DE19916878A1

DE19916878A1 - Circuit arrangement for operating gas discharge lamps

Info

Publication number: DE19916878A1
Application number: DE19916878A
Authority: DE
Inventors: Urs Rast; Martin Huber; Felix Tobler
Original assignee: KNOBEL LICHTTECH
Current assignee: Tridonic AG
Priority date: 1998-09-18
Filing date: 1999-04-14
Publication date: 2000-03-30
Anticipated expiration: 2019-04-15
Also published as: DE19916878B4; DE19964551B4; DE19964552B4; DE19964556B4; DE59902215D1

Abstract

The invention relates to a circuit for igniting and operating gas discharge lamps, especially high pressure gas discharge lamps. Said circuit comprises four controllable switches (S1, S4) connected forming a full bridge, wherein a gas discharge lamp (EL) is to be mounted in the branches of said full bridge. After igniting and operating the gas discharge lamp (EL), a heating operation is effected, wherein switching between both bridge diagonals (S1, S4; S2, S3) is carried out. Ignition of the gas discharge lamp (EL) is effected by a series resonant circuit (L1, C1) coupled to the branch of the bridge, wherein two series connected switches (S1, S2) of the full bridge are permanently open and the other two switches (S3, S4) are alternately connected and disconnected at a high frequency. Actual normal operation is effected by switching at low frequency between the switches of both bridge diagonals (S1, S4; S2, S3), wherein a switch (S1, S2) of the activated bridge diagonal is alternately connected and disconnected at a high frequency, wherein said switch (S1, S2) is connected with a high frequency only when the current (iL2) passing through the branch of the bridge has reached a lower reversing point, i.e. a minimal value.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Betreiben von Gasentladungslampen, insbesondere von Hochdruck-Gasentladungslampen, welche in elektronischen Vorschaltgeräten für entsprechende Gasentladungslampen zum Einsatz kommt.The present invention relates to a circuit arrangement for operating Gas discharge lamps, in particular high-pressure gas discharge lamps, which are used in electronic ballasts for corresponding gas discharge lamps is coming.

Hochdruck-Gasentladungslampen unterscheiden sich von Niederdruck- Gasentladungslampen unter anderem dadurch, daß sie höhere Zündspannungen benötigen und sich ihre Farbtemperatur mit der jeweils zugeführten Lampenleistung ändert. Die letztgenannte Eigenschaft hat zur Folge, daß Hochdruck- Gasentladungslampen nur schwer oder nicht dimmbar sind. Vielmehr muß zur Erhaltung der Farbtemperatur der Hochdruck-Gasentladungslampe die der jeweiligen Lampe zugeführte Energie durch eine entsprechende Regelung konstant gehalten werden. Ein elektronisches Vorschaltgerät für Hochdruck-Gasentladungslampen muß demnach zum einen eine hohe Zündspannung erzeugen und zum anderen die Möglichkeit bieten, die der Lampe zugeführte Leistung konstant zu halten.High pressure gas discharge lamps differ from low pressure Gas discharge lamps, among other things, in that they have higher ignition voltages need and their color temperature with the lamp power supplied in each case changes. The latter property means that high pressure Gas discharge lamps are difficult or not dimmable. Rather, the Preservation of the color temperature of the high pressure gas discharge lamp that of the respective one Energy supplied to the lamp is kept constant by a corresponding regulation become. An electronic ballast for high pressure gas discharge lamps is required accordingly on the one hand generate a high ignition voltage and on the other hand the Offer the possibility of keeping the power supplied to the lamp constant.

Bekannte elektronische Vorschaltgeräte für Hochdruck-Gasentladungslampen basieren auf einer Vollbrückenschaltung, die vier steuerbare elektronische Schalter umfaßt. Dieses Prinzip soll nachfolgend anhand Fig. 4 erläutert werden, wobei die in Fig. 4 gezeigte Schaltung beispielsweise aus der WO-A-86/04752 bekannt ist.Known electronic ballasts for high-pressure gas discharge lamps are based on a full-bridge circuit which comprises four controllable electronic switches. This principle will be explained below with reference to Fig. 4, the circuit shown in Fig. 4 is for example known from WO-A-86 / 04,752th

Wie bereits erwähnt worden ist, umfaßt diese bekannte Schaltung zum Ansteuern einer Gasentladungslampe EL, insbesondere einer Hochdruck-Gasentladungslampe, eine Vollbrücke mit vier steuerbaren Schaltern S1-S4, die gemäß der zuvor genannten Druckschrift insbesondere durch Bipolartransistoren gebildet sind. In dem Brückenzweig dieser Vollbrücke ist ein Serienresonanzkreis bestehend aus einer Spule L1 und einem Kondensator C1 geschaltet, wobei die anzusteuernde Gasentladungslampe EL parallel zu dem Kondensator C1 angeordnet ist. Die Vollbrücke wird mit einer Gleichspannung U₀ gespeist. Zu den Schaltern bzw. Transistoren S1-S4 sind Freilaufdioden parallel geschaltet, die jedoch der Einfachheit halber in Fig. 4 nicht dargestellt sind. Zum Betreiben der Gasentladungslampe EL wird in der WO-A- 86/04752 vorgeschlagen, während einer ersten Betriebsphase den Schalter S4 zu schließen und die Schalter S2 und S3 zu öffnen. Des weiteren wird während dieser ersten Betriebsphase der Schalter S1 mit einer hohen Taktfrequenz abwechselnd ein- und ausgeschaltet. Während der Einschaltdauer des Schalters S1 fließt ein Gleichstrom über den Schalter S1, die Spule bzw. Drossel L1, die Gasentladungslampe EL und den während dieser Betriebsphase stets geschlossenen Schalter S4. Durch Öffnen des Transistors S1 wird der Stromfluß unterbrochen und die in der Spule L1 durch den Stromfluß zuvor aufgebaute magnetische Energie in elektrische Energie umgesetzt, die eine Gegenspannung liefert, welche bis zum nächsten Einschaltzeitpunkt des Schalters S1 den Stromfluß durch die Gasentladungslampe EL in gleicher Richtung aufrecht erhält, wobei die in der Spule L1 gespeicherte Energie abgebaut wird. Durch erneutes Einschalten des Schalters S1 wird erneut der zuvor beschriebene Stromkreis geschlossen, so daß sich der oben erwähnte Vorgang wiederholt. Während dieser ersten Betriebsphase, in der die Schalter S2 und S3 dauerhaft geöffnet und der Schalter S4 dauerhaft geschlossen ist und der Schalter S1 hochfrequent abwechselnd geöffnet und geschlossen wird, wird die Gasentladungslampe EL stets in gleicher Richtung vom Strom durchflossen. Dies führt dazu, daß die Gasentladungslampe EL während ihres Betriebs weniger flackert und eine höhere Lichtausbeute möglich ist. Beim dauerhaften Betrieb mit der Gleichspannung U₀ können sich jedoch im Elektrodenbereich der Gasentladungslampe EL Ablagerungen ansammeln, welche durch den stets in gleiche Richtung strömenden Elektronenfluß verursacht werden. Um diese Ablagerungen zu vermeiden, wird die Gasentladungslampe EL wiederholt niederfrequent umgepolt. Dies geschieht dadurch, daß während einer zweiten Betriebsphase nunmehr die Schalter bzw. Transistoren S1 und S4 dauerhaft geöffnet und der Schalter S3 dauerhaft geschlossen wird. Des weiteren wird während dieser zweiten Betriebsphase der Schalter S2 hochfrequent abwechselnd ein- und ausgeschaltet, so daß sich im Prinzip dieselbe Betriebsweise wie während der zuvor beschriebenen ersten Betriebsphase einstellt, wobei jedoch während der zweiten Betriebsphase der Stromfluß durch die Gasentladungslampe EL umgekehrt ist.As has already been mentioned, this known circuit for driving a gas discharge lamp EL, in particular a high-pressure gas discharge lamp, comprises a full bridge with four controllable switches S1-S4, which are formed in particular by bipolar transistors in accordance with the aforementioned publication. A series resonance circuit consisting of a coil L1 and a capacitor C1 is connected in the bridge branch of this full bridge, the gas discharge lamp EL to be controlled being arranged in parallel with the capacitor C1. The full bridge is fed with a direct voltage U ₀ . Free-wheeling diodes are connected in parallel to the switches or transistors S1-S4, but are not shown in FIG. 4 for the sake of simplicity. To operate the gas discharge lamp EL, WO-A-86/04752 proposes closing switch S4 and opening switches S2 and S3 during a first operating phase. Furthermore, switch S1 is alternately switched on and off with a high clock frequency during this first operating phase. During the on period of the switch S1, a direct current flows through the switch S1, the coil or choke L1, the gas discharge lamp EL and the switch S4, which is always closed during this operating phase. By opening the transistor S1, the current flow is interrupted and the magnetic energy previously built up in the coil L1 by the current flow is converted into electrical energy, which supplies a counter-voltage which maintains the current flow through the gas discharge lamp EL in the same direction until the next switch-on time of the switch S1 receives, whereby the energy stored in the coil L1 is reduced. By switching switch S1 on again, the circuit described above is closed again, so that the above-mentioned process is repeated. During this first operating phase, in which the switches S2 and S3 are permanently open and the switch S4 is permanently closed and the switch S1 is opened and closed alternately at high frequency, the gas discharge lamp EL is always flowed through in the same direction by the current. This means that the gas discharge lamp EL flickers less during its operation and a higher luminous efficiency is possible. During continuous operation with the direct voltage U ₀ , however, deposits can accumulate in the electrode area of the gas discharge lamp EL, which deposits are caused by the electron flow always flowing in the same direction. In order to avoid these deposits, the gas discharge lamp EL is repeatedly reversed at a low frequency. This is done in that the switches or transistors S1 and S4 are now opened permanently and the switch S3 is closed permanently during a second operating phase. Furthermore, the switch S2 is alternately switched on and off at a high frequency during this second operating phase, so that in principle the same mode of operation is established as during the previously described first operating phase, but the current flow through the gas discharge lamp EL is reversed during the second operating phase.

Zusammenfassend kann demnach festgestellt werden, daß die in Fig. 4 gezeigt Vollbrücke im Prinzip mit der Gleichspannung U₀ betrieben wird, wobei jedoch durch das niederfrequente Umpolen zwischen den Brückendiagonalen S1-S4 bzw. S2-S3, d. h. durch das niederfrequente Umschalten zwischen den beiden zuvor beschriebenen ersten und zweiten Betriebsphasen, der Gasentladungslampe EL und der Drossel L1 ein niederfrequenter Wechselstrom zugeführt wird, dessen Frequenz der Umpolfrequenz entspricht. Während der beiden Betriebsphasen wird entweder der Schalter S1 oder der Schalter S2 hochfrequent abwechselnd ein- und ausgeschaltet. Das Größenverhältnis zwischen der Taktfrequenz, mit der die Schalter S1 bzw. S2 abwechselnd ein- und ausgeschaltet werden, und der deutlich niedrigeren Umpolfrequenz sollte möglichst groß gewählt werden, und kann beispielsweise 1000 : 1 betragen. Je größer dieses Verhältnis ist, umso kleiner kann die Drossel bzw. Spule L1 dimensioniert werden. Aufgrund des hochfrequenten Umschaltens der Schalter S1 bzw. S2 wird ein entsprechend hochfrequenter Strom erzeugt, der durch die Drossel L1 fließt. Die zur Begrenzung des Lampenstroms dienende Drossel kann daher kleiner dimensioniert werden als im Fall, wenn sie von einem niederfrequenten Strom durchflossen werden würde.In summary, it can therefore be stated that the full bridge shown in FIG. 4 is operated in principle with the direct voltage U ₀ , but with the low-frequency polarity reversal between the bridge diagonals S1-S4 and S2-S3, that is, with the low-frequency switching between the two First and second operating phases described above, a low-frequency alternating current is supplied to the gas discharge lamp EL and the choke L1, the frequency of which corresponds to the polarity reversal. During the two operating phases, either switch S1 or switch S2 is alternately switched on and off at a high frequency. The size ratio between the clock frequency with which the switches S1 and S2 are alternately switched on and off and the significantly lower polarity reversal frequency should be chosen to be as large as possible, and can be, for example, 1000: 1. The greater this ratio, the smaller the choke or coil L1 can be dimensioned. Due to the high-frequency switching of the switches S1 and S2, a correspondingly high-frequency current is generated which flows through the choke L1. The choke serving to limit the lamp current can therefore be dimensioned smaller than in the case when it would be traversed by a low-frequency current.

Das Zünden der in Fig. 4 gezeigten Gasentladungslampe EL erfolgt mit Hilfe des durch die Drossel L1 und den Kondensator C1 gebildeten Serienresonanzkreises, wobei zum Zünden ein Betrieb der Gasentladungslampe EL mit einer Frequenz erforderlich ist, die in der Nähe der Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises liegt. Ist dies der Fall, tritt an der Gasentladungslampe EL eine Spannungsüberhöhung auf, die zum Zünden der Gasentladungslampe führt.The gas discharge lamp EL shown in FIG. 4 is ignited with the aid of the series resonance circuit formed by the choke L1 and the capacitor C1, operation of the gas discharge lamp EL having a frequency which is close to the resonance frequency of the series resonance circuit being required for the ignition. If this is the case, a voltage surge occurs at the gas discharge lamp EL, which leads to the ignition of the gas discharge lamp.

Aus der EP-A2-0740 492 ist eine ähnliche Schaltungsanordnung zum Zünden und Betreiben einer Gasentladungslampe, insbesondere einer Hochdruck- Gasentladungslampe, bekannt. Zum Zünden bzw. Betreiben der Gasentladungslampe wird in dieser Druckschrift vorgeschlagen, mit Hilfe einer entsprechenden Steuerschaltung die in den Brückendiagonalen angeordneten Schalter S1, S4 bzw.. S2, S3 der Vollbrücke während einer ersten Betriebsphase komplementär mit einer relativ hohen Frequenz zu steuern, bis die Gasentladungslampe zündet. Anschließend schaltet die Steuerschaltung in eine zweite Betriebsphase (Nominalbetriebsphase) um, in der die Steuerschaltung die Schalter S1-S4 der Vollbrückenanordnung komplementär mit einer relativ niedrigen Frequenz ansteuert. Zudem wird gemäß dieser Druckschrift eine Regeleinrichtung verwendet, die ausgangsseitig über eine Kapazität mit der Vollbrücke derart gekoppelt ist, daß die Vollbrücke parallel zu der Kapazität angeordnet ist. Die Regeleinrichtung dient zudem zur Spannungsversorgung der Vollbrücke und regelt insbesondere die der Gasentladungslampe zugeführte Leistung. Zu diesem Zweck wird die an den Ausgangsklemmen der Regeleinrichtung anliegende Spannung sowie der augenblicklich fließende Strom gemessen, die entsprechenden Werte werden multipliziert und der gebildete Istwert als Istwert der Lampenleistung der Regeleinrichtung zugeführt. Die zuvor erwähnte Steuerschaltung ist mit der Regeleinrichtung verbunden und gibt den Sollwert der Ausgangsleistung der Regeleinrichtung vor, wobei die Steuerschaltung insbesondere während der oben beschriebenen ersten Betriebsphase (Anlaufbetriebsphase) den Sollwert anhebt, damit die Regeleinrichtung der Vollbrücke eine höhere Ausgangsleistung zuführen kann. Die Zündung der Gasentladungslampe kann durch eine Zündvorrichtung erfolgen, die mit der im Brückenzweig angeordneten Induktivität L1 gekoppelt ist. Alternativ kann die Gasentladungslampe durch Verwendung der in Fig. 4 gezeigten und der Gasentladungslampe EL parallel geschalteten Kapazität C1 gezündet werden, die zusammen mit der Induktivität L1 einen Serienresonanzkreis bildet. A similar circuit arrangement for igniting and operating a gas discharge lamp, in particular a high-pressure gas discharge lamp, is known from EP-A2-0740 492. To ignite or operate the gas discharge lamp, it is proposed in this document to use a corresponding control circuit to control the switches S1, S4 and S2, S3 of the full bridge arranged in the bridge diagonals during a first operating phase, at a relatively high frequency, until the Gas discharge lamp ignites. The control circuit then switches to a second operating phase (nominal operating phase), in which the control circuit drives the switches S1-S4 of the full-bridge arrangement in a complementary manner with a relatively low frequency. In addition, according to this document, a control device is used which is coupled on the output side to the full bridge via a capacitance such that the full bridge is arranged parallel to the capacitance. The control device also serves to supply the full bridge with voltage and, in particular, controls the power supplied to the gas discharge lamp. For this purpose, the voltage present at the output terminals of the control device and the instantaneously flowing current are measured, the corresponding values are multiplied and the actual value formed is fed to the control device as the actual value of the lamp power. The aforementioned control circuit is connected to the control device and specifies the target value of the output power of the control device, the control circuit raising the target value in particular during the above-described first operating phase (start-up operating phase) so that the control device can supply the full bridge with a higher output power. The gas discharge lamp can be ignited by an ignition device which is coupled to the inductance L1 arranged in the bridge branch. Alternatively, the gas discharge lamp can be ignited by using the capacitor C1 shown in FIG. 4 and the gas discharge lamp EL connected in parallel, which together with the inductor L1 forms a series resonant circuit.

Eine weitere Schaltungsanordnung zum Zünden und Betreiben von Gasentladungslampen, insbesondere von Metallhalogen-Hochdruck- Gasentladungslampen, die aus der GB-A-2319 677 bekannt ist, ist in Fig. 5 dargestellt. Auch diese Schaltungsanordnung umfaßt vier zu einer Vollbrücke verschaltete steuerbare Schalter S1-S4, die durch Bipolartransistoren oder Feldeffekttransistoren gebildet sein können. Im Brückenzweig dieser Vollbrückenschaltung befindet sich eine Gasentladungslampe EL sowie ein durch eine Induktivität L1 und eine Kapazität C1 gebildeter Serienresonanzkreis. Zum Starten, d. h. Zünden, der Gasentladungslampe EL wird die Vollbrücke mit Hilfe einer entsprechenden Steuerschaltung, welche die einzelnen Schalter S1-S4 über entsprechende Brückentreiber einzeln ansteuern kann, mit einer relativ hohen Frequenz betrieben, die im Bereich 20-40 kHz liegen kann. Diese hohe Frequenz ist insbesondere derart gewählt, daß sie in der Nähe der Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises, bestehend aus der Induktivität L1 und der Kapazität C1, liegt, so daß nach einer gewissen Zeit die Gasentladungslampe EL zündet. Das Zünden der Gasentladungslampe El kann beispielsweise durch Überwachen des Lampenstroms oder durch Überwachen der Lampenhelligkeit erfaßt werden. Sobald die Zündung der Gasentladungslampe EL erfaßt worden ist, wird die Vollbrücke auf eine niedrige Betriebsfrequenz, die insbesondere im Bereich 50-200 Hz liegen kann, umgeschaltet, um die Lampe zu betreiben. Wie Fig. 5 entnommen werden kann, umfaßt die aus dieser Druckschrift bekannte Schaltungsanordnung zudem einen als Zünd- oder Spartransformator bezeichneten Transformator, dessen Primärwicklung L2 in Serie mit der Kapazität C1 des Serienresonanzkreises angeordnet ist, während die Sekundärwicklung in Serie mit der Gasentladungslampe EL geschaltet ist. Dieser Transformator mit den Induktivitäten L2 und L3 dient dazu, bei Auftreten eines Stromflusses durch den Kondensator C1 (was insbesondere bei Anliegen der hohen Zündfrequenz der Fall ist) eine erhöhte Spannung in der Sekundärspule L3 zu erzeugen, die an die Gasentladungslampe EL angelegt wird. Auf diese Weise kann das Zünden sowie der Betrieb der Gasentladungslampe EL erleichtert werden.A further circuit arrangement for igniting and operating gas discharge lamps, in particular metal-halogen high-pressure gas discharge lamps, which is known from GB-A-2319 677, is shown in FIG. 5. This circuit arrangement also comprises four controllable switches S1-S4 connected to form a full bridge, which can be formed by bipolar transistors or field-effect transistors. In the bridge branch of this full bridge circuit there is a gas discharge lamp EL and a series resonance circuit formed by an inductance L1 and a capacitor C1. To start, ie ignite, the gas discharge lamp EL, the full bridge is operated at a relatively high frequency, which can be in the range 20-40 kHz, with the aid of a corresponding control circuit, which can individually control the individual switches S1-S4 via corresponding bridge drivers. This high frequency is chosen in particular in such a way that it lies in the vicinity of the resonance frequency of the series resonance circuit, consisting of the inductance L1 and the capacitance C1, so that the gas discharge lamp EL ignites after a certain time. The ignition of the gas discharge lamp E1 can be detected, for example, by monitoring the lamp current or by monitoring the lamp brightness. As soon as the ignition of the gas discharge lamp EL has been detected, the full bridge is switched to a low operating frequency, which can be in particular in the range 50-200 Hz, in order to operate the lamp. As can be seen from FIG. 5, the circuit arrangement known from this document also comprises a transformer, known as an ignition or autotransformer, whose primary winding L2 is arranged in series with the capacitance C1 of the series resonant circuit, while the secondary winding is connected in series with the gas discharge lamp EL . This transformer with inductors L2 and L3 serves to generate an increased voltage in the secondary coil L3, which is applied to the gas discharge lamp EL, when a current flows through the capacitor C1 (which is particularly the case when the high ignition frequency is present). In this way, the ignition and the operation of the gas discharge lamp EL can be facilitated.

Die in Fig. 5 gezeigte Schaltungsanordnung, bei der ein Spartransformator verwendet wird, dessen Primärwicklung L2 in Serie mit der Serienresonanzkreiskapazität C1 und dessen Sekundärwicklung L3 in Serie mit der Gasentladungslampe EL geschaltet ist, hat jedoch den Nachteil, daß auch ein durch die Vollbrücke fließender Rippelstrom hochtransformiert wird und dementsprechend den Lampenstrom negativ beeinflußt. Die aus der EP-A2-0740 492 bekannte Schaltungsanordnung, welche ebenfalls zuvor diskutiert worden ist, ermöglicht zwar eine Regelung bzw. Konstanthaltung der der Vollbrücke zugeführten Leistung, benötigt jedoch hierfür eine relativ große Anzahl von Bauelementen, so daß die Schaltungsanordnung relativ komplex und teuer ist.The circuit arrangement shown in FIG. 5, in which an autotransformer is used, the primary winding L2 of which is connected in series with the series resonant circuit capacitance C1 and the secondary winding L3 of which is connected in series with the gas discharge lamp EL, has the disadvantage, however, that a ripple current flowing through the full bridge is transformed up and accordingly negatively influences the lamp current. The circuit arrangement known from EP-A2-0740 492, which has also been discussed previously, allows regulation or maintenance of the power supplied to the full bridge, but requires a relatively large number of components for this, so that the circuit arrangement is relatively complex and expensive is.

Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine verbesserte Schaltungsanordnung zum Zünden bzw. Betreiben von Gasentladungslampen, insbesondere von Hochdruck-Gasentladungslampen, vorzuschlagen, welche die zuvor beschriebenen Probleme vermeidet. Insbesondere soll eine Schaltungsanordnung vorgeschlagen werden, die einerseits eine Konstanthaltung der der Lampe zugeführten Leistung ermöglicht, jedoch andererseits mit weniger Bauelementen als die aus der EP-A2-0740 492 bekannte Schaltungsanordnung auskommt und dementsprechend billiger zu realisieren ist. Darüber hinaus soll die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ein sicheres Zünden der Gasentladungslampe ermöglichen, weil insbesondere nach dem Zünden gewährleistet sein soll, daß der Lampenstrom nicht störend beeinflußt wird.The present invention is therefore based on the object of an improved Circuit arrangement for igniting or operating gas discharge lamps, in particular of high pressure gas discharge lamps, which propose the previously avoids problems described. In particular, a circuit arrangement be proposed, on the one hand, keeping the lamp supplied constant Performance enabled, but on the other hand with fewer components than that from the EP-A2-0740 492 known circuit arrangement gets along and accordingly is cheaper to implement. In addition, the invention Circuit arrangement enable safe ignition of the gas discharge lamp because especially after ignition should be ensured that the lamp current is not is disturbed.

Die zuvor genannte Aufgabe wird gemäß der vorliegenden Erfindung durch eine Schaltungsanordnung mit Merkmalen der Ansprüche 1, 26 oder 29 gelöst. Die Unteransprüche beschreiben jeweils bevorzugte und vorteilhafte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung.The aforementioned object is achieved according to the present invention by a Circuit arrangement with features of claims 1, 26 or 29 solved. The Sub-claims each describe preferred and advantageous embodiments of the present invention.

Gemäß Anspruch 1 wird die Gasentladungslampe analog zu dem bekannten Stand der Technik mit einer Vollbrückenschaltung derart betrieben, daß mit einer relativ niedrigen Frequenz zwischen den beiden Brückendiagonalen umgeschaltet wird, wobei jeweils die Schalter der einen Brückendiagonale ein- und die Schalter der anderen Brückendiagonale ausgeschaltet sind. Darüber hinaus wird zumindest ein Schalter der aktivierten Brückendiagonale mit einer relativ hohen Frequenz abwechselnd ein- und ausgeschaltet, wobei gemäß der vorliegenden Erfindung dieser hochfrequent geschaltete Schalter stets dann geschlossen wird, wenn der über den Brückenzweig der Vollbrücke fließende Zweigstrom ein Minimum, d. h. einen unteren Umkehrpunkt erreicht hat. Das Öffnen dieses hochfrequent geschalteten Schalters kann beliebig gewählt werden, wobei der Zeitpunkt des Öffnens insbesondere die der Gasentladungslampe zugeführte Leistung regelt. Das Einschalten des hochfrequent geschalteten Schalters im unteren Umkehrpunkt des über den Brückenzweig fließenden Stromes, der insbesondere in der Nähe des Stromwerts Null liegt, ermöglicht, daß der jeweils hochfrequent geschaltete Schalter geschont wird, da ihm zu diesem Zeitpunkt nahezu die Leistung Null zugeführt wird. Des weiteren können aufgrund dieser Maßnahme als steuerbare Schalter der Vollbrücke auch Feldeffekttransistoren mit integrierten Freilaufdioden verwendet werden, bei denen eine relativ lange Zeitspanne benötigt wird, um die Elektronen aus der Sperrschicht der jeweiligen Freilaufdiode auszuräumen. Derartige Feldeffekttransistoren sind jedoch bedeutend billiger als ebenfalls auf dem Markt erhältliche Feldeffekttransistoren mit relativ kurzen Ausräumzeiten, wie z. B. IGBTs, so daß die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung mit billigeren Bauelementen auskommt. Entsprechend einer Weiterbildung der Erfindung kann das Absenken des im Brückenzweig fließenden Stromes teilweise beschleunigt werden, indem neben dem hochfrequent geschalteten Schalter auch der zweite Schalter der aktivierten Brückendiagonale nach einem vorgegebenen Zeitraum geöffnet wird.According to claim 1, the gas discharge lamp is analogous to the known state of the Technology operated with a full bridge circuit such that with a relatively low Frequency is switched between the two bridge diagonals, the respectively Switch on the one diagonal of the bridge and the switches of the other Bridge diagonal are switched off. In addition, at least one of the switches activated diagonal with a relatively high frequency alternately on and turned off, according to the present invention, this high-frequency switched Switch is always closed when the over the bridge branch of the full bridge flowing branch stream a minimum, d. H. has reached a lower reversal point. The Opening of this high-frequency switch can be chosen arbitrarily, whereby the time of opening in particular that supplied to the gas discharge lamp Performance regulates. Switching on the high-frequency switch in the lower Reversal point of the current flowing over the bridge branch, which in particular in the The current value is close to zero, which enables the high-frequency switch in each case Switch is spared, since at this point the power is almost zero becomes. Furthermore, due to this measure, the controllable switch Full bridge also uses field effect transistors with integrated free-wheeling diodes that take a relatively long time to get the electrons out clear the barrier layer of the respective freewheeling diode. Such However, field effect transistors are significantly cheaper than also on the market Available field effect transistors with relatively short clearing times, such as. B. IGBTs, see above that the circuit arrangement according to the invention with cheaper components gets along. According to a development of the invention, the lowering of the Bridge branch flowing current can be partially accelerated by next to the high-frequency switch also the second switch of the activated Bridge diagonal is opened after a predetermined period.

Die Überwachung des im Brückenzweig der Vollbrücke fließenden Zweigstroms erfolgt insbesondere mit Hilfe einer in den Brückenzweig geschalteten Induktivität, die Bestandteil eines Serienresonanzkreises ist, der im Brückenzweig mit der zu steuernden Gasentladungslampe gekoppelt ist. Durch eine induktive Kopplung mit dieser Induktivität kann der untere Umkehrpunkt des Zweigstroms bestimmt werden. Die momentane Höhe des durch diese Induktivität fließenden Zweigstroms kann über einen Shunt-Widerstand bestimmt werden, der mit der Vollbrücke gekoppelt ist.The branch current flowing in the bridge branch of the full bridge is monitored especially with the help of an inductance connected in the bridge branch, the Part of a series resonance circuit that is in the bridge branch with the one to be controlled Gas discharge lamp is coupled. Through an inductive coupling with this Inductance, the lower reversal point of the branch current can be determined. The current level of the branch current flowing through this inductance can be via a Shunt resistance can be determined, which is coupled to the full bridge.

Nach dem Zünden und vor dem Normalbetrieb der Gasentladungslampe wird gemäß Anspruch 26 eine Aufwärmphase durchgeführt. Es ist eine bekannte Eigenschaft von Hochdruck-Gasentladungslampen, daß diese bis zur vollständigen Erwärmung auf Betriebstemperatur ein relativ schlecht kontrollierbares und instabiles Verhalten aufweisen. Die vollständige Erwärmung tritt etwa nach ein bis zwei Minuten ein. In der Erwärmungsphase (mit einer Lampenspannung von ca. 20 Volt) ist die an der Gasentladungslampe anliegende Spannung geringer als im Normalbetrieb (mit einer Lampenspannung von ca. 80-90 Volt). Würde das elektronische Vorschaltgerät bzw. die Schaltungsanordnung in der Aufwärmphase wie im Normalbetrieb betrieben werden, hätte dies zur Folge, daß ein geringerer Lampenstrom über die im Brückenzweig befindliche Induktivität fließt, so daß ggf. keine zuverlässige Aussage über den zuvor erwähnten Zweigstrom getroffen werden kann. Aus diesem Grunde wird gemäß der vorliegenden Erfindung vorgeschlagen, während der Aufwärmphase die Schalter der beiden Brückendiagonalen hochfrequent ein- und auszuschalten. Nach Abschluß der Aufwärmphase wird dann in den zuvor beschriebenen Normalbetrieb umgeschaltet.After ignition and before normal operation of the gas discharge lamp, according to Claim 26 performed a warm-up phase. It is a well known property of High pressure gas discharge lamps so that they are fully heated up Operating temperature a relatively difficult to control and unstable behavior exhibit. Complete warming occurs after about one to two minutes. In the Warming phase (with a lamp voltage of approx. 20 volts) is the on Gas discharge lamp applied voltage lower than in normal operation (with a Lamp voltage of approx. 80-90 volts). Would the electronic ballast or the circuit arrangement operated in the warm-up phase as in normal operation would have the consequence that a lower lamp current over the in Bridge branch inductance flows, so that possibly no reliable statement can be met via the previously mentioned branch stream. For this reason proposed according to the present invention, during the warm-up phase Switch the switches of the two bridge diagonals on and off at high frequency. To Completion of the warm-up phase is then in the normal operation described above switched.

Zum Zünden der Gasentladungslampe wird gemäß Anspruch 29 vorgeschlagen, zwei miteinander gekoppelte Schalter, die in unterschiedlichen Brückendiagonalen der Vollbrücke angeordnet sind, zu öffnen, während die anderen Schalter abwechselnd hochfrequent geöffnet und geschlossen werden. Diese hohe Frequenz, mit der die beiden zuletzt genannten Schalter abwechselnd geöffnet und geschlossen werden, wird insbesondere derart gewählt, daß sie in der Nähe der Resonanzfrequenz des im Brückenzweig der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung angeordneten Serienresonanzkreises liegt, so daß die anzusteuernde Gasentladungslampe sicher zünden kann. Auch bei der vorliegenden Erfindung kommt ein Spartransformatorprinzip zum Einsatz, wobei jedoch hierzu die Induktivität des Serienresonanzkreises verwendet wird und die Kapazität des Serienresonanzkreises an einen Anzapfungspunkt dieser Induktivität angreift. Auf diese Weise wird die an der einen Spulenhälfte abfallende Spannung auf die lampenseitige Spulenhälfte hochtransformiert, so daß eine erhöhte Zündspannung für die Gasentladungslampe realisiert werden kann.For igniting the gas discharge lamp, two are proposed according to claim 29 interconnected switches that are in different bridge diagonals Full bridge are arranged to open while the other switches take turns open and close at high frequency. This high frequency with which the the latter two switches are opened and closed alternately in particular chosen such that they are close to the resonance frequency of the im Bridge branch of the circuit arrangement according to the invention arranged Serial resonance circuit is located, so that the gas discharge lamp to be controlled is safe can ignite. The present invention also comes into play Autotransformer principle is used, but the inductance of the Series resonance circuit is used and the capacity of the series resonance circuit attacks a tap point of this inductance. In this way, the a coil half falling voltage on the lamp side coil half stepped up so that an increased ignition voltage for the gas discharge lamp can be realized.

Während des zuvor beschriebenen niederfrequenten Betriebs der Schaltungsanordnung, der beispielsweise bei Schaltfrequenzen zwischen 80-150 Hz erfolgt, entsteht zwangsläufig ein Brummen. Das Brummen mit dieser niedrigen Frequenz ist an sich relativ leise und nicht sehr störend. Störend wirken sich dagegen die Oberwellen aus, die durch die steilen Flanken an den Umschaltzeitpunkten erzeugt werden. Aus diesem Grunde wird gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel vorgeschlagen, diese Umschaltflanken flacher auszugestalten, wobei dies insbesondere durch eine Reduzierung der Stromspitzen des im Brückenzweig fließenden Zweigstroms vor und nach dem Umschalten realisiert wird. Diese Reduzierung der Stromspitzen kann beispielsweise durch hard- oder softwaremäßige Anpassung der Steuerschaltung der Schaltungsanordnung durchgeführt werden.During the low-frequency operation of the circuit arrangement described above, which occurs, for example, at switching frequencies between 80-150 Hz inevitably a hum. The hum at this low frequency is in itself relatively quiet and not very annoying. In contrast, the harmonics have a disruptive effect, generated by the steep flanks at the changeover times. For this Basically, it is proposed according to a preferred embodiment Shaping switching edges flatter, this in particular by a Reduction of the current peaks of the branch current flowing in the bridge branch before and after switching is realized. This reduction in current peaks can for example by hardware or software adaptation of the control circuit of the Circuit arrangement are carried out.

Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend anhand bevorzugter Ausführungsbeispiele unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung näher beschrieben.The present invention is described below on the basis of preferred exemplary embodiments described in more detail with reference to the accompanying drawing.

Fig. 1 zeigt ein Schaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, Fig. 1 shows a circuit diagram of a circuit arrangement according to the invention according to a preferred embodiment of the present invention,

Fig. 2a zeigt ein erstes Diagramm, welches zeitabhängige Spannungs- und Stromverläufe in der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung darstellt, Fig. 2a shows a first diagram showing time-dependent voltage and current waveforms as shown in Fig. 1 illustrated circuit arrangement constitutes,

Fig. 2b zeigt ein zweites Diagramm, welches den zeitabhängigen Stromverlauf und Schaltzustände in der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung entsprechend einer Weiterbildung darstellt, FIG. 2b shows a second diagram showing the time-dependent current flow and switching states in the embodiment shown in Fig. 1 circuit arrangement according to a development,

Fig. 3 zeigt ein elektronisches Vorschaltgerät, bei dem die in Fig. 1 gezeigte Schaltungsanordnung eingesetzt ist, Fig. 3 shows an electronic ballast, in which the circuit arrangement shown in Fig. 1 is employed,

Fig. 4 zeigt eine Schaltungsanordnung gemäß dem bekannten Stand der Technik, und Fig. 4 shows a circuit arrangement according to the known prior art, and

Fig. 5 zeigt eine weitere Schaltungsanordnung gemäß dem bekannten Stand der Technik. Fig. 5 shows a further circuit arrangement according to the known prior art.

Die in Fig. 1 gezeigte Schaltungsanordnung umfaßt steuerbare Schalter S1-S4, die zu einer Vollbrücke verschaltet sind. An die Vollbrücke ist eine Gleichspannung U₀ angelegt, die von einer geeigneten Gleichspannungsquelle des entsprechenden elektronischen Vorschaltgeräts, in dem die Schaltungsanordnung verwendet wird, stammt. Zu den Schaltern S1-S4 sind jeweils Freilaufdioden parallel geschaltet, wobei der Einfachheit halber in Fig. 1 lediglich die dem Schalter S1 parallel geschaltete Freilaufdiode D1 dargestellt ist. Als Schalter S1-S4 werden vorzugsweise Feldeffekttransistoren verwendet, die die Freilaufdioden bereits enthalten. In dem Brückenzweig der in Fig. 1 gezeigten Vollbrücke ist eine anzusteuernde Gasentladungslampe EL, insbesondere eine Hochdruck-Gasentladungslampe, angeordnet. Die in Fig. 1 gezeigte Schaltungsanordnung ist insbesondere für den Betrieb von Metallhalogen-Hochdruck-Gasentladungslampen geeignet, die besonders hohe Zündspannungen benötigen. Wie bereits eingangs erwähnt worden ist, unterscheiden sich Hochdruck-Gasentladungslampen von Niederdruck- Gasentladungslampen insbesondere dadurch, daß sie höhere Zündspannungen benötigen und in ihrem kleineren Lampenkörper ein höherer Druck auftritt. Des weiteren weisen Hochdruck-Gasentladungslampen eine höhere Leuchtdichte auf, wobei sich jedoch die Farbtemperatur der jeweiligen Hochdruck-Gasentladungslampe mit der zugeführten Leistung ändert. Elektronische Vorschaltgeräte für Hochdruck-Gasentladungslampen sollten daher einerseits hohe Zündspannungen bereitstellen und andererseits eine Konstanthaltung der zugeführten Leistung ermöglichen.The circuit arrangement shown in FIG. 1 comprises controllable switches S1-S4 which are connected to form a full bridge. A DC voltage U _{0 is} applied to the full bridge, which comes from a suitable DC voltage source of the corresponding electronic ballast in which the circuit arrangement is used. Free-wheeling diodes are connected in parallel with the switches S1-S4, for the sake of simplicity only the free-wheeling diode D1 connected in parallel with the switch S1 is shown in FIG. 1. Field-effect transistors which already contain the free-wheeling diodes are preferably used as switches S1-S4. A gas discharge lamp EL to be controlled, in particular a high-pressure gas discharge lamp, is arranged in the bridge branch of the full bridge shown in FIG. 1. The circuit arrangement shown in FIG. 1 is particularly suitable for the operation of metal-halogen high-pressure gas discharge lamps which require particularly high ignition voltages. As has already been mentioned at the beginning, high-pressure gas discharge lamps differ from low-pressure gas discharge lamps in particular in that they require higher ignition voltages and a higher pressure occurs in their smaller lamp body. Furthermore, high-pressure gas discharge lamps have a higher luminance, but the color temperature of the respective high-pressure gas discharge lamp changes with the power supplied. Electronic ballasts for high-pressure gas discharge lamps should therefore provide high ignition voltages on the one hand and enable the power supplied to be kept constant on the other.

Mit dem Brückenzweig der in Fig. 1 dargestellten Vollbrücke ist ein Serienresonanzkreis gekoppelt, der eine Induktivität L1 und eine Kapazität C1 umfaßt, wobei die Kapazität C1 an einen Anzapfungspunkt der Induktivität L1 angreift und über einen weiteren steuerbaren Schalter S5 parallel zu dem Schalter S4 geschaltet ist. Darüber hinaus ist eine Glättungs- oder Filterschaltung vorgesehen, die eine weitere Induktivität L2 und eine weitere Kapazität C2 aufweist, wobei diese Bauelemente wie in Fig. 1 gezeigt verschaltet sind. An die Vollbrücke ist zudem ein Widerstand R1 angeschlossen, der als Strommeß- oder Shunt-Widerstand dient.A series resonance circuit is coupled to the bridge branch of the full bridge shown in FIG. 1, which comprises an inductance L1 and a capacitance C1, the capacitance C1 acting on a tap point of the inductance L1 and being connected in parallel to the switch S4 via a further controllable switch S5 . In addition, a smoothing or filter circuit is provided, which has a further inductance L2 and a further capacitance C2, these components being connected as shown in FIG. 1. A resistor R1 is also connected to the full bridge and serves as a current measuring or shunt resistor.

Der zuvor erwähnte Serienresonanzkreis mit der Induktivität L1 und der Kapazität C1 dient in Kombination mit der weiteren Kapazität C2 insbesondere zum Zünden der Gasentladungslampe EL. Zu diesem Zweck wird der Serienresonanzkreis in Resonanz angeregt, d. h. eine der Resonanzfrequenz entsprechende Frequenz der Lampe zugeführt. Die Anregung des Resonanzkreises erfolgt durch abwechselndes Schalten der Schalter S3 und S4. Dies soll nachfolgend näher erläutert werden. The aforementioned series resonance circuit with inductance L1 and capacitance C1 is used in combination with the additional capacitance C2 in particular to ignite the Gas discharge lamp EL. For this purpose, the series resonance circuit is resonating excited, d. H. a frequency of the lamp corresponding to the resonance frequency fed. The resonance circuit is excited by switching the Switches S3 and S4. This will be explained in more detail below.

Zum Zünden der Gasentladungslampe EL werden zwei unmittelbar in Serie geschaltete Schalter, beispielsweise die Schalter S1 und S2, mit Hilfe einer geeigneten Steuerschaltung geöffnet und der Schalter S5, der sich in Serie mit der Kapazität C1 befindet, geschlossen. Die anderen beiden Schalter, beispielsweise die Schalter S3 und S4, der Vollbrücke werden abwechselnd geöffnet und geschlossen, wobei dies mit einer relativ hohen Frequenz (ca. 150 kHz) erfolgt. Die Schaltfrequenz wird langsam in Richtung auf die Resonanzfrequenz des durch die Induktivität L1 und die Kapazität C1 gebildeten Serienresonanzkreises abgesenkt. Die Zündspannung der Gasentladungslampe EL wird in der Regel bereits vor Erreichen der Resonanzfrequenz erreicht. In diesem Fall wird die Schaltfrequenz für die Schalter S3 und S4 auf dieser Frequenz gehalten bis die Lampe EL zündet. Die an der rechten Hälfte von L1 abfallende Spannung wird aufgrund des durch die Induktivität L1 realisierten Spartransformatorprinzips beispielsweise im Verhältnis 1 : 15 auf die linke Hälfte, die mit der Gasentladungslampe EL gekoppelt ist, hochtransformiert, wobei die an der linken Hälfte der Induktivität L1 auftretende Spannung die tatsächliche Zündspannung für die Gasentladungslampe EL bildet, die über die Kapazität C2 an die Lampe angelegt wird. Um das Zünden der Gasentladungslampe EL zu erfassen, wird die an dem Anzapfungspunkt der Induktivität L1 abfallende Spannung gemessen, welche proportional zur Zünd- bzw. Lampenspannung u_EL ist, da nach dem Zünden der Lampe EL diese dämpfend auf den Serienresonanzkreis einwirkt. Nach erfolgter Zündung der Gasentladungslampe EL wird der Schalter S5 für den nachfolgenden Normalbetrieb geöffnet.To ignite the gas discharge lamp EL, two switches connected directly in series, for example switches S1 and S2, are opened with the aid of a suitable control circuit and switch S5, which is in series with the capacitance C1, is closed. The other two switches, for example switches S3 and S4, of the full bridge are opened and closed alternately, this being done at a relatively high frequency (approx. 150 kHz). The switching frequency is slowly lowered in the direction of the resonance frequency of the series resonance circuit formed by the inductance L1 and the capacitance C1. The ignition voltage of the gas discharge lamp EL is usually reached before the resonance frequency is reached. In this case, the switching frequency for the switches S3 and S4 is kept at this frequency until the lamp EL ignites. The voltage falling on the right half of L1 is stepped up, for example, in a ratio of 1:15 to the left half, which is coupled to the gas discharge lamp EL, due to the autotransformer principle implemented by the inductor L1, the voltage occurring on the left half of the inductor L1 forms the actual ignition voltage for the gas discharge lamp EL, which is applied to the lamp via the capacitor C2. In order to detect the ignition of the gas discharge lamp EL, the voltage falling at the tap point of the inductance L1 is measured, which voltage is proportional to the ignition or lamp voltage u _EL , since after the lamp EL has been ignited, it has a damping effect on the series resonant circuit. After the gas discharge lamp EL has been ignited, the switch S5 is opened for the subsequent normal operation.

Ergänzend ist zu bemerken, daß der Schalter S5 für die Funktionsfähigkeit der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung nicht unbedingt erforderlich ist. Vielmehr könnte der Schalter S5 auch nach erfolgter Zündung der Gasentladungslampe EL geschlossen bleiben oder grundsätzlich durch eine entsprechende Überbrückung ersetzt sein. Mit Hilfe des Schalters S5, der nach erfolgter Zündung der Gasentladungslampe EL geöffnet wird, ist jedoch ein saubererer Betrieb der Gasentladungslampe EL möglich. Des weiteren ist zu bemerken, daß die Zündspule L1 insbesondere derart ausgelegt ist, daß sie im nachfolgend noch näher erläuterten Normalbetrieb in der Sättigung arbeitet und somit den Rest der Schaltung nicht beeinflußt. Dies kann beispielsweise dadurch erreicht werden, daß als Zündspule L1 eine Spule mit einem Eisenkern verwendet wird, der im Normalbetrieb in der Sättigung betrieben wird, so daß die Spule L1 nach dem Zünden der Gasentladungslampe EL im Normalbetrieb lediglich eine vernachlässigbare Induktivität bildet. Im Normalbetrieb ist somit lediglich die ebenfalls im Brückenzweig vorgesehene Induktivität L2 strombegrenzend wirksam. In addition, it should be noted that the switch S5 for the functionality of the circuit arrangement according to the invention is not absolutely necessary. Much more could the switch S5 even after the ignition of the gas discharge lamp EL remain closed or generally replaced by an appropriate bridging his. With the help of switch S5, after the gas discharge lamp has ignited EL is opened, however, is a cleaner operation of the gas discharge lamp EL possible. It should also be noted that the ignition coil L1 in particular is designed that in normal operation, which will be explained in more detail below, in the Saturation works and therefore does not affect the rest of the circuit. This can can be achieved, for example, in that a coil with an ignition coil L1 Iron core is used, which is operated in saturation in normal operation, so that the coil L1 after the ignition of the gas discharge lamp EL in normal operation only forms a negligible inductance. In normal operation is therefore only the inductance L2 also provided in the bridge branch has a current-limiting effect.

Nachfolgend soll der nach dem Zünden der Gasentladungslampe EL initiierte Normalbetrieb näher erläutert werden, wobei während des Normalbetriebs die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung bzw. Vollbrücke in einem sog. Discontinuous- Modus betrieben wird. Prinzipiell wird die in Fig. 1 gezeigte Vollbrücke mit den steuerbaren Schaltern S1-S4 auf an sich bekannte Art und Weise während des Normalbetriebs betrieben, d. h. die beiden Brückendiagonalen mit den Schaltern S1 und S4 bzw. S2 und S3 werden abwechselnd aktiviert und deaktiviert und somit die entsprechenden Schalter der beiden Brückendiagonalen abwechselnd bzw. komplementär zueinander ein- und ausgeschaltet, wobei zudem bei Aktivierung der Brückendiagonale mit den Schaltern S1 und S4 der Schalter S1 hochfrequent abwechselnd ein- und ausgeschaltet wird, während entsprechend bei Aktivierung der Brückendiagonale mit den Schaltern S2 und S3 der steuerbare Schalter S2 hochfrequent abwechselnd ein- und ausgeschaltet wird. D. h. die Vollbrücke wird mit einer relativ niedrigen Frequenz, die insbesondere im Bereich 80-150 Hz liegen kann, umgepolt, während der Schalter S1 oder S2 der jeweils aktivierten Brückendiagonale zudem hochfrequent, beispielsweise mit einer Frequenz von ca. 45 kHz, abwechselnd ein- und ausgeschaltet wird. Dieses hochfrequente Ein- und Ausschalten der Schalter S1 oder S2 erfolgt mit Hilfe eines hochfrequenten pulsweitenmodulierten Steuersignals einer entsprechenden Steuerschaltung, welches mit Hilfe der aus den Bauelementen L2 und C2 bestehenden Filter- oder Glättungsschaltung gesiebt wird, so daß an der Gasentladungslampe EL lediglich der lineare Mittelwert des über den Brückenzweig fließenden Zweigstroms i_L2 anliegt. Mit Hilfe des pulsweitenmodulierten Steuersignals kann die der Vollbrücke zugeführte Leistung konstant gehalten werden, was - wie eingangs erwähnt worden ist - insbesondere für den Betrieb von Hochdruck- Gasentladungslampen wichtig ist. Der niederfrequente Anteil des der Gasentladungslampe El zugeführten Stroms wird durch Umschalten bzw. Umpolen der beiden Brückendiagonalen, d. h. durch Umschalten von S1 und S4 auf S2 und S3, erzeugt. Über den rechten Brückenzweig mit den Schaltern S3 und S4 wird in diesem Fall die Lampe EL niederfrequent auf die Versorgungsspannung U₀ oder auf Masse gelegt, so daß an den Anschlußklemmen der Lampe EL im wesentlichen lediglich der niederfrequente Anteil anliegt.The normal operation initiated after the ignition of the gas discharge lamp EL will be explained in more detail below, the circuit arrangement or full bridge according to the invention being operated in a so-called discontinuous mode during normal operation. In principle, the full bridge shown in FIG. 1 is operated with the controllable switches S1-S4 in a manner known per se during normal operation, ie the two bridge diagonals with the switches S1 and S4 or S2 and S3 are activated and deactivated alternately and thus the corresponding switches of the two bridge diagonals are switched on and off alternately or complementarily to one another, wherein, when the bridge diagonal is activated with switches S1 and S4, switch S1 is alternately switched on and off at high frequency, while correspondingly when the bridge diagonal is activated with switches S2 and S3 the controllable switch S2 is switched on and off alternately at high frequency. That is, the full bridge is reversed with a relatively low frequency, which can be in particular in the range 80-150 Hz, while the switch S1 or S2 of the activated diagonal bridge is also switched on and off at high frequency, for example with a frequency of approx. 45 kHz becomes. This high-frequency switching on and off of the switches S1 or S2 takes place with the aid of a high-frequency pulse-width-modulated control signal from a corresponding control circuit, which is screened with the aid of the filter or smoothing circuit consisting of the components L2 and C2, so that only the linear mean value is at the gas discharge lamp EL of the branch current i _L2 flowing over the bridge branch. With the aid of the pulse-width modulated control signal, the power supplied to the full bridge can be kept constant, which - as mentioned at the beginning - is particularly important for the operation of high-pressure gas discharge lamps. The low-frequency component of the current supplied to the gas discharge lamp El is generated by switching over or reversing the polarity of the two bridge diagonals, ie by switching over from S1 and S4 to S2 and S3. In this case, the lamp EL is connected to the supply voltage U ₀ or to ground via the right bridge branch with the switches S3 and S4, so that essentially only the low-frequency component is present at the connection terminals of the lamp EL.

Gemäß dem zuvor erwähnten niederfrequenten Discontinuous-Modus wird der steuerbare Schalter S1 bzw. S2 der jeweils aktivierten Brückendiagonale immer dann geschlossen, wenn der über die Induktivität L2 fließende Zweigstrom i_L2 sein Minimum erreicht hat. Mit "Minimum" wird dabei der untere Umkehrpunkt des Stroms i_L2 verstanden, wobei dieses Minimum durchaus auch im leicht negativen Stromwertbereich liegen kann. In accordance with the aforementioned low-frequency discontinuous mode, the controllable switch S1 or S2 of the respectively activated bridge diagonal is always closed when the branch current i _L2 flowing through the inductor L2 has reached its minimum. "Minimum" is understood to mean the lower reversal point of the current i _L2 , this minimum also being able to lie in the slightly negative current value range.

Zur Betrachtung des Stromverlaufs i_L2 soll nachfolgend davon ausgegangen werden, daß zunächst die Brückendiagonale mit den Schaltern S2 und S3 aktiviert ist, während die Brückendiagonale mit den Schaltern S1 und S4 deaktiviert ist. D. h. die Schalter S2 und S3 sind geschlossen, während die Schalter S1 und S4 geöffnet sind. Zum Zeitpunkt des Schließens der Schalter S2 und S3 beginnt durch die Induktivität L2 ein Strom i_L2 zu fließen, der gemäß einer Exponentialfunktion ansteigt, wobei im hier interessierenden Bereich ein quasi-linearer Anstieg des Stroms i_L2 zu erkennen ist, so daß nachfolgend der Einfachheit halber von einem linearen Anstieg bzw. Abfall des Stroms i_L2 gesprochen wird. Durch Öffnen des Schalters S2 wird dieser Strom i_L2 unterbrochen, wobei - wie bereits erwähnt worden ist - der Schalter S2 insbesondere hochfrequent und unabhängig vom Schaltzustand des Schalters S3 abwechselnd geöffnet und geschlossen wird. Das Öffnen des Schalters S2 hat zur Folge, daß der Strom i_L2 zwar vorerst über die Freilaufdiode D1 des geöffneten Schalters S1 in die gleiche Richtung weiter fließt, aber kontinuierlich abnimmt und sogar schließlich einen negativen Wert erreichen kann. Dies ist insbesondere solange der Fall bis die Elektronen aus der Sperrschicht der Freilaufdiode D1 ausgeräumt worden sind. Das Erreichen dieses unteren Umkehrpunktes des Strom i_L2 wird überwacht und der Schalter S2 nach Erkennen dieses unteren Umkehrpunktes wieder geschlossen, so daß der Strom i_L2 wieder ansteigt. D. h. daß hochfrequente Einschalten des Schalters S2 erfolgt immer dann, wenn der untere Umkehrpunkt des Stroms i_L2 erreicht worden ist. Das Öffnen des Schalters S2 kann im Prinzip beliebig gewählt werden, wobei der Zeitpunkt des Öffnens des Schalters insbesondere entscheidend für die Leistungszufuhr der Gasentladungslampe EL ist, so daß durch geeignetes Einstellen des Öffnungszeitpunkts die der Lampe zugeführte Leistung geregelt bzw. konstant gehalten werden kann. Als Schaltkriterium kann hierfür beispielsweise die Zeit oder der Maximalwert des Zweigstroms i_L2 herangezogen werden.To consider the current profile i _{L2, it} should be assumed below that the bridge diagonal is initially activated with switches S2 and S3, while the bridge diagonal is deactivated with switches S1 and S4. That is, switches S2 and S3 are closed, while switches S1 and S4 are open. At the time the switches S2 and S3 are closed, a current i _L2 begins to flow through the inductance L2, which increases according to an exponential function, a quasi-linear increase in the current i _L2 being evident in the region of interest here, so that simplicity follows half of a linear rise or fall of the current i _L2 is spoken of. This current i _{L2 is} interrupted by opening the switch S2, the switch S2 being opened and closed, in particular at a high frequency and independently of the switching state of the switch S3, as has already been mentioned. The result of opening switch S2 is that current i _L2 initially continues to flow in the same direction via free-wheeling diode D1 of open switch S1, but decreases continuously and can even reach a negative value. This is particularly the case until the electrons have been removed from the barrier layer of the freewheeling diode D1. Reaching this lower reversal point of the current i _L2 is monitored and the switch S2 is closed again after detection of this lower reversal point, so that the current i _L2 rises again. That is, that high-frequency switching on of the switch S2 takes place whenever the lower reversal point of the current i _L2 has been reached. In principle, the opening of the switch S2 can be chosen arbitrarily, the point in time at which the switch is opened being particularly decisive for the power supply to the gas discharge lamp EL, so that the power supplied to the lamp can be regulated or kept constant by suitably setting the opening time. For this purpose, the time or the maximum value of the branch current i _{L2 can be} used as a switching criterion.

Durch die Maßnahme, daß der jeweils hochfrequent abwechselnd ein- und ausgeschaltete Schalter S1 bzw. S2 jeweils im unteren Umkehrpunkt des Stroms i_L2, d. h. in der Nähe des Stromwerts Null, wieder eingeschaltet wird, wird der jeweilige Feldeffekttransistor S1 bzw. S2 geschont, d. h. vor Zerstörung geschützt, und es können Feldeffekttransistoren als Schalter S1 bzw. S2 verwendet werden, die verhältnismäßig lange Ausräumzeiten für die entsprechende Freilaufdiode aufweisen. Dies soll nachfolgend näher erläutert werden.The measure that the respective high-frequency alternately switched on and off switch S1 or S2 is switched on again at the lower reversal point of the current i _L2 , ie in the vicinity of the current value zero, protects the respective field effect transistor S1 or S2, ie protected against destruction, and field effect transistors can be used as switches S1 or S2, which have relatively long clearing times for the corresponding freewheeling diode. This will be explained in more detail below.

Bevor der Schalter S2 geschlossen wird, liegt über ihm eine Spannung an, die im vorliegenden Fall ca. 400 Volt beträgt. Wird der Schalter S2 geschlossen, bricht diese Spannung zusammen, d. h. sie fällt sehr rasch von 400 Volt auf 0 Volt ab. Die besondere Eigenschaft eines Feldeffekttransistors ist es jedoch, daß der Strom bei Aktivierung des entsprechenden Feldeffekttransistors bereits zu fließen beginnt, ehe die entsprechende Spannung auf 0 Volt abgefallen ist. In diesem kurzen Zeitabschnitt zwischen Anstieg des für den Feldeffekttransistor fließenden Stroms und dem Erreichen der Spannung 0 Volt wird durch das Produkt des Stroms und der Spannung eine dem jeweiligen Feldeffekttransistor zugeführte Leistung gebildet, die den Feldeffekttransistor zerstören kann. Daher ist es vorteilhaft, den Feldeffekttransistor bei einem geringstmöglichen Stromfluß, insbesondere in der Nähe des Stromwerts Null, zu schalten.Before the switch S2 is closed, a voltage is present across it, which in 400 volts in the present case. If switch S2 is closed, it breaks Tension together, d. H. it drops very quickly from 400 volts to 0 volts. The A special property of a field effect transistor, however, is that the current at Activation of the corresponding field effect transistor already begins to flow before the corresponding voltage has dropped to 0 volts. In this short period of time between the increase in the current flowing for the field effect transistor and the reaching the voltage of 0 volts becomes a product of the current and the voltage power supplied to each field effect transistor is formed, the field effect transistor can destroy. It is therefore advantageous to use the field effect transistor lowest possible current flow, especially in the vicinity of the current value zero switch.

Des weiteren ist zu beachten, daß der über die Induktivität L2 fließende Strom i_L2 über die Freilaufdiode von D1 fließt, wenn der Schalter S1 offen ist und auch der Schalter S2 noch offen ist. Wird der Schalter S2 geschlossen und der Schalter S1 geöffnet, dauert es eine bestimmte Zeitspanne, bis die Elektronen aus der Sperrschicht der Freilaufdiode D1 ausgeräumt werden konnten. Während dieser Zeit ist der Feldeffekttransistor S1 praktisch in einem leitenden Zustand. Das bedeutet, daß der Feldeffekttransistor S2 während einer relativ kurzen Zeitspanne bis zum Ausräumen der Sperrschicht der Freilaufdiode D1, die dem Feldeffekttransistor S1 zugeordnet ist, an der vollen Betriebsspannung U₀, die ca. 400 Volt beträgt, anliegt, wodurch es ebenfalls zu der zuvor beschriebenen Überbelastung und ggf. sogar Zerstörung des Feldeffekttransistors S2 kommen kann. Aufgrund der zuvor vorgeschlagenen Vorgehensweise, nämlich dem Einschalten des Schalters S2 immer dann, wenn der über die Induktivität L2 fließende Strom i_L2 sein Minimum erreicht hat, ist der zuvor anhand der Ausräumzeit des Schalters bzw. Feldeffekttransistors S1 beschriebene Effekt nahezu unbeachtlich, so daß für die Schalter S1-S4 auch Feldeffekttransistoren verwendet werden können, die relativ lange Ausräumzeiten für die damit verbundenen Freilaufdioden aufweisen. Es gibt zwar bereits Schaltelemente mit sehr kurzen Ausräumzeiten, wie z. B. den sog. IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), wobei diese Bauelemente jedoch sehr teuer sind. Mit Hilfe der vorliegenden Erfindung kann somit auf die Verwendung derartig teurer Bauelemente verzichtet werden.Furthermore, it should be noted that the current flowing through the inductor L2 i _L2 current flows via the freewheeling diode D1 when the switch S1 is open and the switch S2 is still open. If the switch S2 is closed and the switch S1 is opened, it takes a certain time until the electrons could be removed from the barrier layer of the freewheeling diode D1. During this time, the field effect transistor S1 is practically in a conductive state. This means that the field effect transistor S2 is present for a relatively short period of time until the barrier layer of the freewheeling diode D1, which is associated with the field effect transistor S1, is removed from the full operating voltage U ₀ , which is approximately 400 volts, which also causes it to be the same as before described overload and possibly even destruction of the field effect transistor S2 can come. Due to the previously proposed approach, namely the turning on the switch S2, whenever the current flowing through the inductor L2 current i _L2 has reached its minimum, the above-the Ausräumzeit of the switch or field effect transistor described effect S1 based almost irrelevant, so that for the switches S1-S4 can also be used field effect transistors, which have relatively long clearing times for the associated freewheeling diodes. There are switching elements with very short clearing times, e.g. B. the so-called IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), but these components are very expensive. With the help of the present invention, the use of such expensive components can thus be dispensed with.

Für die zuvor beschriebene Vorgehensweise ist erforderlich, daß der augenblickliche Wert des Stroms i_L2 sowie der Zeitpunkt des Erreichens seines Umkehrpunkts bekannt ist. Der augenblickliche Wert des Stroms i_L2 kann beispielsweise durch Messen der an dem Widerstand R1 abfallenden Spannung bestimmt werden. Der untere Umkehrpunkt des Stroms i_L2 wird vorzugsweise durch eine transformatorisch an der Spule L2 abgegriffene Spannung bestimmt. Zu diesem Zweck kann eine (in Fig. 1 nicht dargestellte) Wicklung oder Spule transformatorisch mit der Spule L2 gekoppelt werden, die zu einer Differenzierung des über die Spule L2 fließenden Stroms i_L2 führt und somit eine Aussage über den Umkehrpunkt des Stroms i_L2 zuläßt. For the procedure described above, it is necessary that the instantaneous value of the current i _L2 and the time at which its reversal point is reached is known. The instantaneous value of the current i _L2 can be determined, for example, by measuring the voltage drop across the resistor R1. The lower reversal point of the current i _L2 is preferably determined by a voltage tapped at the coil L2. For this purpose, a winding or coil (not shown in FIG. 1) can be coupled to the coil L2 by means of a transformer, which leads to a differentiation of the current i _L2 flowing through the coil L2 and thus permits a statement about the point of reversal of the current i _L2 .

Der Normalbetrieb der in Fig. 1 gezeigten Schaltungsanordnung soll nachfolgend anhand des in Fig. 2 dargestellten Diagramms erläutert werden, wobei in Fig. 2 zeitabhängig der Verlauf der am Knotenpunkt zwischen den Schaltern S1 und S2 anliegenden Spannung u₁, der Lampenspannung u_EL und des über die Spule. L2 fließenden Stroms i_L2 dargestellt ist. Insbesondere ist in Fig. 2 der Fall dargestellt, daß während einer ersten Zeitspanne T₁ der in Fig. 1 gezeigten Schaltungsanordnung die Brückendiagonale mit den Schaltern S2 und S3 aktiviert ist, wohingegen während einer anschließenden Zeitspanne T2 die Brückendiagonale mit den Schaltern S1 und S4 aktiviert ist. D. h. während der Zeitspanne T1 ist der Schalter S3 dauerhaft geschlossen, und die Schalter S1 und S4 sind dauerhaft geöffnet. Des weiteren wird während dieser Zeitspanne T1 der Schalter S2 hochfrequent abwechselnd ein- und ausgeschaltet. Aus Fig. 2 ist insbesondere ersichtlich, daß der Schalter S2 stets geschlossen wird, wenn der über die Spule L2 fließende Strom i_L2 seinen unteren Umkehrpunkt, d. h. seinen minimalen Wert, erreicht hat, so daß sich der impulsartige Verlauf der Spannung u₁ ergibt. Die Steilheit der Flanken des Stroms i_L2 ist durch die Induktivität der Spule L2 bestimmt. Durch Verändern des Spitzenwert des Stroms i_L2, d. h. des Zeitpunkts des Öffnens des Schalters S2, kann der Strommittelwert des Stroms i_L2 verändert und somit die der Lampe EL zugeführte Leistung und deren Farbtemperatur geregelt bzw. konstant gehalten werden. Der hochfrequente Verlauf des Stroms i_L2 wird durch die Bauelemente L2 und C2 geglättet; so daß sich der in Fig. 2 gezeigte geglättete Verlauf der an die Gasentladungslampe EL angelegten Spannung u_EL ergibt.The normal operation of the circuit arrangement shown in Fig. 1 will be explained below with reference to the diagram shown in Fig. 2, wherein in Fig. 2, the course of the voltage applied at the node between the switches S1 and S2 u ₁ , the lamp voltage u _EL and the over the coil. L2 flowing current i _{L2 is} shown. In particular, FIG. 2 shows the case that the bridge diagonal is activated with switches S2 and S3 during a first period T _{1 of} the circuit arrangement shown in FIG. 1, whereas the bridge diagonal is activated with switches S1 and S4 during a subsequent period T2 is. That is, during period T1, switch S3 is permanently closed and switches S1 and S4 are permanently open. Furthermore, the switch S2 is alternately switched on and off at high frequency during this time period T1. From Fig. 2 is seen in particular that is always closed, the switch S2 when the current flowing through the coil L2 current i _L2 its lower turning point, ie its minimum value, has been reached, so that the pulse-like waveform of the voltage u ₁ is obtained. The steepness of the edges of the current i _L2 is determined by the inductance of the coil L2. By changing the peak value of the current i _L2 , that is to say the point in time at which the switch S2 is opened, the average current value of the current i _{L2 can be} changed and thus the power supplied to the lamp EL and its color temperature can be regulated or kept constant. The high-frequency profile of the current i _L2 is smoothed by the components L2 and C2; so that the smoothed profile of the voltage u _EL applied to the gas discharge lamp EL shown in FIG. 2 results.

Nach Ablauf der Zeitspanne T₁ werden die Schalter S2 und S3 dauerhaft geöffnet, und der Schalter S4 wird dauerhaft eingeschaltet. Analog zum Schalter S2 während der Zeitspanne T1 wird nunmehr der Schalter S1 hochfrequent abwechselnd ein- und ausgeschaltet, so daß sich der in Fig. 2 gezeigte Verlauf der Spannungen u₁ und u_EL sowie des Stroms i_L2 ergibt. Wie bereits erwähnt worden ist, wird mit Hilfe einer Steuerschaltung wiederholt zwischen den Betriebsphasen während der Zeitspannen T1 und T2 umgeschaltet, wobei diese Umpolfrequenz insbesondere im Bereich 80-150 Hz liegen kann, während die hochfrequente Taktfrequenz des Schalters S2 (während der Zeitspanne T₁) bzw. des Schalters S1 (während der Zeitspanne T₂) im Bereich um 45 kHz liegen kann.After the time period T ₁ , switches S2 and S3 are opened permanently and switch S4 is switched on permanently. Analogously to the switch S2 during the period T1, the switch S1 is now switched on and off alternately at high frequency, so that the course of the voltages u ₁ and u _EL and the current i _L2 shown in FIG. 2 results. As has already been mentioned, a control circuit is used to repeatedly switch between the operating phases during the time periods T1 and T2, this polarity reversal frequency being in particular in the range 80-150 Hz, while the high-frequency clock frequency of the switch S2 (during the time period T ₁ ) or the switch S1 (during the period T ₂ ) can be in the range around 45 kHz.

Durch das niederfrequente Umschalten bzw. Umpolen zwischen den Brückendial; onalen S1-S4 und S2-S3 entsteht zwangsläufig ein Brummen, welches aufgrund seiner niedrigen Frequenz an sich relativ leise und nicht störend ist. Durch die steilen Flanken am Umschaltzeitpunkt zwischen den Zeitspannen T₁ und T₂ entstehen jedoch Oberwellen, die sich störend auswirken. Aus diesem Grunde ist die Steuerschaltung, welche die Schalter S1-S4 ansteuert, vorteilhafter Weise derart auszugestalten, daß sie die Stromspitzen des Stroms i_L2 vor und nach dem Umschalten zwischen den Betriebsphasen T₁ und T₂ reduziert. Dies kann beispielsweise durch eine spezielle Software oder durch eine spezielle Anpassung der Hardware der Steuerschaltung geschehen, die die letzten Stromspitzen während der Zeitspanne T₁ sowie die ersten Stromspitzen während der Zeitspanne T₂ reduziert, um auf diese Weise die Flanken beim Umschalten zwischen den Betriebsphasen T₁ und T₂ abzuflachen. In diesem Fall ergibt sich der in Fig. 2 gestrichelt dargestellte Verlauf des Stroms i_L2 bzw. der Lampenspannung u_EL. Aus dieser gestrichelten Darstellung ist ersichtlich, daß vor und nach dem Umschaltzeitpunkt die Stromspitzen geringfügig gegenüber dem ursprünglichen Verlauf reduziert sind und somit ein etwas weicherer Übergang der Lampenspannung u_EL erzielt wird.Due to the low-frequency switching or polarity reversal between the bridge dial; Onal S1-S4 and S2-S3 inevitably creates a hum, which due to its low frequency is relatively quiet and not annoying. However, the steep flanks at the time of switching between the time periods T ₁ and T ₂ create harmonics that have a disruptive effect. For this reason, the control circuit which controls the switches S1-S4 is advantageously designed in such a way that it reduces the current peaks of the current i _L2 before and after the switchover between the operating phases T ₁ and T ₂ . This can be done, for example, by special software or by a special adaptation of the hardware of the control circuit, which reduces the last current peaks during the period T ₁ and the first current peaks during the period T ₂ , in order in this way to reduce the edges when switching between the operating phases T ₁ and T ₂ flatten. In this case, the course of the current i _L2 or the lamp voltage u _EL shown in dashed lines in FIG. 2 results. From this dashed representation it can be seen that the current peaks are slightly reduced compared to the original profile before and after the switchover time and thus a somewhat softer transition of the lamp voltage u _{EL is} achieved.

Bei der eben beschriebenen Steuerung läuft nach dem Öffnen des hochfrequent geschalteten Schalters der Strom weiter über die Freilaufdiode und nimmt dabei relativ langsam ab, wenn der zweite Schalter der gerade aktivierten Brückendiagonalen weiterhin geschlossen bleibt. Dies führt zu einem kleineren Stromspitzenwert und dementsprechend auch zu einer kleineren Verlustleistung. Allerdings kann es vorkommen, daß zu einem Zeitpunkt, zu dem die Elektronen aus den Sperrschichten der Freilaufdioden ausgeräumt worden sind und somit der untere Umkehrpunkt des Stromes i_L2 erreicht worden ist, dieser noch nicht ausreichend abgefallen ist und somit die Schalter beim Schließen immer noch einer hohen Belastung ausgesetzt sind. Um diese Belastungen auszuschließen, können in einer Weiterbildung die Schalter entsprechend dem Diagramm in Fig. 2b gesteuert werden.In the control just described, the current continues to run via the freewheeling diode after the high-frequency switch has been opened and decreases relatively slowly when the second switch of the bridge diagonals which have just been activated remains closed. This leads to a smaller current peak value and accordingly to a smaller power loss. However, it can happen that at a point in time when the electrons have been cleared from the barrier layers of the freewheeling diodes and the lower reversal point of the current i _L2 has been reached, the current has not yet dropped sufficiently and the switches are still one when closing are exposed to high loads. In order to exclude these loads, the switches can be controlled in accordance with the diagram in FIG. 2b.

Dieses Diagramm zeigt den Stromverlauf i_L2 und den Zustand des zweiten und des dritten Schalters 2, 3 während der Zeitspanne T₁. Die beiden anderen Schalter sind in diesem Zeitraum T₁ geöffnet. Während einer ersten Phase τ₁, sind beide Schalter geschlossen und der Strom i_L2 steigt kontinuierlich an. Wie bei der eben beschriebenen Steuerung ist während einer zweiten Phase τ₂, deren Beginn durch das Erreichen eines Maximalwerts von i_L2 oder durch eine vorgegebene Dauer von τ₁ bestimmt sein kann, der zweite Schalter S2 geöffnet und i_L2 nimmt langsam ab. Zusätzlich wird nun allerdings ab einem vorgegebenen Zeitpunkt nach dem Öffnen des zweiten Schalters S2 in einer dritten Phase τ₃ auch der dritte Schalter S3 geöffnet. Der Strom fließt nun über die beiden Freilaufdioden des ersten und des vierten Schalters und nimmt nun stärker ab als während der zweiten Phase τ₂. Damit kann sichergestellt werden, daß i_L2 auch tatsächlich einen negativen Wert erreicht, bevor die Sperrschichten der Freilaufdioden ausgeräumt sind. Erreicht i_L2 den unteren Umkehrpunkt, werden beide Schalter wieder geschlossen und die Steuerung befindet sich wieder im Zustand der ersten Phase τ₁. This diagram shows the current profile i _L2 and the state of the second and third switches 2, 3 during the period T ₁ . The other two switches are open during this period T ₁ . During a first phase τ ₁ , both switches are closed and the current i _L2 increases continuously. As in the control just described, during a second phase τ ₂ , the start of which can be determined by reaching a maximum value of i _L2 or by a predetermined duration of τ ₁ , the second switch S2 is open and i _L2 slowly decreases. In addition, however, the third switch S3 is now also opened from a predetermined point in time after the opening of the second switch S2 in a third phase τ ₃ . The current now flows through the two freewheeling diodes of the first and fourth switches and now decreases more than during the second phase τ ₂ . This can ensure that i _L2 actually reaches a negative value before the barrier layers of the freewheeling diodes are cleared. When i _{L2 reaches} the lower reversal point, both switches are closed again and the control is again in the state of the first phase τ ₁ .

Das Öffnen des dritten Schalters S3 - also die dritte Phase τ₃ - entfällt allerdings, wenn der Strom i_L2 vorher schon auf Null abgesunken ist, da in diesem Fall keine hohen Belastungen beim Öffnen Schalter auftreten. Statt dessen wird sofort mit der ersten Phase τ₁ fortgefahren und der zweite Schalter S2 wieder geöffnet. Das niederfrequente Umschalten zwischen den beiden Brückendiagonalen erfolgt analog zu dem vorherigen Ausführungsbeispiel, wobei auch hier vorteilhaft die Stromspitzen des Stroms i_L2 vor und nach dem Umschalten zwischen den Betriebsphasen T₁ und T₂ reduziert werden können.However, the third switch S3 - ie the third phase τ ₃ - does not open if the current i _{L2 has} previously dropped to zero, since in this case no high loads occur when the switch is opened. Instead, the first phase τ _{1 is} continued immediately and the second switch S2 is opened again. The low-frequency switching between the two diagonals of the bridge is carried out analogously to the previous exemplary embodiment, it also being possible here to advantageously reduce the current peaks of the current i _L2 before and after the switching between the operating phases T ₁ and T ₂ .

Es ist eine bekannte Eigenschaft von Hochdruck-Gasentladungslampen, daß diese bis zur vollständigen Erwärmung ein relativ schlecht kontrollierbares und instabiles Verhalten aufweisen. Die vollständige Erwärmung tritt dabei etwa nach 1-2 Minuten ein. In der Aufwärmphase kann die Spannung über der Lampe geringer als im Normalbetrieb sein. Würde man in der Aufwärmphase das Vorschaltgerät wie im zuvor beschriebenen Normalbetrieb betreiben, so würde die verringerte Lampenspannung zur Folge haben, daß ein Strom i_L2 mit entsprechend geringer Steilheit di_L2/dt über die Induktivität L2 fließt, so daß ggf. der Umkehrpunkt von i_L2 mit Hilfe des zuvor erwähnten transformatorischen Abgriffs nicht zuverlässig detektiert werden kann. Daher ist es vorteilhaft, während der Aufwärmphase, d. h. nach dem Zünden und vor dem eigentlichen Normalbetrieb, auch die Schalter S3 und S4 analog zu den Schaltern S1 und S2 hochfrequent zu takten, wobei niederfrequent zwischen den Brückendiagonalen S1-S4 und S2-S3 umgeschaltet wird, d. h. es wird niederfrequent zwischen zwei Zuständen umgeschaltet, wobei in dem ersten Zustand die Schalter S1 und S4 hochfrequent getaktet und die Schalter S2 und S3 geöffnet sind, während im zweiten Zustand die Schalter S2 und S3 hochfrequent getaktet und die Schalter S1 und S4 geöffnet sind. Durch diese Maßnahme wird erreicht, daß auch über die Freilaufdioden der Schalter S4 und S1 ein Strom über die Spule L2 fließt, wodurch in der transformatorisch mit dieser Spule L2 gekoppelten und in Fig. 1 nicht gezeigten Wicklung, die zur Erfassung des Umkehrpunkts des Stromes i_L2 vorgesehen ist, eine höhere Spannung erzeugt wird, so daß eine sichere Erfassung oder Überwachung des Stroms i_L2 möglich ist. Insbesondere kann der Umschaltzeitpunkt exakt überwacht werden. Der Wechsel von der Aufwärmphase in den Normalbetrieb erfolgt nach Erreichen der Betriebstemperatur der Lampe beispielsweise nach Überschreiten einer Schwelle (ca. 45 V) durch die Lampenspannung, wobei bevorzugt bis zum tatsächlichen Umschalten noch eine bestimmte Zeitspanne zugewartet wird.It is a known property of high-pressure gas discharge lamps that they have a relatively poorly controllable and unstable behavior until fully heated. The complete warming occurs after about 1-2 minutes. In the warm-up phase, the voltage across the lamp can be lower than in normal operation. If one were to operate the ballast in the warm-up phase as in the normal operation described above, the reduced lamp voltage would have the consequence that a current i _{L2 flows} with a correspondingly low slope di _L2 / dt via the inductor L2, so that the reversal point of i _L2 cannot be reliably detected using the aforementioned transformer tap. It is therefore advantageous to clock the switches S3 and S4 at high frequency analogously to the switches S1 and S2 during the warm-up phase, i.e. after ignition and before normal operation, whereby switching between the bridge diagonals S1-S4 and S2-S3 takes place at low frequency , ie there is a low-frequency switch between two states, the switches S1 and S4 being clocked at high frequency and the switches S2 and S3 being open in the first state, while the switches S2 and S3 being clocked at high frequency and the switches S1 and S4 being open in the second state . This measure ensures that a current also flows through the coil L2 via the free-wheeling diodes of the switches S4 and S1, as a result of which in the winding coupled to this coil L2 and not shown in FIG. 1, the winding which is used to detect the reversal point of the current i _{L2 is} provided, a higher voltage is generated so that a safe detection or monitoring of the current i _{L2 is} possible. In particular, the changeover time can be monitored precisely. The change from the warm-up phase to normal operation takes place after the operating temperature of the lamp has been reached, for example after the lamp voltage has exceeded a threshold (approx. 45 V), with a certain period of time preferably being waited until the actual switchover.

Fig. 3 zeigt den Einsatz der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung gemäß der vorliegenden Erfindung in einem elektronischen Vorschaltgerät zum Betreiben von Gasentladungslampen, insbesondere von Hochdruck-Gasentladungslampen. FIG. 3 shows the use of the circuit arrangement shown in FIG. 1 according to the present invention in an electronic ballast for operating gas discharge lamps, in particular high-pressure gas discharge lamps.

Eingangsseitig weist das elektronische Vorschaltgerät ein Funk-Entstörfilter mit einem Symmetriertransformator L4, L5 sowie Kondensatoren C3 und C4 auf, die an einen stromführenden Leiter L, einen Nullleiter und einen Erdleiter eines Versorgungsspannungsnetzes angeschlossen sind. Mit dem Funk-Entstörfilter ist ein Gleichrichter verbunden, der Dioden D5-D8 umfaßt. An diesen Gleichrichter schließt sich eine Schaltung an, die als Hochsetzsteller fungiert und Widerstände R2-R6, Kondensatoren C5 und C6, eine Diode D9 einen Transformator L6, L7, einen Feldeffekttransistor S6 sowie eine von einer Versorgungsspannung VCC versorgte integrierte Steuerschaltung 4 aufweist, welche insbesondere den Feldeffekttransistor S6, der als ein Schalter dient, mit Hilfe eines pulsweitenmodulierten Signals abhängig von der am Widerstand R3 abgegriffenen Spannung ansteuert. Auf diese Weise wird erreicht, daß die Zeiten, in denen der Transistor S6 leitend ist, während einer Netzhalbwelle so gesteuert werden, daß die Hüllkurve des aufgenommenen Stronns im wesentlichen sinusförmig ist. Diese Ausgangsspannung wird mit Hilfe der Diode D9 gleichgerichtet und mit Hilfe des Kondensators C6 gesiebt, so daß die bereits anhand Fig. 1 erläuterte Versorgungsgleichspannung U₀ für die zum Betreiben der Gasentladungslampe EL vorgesehene Schaltungsanordnung bereitgestellt wird. Ausgangsseitig umfaßt das in Fig. 3 gezeigte elektronische Vorschaltgerät die in Fig. 1 gezeigte Schaltungsanordnung, wobei die sich entsprechenden Bauteile mit identischen Bezugszeichen versehen sind, so daß auf eine Wiederholung der Beschreibung dieser Bauteile verzichtet werden kann. Ergänzend ist jedoch zu bemerken, daß in Fig. 3 auch die bereits zuvor erwähnte Wicklung L3 dargestellt ist, die mit der im Brückenzweig der Vollbrücke befindlichen Induktivität L2 transformatorisch gekoppelt ist und zur Detektierung des Umkehrpunkts des Stroms i_L2 (vergl. Fig. 1) dient. Des weiteren ist in Fig. 3 die zentrale Steuerschaltung 1 dargestellt, welche von einer Versorgungsspannung VDD gespeist wird und einerseits mit Hilfe der Spule L3 den Umkehrpunkt des Stroms i_L2 sowie mit Hilfe der am Widerstand R1 abgegriffenen Spannung die augenblickliche Höhe der Stroms i_L2 erfaßt. Des weiteren überwacht diese Steuerschaltung 1, die insbesondere als anwenderspezifische integrierte Schaltung (Application Specific Integrated Circuit, ASIC) ausgestaltet sein kann, die am Anzapfungspunkt der Spule L1 des Serienresonanzkreises anliegende Spannung, mit deren Hilfe das Zünden der Gasentladungslampe EL erfaßt werden kann. Die Ausgänge der Steuerschaltung 1 sind mit Brückentreibern 2 und 3 gekoppelt, die jeweils zur Ansteuerung der Feldeffekttransistoren S1 und S2 bzw. S3 und S4 dienen. Der ebenfalls als Schalter dienende Feldeffekttransistor S5, welcher in Serie mit der Resonanzkreiskapazität C1 geschaltet ist, wird direkt von der Steuerschaltung 1 angesteuert.On the input side, the electronic ballast has a radio interference filter with a balancing transformer L4, L5 and capacitors C3 and C4, which are connected to a live conductor L, a neutral conductor and an earth conductor of a supply voltage network. A rectifier comprising diodes D5-D8 is connected to the radio interference filter. This rectifier is followed by a circuit which acts as a step-up converter and has resistors R2-R6, capacitors C5 and C6, a diode D9, a transformer L6, L7, a field effect transistor S6 and an integrated control circuit 4 supplied by a supply voltage VCC, which in particular controls the field effect transistor S6, which serves as a switch, with the aid of a pulse-width-modulated signal, depending on the voltage tapped off at the resistor R3. In this way, it is achieved that the times during which the transistor S6 is conductive are controlled during a mains half-wave so that the envelope of the received current is essentially sinusoidal. This output voltage is rectified with the aid of the diode D9 and sieved with the aid of the capacitor C6, so that the DC supply voltage U ₀ already explained with reference to FIG. 1 is provided for the circuit arrangement provided for operating the gas discharge lamp EL. On the output side, the electronic ballast shown in FIG. 3 comprises the circuit arrangement shown in FIG. 1, the corresponding components being provided with identical reference numerals, so that the description of these components can be omitted. In addition, however, it should be noted that FIG. 3 also shows the winding L3 already mentioned, which is transformer-coupled to the inductor L2 located in the bridge branch of the full bridge and for detecting the point of reversal of the current i _L2 (cf. FIG. 1). serves. Furthermore, the central control circuit 1 is shown in FIG. 3, which is fed by a supply voltage VDD and on the one hand detects the point of reversal of the current i _L2 with the aid of the coil L3 and the instantaneous level of the current i _L2 with the aid of the voltage tapped at the resistor R1 . Furthermore, this control circuit 1 , which can be configured in particular as a user-specific integrated circuit (Application Specific Integrated Circuit, ASIC), monitors the voltage present at the tap point of the coil L1 of the series resonance circuit, with the aid of which the ignition of the gas discharge lamp EL can be detected. The outputs of the control circuit 1 are coupled to bridge drivers 2 and 3 , which are used to control the field effect transistors S1 and S2 or S3 and S4, respectively. The field effect transistor S5, which also serves as a switch and is connected in series with the resonant circuit capacitance C1, is controlled directly by the control circuit 1 .

Claims

1. Circuit arrangement for operating a gas discharge lamp, with a full bridge circuit to which a direct voltage (U ₀ ) is applied and which comprises four controllable switches (S1-S4),
a first switch (S1) with a second switch (S2) and a third switch (S3) with a fourth switch (S4) connected in series, and the first switch (S1) with the third switch (S3) and the second switch ( S2) is connected to the fourth switch (S4), and a gas discharge lamp (EL) in a bridge branch which has a node between the first switch (S1) and the second switch (S2) with a node between the third switch (S3) and connects the fourth switch (S4), is to be arranged, and
with a control circuit (1) alternately for a normal operation of the gas discharge lamp at a first frequency between a first and a second state (T _1, T ₂₎ switches, wherein during the first state of the first and fourth switches (T ₁₎ (S1 , S4) is open, the second switch (S2) is alternately switched on and off with a second frequency that is higher than the first frequency and the third switch (S3) is closed at least when the second switch (S2 ) is closed, and wherein during the second state (T ₂ ) the second and third switches (S2, S3) are open, the first switch (S1) is switched on and off alternately with the second frequency and the fourth switch (S4) is closed at least when the first switch (S1) is also closed, characterized in that
that the control circuit monitors a branch current (i _L2 ) flowing in the bridge branch and closes the second switch (S2) in the first state (T ₁ ) or the first switch (S1) in the second state (T ₂ ) whenever the branch current (i _L2 ) has reached a minimum value.

2. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that in the first state (T ₁ ) the third switch (S3) or in the second state (T ₂ ) the fourth switch (S4) is permanently closed.

3. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that the control circuit ( 1 ) in the first state (T ₁ ) the third switch (S3) after a predetermined period after the opening of the second switch (S2) or in the second state (T ₂ ) also opens the fourth switch (S4) after a predetermined period of time after opening the first switch (S1) if the branch current (i _L2 ) has not yet dropped to zero.

4. Circuit arrangement according to one of claims 1-3, characterized in that the control circuit ( 1 ) in the first state (T ₁ ) the second switch (S2) or in the second state (T ₂ ) the first switch (S1) again Expires after a predeterminable period of time or after a maximum value of the branch current (i _L2 ) has been exceeded.

5. Circuit arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that the control circuit ( 1 ) detects the level of the branch current (i _L2 ) by measuring a voltage drop across a resistor coupled to the full bridge (R1), and in that the control circuit ( 1 ) a reversal point of the branch current (i _L2 ) corresponding to the minimum value is detected by monitoring a voltage drop across a coil (L3), the coil being coupled to a further coil (L2) arranged in the bridge branch.

6. Circuit arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that the control circuit ( 1 ) is designed such that it reduces current peaks of the branch current (i _L2 ) when switching between the first and second states (T ₁ , T ₂ ).

7. Circuit arrangement according to claim 6, characterized in that the control circuit ( 1 ) is designed as a microcontroller, wherein before and after switching between the first and second states (T ₁ , T ₂ ) occurring current peaks of the branch current (i _L2 ) by a Software of the control circuit ( 1 ) can be reduced.

8. Circuit arrangement according to claim 6, characterized in that the control circuit ( 1 ) is designed as an ASIC, before and after switching between the first and second states (T ₁ , T ₂ ) occurring current peaks of the branch current (i _L2 ) by the correspondingly adapted hardware of the control circuit ( 1 ) can be reduced.

9. Circuit arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that the control circuit ( 1 ) is designed such that before the normal operation of the gas discharge lamp (EL) a warm-up phase of the gas discharge lamp (EL) is carried out, the control circuit ( 1 ) during the warm-up phase alternately switches the first and second switches (S1, S4) and complementarily the second and third switches (S2, S3) on and off at the first first frequency.

10. Circuit arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that
that the control circuit ( 1 ) is designed in such a way that an ignition operation is carried out before the normal operation of the gas discharge lamp (EL) in order to ignite the gas discharge lamp (EL),
wherein the control circuit ( 1 ) opens the first and second switches (S1, S2) and switches the third and fourth switches (S3, S4) alternately on and off at a frequency which essentially corresponds to the resonance frequency of a gas discharge lamp ( EL) coupled series resonant circuit (L1, C1).

11. Circuit arrangement according to claim 10, characterized in that the control circuit ( 1 ) is designed such that during the ignition operation the third and fourth switches (S3, S4) initially with a higher frequency than the resonance frequency of the series resonance circuit (L1, C1) switches on and off and then lowers this frequency towards the resonance frequency of the series resonance circuit (L1, C1).

12. Circuit arrangement according to claim 10 or 11, characterized in that the control circuit ( 1 ) is designed such that it detects an ignition of the gas discharge lamp (EL) and switches over from the ignition mode to the warm-up mode after detection of the ignition.

13. Circuit arrangement according to claim 11 or 12, characterized in that the control circuit ( 1 ) is designed such that it switches from the warm-up mode to normal operation after heating the gas discharge lamp (EL) to a certain operating temperature.

14. Circuit arrangement according to claim 12 or 13, characterized in that the control circuit ( 1 ) for detecting the ignition of the gas discharge lamp (EL) detects the ignition voltage (u _EL ) or a size dependent thereon.

15. Circuit arrangement according to claim 14, characterized, that the series resonance circuit with an inductance (L1) connected in the bridge branch a capacitance (C1) engaging there at a tap point.

16. Circuit arrangement according to claim 14 and 15, characterized in that the control circuit ( 1 ) for detecting the ignition of the gas discharge lamp (EL) detects the voltage drop at the tap between the capacitance (C1) and the inductance (L1) of the series resonant circuit.

17. Circuit arrangement according to claim 15 or 16, characterized in that the capacitance (C1) of the series resonance circuit is connected in series with a fifth controllable switch (S5) and via the inductance (L1) of the series resonance circuit in parallel with the fourth switch (S4), wherein the control circuit ( 1 ) closes the fifth switch (S5) in ignition mode and opens the fifth switch (S5) for warming up or normal operation of the gas discharge lamp (EL) after detection of the ignition of the gas discharge lamp (EL).

18. Circuit arrangement according to one of claims 15-17, characterized, that the inductance (L1) of the series resonant circuit is dimensioned such that it in Normal operation is operated in saturation, so that the inductance (L1) of the Series resonance circuit forms a negligible inductance in normal operation.

19. Circuit arrangement according to claim 18, characterized, that the inductance (L1) of the series resonance circuit is a coil with an iron core includes, which is saturated in normal operation.

20. Circuit arrangement according to one of the preceding claims, characterized, that with the bridge branch of the full bridge (S1-S4) a smoothing circuit (L2, C2) is coupled, which ensures that on the gas discharge lamp (EL) essentially only there is an AC voltage component with the lower first frequency.

21. Circuit arrangement according to claim 20, characterized, that the smoothing circuit is one in series with the gas discharge lamp (EL) in the Bridge arm arranged coil (L2) and one to the gas discharge lamp (EL) parallel capacitor (C2) comprises.

22. Circuit arrangement according to claim 21 and 5, characterized in that the coil (L2) of the smoothing circuit corresponds to the coil provided for detecting the point of reversal of the branch current (i _L2 ).

23. Circuit arrangement according to one of the preceding claims, characterized, that the controllable switches (S1-S4) of the full-bridge circuit field-effect transistors with free-wheeling diodes (D1).

24. Circuit arrangement according to one of the preceding claims, characterized, that the circuit arrangement is dimensioned such that it for the operation of a High pressure gas discharge lamp (EL) is suitable.

25. Circuit arrangement according to one of the preceding claims, characterized, that the first frequency in the range 80-150 Hz and the second frequency at about 45 kHz lies.

26. Circuit arrangement for operating a gas discharge lamp,
with a full bridge circuit to which a direct voltage (U ₀ ) is applied and which comprises four controllable switches (S1-S4),
a first switch (S1) with a second switch (S2) and a third switch (S3) with a fourth switch (S4) connected in series, and the first switch (S1) with the third switch (S3) and the second switch ( S2) is connected to the fourth switch (S4), and wherein the gas discharge lamp (EL) in a bridge branch which has a node between the first switch (S1) and the second switch (S2) with a node between the third switch (S3) and connects the fourth switch (S4), is to be arranged, and
with a control circuit ( 1 ) which is equipped in such a way that it carries out a warm-up operation for warming up the gas discharge lamp (EL) before normal operation of the gas discharge lamp (EL), characterized in that
that the control circuit ( 1 ) alternately switches between a first and a second state (T ₁ , T ₂ ) during the warm-up operation, the first and fourth switches (S1, S4) being open during the first state (T ₁ ) and the second and third switches (S2, S3) are switched on and off simultaneously with a wide frequency which is higher than the first frequency, and wherein during the second state (T ₂ ) the second and third switches (S2, S3) are open and the first and fourth switches (S1, S4) are switched on and off simultaneously with the second frequency.

27. Circuit arrangement according to claim 26, characterized in that the control circuit ( 1 ) switches the first and fourth switches (S1, S4) and complementarily the second and third switches (S2, S3) with the first frequency in warm-up mode, the first Frequency is of the order of the normal operating frequency with which. Normal operation of the circuit arrangement between the first and fourth switches (S1, S4) on the one hand and the second and third switches (S2, S3) on the other hand is switched.

28. Circuit arrangement according to claim 27, characterized in that the first frequency with which the control circuit ( 1 ) alternately switches between the first and second states (T ₁ , T ₂ ) in warm-up operation is approximately 80-150 Hz.

29. Circuit arrangement for operating a gas discharge lamp,
with a full bridge circuit to which a direct voltage (U ₀ ) is applied and which comprises four controllable switches (S1-S4),
wherein a first switch (S1) with a second switch (S2) and a third switch (S3) with a fourth switch (S4) connected in series, and the first switch (S1) with the third switch (S3) and the second switch (S2) is connected to the fourth switch (S4), and wherein the gas discharge lamp (EL) in a bridge branch which has a node between the first switch (S1) and the second switch (S2) with a node between the third switch (S3 ) and the fourth switch (S4) connects, is to be arranged, and
with a control circuit ( 1 ) which is designed such that it carries out an ignition operation to ignite the gas discharge lamp before normal operation, the ignition bridge operating the full bridge from the control circuit ( 1 ) at a frequency which is close to the resonant frequency of one series resonance circuit (L1, C1) coupled to the bridge branch of the full bridge, characterized in that
that the control circuit ( 1 ) is designed such that it opens the first and second switches (S1, S2) and the third and fourth switches (S3, S4) alternately with the near the resonance frequency of the series resonance circuit (L1, C1 ) switches the frequency on and off.

30. Circuit arrangement according to claim 29, characterized in that the control circuit ( 1 ) is designed such that it alternately turns the third and fourth switches (S3, S4) at a higher frequency than the resonance frequency of the series resonance circuit (L1, C1). and switches off and this frequency subsequently lowers towards the resonance frequency.

31. Circuit arrangement according to claim 29 and 30, characterized in that the control circuit ( 1 ) is designed such that it detects the voltage present at the gas discharge lamp (EL) or a quantity dependent thereon in order to detect the ignition of the gas discharge lamp (EL).

32. Circuit arrangement according to claim 31, characterized in that the series resonance circuit comprises an inductance (L1) connected in the bridge branch and a capacitance (C1) engaging at a tap point of the inductance (L1), the control circuit ( 1 ) for detecting the ignition of the Gas discharge lamp (EL) detects the voltage drop at the tap point.

33. Circuit arrangement to claim 32, characterized in that the capacitance (C1) of the series resonant circuit with a fifth controllable switch (S5) in series and via the inductance (L1) is connected in parallel to the fourth controllable switch (S4), the control circuit ( 1 ) closes the fifth switch (S5) in ignition mode and opens the fifth switch (S5) after detection of the ignition of the gas discharge lamp (EL) and initiates a warm-up operation or normal operation of the circuit arrangement.