DE19953184A1

DE19953184A1 - Synchronization detection device for digital broadcast reception system uses correlation of decimated and delayed reception signal values with summation of differences and summation for detection of fast Fourier transformation window

Info

Publication number: DE19953184A1
Application number: DE19953184A
Authority: DE
Inventors: Min Young Park
Original assignee: LG Electronics Inc
Current assignee: LG Electronics Inc
Priority date: 1998-11-07
Filing date: 1999-11-04
Publication date: 2000-06-15
Anticipated expiration: 2019-11-05
Also published as: GB2345831B; KR20000031569A; KR100510637B1; GB9926439D0; DE19953184B4; GB2345831A

Abstract

The synchronization detection device detects the start point of a fast Fourier transformation window within a reception signal by decimation of received complex data sample values by a decimation number dependent on the transmission mode and correlation between the decimated values and delayed data values, with summation of the difference values and subsequent interpolation, for detection of the symbol timing synchronization position from the interpolated values.

Description

BACKGROUND OF THE INVENTION Field of the Invention

Die Erfindung betrifft digitale Fernsehübertragung, und spe zieller betrifft sie eine Synchronisationserfassungsvorrich tung zum Erfassen des Startpunkts eines FFT(Fast Fourier Transformation)-Fensters eines Empfangssignals bei DVB-T (Digital Video Broadcasting Terrestrial).The invention relates to digital television transmission, and spe more particularly, it relates to a synchronization detection device device for detecting the starting point of an FFT (Fast Fourier Transformation) window of a received signal with DVB-T (Digital Video Broadcasting Terrestrial).

Background according to the relevant technology

Derzeit befindet sich das DVB-T-System, ein europäisches, terrestrisches digitales Fernsehübertragungssystem, in meh reren europäischen Ländern im Versuch. Das DVB-T-System ver wendet ein COFDM(Coded Orthogonal Frequency Division Multi plexing)-Modulationssystem, bei dem Information übertragen wird, die auf eine Anzahl von Trägern geladen ist, mit er neuter Sortierung entsprechend der Anzahl der die Informati on übertragenden Träger, mit 1705 Trägern in einem 2K-Modus und 6817 Trägern in einem 8K-Modus. Das DVB-T-System über trägt die Anzahl von Trägern gleichzeitig mit niedriger Übertragungsraten, um OFDM-Symbolintervalle bezüglich der Zeitachse zu verlängern, und es verfügt über ein Schutzin tervall, das für jedes Symbol vorhanden ist, um ISI (Inter Symbol Interference) und eine Beeinträchtigung des System funktionsvermögens, hervorgerufen durch Geistersignale, zu verhindern. Der 2K-Modus und der 8K-Modus sind erneut ent sprechend den Längen der Schutzintervalle in vier Typen (z. B. 1/4, 1/8, 1/16, 1/32) unterteilt. Da im DVB-T-System die Information, die von einem Sendeort aus gesendet werden soll, auf eine Frequenz geladen übertragen werden kann, was mittels inverser FFT erfolgt, kann Demodulation in einem üblichen Übertragungssystem durch FFT des auf der Empfangs seite empfangenen Signals ermöglicht werden. Um den 2K-Modus und den 8K-Mbdus zu demodulieren, sollte 248-Punkte-FFT bzw. 8192-Punkte-FFT verwendet werden. In diesem Fall sollte, um auf der Empfangsseite eine genaue FFT auszuführen, bekannt sein, von wo (Startpunkt einer der FFT zu unterziehenden Da tenprobe) und wieviel (d. h. das Abtastintervall der der FFT zu unterziehenden Daten) einer digitalen Probe des empfan genen Signals der FFT unterzogen werden sollte. Da jedes Symbol aus einem Schutzabschnitt und einem Abschnitt effek tiver Daten besteht, sollten nur die Daten im effektiven Ab schnitt der FFT unterzogen werden. Daten im Schutzabschnitt sind eine Kopie der Daten im Endteil des Abschnitts effekti ver Daten. Ein CFW (Coarse FFT Window) ist ein Signal zum Spezifizieren eines Abschnitts der effektiven Daten. Es ist erforderlich, den Startpunkt des CFW zum Erzeugen eines ex akten CFW und zum Ausführen einer genauen FFT genau zu ken nen. The DVB-T system, a European, terrestrial digital television transmission system, in meh other European countries trying. The DVB-T system ver uses a COFDM (Coded Orthogonal Frequency Division Multi plexing) modulation system in which information is transmitted that is loaded onto a number of carriers with it new sorting according to the number of informat on transmitting carrier, with 1705 carriers in a 2K mode and 6817 carriers in an 8K mode. The DVB-T system via carries the number of carriers at the same time with lower Transfer rates to OFDM symbol intervals with respect to the Extend timeline and it has a protection tervall, which exists for each symbol, to ISI (Inter Symbol interference) and an impairment of the system functional capacity, caused by ghost signals prevent. The 2K mode and the 8K mode are ent again speaking of the lengths of the protection intervals in four types (e.g. 1/4, 1/8, 1/16, 1/32) divided. Because in the DVB-T system Information sent from a sending location should be loaded onto a frequency, what by means of inverse FFT, demodulation can be carried out in one usual transmission system through FFT's on the receiving side received signal are enabled. To 2K mode and demodulate the 8K Mbdus should 248-point FFT or 8192-point FFT can be used. In this case, to to perform an accurate FFT on the receiving side, known from where (starting point of a Da to be subjected to the FFT sample) and how much (i.e. the sampling interval of the FFT data to be subjected) of a digital sample of the received signal should be subjected to the FFT. Because every Symbol of a protection section and a section effek tive data exists, only the data in the effective Ab section of the FFT. Data in the protection section are a copy of the data in the end section of the effekti section ver data. A CFW (Coarse FFT Window) is a signal to the Specify a section of the effective data. It is required to start the CFW to generate an ex CFW and to perform a precise FFT nen.

Fig. 1 zeigt ein Blockdiagramm zum Veranschaulichen eines bekannten DVB-T-Empfangssystems, das ein derartiges CFW er zeugt, bei dem ein über eine Antenne empfangenes Signal mit tels eines Tuners 11, einer A/D-Wandlereinheit 12 und einer I/Q-Abtrenneinheit 13 in komplexe digitale Abtastdaten (I, Q)demoduliert wird und an eine Grob-STS(Symbol Timing Syn chronization)-Einheit 14 und eine FFT-Einheit 16 geliefert wird. Die Grob-STS-Einheit 14 erfasst den Startpunkt des CFW unter Verwendung einer zyklischen Erweiterung des OFDM-Sym bols. Das heißt, dass, wie es in Fig. 3 dargestellt ist, der Startpunkt des Symbols unter Ausnutzung der Tatsache erkannt werden kann, dass die Daten im Schutzabschnitt eine Kopie der Daten am Ende des OFDM-Symbols sind. Um den Startpunkt (fft start position) eines FFT-Fensters zu erkennen, wird die folgende Gleichung (1) verwendet:
Fig. 1 shows a block diagram for illustrating a known DVB-T receiving system which generates such a CFW, in which a signal received via an antenna by means of a tuner 11 , an A / D converter unit 12 and an I / Q- Separation unit 13 is demodulated into complex digital sampling data (I, Q) and is supplied to a coarse STS (symbol timing synchronization) unit 14 and an FFT unit 16 . The coarse STS unit 14 detects the starting point of the CFW using a cyclic expansion of the OFDM symbol. That is, as shown in Fig. 3, the starting point of the symbol can be recognized by taking advantage of the fact that the data in the protection section is a copy of the data at the end of the OFDM symbol. The following equation (1) is used to identify the starting point (fft start position) of an FFT window:

Darin bezeichnet N die Anzahl nützlicher Datenabtastwerte eines OFDM-Symbols, L bezeichnet die Anzahl von Abtastwerten im Schutzabschnitt und x(k) bezeichnet den k-ten Abtastda tenwert. Wie es aus der Gleichung (1) erkennbar ist, ist die Position, die unter Absolutwerten des konjugierten Vielfa chen der Anzahl N von Datenabtastwerten, die in einem Ab schnitt N+L um N voneinander beabstandet sind, den Maximal wert liefert, der tatsächliche Bezugspunkt zum Erkennen des Startpunkts des OFDM-Symbols. Das heißt, dass es hochwahr scheinlich ist, da die Daten im Schutzabschnitt eine Kopie der Daten am Ende des OFDM-Symbols sind, dass die Summe der Daten innerhalb des Schutzabschnitts den Maximalwert bildet. Here, N denotes the number of useful data samples of an OFDM symbol, L denotes the number of samples in the protection section and x (k) denotes the k-th sample value. As can be seen from equation (1), the Position that is below absolute values of the conjugated Chen the number N of data samples that are in a Ab intersect N + L by N, the maximum provides the actual reference point for recognizing the Starting point of the OFDM symbol. That means it is true is apparently a copy of the data in the protection section of the data at the end of the OFDM symbol is that the sum of the Data within the protection section forms the maximum value.

Fig. 2 veranschaulicht ein für die Gleichung (1) konzipier tes System. Fig. 2 illustrates a system designed for equation (1).

Ein externer, komplexer Datenabtastwert wird über einen Kon jugator 22 und eine Verzögerungseinheit 21 mit N (z. B. 2048 im Fall des 2k-Modus) Registern an einen Multiplizierer 23 geliefert, wobei die Verzögerungseinheit 21 den um N verzö gerten Datenabtastwert an den Multiplizierer 23 liefert. Da her multipliziert der Multiplizierer den nach der Konjuga tion gelieferten Datenabtastwert mit demjenigen Datenabtast wert, der um N vom konjugierten Datenabtastwert entfernt ist. Das Ausgangssignal des Multiplizierers wird an die Ver zögerungseinheit 24 mit L Registern und einen Subtrahierer 25 geliefert. Der Subtrahierer 25 liefert ein Ergebnis an einen Akkumulator 26 dahingehend, dass ein um L verzögerter Datenwert von einem aktuell empfangenen Datenwert subtra hiert ist. Die Summe von L um N beabstandeten Abtastwerten wird akkumuliert. Das Akkumulationsergebnis vom Akkumulator 26 wird im Addierer 27 zum Ausgangssignal eines Speichers 28 addiert und an eine CFW-Positionsbestimmungseinheit 29 ge liefert. Das Ergebnis des Addierers 27 wird erneut in den Speicher 28 rückgeführt und in diesem akkumuliert. Wenn vie le Stör- und Geistersignale existieren, wie sie durch einen schlechten Übertragungskanal hervorgerufen werden, können Fälle existieren, in denen sich die Positionen des Grob-FFT- Fensters vom einen Symbol zum anderen unterscheiden. Daher entsteht ein Problem dahingehend, dass das Bestimmen eines genauen Positionswerts unter den verschiedenen Positionswer ten schwierig ist. Um dieses Problem zu überwinden, hält das in Fig. 2 dargestellte System die Akkumulation des berechne ten Werts Z(d) in der Gleichung (1) für jedes Symbol unter Verwendung des Speichers 28 aufrecht, damit eine CFW-Posi tionsbestimmungseinheit 29 die Position erkennen kann, an der Z(d) maximal ist. Demgemäß erzeugt eine FFT-Fensterer zeugungseinheit 15 ein FFT-Fenster unter Bezug auf die CFW- Positionsdaten von der CFW-Positionsbestimmungseinheit 29, und die FFT-Einheit 16 führt eine FFT nur für Signale I, Q innerhalb des Fensterbereichs aus.An external, complex data sample is supplied to a multiplier 23 via a conjugator 22 and a delay unit 21 with N (e.g. 2048 in the case of the 2k mode) registers, the delay unit 21 sending the data sample delayed by N to the multiplier 23 supplies. Therefore, the multiplier multiplies the data sample provided after the conjugation by that data sample which is N away from the conjugate data sample. The output signal of the multiplier is supplied to the delay unit 24 with L registers and a subtractor 25 . The subtractor 25 delivers a result to an accumulator 26 in that a data value delayed by L is subtracted from a currently received data value. The sum of L samples spaced by N is accumulated. The accumulation result from the accumulator 26 is added in the adder 27 to the output signal of a memory 28 and supplied to a CFW position determination unit 29 . The result of the adder 27 is fed back into the memory 28 and accumulated therein. If there are many interference and ghost signals, such as those caused by a bad transmission channel, there may be cases in which the positions of the coarse FFT window differ from one symbol to the other. Therefore, a problem arises in that it is difficult to determine an accurate position value among the various position values. To overcome this problem, the system shown in FIG. 2 maintains the accumulation of the calculated value Z (d) in the equation (1) for each symbol using the memory 28 so that a CFW position determining unit 29 recognizes the position at which Z (d) is maximum. Accordingly, an FFT window generation unit 15 generates an FFT window with reference to the CFW position data from the CFW position determination unit 29 , and the FFT unit 16 executes an FFT only for signals I, Q within the window area.

Jedoch sind, wie es aus der Fig. 2 erkennbar ist, um unter Verwendung dieses Verfahrens einen groben STS-Wert zu erhal ten, grundsätzlich so viele FIFO(First Input First Output)- Speicher 21 und 24 erforderlich, wie sie der Anzahl der FFT- Punkte zuzüglich der Anzahl von Abtastwerten innerhalb des Schutzabschnitts entsprechen, was das größte Hindernis beim Bereitstellen einer integrierten Schaltung eines COFDM-Demo dulators bildet. Bei der Anstrengung, die Größe eines FIFO- Speichers zu verringern, kann der empfangene Signalabtast wert dezimiert werden. Durch die Dezimierung wird die Größe von Speichern verringert, jedoch werden die Positionen des groben STS-Werts entsprechend der Dezimierung ungenau, was die Genauigkeit der Synchronisierung umso mehr verschlech tert, je stärker die Dezimierung gemacht wird.However, as can be seen from FIG. 2, in order to obtain a rough STS value using this method, basically as many FIFO (First Input First Output) memories 21 and 24 are required as the number of FFT - Points plus the number of samples within the protection section correspond, which is the biggest obstacle to providing an integrated circuit of a COFDM demulator. In the effort to reduce the size of a FIFO memory, the received signal sample can be decimated. The decimation reduces the size of memories, but the positions of the coarse STS value become inaccurate according to the decimation, which deteriorates the accuracy of the synchronization the more the decimation is made stronger.

SUMMARY OF THE INVENTION

Demgemäß ist die Erfindung auf eine Vorrichtung zum Erfassen der Synchronisation in einem digitalen Rundübertragungs-Emp fangssystem gerichtet, die eines oder mehrere der Probleme, wie sie auf Grund von Beschränkungen und Nachteilen im Stand der Technik bestehen, im Wesentlichen vermeidet.Accordingly, the invention is for a detection device synchronization in a digital broadcast emp catching system that addresses one or more of the problems as they stand due to limitations and disadvantages technology, essentially avoids.

Es ist eine Aufgabe der Erfindung, eine Vorrichtung zur Syn chronisationserfassung in einem digitalen Rundübertragungs- Empfangssystem zu schaffen, die die Genauigkeit von STS-Po sitionen verbessert, während die Größen von FIFO-Speichern verringert sind.It is an object of the invention to provide a device for syn chronization recording in a digital broadcasting Reception system to create the accuracy of STS-Po sitions improved while the sizes of FIFO memories are reduced.

Zusätzliche Merkmale und Vorteile der Erfindung werden in der folgenden Beschreibung dargelegt, und sie gehen teilwei se aus der Beschreibung hervor oder werden beim Ausführen der Erfindung erkennbar. Die Aufgaben und andere Vorteile der Erfindung werden durch die Struktur realisiert und er zielt, wie sie in der Beschreibung und den zugehörigen An sprüchen sowie den beigefügten Zeichnungen dargelegt ist.Additional features and advantages of the invention are set forth in the following description, and they go in part se from the description or when executing the invention recognizable. The tasks and other advantages the invention are realized by the structure and he aims as described in the description and the related app sayings and the accompanying drawings.

Um diese und andere Aufgaben zu lösen, und gemäß dem Zweck der Erfindung, ist die Vorrichtung zur Synchronisationser fassung in einem digitalen Rundübertragungssystem, wie sie realisiert und in weitem Umfang beschrieben wird, mit Fol gendem versehen: einer Dezimiereinheit zum Dezimieren emp fangener komplexer Datenabtastwerte entsprechend einem Dezi mierungswert "M"; einer Korrelationseinheit zum Berechnen der konjugierten Korrelation zwischen einem Datenwert von der Dezimierungseinheit und einem um N/M (N bezeichnet die Anzahl von Abtastwerten nutzbarer Daten) Abtastwerte verzö gerten Datenwerts; einer Schutzabschnitt-Summationseinheit zum Erhalten der Differenz zwischen dem Ausgangssignal der Korrelationseinheit und einem um L/M (L bezeichnet die An zahl von Abtastwerten in einem Schutzabschnitt) Abtastwerten verzögerten Wert und zum Akkumulieren der Differenz; einer Interpolationseinheit zum Wiederherstellen von Daten von der Schutzabschnitt-Summationseinheit zur Anzahl ursprünglicher Abtastwerte; und einer Grob-STS-Erkennungseinheit zum Erken nen einer STS (Symbol Timing Synchronization)-Position unter Verwendung des interpolierten Werts.To solve these and other tasks, and according to the purpose of the invention is the device for synchronization version in a digital broadcasting system like you realized and widely described, with Fol provided: a decimation unit for decimation emp captured complex data samples corresponding to one deci lubrication value "M"; a correlation unit for calculation the conjugate correlation between a data value of the decimation unit and one around N / M (N denotes the Number of samples of usable data) samples delayed generated data value; a protection section summation unit to get the difference between the output signal of the Correlation unit and one around L / M (L denotes the An number of samples in a protection section) samples delayed value and to accumulate the difference; one Interpolation unit for restoring data from the Protection section summation unit for the number of original Samples; and a coarse STS detection unit for detection an STS (Symbol Timing Synchronization) position under Use the interpolated value.

Der Dezimierungswert M zur Dezimierungseinheit differiert von einem Modus zum anderen.The decimation value M differs from the decimation unit from one mode to another.

Die Interpolationseinheit ist ein Tiefpassfilter, wobei die Anzahl der Abgriffe und die Bandbreite des Tiefpassfilters von einem Modus zum anderen differiert.The interpolation unit is a low pass filter, the Number of taps and the bandwidth of the low-pass filter differs from one mode to another.

Es ist zu beachten, dass sowohl die vorstehende allgemeine Beschreibung als auch die folgende detaillierte Beschreibung beispielhaft und erläuternd sind und sie dazu vorgesehen sind, für eine weitere Erläuterung der beanspruchten Erfin dung zu sorgen.It should be noted that both the general above Description as well as the following detailed description are exemplary and explanatory and are intended for this purpose are for further explanation of the claimed inven to worry.

BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS

Die beigefügten Zeichnungen, die enthalten sind, um für ein weiteres Verständnis zu sorgen und die in die Beschreibung eingefügt sind und einen Teil derselben bilden, veranschau lichen Ausführungsbeispiele der Erfindung und dienen zusam men mit der Beschreibung dazu, die Prinzipien der Erfindung zu erläutern.The accompanying drawings, which are included to order for a further understanding and care in the description are inserted and form part of the same union embodiments of the invention and serve together men with the description, the principles of the invention to explain.

In den Zeichnungen ist Folgendes dargestellt:The following is shown in the drawings:

Fig. 1 zeigt ein Blockdiagramm zum Veranschaulichen eines bekannten DVB-T-Empfangssystems; Fig. 1 shows a block diagram illustrating a known DVB-T receiving system;

Fig. 2 zeigt ein detailliertes Blockdiagramm einer Grob-STS- Einheit in Fig. 1; Fig. 2 shows a detailed block diagram of a coarse STS unit in Fig. 1;

Fig. 3 veranschaulicht die Beziehung zwischen einem OFDM- Symbol und einer zyklischen Erweiterung; Fig. 3 illustrates the relationship between an OFDM symbol and a cyclic extension;

Fig. 4 zeigt ein Blockdiagramm einer Vorrichtung zur Syn chronisationserfassung in einem DVB-System gemäß einem be vorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung; Fig. 4 shows a block diagram of a device for synchronization detection in a DVB system according to a preferred embodiment of the invention;

Fig. 5 zeigt ein detailliertes Blockdiagramm zu Fig. 4; Figure 5 shows a detailed block diagram of Figure 4;

Fig. 6a bis 6d veranschaulichen ein Funktionsprinzip der Erfindung; FIG. 6a to 6d illustrate an operational principle of the invention;

Fig. 7a und 7b zeigen Kurvenbilder zum Veranschaulichen der Ausgangssignale des Akkumulators in Fig. 5 in Fällen, die mit denen in den Fig. 6c und 6d identisch sind; und Fig. 7a and 7b show graphs illustrating the output signals of the accumulator in Figure 5 in cases, which are identical to those in Figs 6c and 6d..; and

Fig. 8a und 8b zeigen Kurvenbilder zum Veranschaulichen der Ausgangssignale des Akkumulators in Fig. 5 in Fällen, die mit denen in den Fig. 6c und 6d identisch sind. Fig. 8a and 8b show graphs for illustrating the output signals of the accumulator in Fig. 5 in cases that are identical to those in FIGS. 6c and 6d.

DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENT EXAMPLE

Nun wird im Einzelnen auf die bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung Bezug genommen, zu denen Beispiele in den bei gefügten Zeichnungen veranschaulicht sind. Fig. 4 zeigt ein Blockdiagramm einer Vorrichtung zur Synchronisationserfas sung in einem DVB-System gemäß einem bevorzugten Ausfüh rungsbeispiel der Erfindung, die einen Datenwert für die Po sition am nächsten beim Startpunkt eines Symbols in einem OFDM-Symbolabschnitt und dabei einen akkumulierten Datenwert liefert. Das in Fig. 4 veranschaulichte System ist ein Sys tem, das gegenüber der in Fig. 2 dargestellten Grob-STS-Ein heit verbessert ist.Reference will now be made in detail to the preferred embodiments of the invention, examples of which are illustrated in the accompanying drawings. Fig. 4 shows a block diagram of a device for synchronization detection in a DVB system according to a preferred embodiment of the invention, which provides a data value for the position closest to the starting point of a symbol in an OFDM symbol section and thereby an accumulated data value. The system illustrated in FIG. 4 is a system that is improved over the coarse STS unit shown in FIG. 2.

Das heißt, dass das System, gemäß Fig. 4, eine Dezimierein heit 30 zum Dezimieren von Eingangsdaten entsprechend einem Dezimierungswert "M", eine Korrelationseinheit 40 zum Be rechnen der konjugierten Korrelation zwischen einem Abtast vorgang vor N Abtastwerten und aktuellen Abtastwert, eine Schutzabschnitt-Summationseinheit 50 zum Addieren so vieler Abtastwerte, wie Schutzabschnitte vorhanden sind, eine In terpolationseinheit 60 zum Wiederherstellen der dezimierten Daten in die ursprüngliche Anzahl von Abtastwerten sowie eine Grob-STS-Erkennungseinheit 70 zum Erkennen der genauen STS-Position unter Verwendung des interpolierten Werts auf weist. That is, the system, as shown in FIG. 4, a decimation unit 30 for decimating input data corresponding to a decimation value "M", a correlation unit 40 for calculating the conjugate correlation between a sample before N samples and the current sample, a protection section Summation unit 50 for adding as many samples as there are guard sections, an interpolation unit 60 for restoring the decimated data to the original number of samples and a coarse STS detection unit 70 for recognizing the exact STS position using the interpolated value .

Fig. 5 zeigt ein detailliertes Blockdiagramm zur Fig. 4. Der Dezimierungswert "M" in der Dezimierungseinheit 30 ist für den 2k-Übertragungsmodus und den 8k-Übertragungsmodus ver schieden. Der Dezimierungswert im 8k-Übertragungsmodus ist das Vierfache des Dezimierungswerts im 2k-Übertragungsmodus. Die Korrelationseinheit 40 beinhaltet eine Verzögerungsein heit 41 mit M/N (N ist die Anzahl benutzter Datenabtastwer te) Registern, einen Konjugator 42 zum Konjugieren komplexer Datenabtastwerte, die in der Dezimierungseinheit 30 dezi miert wurden, um die Daten in eine reelle Zahl umzusetzen, und einen Multiplizierer 43 zum Multiplizieren der in der Verzögerungseinheit 41 um N/M verzögerten Daten und eines Ausgangssignals des Konjugators 42. Die Schutzabschnitt-Sum mationseinheit 50 beinhaltet eine Verzögerungseinheit 51 mit L/M (L bezeichnet die Anzahl der Abtastwerte in einem Schutzabschnitt) Registern zum Verzögern der Daten von der Korrelationseinheit 40, einen Subtrahierer 52 zum Subtrahie ren eines in der Verzögerungseinheit 51 verzögerten Daten werts vom Datenwert der Korrelationseinheit 40 und einen Akkumulator 53 zum Akkumulieren der Ausgangssignale des Sub trahierers 52. Die Interpolationseinheit 60 ist ein Tief passfilter, wobei die Anzahl der Filterabgriffe und die zu gehörige Bandbreite für den 2k-Übertragungsmodus und den 8k- Übertragungsmodus verschieden sind. Die Grob-STS-Erkennungs einheit 70 verfügt über dieselben Elemente, wie sie in Fig. 2 dargestellt sind, d. h. einen Addierer 71, einen Speicher 72 und eine CFW-Positionsbestimmungseinheit 73. Die Funktion bis zu einer Stufe vor der I/Q-Abtrenneinheit 13 sowie die Funktion nach der FFT-Einheit 16 sind dieselben wie bei der einschlägigen Technik. Das heißt, dass der Tuner 11 aus ei nem über die Antenne empfangenen Signal ein Signal in einem gewünschten Kanal auswählt und die A/D-Wandlereinheit 12 das Signal des ausgewählten Kanals in einen digitalen Abtastda tenwert umsetzt. Der so umgesetzte Datenabtastwert wird an die I/Q-Abtrenneinheit 13 geliefert, um in einen komplexen digitalen Datenabtastwert [x(n) = I,Q] mit einem reellen Anteil und einem imaginären Anteil demoduliert zu werden. Die komplexen digitalen Datenabtastwerte I, Q werden an die Grob-STS-Einheit 15 und die FFT-Einheit 16 geliefert. In diesem Fall werden die an die Dezimierungseinheit 30 in der Grob-STS-Einheit 15 gelieferten komplexen Datenabtastwerte x(n) durch den Dezimierungswert "M" dezimiert. Zum Beispiel wird von jeweils "M" komplexen Datenabtastwerten x(n) nur einer weitergeleitet. Wenn der Dezimierungswert "2" ist, liefert die Dezimierungseinheit 30 jeden zweiten Eingangsda tenwert weiter. Daher ist die Anzahl weitergeleiteter Daten werte 1/M der Anzahl ursprünglicher Datenwerte. Die so dezi mierten Daten werden an die Korrelationseinheit 40 gelie fert, die zwischen den Daten innerhalb eines Schutzabschnitt und denen eines Abschnitts, in dem eine Kopie der Daten vor liegt, einen Korrelationswert erhält. Das heißt, dass die Daten von der Dezimierungseinheit 30 an die Verzögerungsein heit 40 mit der Größe N/M in der Korrelationseinheit 40 ge liefert und von dieser verzögert werden. Gleichzeitig werden die dezimieften Daten im Konjugator 42 konjugiert und an den Multiplizierer 43 geliefert. Der Multiplizierer 43 multipli ziert die um N/M in der Verzögerungseinheit 41 verzögerten Daten mit den konjugierten Daten und liefert das Ergebnis an die Schutzabschnitt-Summationseinheit 40 weiter. So werden bei der einschlägigen Technik zwar ein aktueller Datenwert und ein um N = 2048 (2k-Modus) verzögerter Datenwert konju giert multipliziert, um den Korrelationswert zu erzielen, jedoch werden bei der Erfindung, mit Dezimierung, der ak tuelle Datenwert und der um N/M verzögerte Datenwert konju giert multipliziert, um den Korrelationswert zu erhalten. Außerdem werden die Daten von der Korrelationseinheit 40 an die Schutzabschnitt-Summationseinheit 50 geliefert und ent sprechend der Anzahl der Daten im Schutzabschnitt verzögert, und es werden die Differenzen zwischen den verzögerten Daten und den unverzögerten Daten akkumuliert. Das heißt, dass das Ausgangssignal des Multiplizierers 43 in der Korrelations einheit 40 sowohl an die Verzögerungseinheit 51 mit L/M Re gistern als auch den Subtrahierer 52 geliefert wird. Der Subtrahierer 52 liefert das Ergebnis der Subtraktion des um L/M verzögerten Datenwerts vom aktuell empfangenen Datenwert an den Akkumulator 53 zum Akkumulieren der Ergebnisse in diesem. Das heißt, dass im Akkumulator 53 die Summe der An zahl L/M von Datenabtastwerten akkumuliert wird, die jeweils um N/M Abtastwerte beabstandet sind. Auch in diesem Fall ist die Größe der Verzögerungseinheit 51 im FIFO durch die Dezi mierung um 1/M verringert. So können die groben STS-Positio nen unter Verwendung eines sehr kleinen Speichers erhalten werden, wenn einmal das Dezimierungsverfahren verwendet wird. Wenn jedoch die Dezimierung von der Größe "M" ausge führt wird, verringert sich die Genauigkeit der Synchronisa tionsposition um das M-fache. Daher ist die Genauigkeit umso schlechter, je größer die Dezimierung zum Verringern der Speichergröße ist. Um dieses Problem zu überwinden, schlägt es die Erfindung vor, die durch den Akkumulator 53 geliefer ten Daten in der Schutzabschnitt-Summationseinheit 50 in ursprüngliche Daten wiederherzustellen. Das heißt, dass die Interpolationseinheit 60 in Form eines einfachen TPF zwei dezimierte Datenwerte mit einem Wert zwischen den beiden, wie durch Abschätzung erhalten, verbindet. Diese Wiederher stellung dezimierten Daten mittels des TPF ist möglich, da die Frequenzwerte der durch den Akkumulator 53 geleiteten Daten auf der Gleichspannungsseite konzentriert sind. Außer dem werden die Daten, die in der Interpolationseinheit 60 in die Anzahl ursprünglicher Abtastwerte wiederhergestellt wur den, an die Grob-STS-Erkennungseinheit 70 geliefert, um gro be Symbol-Zeitpositionsdaten zu liefern. Das heißt, dass die Daten von der Interpolationseinheit 60 im Addierer 71 zum Ausgangssignal des Speichers 72 addiert werden und an die CFW-Positionsbestimmungseinheit 73 geliefert werden. Die Ergebnisse des Addierers 71 werden erneut an den Speicher 72 rückgeführt und in diesem akkumuliert. Wenn der Übertra gungskanal mit vielen Stör- und Geistersignalen schlecht ist, können die Positionswerte für das berechnete Grob-PFT- Fenster von einem Symbol zum anderen differieren, was ein Problem dahingehend verursacht, dass es schwierig ist, zu bestimmen, welcher der variierenden Werte der richtige ist. Um dieses Problem zu überwinden, schlägt es die Erfindung vor, die Ausgangssignale der Interpolationseinheit 60 unter Verwendung des Speichers 72 kontinuierlich für jedes Symbol zu akkumulieren, so dass die CFW-Positionsbestimmungseinheit 73 die Position erkennt, an der Z(d) in der Gleichung (1) maximal ist. Das heißt, dass die CFW-Positionsbestimmungs einheit 73 sowohl die bis zum aktuellen Zeitpunkt berechne ten Positionsdaten als auch die akkumulierten Daten aus dem Speicher 72 liest, den Positionsdatenwert mit dem größen Akkumulationswert erfasst und sie bestimmt, dass der so er fasste Datenwert der Positionsdatenwert für das CFW ist, mit Weiterleitung an die FFT-Fenstererzeugungseinheit 15. Diese FFT-Fenstererzeugungseinheit 15 erfasst die Startposition des CFW unter Bezug auf den CFW-Positionsdatenwert von der CFW-Positionsbestimmungseinheit 74, und sie erzeugt ein FFT- Fenster, und die FFT-Einheit 16 führt FFT nur für Signale I, Q innerhalb des Fensterbereichs aus. Das heißt, dass der CFW-Positionsdatenwert der tatsächliche Bezugspunkt zum Su chen eines Fensterstartpunkts des OFDM-Symbols ist. FIG. 5 shows a detailed block diagram for FIG. 4. The decimation value "M" in the decimation unit 30 is different for the 2k transmission mode and the 8k transmission mode. The decimation value in 8k transmission mode is four times the decimation value in 2k transmission mode. The correlation unit 40 includes a delay unit 41 with M / N (N is the number of data samples used) registers, a conjugator 42 for conjugating complex data samples which have been decimated in the decimation unit 30 to convert the data into a real number, and a multiplier 43 for multiplying the data delayed by N / M in the delay unit 41 and an output signal of the conjugator 42 . The protection section summation unit 50 includes a delay unit 51 with L / M (L denotes the number of samples in a protection section) registers for delaying the data from the correlation unit 40 , a subtractor 52 for subtracting a data value delayed in the delay unit 51 from Data value of the correlation unit 40 and an accumulator 53 for accumulating the output signals of the subtractor 52 . The interpolation unit 60 is a low pass filter, the number of filter taps and the associated bandwidth being different for the 2k transmission mode and the 8k transmission mode. The coarse STS detection unit 70 has the same elements as shown in FIG. 2, ie an adder 71 , a memory 72 and a CFW position determination unit 73 . The function up to a stage before the I / Q separation unit 13 and the function after the FFT unit 16 are the same as in the relevant technology. This means that the tuner 11 selects a signal in a desired channel from a signal received via the antenna and the A / D converter unit 12 converts the signal of the selected channel into a digital sample data value. The data sample thus converted is supplied to the I / Q separation unit 13 to be demodulated into a complex digital data sample [x (n) = I, Q] with a real part and an imaginary part. The complex digital data samples I, Q are supplied to the coarse STS unit 15 and the FFT unit 16 . In this case, the complex data samples x (n) supplied to the decimation unit 30 in the coarse STS unit 15 are decimated by the decimation value "M". For example, only one of "M" complex data samples x (n) is forwarded. If the decimation value is "2", the decimation unit 30 passes on every second input data value. Therefore, the number of forwarded data values is 1 / M the number of original data values. The data thus decimated are supplied to the correlation unit 40, which receives a correlation value between the data within a protection section and that of a section in which there is a copy of the data. That is, the data from the decimation unit 30 is supplied to the delay unit 40 with the size N / M in the correlation unit 40 and is delayed by the latter. At the same time, the decimated data is conjugated in the conjugator 42 and supplied to the multiplier 43 . The multiplier 43 multiplies the data delayed by N / M in the delay unit 41 by the conjugate data and delivers the result to the protection section summation unit 40 . Thus, in the relevant technology, a current data value and a data value delayed by N = 2048 (2k mode) are conjugate multiplied in order to achieve the correlation value, but in the invention, with decimation, the current data value and the value by N / M delayed data value conjugate multiplied to get the correlation value. In addition, the data from the correlation unit 40 is supplied to the protection section summing unit 50 and delayed according to the number of data in the protection section, and the differences between the delayed data and the undelayed data are accumulated. This means that the output signal of the multiplier 43 in the correlation unit 40 is supplied both to the delay unit 51 with L / M registers and to the subtractor 52 . The subtractor 52 supplies the result of the subtraction of the data value delayed by L / M from the currently received data value to the accumulator 53 for accumulating the results therein. That is, in the accumulator 53, the sum of the number L / M of data samples is accumulated, which are each spaced by N / M samples. In this case too, the size of the delay unit 51 in the FIFO is reduced by 1 / M as a result of the decimation. Thus, the rough STS positions can be obtained using a very small memory once the decimation method is used. However, if the decimation of the size "M" is carried out, the accuracy of the synchronization position is reduced M times. Therefore, the greater the decimation to reduce the memory size, the worse the accuracy. In order to overcome this problem, the invention proposes to restore the data supplied by the accumulator 53 to the original data in the protection section summing unit 50 . That is, the interpolation unit 60 in the form of a simple TPF connects two decimated data values with a value between the two, as obtained by estimation. This restoration of decimated data by means of the TPF is possible since the frequency values of the data passed through the accumulator 53 are concentrated on the DC voltage side. In addition, the data restored to the number of original samples in the interpolation unit 60 is supplied to the coarse STS recognition unit 70 to provide coarse symbol time position data. That is, the data from the interpolation unit 60 in the adder 71 is added to the output signal of the memory 72 and is supplied to the CFW position determination unit 73 . The results of the adder 71 are fed back to the memory 72 and accumulated therein. If the transmission channel is bad with many jamming and ghost signals, the position values for the calculated coarse PFT window may differ from one symbol to another, causing a problem in that it is difficult to determine which of the varying values of the is correct. To overcome this problem, the invention proposes to continuously accumulate the output signals of the interpolation unit 60 using the memory 72 for each symbol so that the CFW position determining unit 73 recognizes the position at which Z (d) in the equation ( 1) is maximum. That is, the CFW position determination unit 73 reads both the position data calculated up to the current time and the accumulated data from the memory 72 , detects the position data value with the largest accumulation value, and determines that the data value thus acquired is the position data value for is the CFW with forwarding to the FFT window generating unit 15 . This FFT window generating unit 15 detects the starting position of the CFW with reference to the CFW position data from the CFW position determining unit 74 , and generates an FFT window, and the FFT unit 16 executes FFT only for signals I, Q within the window area . That is, the CFW position data is the actual reference point for searching a window start point of the OFDM symbol.

Die Fig. 6a bis 6d veranschaulichen ein Funktionsprinzip der Erfindung. Ein Datenwert wird in jedem Übertragungssystem über einen Kanal von einem Sendeanschluss an einen Empfangs anschluss übertragen, wobei immer ISI (Inter Symbol Interfe rence) auftritt. Ein schraffierter Teil in Fig. 6a veran schaulicht einen ISI-Teil. Außerdem ist, wie es in Fig. 6b dargestellt ist, die Größe des Schutzabschnitts zu 12 Ab tastwerten gemacht, und ein Dezimierungswert ist, wie es in den Fig. 6c und 6d dargestellt ist, zu vier gemacht, um für jeweils vier Abtastwerte nur einen Datenwert weiter zu lei ten. Der Fall der Fig. 6c veranschaulicht einen solchen Fall, in dem die Differenz zwischen dem Startpunkt eines ak tuellen Abschnitts nutzbarer Daten und einer Dezimierungspo sition drei Abtastwerte beträgt, und Fig. 6d veranschaulicht einen Fall, in dem keine Differenz besteht. Daher erfährt der Fall der Fig. 6c kaum einen Einfluss aus der ISI. Demge mäß ist die Korrelationssumme (b+b'+c+c+d+d') von Daten in nerhalb des Abschnitts 2 am größten, wobei die Akkumulator- Ausgangswerte für die restliche Abschnitte 1 und 3 kleinere Werte aufweisen. Das heißt, dass, da die Abtastwerte "a" und "a'" im Abschnitt 1 oder die Abtastwerte "e" und "e'" im Ab schnitt 3 Werte aus voneinander verschiedenen Abschnitten sind, die Akkumulator-Ausgangswerte für die restlichen Ab schnitte 1 und 3 Werte aufweisen, die kleiner als der Akku mulator-Ausgangswert für den Abschnitt 2 sind, da die Ab tastwerte vom selben Symbolabschnitt herrühren, wie dies im Kurvenbild der Fig. 7a dargestellt ist. Außerdem wird das in Fig. 8a dargestellte Ergebnis erhalten, wenn das Akkumula tor-Ausgangssignal an die Interpolationseinheit 60 geliefert wird. Wie es aus dem Kurvenbild erkennbar ist, kann ermit telt werden, dass sich der größte Wert an dar Position des Abschnitts 2 befindet, was anzeigt, dass die Position nach der Dezimierung keinen großen Unterschied zur ursprünglichen Position vor der Dezimierung zeigt. Im Fall der Fig. 6b er fährt ein Abtastwert "B" viel Einfluss von der ISI, was eine starke Verzerrung verursacht. Das heißt, dass zwar der Ab tastwert "B" und der Abtastwert "B'" im Abschnitt 2 im sel ben Symbol liegen, diese zwei Abtastwerte "B" und "B'" je doch verschiedene Werte aufweisen, da der Abtastwert "B" starken Einfluss aus der ISI erfährt. Demgemäß ist die Dif ferenz zwischen den Akkumulator-Ausgangswerten für die Ab schnitte 2 und 3 nicht so groß, und der Akkumulator-Aus gangswert für den Abschnitt 1 ist am kleinsten. Da im Fall des Abschnitts 1 der Abtastwert "A" und der Abtastwert "A'" Werte in verschiedenen Symbolabschnitten sind und der Ab tastwert "B" und der Abtastwert "B'" auf Grund des Einflus ses aus der ISI voneinander verschiedene Werte aufweisen, obwohl sie im selben Abtastwert liegen, ist das Akkumulator ausgangssignal für den Abschnitt 1 am kleinsten, was in Fig. 7b dargestellt ist. Wenn derartige Akkumulator-Ausgangswerte an die Interpolationseinheit 60 geliefert werden, wird ein Ergebnis erhalten, wie es in Fig. 8b dargestellt ist. Das heißt, dass, da die Werte für den Abschnitt 2 und den Ab schnitt 3 ähnlich sind, eine Position in der Mitte der Ab schnitte 2 und 3 den größten Wert zeigt. Daher kann ein Er gebnis erhalten werden, bei dem die Position der Symbolsyn chronisation von der Position der Symbolsynchronisation vor der tatsächlichen Dezimierung, d. h. der korrekten Symbolsyn chronisation, um nur zwei Abtastwerte abweicht. Das heißt, dass, wenn nur die Dezimierung ausgeführt wird, ein Posi tionsfehler von drei bis vier Abtastwerten vorliegt, der Po sitionsfehler jedoch um zwei Abtastwerte verringert werden kann, wenn sowohl die Dezimierung als auch in die Interpola tions ausgeführt werden. Demgemäß ist, wenn der Dezimie rungswert größer ist, die Verringerung der Speichergröße er heblicher, aber es ist auch das Kompensationsverhältnis durch Interpolation größer. So kann unter Verwendung von Dezimierung und Interpolation ein Positionsfehler bei der Symbolsynchronisation verringert werden, während die Spei chergröße verringert ist. Ferner funktioniert im Fall eines DVB-T-Systems mit einem 8k-Übertragungsmodus, selbst bei ei nem Dezimierungswert, der viermal größer als im Fall des 2k- Modus ist, das System ohne Beeinflussung des System-Synchro nisationsvermögens, wobei jedoch kleine Änderungen der An zahl der Filterabgriffe und des Filterkoeffizientenwerts des TPF in der Interpolationseinheit 60 erforderlich sind. Figs. 6a to 6d illustrate an operational principle of the invention. In each transmission system, a data value is transmitted over a channel from a transmit connection to a receive connection, whereby ISI (Inter Symbol Interference) always occurs. A hatched part in FIG. 6a illustrates an ISI part. In addition, as shown in Fig. 6b, the size of the protection section is made to be 12 samples, and a decimation value as shown in Figs. 6c and 6d is made to be four by only one for every four samples The case of FIG. 6c illustrates such a case where the difference between the starting point of a current portion of usable data and a decimation position is three samples, and FIG. 6d illustrates a case where no difference consists. Therefore, the case of FIG. 6c hardly has any influence from the ISI. Accordingly, the correlation sum (b + b '+ c + c + d + d') of data is greatest within the section 2 , the accumulator output values for the remaining sections 1 and 3 having smaller values. That is, since the samples "a" and "a '" in section 1 or the samples "e" and "e'" in section 3 are values from different sections, the accumulator output values for the remaining sections 1 and 3 have values that are smaller than the accumulator output value for section 2 , since the sampling values originate from the same symbol section, as is shown in the graph in FIG. 7a. In addition, the result shown in Fig. 8a is obtained when the accumulator output signal is supplied to the interpolation unit 60 . As can be seen from the graph, it can be determined that the largest value is at the position of section 2 , which indicates that the position after decimation shows no great difference from the original position before decimation. In the case of Fig. 6b, a sample "B" has a lot of influence from the ISI, which causes a strong distortion. This means that although the sample "B" and the sample "B '" in section 2 are in the same symbol, these two samples "B" and "B'" each have different values, since the sample "B" experiences strong influence from the ISI. Accordingly, the difference between the accumulator output values for sections 2 and 3 is not so large, and the accumulator output value for section 1 is the smallest. Since in the case of section 1 the sample "A" and the sample "A '" are values in different symbol sections and the sample "B" and the sample "B'" have different values due to the influence of the ISI, although they are in the same sample value, the accumulator output signal for section 1 is the smallest, which is shown in FIG. 7b. When such accumulator output values are supplied to the interpolation unit 60 , a result is obtained as shown in Fig. 8b. That is, since the values for section 2 and section 3 are similar, a position in the middle of sections 2 and 3 shows the largest value. Therefore, a result can be obtained in which the position of the symbol synchronization deviates from the position of the symbol synchronization before the actual decimation, ie the correct symbol synchronization, by only two samples. That is, if only the decimation is performed, there is a position error of three to four samples, but the position error can be reduced by two samples if both the decimation and the interpolation are performed. Accordingly, when the decimation value is larger, the reduction in memory size is more significant, but the compensation ratio by interpolation is also larger. Thus, using decimation and interpolation, a position error in symbol synchronization can be reduced while the memory size is reduced. Furthermore, in the case of a DVB-T system with an 8k transmission mode, even with a decimation value that is four times larger than in the case of the 2k mode, the system works without affecting the system synchronizing ability, but with small changes in the type Number of filter taps and the filter coefficient value of the TPF in the interpolation unit 60 are required.

Wie erläutert, kann, durch Dezimieren empfangener komplexer Datenabtastwerte mittels eines externen Dezimierungswerts, durch Berechnen des konjugierten Korrelationswerts zwischen einem Wert vor N Abtastwerten und dem aktuellen Abtastwert, durch kontinuierliches Aufsummieren der Korrelation bis zu einem ganzen Schutzabschnitt und durch Wiederherstellen des ursprünglichen Abtastwerts vor der Dezimierung, um den CFW- Startpunkt aufzufinden, die FIFO-Speichergröße erheblich verringert werden, was einfache Integration eines COFDM-De modulators ermöglicht. Durch deutliches Verringern eines in diesem Fall auftretenden Positionsfehlers in der groben STS- Position, kann das Funktionsvermögen bei der Systemsynchro nisation verbessert werden.As explained, can be more complex by decimating received Data samples using an external decimation value, by calculating the conjugate correlation value between a value before N samples and the current sample, by continuously summing up the correlation up to an entire protection section and by restoring the original sample before decimation to the CFW Starting point to find out the FIFO memory size significantly be reduced, which is easy integration of a COFDM-De modulator enables. By significantly reducing an in position error in the rough STS Position, the functionality at the system synchro tion can be improved.

Der Fachmann erkennt, dass an der erfindungsgemäßen Vorrich tung zur Synchronisationserfassung in einem digitalen Rund übertragungs-Empfangssystem verschiedene Modifizierungen und Variationen vorgenommen werden können, ohne vom Grundgedan ken oder Schutzumfang der Erfindung abzuweichen. So soll die Erfindung die Modifizierungen und Variationen der Erfindung abdecken, vorausgesetzt, dass sie in den Schutzumfang der beigefügten Änsprüche und deren Äquivalente fallen.The person skilled in the art recognizes that the device according to the invention device for synchronization detection in a digital round transmission reception system various modifications and Variations can be made without departing from the basic idea ken or scope of the invention. So it should Invention the modifications and variations of the invention cover, provided that they are within the scope of protection attached claims and their equivalents fall.

Claims

1. Device for synchronization detection in a digital broadcast system, the device detects the starting point of an FFT window in order to receive in the COFDM (Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexing) modulation system received data of an FFT (Fast Fourier Transformation) within the FFT window to undergo with:

a decimation unit for decimating received complex data samples corresponding to a decimation value "M";
a correlation unit for calculating the conjugate correlation between a data value from the decimation unit and a data value delayed by N / M (N denotes the number of samples usable data);
a protection section summation unit for obtaining the difference between the output signal of the correlation unit and a value delayed by L / M (L denotes the number of samples in a protection section) and for accumulating the difference;
an interpolation unit for restoring data from the protection section summation unit to the number of original samples; and
a coarse STS recognition unit for recognizing an STS (symbol timing synchronization) position using the interpolated value.

2. The apparatus of claim 1, wherein the decimation value M for the decimation unit depending on the transfer mode varies.

3. The apparatus of claim 2, wherein the decimation value for the decimation unit in the case of an 8k transfer mode larger than in the case of a 2k transmission mode is set.

4. The apparatus of claim 3, wherein the decimation value M for the decimation unit in the case of the 8k transfer mode four times larger than in the case of the 2k transmission mo is set.

5. The apparatus of claim 1, wherein the correlation unit has:

- A delay unit for delay by M / N samples te when data decimated by 1 / M in the decimation unit be received;

- a conjugator for conjugating complex data samples te decimated by 1 / M in the decimation unit, to convert the data into real numbers; and

- a multiplier for multiplying one in the ver Delay unit of data value delayed by N / M and the off output signal of the conjugator.

6. The device according to claim 1, wherein the protection cut summation unit comprises:

a delay unit for delaying the data value of the correlation unit around L / M (L denotes the number of Samples in a protection section) samples;

a subtractor for subtracting a data value from the delay unit from a data value from the correla unit; and

- An accumulator for accumulating the output signals of the Subtractors for L / M sample sections.

7. The device according to claim 6, wherein the accumulator the sum of L / M data samples, each are spaced apart by N / M.

8. The device according to claim 1, wherein the interpola tion unit is a low pass filter.

9. The device according to claim 8, wherein the number of Ab grabbed and the bandwidth of the low-pass filter from a Mo differ from one another.