DE202010015965U1 - Treiber für einen Leistungshalbleiterschalter - Google Patents

Abstract

Treiber (8) für einen Leistungshalbleiterschalter,
– mit einem Schaltausgang (10) zum Anschluss eines Schalteingangs (12) des Leistungshalbleiterschalters (6a, b),
– mit einem Logikeingang (14) für ein logisches Schaltsignal,
– mit einem das logische Schaltsignal (16) in ein Leistungssignal (20, 16, 20a, b) konvertierenden und an den Schaltausgang (10) liefernden Konverter (18),
– bei dem das Leistungssignal (20, 20a, b) ein pulsweitenmoduliertes Signal mit einem vorgebbaren Tastverhältnis (T, T1–3) ist,
– und vom Konverter (18) dem Schaltausgang (10) über eine Induktivität (23) zugeführt wird.

Description

• Die Erfindung betrifft einen Treiber für einen Leistungshalbleiterschalter.
• Leistungshalbleiterschalter dienen in der Leistungselektronik dem Schalten hoher Ströme und finden z. B. Anwendung in Motorsteuerungen für Industrieelektromotoren oder Leistungsgleichrichtern für Windkraftanlagen. Leistungshalbleiterschalter sind z. B. IGBTs (insulated gate bipolar transistor) oder MOS-FETs (metal oxide semiconductor field effect transistor).
• Der Schaltbefehl zum Schalten eines Leistungshalbleiterschalters steht in der Regel als leistungsschwaches Logiksignal, z. B. als Ausgang einer Computersteuerung, zur Verfügung. Der Leistungshalbleiterschalter benötigt zum Schalten bzw. zu seiner Ansteuerung jedoch ein Leistungssignal, d. h. einen hohen Lade- bzw. Entladestrom.
• Ein sogenannter Treiber übernimmt die Konvertierung des logischen Schaltsignals in das Leistungssignal und sorgt hierbei z. B. auch für eine galvanische Trennung zwischen einer Primär- und einer Sekundärseite des Treibers, z. B. zwischen Geräteteilen auf Logik- und Hochspannungspotential.
• 1 zeigt gemäß Stand der Technik einen Ausschnitt aus einem Leistungsgleichrichter, nämlich dessen Zwischenkreis 2 mit einer daran angeschlossenen Halbbrücke 4, welche wiederum zwei Leistungshalbleiterschalter 6a, b (im folgenden mit LHS abgekürzt) – im Beispiel IGBTs – mit ihren jeweiligen Komplementärdioden D1, 2 enthält.
• Für den LHS 6b ist beispielhaft der diesen ansteuernde Treiber 8 gezeigt, welcher einen Schaltausgang 10 zum Anschluss des Schalteingangs 12 des LHS 6b, im Beispiel des Gates G des IGBT aufweist. Der Treiber 8 weist weiterhin einen Logikeingang 14 zur Ansteuerung durch ein logisches Schaltsignal 16 auf, welches letztendlich das Ein- bzw. Ausschalten des LHS 6a bewirkt. Der Treiber 8 umfasst einen Konverter 18, der das Schaltsignal 16 in ein Leistungssignal 20 umsetzt und dem Schaltausgang 10 und damit dem LHS 6b über einen Längswiderstand 22, im Beispiel einen Gatewiderstand für den IGBT, zuführt.
• 1 zeigt die Halbbrücke im Fehlerfall, wenn nämlich z. B. Kollektor C und Emitter E des LHS 6a durch einen Kurzschluss überbrückt sind, wobei der Kurzschluss symbolisch durch die Induktivität L_B dargestellt ist. Während des Ausschaltens des LHS 6b entstehen nun in der Schaltung gemäß 1 hohe Induktionsspannungsspitzen, die zur Zerstörung der Bauelemente führen können. Insbesondere entsteht eine hohe Kollektor-Emitter-Spannung U_CE2 zwischen Kollektor C und Emitter E des LHS 6b. Die Höhe der Überspannungsspitzen ist von verschiedenen Faktoren abhängig, wie dem konstruktiven Aufbau, den Bauelementeigenschaften und der Schaltgeschwindigkeit. Aufbau und Bauelementeigenschaften werden hier nicht weiter behandelt, da diese nach dem Fertigungsprozess als gegeben angenommen werden müssen. Es ist jedoch möglich, die Schaltgeschwindigkeit in gewissen Grenzen einzustellen, da diese maßgeblich vom Treiber 8 bestimmt wird. Prinzipiell ist im Beispiel gemäß 1 die Lade- bzw. Entladegeschwindigkeit der Gateladung am Gate G des LHS 6b verantwortlich.
• Gemäß Stand der Technik wird diese Geschwindigkeit über die Dimensionierung des festen Längswiderstandes 22 für einen sicheren Betrieb eingestellt. Hierbei gilt für die Kollektor-Emitter-Spannung U_CE2 mit der Zwischenkreisspannung U_ZK, der Induktivität L_S (Summe der parasitären Induktivitäten der Zuleitung von Kollektor C und Emitter E des LHS 6b), der Zwischenkreisinduktivität L_ZK, dem Zwischenkreisstrom I_ZK, der Zeit t und der Flussspannung U_D1 durch die Komplementärdiode D₁, welche eine Funktion der Zeit t und des Laststromes i_L durch die Induktivität L_B ist, folgende Gleichung:

  
• Gemäß dieser Gleichung hängt also die beim Ausschalten des LHS 6b entstehende Spannung U_CE von einer Reihe von Einzelkomponenten ab: Der Flussspannung U_D1(t, i_L) der Komplementärdiode D1, der induzierten Spannung der Streuinduktivitäten von Emitter und Kollektorzuleitung, sowie der induzierten Spannung an der Zwischenkreisinduktivität. Der Einfluss der Zwischenkreisinduktivität L_ZK kann durch die geeignete Wahl eines Snubbers relativiert werden. Bei den Streuinduktivitäten L_S von Emitter- und Kollektorzuleitung besteht diese Möglichkeit nur insofern, als dass ein vorteilhafter Aufbau diese minimieren kann. Die Flussspannung der Komplementärdiode D₁ ist eine Bauelementeigenschaft, die sich aus einem Optimierungsverfahren während der Herstellung bzw. Entwicklung ergibt. Die beiden zuletzt genannten Punkte gelten als unabänderlich und müssen durch eine geschickte Ansteuerungstechnik in ihren Auswirkungen dahingehend optimiert werden, dass die Durchbruchspannung U_CEmax des IGBT zu keinem Zeitpunkt von der Kollektor-Emitter-Spannung U_CE2 überschritten wird.
• 2 zeigt gemäß Stand der Technik einen beispielhaften Verlauf der Kollektor-Emitter-Spannung U_CE2 über der Zeit t, wobei zusätzlich der Laststromes i_L durch die Induktivität L_B, die Gatespannung U_G am Gate G des LHS 6b, sowie das logische Schaltsignal 16 als Triggersignal dargestellt sind. Hierbei ist eine Zeitverzögerung – von typischerweise 1–2 μs – zu beobachten, die zwischen einer ansteigenden Flanke, also dem Schaltimpuls im Schaltsignal 16, und der Reaktion hierauf, nämlich dem Abfallen der Gatespannung U_G, liegt. In 2 ist deutlich die Ausschaltspannungsspitze 24 zu erkennen, welche durch die oben genannte Dimensionierung des Längswiderstandes 22 so klein gehalten wird, dass diese nie die maximale zulässige Kollektor-Emitter-Spannung U_CEmax des Leistungshalbleiterschalters 6b übersteigt.
• Die Ausschaltspannungsspitze 24 kann außerdem durch langsameres Ausschalten des LHS 6b verkleinert werden. Wie bereits festgestellt, müssten die Einflussgrößen Streuinduktivität L_S und Flussspannung U_D1 durch Wahl einer geschickten Ansteuerung des LHS 6b durch den Treiber 8 gefährliche Überspannungen am LHS 6b verhindern. Diese Ansteuerung gliedert sich in zwei Teile, nämlich einerseits die Bereitstellung des Lade- bzw. Entladestromes am Schaltausgang 10 und andererseits eine entsprechende Steuerung oder Regelung dieses Stromes.
• Die Parametrierung der Gate- bzw. Längswiderstände in Form der Einschalt- und Ausschaltwiderstände erfolgt während der Design- und Testphase eines Treibers. Die Gatewiderstände sind hierbei gelötet und fix auf dem Treibersubstrat angebracht. Nachfolgend wird das Wort Gatewiderstand stets als Synonym für einen Gateausschaltwiderstand verwendet. Prinzipiell kann diese Technik des Schaltens jedoch auch auf Gateeinschaltwiderstände angewendet werden, jedoch betreffen die nachfolgend genannten Vorteile hauptsächlich das Ausschaltverhalten.
• Bekannt sind gemäß Stand der Technik Treiber mit einem einzigen Gatewiderstand, der für das Ein- und Ausschalten gleichermaßen verwendet wird oder auch Treiber mit zwei oder mehr Gatewiderständen, die einzeln oder parallel geschaltet werden, um den effektiven Gatewiderstand zu verändern. Eine Veränderung des Gatewiderstandes in drei Phasen wird z. B. durchgeführt, wenn während der Ausschaltphasen die Zeitabschnitte vor, während und nach Durchlaufen des Miller-Plateaus betrachtet werden. Für jede dieser Phasen wird ein fest gewählter Widerstand geschaltet. Es ergibt sich ein sogenanntes dreistufiges Ausschalten.
• Nachteilig ist, dass der Dimensionierung der Gatewiderstände stets der Worst-Case-Fall zu Grunde liegt, d. h. auch unter ungünstigsten Betriebsbedingungen müssen Funktionalität und Betriebssicherheit der gesamten Schaltung erhalten bleiben. Wesentliches Problem des Ausschaltens ist die durch die parasitären Induktivitäten entstehende Induktionsspannung, die sich der normalen Zwischenkreisspannung wie der Flussspannung der Komplementärdiode überlagert und dadurch zu einem Überschreiten der höchst zulässigen Spannung des IGBTs führen kann. Eine Verbesserung ist hier das bekannte o. g. mehrstufige Ausschalten, jedoch muss auch hier der Widerstandsdimensionierung stets der Worst-Case-Fall zu Grunde gelegt werden. Im Fall mehrerer Gatewiderstände muss für jeden zusätzlichen Gatewiderstand der Treiberelektronik ein Steuerausgang sowie ein dazugehöriger Schalttransistor sowie der Gatewiderstand selbst hinzugefügt werden. Aufwand und Platzbedarf für den Treiber steigen.
• In 1 ist das Leistungssignal 20 ein kontinuierliches Signal, z. B. eine Gleichspannung fester Höhe. Diese liegt während des gesamten Ausschaltvorganges des IGBT am Längswiderstand 22 an. Entsprechend dem fest gewählten Wert des Längswiderstandes 22 stellt sich dann ein bestimmter Stromverlauf für den in den Eingang des IGBT, also dessen Gate G, fließenden Strom bzw. der in 2 gezeigte Verlauf der Gatespannung U_G ein. Somit folgt ein nicht kontrollierbares bzw. nicht variierbares zeitliches Ausschaltverhalten des IGBT.
• Durch die während der Konstruktion einmal festgelegten Gatewiderstände ist eine kundenspezifische Anpassung des Treibers kaum möglich, um diesen z. B. an einen speziellen IGBT oder an einen speziellen Anwendungsfall des IGBT-Einsatzes anzupassen. Hier würde ein sehr hoher Aufwand durch Einlötung individueller Widerstände für an einzelne Kunden auszuliefernde Treiber entstehen.
• Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen verbesserten Treiber für einen Leistungshalbleiterschalter anzugeben.
• Die Erfindung beruht auf der grundlegenden Idee, einen variabel einzustellenden Längs-, also z. B. Gatewiderstand im Treiber zu integrieren, der in Echtzeit, d. h. auch während eines Schaltvorganges bezüglich seines ohmschen Widerstandes den jeweils aktuellen Erfordernissen der Schaltung angepasst werden kann.
• Die Aufgabe der Erfindung wird gelöst durch einen Treiber gemäß Patentanspruch 1, der einen Schaltausgang zum Anschluss eines Schalteingangs eines Leistungshalbleiterschalters aufweist. Der Treiber weist weiterhin einen Logikeingang für ein logisches Schaltsignal auf und einen das logische Schaltsignal in ein Leistungssignal konvertierenden Konverter. Der Konverter liefert hierbei das Leistungssignal an den Signalausgang. Erfindungsgemäß ist das Leistungssignal ein pulsweitenmoduliertes Signal mit einem vorgebbaren Tastverhältnis und wird dem Schaltausgang, ausgehend vom Konverter, über eine Induktivität zugeführt.
• Gemäß der Erfindung wird also der Leistungshalbleiterschalter selbst bzw. direkt mit einem pulsweitenmodulierten Signal angesteuert. Die Signalwechsel am Eingang des LHS sind dabei so schnell gewählt, dass der LHS den schnellen Signalwechseln nicht folgen kann. Der LHS selbst wirkt damit gegenüber dem Leistungssignal zusammen mit der Induktivität nach Art eines Tiefpasses. Die Induktivität ist vorzugsweise in Form einer Spule ausgeführt. Die Induktivität kann strenggenommen auch außerhalb des Treibers in der weiterführenden Zuleitung vom Schaltausgang zum Leistungshalbleiterschalter angeordnet sein, soll im Sinne der vorliegenden Erfindung aber zumindest funktional dennoch zum Treiber zählen.
• Die Pulsweitenmodulation des Leistungssignals entspricht damit je nach Tastverhältnis dem Effekt verschiedener ohmscher Vorwiderstände zwischen Konverter und Schalteingang bei gleichbleibender Schaltspannung. Das Tastverhältnis des PWM-Signals kann in der Regel sehr feinstufig eingestellt werden, so dass sich der gleiche Effekt wie der eines faktisch kontinuierlich veränderbaren ohmschen Längswiderstandes ergibt. Mit anderen Worten wird durch ein pulsweitenmoduliertes Signal, welches über die Induktivität, jedoch ohne realen Längswiderstand, dem LHS zugeführt wird, ein ohmscher Längswiderstand emuliert bzw. simuliert bzw. ergibt sich ein fiktiver ohmscher Längswiderstand. Die Größe des emulierten, fiktiven Widerstandes ergibt sich aus dem gewählten Tastverhältnis der PWM.
• Die Treiberverlustleistung ist gegenüber einem realen ohmschen Widerstand erheblich verringert, da ein realer ohmscher Längswiderstand bzw. Gatewiderstand mit realer Verlustleistung nicht mehr notwendig ist, weshalb auch keine entsprechende Verlustleistung dort umgesetzt wird. Eine Verlustleistung entsteht lediglich noch im parasitären ohmschen Widerstand der Zuleitung. Da das Tastverhältnis vorgebbar ist, kann dieses in weiten Bereichen frei gewählt werden. So können durch Wahl des Tastverhältnisses, ohne den Treiber physikalisch verändern zu müssen, verschiedene Gatewiderstände simuliert werden bzw. realisiert werden. Insbesondere können so Treiber besonders einfach kundenspezifisch ausgeführt werden, in dem einfach das Tastverhältnis variiert wird. Eine Bestückung von Gatewiderständen nach dem Worst-Case-Prinzip ist nicht mehr notwendig. Das Tastverhältnis im Treiber kann z. B. durch umprogrammieren eines nichtflüchtigen Speichers, Einstellen eines DIP-Schalters usw. erfolgen.
• Vorteil hierbei ist, dass für eine z. B. individuelle kundenspezifische Anpassung des Treibers hinsichtlich des effektiven Gatewiderstandes keine konkreten, errechneten Widerstände individuell eingelötet werden müssen, sondern eine einfache Parametrierung des Treibers durch Wahl des Tastverhältnisses erfolgen kann. Dies ist einfacher und kostengünstiger. Bei feiner Abstufung des Tastverhältnisses kann ein besonders fein abgestufter äquivalenter Gatewiderstand realisiert werden. Die Veränderung des Tastverhältnisses hat die gleiche Wirkung, als würde ein real existierender Widerstand in seinem ohmschen Wert verändert. Gemäß Stand der Technik wäre hierzu eine Vielzahl abgestufter Widerstände o. ä. nötig, die nacheinander durchgeschaltet werden. Die Erfindung liefert den gleichen Effekt mit wesentlich verringertem Aufwand.
• Gemäß der Erfindung wird also die direkte Ansteuerung des LHS über eine Induktivität – ohne Vorwiderstand –, also z. B. einer IGBT-Endstufe mit einem PWM-Signal vorgeschlagen. Dazu muss das PWM-Signal hochfrequent genug sein, um – durch einen Tiefpasseffekt bzw. einen Trägheitseffekt im Leistungshalbleiter und der Induktivität – ein effektives Ansteuersignal für diesen zu generieren, um also nicht nur ein wiederholtes Ein- und Ausschalten zu bewirken. Hierzu reicht in der Regel ein Tiefpassfilter aus, das aus dem parasitären ohmschen Widerstand der Zuleitung zum Schalteingang, der Induktivität und der parasitären Eingangskapazität des LHS gebildet ist. Am Ausgang des LHS, z. B. Emitter und Kollektor des IGBT soll hier kein Unterschied zu einer Ansteuerung mit einem ohmschen Widerstand feststellbar sein.
• Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist daher die Periodendauer des Leistungssignales kleiner einem Zehntel der minimalen Ausschaltzeit – von typischerweise einigen Hundert Nanosekunden – eines an den Schaltausgang anschließbaren Leistungshalbleiters. Da Treiber in der Regel nur mit bestimmten LHS zu benutzen sind, sind auch deren Eigenschaften bekannt. Somit sind auch deren Kenngrößen, z. B. deren minimale Ausschaltzeit bekannt. Aufgrund des o. g. Tiefpasseffektes bzw. seiner ihm eigenen Trägheit kann der Leistungshalbleiter nicht jeder Schaltgeschwindigkeit des Schaltsignals folgen, was durch seine minimale Ausschaltzeit als Bauteilcharakteristikum angegeben ist. Durch die Wahl eines PWM-Signales, das im Zeitraum der minimalen Ausschaltzeit des Leistungshalbleiterschalters mindestens zehn Periodendauern des PWM-Signals aufweist, wirkt der Leistungshalbleiter einschließlich seiner Zuleitung bereits an sich wie ein Tiefpass. Vorzugsweise wird das Leistungssignal jedoch Periodendauern kleiner einem Hundertstel oder einem Zweihundertstel der Ausschaltzeit aufweisen. Auch kann sich die Periodendauer an dem derzeit geltenden schnellsten Ausschaltzeiten marktüblicher LHS orientieren. Diese sind in Fachkreisen bekannt und stehen als allgemein zugängliche Daten in Datenblättern zur Verfügung. Der Treiber ist dann nicht auf einen bestimmten LHS zugeschnitten, sondern funktioniert sicher mit allen marktüblichen LHS. Eine typische maximale Schaltfrequenz eines IGBT liegt z. B. bei 20 kHz, ein PWM-Takt dann bei 200 MHz.
• Das PWM-Signal kann z. B. mit einem FPGA (field programmable gate array) generiert werden, der die notwendigen Parameter für das PWM-Signal zur Verfügung hat. Das Ausgangssignal des FPGA wird zweckmäßigerweise durch einen entsprechend schnellen Treiber verstärkt, um die nötigen Ströme für das Leistungssignal zu erzeugen, das dann dem Schaltausgang und damit z. B. der IGBT Endstufe zugeführt wird.
• In einer bevorzugten Ausführungsform kann im Treiber zwischen Konverter und Leistungsausgang als Ergänzung bzw. Verstärkung des o. g. parasitären ohmschen Widerstandes in Reihe zur Induktivität dennoch ein konkreter ohmscher Längswiderstand eingeschaltet sein. Dieser Längswiderstand kann dann aber mit deutlich kleinerem Widerstandswert als übliche Längswiderstände gemäß Stand der Technik ausgeführt werden. Grund hierfür ist, dass der Längswiderstand im erfindungsgemäßen Treiber alleine dazu dient, zusammen mit der Kapazität des Schalteingangs des Leistungshalbleiters und der Induktivität einen Tiefpass zu bilden. Dieser Tiefpass kann zusammen mit der entsprechend hohen PWM-Frequenz abgestimmt werden, so dass ein sauberes Eingangssignal für den LHS entsteht.
• In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist das Tastverhältnis des Leistungssignals veränderbar. Mittels eines jeweils konstanten Tastverhältnisses können so, wie oben erläutert, verschiedene Gatewiderstände in ein und demselben Treiber emuliert werden. Bei Variation des Tastverhältnisses während des Schaltvorgangs kann sogar eine spezifische Lade-Entladekurve für den jeweils angeschlossenen Leistungshalbleiterschalter oder sogar für einzelne Schaltvorgänge eingestellt werden.
• Für eine oben genannte bekannte mehrstufigen Ansteuerung eines IGBT im Ausschaltfall müssen so auch nicht verschiedene Widerstände durchgeschaltet werden, sondern lediglich während des Ausschaltvorgangs das Tastverhältnis variiert werden.
• Um einen sich während eines Schaltvorgangs ändernden Gatewiderstand zu erwirken, kann die Veränderung des äquivalenten Gatewiderstandes gesteuert erfolgen, also nach einem zeitlich fest einprogrammierten Zeitraster. So lassen sich z. B. die bekannten dreistufigen Ausschaltverfahren mit dem erfindungsgemäßen Treiber realisieren.
• In einer bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung weist der Konverter allerdings einen Eingang für eine mit dem aktuellen Schaltzustand des Leistungshalbleiters korrelierte Kenngröße auf und das Tastverhältnis ist abhängig von der Kenngröße gewählt. So kann die Einstellung des aktuellen emulierten Gatewiderstandes geregelt durch Messung und Auswertung der Kenngröße des Leistungshalbleiters erfolgen.
• Mit anderen Worten erfolgt dann die Steuerung – oder im letzteren Fall die Regelung – des Lade- bzw. Entladestroms für den Schalteingang des Leistungshalbleiters durch Variation des PWM-Tastverhältnisses während des Schaltvorganges des LHS. Der variabel einzustellende Gatewiderstand ist dann Teil einer Steuerung oder Regelung. Im letzteren Fall ist so eine automatische Anpassung des Längs-, z. B. Gatewiderstandes im Betrieb, d. h. für jeden Schaltvorgang individuell bzw. situationsabhängig möglich.
• In einer besonders bevorzugten Ausführungsform ist die Kenngröße eine mit der Kollektor-Emitter-Spannung des Leistungshalbleiters korrelierte Kenngröße und das Tastverhältnis ist so gewählt, dass die Kollektor-Emitter-Spannung stets kleiner als ein Maximalwert gehalten ist. Alternativ kann hier auch eine mit dem Kollektorstrom korrelierte Kenngröße verwendet werden, um diesen stets unterhalb eines Maximalwertes zu halten. Gewählt werden kann also als Kenngröße z. B. die Kollektor-Emitter-Spannung oder der Kollektorstrom selbst, aber auch deren zeitliche Ableitungen oder auch ein anderes verwertbares Stromsignal am Leistungshalbleiterschalter sein. Denkbar ist auch, die zu regelnden Größen auf Werte oberhalb eines Minimalwertes oder auf einen Sollwert einzuregeln.
• Die Kollektor-Emitter-Spannung kann also stets so ausgeregelt werden, dass diese gerade unterhalb des maximal zulässigen Wertes gehalten wird. Es erfolgt daher eine Maximierung der Schaltgeschwindigkeit unter Ausnutzung der maximal erlaubten Sperrspannung während des Ausschaltvorganges oder je nach Strategie auch andere Optimierungsmöglichkeiten. Z. B. wird bei einer zu stark ansteigenden Kollektor-Emitter-Spannung der emulierte Gatewiderstand erhöht, also das Tastverhältnis des PWM-Signals erniedrigt, damit die zeitliche Änderung des Stromes wieder geringer wird.
• Mit einer derartigen Ausgestaltung ist damit z. B. eine kontinuierliche Regelung im Ausschaltvorgang abhängig von U_CE oder dem Kollektorstrom möglich. Bei Einsatz einer derartigen Regelung wählt der Treiber automatisch den günstigsten Betriebszustand. Dadurch können Leistungsmodule je nach Kundeninstallation optimal ausgenutzt werden.
• In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der Erfindung erhält der Treiber einen programmierbaren Speicher für mindestens zwei vorgebbare Werte von Tastverhältnissen, wobei jeweils ein Tastverhältnis im Betrieb aktivierbar ist. In dieser Ausführungsvariante lässt sich z. B. ein mehrstufiges Ausschalten programmieren und sehr schnell ansteuern.
• Für eine weitere Beschreibung der Erfindung wird auf die Ausführungsbeispiele der Zeichnungen verwiesen, es zeigt:
• 1 einen Ausschnitt aus einem Gleichrichterkreis mit Halbbrückenmodul und einer Kurzschlussinduktivität gemäß Stand der Technik,
• 2 Strom- und Spannungsverläufe in der Schaltung aus 1 gemäß Stand der Technik,
• 3 einen Treiber gemäß der Erfindung.
• 1 und 2 wurden bereits oben erläutert.
• 3 zeigt einen Treiber 8 mit seinem Logikeingang 14 und einem Schaltausgang 10, an den der Schalteingang 12 eines Leistungshalbleiterschalters 6b angeschlossen ist. Im Beispiel ist dies ein IGBT in seiner typischen Beschaltung an Gate, Emitter und Kollektor. Ein an den Schalteingang 12 angelegtes logisches Schaltsignal 16 erreicht den Konverter 18 und wird dort in ein Leistungssignal 20 umgesetzt.
• Erfindungsgemäß ist das Leistungssignal 20 ein pulsweitenmoduliertes(PWM)-Signal mit einer Periodendauer P = 1/f_S, wobei f_S die Schaltfrequenz des Leistungssignals 20 ist. Vom Leistungssignal 20 sind zwei verschiedene Alternativen 20a, b gezeigt. Die Leistungssignale 20a, b unterscheiden sich bezüglich ihres Tastverhältnisses: Im Falle des Leistungssignals 20a gilt eine Aktivzeit von T1, die kleiner der Aktivzeit T2 des Leistungssignals 20b ist. Die Schaltfrequenz f_S ist dabei deutlich höher, z. B. mindestens um den Faktor 10, vorzugsweise den Faktor 100 bis 200, als der Kehrwert 1/t_f der minimalen Ausschaltzeit t_f des IGBTs.
• Jedes Tastverhältnis T1, 2 bewirkt in der Schaltung einen gedachten, emulierten bzw. äquivalenten Längswiderstand R_e. Mit anderen Worten wirkt ein Anlegen des Leistungssignals 20a wie das Anlegen eines Dauerleistungssignals gemäß Stand der Technik mit einem realen Widerstand, der dem emulierten Längswiederstand R_e1 entspricht. Ein Anlegen des Signals 20b entspricht einem anderen, aufgrund des größeren Tastverhältnisses kleineren ohmschen Widerstand Reg. Die Tastverhältnisse T1, 2 werden im Konverter 18 festgelegt. Das Leistungssignal 20 wird außerdem erfindungsgemäß, ausgehend vom Konverter 18, dem Schaltausgang 10 über eine Induktivität 23 zugeführt.
• Um eine besonders gute Tiefpasswirkung im LHS 6b zu erzielen, welche dieser gegenüber dem Leistungssignal 20 aufweist, ist alternativ ein realer Längswiderstand 22 zwischen Konverter 18 und Schaltausgang 10 geschaltet, welcher jedoch deutlich kleiner einem entsprechenden Längswiderstand 22 gemäß Stand der Technik, also mit konstantem, nicht pulsweitenmoduliertem Leistungssignal 20, ist.
• Der Längswiderstand 22 zusammen mit der parasitären Gate-Emitter-Kapazität C_GE und der Induktivität 23 bildet einen Tiefpass, um das jeweilige PWM-Leistungssignal 20 zu filtern und so die Wirkung eines emulierten Längswiderstandes R_e zu erzeugen.
• In einer alternativen Ausführungsform enthält der Treiber 8 einen Eingang 26 für eine Kenngröße 28 des LHS 6b. Im Beispiel ist dies die Kollektor-Emitter-Spannung U_CE, der Strom Kollektorstrom i_C oder dessen zeitliche Ableitung di_C/dt. In dieser Ausführungsform nutzt der Konverter 18 die Kenngröße 28 zur Einstellung des jeweiligen Tastverhältnisses T des Leistungssignals 20, um während des Ausschaltvorgangs des LHS 6b die Kollektor-Emitter-Spannung UCE stets auf einem Wert zu halten, der unter der maximalen Kollektor-Emitter-Spannung U_CEmax des LHS 6b liegt.
• In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform enthält der Konverter 18 einen Speicher 30, in dem das Tastverhältnis T oder mehrere Werte für dieses ablegbar ist. Der Speicher 30 ist programmierbar, so dass z. B. nach Auslieferung des Treibers 8 an einen Endkunden von diesem beliebig einstellbare bzw. programmierbare Tastverhältnisse T1 bis T3 usw. nach seinen eigenen Wünschen einprogrammierbar sind. Der Speicher 30 entspricht damit eher einer Steuerung als der oben genannten Regelung 32, da feste Tastverhältnisse T vorgegeben sind, welche gegebenenfalls umgeschaltet werden. Durch z. B. drei Tastverhältnisse T lässt sich ein dreistufiges Ausschaltverhalten des LHS 6b implementieren, ein viertes Tastverhältnis ist für alle Einschaltvorgänge abgespeichert. Die drei Ausschaltphasen sind z. B. in bekannter Weise die Zeiten vom Beginn des Ausschaltens bis zum Erreichen des Miller-Plateaus, während des Durchlaufens des Miller-Plateaus, und vom Verlassen des Miller-Plateaus bis zum endgültigen Ausschalten.

Claims (8)

1. Treiber (8) für einen Leistungshalbleiterschalter, – mit einem Schaltausgang (10) zum Anschluss eines Schalteingangs (12) des Leistungshalbleiterschalters (6a, b), – mit einem Logikeingang (14) für ein logisches Schaltsignal, – mit einem das logische Schaltsignal (16) in ein Leistungssignal (20, 16, 20a, b) konvertierenden und an den Schaltausgang (10) liefernden Konverter (18), – bei dem das Leistungssignal (20, 20a, b) ein pulsweitenmoduliertes Signal mit einem vorgebbaren Tastverhältnis (T, T1–3) ist, – und vom Konverter (18) dem Schaltausgang (10) über eine Induktivität (23) zugeführt wird.
2. Treiber (8) nach Anspruch 1, bei dem die Periodendauer (P) des Leistungssignals (20, 20a, b) kleiner einem Zehntel der minimalen Ausschaltzeit (tf) eines an den Schaltausgang (10) anschließbaren Leistungshalbleiters (6a, b) ist.
3. Treiber (8) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, mit einem dem Leistungsausgang (10) in Reihe zur Induktivität (23) vorgeschalteten Längswiderstand (22).
4. Treiber (8) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem das Tastverhältnis (T, T1–3) des Leistungssignals (20, 2a, b) veränderbar ist.
5. Treiber (8) nach Anspruch 4, bei dem der Konverter (18) einen Eingang (26) für eine mit dem Schaltzustand des Leistungshalbleiters (6a, b) korrelierte Kenngröße (28) aufweist, und das Tastverhältnis (T, T1–3) abhängig von der Kenngröße (28) gewählt ist.
6. Treiber (8) nach Anspruch 5, bei dem die Kenngröße (28) eine mit der Kollektor-Emitter-Spannung (U_CE) des Leistungshalbleiters (6a, b) korrelierte Kenngröße ist, und das Tastverhältnis (T, T1–3) durch eine Regelung (32) stets so gewählt ist, dass die Kollektor-Emitter-Spannung (U_CE) stets kleiner einem Maximalwert gehalten ist.
7. Treiber (8) nach Anspruch 5, bei dem die Kenngröße (28) eine mit dem Kollektorstrom (i_C) des Leistungshalbleiters korrelierte Kenngröße ist, und das Tastverhältnis (T, T1–3) durch eine Regelung (32) stets so gewählt ist, dass der Kollektorstrom (i_C) stets kleiner einem Maximalwert gehalten ist.
8. Treiber nach einem der vorhergehenden Ansprüche 4 bis 7, mit einem programmierbaren Speicher (30) für mindestens zwei vorgebbare Werte von Tastverhältnissen (T, T1–3), wobei jeweils ein Tastverhältnis (T, T1–3) im Betrieb aktivierbar ist.

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