DE19732974A1 - Integrierter Meßsignalanpasser für leistungsschwache Sensorsignale bestehend aus einem Analog-Digital-Umsetzer der nach einem kompensierendem Verfahren arbeitet und einer Telemetriestrecke - Google Patents

Description

Integrierter Meßsignalanpasser für leistungsschwache Sensorsignale bestehend aus einem Analog-Digital- Umsetzer der nach einem kompensierendem Verfahren arbeitet und einer Telemetriestrecke kann durch die folgende Kommunikationsstrecke vervollkommnet werden.

Zur Speisung der physikalisch-elektrischen Meßfühler (z. B. Dehnungsmeßstreifen) muß eine Energieversor­ gung auf dem bewegten Teil bereit gestellt werden. Diese sollte ebenfalls berührungslos ausgeführt sein, so daß sich eine induktive Koppelstrecke, wie sie heutzutage schon bei Drehmomentmeßnaben verwendet wird, gera­ dezu anbietet. Um die Anzahl der Koppelstrecken zu minimieren ist es sinnvoll das t_k-Signal, also jenes für die Integrationsrichtungsumschaltung, frequenzmoduliert mit über die Spulenanordnung zu übertragen. Auf dem bewegten Teil muß dann jedoch zusätzlich die Energieversorgungsfrequenz von der Trägerfrequenz des Schaltsignales getrennt werden. Dies geschieht durch die geeignete Wahl der Frequenzbänder um Alaising zu vermeiden (z. B. f_Speise = 10 kHz, f_tk = 1 MHz). Auf der Empfängerseite wird schließlich das frequenzmo­ dulierte t_k-Signal gleichgerichtet und gibt auf dies Weise wieder ein TTL-Signal ab.

Durch den erwähnten Aufbau läßt sich eine elektro/optische Strecke einsparen und das Gesamtsystem im Bau­ aufwand abermals vereinfachen.

Technisches Gebiet

Das technische Gebiet der Erfindung ist im Rahmen der Meßtechnik und dort im besonderen in der Signalge­ winnung und Übertragung von Meßdaten in elektrisch und magnetisch gestörten Feldern, explosionsgefährde­ ten Bereichen und innerhalb von Hochspannungsanlagen. Daneben sind Anwendungen in sich relativ zum Anzeigegerät bewegten Sensoren zu sehen.

Stand der Technik

Der Aufbau einer Meßkette zur elektrischen Messung nichtelektrischer Meßgrößen besteht mindestens aus einem Aufnehmer, einem Anpasser und einem Ausgeber [1], (Abb. 1). Der Aufnehmer formt aufgrund eines physikalischen Effektes die Meßgröße in ein an seinem Ausgang zur Verfügung stehendes Meßsignal um und unterdrückt dabei möglichst gut den Einfluß von Störgrößen. Bei passiven Aufnehmern steuert die Meßgröße einen Hilfsenergiestrom, der von einer Hilfsenergiequelle an den Aufnehmer geliefert wird. Aufnehmer, die nach dem Dehnungsmeßstreifen-Prinzip arbeiten, gehören zu dieser Kategorie, wobei eine Versorgungsspan­ nung durch eine dem Meßeffekt proportionale Widerstandsänderung zur Erzeugung der Meßspannung benutzt wird. Vom Ausgang des Aufnehmers geht das Meßsignal auf einen Eingang eines Anpassers und wird dort Umformungen unterzogen, die das Ziel haben, ein leistungsstarkes Signal zur Bildung eines Meßwertes im nachgeschalteten Ausgabegerät zu erzeugen. Folglich schließt sich einem Meßaufnehmer auf der Basis von DMS oftmals ein Meßverstärker an, dessen leistungsstarkes Ausgangssignal durch das leistungsschwache Meß­ signal gesteuert wird. Für eine digitale Meßwertverarbeitung bzw. Anzeige besteht die Notwendigkeit, daß der Anpasser das verstärkte analoge Meßsignal digitalisiert. Es existieren ebenfalls Anpasser, die ohne vorange­ gangene Verstärkung aus einem leistungsschwachen Eingangssignal einen digitalen Meßwert erzeugen. Zu dieser Gruppe gehören vor allem ADU's, die nach dem Zeitteiler-, (Dual-)Slope- und Delta-Verfahren, nach der (Mehrfach-)Puls-Dauer-Modulation arbeiten.

Aus diversen Gründen erscheint es manchmal notwendig, den Anpasser vom Ausgeber räumlich zu trennen. Zur Übertragung von Meßsignalen über große Entfernungen oder von bewegten Objekten zu ortsfesten Anzei­ gegeräten oder aus gefährlichen Bereichen zu sicheren Empfangsstellen dienen sogenannte Telemetriegeräte. Die meisten heute handelsüblichen Sensorsysteme bestehen aus einer geradlinigen, wie zuvor erläuterten, Meß­ kette. Deren Güte und Dynamik wird durch das qualitativ niederwertigste Element bestimmt, so daß bei einer hohen geforderten Systemgenauigkeit alle Elemente großen Anforderungen genügen müssen.

Es haben sich vor allem integrierende Kompensationsverfahren für die AD-Umsetzung bei Präzisionsmessun­ gen etabliert. Diese Verfahren digitalisieren den analogen Meßwert direkt, ohne ihn zuvor zu verstärken. Im folgenden soll nun die grundlegende Funktionsweise dieser Verfahren erläutert werden, ohne dabei auf die ganz spezifischen Eigenschaften einzugehen (Abb. 2-8).

Die AD-Umsetzung

Die Abb. 2 zeigt die Prinzipschaltung eines Kompensators. Über den Meßwiderstand R_m wird die Meß­ spannung U_m in einen Meßstrom i_m umgeformt und im Punkt S mit einem Kompensationssignal i_k zusam­ mengeführt. In dem sich anschließenden Subtrahierer erfolgt die Differenzbildung zwischen dem Meß- und dem Kompensationssignal. Liegt am Ausgang eine Spannungsdifferenz ΔU an, so veranlaßt eine Nullab­ gleichschaltung C, daß ein Stellglied A das Kompensationssignal solange in geeigneter Weise verändert, bis der abgeglichene Zustand vorliegt. In diesem Falle entsprechen sich die beiden Signale und die Stellung des Stellgliedes dient als Maß für die Meßgröße.

Sollen leistungsschwache Meßsignale untersucht werden, so müssen diese für eine präzise und robuste Signal­ verarbeitung entweder zunächst verstärkt oder aber über ein definiertes Zeitintervall integriert werden. Letztere Möglichkeit bietet den Vorteil, daß zur Erzeugung des Kompensationssignales auf eine Art Pulsweiten- Modulation zurückgegriffen werden kann, bei der eine zeitveränderliche Aufschaltung eines betraglich defi­ nierten Referenzsignales erfolgt. Zeitintervalle lassen sich mittels Quarzelementen mit höchster Präzision bei gleichzeitig niedrigen Kosten erzeugen. Die Erzeugung des Kompensationssignales und dessen Applikation gestaltet sich bei den hier betrachteten ADU'S wie folgt:

Das Dual-Slope-Verfahren (DSV)

Es handelt sich um ein kompensierendes Verfahren, bei dem über zwei Rampen integriert wird (Dual Slope Verfahren) [2,3]. Wie aus der Abb. 3 ersichtlich, wird zunächst durch den Schalter S₂ die unbekannte Meßspannung U_m auf den Widerstand R_i geleitet und in einen Strom i_i umgeformt. Am Kondensator liegt nach der Zeit t_k die folgende Integrationsspannung an.

Anschließend erfolgt eine Umschaltung auf die Referenzspannung U_ref, die die inverse Polarität von der Meß­ spannung aufweist. Nach der zunächst erfolgten Aufintegration der Meßspannung findet nun eine Abintegration statt:

Signalisiert der dem Integrator nachgeschaltete Komparator einen Nulldurchgang der Integrationsspannung U_i, so wurde die Meßspannung durch die Referenzspannung im zeitlichen Mittel kompensiert. Man spricht auch vom abgeglichenen Zustand.

Da die Referenzspannung bekannt ist und die Zeitintervalle mit der Hilfe von quarzgetakteten Zählern präzise bestimmbar sind, hat man ein Maß für die Meßspannung und somit für den Meßwert gefunden.

Das Zeitteiler-Verfahren (ZTV)

Bei diesem kompensierenden Verfahren [4] wird dem Meßsignal x_m (Abb. 4) in einer Meßkette mit Rückfüh­ rung, d. h. in einem geschlossenen Regelkreis, ein Kompensationssignal x_k überlagert, so daß die resultierende Summe x_d im abgeglichenem Zustand gleich Null ist. Durch diese Struktur können innerhalb des Regelkreises angreifende, multiplikative Störungen (z. B. Linearitäts- und Verstärkungsabweichungen) eliminiert werden. Die Bereitstellung des Kompensationssignales x_k ist durch eine zeitliche Form der Teilung von X_ref realisiert, bei der lediglich im zeitlichen Mittel ein Ausgleich des Meßsignales x_m erfolgt. Für einen definierten Zeitab­ schnitt eines festgelegten Kompensationsintervalles, d. h. in einer Art Pulsweitenmodulation, wird das Refe­ renzsignal x_ref in seiner vollen Größe dem Meßsignal aufgeschaltet und mittels eines Integrierers zur Mittel­ wertbildung benutzt. Beim Zeitteiler-Verfahren wird diese Systematik der zeitlichen Kompensation noch in der Weise modifiziert, daß eine Mit- und Gegenkopplung des Referenzsignales die einfache Ein- und Ausschaltung ersetzt. Dies birgt in sich den Vorteil, daß die Umsetzdauer nahezu konstant bleibt und nicht, wie beim DSV, in Abhängigkeit vom Meßwert variiert. Für den abgeglichenen Zustand gilt:

Nach jeweils einem Intervall überprüft ein Komparator am Ausgang des Integrators, ob es zu einer Über- oder Unterkompensation gekommen ist. Entsprechend dem Vorzeichen und dem Betrag der Regelabweichung er­ folgt die Korrektur der Aufschaltdauer des pulsweitenmodulierten Kompensationssignals für den nachfolgen­ den Integrationszeitraum.

Bei der schaltungstechnischen Realisation des Zeitteiler-Verfahrens (Abb. 5) stellt man zunächst fest, daß elektrische Referenzgrößen bei kleinen Bauformen und geringen Preisen höchste Präzision und Stabilität auf­ weisen. Um diese extremen Vorteile einer indirekten, elektrischen Kompensation zu nutzen, muß die Meßgröße mittels eines geeigneten Aufnehmers in ein elektrisches Signal umgeformt und schließlich dem Regelkreis zugeführt werden. Das Meßsignal x_m wird im derzeitigen Hauptanwendungsgebiet aus Dehnungsmeßstreifen (DMS) gewonnen. Die aus meßtechnischer Sicht günstigste Verdrahtung von DMS erfolgt gemäß Bild 5 in Form einer Wheatstone'schen Brücke, wodurch sich additive Störgrößen eliminieren. Eine Belastung ver­ stimmt die Schaltung infolge der sich ändernden Einzelwiderständen und es bildet sich an deren Meßdiagona­ len die Meßspannung U_m aus. Diese, ggf. durch einen Impedanzwandler (Spannungsfolger) gegen Rückwir­ kungen der sich anschließenden Komponenten geschützt, wird über einem Widerstand R_i in einen Strom i_m umgeformt und auf den Summenpunkt S geleitet. In ähnlicher Weise, wird die Bereitstellung des Kompensati­ onsstromes i_k aus der Versorgungsspannung realisiert; nämlich mit dem Schalters S₁ als Mit- oder Gegen­ kopplung. Für die grundlegende Funktion des ADU's nach dem Zeitteiler-Prinzips stellt der in dem Summen­ punkt zusätzlich eingespeiste Strom i_t eine untergeordnete Rolle dar. Der Vollständigkeit halber sei aber er­ wähnt, daß dieser konstante Anteil lediglich zur Totlastkompensation (Nullpunktabgleich einer Wheatsto­ ne'schen Brücke) dient. Im Interesse einer hohen Meßgenauigkeit müssen an die Widerstände R_i, R_k, R_t be­ sondere Qualitätsansprüche bezüglich Temperaturdrift und Langzeitstabilität gestellt werden.

Gesteuert durch den Schalter S₂, wird der resultierende Summenstrom i_s für eine definierte, von der Meßgröße abhängige Zeit (Verfahren mit variabler Torzeit) auf den Integrator geleitet. An dessen Ausgang stellt sich somit beim Einleiten eines konstanten Meßsignales ein für den Zeitteiler typischer Spannungsverlauf (Abb. 6) dar.

In der Phase der Mitkopplung liegt der Widerstand R_k an der positiven Versorgungsspannung und wird vom Strom i_k,+ = u_s/2.R_k durchflossen, während in der sich zeitlich anschließenden Gegenkopplung die negative Versorgungsspannung über den Widerstand R_k in den Kompensationsstrom i_k,- = -u_s/2.R_k umgeformt wird. Beendet der Schalter S₂ die Integrationsphase zum Zeitpunkt t₀ + T, so liegt im exakt ausgeregelten Zustand am Integrationskondensator die Spannung Null an, d. h. der Integrationsrest zwischen zwei Intervallen ist identisch Null.

Umformungen führen schließlich auf ein Zeitverhältnis τ.

Nach der Gleichung 8 ist die Meßspannung eindeutig bestimmt, wenn im abgeglichenen Zustand die Zeit­ punkte t_k und T bekannt sind.

Bei den bisherigen Betrachtungen wurde davon ausgegangen, daß der ADU exakt ausgeregelt war und sich somit die Meßspannung und der zeitlich gemittelte Kompensationswert nach einer Soll-Zyklusdauer T_Soll ent­ sprachen. Kommt es nun infolge einer Unterkompensation zu einer Überschreitung der Soll-Periodendauer (T_Ist < T_Soll), so veranlaßt der Regler eine Herabsetzung der Mitkopplungsdauer während des nachfolgenden Integrationsintervalles. Folglich setzt die Gegenkopplung eher ein und erzwingt einen wie beabsichtigt frühe­ ren Nulldurchgang. Bei einer Überkompensation liegt der umgekehrte Sachverhalt vor. Setzt man ein unverändertes Meßsignal voraus (i_k = konst.), so berechnet sich die zu wählende Mitkopplung des nachstehenden Intervalls zu

Der Regeleinheit sind die Zeitintervalle t_k,n, T_Soll im Voraus bekannt, so daß zur Berechnung der nachfolgen­ den Mitkopplungsdauer nur noch die Ist-Torzeit T_Ist durch den Komparator bestimmt und dem Regelalgorith­ mus zugeführt werden muß. Fundamental für die Funktionsweise des AD-Umsetzers nach dem Zeitteiler- Verfahren ist demnach eine bidirektionale Kommunikation zwischen dem Analogteil und der Recheneinheit zum Austausch der Zeitpunkte t_k,n+1, T_Ist.

Die Mehrfach-Puls-Dauer-Modulation (MPDM)

Ähnlich wie in den beiden zuvor beschriebenen Verfahren wird die Meßspannung U_m an einem Widerstand R_i ein Strom i_m erzeugt und auf den Summenpunkt S geleitet, in den ebenfalls ein Kompensationsstrom i_kg + i_kf gelangt. An dem sich anschließenden Operationsverstärker bildet sich im nicht abgeglichenen Zustand eine Spannungsdifferenz aus, die in eine entsprechende Frequenz umgeformt wird. Da die Frequenz bei der Span­ nung Null bekannt ist, kann von dem Digitalteil errechnet werden, wie lange im nächsten Umsetztschritt der Kompensationspuls eingeschaltet werden muß (Abb. 7). Die Mehrfach-Puls-Dauer-Modulation unterscheidet sich von dem beschriebenen Aufbau in der Weise, daß mehrere Pulsbreitenmodulationen in Reihe geschaltet werden und sich die Auflösung bei gleicher Umsetzgeschwindigkeit aus den Einzelauflösungen additiv zu­ sammensetzt [5].

Das Delta-Sigma-Verfahren (ΔΣV)

Beim Delta-Sigma-Verfahren (Abb. 8) wird die Meßspannung U_m gemeinsam mit einer Kompensationsspan­ nung U_k auf einen Integrator gegeben. Ein nachgeschalteter Komparator zeigt stets an, ob es zu einer Über- oder Unterkompensation gekommen ist. Nach einer definierten Integrationszeit gibt das CLK-gesteuerte D-Flip-Flop den zu diesem Zeitpunkt ermittelten Zustand in der Form eines Low- oder High-Pegels wieder. Das Ergebnis wird als Kompensationssignal zurückgeführt und spiegelt zugleich das Meßsignal in einer binären Form wieder. Bei einer positiven Anstiegsrichtung des Eingangssignales werden mehr positive als negative Impulse erzeugt und umgekehrt bei einer negativen Anstiegsrichtung mehr negative Impulse als positive. Für eine konstante Meßspannung würde der Datenstrom aus der gleichen Anzahl positiver und negativer Impulse bestehen.

Die Telemetrie

In der Regel erfolgt die elektrische Verbindung zwischen Aufnehmer/Anpasser- und Anzeigeseite bei relativ zueinander ruhenden Systemen durch eine Festverdrahtung, bei geringfügigen Bewegungen zueinander durch flexible Leitungen. Diese Ausführungen gestalten sich als problematisch, wenn das Meßsystem in der Nähe von elektrischen und magnetischen Feldern betrieben werden soll, da diese Störspannungen in den Signalleitungen verursachen. Bei der Verwendung von Aufnehmern für leistungsschwache Sensorsignale (z. B. Dehnungsmeß­ streifen) muß nunmehr durch entsprechende Schutzmaßnahmen dafür gesorgt werden, daß die Störspannungen die Auflösungsgrenze der Meßspannung nicht überschreiten.

Jeder spannungsführende gerade Leiter weist um sich ein auf seine Achse gerichtetes elektrisches Feld auf, dessen Feldstärke der an ihm anliegenden Spannung proportional ist und mit dem Quadrat des Abstandes vom Leiter abnimmt.

Anderen Leitern, die sich im Einflußbereich dieses elektrischen Feldes befinden, werden durch kapazitive Kopplungen Gleichtakt-Störspannungen aufgezwungen. Bei meßtechnischen Anwendungen macht sich dieser Einfluß besonders negativ bemerkbar, da in beiden Adern der Meßleitung eine Spannung gleicher Polarität erzeugt wird und dem sich anschließenden Meßverstärker ein Gleichtakt-Offset des Meßwertes vorgetäuscht wird. Moderne Meßverstärker, wie z. B. Trägerfrequenzmeßverstärker, ermöglichen eine weitgehende Unter­ drückung dieser Gleichtaktstörungen.

Kritischer, aus meßtechnischer Sicht betrachtet, sind dies hingegen magnetische Einstreuungen, wie sie zum Beispiel in der Umgebung von Elektromotoren, Generatoren, Transformatoren und Starkstromleitungen vor­ kommen. Wie durch das Induktionsgesetzes von Faraday beschrieben, induzieren magnetische Felder genau dann Störspannungen in einem Leiter (z. B. Meßleitung), wenn eine Relativbewegung zwischen diesem Leiter und den magnetischen Feldlinien bzw. eine zeitliche Änderung des magnetischen Flusses Φ stattfindet.

Magnetische Einstreuungen erzeugen in den beiden Adern der Meßleitungen Störspannungen entgegengesetz­ ter Polarität. Diese Gegentaktstörspannungen steuern die beiden Verstärkereingänge gegenphasig an und sind in ihrer Wirkung besonders von Gleichspannungsverstärkern nicht von einem Sensorsignal zu unterscheiden. Auch Trägerfrequenzmeßverstärker sind von diesen Einflüssen betroffen, wenn auch nur im schmalen Fre­ quenzband um die Trägerfrequenz herum. Um Störeinflüsse in den Meßleitungen zu vermeiden, sind diese in besonderem Maße abzuschirmen, was besonders für Abschirmungen gegen magnetische Felder sich als sehr aufwendig erweisen kann.

Wird von mechanischen Defekten und Problemen eines Lichtwellenleiters (LWL) abgesehen, so ist er hinsicht­ lich äußerer Störeinflüsse dem Draht überlegen. Das durch die Lichtfaser übertragende Signal ist völlig un­ empfindlich gegen elektro-magnetische Störfelder, da kein Elektronentransport stattfindet, sondern sich eine Welle mit Lichtgeschwindigkeit ausbreitet.

Während sich Drahtverbindungen vor allem für die Energieübertragung eignen, so sind LWL für diese Aufgabe zunächst nicht ausgelegt. Dies resultiert aus der Tatsache, daß bei der Umformung Strom/Licht und Licht/Strom sowie bei der Ein- und Auskopplung des Lichtes in bzw. aus dem Lichtwellenleiter große Verluste auftreten. Folglich finden LWL vornehmlich bei impuls- und frequenzmodulierten Signalen Verwendung und weniger bei amplitudenmodulierten Informationen oder Energietransporten.

Erst durch die Reduktion der von den elektronischen Bauteilen benötigten Leistung ist es eingeschränkt mög­ lich, Systeme rein optisch mit Energie zu versorgen und die von der Meßsonde gewonnenen Meßdaten über einem zweiten Lichtwellenleiter an die Ausgabeeinheit zurück zu senden [7]. Solche Sonden sind aber auf die Verwendung von zusätzlichen Kondensatoren angewiesen, die ihre zuvor per LWL aufgenommene und dann gespeicherte Energie für einzelne Messungen und der sich anschließenden Datenübertragung bereitstellen. Diese zusätzlichen Energiereservoirs sind rasch erschöpft und verhindern somit eine kontinuierliche Messung. Als nachteilig erweist sich bei DMS-Applikationen auch der proportionale Zusammenhang zwischen der Brückenspeise- und Meßspannung. Bei einer fest vorgegebenen Energiemenge muß die Brückenversorgungsspan­ nung um so kleiner gewählt werden, desto größer die Leistungsaufnahme der Bauteile ist. Proportional dazu sinkt somit die Meßspannung und die Empfindlichkeit der Meßanordnung.

Die Neuerung

Bei einer linearen Meßkette müssen alle in Reihe geschalteten Anpasser mindestens die Genauigkeits- und Umsetzgeschwindigkeitsanforderung des Gesamtsystemes erfüllen. Dies stellt den Ausgangspunkt für die Neuerung dar, bei der alle Anpasser zu einer Einheit integriert werden. Dies bedeutet, daß die Telemetrie als ein fester Bestandteil des ADU's ausgeführt wird. Bei der näheren Betrachtung der zuvor beschriebenen Ver­ fahren zur AD-Umsetzung fällt die Separationsmöglichkeit der Schaltungen jeweils in einen Analog- und in einen Digitalteil auf. Im Analogteil wird ermittelt, ob (MPDM, ΔΣV) bzw. wann (ZT, DSV) es zu einer voll­ ständigen Kompensation des Meßsignales durch das Referenz-Signal gekommen ist. Diese Information gelangt über eine Festverdrahtung zum Digitalteil, der anschließend dem Analogteil die neu berechnete Einschaltdauer des Kompensationssignales ebenfalls über eine Festverdrahtung angibt. Es ist nun denkbar, die Verbindungs­ leiterbahnen in Form von Drähten zu verlängern und somit eine Telemetriestrecke aufzubauen. In der Praxis verfälschen große Leiterwiderstände als auch elektro-magnetische Einstreuungen die Signale dermaßen, daß sie für eine präzise Auswertung unbrauchbar werden. Da LWL diese Nachteile nicht aufweisen (s. o.) und es sich bei den zwischen Analog- und Digitalteil ausgetauschten Informationen um Impulse oder um frequenzmodu­ lierte Signale handelt, ist die Applikation einer opto-elektrischen Verbindungsstrecke möglich.

Die Abb. 9-12 zeigt den prinzipiellen Aufbau der Neuerung unter der Verwendung der einzelnen ADU-Verfahren. Wie in [7] erfolgt die Energieversorgung der Sonde mittels LWL-1 5. Infolge der Verwen­ dung von wenigen, energiesparenden elektronischen Bauteilen (Integrator, Komparator, Schalter) verbraucht der Analogteil der Auswerteelektronik wenig Leistung und die Meßbrücke kann für eine kontinuierliche Meß­ wertgewinnung dauerhaft gespeist werden. Spitzen im Energieverbrauch sind durch einen Kondensator als Energie-Reservoir abzufangen. Dem LWL-1 ist außerdem das t_k-Signal invertiert überlagert. Der LWL-2 5 überträgt schließlich den Zeitpunkt der Ist-Torzeit T_ist an den Regler.

Während bei dem Zeitteiler-, Delta-Sigma-Verfahren und MPDM die Polarität des Kompensationssignales eindeutig bestimmt ist, so muß beim DSV der Digitalteil der analogen Einheit diese Information explizit mit­ teilen. Es ist somit ein dritter LWL erforderlich. Dieser bautechnische Aufwand der Telemetrie kann durch die Verwendung einer Logik 10 im Analogteil simplifiziert werden, weil sich die Polarität der Kompensations­ spannung eindeutig nach der Belastungsrichtung des Aufnehmers richtet. Die Erweiterung des Logikbausteins 9 um einen zusätzlichen Timer ermöglicht des weiteren, den bisher bifunktional arbeitenden LWL-2 aus­ schließlich für die Energieübertragung zu benutzen. Dies ist möglich, weil die Integrationsdauer der Meßspan­ nung t_k verfahrensgemäß eine fest definierte Länge aufweist. Die Neuerung nach dem DSV ist somit ebenfalls mit je einem LWL zur Energieversorgung und zur Signalisation der Periodendauer realisierbar (Abb. 13).

Infolge der stetigen Weiterentwicklung von opto-elektronischen Bauteilen eröffnet sich ein weiteres Anwen­ dungsgebiet der Neuerung. Bislang wurden ganz allgemein Sensor- und Ausgabesysteme betrachtet, die relativ zueinander ruhten oder sich nur geringfügig bewegten. Führen jedoch die beiden Teilgruppen derartige Bewe­ gungen aus, daß die Leitungen wegen zu großer Bewegungen sich verdrillen, sich aufwickeln oder sogar früher oder später brechen würden, ist man auf andere Übertragungsverfahren als Kabel angewiesen. Eine kostengün­ stige und oft ausreichende Möglichkeit bilden hier mechanische Schleifer. Das zu übertragende Signal kann ohne weitere Aufbereitung vom Schleifer übertragen werden und das bei geringer Störempfindlichkeit von außen und hoher Leistungsübertragung. Schleifer zeigen jedoch dann erste Nachteile, wenn hohe Übertra­ gungsqualitäten gefordert werden. Nur wenn die Schleifergeschwindigkeit klein bleibt, die Grenze liegt hier im allgemeinen bei einigen 10 m/s, sind kurze Signaleinbrüche durch erhöhten mechanischen Aufwand zu beseiti­ gen. Bei größeren Geschwindigkeiten bewirken kleinste Unebenheiten in der Kontaktfläche des Stators derartig große senkrechte Beschleunigungen, daß der beweglich aufgehängte Schleifer nicht mehr folgen kann und den elektrischen Kontakt verliert. Verstärkt wird dieser Effekt bei Ablagerungen durch unreine Umgebung. Als weitere Nachteile der Schleifer sind deren relative kurze Wartungsintervalle, die empfindliche und teilweise aufwendige Montage und Demontage sowie die begrenzten Fähigkeiten, Abstandsvariationen zwischen Auf­ nehmer- und Ausgabesystem auszugleichen, zu nennen.

Zur Eliminierung dieser Nachteile werden oftmals berührungslose Übertragungsverfahren gewählt, die neben ihren Vorteilen auch Nachteile aufweisen. Dazu gehören unter anderem die aufwendige Signalaufbereitung, die geringe Leistungsübertragung und relativ hohe Investitionskosten. Zur berührungslosen Meßdaten- und Lei­ stungsübertragung werden vor allem drei Verfahren zur eingesetzt [8]; Die Übertragung beider Signale erfolgt entweder jeweils durch induktive oder durch elektromagnetische Kopplung oder in einem gemischten Verfah­ ren, in dem die Hilfsenergie durch Induktion und das Meßdatensignal elektromagnetisch transportiert wird. Im Folgenden sind die wesentlichen Nachteile dieser Telemetriemethoden aufgezeigt.

Bei der rein induktiven Kopplung muß das Meßsignal in einem anderen Frequenzband liegen als das Energie­ signal, um Aliasing-Effekte zu vermeiden. Aus diesem Grunde wird das Meßsignal einer Trägerfrequenz auf­ moduliert und nach der Übertragung demoduliert. Der erhöhte technische Aufwand erfordert ebenfalls die Bereitstellung zusätzlicher Energie, was in der Regel zu Lasten der Brückenversorgungsspannung geschieht. Erwähnt werden sollte auch, daß bei einer hohen Dynamik des Meßsignales der Demodulator nicht folgen kann, und es zu Einbußen bei der Auslösung kommt.

Die Übertragung mittels Spulen und Kondensatoren erfolgt nicht momentan, sondern ist von der jeweiligen Zeitkonstante abhängig. Aus diesem Grunde transferieren Spulensysteme vornehmlich frequenzmodulierte Signale während Kondensatoren für digitale Telemetrieverfahren eingesetzt werden. Es ist somit stets erforder­ lich, daß ein ADU mitrotiert.

In der Präzisionsmeßtechnik kommen vornehmlich DMS zu Einsatz. Sensoren, die auf dem Prinzip der Wider­ standsänderung arbeiten, benötigen eine Leistungsversorgung wie sie von elektromagnetischen Kopplungen nicht bereitgestellt werden können. Große bauliche Abmessungen und Trägheiten, sowie aufwendige Daten­ protokolle zur Erkennung der seriellen Datenfolge sind die Folge.

Ein gemischtes Verfahren, bestehend aus einer Energieversorgung und einer Modifikation der Neuerung, be­ seitigt all die genannten Nachteile. Die Energieversorgung kann entweder durch einen induktiven Übertrager oder durch eine mitrotierende Energiequelle realisiert werden. Bei der Neuerung erfolgt die Kommunikation zwischen dem Digitalteil und dem dazu bewegten Analogteil per Lichtwellenleiter. Die Licht Ein- und Aus­ kopplung in die Lichtfaser kann auf verschiedene Weisen erfolgen.

a) Übertragung über die Stirnseiten an einem Faserende (Abb. 15)

Die Sende-LED fluchtet genau mit der Stirnseite des LWL's und weist einen geringen Abstand zu ihm auf. Dadurch wird ein hoher Kopplungsgrad erreicht. Als untauglich erweist sich diese Methode z. B. bei Wellen, wenn kein freies Ende zu Verfügung steht. Bei vielen Maschinen im zusammengebauten Zustand ist dies der Fall.

b) Antennenring aus Sendern und Empfängern (Abb. 16)

Auf dem bewegten, in der Regel rotierenden, Körper befinden sich eine oder mehrere Sende-Dioden, die von einem, am statischen System befestigten, Empfängerring umgeben sind. Der erhöhte technische Auf­ wand, vor allem für das t_k-Signal, bevorzugt die Verwendung des "Dual-Slope-Verfahrens mit Logikteil", bei dem nur die Isttorzeit T_ist übertragen wird.

c) Fluoreszierende Lichtwellenleiter (Abb. 17)

Bei dieser Methode wird die begrenzte Anzahl der Empfängerdioden durch eine oder mehrere fluoreszierende LWL ersetzt. Diese Fasern, überwiegend aus optisch transparenten Kunststoffen hergestellt, sind mit Farbstoffen dotiert, die durch die Bestrahlung mit einer bestimmten Frequenz f_ein zum Leuchten angeregt werden. Da dieses Licht eine größeren Wellenlänge aufweist (f_aus < f_ein), wird es durch Totalreflektion an dem Fasermantel bis zum Ende des Lichtwellenleiters in der Faser gehalten. Es ist also möglich, moduliertes Licht seitlich in die Faser einzukoppeln und am Faserende zu detektieren.

Unter der Bedingung, daß die Qualitätsansprüche gering sind, ist die Neuerung ebenfalls mit einer kapazitiven Kopplung 8a/8b anstelle der opto-elektrischen Telemetriestrecke möglich (Abb. 18).

Die Realisierung der Erfindungsgedanken werden anhand der nachfolgenden Bilder näher erläutert:
Bild 1: Aufbauprinzip von Meßeinrichtungen zur elektronischen Messung nichtelektrischer Größen
Bild 2: Prinzipschaltung eines Kompensators
Bild 3: Prinzipschaltung eines ADU's nach dem Zwei-Rampen-Verfahren (Dual-Slope-Verfahren)
Bild 4: Kompensation im zeitlichen Mittel durch Pulsweitenmodulation und Integration
Bild 5: Prinzipschaltung eines ADU's nach dem Zeitteiler-Verfahren
Bild 6: Integrationsverlauf eines ADU's nach dem Zeitteiler-Verfahren
Bild 7: Prinzipschaltung eines ADU's nach dem Verfahren einer Mehrfach-Puls-Dauer-Modulation
Bild 8: Prinzipschaltung eines ADU's nach dem Delta-Sigma-Verfahren
Bild 9: Neuerung nach dem Dual-Slope-Verfahren
Bild 10: Neuerung nach dem Zeitteiler-Verfahren
Bild 11: Neuerung nach dem Verfahren der Puls-Dauer-Modulation
Bild 12: Neuerung nach dem Delta-Sigma-Verfahren
Bild 13: Neuerung nach dem Dual-Slope-Verfahren mit kombinierter Logik im Analogteil
Bild 14: Telemetrie bestehend aus Sende- und Empfangsdioden und Lichtwellenleiter
Bild 15: Telemetrie am Wellenende montiert Sende- und Empfangsdioden
Bild 16: Telemetrie bestehend aus radialangeordneten Sende- und Empfangsdioden
Bild 17: Telemetrie bestehend aus LED und fluoreszierendem Lichtwellenleiter
Bild 18: Telemetrie bestehend aus einer kapazitiven Kopplung

4. Literaturhinweise

[1] Horn, K.: Vorlesungsumdruck "Theorie und Praxis des Meßkettenaufbaus"
Institut für Meßtechnik und Austauschbau an der Technischen Universität Braunschweig
[2] Zander, H.: Analog-Digital-Wandler in der Praxis
Markt & Technik, S. 91ff
[3] Seitzer, D.: Elektronische Analog-Digital-Umsetzer
Springer- Verlag, S. 53ff
[4] Horn, K.: Nach dem Kompensationsprinzip arbeitende hochauflösende ADU's für leistungsschwache Sensorsignale
PTB-IT-5, Braunschweig u. Berlin 1995
[5] Kreuzer, M.: Moderne mikrocomputergesteuerte digitale Kompensatoren, Teil 1: Schal­ tungen für Digital-Kompensatoren
Meßtechnische Briefe 21 (1985), Heft 2
[6] Keil, S.: Beanspruchungsermittlung mit Dehnungsmeßstreifen
Cuneus Verlag
[7] Dahlmann, H.: Optische Energie- und Signalübertragung für Meßsonden
Elektronik 23/1995
[8] -,- Berührungslose Meßdaten- und Leistungsübertragung
VDI-Berichte, 1996

Claims (14)

1. Anpasser hoher Präzision zur AD-Umsetzung und Telemetrie von Signalen, dadurch gekennzeichnet, daß er vorzugsweise aus einem nach einem kompensierendem Verfahren arbeitenden AD-Umsetzer besteht, dessen Analog- 1 und Digitalteil 2 als getrennte Moduln ausgeführt und durch eine Telemetriestrecke 3 funk­ tional untereinander verbunden sind.

2. Anpasser hoher Präzision nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der AD-Umsetzer nach einem Ein-, Zwei- oder Mehrfach Rampen-Verfahren arbeitet (Gruppe der Slope- Verfahren).

3. Anpasser hoher Präzision nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß der AD-Umsetzer nach einem Ein-, Zwei- oder Mehrfach Rampen-Verfahren (Gruppe der Slope-Ver­ fahren) unter Verwendung einer Logik 10 arbeitet.

4. Anpasser hoher Präzision nach Anspruch 1 und 3, dadurch gekennzeichnet, daß der AD-Umsetzer nach dem Zeitteiler-Verfahren arbeitet.

5. Anpasser hoher Präzision nach Anspruch 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der AD-Umsetzer nach dem Verfahren der Einfach- oder Mehrfach-Puls-Dauer-Modulation arbeitet.

6. Anpasser hoher Präzision nach Anspruch 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der AD-Umsetzer nach dem Delta-Sigma-Verfahren arbeitet.

7. Anpasser hoher Präzision nach Anspruch 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Analogteil 1 aus Elektronikkomponenten geringen Energieverbrauches besteht.

8. Anpasser hoher Präzision nach Anspruch 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Telemetriestrecke 3 durch das Zusammenwirken einer oder mehrerer Sende-LED's 4, Lichtwellenlei­ tern 5 und Empfänger-Dioden/Transistoren 6 realisiert ist.

9. Anpasser hoher Präzision nach Anspruch 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Lichtwellenleiter aus einer fluoreszierenden Faser 7 besteht.

10. Anpasser hoher Präzision nach Anspruch 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Sende- 4 und Empfängerdioden 6 im nichtsichtbaren Frequenzbereich (z. B. Infrarot) arbeiten und die Verbindungsstrecke durch das Umgebungsmedium wahrgenommen wird.

11. Anpasser hoher Präzision nach Anspruch 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Telemetriestrecke 3 in der Form eines Kondensators 8a/8b ausgeführt ist.

12. Anpasser hoher Präzision nach Anspruch 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Energie-Versorgung des Analogteils 1 per Lichtwellenleiter 5 erfolgt.

13. Anpasser hoher Präzision nach Anspruch 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Energieversorgung des Analogteils 1 durch eine zusätzliche Energiequelle 9 (z. B. induktive Kopplung, Batterie, Akkumulator) realisiert ist.

14. Anpasser hoher Präzision nach Anspruch 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Energieversorgung des Analogteils 1 durch eine induktive Kopplung 9 realisiert ist, welche gleichzeitig für die frequenzmodulierte Übertragung des t_k-Signals fungiert.