DE2016198A1

DE2016198A1 - Circuit arrangement for controlling electric stepper motors or step magnet arrangements

Info

Publication number: DE2016198A1
Application number: DE19702016198
Authority: DE
Inventors: Hermann Dipl Ing 8520 Erlangen P Hofmann
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1970-04-04
Filing date: 1970-04-04
Publication date: 1972-02-24
Also published as: FR2089124A5; NL7104232A; ZA711886B; CH521686A; AU2692171A; BE765230A; ES389878A1; LU62924A1

Description

Schaltungsanordnung zur Steuerung von elektrischen Schrittmotoren bzw. Schrittmagnetanordnungen . Circuit arrangement for controlling electric stepping motors or stepping magnet assemblies .

Bei der Ansteuerung der Wicklungen von Schrittmotoren mit hoher Schrittfrequenz kommt es darauf an, den Wicklungsstrom möglichst schnell und weitgehend verlustlos zu schalten. Hierfür sind Ansteuergeräte vonnöten. Der Aufbau und die Wirkungsweise elektrischer Schrittmotoren, sowie Änsteuergerätie für diese sind in der Arbeit von Bock "Elektrische-und elektrohydraulisch^ Schrittmotoren", abgedruckt in der Zeitschrift "Steuerungstechnik" 1. Jg., Heft 1, 1968, Seiten 13 bis 18, beschrieben. Hiernach müssen fünf Motorwicklungen nach einem Pulsprogramm geschaltet werden, das aus der Pig. 1 ersichtlich ist. Die fünf Pulsfolgen f1 bis f5 werden vom zentralen Takt fO eines geeigneten - nicht naher veranschaulichten - Steuerwerks abgeleitet. Eine hohe Schrittfrequenz läßt sich aber nur erreichen, wenn der Wicklungsstrom nach dem Einschalten genügend schnell den Nennwert erreicht und nach dem Abschalten genügend schnell auf Null abklingt. Die Änderungsgeschwindigkeit des Wicklungsströmes ist durch drei Parameter bestimmt, nämlich durch die Höhe der Sehaltspannung, durch den gesamten Schließungskreiswiderstand und durch den magnetischen Kreis.When controlling the windings of stepper motors with a high step frequency, the winding current is important to switch as quickly as possible and largely without loss. Control devices are required for this. The structure and the mode of operation electric stepper motors and control devices for these are in the work of Bock "Electrical and electrohydraulic ^ Stepper motors ", printed in the magazine" Steuerungstechnik "1. Jg., Issue 1, 1968, pages 13 to 18, described. According to this, five motor windings must be switched according to a pulse program that is derived from the Pig. 1 can be seen is. The five pulse trains f1 to f5 are from the central clock f0 a suitable - not further illustrated - control unit derived. A high step frequency can only be achieved if the winding current is sufficient after switching on quickly reaches the nominal value and after switching off it decays quickly enough to zero. The rate of change of the Winding current is determined by three parameters, viz by the level of the holding voltage, by the total closing circuit resistance and through the magnetic circuit.

Bisher wurde zur Ansteuerung der Motorwicklungen die in Pig. 2 (für je eine Motorwicklung) veranschaulichte Transistor-Steuerschaltung verwendet. Dabei wird eine eingeprägte Spannung U_Q über einen Vorwiderstand R^ und über eine Transistorkaskade T1 bis T4 auf die Motcrwicklung W geschaltet, wobei der Strom nach der Beziehung I = ^- · (1-e ' ) mit T = L/R ansteigt. Hierin bedeuten L die Induktivität der Motorwicklung, W und R den totalen Kreiswiderstand. Im eingeschwungenen Zustand ist die Ver-Up to now, the one in Pig. 2 (for one motor winding each) illustrated transistor control circuit is used. An impressed voltage U _{Q is} switched to the motor winding W via a series resistor R ^ and via a transistor cascade T1 to T4, the current increasing according to the relationship I = ^ - · (1-e ' ) with T = L / R. Here L is the inductance of the motor winding, W and R the total circular resistance. In the steady state, the

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ρ lustleistung pro Wicklung definiert durch ii_v = I_Q · R . Das Maximum der Verlustleiatung tritt im Stillstand der Maschine auf, bei dem im ungünstigsten Fall gleichzeitig drei Wicklungen W zur Aufrechterhaltung des Drehmomentes und damit der definierten Winkelstellung eingeschaltet sein und bleiben müssen.ρ power dissipation per winding defined by ii _v = I _Q · R. The maximum loss occurs when the machine is at a standstill, in which, in the worst case, three windings W must be and remain switched on at the same time to maintain the torque and thus the defined angular position.

Zur Ansteuerung des aus der vorerwähnten Druckschrift bekannten Schrittmotors sind für eine Schaltfrequenz von ca. 1,6 kHz 60 V Erregerspannung bei einem Erregerstrom von 3,5 A und bei . einem Vorwiderstand R^ von 17 Ohm erforderlich. Das entspricht ^ bei drei gleichzeitig eingeschalteten Wicklungen V/ einer Verlustleistung von 630 Watt. Werden z.B. zwei Schrittmotoren zum Antrieb eines Zeichentisches in zwei Koordinaten verwendet, so beträgt die Verlustleistung 1,26 kW. Im Betrieb vermindert sich dieser ungünstigste Wert nur unwesentlich, da dann abwechselnd stets zwei bzw. drei Wicklungen W eingeschaltet sind, so daß im Mittel mit einer Verlustleistung von 2,5 · 60 · 3,5 Watt pro Maschine gerechnet werden muß. Diese hohe Verlustleistung bedingt Vorwiderstände Ry großer Leistung, ferner ein Netzgerät, das ein Vielfaches der Motorleistung aufbringen muß, und schließlich einen Lüfter, welcher die Verlustwärme abführt; demgemäß ist eine Kompaktbauweise des erforderlichen Ansteuergerätes aufgrund der herkömmlichen Überlegungen nicht möglich.To control the stepper motor known from the aforementioned publication, a switching frequency of approximately 1.6 kHz 60 V excitation voltage with an excitation current of 3.5 A and at . a series resistor R ^ of 17 Ohm is required. Corresponding ^ with three windings switched on at the same time V / a power loss of 630 watts. If e.g. two stepper motors are used to drive a drawing table in two coordinates, so the power loss is 1.26 kW. During operation, this most unfavorable value only decreases insignificantly, since it then alternates always two or three windings W are switched on, so that on average with a power loss of 2.5 * 60 * 3.5 watts must be calculated per machine. This high power dissipation requires series resistors Ry of high power, as well as a power supply unit, which has to provide a multiple of the engine power, and finally a fan, which dissipates the heat loss; accordingly is a compact design of the required control device due to conventional considerations are not possible.

Die vorliegende Erfindung verfolgt die Aufgabe, diese ilachteile zu vermeiden und eine praktisch verlustlos arbeitende Steuerschaltung für den Wicklungsstrom des Schrittmotors aufzubauen. Bei der Lösung dieser Aufgabe soll die Forderung erfüllt sein, jede V/icklung ohne Vorwiderstand direkt an Spannung zu legen und den Strom auf einem Nennwert konstant zu halten, sowie über einen Steuereingang der Steuerschaltung den Wicklungsstrom den Bedürfnissen entsprechend ein- bzw. ausschalten zu können. Ferner soll die Forderung erfüllt sein, einen schnellen WicklungBstromanstieg beim Zuschalten der zugehörigen Wicklung und einen entsprechend steilen Wi stromabfall beim Abschalten hervorzurufen.The present invention aims to address these disadvantages to avoid and to build a practically lossless control circuit for the winding current of the stepper motor. In solving this problem, the requirement should be met to connect each winding directly without a series resistor To apply voltage and to keep the current constant at a nominal value, as well as via a control input of the control circuit switch the winding current on or off as required to be able to. Furthermore, the requirement should be met, a rapid increase in winding current when switching on the associated winding and a correspondingly steep Wi cause a drop in current when switching off.

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Die Erfindung "bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Steuerung von elektrischen Schrittmotoren bzw. ochrittmagnetanordnungen mit mehreren Erregerwicklungen» die in zyklischer "bzw. linearer Folge durch je einen diesen zugeordneten Transistorschaltkreis nacheinander, zeitlich einander überschneidend, an die Speisespannungsquelle an- bzw. von dieser abgeschaltet werden. Hierbei besteht die Erfindung darin, daß dem jeweiligen Transistorschaltkreis ein Zweipunktstromregier zugeordnet ist, an dessen einem Eingang eine dem Stromsollwert .der Wicklnng entsprechende Referenzspannung anliegt und dessen zweitem Eingang eine dem Stromistwert der Wicklung proportionale Spannung zugeführt ist, während der Reglerausgang den Eingang des Schaltkreises beeinflußt, in dessen Ausgangskreis die zugehörige, durch ein Löschglied überbrückte Wicklung in Reihe mit der Sehaltstrecke des Ausgangstransistors des Schaltkreises an der Speisespannungsquelle liegt. Der Zweipunktstromregler kann ein vorzugsweise integrierter, durch eine galvanische Mitkopplung zwischen Ausgang und einem der beiden Eingänge zu einem Schmitt-Trigger geschalteter Differentialverstärker sein.The invention "relates to a circuit arrangement for Control of electric stepper motors or stepping magnet arrangements with several excitation windings "in a cyclical" or linear sequence, each through a transistor circuit assigned to them one after the other, overlapping one another in time, switched on or off from the supply voltage source will. Here, the invention consists in that a two-point current regulator is assigned to the respective transistor circuit, at one of its inputs a current setpoint corresponding to the winding Reference voltage is applied and its second input is supplied with a voltage proportional to the actual current value of the winding is, while the controller output influences the input of the circuit in whose output circuit the associated, winding bridged by a quenching element in series with the holding path of the output transistor of the circuit on the Supply voltage source is present. The two-point current controller can be a preferably integrated, by means of galvanic positive feedback be a differential amplifier connected between the output and one of the two inputs to a Schmitt trigger.

Eine wesentliche Aufgabe der Erfindung besteht somit darin, den Kommutierungskreis für den Wicklungsstrom so auszubilden, daß seine Abklingzeit bei eingetastetem Regler groß, bei ausgetastetem Regler dagegen klein ist. Hierdurch wird nämlich die Schalthäufigkeit des Ausgangsleistungstransistors des jeweiligen Transistorschaltkreises weitgehend verringert, und die Umschaltverluste des Transistors sinken "beträchtlich; überdies kann der Wicklungsstrom bei ausgetastetem Regler schnell auf Null abklingen.An essential object of the invention is thus to design the commutation circuit for the winding current in such a way that that its decay time is long when the controller is keyed in, but short when the controller is blanked. This is because the Switching frequency of the output power transistor of the respective The transistor switching circuit is largely reduced, and the switching losses of the transistor are reduced "considerably; moreover the winding current can quickly decay to zero when the controller is blanked.

Auf weitere Merkmale der Erfindung wird bei der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen sowie in den "Patentansprüchen hingewiesen.Reference is made to further features of the invention in the following description of exemplary embodiments and in the "patent claims pointed out.

Die Fig. 3 veranschaulicht eine Steuerschaltung für Schrittmotoren, welche sich - jeweils pro Wicklung - aus dem Zweipunkt- Fig. 3 illustrates a control circuit for stepper motors, which - in each case per winding - from the two-point

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regler ZR, dem Transistorschaltkreis TS und dem Ansteuerschaltkreis A3 zusammengesetzt. Der Zweipunktregler ZR besteht aus einem, vorzugsweise integrierten, Differentialverstärker, dessen Ausgang A galvanisch vermittels des Widerstandes R3 auf den nichtinvertierenden. Eingang NI des Reglers ZR mitgekoppelt ist, so daß ein Schmitt-Trigger entsteht. Auf den nichtinvertierenden Eingang IiI des Zweipunktreglers ZR wird der Stromsollwert über den Spannungsteiler R1, R2 geschaltet, welcher an der Referenzspannungsquelle U_R „ liegt. Dem invertierenden Eingang I des Zweipunktreglers ZR wird über den Widerstand R4 eine dem tlficklungsstrom proportionale Spannung zugeführt, welche an dem niederohmigen .Viderstand R11 abfällt, "lenn die Differenz zwischen der Referenzspannung U_Ref und dem Stromistwert einen bestimmten, durch die Hysterese des Schmitt-Triggers bedingten Wert überschreitet, kippt der Verstärker ZR und steuert über seinen Ausgang A und die Widerstandskombination R5» R6 den Transistor V2 des die Transistoren P2 bis P5 umfassenden Schaltverstärkers TS an, wobei der Ausgangsschalttransistor P5 des Schaltkreises TS gesättigt wird. Da die Schaltstrecke des Transistors P5 mit der Motorwicklung W und dem Prüfwiderstand It 11 in Reihe an der Stromversor^·., \j U^, M liegen, steht damit die volle Betriebsspannung an der Wicklung W. Der Stromanstieg in der 7/icklung W ist linear gemäß dl/dt = Uq/L. Der Nennstrom hat dann nach der Zeit t = Ι_η/ϋφ·Ι seinen Endwert erreicht. Im Vergleich dazu würde bei der Anordnung nach Fig. 2 - gleiches Uq sowie gleichen Nennstrom vorausgesetzt - erst der Wert I = I (1 - e"~ ) erreicht sein. Der Stromanatieg erfolgt also bei einer Zweipunktregelung unter den gegebenen Voraussetzungen prinzipiell schneller.controller ZR, the transistor circuit TS and the control circuit A3 composed. The two-point controller ZR consists of a, preferably integrated, differential amplifier, the output A of which is galvanically connected to the non-inverting amplifier by means of the resistor R3. Input NI of the controller ZR is coupled, so that a Schmitt trigger is created. The current setpoint is switched to the non-inverting input IiI of the two-position controller ZR via the voltage divider R1, R2, which is connected to the reference voltage source U _R ". The inverting input I of the two-point controller ZR is supplied with a voltage proportional to the tlficklungsstrom via the resistor R4, which voltage drops across the low-resistance resistor R11, "if the difference between the reference voltage U _Re f and the actual current value is a certain, due to the hysteresis of the Schmitt- Exceeds the trigger-related value, the amplifier ZR flips over and controls the transistor V2 of the switching amplifier TS comprising the transistors P2 to P5 via its output A and the resistor combination R5 »R6, the output switching transistor P5 of the switching circuit TS being saturated P5 with the motor winding W and the test resistor It 11 are connected in series to the power supply ^ dt = Uq / L. The nominal current has then reached its final value _{after the time t = Ι η / ϋφ · Ι} ng according to Fig. 2 - assuming the same Uq and the same nominal current - the value I = I (1 - e "~) must first be reached. In principle, the current increase takes place faster with a two-point control under the given conditions.

Überschreitet der Stromistwert eine gegebene obere Grenze, so schaltet der Zweipunktregler ZR die Kaskade P3 bis P5 des Tranaistorachaltkreiaea I¹S ab^ und der Strom kommutiert auf den Löschkreis L, wobei der Strom mit einer Zeitkonstanten abklingt, die durch den Kreiswiderstand und die Induktivität der Wicklung W bestimmt ist.If the current actual value exceeds a given upper limit, the two-position controller ZR switches off the cascade P3 to P5 of the Tranaistorachaltkreiaea I ¹ S ^ and the current commutates to the quenching circuit L, with the current decaying with a time constant that is due to the circuit resistance and the inductance of the Winding W is determined.

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Der Transistor Schaltkreis To -umfaßt den Transistor P2, der basisseitig aus dem Zweipunktregler ZR über die Widerstände R5» R6 angesteuert wird und emitterseitig über die Diode Di mit dem Bezugspotential M und über den Widerstand R10 mit ■dem Betriebspotential Uq verbunden ist, während der Kollektor des Transistors P2 einerseits über, den Widerstand R9 mit dem Betriebspotential und andererseits mit der Basis des Transistors P3 verbunden ist. Der Emitter des Transistors P3 liegt am Betriebspotential Uq, sein Kollektor einerseits an der Basis des Transistors P4 und andererseits über den Widerstand R15 am Emitter des Transistors P4. Die Kollektoren der Transistoren P4 und P5 liegen auf Betriebspotential U, und der Emitter des Transistors P4 ist mit der Basis des Transistors P5 und über den Widerstand R16 mit dem betriebspotentialseitigen Wicklungsende der Motorwicklung W verbunden, das auch, an den Emitter des Transistors P5 angeschlossen ist. ,The transistor circuit To -comprises the transistor P2, the on the base side from the two-position controller ZR via the resistors R5 »R6 and on the emitter side via the diode Di is connected to the reference potential M and via the resistor R10 to ■ the operating potential Uq, while the collector of the transistor P2 on the one hand, the resistor R9 with the Operating potential and on the other hand is connected to the base of the transistor P3. The emitter of the transistor P3 is at the operating potential Uq, his collector on the one hand at the base of the transistor P4 and on the other hand via the resistor R15 at the emitter of transistor P4. The collectors of the transistors P4 and P5 are at operating potential U, and the emitter of transistor P4 is connected to the base of transistor P5 and via the resistor R16 to the operating potential side Winding end of the motor winding W connected, that too, to the Emitter of transistor P5 is connected. ,

Das Löschglied L liegt parallel zur Wicklung W und dem mit dieser in Reihe geechalteten Prüf widerstand R11. Das Löschglied L kann gemäß dem Teilbild Fig. 3a aus der Diode D2 oder wahlweise gemäß den Fig* 3b bis 3e aus einer Reihenschaltung von Diode D3 und Widerstand R12 oder einer Kondensatorwiderstandskombination 01, R13 bzw. - gemäß Fig. 3d - aus einer Dioden-Transistorkombination D4, Transistor P in Verbindung mit einer Zenerdiode Z bestehen, wobei die Diode D4 und die Schaltstrecke des Transistors P in Reihe geschaltet sind, während die Zenerdiode Z die Basis-Kollektor-Strecke dieses Transistors überbrückt. Die Zenerdiode Z kann gemäß Fig. 3e durch eine Kondensator-Widerstandskombination 02, R17 in Reihenschaltung ersetzt sein. Die Löschglieder L sollen die Stromabklingzeit verkürzen.The quenching element L is parallel to the winding W and the with this series connected test resistor R11. The extinguishing element L can according to the partial image Fig. 3a from the diode D2 or optionally according to the Fig * 3b to 3e from a series circuit of diode D3 and resistor R12 or a capacitor resistor combination 01, R13 or - according to FIG. 3d - from a diode-transistor combination D4, transistor P in connection with a Zener diode Z, the diode D4 and the switching path of the transistor P being connected in series, while the Zener diode Z bridges the base-collector path of this transistor. The Zener diode Z can according to FIG. 3e by a capacitor-resistor combination 02, R17 in series be replaced. The quenching elements L are intended to shorten the current decay time.

Die Ein- und Austastung des Schaltkreises TS erfolgt über die Ansteuerschaltung AS, deren Eingang a über den Widerstand R7 mit d$r Basis des Transistors P6 verbunden ist, die überdiesThe switching circuit TS is switched on and off via the Control circuit AS, the input of which a via the resistor R7 is connected to the base of the transistor P6, which moreover

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über den Widerstand R8, ebenso wie der Emitter dieses Transistors, mit dem Bezugspotential M verbunden ist. Der Kollektor des Transistors P6 ist an den Verbindungspunkt der beiden Widerstände R5 fctnd R6 angeschlossen. Null-Potential an der Eingangsklemme a sperrt den Translator P6 und gibt den Regelkreis ZR frei, wobei der Strom durch die Wicklung W seinen Sndwert erreicht. /fird dagegen positives Potential an den Eingang a der Ansteuerschaltung AS angelegt, so wird der Transistor P6 durchgesteuert und der Regelkreis ZR unterbrochen. Damit wird der Transistor P2 des Traneistorechaltkreiaes TS ebenso wie die Kaskade aus den Transistoren P3 bis P5 des Transistorschaltfc kreises TS gesperrt, womit der Wicklungsstrom in der Wicklung W abklingt.via resistor R8, as well as the emitter of this transistor, is connected to the reference potential M. The collector of the transistor P6 is at the connection point of the two resistors R5 and R6 connected. Zero potential at the input terminal a blocks the translator P6 and gives the control loop ZR free, whereby the current through the winding W reaches its final value. / fird, on the other hand, has a positive potential at input a the control circuit AS is applied, the transistor P6 is turned on and the control circuit ZR is interrupted. So that will the transistor P2 of the Traneistorechaltkreiaes TS as well as the cascade of transistors P3 to P5 of the transistor circuit circuit TS blocked, with which the winding current in the winding W decays.

Die Schaltungsanordnung nach Fig. 3 bringt demgemäß gegenüber der in Fig. 2 veranschaulichten Anordnung die Vorteile, daßThe circuit arrangement according to FIG. 3 accordingly brings about the arrangement illustrated in FIG. 2 has the advantages that

1) ein schnelleres Anwachsen des Stromes durch die Wicklung ¹Y auf den Endwert, und zwar bei Verwendung eines jeden Löschgliedes L in den Variationen gemäß den Fig. 3a bis 3e erfolgt, 1) the current through the winding ¹ Y increases more rapidly to the final value, namely when using each quenching element L in the variations according to FIGS. 3a to 3e,

2) ein schnelleres Abklingen des Stromes auf den Wert 0 bei Verwendung eines Löschgliedes gemäß Fig. 3d eintritt und schließlich2) a faster decay of the current to the value 0 occurs when using a quenching element according to FIG. 3d and in the end

3) eine praktisch verlustlose Regelung in allen Lösehglieder- w fällen gegeben ist.3) a practically loss-less control in all Lösehglieder- w is given cases.

Der Stromverlauf während einer Testperiode ist in der Fig. dargestellt, und zwar gilt die Kurve I für Löschglieder gemäß den Fig. 3a bis 3c, sowie die Kurve II für ein Löschglied gemäß Fig. 3d. Da bei Schrittmotoren-Steuerungen der Strom schnell ansteigen und abfallen soll, sind zweckmäßig Löschgliader L gemäß den Fig. 3b bis e zu wählen. Die Wicklungen Yon Schrittmotoren haben aber Induktivitäten von wenigen mHy und führen Erregerströme von einigen Ampere. Dies bedingt eine hohe Taktfrequenz und damit TJmschaltverluste für den Tran-The course of the current during a test period is shown in the figure, namely the curve I applies to quenching elements according to FIGS. 3a to 3c, and curve II for a quenching element according to FIG. 3d. Since the current should rise and fall rapidly with stepper motor controls, it is advisable to choose extinguishing chargers L according to FIGS. 3b to e. But the windings Yon stepper motors have inductors of a few mh and perform exciting currents of a few amperes. This requires a high clock frequency and thus switching losses for the transmission

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sistor P5 des Schaltkreises TS. Beträgt die Wicklungsinduktivität L = 1,5 mHy, die Betriebsspannung Uq = 60 V und der Wicklungsstrom I_n.= 3,5 A, dann ergibt sich eine Einschalt- und Ausschaltzeit für den Wennstrom mit dem Löschglied nach Fig. 3d zu t = I^L/Uq, d.h. eine Zeit von 87,5 /usec. Stellt man die Hysterese.des Schmitt-Triggers ZR auf 0,1 I_n ein, so folgt die Taktfrequenz im stationären Betrieb mit 60 kHz. Da derzeit offenbar keine preisgünstigen Leistungstransistoren zur Verfügung stehen, mit denen ein Strom von 3,5 A bei einer Taktfrequenz von 60 kHz geschaltet werden kann, ergeben sich relativ hohe Umschaltverluste,. so daß die Kühlkörper für die Leistungstransistoren T5 groß gehalten werden müssen. Die Schaltung nach Fig. 3 empfiehlt sich deshalb dann, wenn keine besonderen Anforderungen an die Sehaltgeschwindigkeit gestellt werden.sistor P5 of the circuit TS. If the winding inductance is L = 1.5 mHy, the operating voltage Uq = 60 V and the winding current I _n . = 3.5 A, the result is a switch-on and switch-off time for the when current with the quenching element according to FIG. 3d is t = I ^ L / Uq, i.e. a time of 87.5 / usec. If the hysteresis of the Schmitt trigger ZR is set to 0.1 I _n , the clock frequency follows in steady-state operation at 60 kHz. Since there are currently no inexpensive power transistors available with which a current of 3.5 A can be switched at a clock frequency of 60 kHz, relatively high switching losses result. so that the heat sinks for the power transistors T5 must be kept large. The circuit according to FIG. 3 is therefore recommended if no special requirements are placed on the holding speed.

Führt die Diode D2 in ihrer Verwendung als Lösehglied L gemäß Fig. 3a Strom und wird der Transistor P5 durchlässig, so fließt über die Diode D2 während ihrer sogenannten Erholzeit, die bei schnellen Dioden bei einigen 100 ns liegt, ein beträchtlicher Rückstrom, ehe sie ihre Sperrfähigkeit wieder erlangt. Diesen Strom sowie den Wicklungsstrom, den· die Induktivität erzwingt, muß der Schalttransistor P5 zunächst liefern und dabei die volle Versorgungsspannung Uq übernehmen. Der Verlauf .des Arbeitspunktes im Jp-/U_c-,-Kennlinienfeld ist in der Fig. 6a eingetragen. Gleichzeitig ist in das dort veranschaulichte Diagramm der sichere Arbeitsbereich stark umrandet gezeichnet. Dabei gib't die schräge Linie Igfo die Grenze an, bis zu der ein Durchbruch zweiter Art sicher'vermieden wird. Wie aus der Fig. 6a erkennbar ist, überschreitet* der Arbeitspunkt beim Einschalten der Spannung U diesen Bereich beträchtlich, wenn auch nur kurzzeitig, jedenfalls aber immer dann, wenn der Transistor T5 bezüglich seiner Kollektorspannung und seines Kollektorstromes voll ausgenutzt werden soll.If the diode D2 is used as a release element L according to FIG. 3a, and the transistor P5 becomes conductive, a considerable reverse current flows through the diode D2 during its so-called recovery time, which is a few 100 ns for fast diodes, before its Recovered lockability. The switching transistor P5 must first supply this current, as well as the winding current which the inductance forces, and thereby take over the full supply voltage Uq. The course of the operating point in the Jp / U _c -, - characteristic curve field is entered in Fig. 6a. At the same time, the diagram illustrated there shows the safe work area with a strong outline. The inclined line Igfo indicates the limit up to which a breakthrough of the second kind is reliably avoided. As can be seen from FIG. 6a, when the voltage U is switched on, the operating point exceeds this range considerably, even if only briefly, but in any case whenever the transistor T5 is to be fully utilized with regard to its collector voltage and its collector current.

Die Fig. 4 veranschaulicht ein Auaführungsbeispiel, das die Schaltungsanordnung nach der Fig. 3 noch vorteilhaft verbessert.Fig. 4 illustrates an embodiment that the Circuit arrangement according to FIG. 3 still advantageously improved.

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Die Fig. 4 ist eine Variante der Schaltungsanordnung nach Fig. 3, wobei der Zweipunktregler ZR und seine Betriebsweise beibehalten sind. Auch die Ansteuerschaltung AS ist im wesentlichen die gleiche und auch der Transistorschaltkreis T3 entspricht etwa dem Aufbau gemäß Fig. 3. Zum Unterschied gegenüber dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 enthält die Ausführungsform nach Fig. 4 jedoch ei ^i zusätzlichen Transistorschaltkreis ?S1 mit den Transistoren P7, P8 und P9 in Kaskadenschaltung, wobei die Schaltstrecke des Transistors P9 in die bezugspotentialseit ige Leitung der Motorwicklung W eingefügt ist.FIG. 4 is a variant of the circuit arrangement according to FIG. 3, the two-point controller ZR and its mode of operation being retained. The control circuit AS is also essentially the same and the transistor circuit T3 also corresponds approximately to the structure according to FIG. 3. In contrast to the embodiment according to FIG. 3, however, the embodiment according to FIG. 4 contains an additional transistor circuit S1 with the transistors P7, P8 and P9 in cascade connection, the switching path of the transistor P9 being inserted into the line of the motor winding W on the reference potential side.

Die Schaltungsanordnung nach Fig. 4 erlaubt es, die Taktfrequenz des Zweipunktreglers ZR um etwa eine Größenordnung zu reduzieren. Der Löschkreis besteht nunmehr aus der Diode D6, der Wicklung W des Motors, dem Leistungstransistor P9 und dem niederohmigen Prüfwiderstand R21. Über den Steuereingang a wird einerseits die Transistorkaskade P7 bis P9 des Transistorschaltkreises TS1 durchgesteuert und andererseits der Zweipunktregelkreis ZR geschlossen. Die Betriebsspannung U_Q wird über den niederohmigen Widerstand R22 und den gesättigten Transistor P5 des '.Transistorschaltkreises TS auf die Wicklung W geschaltet, so daß der Strom mit der gleichen Geschwindigkeit, wie zu Pig. 3 erläutert, ansteigt. Nach Sperrung des Transistors P5 kommutiert der Strom über den niederohmigen Löschkreis TS1, so daß sich ein nur langsames Abklingen des Stromes ergibt. Zwar wird der Strom bei einem erneuten Schalten des Zweipunktreglers ZR schnell den oberen Grenzwert erreichen, doch wird insgesamt die Taktfrequenz beträchtlich reduziert. Die Verhältnisse sind in der Fig. 5 III veranschaulicht. Wird der Regelkreis auegetastet, so wird der Transistor P5 gesperrt-, und die Ansteuerung der Transistorkaekade P7 bis P9 des Schaltkreises TS1 über den Eingang a entfällt. Somit übernimmt der Transistor P9 den Strom, wobei seine Kollektor-Emitter-Spannung auf etwa den Wert der Zenerspannung der zwischen Ausgang undThe circuit arrangement according to FIG. 4 allows the clock frequency of the two-position controller ZR to be reduced by approximately one order of magnitude. The quenching circuit now consists of the diode D6, the winding W of the motor, the power transistor P9 and the low-resistance test resistor R21. On the one hand, the transistor cascade P7 to P9 of the transistor circuit TS1 is controlled via the control input a and, on the other hand, the two-point control circuit ZR is closed. The operating voltage U _Q is switched to the winding W via the low-resistance resistor R22 and the saturated transistor P5 of the transistor circuit TS, so that the current flows at the same speed as to Pig. 3 explained, increases. After the transistor P5 is blocked, the current commutates via the low-resistance quenching circuit TS1, so that the current decays only slowly. Although the current will quickly reach the upper limit value when the two-position controller ZR is switched again, the overall clock frequency is considerably reduced. The relationships are illustrated in FIG. 5 III. If the control circuit is switched off, the transistor P5 is blocked, and the activation of the transistor cables P7 to P9 of the circuit TS1 via input a is omitted. Thus, the transistor P9 takes over the current, with its collector-emitter voltage at approximately the value of the Zener voltage between output and

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Eingang des Transistorschaltkreises TS1 geschalteten Zenerdiode 1)7 anwächst. Über die Diode D6 kommutiert der Strom zur Wicklung Wairück. Wählt man die Zenerspannung der Zenerdiode D7 entsprechend der Betriebsspannung Uq, so sind Anstiegzeit und Abklingzeit des Stromes identisch. Anstelle der Zenerdiode D7 kann auch eine geeignete RC-Kombination in Reihenoder Parallelschaltung treten.Input of the transistor circuit TS1 switched Zener diode 1) 7 grows. The current commutates via the diode D6 to the winding Wairück. If you choose the Zener voltage of the Zener diode D7 corresponding to the operating voltage Uq, then are the rise time and the decay time of the current are identical. Instead of the zener diode D7, a suitable RC combination can also be connected in series or in parallel.

Die Transistorkaskade P3 bis P5 des Schaltkreises I¹S ist in der Fig. 4 mit einer Strombegrenzung in Verbindung mit den Dioden D8 und D9 ausgerüstet, welche in den Kollektor-Stromkreis des Transistors P2 geschaltet sind. Die Bedingung für das Einsetzen der Strombegrenzung lautet: U-pg + U-^q = U-(P3) +1· R22, wobei I näherungsweise der Kollektorstrom des Transistors P5 des Schaltkreises TS ist. Der Verlauf des Arbeitspunktes ist in der Fig. 6b dargestellt. Stellt man die Strombegrenzung auf den Stromnennwert ein, so wird der sichere Arbeitsbereich des Transistors P5 weder beim Einschalten noch beim Ausschalten verlassen.The transistor cascade P3 to P5 of the circuit I ¹ S is equipped in FIG. 4 with a current limiter in connection with the diodes D8 and D9, which are connected in the collector circuit of the transistor P2. The condition for the onset of the current limitation is: U-pg + U- ^ q = U- (P3) + 1 · R22, where I is approximately the collector current of the transistor P5 of the circuit TS. The course of the operating point is shown in FIG. 6b. If the current limit is set to the nominal current value, the safe working range of transistor P5 is left neither when switching on nor when switching off.

6 Patentansprüche6 claims

6 Figuren "6 figures "

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Claims

mJ) Circuit arrangement for the control of electric stepper motors or stepper magnet arrangements with several excitation windings, which are switched on or off from the supply voltage source in a cyclical or linear sequence by a respective transistor circuitry assigned to them one after the other, overlapping in time, to the supply voltage source, characterized in that A two-point current regulator (ZR) is assigned to the respective transistor circuit (TS), at one input (Nl) of which a reference voltage ( ^u _Ref ) corresponding to the current setpoint of the winding (W) is applied and the second input (I) of which is the actual current value of the winding (W ) proportional voltage is supplied, while the controller output (A) influences the input of the circuit (TS), in whose output circuit the associated winding (W) bridged by a quenching element (L) in series with the switching path of the output transistor of the circuit (TS) at the supply voltage source (U, M).

2. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that the two-point controller (ZR) is a, preferably integrated, by means of a galvanic positive feedback (R3) between the output (A) and one of the two inputs (NI) to a Schmitt trigger switched differential amplifier is.

3. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that the quenching element (L) consists of a diode (D2), a resistor-diode combination (D3, R12) in series connection, a series-RC combination (01, R13) or a Zener diode-transistor combination (Z, P) where the Zener diode (Z) be replaced by a series RC element (C2, R17) can.

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4. Circuit arrangement according to claim 2, characterized in that

that the output of the two-position controller (ZR) on the one hand via a 'resistor (R3) with its non-inverting input (NI) is connected and on the other hand via a decoupling resistor (R5) and another resistor (R6) to the input of the multi-stage transistor circuit (TS) is connected, the connection point of both resistors (R5 »R6) with the output of a control circuit (AS) is connected (Fig. 3).

5. Circuit arrangement according to claims 1 to 4, characterized characterized in that to reduce the decay time of the Current through the motor winding (W) into the winding circuit between the "reference potential-side end of the winding (W) and the reference potential (M) include the switching path of an additional power transistor amplifier (TS1) is that when blanking the via the control circuit (AS) controllable control loop is controlled (Pig. 4).

6. Circuit arrangement according to claim 4, characterized in that that one of the transistors (P3) of the power switching amplifier (TS) current limiting diodes (D8, D9) are assigned.

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