor and the Includes secondary winding of the transformer in parallel with one of the diodes.

Die Spannung läßt sich leicht dadurch stabilisieren, daß Mittel mit einer großen Zeitkonstante Verwendung finden, die wahrnehmen, ob die Spitzenladungsspannung des PFN-Kapazität von einer Bezugsspannung abweicht und etwaigen Abweichungen dadurch entgegenwirken, daß sie die Dauer der Ladezeiten der ersten Kapazität regeln. Eine allgemeine Aufwärtsoder Abwärtstendenz in der endgültigen Impulsspannung wird auf diese Weise nahezu ausgeglichen. Es ist vorteilhaft, diese Ladezeiten mittels der Rückkehr in einen stabilen Zustand einer von einem Triggerimpuls in den nicht stabilen Zustand gebrachten monostabilen Vorrichtung zu regeln, wobei die Zeit dieser Rückkehr leicht durch Änderung einer Vorspannung beeinflußbar ist.The voltage can be easily stabilized by using agents with a large time constant find that perceive whether the peak charge voltage of the PFN capacitance is different from a reference voltage deviates and counteract any deviations by reducing the duration of the loading times of the regulate first capacity. A general upward or downward trend in the final pulse voltage is almost balanced in this way. It is advantageous to use the return in a stable state of a monostable brought into the unstable state by a trigger pulse To regulate device, the time of this return can easily be influenced by changing a bias voltage is.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben. Es zeigtAn embodiment of the invention is shown in the drawing and is described in more detail below. It shows

F i g. 1 eine bereits vorgeschlagene Impulsschaltung,F i g. 1 an already proposed pulse circuit,

F i g. 2 die Schaltungsanordnung der betreffenden Ausführungsform, undF i g. 2 shows the circuit arrangement of the embodiment in question, and

Fig.3 bis 7 Impulsspannungs-Zeit-Diagramme in verschiedenen Punkten der Schaltungsanordnung nach Fig-2.Fig. 3 to 7 pulse voltage-time diagrams in various points of the circuit arrangement according to Fig-2.

In F i g. 1 lädt eine Gleichspannung, die Eingangsklemmen 1 zugeführt wird, ein Impulsformernetzwerk (PFN) über eine Diode 3 in einer Weis.; auf, die infolge des Vorhandenseins einer Reihendrosselspule 4 und einer Kapazität im PFN schwingungsmäßig verläuft Das PFN wird zunächst schwingungsweise auf eine Spannung aufgeladen, die fast das Doppelte der Eingangsspannung an den Klemmen 1 beträgt, und hat dann die Neigung, sich zu entladen, aber dies wird von der Diode 3 verhindert.In Fig. 1 charges a DC voltage which is fed to input terminals 1, a pulse shaping network (PFN) via a diode 3 in a manner; on that as a result the presence of a series inductor 4 and a capacitance in the PFN runs in terms of vibration The PFN is initially charged to a voltage that is almost double the input voltage at the terminals is 1, and then has a tendency to discharge, but this is from the diode 3 prevents.

Zu genau gestimmten Zeitpunkten wird das PFN über eine Belastung 5 von einem durch einen Triggerimpuls gesteuerten Schalter 6 entladen, so daß sich die erwünschte Impulsreihe ergibt Die Last 5 wirkt als eine angepaßte ohmsche Last für die Entlaoang PFN 2, jedoch als eine vernachlässigbare Impedanz im PFN-Ladekreis. _Μ At precisely defined times, the PFN is discharged via a load 5 from a switch 6 controlled by a trigger pulse, so that the desired pulse series results.The load 5 acts as an adapted ohmic load for the discharge PFN 2, but as a negligible impedance in the PFN -Loading circuit. _Μ

Die PFN-Kapazität kann z. B. aus mehreren Kondensatoren bestehen, die Verbindungspunkte zwischen einer gleichen Anzahl in Reihe geschalteter kleiner Spulen mit einer gemeinsamen Leitung verbinden, so daß sich T-Glieder ergeben, wodurch jeder Kondensa· tor durch eine verschiedene Anzahl von Spulen aufgeladen und entladen wird. Es sind verschiedene derartige Vorrichtungen bekannt, die sämtlich eine verteilte Kapazität und Induktivität oder sich wiederholende N-iuster von Kapazität und Induktivität enthalten.The PFN capacity can e.g. B. from several capacitors exist, the connection points between an equal number of smaller ones connected in series Connect coils to a common line so that T-links result, whereby each condenser tor is charged and discharged by a different number of coils. There are several of these Devices are known which all have a distributed capacitance and inductance or repeating N-iuster included by capacitance and inductance.

Die LC-Reihenschaltung im PFN soll einen Rechteckimpuls erzeugen, d. h. einen Impuls mit senkrechten Flanken, wenn das PFN über die (wahrscheinlich) ohmsche Belastung 5. die bei der vorliegenden Ausführungsform der Hochspannungskreis eines Funkmeßsendemagnetrons ist (über einen nicht dargestellten Spannungerhöhungsimpulstransformators), über den gesteuerten Schalter 6, ζ B. ein Thyratron oder einen Thvristor (SCR), entladen wird.The LC series circuit in the PFN is supposed to generate a square pulse, ie a pulse with vertical edges, when the PFN is over the (probably) ohmic load 5 controlled switch 6, ζ B. a thyratron or a thvristor (SCR), is discharged.

Solche senkrechte Flanken könnten mit einem einzigen Kondensator, der bei der Entladung eine exponentielle Spannungskurve bildet nicht erzielt werden.Such vertical edges could be achieved with a single capacitor, which has an exponential discharge when discharging Stress curve forms cannot be achieved.

Die genaue Art des PFN und die genaue Form der Impulse sind für das Verständnis der Erfindung belanglos: es genügt die F.rwähnung, daß zwischen den Impulsen ein konstantes Zeitintervall mit einer derart kurzen Dauer liegen muß, daß die Erholungszeit von einem »Ein«-Zustand bis zu einem »Aus«-Zustand bekannter steuerbarer Schaltvorrichtungen, z. B. steuerbarer Siliciumgleichrichter, darin einbegriffen ist, jedoch eine Größe ist die beim Entwurf der Schaltung schwer voraussagbar ist.The exact type of PFN and the exact shape of the pulses are irrelevant for understanding the invention: it suffices to mention that between the impulses must be a constant time interval with such a short duration that the recovery time of one "On" state to an "off" state of known controllable switching devices, e.g. B. controllable silicon rectifier, is included, but a size is difficult to predict when designing the circuit is.

Die kürzeste Erholungszeit iriu wahrscheinlich bei einem Wasserstoffthyratron auf, aber sogar diese kann so lang sein, daß der Beginn eines neuen Aufladezyklus über die Diode 3 und die Drosselspule 4 nach der Entladung über die Last 5 verzögert werden muß, weil sonst der Schalter 6 die Ladequelle kurzschließt wodurch der Schalter Schaden erleiden und Energieverluste auftreten können, während das PFN entladen bleibt (der Schalter 6 kann sogar infolge des Kurzschlußstroms geschlossen bleiben). Jedenfalls ist der Gebrauch von Röhren wegen ihres Volumens und ihrer hohen Speisespannung, Verlustleistung usw., meistens unzweckmäßig, so daß Halbleiterschalter fast immer zu bevorzugen sind, sogar wenn ihre Erholungszeiten meistens viel länger sind.Probably the shortest recovery time iriu a hydrogen thyratrone, but even this can be long enough to start a new charge cycle must be delayed via the diode 3 and the choke coil 4 after the discharge via the load 5, otherwise the switch 6 short-circuits the charging source, as a result of which the switch is damaged and energy losses occur can, while the PFN remains discharged (the switch 6 can even as a result of the short-circuit current stay closed). In any case, the use of tubes because of their volume and their high supply voltage, Power dissipation etc., mostly inexpedient, so that semiconductor switches are almost always preferred even if their recovery times are usually much longer.

Deshalb ist es erwünscht zu verhindern, daß ein Ladestrom den Schalter während einer in bestimmtem Maße geregelten oder vorher eingestellten Zeit nach jedem Entladeimpuls vom PFN 2 zur Last 5 erreichtTherefore, it is desirable to prevent a charging current from breaking the switch during a certain period of time Measures regulated or previously set time is reached after each discharge pulse from PFN 2 to load 5

Es wäre vorteilhaft, wenn das verzögernde Sch *ι1-tungselement selbst auch als Aufladespule wirken könnte, so daß diese nicht gesondert vorgesehen zu werden braucht unter Beibehaltung der Spannungsverdopplungseigenschaften der Schaltungsanordnung nach F i g. 1. Es wäre bequem, wenn dieses Schaltungselement eine gewisse Anpassungsfähigkeit oder Dehnbarkeit in der Wahl einer Eingangsspannung erlauben würde- Es wäre sehr nützlich, wenn die Verzögerung der Wiederaufladung des PFN unbedenklich die Stabilisierung der Spannung, auf die aas PFN jeweils oder im Mittel über mehrere Zyklen aufgeladen wird, umfassen könnte.It would be advantageous if the delaying shift element itself could also act as a charging coil, so that this is not provided separately are needed while maintaining the voltage doubling properties of the circuit arrangement according to FIG. 1. It would be convenient if this circuit element had some adaptability or stretchability It would be very useful if the delay would allow in the choice of an input voltage the recharging of the PFN harmless the stabilization of the voltage, on the aas PFN in each case or in Medium being charged over several cycles could include.

Die Schaltungsanordnung nach Fig.2 genügt den vorstehenden Anforderungen, enthält weitere Elemente und arbeitet wie folgt Die Speisespannung an den Klemmen 1 wird von einem Kondensator 7 geliefert, der aus einer Gleichspannungsquelle 8 mit der dargestellten Polarität zu Zeitpunkten aufgeladen wird, die von einem zweiten gesteuerten Schalter 9 über einen Transformator 10, dessen Polung durch die Punkte angegeben wird, bestimmt werden. Der Schalter 9 (der zweckmäßigerweise ein Leistungstransistor sein kann. «veil er fähig sein muß, die mittlere Hochspannungsleistung des Magnettrons und etwaige Verluste zu schalten, wenn auch nicht notwendigerweise zu verbrauchen) wird von einer monostabilen Vorrichtung so gesteuert, daß er während einer bestimmten Zeit nach jedem Zeitpunkt zu dem die monostabile Vorrichtung über einen Eingang 12 ausgelöst wird, im »Ein«-Zustand gehalten wird. Wie aus dem Nachstehenden hervorgeht, wird die Vorrichtung 11 genau zu den Zeitpunkten ausgelöst, zu denen der Schalter 6 »ein«-geschaltet wird, um das PFN zu entladen, wodurch eine verwickelte gestaffelte zyklische Inbetriebsetzung der beiden Schalter vermieden wird. Ein wetterer sehr wichtiger Vorteil ist, daß das Schalten durch das Element 9 im Primärkreis und somit bei einer niedrigen Spannung stattfindetThe circuit arrangement according to Figure 2 is sufficient requirements above, contains further elements and works as follows The supply voltage to the Terminal 1 is supplied by a capacitor 7, which consists of a DC voltage source 8 with the illustrated Polarity is charged at times that are controlled by a second switch 9 via a Transformer 10, the polarity of which is indicated by the dots, can be determined. Switch 9 (the can expediently be a power transistor. “Because he must be capable of the medium high-voltage power of the Magnettron and any losses, even if not necessarily to be consumed) is controlled by a monostable device so that it after a certain time at any point in time at which the monostable device is triggered via an input 12, in the "on" state is held. As can be seen from the following, the device 11 is triggered precisely at the times at which the switch 6 is switched "on" is used to discharge the PFN, creating an intricate staggered startup cycle of the two switches is avoided. A very important weather advantage is that switching is carried out by the element 9 takes place in the primary circuit and thus at a low voltage

Wenn sich der Schalter 9 im »Ein«-Zustand befindet, empfängt die Primärwicklung des Transformators 10 Strom aus der Gleichspannungsquelle 8. und die Sekundärwicklung des Transformators liefert dem Kondensator 7 einen nicht schwingenden Ladestrom über eine Diode 13, die, wenn sie leitet einen Kurzschluß bildet und somit sämtliche in der Zeichnung rechts von dieser Diode 13 liegende Schaltungselemente gegen diesen Ladekreis isoliert. Auf diese Weise wird, während der Kondensator 7 mehr oder weniger exponentiell aufgeladen wird, die Diode 3 nicht polarisiert, wobei die Anode dieser Diode auf Nuilpotential verb'eibt, und der Entladeschalter 6 bleibt unpolarisiert und erhält somit einen Erholungszeitraum, wie dies an Hand der F i g. 3 näher erläutert wird.When the switch 9 is in the "on" state, the primary winding of the transformer 10 receives Current from the DC voltage source 8. and the secondary winding of the transformer supplies the capacitor 7 a non-oscillating charging current via a diode 13 which, when it conducts, forms a short circuit and thus all circuit elements lying to the right of this diode 13 in the drawing against this Loading circuit isolated. In this way, while the capacitor 7 is charged more or less exponentially is, the diode 3 is not polarized, the anode of this diode remains at zero potential, and the Discharge switch 6 remains unpolarized and thus receives a recovery period, as shown in FIG. 3 is explained in more detail.

Nach einer bestimmten Zeit, die dadurch bestimmt wird, daß die monostabile Vorrichtung 11 von selbst in den stabilen Zustand zurückkehrt, wird der Schalter 9 »aus«-geschaltet, und die Spannung im Ladekreis wird Null, so daß die Aufladung des Kondensators 7 bei einer Spannung von etwa dem /V-fachen der Speisegleichspannung aufhört, wobei Λ/das Aufwärtstransformationsverhältnis oder eins ist, und die jetzt gesperrte Diode 13 verhindert daß sich der Kondensator 7 über die Sekundärwicklung des Transformators rückentlädt, und erlaubt daß dieser Kondensator 7 die Diode 3 inAfter a certain time, which is determined by the fact that the monostable device 11 by itself in when the stable state returns, switch 9 is switched "off" and the voltage in the charging circuit is reduced Zero, so that the charging of the capacitor 7 at a voltage of about / V times the DC supply voltage ends, where Λ / is the upward transformation ratio or one, and the now blocked diode 13 prevents the capacitor 7 over back-discharges the secondary winding of the transformer, and allows this capacitor 7 the diode 3 in

der Vorwärtsrichtung polarisiert. Dies leitet die schwingungsweise Aufladung des PFN aus dem Kondensator 7 über die Last und die Sekundärwicklung des Transformators 10, die jetzt als Drosselspule (s. 4 in F i g. 1) mit einer viel größeren Impedanz als die der Last wirksam ist, ein. Der Kondensator 7 arbeitet auf diese Weise als eine mit der Eingangsspeisequelle der F i g. 1 gleichwertige Zwischenspannungsquelle. Wenn das Impulsformernetzwerk 2 aufgeladen und der Kondensator 7 teilweise entladen sind, wird die Diode 3 wiederum gesperrt, so daß das nunmehr vollständig aufgeladene PFN seine Entladung abwartet, die bei der nächsten »Ein«-Schaltung des gesteuerten Schalters 6 erfolgt.polarized in the forward direction. This directs the mode of oscillation Charging of the PFN from the capacitor 7 via the load and the secondary winding of the Transformer 10, now as a choke coil (see 4 in F i g. 1) with a much larger impedance than that of the Load is effective, a. The capacitor 7 works in this way as one with the input supply source of FIG F i g. 1 equivalent intermediate voltage source. When the pulse shaper network 2 is charged and the capacitor 7 are partially discharged, the diode 3 is again blocked, so that this is now completely charged PFN waits for its discharge, the next time the controlled switch 6 he follows.

Eine wichtige Eigenschaft dieser Ausführungsform der Schaltungsanordnung nach der Erfindung ist folgende: Bei Impulsgeneratoren dieser Art (Fig. 1) muß üblicherweise eine »umgekehrte Diode«, mit zwei Elektroden und somit ungesteuert, parallel zum Schalter 6 geschaltet werden (wie dies in F i g. 1 gestrichelt angegeben ist). Der Zweck dieser umgekehrten Diode ist eine etwaige negative Ladung, die infolge eines Mangels an Anpassung an die Last (z. B. infolge eines Funkens oder eines Kurzschlusses in der Last) übriggeblieben sein könnte, zu entfernen, bevor die Aufladung wiederum anfängt.An important property of this embodiment of the circuit arrangement according to the invention is the following: Pulse generators of this type (Fig. 1) usually require an "inverted diode" with two electrodes and are thus switched in an uncontrolled manner in parallel with the switch 6 (as indicated by dashed lines in FIG. 1 is). The purpose of this inverted diode is any negative charge that may result from a deficiency to adapt to the load (e.g. as a result of a spark or a short circuit in the load) remove before recharging begins again.

Bei der Schaltung gemäß der Erfindung erübrigt sich eine derartige gesonderte umgekehrte Diode, weil die Dioden 3 und 13 in Reihe diese Aufgabe erforderlichenfalls erfüllen.In the circuit according to the invention, there is no need for such a separate inverted diode because the Diodes 3 and 13 in series perform this task if necessary.

Eine weitere wichtige Eigenschaft der Schaltungsanordnung nach der Erfindung ist, daß die beiden Schalter 9 und 6 gleichzeitig geschaltet werden, so daß es bei Verwendung des gleichen Steuerimpulses nicht nötig ist, eine relative Verzögerung anzuwenden.Another important property of the circuit arrangement according to the invention is that the two switches 9 and 6 can be switched at the same time, so that it is not necessary when using the same control pulse is to apply a relative delay.

Der zeitliche Ablauf der Wirkung der Schaltungsanordnung geht aus den F i g. 3 bis 7 hervor, die Spannungs-Zeit-Diagramme mit der gleichen Zeitskala sind, wobei F i g. 3 regelmäßig wiederholt sehr kurze Steuerimpulse darstellt die dem Eingang 12 der monostabilen Vorrichtung 11 und der Steuerelektrode des Schalters 6 zugeführt werden und deren Frequenz die Wiederholungsfrequenz der Ausgangsimpulse des Magnetrons (oder einer anderen Last) bestimmt. Der Schalter 6 ist ein steuerbarer Siliciumgleichrichter und wird im leitenden Zustand gehalten, solange das PFN sich impulsförmig entlädt (tatsächlich noch etwas länger, d. h. zuzüglich der »Ausschalt«-Zeit, deren Ausgleich ein Zweck der Erfindung ist), während die monostabile Vorrichtung 11 in den instabilen Zustand während eines Zeitraums getrieben wird, der von einer einen Teil der Vorrichtung 11 bildenden Zeitschaltung bestimmt wird, so daß die monostabile Vorrichtung am Ausgang 14 während der gleichen Zeit eine Vorspannung liefert, die den Transistorschalter 9 einschaltet Der Kollektorstrom dieses Transistors ist in F i g. 4 in Form eines mehr oder weniger rechteckigen Impulses mit positivem Richtungssinn dargestellt der auf Null absinkt wenn die monostabile Vorrichtung wiederum in den stabilen Zustand zurückkehrtThe timing of the action of the circuit arrangement is shown in FIGS. 3 to 7 show the voltage-time diagrams with the same time scale, where F i g. 3 very short control pulses repeated regularly represents the input 12 of the monostable device 11 and the control electrode of the switch 6 are supplied and the frequency of which is the repetition frequency of the output pulses of the magnetron (or another load). The switch 6 is a controllable silicon rectifier and is conductive State held as long as the PFN discharges impulsively (actually a little longer, i.e. plus the "switch-off" time, the compensation of which is a purpose of the invention), while the monostable Device 11 is driven into the unstable state for a period of time that is determined by a one Part of the device 11 forming timing circuit determined so that the one-shot device at output 14 is biased at the same time which turns on the transistor switch 9. The collector current of this transistor is shown in FIG. 4 in Shown in the form of a more or less rectangular pulse with a positive sense of direction that points to zero goes down when the monostable device again returns to the stable state

Wenn der Transistor 9 »eingeschaltet« ist fällt seine Koüektorspannung, die in F i g. 5 dargestellt ist von der Speisespannung bis auf Null ab und bleibt Null, aber ein Strom mit einer Form entsprechend F i g. 4 (jedoch in entgegengesetzter Richtung) fließt infolge des Vorhandenseins des Transformators 10 zum Kondensator 7. wodurch die Diode 13 in der Vorwärtsrichtung polarisiert wird, so daß der Verbindungspunkt ihrer Kathode und der Anode der Diode 3 auf Null gehalten wird, wie F i g. 6 zeigt, welche die Spannung in diesem Verbindungspunkt darstellt. Wenn der Strom durch die Primärwicklung durch den Schalter 9 zum Zeitpunkt, der durch die senkrechte gestrichelte Linie b angegeben ist, ausgeschaltet wird, nimmt die Spannung am Kollektor des Transistorschalters 9 zu (F i g. 5) infolge der Tatsache, daß der Transformator dadurch in der umgekehrten Richtung wirkt, daß die Diode 3 leitend ist und ihre Anode (F i g. 6) die ansteigende Spannung des PFN entsprechend annimmt, wenn diese über die Sekundärwicklung des Transformators aus dem jetzt aufgeladenen Kondensator 7 aufgeladen wird.
F i g. 5 folgt der F i g. 6, und auf diese Weise steigt die letztere Spannung bis auf nahezu das Dreifache der Spannung Et- an, auf die der Kondensator 7 aufgeladen worden ist, wobei angenommen wird, daß dieser Kondensator eine viel größere Kapazität hat als die gesamte im PFN vorhandene Kapazität.When the transistor 9 is "on", its coefficient voltage drops, which is shown in FIG. 5 is shown from the supply voltage down to zero and remains zero, but a current with a shape corresponding to FIG. 4 (but in the opposite direction) flows due to the presence of the transformer 10 to the capacitor 7. whereby the diode 13 is polarized in the forward direction so that the junction of its cathode and the anode of the diode 3 is kept at zero, as shown in FIG. Fig. 6 showing the tension in this connection point. When the current through the primary winding is switched off by the switch 9 at the time indicated by the vertical dashed line b , the voltage at the collector of the transistor switch 9 increases (Fig. 5) due to the fact that the transformer is thereby in the opposite direction, the diode 3 is conductive and its anode (FIG. 6) appropriately assumes the rising voltage of the PFN when it is charged from the now charged capacitor 7 via the secondary winding of the transformer.
F i g. 5 follows the F i g. 6, and in this way the latter voltage rises to nearly three times the voltage Et- to which the capacitor 7 has been charged, it being assumed that this capacitor has a capacitance much greater than the total capacitance present in the PFN.

Wie F i g. 6 zeigt, sinkt die Spannung an der Anode der Diode 3 auf einen Wert von einmal Ec ab, kurz nachdem diese Spannung zum Zeitpunkt c asymptotisch gegen 2 Ec gegangen ist, weil die Diode 3 zum Zeitpunkt, zu dem die Schwingungsspannung über dem Netzwerk 2 sich umzukehren anfängt, gesperrt wird Dadurch hört der Kondensator auf, sich zu entladen und die Anode der Diode 3 nimmt das Potential an, aul das der Kondensator noch geladen ist (wie angenommen wird, noch etwa die Spannung Ec, vom der er zum Zeitpunkt b ausging).Like F i g. 6 shows, the voltage at the anode of the diode 3 drops to a value of once Ec shortly after this voltage has gone asymptotically to 2 Ec at the time c , because the diode 3 at the time at which the oscillation voltage across the network 2 has decreased begins to reverse, is locked this stops the capacitor to discharge and the anode of the diode 3 receives the potential at, aul which the capacitor is still loaded (as assumed, is still about the voltage Ec, from which it at the time b emanated ).

Ein Blick auf F i g. 7, die das Ladungspotential de; PFN. d. h. die Kathodenspannung der Diode 3 darstellt zeigt, daß die Schwingungsspitzenspannung 2Ec vorr Zeitpunkt c an von der jetzt nichtleitenden Diode 3 bi< zu einem späteren Zeitpunkt d (der selbstverständlich sehr schnell auf den Zeitpunkt c folgen kann, weil da: Zeitintervall c-c nur dazu dient, um der Diode 3 Gelegenheit zum Sperren zu geben) aufrechterhalten wird zu welchem Zeitpunkt der nächste Steuerimpuls zurr Umschalten des Schalters 6 (und der monostabiler Vorrichtung II) auftritt. Der Schalter 6 ermöglicht ei nunmehr, daß sich das PFN über die Last 5 entlädt, unc gleichzeitig fängt der Schalter 9 einen neuen Leitungs Zeitraum an, wie vorstehend bereits beschrieben wurde wobei der Kondensator 7 aufgeladen wird und die Dio de 13 leitend ist, während die Diode 3 gesperrt bleibt.A look at Fig. 7, which is the charge potential de; PFN. ie represents the cathode voltage of the diode 3 shows that the oscillation peak voltage 2Ec before the time c on from the now non-conductive diode 3 bi <to a later time d (which of course can follow the time c very quickly because there: time interval cc is only used for this to give the diode 3 the opportunity to block) is maintained at which point in time the next control pulse for switching over the switch 6 (and the monostable device II) occurs. The switch 6 now enables the PFN to discharge itself through the load 5, and at the same time the switch 9 begins a new line period, as already described above, the capacitor 7 being charged and the diode 13 being conductive while the Diode 3 remains blocked.

In der Zeichnung wiederholen sich die Spannungs Zeit-Diagramme nach dem Zeitpunkt d was eine zi starke Vereinfachung ist weil der Kondensator 7 völlif entladen wird, aber das Muster wiederholt sich qualita tiv, und das PFN ist bereits, sich von 2Ec d. h. etwa odei von der Größenordnung des 2N-fachen der der Pri märwicklung zugeführten Speisespannung, zu entladen jeweils wenn der steuerbare Siliciumgleichrichterschal ter 6 leitend wirdIn the drawing, the voltage-time diagrams repeat themselves after the point in time d, which is a great simplification because the capacitor 7 is completely discharged, but the pattern repeats itself qualitatively, and the PFN is already different from 2Ec, ie about odei from the The order of magnitude of 2N times the supply voltage supplied to the primary winding, to be discharged when the controllable silicon rectifier switch 6 becomes conductive

Diese angenäherte 2N-Beziehung kann durch eins geeignete Wahl der »Em«-Zeit des Schalltransistors ί innerhalb weiter Grenzen geändert werden.
Nachstehend wird eine weitere fakultative Möglich keit beschrieben und zwar die einer Stabilisierung dei Spannung des völlig aufgeladenen Netzwerkes, & h. dei Spannung zwischen den Zeitpunkten c und d in F i g. 7 Dies ist sehr erwünscht bei jeder Anwendung, bei dei in der Last wenigstens im Mittel über eine geringe An zahl von Impulsen, absolut gleichfömiige Impulse auf treten müssen. Die Erfindung bietet die Gelegenheil diese Möglichkeit ohne besondere Schwierigkeiten hin zuzusetzen, wenigstens wenn zum Schalten des TransiThis approximate 2N relationship can be changed within wide limits by a suitable choice of the "Em" time of the sound transistor ί.
Another optional possibility is described below, namely that of stabilizing the tension of the fully charged network, & h. the voltage between times c and d in FIG. 7 This is very desirable for any application in which absolutely uniform pulses must occur in the load, at least on average over a small number of pulses. The invention offers the opportunity to add this possibility without any particular difficulties, at least when switching the Transi

stors 9 eine monostabile Schaltung benutzt wird, weil die Dauer des instabilen Zustands, wenn ihn die Vorrichtung einmal angenommen hat, mit Hilfe einer Spannung regelbar ist. Die Stabilisierung wird auf eine gewünschte Weise mit möglichst geringen Leitungsveriusten, d. h. ohne zusätzlichen Spannungsabfall in Transistoren oder Widerständen, erhalten.stors 9 a monostable circuit is used because the duration of the unstable state, once the device has assumed it, with the aid of a voltage is adjustable. The stabilization is carried out in a desired manner with the least possible line losses, d. H. without additional voltage drop in transistors or resistors.

Dabei ergibt sich eine Steuerspannung unter Verwendung eines Zeitkonstante-Mittels entsprechend der erforderlichen Korrekturgeschwindigkeit mittels eines Spitzenspannungsdetektors, der in F i g. 2 nicht näher dargestellt ist, der aber mit der Anode der Diode 3 verbunden ist, wobei die Spitzenspannung zum Zeitpunkt c der F i g. 6 die Steuerspannung liefert.This results in a control voltage using a time constant mean corresponding to FIG required correction speed by means of a peak voltage detector, which is shown in FIG. 2 not closer is shown, but which is connected to the anode of the diode 3, the peak voltage at time c the F i g. 6 supplies the control voltage.

Die Linie 15 in F i g. 2 gibt im wesentlichen den Verlauf der Steuerspannung in der Schaltungsanordnung an, die einem Eingang 16 der monostabilen Vorrichtung zur Bestimmung der Dauer des instabilen Zustands jedes Zyklus an Hand eines Mittelwerts zugeführt wird, der über eine kürzere oder längere Zeit genommen wird.The line 15 in FIG. 2 essentially indicates the profile of the control voltage in the circuit arrangement which is fed to an input 16 of the monostable device for determining the duration of the unstable state of each cycle on the basis of an average value which is taken over a shorter or longer period of time.

Die Anordnung ist derart getroffen, daß eine Abnahme der Spitzenspannung die Zeit, während der der Schalttransistor 9 »eingeschaltet« ist, und somit auch die Ladezeit des Kondensators 7 verlängert, wobei der ursprüngliche Spannungsabfall ausgeglichen wird und nahezu keine Energie verlorengeht.The arrangement is such that a decrease in the peak voltage increases the time during which the Switching transistor 9 is "switched on", and thus also extends the charging time of the capacitor 7, with the original voltage drop is compensated and almost no energy is lost.

Dieses System könnte derart angepaßt werden, daß es auf einer »von lmpuls-zu-Impuls«-Grundlage stabilisiert, in welchem Falle eine komplizierte Schaltungsan-Ordnung erforderlich ist.This system could be adapted to stabilize on a "pulse-to-pulse" basis, in which case a complicated circuit arrangement is required.

Die vorstehend beschriebene Schaltungsanordnung liefert die Erholungszeit für den steuerbaren Siliciumgleichrichter während des Zeitintervalls a-b, in dem die Diode 13 »eingeschaltet« und die Diode 3 »ausgeschaltet« ist, so daß dem steuerbaren Siliciumgleichrichter oder dem Thyristor 6 keine Spannung zugeführt werden kann. Die Erholungszeit ist durch die Wahl oder die Einstellung der Dauer des instabilen Zustands der monostabilen Vorrichtung zuvor einstellbar. Die Schaltungsanordnung enthält auch ein einziges Element, d. h. den Transformator 10, zum Liefern der Induktivität für die schwingungsweise Aufladung und zum Herauf-(oder Herab-) transformieren der Eingangsspannung entsprechend der erforderlichen PFN-Spannung (die das Zweifache der Spannung über der Last im Falle einer Anpassung ist, wobei ein Spannungserhöhungsimpulstransformator der üblicherweise benutzt wird, berücksichtigt wird. Eine niedrige Eingangsspannung, z. B. eine Batterie, kann dabei die ursprüngliche Quelle sein. Dies ermöglicht auch eine verlustfreie Impulsspannungsstabilisierung. The circuit arrangement described above provides the recovery time for the silicon-controlled rectifier during the time interval from, in the switched on diode 13 "" and the diode "off 3", so that the silicon-controlled rectifier or thyristor 6, no voltage may be supplied. The recovery time can be set beforehand by selecting or setting the duration of the unstable state of the monostable device. The circuit arrangement also includes a single element, i.e. the transformer 10, for providing the inductance for the oscillatory charging and for stepping up (or stepping down) the input voltage according to the required PFN voltage (which is twice the voltage across the load in the case of an adjustment, taking into account a step-up pulse transformer that is commonly used, a low input voltage, e.g. a battery, may be the original source, this also enables lossless pulse voltage stabilization.

Fig.8 zeigt eine praktische Ausführungsform, bei der entsprechende Teile mit den gleichen Bezugsziffem und/oder -buchstaben wie in Fig.2 bezeichnet sind. Der rechte Transistor 16 der monostabilen Vorrichtung 11 ist nur dann leitend, wenn dem Eingang ein Triggerimpuls zugeführt wird, und bleibt während einer Zeit leitend, welche die Erholungszeit für den Schalter 6 bestimmt und in F i g. 4 dargestellt ist weil der Ausgang 14 gleichstrommäßig über eine Pufferstufe mit dem Steuerschalter 9 gekoppelt ist. Der »eingeschaltete« Zeitraum der Transistoren 16 und 9 wird durch eine feste ÄC-Zeitschaltung 17 bestimmt, die den Transistor 16 mit der Basis des im stabilen Zustand der monostabilen Vorrichtung leitenden Transistor 18 verbindet, mit den durch die Verwendung einer eine Vorspannung liefernden Schaltung mit einem Differenzverstärker 19 erforderlichen Änderungen, welcher Verstärker die Spiizenspannung, die über die Leitung 15 von der Anode der Diode 3 (Fig. 6) abgenommen wird, d.h. die Spitzen-PFN-Spannung, mit einer von einer Zenerdiode 20 gelieferten Bezugsspannung vergleicht. Die Ausgangsspannung des Differenzverstärkers 19 überbrücki den Widerstandsteil des /?C-Kreises 17 mit einem Wert, der von der Differenz zwischen den beiden dem Verstärker zugeführten Eingangsspannungen abhängt Erforderlichenfalls läßt sich die impulsspitze mittels eines regelbaren Spannungsteilers 21, 22, 23 regeln, wobei die eine Eingangsspannung für den Differenzverstärker vorher entsprechend der der Diode 3 entnommenen Spannung eingestellt wird. Auf diese Weise bestimmen der flC-Kreis 17 und die beiden Eingangsspannungen für den Verstärker 19 die »eingeschaltete« Zeit des Schalters 9, wobei die Richtung der Wirkung des Verstärkers 19 derartig ist, daß dieser jeder Änderung der Spitzenspannung des PFN entgegenwirkt. FIG. 8 shows a practical embodiment in which corresponding parts are denoted by the same reference numbers and / or letters as in FIG. The right transistor 16 of the monostable device 11 is only conductive when a trigger pulse is supplied to the input, and remains conductive during a time which determines the recovery time for the switch 6 and is shown in FIG. 4 is shown because the output 14 is DC-coupled to the control switch 9 via a buffer stage. The "switched on" period of transistors 16 and 9 is determined by a fixed λC time circuit 17 which connects transistor 16 to the base of transistor 18, which is conductive in the stable state of the monostable device, to which by using a circuit that supplies a bias voltage A differential amplifier 19 required changes, which amplifier compares the peak voltage, which is taken over the line 15 from the anode of the diode 3 (FIG. 6), ie the peak PFN voltage, with a reference voltage supplied by a Zener diode 20. The output voltage of the differential amplifier 19 bridges the resistance part of the /? C circuit 17 with a value that depends on the difference between the two input voltages fed to the amplifier Input voltage for the differential amplifier is previously set according to the voltage taken from the diode 3. In this way, the FIC circuit 17 and the two input voltages for the amplifier 19 determine the "on" time of the switch 9, the direction of the action of the amplifier 19 being such that it counteracts any change in the peak voltage of the PFN.

Der instabile »eingeschaltete« Zustand des Transistors 16 wird auch über eine zweite Ausgangsleitung 24 einer Emitterverstärkerstufe 25 zugeführt, welche die Rechteckimpulse des Transistors 16 differenziert und gleichzeitig mit der Einschaltung des Schalters 9 dei Steuerelektrode des steuerbaren Siliciumgleichrichters6 einen positiven sehr spitzen Impuls (Fig. 3) zuführt. Der leitende Zustand des Schalters 6 endet etwa 50 bis 100 \\% nach dem Ende der Impulsentladung de: Netzwerks 2, wie vorstehend beschrieben wurde, (aber die Ausschaltung läßt sich manchmal dadurch erleichtern, daß eine geringe Umkehr der PFN-Spannung dadurch erzeugt wird, daß der Widerstandswert der Belastung 5 etwas kleiner als die charakteristische Impedanz des PFN gemacht wird, aber dies ist nicht eine ausschließlich den Ausführungsformen der Erfindung eigene Eigenschaft).The unstable "switched on" state of the transistor 16 is also fed via a second output line 24 to an emitter amplifier stage 25, which differentiates the square-wave pulses of the transistor 16 and, simultaneously with the switching on of the switch 9 of the control electrode of the controllable silicon rectifier 6, a positive, very sharp pulse (Fig. 3 ) feeds. The conductive state of the switch 6 ends about 50 to 100 \\% after the end of the pulse discharge of the network 2, as described above, (but the switching off can sometimes be facilitated by producing a slight reversal of the PFN voltage thereby that the resistance value of the load 5 is made slightly smaller than the characteristic impedance of the PFN, but this is not a property peculiar to the embodiments of the invention).

Auf diese Weise sind beide Schalter gegenüber dei monostabilen Vorrichtung gepuffert, so daß sie desser Ansprechen nicht beeinflussen, und sie werden gleichzeitig in Betrieb gesetzt, wobei der Schalter 9 bei einei Spannung von 30 Volt oder weniger schaltet.In this way, both switches are buffered with respect to the monostable device, so that they desser Do not affect response, and they are put into operation at the same time, the switch 9 at one Voltage of 30 volts or less switches.

Deshalb wird eine Quelle einer Gleichspannung vor 30 Volt benutzt, um über einen Spannungserhöhungstransformator 10 mit einem ÜbersetzungsverhältnisTherefore, a source of DC voltage prior to 30 volts is used to provide a step-up transformer 10 with a transformation ratio

I : 20 und einen nicht dargestellten Belastungstransformator einen Impuls von 3 A und 3,7 kV mit einer Dauei von 0,5 μ5 und einer Wiederholungsfrequenz vor 1000 Hz zu liefern. Wenn die Eingangsspeisespannung abnimmt, wird infolge der längeren »eingeschalteten* Zeiten des Schalters 9 und somit der längeren Ladezei ten des Kondensators 7 mehr Strom verbraucht unc umgekehrt so daß die Eingangsleistung mehr oder we niger konstant ist I: 20 and a load transformer, not shown, to deliver a pulse of 3 A and 3.7 kV with a duration of 0.5 μ5 and a repetition frequency of 1000 Hz. When the input supply voltage decreases, more current is consumed due to the longer "switched on" times of the switch 9 and thus the longer charging times of the capacitor 7, and vice versa, so that the input power is more or less constant

Das Magnetron arbeitet im Impulsbetrieb mit 3 A und einer Spannung von 3,7 kV und absorbiert somi eine mittlere Leistung von 5,5 Watt (SpitzenleistunfThe magnetron works in pulse mode with 3 A and a voltage of 3.7 kV and thus absorbs an average power of 5.5 watts (peak power

I1 kW) aus den Ladekreisen, welche Werte somit bein Entwurf berücksichtigt werden müssen. Das PFN kam bei 1000 Volt speichern unter Verwendung eines Span nungserhöhungsimpulstransformators. und seine Ein schaltimpedanz ist der (transformierten) Magnetronbe lastung angepaßt. Es wird so eine Spannung von etwj 500 Volt über der Primärwicklung des Impulstransfor mators erzeugt Die Spitzenspannung über dem Kon densator 7 beträgt etwas mehr als 500 Volt und die Ka pazität ist etwa 0.5 μΡ. Die Induktivität des PFN ist voi der Größenordnung von I1 kW) from the charging circuits, which values are included Design must be considered. The PFN came at a 1000 volt store using a chip voltage boosting pulse transformer. and its a Switching impedance is adapted to the (transformed) magnetron load. There is such a tension from sthj 500 volts across the primary winding of the pulse transformer generates the peak voltage across the con capacitor 7 is a little more than 500 volts and the Ka capacity is about 0.5 μΡ. The inductance of the PFN is voi of the order of 2J5 2J5 mH und die Kapazität be trägt etwa 25 nF. Diese Werte des PFN ergeben ein<mH and the capacity be carries about 25 nF. These values of the PFN result in a <

609632/9S609632 / 9S

Impulsbreite von etwa 0,5 μ$. Unter den erwähnten Umständen dürfte die Induktivität der Sekundärwicklung des Transformators 10 etwa 1 H betragen, während das Spannungserhöhungsverhältnis 20 ist. Die Speisegleichspannung beträgt zwischen 20 und 30 Volt, und dabei muß der Transistor 9 etwa 10 Watt schallen, mit einer Verlustleistung von etwa 1 Watt. Diese Werte entsprechen denjenigen für Schiffahrtfunkmeßanlagen mit geringer Leistung, sie müssen jedoch selbstverständlich nicht als eine Beschränkung der Erfindung betrachtet werden.Pulse width of about 0.5 μ $. Among those mentioned Circumstances, the inductance of the secondary winding of the transformer 10 should be about 1 H, while the step-up ratio is 20. The DC supply voltage is between 20 and 30 volts, and the transistor 9 must emit about 10 watts, with a power loss of about 1 watt. These values correspond to those for marine radio measuring systems with low power, but they must of course should not be construed as a limitation on the invention.

In manchen Fällen ist die Verzögerung sämtlicherIn some cases the delay is more total

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bekannter gesteuerter Schaltvorrichtungen, um nacli einem Zeitraum von der Wirksamkeit in den Leerlaufzustand zu geraten, sehr lästig und die Schaltungsanordnungen nach der Erfindung lösen die Probleme dei Verwendung von Siliciumgleichrichtern usw. bei dei Impulserzeugung weitgehend. Es kann z. B. der Wen eines Parallelkondensators 25a verschieden bemessen werden oder aber dieser Kondensator kann entfallen je nachdem augenblickliche oder langfristige wirksame mittlere Korrekturen der Impulsspannung für die Schleife, mit der das Steuerniveau und das Impulsniveau zuvor eingestellt werden, erforderlich sind.well-known controlled switching devices to nacli a period of effectiveness in the idle state, very annoying and the circuit arrangements according to the invention solve the problems of using silicon rectifiers, etc. in the Pulse generation largely. It can e.g. B. the Wen of a parallel capacitor 25a dimensioned differently or this capacitor can be omitted depending on the current or long-term effective mean corrections of the pulse voltage for the loop, with which the control level and the pulse level must be set beforehand.

Hierzu 2 Blatt ZeichnungenFor this purpose 2 sheets of drawings

Claims

Patent claims:

V 1. Pulse generator for generating pulses with a desired shape, preferably for Control of magnetrons, which are a pulse shaping network, a charging device for the network, which is connected to a supply source Primary circuit and a secondary circuit connected to the network, as well as a controllable one Contains switch that periodically short-circuits the series connection of the network and the load characterized in that the primary circuit of the charging device is a time-dependent Control element (11) contains the one with a control input (12) and is provided with an output (14). which is connected to a switch (9) in Series with the supply source (8) and the primary winding of a transformer (10) is inserted and that the secondary circuit of the charger is the series connection of two in the same forward direction arranged diodes (3, 13) parallel to the controllable switch (6) and the series connection a capacitor (1) and the secondary winding of the transformer in parallel with one of the diodes contains

2. Pulse generator according to claim 1, characterized in that that the time-dependent control element (11) contains a monostable trigger circuit has a control input to bring it into the unstable state, in which state the Switch (9) in the primary circuit lets current through.

3. Pulse generator according to Anspnich 1 or 2. characterized in that the control input of the Time-dependent control member (H) and the controllable switch (6) are coupled such that one of externally supplied trigger signal! the switch (9) in the primary circuit and the controllable switch (6) at the same time brings into the conductive state.

4. Pulse generator according to one of claims 1 to 3, characterized in that the time-determining Means in the control unit are adjustable by a control voltage that depends on the charging voltage of the pulse shaping network to stabilize the charging voltage.

5. Pulse generator according to claim 4 in conjunction with claim 2, characterized in that a differential amplifier (19) is provided, one input voltage of which is a fixed reference voltage (20) is, t. and the other input voltage of which is the voltage of a peak detector connected through a adjustable voltage divider (23. 22. 21) with the output side of the capacitor (7) in the secondary circuit is coupled. wherein the differential amplifier (19) provides a controllable bridging over an obmsehen Element of the timing circuit that supplies a cross-coupling branch of the monostable Trigger circuit controls.