DE19705338C1

DE19705338C1 - Thermic protection circuit for smart power integrated circuit

Info

Publication number: DE19705338C1
Application number: DE19705338A
Authority: DE
Inventors: Martin Feldtkeller
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1997-02-12
Filing date: 1997-02-12
Publication date: 1998-06-18
Anticipated expiration: 2017-02-13
Also published as: EP0960366A1; EP0960366B1; DE59801762D1; WO1998036342A1

Abstract

The circuit comprises a first bipolar transistor (T1) whose emitter (E) is connected with a terminal (2) of a reference potential, whose collector (C) is connected with a first current source (J1), and whose base is connected with an output (P) of a voltage divider (R1, R2). A first terminal (K1) of the voltage divider is connected with the terminal of the reference potential. A temperature-dependent switching signal (SS) is provided at the collector of the transistor. A second bipolar transistor (T2) is provided, whose emitter (E) is connected with the terminal of the reference potential, whose collector (C) is connected with a second current source (J2), and whose base (B) is connected to a second terminal (K2) of the voltage divider.

Description

Die Erfindung betrifft eine thermische Schutzschaltung mit einem ersten Bipolartransistor dessen Emitteranschluß mit ei ner Klemme für Bezugspotential verbunden ist, dessen Kollek toranschluß mit einer ersten Stromquelle verbunden ist und dessen Basisanschluß mit einem Abgriff eines Spannungstei lers, der mit einer ersten Klemme an die Klemme für Bezugspo tential angeschlossen ist, verbunden ist, wobei am Kollektor anschluß ein temperaturabhängiges Schaltsignal abgreifbar ist.The invention relates to a thermal protection circuit a first bipolar transistor whose emitter connection with egg ner terminal for reference potential is connected, the collector Toranschluß is connected to a first power source and the base connection with a tap of a voltage section lers who with a first terminal to the terminal for reference Po tential is connected, being connected to the collector connection a temperature-dependent switching signal can be tapped.

Zweck derartiger thermischer Schutzschaltungen, welche bei spielsweise bei integrierten Leistungsschaltungen Anwendung finden, ist es, bei Überschreiten einer festgelegten Tempera turschwelle Schaltungskomponenten mit hoher Verlustleistung abzuschalten, um die Gesamtschaltung, üblicherweise einen IC, bei fehlender Kühlung vor Zerstörung zu schützen. Hierzu ist ein temperaturabhängiges Schaltsignal notwendig, welches bei Temperaturen oberhalb der festgelegten Temperaturschwelle ei nen Wert aufweist, welcher von Werten des Schaltsignals bei Temperaturen unterhalb der festgelegten Temperaturschwelle deutlich unterscheidbar ist. Bei derartigen bereits bekannten thermischen Schutzschaltungen nutzt man die starke Abhängig keit des Kollektorstroms von der Temperatur bei in Emitter schaltung geschalteten Bipolartransistoren zur Erzeugung des Schaltsignals. Bei vorgegebenem Kollektorstrom nimmt die Ba sis-Emitterspannung eines in Emitterschaltung betriebenen Bi polartransistors pro Kelvin Temperaturerhöhung um einen be stimmten Wert ab, welcher bei Bipolartransistoren auf Silizi umbasis ca. 2 Millivolt je Kelvin Temperaturerhöhung be trägt. Da der Kollektorstrom widerum exponentiell von der Ba sis-Emitterspannung abhängig ist, wenn sich der Transistor im linearen Aussteuerbereich befindet, besteht somit eine expo nentielle Abhängigkeit des Kollektorstroms von der Tempera tur, so daß der Kollektorstrom bei vorgegebener Basis- Emitterspannung und Temperaturerhöhung exponentiell ansteigt. Ist der von der mit dem Kollektoranschluß verbundenen Strom quelle gelieferte Strom nicht mehr ausreichend, um den Bipo lartransistor bei steigenden Temperaturen im linearen Aus steuerbereich zu halten, geht der Transistor in Sättigung und das Kollektorpotential sinkt gegenüber bei niedrigeren Tempe raturen vorhandenen Werten schnell ab, wodurch sich ein deut lich unterscheidbares Schaltsignal ergibt. Bei bereits be kannten thermischen Schutzschaltungen, welche derartige Tem peraturabhängigkeiten von Bipolartransistoren in Emitter schaltung nutzen, wird eine möglichst exakte, temperaturunab hängige Referenzsspannungsquelle zur Einstellung der Basis- Emitterspannung und damit des Transistorarbeitspunktes benö tigt. Zur Erzeugung einer derartigen Referenzspannung können beispielsweise Bandgap-Schaltungen verwendet werden, wie in Botti/Stefani, "Smart-Power ICs", Springer-Verlag, 1996, Sei te 424 ff. oder in der EP 0 618 658 A1 der Firma SGS Thomson beschrieben ist. Purpose of such thermal protection circuits, which at for example in the case of integrated power circuits find it is when a set tempera is exceeded circuit components with high power dissipation to turn off the whole circuit, usually an IC, protect against destruction in the absence of cooling. This is a temperature-dependent switching signal necessary, which at Temperatures above the specified temperature threshold NEN value, which of values of the switching signal at Temperatures below the specified temperature threshold is clearly distinguishable. In such already known Thermal protection circuits use the strong dependency speed of the collector current from the temperature at in emitter circuit switched bipolar transistors for generating the Switching signal. With a given collector current, the Ba sis emitter voltage of a Bi operated in an emitter circuit polar transistors per Kelvin temperature increase by one be agreed value, which for bipolar transistors on silicon basis around 2 millivolts per Kelvin temperature increase wearing. Since the collector current in turn exponentially from the Ba sis emitter voltage is dependent if the transistor is in the linear range, there is therefore an expo nental dependence of the collector current on the tempera so that the collector current for a given base Emitter voltage and temperature increase increases exponentially. Is the current from the current connected to the collector connection source supplied electricity is no longer sufficient to power the bipo lartransistor with rising temperatures in linear off to keep control range, the transistor goes into saturation and the collector potential drops compared to lower temperatures existing values quickly, which makes a clear Lich distinguishable switching signal. With already be knew thermal protection circuits, which such Tem temperature dependencies of bipolar transistors in emitters Use circuitry, the most exact, temperature independent dependent reference voltage source for setting the basic Emitter voltage and thus the transistor operating point does. To generate such a reference voltage for example, bandgap circuits are used, as in Botti / Stefani, "Smart Power ICs", Springer-Verlag, 1996, Be te 424 ff. or in EP 0 618 658 A1 from SGS Thomson is described.

Aus der DE-OS 22 39 415 ist eine Schaltung mit Bipolartransi stor bekannt, bei der eine thermische Schutzwirkung eines Bi polartransistors realisiert ist, wobei diese Schutzschaltung eine Hystereseschaltung aufweist. Bei einer kurzzeitigen Er höhung der Spannung zwischen Emitter und Kollektor des zu schützenden Transistors bewirkt ein Kondensator, der parallel zu einem Spannungsteiler, der zwischen Emitter und Kollektor dieses Transistors liegt, geschaltet ist, ein verzögertes An sprechen der Schutzschaltung. Die vorgesehene Schaltungsan ordnung soll ab einer festgelegten Dauerlastbegrenzungskurve wirksam sein, wobei diese für eine bestimmte Temperatur auf genommen ist. Besitzt der zu schützende Transistor eine er höhte Temperatur, so müßte die Dauerlastbegrenzungskurve an gepaßt werden. Dies wird durch eine thermische Kopplung zwi schen dem zu schützenden Transistor und der Schutzschaltung, zum Beispiel durch integrierte Technik, ermöglicht. From DE-OS 22 39 415 is a circuit with bipolar transi stor known, in which a thermal protective effect of a Bi polar transistor is realized, this protection circuit has a hysteresis circuit. In the case of a short term increase in voltage between emitter and collector of the protective transistor causes a capacitor that is in parallel to a voltage divider between the emitter and collector this transistor is connected, a delayed on speak the protection circuit. The proposed circuit Order should start from a fixed continuous load limitation curve be effective, these for a certain temperature is taken. If the transistor to be protected has one if the temperature is high, the continuous load limitation curve should start be fitted. This is achieved by a thermal coupling between the transistor to be protected and the protective circuit, for example through integrated technology.

Nachteilig bei derartigen Schaltungen ist die starke Abhän gigkeit der Temperaturgenauigkeit der Schutzschaltung von der Genauigkeit der Referenzspannungsquelle sowie der nicht uner hebliche Schaltungsaufwand.A disadvantage of such circuits is the strong dependency the temperature accuracy of the protective circuit from the Accuracy of the reference voltage source as well as the not inconsiderable considerable circuit effort.

Die Erfindung hat die Aufgabe, die eingangs genannte thermische Schutzschaltung so weiterzubilden, daß auf eine aufwendige Schaltung zur Erzeugung einer Referenzspannung verzichtet werden kann, so daß sich inbesondere die Schutzschaltung mit nur we nigen Bauelementen und damit platzsparend realisieren läßt.The invention has for its object the thermal mentioned Training protection circuit so that on a complex Circuit for generating a reference voltage is dispensed with can be, so that in particular the protection circuit with only we nige components and thus space-saving.

Diese Aufgabe wird für die eingangs genannte thermische Schutz schaltung dadurch gelöst, daß ein zweiter Bipolartransistor vorgesehen ist, dessen Emitteranschluß mit der Klemme für Be zugspotential verbunden ist, dessen Kollektoranschluß mit ei ner zweiten Stromquelle verbunden ist und dessen Basisan schluß an einer zweiten Klemme des Spannungsteilers an geschlossen ist.This task is for the thermal protection mentioned circuit solved in that a second bipolar transistor is provided, the emitter connection with the terminal for Be potential is connected, the collector connection with ei ner second power source is connected and its base on connect to a second terminal of the voltage divider closed is.

Die Basis-Emitterspannung des ersten Bipo lartransistors ergibt sich somit über den Spannungsteiler aus der Basis-Emitterspannung des zweiten Transistors. Da mit steigender Temperatur die Basis-Emitterspannung des zweiten Transistors bei vorgegebenem Kollektorstrom, welcher durch die zweite Stromquelle gegeben ist, abnimmt, nimmt auch die Basis-Emitterspannung des ersten Transistors ab. Die Ar beitspunkte des ersten Transistors können u. a. über das Tei lerverhältnis des Spannungsteilers so eingestellt werden, daß der Kollektorstrom des ersten Transistors, der notwendig ist, um den ersten Transistor im linearen Aussteuerbereich zu hal ten, mit zunehmender Temperatur ansteigt. Übersteigt dieser Kollektorstrom den von der ersten Stromquelle gelieferten Strom, so geht der erste Transistor in Sättigung, wodurch das Kollektorpotential und der Wert des am Kollektoranschluß ab greifbaren Schaltsignals absinkt. Die vorliegende thermische Schutzschaltung enthält nur wenige Bauelemente und ist beson ders bei Ausführung der Stromquellen in MOS-Technologie platzsparend zu realisieren.The base emitter voltage of the first bipo lartransistor thus results from the voltage divider the base-emitter voltage of the second transistor. In order to increasing temperature the base-emitter voltage of the second Transistor with a given collector current, which by the second power source is given, decreases, so does the Base-emitter voltage of the first transistor. The ar beit points of the first transistor u. a. about the part ratio of the voltage divider can be set so that the collector current of the first transistor, which is necessary to hal the first transistor in the linear modulation range ten, increases with increasing temperature. If this exceeds Collector current that supplied by the first power source Current, the first transistor saturates, causing the Collector potential and the value of the at the collector connection tangible switching signal drops. The present thermal Protection circuit contains only a few components and is special especially when the current sources are implemented using MOS technology to realize space-saving.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.Advantageous embodiments of the invention are the subject of subclaims.

Vorteilhafterweise weist der erste Transistor eine Emitter fläche auf, die um einen Faktor m größer als die. Emit terfläche des zweiten Transistors ist. Bei identischer Basis- Emitterspannung beträgt somit der Kollektorstrom des ersten Transistors das m-fache des Kollektorstroms des zweiten Tran sistors, wodurch sich bei vorgegebener erster und zweiter Stromquelle eine weitere Möglichkeit ergibt, die Temperatur schwelle, bei der das Schaltsignal absinkt, einzustellen. The first transistor advantageously has an emitter area that is larger than that by a factor m. Emit surface of the second transistor. With identical basic Emitter voltage is therefore the collector current of the first Transistor m times the collector current of the second tran sistors, whereby at a given first and second Power source gives another way to measure temperature threshold at which the switching signal drops.

Zur Einstellung der Arbeitspunkte des zweiten Transistors ist zweck mäßigerweise eine dritte Stromquelle vorgesehen, die an den Basisanschluß und damit gleichzeitig an die zweite Klemme des Spannungstei lers angeschlossen ist.It is useful to set the operating points of the second transistor moderately provided a third power source connected to the base connector and at the same time to the second terminal of the voltage section lers is connected.

Vorzugsweise bilden die zweite Stromquelle, welche den Kol lektorstrom des zweiten Transistors liefert, und die erste Stromquelle, welche den Kollektorstrom des ersten Transistors liefert, einen Stromspiegel derart, daß der maximal mögliche Kollektorstrom des ersten Transistors abhängig vom Kollektor strom des zweiten Transistors ist.The second current source, which forms the col Lector current of the second transistor delivers, and the first Current source, which is the collector current of the first transistor provides a current mirror such that the maximum possible Collector current of the first transistor depending on the collector current of the second transistor.

Nach einer Ausführungsform einer thermischen Schutzschaltung nach der Erfindung besteht der Stromspiegel aus einem dritten und vierten Transistor, deren Emitteranschlüsse jeweils mit einer ersten Klemme einer Versorgungsspannungsquelle verbun den sind, wobei weiterhin der Kollektoranschluß des dritten Transistors mit dem Kollektoranschluß des ersten Transistors und der Kollektoranschluß des vierten Transistors mit dem Kollektoranschluß des zweiten Transistors verbunden ist wei terhin ist der Basisanschluß des dritten Transistors mit dem Basisanschluß des vierten Transistors verbunden, wodurch bei de Basen auf einem gemeinsamen Potential liegen.According to an embodiment of a thermal protection circuit According to the invention, the current mirror consists of a third and fourth transistor, whose emitter connections each with a first terminal of a supply voltage source which are, with the collector connection of the third Transistor with the collector terminal of the first transistor and the collector terminal of the fourth transistor with the Collector connection of the second transistor is connected white terhin is the base terminal of the third transistor with the Base terminal of the fourth transistor connected, whereby at de bases lie on a common potential.

Die Arbeitspunkteinstellung des zweiten Transistors erfolgt vorzugsweise mittels eines fünften und sechsten Transistors, wobei die Basis des sechsten Transistors mit dem Kollektoran schluß des zweiten Transistors und der Emitteranschluß des sechsten Transistors mit dem Basisanschluß des zweiten Tran sistors verbunden ist. Der Kollektoranschluß des sechsten Transistors ist mit dem Kollektoranschluß des fünften Transi stors verbunden, dessen Emitter mit der ersten Klemme der Versorgungsspannungsquelle verbunden ist. Der Kollektoran schluß und der Basisanschluß des fünften Transistors sind miteinander und vorzugsweise mit der Basis des dritten und vierten Transistors verbunden. The operating point of the second transistor is set preferably by means of a fifth and sixth transistor, the base of the sixth transistor with the collector circuit of the second transistor and the emitter terminal of the sixth transistor with the base terminal of the second tran sistor is connected. The collector connection of the sixth Transistor is connected to the collector terminal of the fifth transistor stors, whose emitter is connected to the first terminal of the Supply voltage source is connected. The collector circuit and the base terminal of the fifth transistor with each other and preferably with the base of the third and fourth transistor connected.

Vorzugsweise ist die Emitterfläche des vierten Transistors um einen Faktor n größer als die Emitterfläche des dritten Tran sistors, wodurch bei der beschriebenen Verschaltung des drit ten und vierten Transistors zu dem Stromspiegel, der durch den dritten Transistor gelieferte Kollektorstrom, welcher dem maximal durch den ersten Transistor fließenden Kollektorstrom entspricht, dem n-ten Teil des durch den vierten Transistor fließenden Kollektorstrom entspricht, welcher bei Vernachläs sigung des Basisstroms des sechsten Transistors betragsmäßig dem Kollektorstrom des zweiten Transistors entspricht.The emitter area of the fourth transistor is preferably around a factor n larger than the emitter area of the third tran sistors, which in the described connection of the third th and fourth transistor to the current mirror that through the third transistor supplied collector current, which the maximum collector current flowing through the first transistor corresponds to the nth part of the through the fourth transistor flowing collector current corresponds to that at neglect of the base current of the sixth transistor corresponds to the collector current of the second transistor.

Vorteilhafterweise ist wenigstens einer der Transistoren, die den Stromspiegel und/oder die dritte Stromquelle bilden, als MOS-Transistor, beispielsweise als MOS-FET ausgeführt. Durch diese Ausführungsform ist eine besonders platzsparende Reali sierung des Stromspiegels und/oder der dritten Stromquelle möglich. Um die werte des Schaltsignals vor und nach Über schreiten der Temperaturschwelle gut unterscheidbar zu ma chen, ist weiterhin eine Hysteseschaltung vorgesehen, die das Absinken der Werte des Schaltsignals nach Überschreiten der Temperaturschwelle verstärkt.Advantageously, at least one of the transistors that form the current mirror and / or the third current source as MOS transistor, for example as a MOS-FET. By this embodiment is a particularly space-saving reality sation of the current level and / or the third current source possible. To the values of the switching signal before and after over temperature threshold clearly distinguishable to ma Chen, a hysteresis circuit is also provided which The switching signal values decrease after the Temperature threshold increased.

Die erfindungsgemäße thermische Schutzschaltung wird nachfol gend anhand von Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigen:The thermal protection circuit according to the invention will follow ing explained in more detail using exemplary embodiments. It demonstrate:

Fig. 1 erstes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen thermischen Schutzschaltung, Fig. 1 first embodiment of a thermal protection circuit according to the invention,

Fig. 2 zweites Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen thermischen Schutzschaltung mit Ausführung der er sten, zweiten und dritten Stromquelle in Bipolar technologie, Fig. 2 second embodiment of a thermal protection circuit according to the invention with embodiments of he most, second and third current source in bipolar technology,

Fig. 3 drittes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen thermischen Schutzschaltung mit Ausführung der er sten, zweiten und dritten Stromquelle in MOS- Technologie, Fig. 3 third embodiment of a thermal protection circuit according to the invention with embodiments of he most, second and third current source in MOS technology,

Fig. 4 weitere Ausführungsform einer erfindungsgemäßen thermischen Schutzschaltung mit Hystereseschaltung, Fig. 4 another embodiment of a thermal protection circuit according to the invention with hysteresis,

Fig. 5 Funktionsweise einer erfindungsgemäßen thermischen Schutzschaltung nach dem zweiten Ausführungsbei spiel unter Angabe ausgewählter Ströme und Spannun gen bei ausgewählten Temperaturen, Fig. 5 operation of a thermal protection circuit according to the invention after the second Ausführungsbei game specifying selected streams and Spannun gene at selected temperatures,

Fig. 6 Abhängigkeit des Kollektorstroms von der Temperatur und der Basis-Emitterspannung bei den in Fig. 5 verwendeten Bipolartransistoren. FIG. 6 dependence of the collector current on the temperature and the base-emitter voltage in the bipolar transistors used in FIG. 5.

In den Figuren bezeichnen, sofern nicht anders angegeben, gleiche Bezugszeichen, gleiche Bauteile mit gleicher Bedeu tung.In the figures, unless otherwise stated, same reference numerals, same components with the same meaning tung.

Fig. 1 zeigt eine Ausführungsform einer erfindungsgemäßen thermischen Schutzschaltung mit einem ersten und zweiten Transistor T1, T2, einer ersten, zweiten und dritten Strom quelle J1, J2, J3 und einem aus einem ersten und zweiten Wi derstand R1, R2, bestehenden Spannungsteiler. Die Basis B des ersten Transistors T1 ist in dem dargestellten Ausführungs beispiel mit einem Mittenabgriff P des Spannungsteilers ver bunden, welcher mit einer ersten Klemme K1 mit einer Klemme 2 für Bezugspotential verbunden ist. Die Basis B des zweiten Transistors T2 ist mit einer zweiten Klemme K2 des Spannungs teilers verbunden. Sowohl der Emitteranschluß E des ersten Transistors T1 als auch der Emitteranschluß E des zweiten Transistors T2 ist mit der Klemme 2 für Bezugspotential ver bunden, so daß sich für die Basis-Emitterspannung UBE, des ersten Transistors T1 abhängig von der Basis-Emitterspannung U_BE2 des zweiten Transistors T2 folgende Beziehung ergibt:
Fig. 1 shows an embodiment of a thermal protection circuit according to the invention with a first and second transistor T1, T2, a first, second and third current source J1, J2, J3 and a voltage divider consisting of a first and second resistor R1, R2. The base B of the first transistor T1 is in the illustrated embodiment, for example with a center tap P of the voltage divider, which is connected to a first terminal K1 with a terminal 2 for reference potential. The base B of the second transistor T2 is connected to a second terminal K2 of the voltage divider. Both the emitter terminal E of the first transistor T1 and the emitter terminal E of the second transistor T2 are connected to the terminal 2 for reference potential, so that for the base emitter voltage UBE, the first transistor T1 depends on the base emitter voltage U _BE2 second transistor T2 gives the following relationship:

U_BE1 = R2 / (R1 + R2).U_BE2 = a.U_BE2,
U _BE1 = R2 / (R1 + R2) .U _BE2 = aU _BE2 ,

wobei a < 1 das Spannungsteilerverhältnis des Spannungstei lers bezeichnet.where a <1 is the voltage divider ratio of the voltage divider referred to.

Der Kollektoranschluß C des ersten Transistors, an welchem ein temperaturabhängiges Schaltsignal SS abgreifbar ist, ist mit einer ersten Stromquelle J1 verbunden, welche den maximal durch den ersten Transistor T1 fließenden Kollektorstrom be stimmt. Der Kollektoranschluß C des zweiten Transistors T2 ist mit einer zweiten Stromquelle J2 verbunden, welche den maximal durch den zweiten Transistor T2 fließenden Kollektor strom bestimmt. Zur Einstellung des Arbeitspunktes bzw. der Basis-Emitterspannung des zweiten Transistors T2 ist eine dritte Stromquelle J3 vorgesehen, welche mit dem Basisan schluß B des zweiten Transistors bzw. der zweiten Klemme K2 des Spannungsteilers verbunden ist.The collector terminal C of the first transistor, to which a temperature-dependent switching signal SS can be tapped connected to a first current source J1, which the maximum through the first transistor T1 flowing collector current be Right. The collector terminal C of the second transistor T2 is connected to a second power source J2, which the maximum collector flowing through the second transistor T2 current determined. For setting the operating point or the The base-emitter voltage of the second transistor T2 is one third power source J3 provided, which is based on the base circuit B of the second transistor or the second terminal K2 of the voltage divider is connected.

Fig. 2 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen thermischen Schutzschaltung, wobei die in Fig. 1 dargestell ten Stromquellen J1, J2, J3 in Bipolartechnologie ausgeführt sind und wobei zusätzlich die erste und zweite Stromquelle J1, J2 durch einen Stromspiegel gebildet werden. Fig. 2 zeigt einen dritten und vierten Transistor T3, T4, welche ei nen Stromspiegel bilden. Der Kollektoranschluß C des dritten Transistors T3 ist mit dem Kollektoranschluß C des ersten Transistors T1, der Kollektoranschluß C des vierten Transi stors T4 ist mit dem Kollektoranschluß des zweiten Transi stors T2 verbunden. Sowohl der Emitteranschluß E des dritten Transistors T3 als auch der Emitteranschluß E des vierten Transistors T4 sind mit einer ersten Klemme 1 einer Versor gungsspannungsquelle verbunden. Die Basis B des dritten Tran sistors T3 ist mit der Basis B des vierten Transistors T4 verbunden, welche sich somit auf einem gemeinsamen Potential befinden, das durch die Kollektor-Emitterspannung bzw. die Basis-Emitterspannung eines fünften Transistors T5 bestimmt ist, dessen Emitteranschluß E mit der ersten Klemme 1 der Versorgungsspannungsquelle und dessen Kollektoranschluß C so wohl mit den eigenen Basisanschluß B als auch mit dem Ba sisanschluß B des dritten und vierten Transistors T3, T4 ver bunden ist. Der Kollektoranschluß C des fünften Transistors T5 ist weiterhin mit dem Kollektoranschluß C eines sechsten Transistors T6 verbunden, dessen Emitteranschluß E mit der Basis B des zweiten Transistors T2 und der zweiten Klemme K2 des Spannungsteilers verbunden ist. Der Basisanschluß B des sechsten Transistors T6 ist mit dem Kollektoranschluß C des zweiten Transistors T2 verbunden. Die Einstellung des Ar beitspunktes des zweiten Transistors T2 erfolgt in der be schriebenen Schaltung über den vierten, fünften und sechsten Transistor T4, T5, T6, wobei der durch den vierten Transistor T4 fließende Kollektorstrom betragsmäßig dem durch den zwei ten Transistor T2 fließenden Kollektorstrom, bei Vernachläs sigung des Basisstroms des sechsten Transistors T6, ent spricht. Da sowohl der Basisanschluß B als auch der Emitter anschluß E des dritten und vierten Transistors T3, T4 schal tungsbedingt auf demselben Potential liegen, entspricht der durch den dritten Transistor T3 fließende Kollektorstrom dem durch den vierten Transistor T4 fließenden Kollektorstrom bzw. der durch den vierten Transistor T4 fließende Kollektor strom beträgt das n-fache des durch den dritten Transistor T3 fließenden Kollektorstroms, wenn der vierte Transistor T4 so gewählt ist, daß dessen Emitterfläche das n-fache der Emit terfläche des dritten Transistors T3 beträgt. Ein parallel zur Kollektor-Emitterstrecke des sechsten Transistors T6 ge schalteter dritter Widerstand R3 trägt zur Beschleunigung der Arbeitspunkteinstellung des zweiten Transistors T2 bei. Fig. 2 shows an embodiment of a thermal protection circuit according to the invention, with the current sources J1, J2, J3 shown in FIG. 1 being implemented in bipolar technology and with the first and second current sources J1, J2 being additionally formed by a current mirror. Fig. 2 shows a third and fourth transistor T3, T4, which form egg NEN current mirror. The collector terminal C of the third transistor T3 is connected to the collector terminal C of the first transistor T1, the collector terminal C of the fourth transistor T4 is connected to the collector terminal of the second transistor T2. Both the emitter terminal E of the third transistor T3 and the emitter terminal E of the fourth transistor T4 are connected to a first terminal 1 of a supply voltage source. The base B of the third transistor T3 is connected to the base B of the fourth transistor T4, which are thus at a common potential which is determined by the collector-emitter voltage or the base-emitter voltage of a fifth transistor T5, whose emitter terminal E with the first terminal 1 of the supply voltage source and its collector connection C as well with its own base connection B as with the base connection B of the third and fourth transistors T3, T4 is connected ver. The collector terminal C of the fifth transistor T5 is further connected to the collector terminal C of a sixth transistor T6, whose emitter terminal E is connected to the base B of the second transistor T2 and the second terminal K2 of the voltage divider. The base terminal B of the sixth transistor T6 is connected to the collector terminal C of the second transistor T2. The setting of the working point of the second transistor T2 is carried out in the circuit described via the fourth, fifth and sixth transistor T4, T5, T6, the amount of the collector current flowing through the fourth transistor T4 being the same as the current flowing through the second transistor T2 Neglecting the base current of the sixth transistor T6, speaks ent. Since both the base terminal B and the emitter terminal E of the third and fourth transistors T3, T4 are connected to the same potential due to the circuitry, the collector current flowing through the third transistor T3 corresponds to the collector current flowing through the fourth transistor T4 and that through the fourth transistor T4 flowing collector current is n times the collector current flowing through the third transistor T3 if the fourth transistor T4 is chosen so that its emitter area is n times the emitter surface of the third transistor T3. A parallel connected to the collector-emitter path of the sixth transistor T6 ge third resistor R3 contributes to the acceleration of the operating point setting of the second transistor T2.

Fig. 3 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer erfin dungsgemäßen thermischen Schutzschaltung, wobei die in Fig. 2 dargestellten Bipolartransistoren T3, T4, T5, T6, welche die Stromquellen bilden, durch einen ersten, zweiten, dritten und vierten MOS-FET, M1, M2, M3, M4 ersetzt sind. Der Drain anschluß D des ersten MOS-FET M1 ist mit dem Kollektoran schluß C des ersten Transistors T2, der Drainanschluß D des zweiten MOS-FET M2 ist mit dem Kollektoranschluß C des zwei ten Transistors T1 verbunden. Die Sourceanschlüsse S des er sten, zweiten und dritten MOS-FET M1, M2, M3 sind jeweils mit der ersten Klemme 1 der Versorgungsspannungsquelle verbunden, wobei der Drainanschluß D des dritten MOS-FET M3 mit dem Drainanschluß D des vierten MOS-FET M4 verbunden ist und wo bei weiterhin der Drainanschluß D des dritten MOS-FET M3 so wohl mit dem Gateanschluß G des ersten, mit dem Gateanschluß G des zweiten als auch mit dem Gateanschluß G des dritten MOS-FET verbunden ist. Der Gateanschluß G des vierten MOS-FET M4 ist mit dem Kollektoranschluß C des zweiten Transistors T2, der Sourceanschluß S des vierten MOS-FET M4 ist mit dem Basisanschluß B des zweiten Transistors T2 und der zweiten Klemme K2 des Spannungsteilers verbunden. Der in Fig. 2 dar gestellte dritte Widerstand ist bei dem in Fig. 3 darge stellten Ausführungsbeispiel einer thermischen Schutzschal tung durch ein fünftes MOS-FET M5 ersetzt, dessen Gatean schluß G mit der Klemme 2 für Bezugspotential verbunden ist. Durch Verwendung von Transistoren in MOS-Technologie ist die in Fig. 3 dargestellte thermische Schutzschaltung gegenüber der in Fig. 2 dargestellten thermischen Schutzschaltung we niger platzaufwendig zu realisieren. Fig. 3 shows a further embodiment of a thermal protection circuit according to the invention, the bipolar transistors T3, T4, T5, T6 shown in Fig. 2, which form the current sources, by a first, second, third and fourth MOS-FET, M1, M2 , M3, M4 are replaced. The drain terminal D of the first MOS-FET M1 is connected to the collector terminal C of the first transistor T2, the drain terminal D of the second MOS-FET M2 is connected to the collector terminal C of the second transistor T1. The source terminals S of the first, second and third MOS-FET M1, M2, M3 are each connected to the first terminal 1 of the supply voltage source, the drain terminal D of the third MOS-FET M3 being connected to the drain terminal D of the fourth MOS-FET M4 and where the drain terminal D of the third MOS-FET M3 is still connected to the gate terminal G of the first, to the gate terminal G of the second and to the gate terminal G of the third MOS-FET. The gate terminal G of the fourth MOS-FET M4 is connected to the collector terminal C of the second transistor T2, the source terminal S of the fourth MOS-FET M4 is connected to the base terminal B of the second transistor T2 and the second terminal K2 of the voltage divider. The third resistor shown in FIG. 2 is replaced in the embodiment shown in FIG. 3 by a thermal protection circuit by a fifth MOS-FET M5, whose gate connection G is connected to the terminal 2 for reference potential. By using transistors in MOS technology, the thermal protection circuit shown in FIG. 3 is less space-consuming to implement than the thermal protection circuit shown in FIG. 2.

Fig. 4 zeigt die in Fig. 3 dargestellte thermische Schutz schaltung, welche zusätzlich um eine Hystereseschaltung, be stehend aus einem sechsten, siebten und achten MOS-FET M6, M7, M8 erweitert ist. Der Sourceanschluß S des sechsten MOS- FET M6 ist mit der ersten Klemme 1 der Versorgungsspannungs quelle verbunden, der Gateanschluß G des sechsten MOS-FET ist mit den Gateanschlüssen G des ersten, zweiten und dritten MOS-FET M1, M2, M3 verbunden. Die Sourceanschlüsse S des siebten und achten MOS-FET M7, M8 sind jeweils mit dem Drain anschluß D des sechsten MOS-FET M6 verbunden, der Drainan schluß D des siebten MOS-FET ist mit der Klemme 2 für Bezugs potential, der Drainanschluß D des achten MOS-FET M8 ist mit dem Basisanschluß B des ersten Transistors T1 verbunden. Die Gateanschlüsse G des siebten bzw. achten MOS-FET M7, M8 sind mit dem Kollektoranschluß C des zweiten Transistors T2 bzw. mit dem Kollektoranschluß C des ersten Transistors T1 verbun den. Aufgabe der beschriebenen Hystereseschaltung ist es, bei Überschreiten einer vorgegebenen Temperaturschwelle, ab wel cher das Kollektorpotential des ersten Transistors T1 ab sinkt, das Absinken des Kollektorpotentials zu verstärken, um das Schaltsignal deutlicher von Schaltsignalen bei niedrige ren Temperaturen unterscheidbar zu machen. Die Temperatur schwelle, ab welcher ein deutliches Absinken des Kollekorpo tentials des ersten Transistors T1 erfolgt, ist dadurch ge kennzeichnet, daß der Kollektorstrom, der notwendig ist, um den ersten Transistor T1 im linearen Aussteuerbereich zu hal ten, durch den zweiten MOS-FET M2 nicht mehr bereitgestellt werden kann. Das Drainpotential des zweiten MOS-FET M2 und damit das Gatepotential des achten MOS-FET M8 sinkt daher ge genüber dem Drainpotential des sechsten MOS-FET M6 ab. Der achte MOS-FET M8 wird damit leitend und es fließt ein Strom über den sechsten MOS-FET M6, den achten MOS-FET M8 und den zweiten Widerstand R2 des Spannungsteilers in Richtung der Klemme 2 für Bezugspotential. Durch den zusätzlich durch den zweiten Widerstand R2 fließenden Strom erhöht sich die an dem ersten Transistor T1 anliegende Basis-Emitterspannung, wo durch der Kollektorstrom, welcher nötig ist, um den ersten Transistor T1 im linearen Aussteuerbereich zu halten, noch weiter ansteigt, was ein weiteres Absinken des Kollektorpo tentials des ersten Transistors T1 bewirkt. Fig. 4 shows the thermal protection circuit shown in Fig. 3, which is additionally expanded by a hysteresis circuit, consisting of a sixth, seventh and eighth MOS-FET M6, M7, M8. The source terminal S of the sixth MOS-FET M6 is connected to the first terminal 1 of the supply voltage source, the gate terminal G of the sixth MOS-FET is connected to the gate terminals G of the first, second and third MOS-FET M1, M2, M3. The source connections S of the seventh and eighth MOS-FET M7, M8 are each connected to the drain terminal D of the sixth MOS-FET M6, the drain circuit D of the seventh MOS-FET is with the terminal 2 for reference potential, the drain terminal D of Eighth MOS-FET M8 is connected to the base terminal B of the first transistor T1. The gate terminals G of the seventh and eighth MOSFET M7, M8 are connected to the collector terminal C of the second transistor T2 and to the collector terminal C of the first transistor T1. The task of the described hysteresis circuit is to increase the decrease in the collector potential when a predetermined temperature threshold, from which the collector potential of the first transistor T1 falls, is amplified in order to make the switching signal more clearly distinguishable from switching signals at lower temperatures. The temperature threshold, from which there is a significant drop in the Kollekorpo potential of the first transistor T1, is characterized in that the collector current, which is necessary to keep the first transistor T1 in the linear modulation range th through the second MOS-FET M2 can no longer be provided. The drain potential of the second MOS-FET M2 and thus the gate potential of the eighth MOS-FET M8 therefore drops compared to the drain potential of the sixth MOS-FET M6. The eighth MOS-FET M8 thus becomes conductive and a current flows through the sixth MOS-FET M6, the eighth MOS-FET M8 and the second resistor R2 of the voltage divider in the direction of the terminal 2 for reference potential. The additional current flowing through the second resistor R2 increases the base-emitter voltage present at the first transistor T1, where the collector current, which is necessary to keep the first transistor T1 in the linear modulation range, increases further, which is another Decrease in the collector potential of the first transistor T1.

Fig. 6 zeigt die Abhängigkeit eines Kollektorstroms I_c von der Basis-Emitterspannung U_BE und der Temperatur T eines beispielhaft ausgewählten Bipolartransistors, anhand dessen die Funktionsweise einer erfindungsgemäßen thermischen Schutzschaltung nach dem in Fig. 2 dargestellten zweiten Ausführungsbeispiels erläutert werden soll. Die in Fig. 2 dargestellte thermische Schutzschaltung ist in Fig. 5 unter Vernachlässigung des dritten Widerstands unter Angabe ausge wählter Ströme und Spannungen bei Temperaturen von T = 350 K, T = 400 K und T = 450 K angegeben. Die Strom- bzw. Spannungswerte für unterschiedliche Temperaturen sind jeweils untereinander stehend angegeben, wobei die Werte von oben nach unten mit aufsteigender Temperatur angegeben sind. Die folgende Erläu terung der Funktionsweise erfolgt unter Vernachlässigung sämtlicher Basisströme. Die Dimensionierung der Schaltung er folgte für eine Temperatur T = 400 K. Unter der Annahme, daß die verwendeten Bipolartransistoren den in Fig. 6 angegebenen Kennlinien genügen und unter Auswahl der beiden Widerstände R1, R2 des Spannungsteilers zu R1 = 1,6 kΩ und R2 = 8,4 kΩ ergibt sich bei einer Temperatur von T = 400 K ein Arbeitspunkt des zweiten Transistors T2, der durch eine Basis-Emitterspannung von 500 mV und einen Kollektorstrom von 100 µA gekennzeichnet ist. Die Einstellung dieses Arbeitspunktes erfolgt über den vierten, fünften und sechsten Transistor T4, T5, T6. Bei Ver nachlässigung des Basisstroms des sechsten Transistors T6 er gibt sich ein Kollektorstrom des vierten Transistors T4 von ebenfalls 100 µA. Gemäß dem Spannungsteilerverhältnis a = 0,84 des verwendeten Spannungsteilers, beträgt die Basis- Emitterspannung des ersten Transistors 420 mV. In dem dar gestellten Beispiel beträgt die Emitterfläche des ersten Transistors das 5-fache der Emitterfläche des zweiten Transi stors T2, so daß der durch den ersten Transistor T1 fließende Kollektorstrom das 5-fache des für eine Basis-Emitterspannung von 420 mV aus den Kennlinien ablesbaren Wertes von 10 µA be trägt. Die Emitterfläche des vierten Transistors T4 beträgt das 2-fache der Emitterfläche des dritten und fünften Transi stors T3, T5, so daß der Kollektorstrom des vierten Transi stors das 2-fache des Kollektorstroms des dritten und fünften Transistors T3, T5, welche jeweils 50 µA betragen, beträgt.Is to be Fig. 6, the dependence shows a collector current I _c of the base-emitter voltage V _BE, and the temperature T of an exemplary selected bipolar transistor whose basis the operation of a thermal protection circuit of the invention according to the example shown in FIG. 2, the second embodiment will be explained. The thermal protection circuit shown in FIG. 2 is shown in FIG. 5, neglecting the third resistance, specifying selected currents and voltages at temperatures of T = 350 K, T = 400 K and T = 450 K. The current and voltage values for different temperatures are shown one below the other, the values being given from top to bottom with increasing temperature. The following explanation of the mode of operation is given neglecting all basic flows. The circuit was dimensioned for a temperature T = 400 K. Assuming that the bipolar transistors used meet the characteristics shown in FIG. 6 and by selecting the two resistors R1, R2 of the voltage divider to R1 = 1.6 kΩ and R2 = 8.4 kΩ, a temperature of T = 400 K results in an operating point of the second transistor T2, which is characterized by a base-emitter voltage of 500 mV and a collector current of 100 µA. This operating point is set via the fourth, fifth and sixth transistor T4, T5, T6. If the base current of the sixth transistor T6 is neglected, there is a collector current of the fourth transistor T4 of likewise 100 μA. According to the voltage divider ratio a = 0.84 of the voltage divider used, the base-emitter voltage of the first transistor is 420 mV. In the example presented, the emitter area of the first transistor is 5 times the emitter area of the second transistor T2, so that the collector current flowing through the first transistor T1 is 5 times that readable from the characteristic curves for a base emitter voltage of 420 mV Value of 10 µA. The emitter area of the fourth transistor T4 is 2 times the emitter area of the third and fifth transistor T3, T5, so that the collector current of the fourth transistor stor is 2 times the collector current of the third and fifth transistor T3, T5, each 50 µA amount, is.

Bei Verringerung der Temperatur auf T = 350 K ergibt sich bei der vorliegenden Schaltung für den zweiten Transistor T2 ein Arbeitspunkt, welcher durch eine Basis-Emitterspannung von 607 mV und einen Kollektorstrom von 120 µA gekennzeichnet ist. Die Basis-Emitterspannung des ersten Transistors T1 ergibt sich zwingend aus der Basis-Emitterspannung des zweiten Tran sistors T2 und dem Spannungsteiler zu 51 mV. Aus der zu einer Temperatur von 350 K gehörigen Kennlinie ergibt sich für eine derartige Basis-Emitterspannung ein Kollektorstrom von 5 µA, welcher jedoch, aufgrund der Verwendung eines Transistors mit einer um den Faktor 5 vergrößerten Emitterfläche, das 5-fache des aus der Kennlinie ablesbaren Kollektorstroms und somit 25 µA beträgt. Der Kollektorstrom des dritten Transistors T3 beträgt aufgrund der Verschaltung des dritten und vierten Transistors T3, T4 zu einem Stromspiegel und der gegenüber dem dritten Transistor T3 doppelten Emitterfläche des vierten Transistors T4 die Hälfte des Kollektorstroms des vierten Transistors T4 und damit 60µA. Der mit 60 µA angegebene Kol lektorstrom des dritten Transistors T3 ist als maximal mögli cher Kollektorstrom anzusehen. Da bei dem für T = 350 K vorlie genden Arbeitspunkt des ersten Transistors T1 durch diesen kein Kollektorstrom fließen kann, welcher die angegebenen 25 µA wesentlich übersteigt, fließt auch durch den dritten Transistor T3 lediglich ein Kollektorstrom von 25 µA, wodurch dieser Transistor möglicherweise in Sättigung geht. Der erste Transistor T1 bleibt bei absinkender Temperatur auf T = 350 K weiter im linearen Aussteuerbereich, das Kollektorpotential und damit das Schaltsignal SS ändert sich daher nicht wesent lich.Reducing the temperature to T = 350 K results in of the present circuit for the second transistor T2 Operating point, which is determined by a base emitter voltage of 607 mV and a collector current of 120 µA is marked. The base-emitter voltage of the first transistor T1 results necessarily from the base-emitter voltage of the second tran sistor T2 and the voltage divider to 51 mV. From one to one A characteristic of 350 K results for a such a base-emitter voltage a collector current of 5 µA, which, however, due to the use of a transistor an emitter area increased by a factor of 5, 5 times of the collector current readable from the characteristic curve and thus Is 25 µA. The collector current of the third transistor T3 is due to the interconnection of the third and fourth Transistors T3, T4 to a current mirror and the opposite the third transistor T3 double emitter area of the fourth Transistor T4 half of the fourth collector current Transistor T4 and thus 60µA. The Kol. Specified with 60 µA Lector current of the third transistor T3 is maximally possible to view the collector current. Since the T = 350 K available through the operating point of the first transistor T1 no collector current can flow that the specified Significantly exceeds 25 µA, also flows through the third Transistor T3 only a collector current of 25 uA, which this transistor may go into saturation. The first Transistor T1 remains at T = 350 K when the temperature drops further in the linear modulation range, the collector potential and therefore the switching signal SS does not change significantly Lich.

Bei Anstieg der Temperatur auf T = 450 K ergibt sich für den zweiten Transistor T2 ein Arbeitspunkt, welcher durch eine Basis-Emitterspannung von 392 mV und einen Kollektorstrom von 80 µA gekennzeichnet ist. Gemäß dem Teilerverhältnis a = 0,84 ergibt sich für den ersten Transistor somit eine Basis- Emitterspannung von 329 mV und ein Kollektorstrom von 80 µA, welcher gemäß der vergrößerten Emitterfläche das 5-fache des aus der Kennlinie ablesbaren Wertes von 16 µA beträgt. Der ma ximal durch den dritten Transistor T3 fließende Kollektor strom beträgt entsprechend dem Emitterflächenverhältnis des dritten und vierten Transistors T3, T4 die Hälfte des durch den vierten Transistor T4 fließenden Kollektorstrom von 80 µA, nämlich 40 µA. Der maximal vom dritten Transistor T3 geliefer te Kollektorstrom von 40 µA ist geringer als der zu einer Ba sis-Emitterspannung von 329 mV bei 5-facher Emitterfläche ge hörige Kollektorstrom von 80 µA. Der von dem dritten Transi stor T3 gelieferte Kollektorstrom genügt nicht, um den ersten Transistor T1 bei der gegebenen Basis-Emitterspannung von 329 mV im linearen Aussteuerbereich zu halten. Der erste Tran sistor T1 geht damit in Sättigung und das Kollektorpotential und damit das Schaltsignal SS sinkt gegenüber Kollektorpoten tialwerten im linearen Aussteuerbereich rasch ab. Diese Tat sache wird anhand üblicher Transistorkennlinien, bei welchen der Kollektorstrom in Abhängigkeit von der Kollektor- Emitterspannung aufgetragen ist, deutlich. Im linearen Aus steuerbereich besteht nur eine geringe Abhängigkeit des Kol lektorstroms von der Kollektor-Emitterspannung bzw. vom Kol lektorpotential, während im Sättigungsbereich eine starke Ab hängigkeit des Kollektorstroms vom Kollektorpotential bzw. der Kollektor-Emitterspannung besteht.When the temperature rises to T = 450 K, the second transistor T2 is an operating point, which by a Base emitter voltage of 392 mV and a collector current of 80 µA is marked. According to the division ratio a = 0.84 this results in a base for the first transistor Emitter voltage of 329 mV and a collector current of 80 µA, which, according to the enlarged emitter area, 5 times the is 16 µA from the characteristic curve. The ma ximal collector flowing through the third transistor T3 current is according to the emitter area ratio of third and fourth transistors T3, T4 half of the through the fourth transistor T4 flowing collector current of 80 µA, namely 40 µA. The maximum delivered by the third transistor T3 te collector current of 40 µA is lower than that to a Ba sis emitter voltage of 329 mV with 5 times the emitter area appropriate collector current of 80 µA. The third Transi stor T3 supplied collector current is not enough to the first Transistor T1 at the given base emitter voltage of Keep 329 mV in the linear dynamic range. The first oil sistor T1 goes into saturation and the collector potential and thus the switching signal SS drops compared to collector pots tial values in the linear dynamic range quickly. That act thing is based on the usual transistor characteristics, for which the collector current depending on the collector Emitter voltage is applied, clearly. In linear out control area there is only a slight dependency of the col rectifier current from the collector-emitter voltage or from the col lector potential, while in the saturation range a strong Ab dependence of the collector current on the collector potential or the collector-emitter voltage exists.

Anstelle der in den Ausführungsbeispielen für den ersten und zweiten Transistor verwendeten Bipolartransistoren, ist auch eine Verwendung von MOS-Transistoren möglich, wobei auf eine entsprechende Dimensionierung des Spannungsteilers zu achten ist.Instead of that in the exemplary embodiments for the first and second transistor used is also bipolar transistors a use of MOS transistors possible, with a appropriate dimensioning of the voltage divider is.

Reference list

B Basisanschluß
E Emitteranschluß
C Kollektoranschluß
T1 erster Transistor
T2 zweiter Transistor
T3 dritter Transitor
T4 vierter Transistor
T5 fünfter Transistor
T6 sechster Transistor
K1 erste Klemme des Spannungsteilers
K2 zweite Klemme des Spannungsteilers
R1 erster Widerstand des Spannungsteilers
R2 zweiter Widerstand des Spannungsteilers
P Mittenabgriff des Spannungsteilers
R3 dritter Widerstand
M1 erster MOS-FET
M2 zweiter MOS-FET
M3 dritter MOS-FET
M4 vierter MOS-FET
M5 fünfter MOS-FET
M6 sechster MOS-FET
M7 siebter MOS-FET
M8 achter MOS-FET
SS Schaltsignal
J1 erste Stromquelle
J2 zweite Stromquelle
J3 dritte Stromquelle

B basic connection
E emitter connection
C collector connection
T1 first transistor
T2 second transistor
T3 third transistor
T4 fourth transistor
T5 fifth transistor
T6 sixth transistor
K1 first terminal of the voltage divider
K2 second terminal of the voltage divider
R1 first resistor of the voltage divider
R2 second resistor of the voltage divider
P Center tap of the voltage divider
R3 third resistor
M1 first MOS-FET
M2 second MOS-FET
M3 third MOS-FET
M4 fourth MOS-FET
M5 fifth MOS-FET
M6 sixth MOS-FET
M7 seventh MOS-FET
M8 eighth MOS-FET
SS switching signal
J1 first power source
J2 second power source
J3 third power source

11

erste Klemme der Versorgungsspannungsquelle
first terminal of the supply voltage source

22nd

Klemme für Bezugspotential
Terminal for reference potential

Claims

1. Thermal protection circuit with a first bipolar transistor (T1), whose emitter connection (E) is connected to a terminal ( 2 ) for reference potential, the collector gate connection (C) with a first current source (J1) and the base connection of which is connected Tap (P) of a voltage divider (R1, R2), which is connected to a first R3 third terminal (K1) at the terminal ( 2 ) for reference potential, is connected, a temperature-dependent switching signal (SS) tapping at the collector connection (C) bar, characterized in that a second bipolar transistor (T2) is provided, the emitter connection (E) of which is connected to the terminal ( 2 ) for reference potential, the collector terminal (C) of which is connected to a second current source (J2) and whose Basisan connection (B) is connected to a second terminal (K2) of the voltage divider (R1, R2).

2. Thermal protection circuit according to claim 1, characterized ge indicates that the first transistor (T1) has an emit Surface that is larger by a factor m than that Emitter area of the second transistor (T2).

3. Thermal protection circuit according to claim 1 or 2, because characterized in that the second terminal (K2) and Base terminal (B) of the second transistor (T2) to one third power source (J3) are connected.

4. Thermal protection circuit according to one of the preceding Claims, characterized in that the first stream source (J1) and the second current source (J2) through one Current mirrors are formed.

5. Thermal protection circuit according to claim 4, characterized in that the current mirror consists of a third and fourth transistor (T3, T4), whose emitter connections (E) are each connected to a first terminal ( 1 ) of a supply voltage source that the Kol Lector terminal (C) of the third transistor (T3) with the collector terminal (C) of the first transistor (T1) and the collector terminal (C) of the fourth transistor (T4) is connected to the collector terminal (C) of the second transistor (T2) and that the base terminal (B) of the third transistor (T3) is connected to the base terminal (B) of the fourth transistor (T4).

6. Thermal protection circuit according to one of claims 3 to 5, characterized in that the third current source le has a fifth transistor (T5) and a sixth transistor (T6), the emitter terminal (E) of the fifth transistor (T5), the collector terminal (C) and base terminal (B) are connected to each other as well as to the collector terminal (C) of the sixth transistor, are connected to the first terminal ( 1 ) of the supply voltage source and that the base terminal (B) of the sixth transistor (T6) is connected to the collector gate terminal (C) of the second transistor.

7. Thermal protection circuit according to claim 5 or 6, there characterized in that the base connections of the third th, fourth and fifth transistors (T3, T4, T5) with are connected.

8. Thermal protection circuit according to one of claims 5 to 7, characterized in that the emitter surface of the fourth transistor (T4) is larger by a factor n, than the emitter area of the third transistor (T3).

9. Thermal protection circuit according to one of claims 5, 7 or 8, characterized in that at least one of the Transistors (T3, T4) that form the current mirror MOS transistor is.

10. Thermal protection circuit according to one of claims 6, 7 or 8, characterized in that at least one of the Transistors (T5, T6) that form the third current source is a MOS transistor.

11. Thermal protection circuit according to one of the preceding Claims, characterized in that they have a hysteresis circuit.