DE2013493C3

DE2013493C3 - Circuit arrangement for generating a bipolar square pulse wave train with a predetermined pulse duty factor from a bipolar wave train of the same frequency

Info

Publication number: DE2013493C3
Application number: DE19702013493
Authority: DE
Inventors: Stephen A. Beaverton Oreg. Roth (V.St.A.)
Original assignee: Tektronix Inc
Current assignee: Tektronix Inc
Priority date: 1969-03-21
Filing date: 1970-03-20
Publication date: 1979-02-22
Also published as: NL163922C; DE2013493B2; DE2013493A1; GB1297997A; CA919270A; NL163922B; FR2039787A5; NL7003904A

Description

spielsweis«. die Rechteckimpulse am Ausgang des Begrenzers 10 in bezug auf die Nullachse der Rechteckimpulse positiv sind, erzeugt der Integrator 12 ein relativ linear graduell ansteigendes Ausgangssigna!. In der relativ negativer. Phase der Rechteckimpulse fällt das Ausgangssignal des Integrators 12 graduell von dem Wert aus ab, der zuvor erreicht wurde. Die sich so ergebende Wellenform ist durch einen Mittelwert gekennzeichnet, welcher den Impulszug in im wesentlichen gleiche Zeitintervalle teilt.play wise «. the square-wave pulses at the output of the Limiter 10 are positive with respect to the zero axis of the square-wave pulses, the integrator 12 generates a relatively linear, gradually increasing output signal. In the relatively negative. Phase of the square-wave pulses falls the output of the integrator 12 gradually decreases from the value previously reached. The so The resulting waveform is characterized by a mean value which essentially represents the pulse train divides equal time intervals.

Die Dreieckimpulse werden einem Ausgangsbegrenzer 16 über eine Wechselstromkopplungsschaltung 14 zugeführt. Die Wechselstromkopplungsschahung überträgt an den Begrenzer 16 nur den Wechscistromanteil des Impulszuges, während die Gleichstromkomponente blockiert wird. Der Begrenzer 16 ist so ausgebildet, daß er ein positives oder negatives Ausgangssignal erzeugt, je nachdem, ob an seinem Eingang ein in bezug auf die Nullachse positives oder negatives Signal liegt. Das Ergebnis der Verwendung einer Wechselstromkopplungsschaltung 14 ist, daß der Mittelwert des Dreieckimpulszuges nur von der Nullachse des Begrenzers 16 abhängt und daß der Begrenzer 16 konsequent nach gleich langen Zeitintervallen umschaltet. Auch die als Ergebnis der Integration auftretende Phasenverschiebung ist im wesentlichen konstant und beträgt etwa 90°. Darüber hinaus ist die Schaltungsanordnung im wesentlichen unempfindlich gegen Frequenzänderungen des dem Begrenzer 10 zugeführten Eingangssignals. Wenn die Schaltung vorwiegend mit einer Frequenz betrieben wird, so sind die Anforderungen an die Schaltungsparameter nicht kritisch. Die Schaltung kann deshalb relativ ökonomisch, d. h. mit einem relativ großen Toleranzbereich für die einzelnen Schaltungskomponenten konstruiert werden. Eine wirksame Beeinflussung der Tastverhältnis-Korrektur tritt dabei nicht ein.The triangular pulses are applied to an output limiter 16 via an AC coupling circuit 14 fed. The AC coupling scheme transmits to the limiter 16 only the alternating current component of the pulse train, while the direct current component blocked. The limiter 16 is designed so that it generates a positive or negative output signal, depending on whether there is a positive or negative signal with respect to the zero axis at its input. That The result of using an AC coupling circuit 14 is that the mean value of the triangular pulse train depends only on the zero axis of the limiter 16 and that the limiter 16 consequently after switches over equally long time intervals. Also the phase shift that occurs as a result of the integration is essentially constant and is approximately 90 °. In addition, the circuit arrangement is in essentially insensitive to frequency changes of the input signal fed to the limiter 10. If the circuit is operated predominantly with one frequency, the requirements for the Circuit parameters not critical. The circuit can therefore be relatively economical, i.e. H. with a relative large tolerance range for the individual circuit components can be constructed. An effective one The duty cycle correction is not influenced.

In F i g. 2 ist eine Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung dargestellt, die im wesentlichen dem Blockschaltbild nach F i g. 1 entspricht. Die Schallanordnung ist als Gegentaktschaltung ausgebildet; es versteht sich jedoch, daß auch eine Eintaktschaltung verwendet werden kann. Die Gegentaktschaltung ist hinsichtlich der Temperaturkoeffizienten der einzelnen Komponenten vorteilhaft, da sich die Parameteränderungen bei dieser Schaltung im wesentlichen kompensieren. Auch die Übertragung des Nullwertes bei dem Wechsel der Signalpolarität ist bei einer Gegentaktschaltung besser. Ferner ist das Schaltverhalten in bezug auf die Ausgangsstufe günstiger.In Fig. 2 shows an embodiment of the circuit arrangement according to the invention, which essentially the block diagram according to FIG. 1 corresponds. The sound arrangement is designed as a push-pull circuit; however, it will be understood that a single ended circuit can also be used. The push-pull circuit is advantageous with regard to the temperature coefficient of the individual components, since the parameter changes essentially compensate for this circuit. Also the transfer of the zero value in the Changing the signal polarity is better with a push-pull circuit. Furthermore, the switching behavior is related cheaper on the output stage.

Bei der in Fi g. 2 dargestellten Schaltung besteht der in F i g. 1 mit der Bezugszahl 10 bezeichnete Begrenzer vorteilhafterweise aus zwei Transistoren 18 und 20, die in Differentialschaltung geschaltet sind. Die Basis des Transistors 18 ist mit dem Eingangsanschluß 22 verbunden. Zwischen den Eingangsanschluß 22 und Masse wird eine Eingangssignalspannung ei gelegt Die Basis des Transistors 20 liegt an Masse. Die Emitter der Transistoren 18 und 20 sind miteinander verbunden und über einen Widerstand 24 mit einem relativ großen Widerstandswert an eine negative Spannung gelegt Über diesen Widerstand wird dem einen oder dem anderen der Transistoren ein relativ konstanter Strom zugeführt, je nachdem, ob die Eingangsspannung ei in bezug auf Masse positiv oder negativ ist. Wenn die Eingangsspannung ei in bezug auf Masse positiv ist, so fließt der Strom durch den Widerstand 24 im wesentlichen durch die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 18. Wenn auf der anderen Seite die Eingangsspannung <?t in bezug auf Masse negativ ist, so fliegt der relativ konstante Strom aus dem Widerstand 24 im wesentlichen völlig euren die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 20. Die Transistoren 18 und 20 bilden daher ein Stromschalter-Paar oder einen Begrenzungsschalter, der durch Null schultet, wobei ein relativ konstanter Strom geschaltet wird, wenn die Eingangsspannung die Nullachse kreuzt.In the case of the in Fi g. 2 consists of the circuit shown in Fig. 1 with the reference number 10 designated limiter advantageously consists of two transistors 18 and 20, the are connected in differential circuit. The base of the transistor 18 is connected to the input terminal 22 tied together. An input signal voltage ei is applied between the input terminal 22 and ground The base of the transistor 20 is connected to ground. The emitters of the transistors 18 and 20 are connected to each other and applied to a negative voltage via a resistor 24 with a relatively large resistance value One or the other of the transistors receives a relatively constant current through this resistance supplied, depending on whether the input voltage ei in is positive or negative with respect to ground. If the input voltage ei is positive with respect to ground, then so the current flows through the resistor 24 essentially through the collector-emitter path of the Transistor 18. If on the other hand the Input voltage <? T is negative with respect to ground, so the relatively constant current flies out of the resistor 24 essentially completely yours the collector-emitter route of transistor 20. Transistors 18 and 20 therefore form a current switch pair or one Limit switch that trains through zero, switching a relatively constant current when the Input voltage crosses the zero axis.

ίο Der Kollektor des Transistors 18 ist mit dem ^vf.!\;indurigspunkt 26 zwischen einem Widerstand 28 ;;;id einem Kondensator 30 verbunden. Der Widerstand 28 und der Kondensator 30 sind zwischen einer positiven Spannung und Masse in Serie geschaltet. Der Widerstandswert des Widerstands 28 ist relativ groß und im wesentlichen gleich dem Wert des Widerstands 24, so daß er eine Stromquelle für einen relativ konstanten Strom bildet. Der Kollektor des Transistors 20 liegt an dem Verbindungspunkt 32 zwischen einem Widerstand 34 und einem Kondensator 36. Der Widerstand 34 und der Kondensator 36 liegen zwischen einer positiven Spannung und Masse in Serie. Der Widerstand 34 wiederum hat einen vergleichsweise großen Widerstandswert Die Zeitkonstante der Schaltung, die ans dem Widerstand 28 und dem Kondensator 30 gebildet, ist, oder die Zeitkonstante der Schaltung, die aus dem Widerstand 34 und dem Kondensator 36 gebildet ist, können in der Größenordnung der Periodenzeit der Eingangsimpulswellenform liegen, vorzugsweise aber sind sie größer. Die Zeitkonstante aus dem Widerstand 28 und dem Kondensator 30 oder die Zeitkonstante aus dem Widerstand 34 und dem Kondensator 36 lag bei einem praktischen Beispiel in der Größenordnung von 2- bis iomal der Periodenzeit der Eingangs-Impulswellenform. Die aus dem Widerstand 24 und einem der Kondensatoren gebildete Schaltung hat eine ähnliche Zeitkonstante.ίο The collector of the transistor 18 is connected to the ^v f.! \; indurigpunkt 26 between a resistor 28 ;;; id a capacitor 30. Resistor 28 and capacitor 30 are connected in series between a positive voltage and ground. The resistance of resistor 28 is relatively large and substantially equal to the value of resistor 24 so that it provides a current source for a relatively constant current. The collector of the transistor 20 is connected to the junction 32 between a resistor 34 and a capacitor 36. The resistor 34 and the capacitor 36 are connected in series between a positive voltage and ground. The resistor 34, in turn, has a comparatively large resistance value. The time constant of the circuit formed by the resistor 28 and the capacitor 30, or the time constant of the circuit formed by the resistor 34 and the capacitor 36, can be of the order of magnitude of the Period time of the input pulse waveform lie, but they are preferably larger. The time constant from resistor 28 and capacitor 30 or the time constant from resistor 34 and capacitor 36, in a practical example, was on the order of 2 to 10 times the period time of the input pulse waveform. The circuit formed by resistor 24 and one of the capacitors has a similar time constant.

Die Kondensatoren 30 und 36 bilden zusammen mit den Widerständen 28 und 34 einen Gegentaktintegrator, der dem als Block dargestellten und mit der Bezugszahl 12 bezeichneten Integrator in F i g. 1 entspricht. Es versteht sich wiederum, daß auch eine Eintaktschaltung mit nur einem Widerstand und einem Kondensator verwendet werden kann. Eine solclie Eintaktschaltung kann beispielsweise allein aus dem Widerstand 28 und dem Kondensator 30 gebildet werden. In diesem Fall würde der Kollektor des Transistors 20 nur an eine positive Spannung gelegt werden. Die in Differentialschaltungen betriebenen Transistoren 18 und 20 eignen sich jedoch vorzüglich als Begrenzungsschaltung.The capacitors 30 and 36 together with the resistors 28 and 34 form a push-pull integrator, the integrator shown as a block and designated by the reference number 12 in FIG. 1 corresponds. It it goes without saying, in turn, that a single-ended circuit with only one resistor and one capacitor can be used. Such a single ended circuit can for example be formed solely from the resistor 28 and the capacitor 30. In this case the collector of transistor 20 would only be connected to a positive voltage. Those in differential circuits operated transistors 18 and 20 are eminently suitable as a limiting circuit.

Die Kondensatoren 38 und 44 in F i g. 2 bilden zusammen mit den Widerständen 42 und 48 eine Wechselstromkupplungsschaltung, die dem in F i g. 1 dargestellten und mit der Bezugszahl 14 bezeichneten Block entspricht Der Kondensator 38 koppelt in Fi g. 2 den Punkt 26 an die Basis des Transistors 40 an. Der Transistor 40 bildet zusammen mit dem Transistor 46 einen Teil der Ausgangsbegrenzerschaltung. Der Verbindungspunkt zwischen dem Kondensator 38 und der Basis des Transistors 40 ist über einen Widerstand 42 an Masse gelegt. Der Widerstand 42 wiederum hat einen relativ hohen Widerstandswert Ähnlich ist der Verbindungspunkt zwischen der Basis des Transistors 46 und dem Kondensator 44 über einen Widerstand 48 an Masse gelegt Der Widerstand 48 hat ebenfalls einen relativ großen Widerstandswert Die ÄC-Zeitkonstanten der Widerstands-Kondensator-Kombinationen 38—42 und 44—48 wählt man zweckmäßigerweiseThe capacitors 38 and 44 in FIG. 2 together with the resistors 42 and 48 form a AC clutch circuit similar to that shown in FIG. 1 and denoted by the reference number 14 Block corresponds to the capacitor 38 couples in Fi g. 2 point 26 to the base of transistor 40. The transistor 40 forms together with the transistor 46 part of the output limiter circuit. The connection point between the capacitor 38 and the base of the transistor 40 is connected to ground via a resistor 42. The resistor 42 in turn has A relatively high resistance value is similar to the connection point between the base of the transistor 46 and the capacitor 44 connected to ground via a resistor 48. The resistor 48 also has one Relatively large resistance value The ÄC time constants of the resistor-capacitor combinations 38-42 and 44-48 are best chosen

relativ groß im Vergleich zu der Periodenzeit dos tingangssignals.relatively large compared to the period time dos input signal.

Die Transistoren 40 und 46 sind in Differenzschaltung geschaltet und bilden eine Aus^angsbegrenzerschaltung oder eine Begrenzcrschaltung, die durch die Nullachse schallet. Diese Schaltung ist in Fig. 1 mit der Bezugs7ahl 16 bezeichne!. Der Widerstand 50 in F i g. 2 \ erbindet wiederum die gemeinsamen Emitteranschliisse der Transistoren 40 und 46 mit einer negativen Speisespannung. Der Widerstandswert des Widerstands 50 ist relativ hoch. Das Ausgangssignal des Begrenzers wird einem Ausgangsanschluß 62 über einen Gegentakttransformator 52 zugeführt. Der Transformator 52 weist stark miteinander verkoppelte Wicklungen auf und ist se ausgelegt, daß er in dem interessierenden Frequenzbereich zufriedenstellend arbeitet. Dazu muß er im wesentlichen rechteckige Wellen übertragen, wobei vorausgesetzt ist, daß zwischen dem Anschluß 62 und Masse eine Widerstandslast liegt. Der Kollektor des Transistors 40 ist mit dem einen Ende der Transformatorwicklung 54 verbunden. Das andere Ende dieser Transformatorwicklung 54 ist mit einem Anschluß 56 für eine positive Spannung verbunden. Auch der Kollektor des Transistors 46 ist über die Transformator-Wicklung 58 mit dem Anschluß 56 für die positive Spannung gekoppelt. Die Ausgangswicklung 60 ist zwischen den Ausgangsanschluß 62 und Masse geschaltet.The transistors 40 and 46 are connected in a differential circuit and form an output limiter circuit or a limiting circuit passing through the zero axis resounds. This circuit is denoted in Fig. 1 with the reference number 16 !. The resistor 50 in FIG. 2 Again connects the common emitter connections of the transistors 40 and 46 with a negative one Supply voltage. The resistance of resistor 50 is relatively high. The output of the limiter is fed to an output terminal 62 via a push-pull transformer 52. The transformer 52 has strongly coupled windings and is designed to be in the one of interest Frequency range works satisfactorily. To do this, it must essentially transmit rectangular waves, provided that there is a resistive load between terminal 62 and ground. The collector of the Transistor 40 is connected to one end of transformer winding 54. The other end of this Transformer winding 54 is connected to a terminal 56 for a positive voltage. Also the collector of the transistor 46 is via the transformer winding 58 to the terminal 56 for the positive voltage coupled. The output winding 60 is connected between the output terminal 62 and ground.

Die Ausgangsbegrenzerschaltung arbeitet in ähnlicher Weise wie die aus den Transistoren 18 und 20 gebildete Schaltung mit der Ausnahme, daß die Transistoren 40 und 46 in der Ausgangsbegrenzerschaltung das Eingangssignal an ihren Basiselektroden erhalten. Dia Schaltung nach F i g. 2 arbeitet so, daß die von den Basiselektroden der Transistoren 40 und 46 aufgenommenen Eingangssignale 100 oder 80° phasenverschoben sind, wodurch der Transistor 46 ausgeschaltet ist, wenn der Transistor 40 eingeschaltet ist und umgekehrt. Demgemäß wird Strom von dem Widerstand 50 entweder durch die Wicklung 54 oder durch die Wicklung 58 geführt, jedoch nicht gleichzeitig durch 4f beide Wicklungen. Umschaltungen treten beispielsweise dann auf, wenn die Basis des Transistors 40 in bezug auf masse positiv wird und wenn gleichzeitig die Basis des Transistors 46 in bezug auf Masse negativ wird. Die Wicklungen 54 und 58 haben die gleiche Wicklungsrich- « tung. Wenn man berücksichtigt, daß der Stromfluß in den Wicklungen je nachdem, welcher der Transistoren 40 oder 46 leitend ist, entgegengesetzt ist so erkennt man, daß die Polarität des Ausgangssignals am Anschluß 62 sich ändert, wenn ein Übergang erfolgt. Wenn Eintaktbetrieb gewünscht ist, so brauchen der Kondensator 44 und der Widerstand 48 nicht vorhanden sein. Die Basis des Transistors 46 wird in diesem Fall an Masse gelegt, so wie auch die Basis des Transistors 20 an Masse liegt Gegentaktbetrieb ist jedoch vorteilhaft, da "& die von dem Integrator kommenden Dreieckimpulse in ihrer Amplitude Variationen aufweisen, die entgegengesetzt zu den Variationen sind, denen das Tastverhältnis des Eingangssignals unterliegt Der Gegentaktbetrieb stellt stets sicher, daß dem Ausgangsbegrenzer ein w Dreieckwellensignal mit einer ausreichend großen Amplitude zugeführt wird. Darüber hinaus erweist es sich auch hinsichtlich des Schaltverhaltens des Begrenzers als vorteilhaft wenn dem Begrenzer ein von einer Gegentastschaltung erzeugtes Eingangssignal zugeführt wird.The output limiter circuit operates in a manner similar to that formed by transistors 18 and 20, with the exception that transistors 40 and 46 in the output limiter circuit receive the input signal at their bases. The circuit according to FIG. 2 operates so that the input signals received by the base electrodes of transistors 40 and 46 are 100 or 80 ° out of phase, whereby transistor 46 is off when transistor 40 is on and vice versa. Accordingly, current from resistor 50 is passed through either winding 54 or winding 58, but not through both windings at the same time. Switching occurs, for example, when the base of transistor 40 becomes positive with respect to ground and when at the same time the base of transistor 46 becomes negative with respect to ground. The windings 54 and 58 have the same winding direction. If one takes into account that the current flow in the windings is opposite depending on which of the transistors 40 or 46 is conducting, it can be seen that the polarity of the output signal at terminal 62 changes when a transition occurs. If single ended operation is desired, capacitor 44 and resistor 48 need not be present. The base of transistor 46 is placed in this case to ground, as well as the base of the transistor 20 is grounded push-pull operation, however, is advantageous because "and having coming from the integrator triangular pulses in their amplitude variations which are opposite to the variations are , where the duty cycle of the input signal is subject to the push-pull operation always ensures that the output limiter a w triangular wave signal is supplied with a sufficiently large amplitude. In addition, it turns out also with regard to the switching behavior of the limiter to be advantageous when the limiter supplied to a signal generated by a Gegentastschaltung input signal will.

Die Erklärung der Betriebsweise der in Fig.2 dargestellten Schaltung erfolgt zweckmäßigerweise anhand dei in F i g. 3 dargestellten Wellenzüge. Die Spannungen und Ströme der in Fig. 3 dargestellten Wellenzüge sind im gleichen Zeitmaßstab in der genauen relativen Position in bezug auf eine gemeinsame Zeitachse dargestellt. Vorausgesetzt sei ein gestörter Impulswellenzug ei, der zwischen der Eingangsklemme 22 und Masse liegt. Im allgemeinen kann das Eingangssignal irgendeine periodische Wellenform mit zwei Wechselstromachsen sein, die sich pro Periode einmal kreuzen. Während des ersten Halbzyklusses oder der positiven Phase der Eingangswellenform ei ist der Transistor 18 leitend und der Transistor 20 nicht leitend. Der durch den Transistor 24 fließende relativ konstante Strom wird zu diesem Zeitpunkt durch die Ko'lektor-Emitter-Strecke des Transistors 18 geführt und erreicht schnell einen Maximal- oder Grenzwert in dem Transistor 18. Dieser Grenzwert hängt von dem verfügbaren Strom ab. Auf diesem Grenzwert bleibt dieser Strompegel so lange konstant, bis der Transistor 18 abschaltet Während der nächsten Halbwelle fließt durch den gleichen Transistor kein von dem Widerstand 24 kommender Strom. An dem Kollektor 18 wird deshalb ein rechteckförmiger Strom als Reaktion auf das Eingangssignal ei erzeugt. Der Strom i\ in dem Kollektor des Transistors 18 ist in F i g. 3 dargestellt. Die positive Phase des Rechteckwellen-Stromes /Ί entspricht in ihrer Dauer der positiven Phase der Eingangsimpulse e\. Ebenso entspricht die Dauer der negativen Phase des Rechteckwellenstromes i\ der Dauer der negativen Phase der Eingangswellenform von ei. Sobald die Eingangswelle von ei die Nullachse in negativer Richtung kreuzt, wird der von dem Widerstand 24 kommende Strom von dem Transistor 18 auf den Transistor 20 umgeschaltet. Dadurch wird die negative Phase des Rechteckwellensignals von i\ in F i g. 3 eingeleitet.The mode of operation of the circuit shown in FIG. 2 is expediently explained on the basis of the FIG. 3 wave trains shown. The voltages and currents of the wave trains shown in FIG. 3 are shown on the same time scale in the exact relative position with respect to a common time axis. A disturbed pulse wave train ei, which lies between the input terminal 22 and ground, is assumed. In general, the input signal can be any periodic waveform with two AC axes crossing once per period. During the first half cycle or the positive phase of the input waveform ei, transistor 18 is conductive and transistor 20 is non-conductive. The relatively constant current flowing through the transistor 24 is conducted at this point in time through the capacitor-emitter path of the transistor 18 and quickly reaches a maximum or limit value in the transistor 18. This limit value depends on the available current. This current level remains constant at this limit value until the transistor 18 switches off. During the next half-cycle, no current coming from the resistor 24 flows through the same transistor. A square wave current is therefore generated at the collector 18 in response to the input signal ei. The current i \ in the collector of transistor 18 is shown in FIG. 3 shown. The duration of the positive phase of the square wave current / Ί corresponds to the positive phase of the input pulses e \. Likewise, the duration of the negative phase of the square wave current i \ corresponds to the duration of the negative phase of the input waveform of ei. As soon as the input wave of ei crosses the zero axis in the negative direction, the current coming from resistor 24 is switched from transistor 18 to transistor 20. This changes the negative phase of the square wave signal from i \ in F i g. 3 initiated.

Die in Fig.3 dargestellte Dreieckwellenform C₂ ist die Spannung über dem Kondensator 30. Wenn der Transistor 18 nichtleitend ist, lädt sich der Kondensator 30 positiv auf und erzeugt damit eine ins Positive gehende Rampenspannung. Der Kondensator 30 wird zu dieser Zeit über den Widerstand 28 aufgeladen. Wenn der Transistor 18 leitend ist, so wird der Kondensator 30 über den Transistor 18 und den Widerstand 24 entladen, wodurch der ins Negative gehende Rampenspannungsteil der Dreieckwellenform entsteht. Die Spannung mit der Dreieckwellenform e2, die am Punkt 26 entsteht, ist im allgemeinen positiv in bezug auf Masse; der eine Anschluß des Kondensators 30 liegt an Masse. Die Amplitude und die Gleichstromkomponente der Impulswellenform e2 variiert mit dem Tastverhältnis des Eingangsimpulswellenzuges ei. Die Dreieckimpulse ej werden von dem Punkt 26 über ein ÄC-Kopplungsnetzwerk an die Basis des Transistors 40 weitergeführt. Das ÄC-Kopplungsnetzwerk besteht aus dem Kondensator 38 und dem Widerstand 42. Normalerweise wird nur die Wechselstromkomponente des Impulszuges ei an die Basis des Transistors 40 übertragen. Der Kondensator 38 wird im wesentlicher auf die Gleichstromkomponente des Impulszuges es aufgeladen. Die Spannung über dem Kondensator 38 kann in der kurzen Zeit in der sie eine Periodenänderung der Eingangswellenform vollzieht, nur wenig geändert werden, vorausgesetzt, daß die Zeitkonstante der aus dem Kondensator 38 und dem Widerstand 48 gebildeten Kombination im Vergleich zu der Periodenzeit relativ lang ist Die Änderungssignalspannung e* an dem rechten Anschluß des Kondensators 38 ist daher im _{The triangular waveform C 2} shown in FIG. 3 is the voltage across the capacitor 30. When the transistor 18 is non-conductive, the capacitor 30 charges positively and thus generates a ramp voltage which goes positive. The capacitor 30 is charged via the resistor 28 at this time. When transistor 18 is conductive, capacitor 30 is discharged through transistor 18 and resistor 24, creating the negative ramp voltage portion of the triangular waveform. The triangular waveform voltage e2 that appears at point 26 is generally positive with respect to ground; one connection of the capacitor 30 is connected to ground. The amplitude and the direct current component of the pulse waveform e2 vary with the duty cycle of the input pulse wave train ei. The triangular pulses ej are passed on from point 26 to the base of transistor 40 via an AC coupling network. The AC coupling network consists of the capacitor 38 and the resistor 42. Normally only the AC component of the pulse train ei is transmitted to the base of the transistor 40. The capacitor 38 is essentially charged to the DC component of the pulse train. The voltage across capacitor 38 can change little in the short time it takes to periodically change the input waveform, provided that the time constant of the combination formed by capacitor 38 and resistor 48 is relatively long compared to the period time Die Change signal voltage e * at the right terminal of capacitor 38 is therefore im

wesentlichen gleich der Änderungssignalspannung, die am Punkt 26 auftritt, die Gleichstromkomponente ist jedoch unterdrückt. Der Mittelwert der Dreieckimpulswellenform an der Basis des Transistors 40 ist dann im wesentlichen koinzident mit dem Massepegel (oder der Nullachse) in der Ausgangsbegrenzerschaltung. Die Wellenform es an der Basis des Transistors 40 ist in F i g. 3 in bezug auf den Massepegel dargestellt. Der Massepegel ist durch die gestrichelte Linie angedeutet. Der Mittelwert der Dreieckimpuls-Wellenform teilt diese Wellenform in gleiche Zeitintervalle. Da dieser Mittelwert nunmehr koinzident mit dem Nullkreuzungspunkt der Ausgangsbegrenzerschaltung ist, schaltet die Ausgangsbegrenzerschaltung in gleichen Zeitintervallen um. Wenn die Dreieckimpulse ft die Nullachse in positiver Richtung kreuzen, so schaltet der Transistor 40 an und der Transistor 46 aus. Wenn die Dreieckimpulse ej die Nullachse in negativer Richtung kreuzen, so erfolgt der umgekehrte Schaltvorgang. Als Ergebnis wird die in Fig.3 dargestellte Impulswellenform e* erzeugt, welche an dem Ausgangsanschluß 62 auftritt. Die Impulswellenform e* ist im wesentlichen rechteckig, wobei die Kreuzungspunkte mit der Nullachse bei den Wellenformen ej und e* im wesentlichen übereinstimmen. Die Impulswellenform e₄, welche positive und negative Phasen gleicher Dauer hat und daher ein Tastverhältnis von 50% aufweist, kann vorteilhafterweise dpzu verwendet werden, um einen Gegentaktmodulator, einen Sj uchrondetektor oder ähnliche Schaltungen zu steuern, bei denen es auf die genaue Einhaltung der Schahzeiten ankommt.substantially equal to the change signal voltage appearing at point 26, but the DC component is suppressed. The mean value of the triangular pulse waveform at the base of transistor 40 is then substantially coincident with the ground level (or the zero axis) in the output limiter circuit. The waveform es at the base of transistor 40 is shown in FIG. 3 shown in relation to the ground level. The ground level is indicated by the dashed line. The mean value of the triangular pulse waveform divides this waveform into equal time intervals. Since this mean value is now coincident with the zero crossing point of the output limiter circuit, the output limiter circuit switches over at equal time intervals. When the triangular pulses ft cross the zero axis in the positive direction, the transistor 40 switches on and the transistor 46 switches off. When the triangular pulses ej cross the zero axis in the negative direction, the switching process is reversed. As a result, the pulse waveform e * shown in Fig. 3 appearing at the output terminal 62 is generated. The pulse waveform e * is essentially rectangular, the intersection points with the zero axis in the waveforms ej and e * essentially coinciding. The pulse waveform e ₄ , which has positive and negative phases of equal duration and therefore has a duty cycle of 50%, can advantageously be used to control a push-pull modulator, a sj uchrondetector or similar circuits, in which it is necessary to adhere to the timing arrives.

Selbstverständlich hat die Impulswellenform e* genau die gleiche Frequenz wie die Eingangsimpulswellenform e,. Man sieht auch, daß die Impulswellenform e* um 90° in bezug auf die Impulswellenform ei phasenverschoben ist. Die Phasendifferenz bleibt konstant, unabhängig von der Frequenz der Eingangsimpulswellenform; im Gegensatz dazu tritt bei Verwendung einer herkömmlichen LC-Resonanzschaltung zur Korrektur des Tastverhältnisses eines Impulswellenzuges eine Phasenver-Of course, the pulse waveform e * has exactly the same frequency as the input pulse waveform e,. It can also be seen that the pulse waveform e * is 90 ° out of phase with the pulse waveform ei. The phase difference remains constant regardless of the frequency of the input pulse waveform; In contrast, when using a conventional LC resonance circuit to correct the duty cycle of a pulse wave train, a phase shift occurs.

R24R24 3000 0hm3000 ohms R₂₈UUdR₃₄ R ₂₈ UUdR ₃₄ 3600 Ohm3600 ohms C₃₀₁C₃₆, C₃₈ und CmC ₃₀₁ C ₃₆ , C ₃₈ and Cm 270 Picofarad270 picofarads R₄₂ und R48R ₄₂ and R48 2000 0hm2000 ohm R50R50 1000 Ohm1000 ohms

Schiebung in Abhängigkeit von der Impulsfolgefrequenz auf. Obwohl die obige Erklärung sich nur auf den oberen oder positiven Teil der in F i g. 2 dargestellten Schaltung beschränkte, versteht es sich, daß der untere Teil der Schaltung in der gleichen Weise arbeitet, wobei zwischen den beiden Schaltungsteilen eine Phasenverschiebung von 180° besteht.Shift as a function of the pulse repetition frequency. Although the above explanation only applies to the above or positive part of the in FIG. 2, it is understood that the lower part of the Circuit works in the same way, with a phase shift between the two circuit parts of 180 °.

In einem speziellen Beispiel wurde die in F i g. 2 dargestellte Schaltung dazu verwendet, um das Tastverhältnis eines Farbfernseh-Hilfsträgersignais ei zu korrigieren, das eine Frequenz von etwa 3,58 MHz hatte. In diesem Fall wurden die verschiedenen Widerstände und Kondensatoren mit folgenden Werten versehen:In a specific example, the one shown in FIG. 2 circuit shown used to adjust the duty cycle to correct a color television subcarrier signal, which had a frequency of about 3.58 MHz. In this case the various resistors were and Provide capacitors with the following values:

Obwohl die Farbhilfsträgerfrequenz nicht stark variieren durfte, war es nicht erforderlich, für die Schaltungskomponenten enge Toleranzen vorzuschreiben. Die Schaltung konnte daher billig hergestellt werden. Bei einer früher verwendeten LC-Schaltung zur Korrektur des Tastverhältnisses mußten die einzelnen Komponenten der Schaltung speziell für die Betriebsfrequenz ausgesucht werden.
Man hat festgestellt, aaß die erfindungsgemäße Schaltung, die für die erwähnten 3,58 MHz verwendet wurde, über einen breiten Frequenzbereich (beispielsweise von 3 bis 6 MHz) zufriedenstellend arbeitete. Die Phasendifferenz änderte sich nicht, sondern bleibt konstant 90° unabhängig von der Betriebsfrequenz. Die Schaltung mußte nicht bei Frequenzänderungen nachgestimmt werden.Although the color subcarrier frequency could not vary widely, it was not necessary to impose tight tolerances on the circuit components. The circuit could therefore be manufactured cheaply. In an LC circuit used earlier to correct the duty cycle, the individual components of the circuit had to be selected specifically for the operating frequency.
It has been found that the circuit according to the invention, which was used for the aforementioned 3.58 MHz, worked satisfactorily over a wide frequency range (for example from 3 to 6 MHz). The phase difference did not change, but remained constant at 90 ° regardless of the operating frequency. The circuit did not have to be readjusted when the frequency changed.

Obwohl sich die Verwendung von Transistoren in der Schaltung empfiehlt, können auch andere aktive Schaltelemente wie Röhren, o. ä. verwendet werden.Although the use of transistors in the circuit is recommended, other active ones can also be used Switching elements such as tubes, o. Ä. Be used.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen1 sheet of drawings

Claims

Patent claims:

1. Circuit arrangement for generating a bipolar rectangular pulse wave train with a predetermined Fixed duty cycle from a bipolar wave train of the same frequency, its duty cycle can be different from the predetermined fixed duty cycle, characterized by a first circuit part to which the wave train is fed as an input signal and which is in response then a bipolar triangular pulse wave train of the same frequency with successive increases and rising edges generated, the rising edges temporally of the one polarity phase of the AC signal and the falling edges in time of the other polarity phase of the Werhselstromsignals correspond, and through a second circuit part, which the triangular pulse wave train is supplied as an input signal, which is based on the above and below a mean value of the Triangular pulse wave train lying parts of the triangular pulse wave train responds and as a reaction then generated the square pulse wave train, the square pulse wave train in the one polarity direction changes when the triangular pulse wave train the mean value in the one Direction crosses, and changes in the other polarity direction when the triangular pulse wave train the Crosses mean in the other direction.

2. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that for generating a duty cycle 1: 1 the mean value of the triangular pulse wave train is chosen so that it corresponds to the triangular pulse wave train divides into substantially equal time intervals J5.

3. Circuit arrangement according to claim 2, characterized in that the first circuit part has a limiting circuit (10) which receives the wave train and generates a bipolar square pulse wave train in response to the wave train, the polarity phases of which correspond to the polarity phases of the input signal defined by a first predetermined reference value Wave train are assigned that the first circuit part further includes a square pulse wave train receiving integration circuit (12) which generates the triangular pulse wave train in response to the fact that the integration circuit (12) has a time constant which is at least as large as the period of the Input signal supplied wave train that the second circuit part has a limiter circuit (16) which generates a square pulse wave train when its input is ^{supplied with a signal fluctuating by a second predetermined r} > 5 reference value, and that the limiter switch ung (16) of the second circuit part, an AC coupling circuit (14) is also connected, to which the triangular pulse wave train is supplied, in such a way that the triangular pulse wave train supplied to the input of this limiter circuit (16) fluctuates around the second reference value and essentially through the second reference value equal time intervals is divided.

4. Circuit arrangement according to claim 3, characterized in that the integration circuit (12) contains at least one capacitor (30,36).

5. Circuit arrangement according to claim 4, characterized in that the AC coupling circuit (14) contains at least one capacitor (38, 44).

6. Circuit arrangement according to claim 5, characterized in that the limiter circuit (IG) of the first circuit part has an active switching element, the output of which is connected to an integration capacitor (30, 36) of the integration circuit (12) is connected and that this limiter circuit (10) also has a resistor (28,34), the one Forms charging resistor for the integration capacitor (30,36) of the integration circuit (12)

7. Circuit arrangement according to claim 5, characterized in that the limiter circuit (10) of the first circuit part has two active current switching elements, the outputs of which with the Capacitor (30, 36) of the integration circuit (12) are connected and that the two current switching elements are controlled so that the current is switched from one to the other when the as Input signal supplied wave train coincides with the first predetermined reference value.

8. Circuit arrangement according to claim 7, characterized in that the two active current switching elements two transistors (18, 20) operated in a differential circuit have their emitters connected and are connected to a reference potential point via a common emitter resistor (24).

9. Circuit arrangement according to claim 3, characterized in that the limiter circuit (16) of the second circuit part has two active current switching elements which are controlled so that the Current is switched from one to the other when the limiter circuit (16) is supplied Triangular pulse wave train coincides with the second reference value.

10. Circuit arrangement according to claim 9, characterized in that the limiter circuit (16) of the second circuit part has two transistors (40, 46) operated in a differential circuit, their emitter via a common emitter resistor (50) to a reference potential point are led.

11. Circuit arrangement according to claim 3, characterized characterized in that the limiter circuits (10; 16) each have two differential circuits have operated active flow control elements, that the integration circuit (12) has two capacitors (30, 36), each of which with the Output of one of the active current switching elements of the limiter circuit (10) of the first circuit part is connected and that the AC coupling circuit (14) is a /? C coupling circuit, which the capacitors (30, 36) with the corresponding inputs of the two active Switching elements of the limiter circuit (16) of the second circuit part connects.

12. Circuit arrangement according to claim 11, characterized in that the integration circuit (12) contains two resistors (28, 34), of each of which serves as a charging resistor for one of the capacitors (30; 36).

13. Circuit arrangement according to claim 11, characterized in that the active switching elements of the limiter circuits (10, 16) of Transistors (18, 20 and 40, 46) are formed.

14. Circuit arrangement according to claim 13,

characterized in that the differential circuit operated transistors (18, 20) of the limiter circuits (10; 16) each to one common emitter current source are performed.

The invention relates to a circuit arrangement for generating a bipolar rectangular pulse wave train with a predetermined fixed duty cycle from a bipolar wave train of the same frequency, its duty cycle can be different from the predetermined fixed duty cycle.

There are many examples of a signal reaching the input of a complex electronic circuit, which is disturbed due to inadequate load adjustment or for other reasons The disturbances can be of a harmonic nature, so that the signal has a waveform which at times with respect to the Zero axis or a mean value is asymmetrical For some applications it is desirable if not even necessary that a given waveform remain symmetrical or a duty cycle of 50% retained This requirement exists, for example, for some switching purposes. An example of 50% Duty cycle is desired, lies in the operation of a push-pull modulator or a synchronous detector before. An unbalanced signal used as a carrier acts on a circuit so that the sideband information is only recovered imprecisely.

A known circuit for correcting the duty ratio of an input pulse waveform includes an LC circuit which is matched to the pulse waveform. This LC circuit has a remarkably high quality Q. Such a circuit provides the necessary correction of the disturbed pulse waveform by generating a sine wave with the specific pulse frequency, which has a duty cycle of 50%. However, this circuit is only effective at its resonance frequency and must be tuned to the signal frequency each time. Furthermore, if the Q of the circuit is chosen so that a considerable correction occurs, a phase shift occurs which can vary as the circuit is tuned or when the frequency changes. If such a circuit is only used at a single frequency, then both the capacitance and inductance elements and the other required circuit elements must be kept within very close tolerances. That makes the circuit expensive.

Circuits for generating square wave signals are known. It is a circuit for conversion a sinusoidal signal into a square-wave signal of controllable width is known. This circuit has a Amplifier, whose input the sinusoidal signal is fed and at whose output a voltage limiter is connected. To disturbance flows, for example Temperature fluctuations that lead to undesirable changes in the constant Width of the square wave lead to be able to counteract this circuit contains a bias of the Amplifier-regulating comparator, which is integrated with an integrating element of the square-wave signal and a reference signal generator is connected.

An amplitude discriminator is also known, which then generates an output pulse every time, free of hysteresis should deliver when the input voltage supplied to it exceeds or exceeds a predetermined threshold value The well-known amplitude discriminator essentially consists of a combination of two hysteresis-free discriminators only in one of their switching directions.

Furthermore, a square-wave pulse generator with adjustable frequency and pulse width is known. The pulse generator contains a square-wave generator, which is followed by an ÄC integrator, which generates the square-wave signal converted into a triangular signal A trigger stage connected to the ÄC integrator converts this Triangle signal into a square wave signal according to its trigger level. By changing the preload of the ÄC integrator can be the DC voltage component of the Triangular signal and thus the duty cycle of the Trigger level emitted square wave signal can be changed.

Finally, a peak value detector is also known, each in the region of the maximum of one of them The supplied pulse wave train emits a square pulse. The square pulse, however, is used to suppress of glitches generated only when the width of the supplied pulses is a predetermined Exceeds value To determine the minimum duration, an integrator fed by square-wave pulses is required intended.

However, all of the circuits discussed above do not deal with problems such as those in the Regeneration of square pulse wave trains occur, especially when it is required that the Duty cycle can be con gated regardless of the frequency of the supplied square pulse wave train target.

The object of the invention is to specify a circuit arrangement which has a worn square-wave pulse wave train regenerated.

This object is achieved by a circuit arrangement having the features of the characterizing part of the Claim 1 solved In contrast to the regeneration circuit explained at the beginning, the regeneration circuit according to the invention Circuit relatively insensitive to changes in input frequencies /. She is beyond The circuitry is simple and does not place any strict requirements on the tolerance values of the individual components. It has a constant phase shift.

An exemplary embodiment of the invention is described below with reference to the drawing. It shows

1 shows a block diagram of the circuit according to the invention for correcting the duty cycle of a Impulse wave train,

F i g. 2 shows the schematic representation of a circuit arrangement according to the block diagram according to FIG Fig. 1,

3 shows a representation of pulse wave trains as they are in the circuit arrangement according to the invention appear.

The circuit arrangement shown in Fig. 1 for Regeneration of a rectangular pulse train has a limiter 10 for receiving a disturbed im general unbalanced input b-pulse waveform on. The limiter drives an integrator 12 with a substantially square-wave current, which unbalanced in time coincidences with the input pulse waveform is. The integrator 12 responds to the square-wave pulses in that it is im essential triangular pulses generated. As long as both