DE19538935A1 - Digital AM demodulator - Google Patents
Digital AM demodulatorInfo
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Abstract
Description
Die Erfindung betrifft einen digitalen AM-Demodulator, der ein digitalsiertes, amplitudenmoduliertes Signal in das Basisband transformiert und dort von den Hochfrequenzsignalanteilen befreit. Damit liegt das Nutzsignal in digitalisierter Form vor. Ein derartiger AM-Demodulator kann ferner auch als Hüllkurvendetektor dienen, weil sein Ausgangssignal ein Maß für die Hüllkurvenamplitude der hochfrequenten Signalanteile ist, die für verschiedene Regel- und Steuerzwecke bei der Verarbeitung von relativ hochfrequenten Signalen nötig werden. Auf den eigentlichen Signalinhalt, also das demodulierte Nutzsignal, kommt es bei einem derartigen Hüllkurvendetektor in der Regel gar nicht an. Anwendungen finden sich beispielsweise bei einer automatischen Amplitudenregelung, einer Dynamikanpassung, einer Pegelüberwachung oder der Erkennung eines Pilotsignals und ähnlichen Aufgaben.The invention relates to a digital AM demodulator, which has a digitized, amplitude-modulated signal is transformed into the baseband and there from the High frequency signal components exempt. The useful signal is thus available in digitized form. Such an AM demodulator can also serve as an envelope detector because its output signal is a measure of the envelope amplitude of the high-frequency Signal components is used for various regulation and control purposes in the processing of relatively high-frequency signals are necessary. On the actual signal content, that is demodulated useful signal, it occurs with such an envelope detector in the Usually not at all. Applications are found, for example, in an automatic Amplitude control, dynamic adjustment, level monitoring or Detection of a pilot signal and similar tasks.
Für AM-Demodulatoren und dergleichen sind selbstverständlich Schaltungen bekannt, die diese Aufgaben auch auf digitale Weise lösen, indem mehr oder weniger bekannte Analogverfahren in ihre digitalen Äquivalente übertragen werden. Diese Lösungsverfahren haben jedoch meist den Nachteil, daß durch die Digitalsierung Faltungssignale erzeugt werden, die oft in den Nutzsignal- oder Auswertebereich für die Hüllkurven fallen. Dort können sie entweder nur mit sehr großem Aufwand oder im ungünstigsten Fall gar nicht mehr beseitigt werden. Als bekanntestes Verfahren wird auf die Amplitudenmodulation durch eine Ein- oder Zweiwegegleichrichtung des HF-Signals hingewiesen, die bei den geradzahligen Vielfachen der Trägerfrequenz Oberwellen erzeugt. Bei der Einweggleichrichtung entstehen zusätzliche Frequenzkomponenten bei der einfachen Trägerfrequenz. Dies erfolgt selbstverständlich auch dann, wenn eine entsprechende Gleichrichtung mit zuvor digitalisierten Signalwerten erfolgt. Einer Einweggleichrichtung entspricht dabei die Unterdrückung von digitalen Signalwerten einer bestimmten Polarität mittels eines digitalen Begrenzers, und einer Zweiwegegleichrichtung entspricht auf digitaler Seite die Verwendung eines Absolutwertbildners. In beiden Fällen ist die Funktion vom Vorzeichenbit des digitalsierten Signals auf einfache Weise steuerbar. Bei dem resultierenden Spektrum der digital verarbeiteten Daten ist jedoch zu beachten, daß noch eine zusätzliche Faltung des gesamten Spektrums bei der halben Digitalisierungsfrequenz stattfindet. Daß hierbei das Basisband mit dem Nutzsignal frei von Faltungskomponenten aus anderen Frequenzbereichen bleibt, ist nicht einfach zu erreichen und erfordert eine exakte Wahl der Digitalisierungsfrequenz und der Filter.Circuits are of course known for AM demodulators and the like, who also solve these tasks digitally, by more or less known ones Analog processes can be transferred into their digital equivalents. This However, solution methods usually have the disadvantage that due to digitalization Convolution signals are generated, which are often in the useful signal or evaluation area for the Envelopes are falling. There you can either only with great effort or in worst case can no longer be eliminated. The best known method is based on amplitude modulation by one-way or two-way rectification of the RF signal pointed out that harmonics at the even multiples of the carrier frequency generated. With the one-way rectification additional frequency components arise the simple carrier frequency. Of course, this also happens if one appropriate rectification with previously digitized signal values. One One-way rectification corresponds to the suppression of digital signal values a certain polarity by means of a digital limiter, and one Two-way rectification corresponds to the use of a on the digital side Absolute value generator. In both cases, the function is the sign bit of the digitized signal easily controllable. With the resulting spectrum of digitally processed data, however, it should be noted that an additional convolution of the entire spectrum takes place at half the digitization frequency. That this is Baseband with the useful signal free of convolution components from others Frequency ranges remains, is not easy to reach and requires an exact choice the digitization frequency and the filter.
Es ist daher Hauptaufgabe der Erfindung, einen einfachen digitalen AM-Demodulator anzugeben, der bei der Demodulation keine störenden Faltungskomponenten im demodulierten Signal erzeugt.It is therefore the main object of the invention, a simple digital AM demodulator to indicate that no interfering folding components in the demodulation demodulated signal generated.
Da die digitale Signalverarbeitung zunehmend von spezifischen Schaltungen auf schnelle, universell einsetzbare Signalprozessoren übergeht, die lediglich über eine individuelle Programmierung an die verschiedensten Aufgaben angepaßt werden, ist es eine Nebenaufgabe der Erfindung, den digitalen AM-Demodulator so auszubilden, daß er möglichst ohne zusätzliche Schaltungsteile mit einem monolithisch integrierbaren Universalprozessor implementiert werden kann.As digital signal processing increasingly moves from specific circuits to fast, universally applicable signal processors passes over, which only have an individual Programming can be adapted to the most diverse tasks, it is one Side task of the invention to design the digital AM demodulator so that it if possible without additional circuit parts with a monolithically integrable Universal processor can be implemented.
Die Hauptaufgabe und die Nebenaufgabe wird erfindungsgemäß mit einem digitalen AM-Demodulator mit den im Anspruch 1 angegebenen Merkmalen gelöst.According to the invention, the main task and the secondary task are performed with a digital one AM demodulator with the features specified in claim 1 solved.
Neben den üblichen Logikfunktionen soll ein derartiger Universalprozessor mindestens eine Einrichtung enthalten, die eine schnelle Multiplikation von mehrstelligen Binärzahlen parallel oder im Pipeline-Verfahren erlaubt, damit alle Verarbeitungsschritte in Echtzeit durchgeführt werden können.In addition to the usual logic functions, such a universal processor should at least include a facility that allows rapid multiplication of multi-digit Binary numbers allowed in parallel or in the pipeline process, so all processing steps can be done in real time.
Die Erfindung und ihre Vorteile werden nun anhand der Figuren der Zeichnung näher erläutert:The invention and its advantages will now be explained in more detail with reference to the figures of the drawing explains:
Fig. 1 zeigt schematisch als Blockschaltbild ein vorteilhaftes Ausführungsbeispiel für einen digitalen AM-Demodulator nach der Erfindung, Fig. 1 shows a schematic block diagram of an advantageous embodiment for a digital AM demodulator according to the invention,
Fig. 2 zeigt einige Frequenzspektren, Fig. 2 shows some frequency spectra,
Fig. 3 zeigt anhand eines Frequenzschemas, wie weit der Träger höchstens an das Nutzsignalband heranrücken kann und welche Abtastfrequenz hierbei mindestens vorhanden sein muß und Fig. 3 shows by means of a frequency scheme, how far the carrier can zoom back to the useful signal band and which more than sampling frequency must be at least present and in this case
Fig. 3 zeigt ebenfalls anhand eines Frequenzschemas, wie hoch bei beliebigen Trägerfrequenzlagen die Abtastfrequenz mindestens gewählt werden muß, damit keine störenden Faltungsanteile im Nutzsignalband entstehen. FIG. 3 also shows, based on a frequency scheme, how high the sampling frequency must be at least for any carrier frequency positions, so that no disturbing convolution components occur in the useful signal band.
Der digitale AM-Demodulator nach Fig. 1 verwendet aus den oben angegebenen Gründen kein Gleichrichtungsverfahren sondern ein Quadrierungsverfahren. Aus den trigonometrischen Beziehungen ist bekannt, daß die Multiplikation von Sin- oder Cos-Signalen neue Signalkomponenten bei den Summenfrequenzen und bei den Differenzfrequenzen erzeugt. Darüber hinaus werden keine Komponenten gebildet. Werden die Sin- oder Cos-Signale mit sich selbst multipliziert, dann entstehen neue Signalkomponenten bei den doppelten Frequenzen während die Differenzfrequenz den Frequenzwert Null ergibt. Dies entspricht bei einem amplitudenmodulierten Signal dem demodulierten Signal im Basisband, wobei allerdings zu beachten ist, daß der Signalwert als Quadratwert vorliegt. Wenn es auf die genaue Höhe des Signalwertes ankommt, muß aus dem Signalwert noch die Wurzel gezogen werden. Nach diesem Verfahren arbeitet die Schaltung von Fig. 1.The digital AM demodulator according to FIG. 1 does not use a rectification method but a squaring method for the reasons given above. It is known from the trigonometric relationships that the multiplication of sin or cos signals generates new signal components for the sum frequencies and for the difference frequencies. No other components are formed. If the Sin or Cos signals are multiplied by themselves, then new signal components are created at twice the frequencies, while the difference frequency gives the frequency value zero. In the case of an amplitude-modulated signal, this corresponds to the demodulated signal in the baseband, although it should be noted that the signal value is present as a square value. If the exact level of the signal value is important, the root value must be taken from the signal value. The circuit of FIG. 1 operates according to this method.
Der erste Schaltungsblock stellt eine Quelle 1 dar, die am Ausgang digitalisierte Signale bf liefert. Da es sich bei den digitalsierten Signalen bf um amplitudenmodulierte Signale handelt, kann die Quelle 1 beispielsweise eine Empfängerschaltung für hochfrequente Signale hf darstellen, die einen Tuner 1.0 enthält, an dem ein regelbarer Verstärker 1.1 angeschlossen ist. Im Tuner sind die hochfrequenten Signale hf so weit in der Frequenz herabgesetzt, daß sie mittels eines Analog-Digitalumsetzers 1.2 digitalisiert werden können. Schließlich durchlaufen die digitalen Signale ein digitales Filter 1.3 zur Bandbegrenzung. Der Analog-Digitalumsetzer 1.2 ist von einem Digitalisierungstakt ts gesteuert, dessen Frequenz fs (vgl. Fig. 2) höher sein muß, als die Summe aus der doppelten Trägerfrequenz 2ft plus der vierfachen Bandbreite 4B des Nutzsignals si, bezogen auf das Ausgangssignal des Tuners 1.0. Sofern im Tuner keine Frequenzumsetzung stattfindet, entspricht die Trägerfrequenz genau der Trägerfrequenz im amplitudenmodulierten Signal hf nach der Antenne. Bevor das Signal dem Analog-Digitalumsetzer 1.2 zugeführt wird, muß sichergestellt sein, daß mindestens die Signalanteile, die höher als die halbe Abtastfrequenz fs/2 sind, weggefiltert werden. Am Ausgang des digitalen Filters 1.3 steht somit ein bandbegrenztes, digitalsiertes Signal bf zur Verfügung, mit dem die Amplitudendemodulation durchgeführt werden soll. Für die Anwendung des Verfahrens nach der Erfindung ist erforderlich, daß die Frequenz ft des Trägers tr im empfangenen Signal hf mindestens doppelt so hoch ist, wie die doppelte Nutzsignalbandbreite 2B.The first circuit block represents a source 1 which supplies digitized signals bf at the output. Since the digitized signals bf are amplitude-modulated signals, the source 1 can represent, for example, a receiver circuit for high-frequency signals hf, which contains a tuner 1.0 to which a controllable amplifier 1.1 is connected. The frequency of the high-frequency signals hf in the tuner is reduced to such an extent that they can be digitized by means of an analog-digital converter 1.2 . Finally, the digital signals pass through a digital filter 1.3 for band limitation. The analog-digital converter 1.2 is controlled by a digitization clock ts, the frequency fs (see FIG. 2) must be higher than the sum of twice the carrier frequency 2ft plus four times the bandwidth 4B of the useful signal si, based on the output signal of the tuner 1.0 . If there is no frequency conversion in the tuner, the carrier frequency corresponds exactly to the carrier frequency in the amplitude-modulated signal hf after the antenna. Before the signal is fed to the analog-digital converter 1.2 , it must be ensured that at least the signal components that are higher than half the sampling frequency fs / 2 are filtered out. A band-limited, digitized signal bf is thus available at the output of the digital filter 1.3 , with which the amplitude demodulation is to be carried out. For the application of the method according to the invention it is necessary that the frequency ft of the carrier tr in the received signal hf is at least twice as high as twice the useful signal bandwidth 2B.
Der Digitalisierungstakt ts, der dem Analog-Digitalumsetzer 1.2 zugeführt wird, dient auch als Systemtakt für die digitale Signalverarbeitung im digitalen AM-Demodulator und wird entweder von außen zugeführt oder mittels eines Taktgenerators 1.4 auf dem Chip selbst erzeugt. Wenn die digitale Signalverarbeitung einen höherfrequenten Takt ts′ benötigt, dann kann der Systemtakt mittels eines Taktvervielfachers 1.5, beispielsweise um den Wert n, in der Frequenz erhöht werden.The digitization clock ts, which is fed to the analog-digital converter 1.2 , also serves as a system clock for digital signal processing in the digital AM demodulator and is either supplied from the outside or generated on the chip itself by means of a clock generator 1.4 . If the digital signal processing requires a higher frequency clock ts', then the system clock can be increased in frequency by means of a clock multiplier 1.5 , for example by the value n.
Zur eigentlichen Amplitudendemodulation wird das bandbegrenzte, digitalisierte Signal bf einem Quadrierer 2 zugeführt, der beispielsweise ein Multiplizierer mit zwei Eingängen ist, die mit dem digitalisierten Signal bf gespeist sind. Der Ausgang liefert ein quadriertes Signal q. Die schnelle Quadrierung kann beispielsweise auch mit einer Multiplikationstabelle folgen, die in einem Festwertspeicher auf dem Chip mitintegriert ist oder im Universalprozessor sowieso zur Verfügung steht.For the actual amplitude demodulation, the band-limited, digitized signal bf is fed to a squarer 2 , which is, for example, a multiplier with two inputs, which are fed with the digitized signal bf. The output supplies a squared signal q. The rapid squaring can also follow, for example, with a multiplication table which is integrated in a read-only memory on the chip or is available anyway in the universal processor.
Im Frequenzspektrum des quadrierten Signals q (siehe Fig. 2, Spektrum s2) sind nur Signalkomponenten bei der Frequenz 0 und bei der zweifachen Trägerfrequenz 2ft vorhanden. Die Signalanteile bei der Frequenz 0 erstrecken sich über die doppelte Bandbreite 2B des Nutzsignals si, das die Bandbreite B aufweist und die Nutzsignalkomponente si in quadrierter Form si² enthält. Der Einfachheit halber wird in der Beschreibung und in den Fig. der Zeichnung die Quadrierung si² der Nutzsignalkomponente si nicht immer mit angegeben. Die Signalanteile bei der zweifachen Trägerfrequenz 2ft erstrecken sich nach beiden Seiten über einen Bereich mit der doppelten Nutzssignalbandbreite +/- 2B, also von 2ft -2B bis 2ft + 2B, vergleiche auch Fig. 3 und Fig. 4. Fallen die Spektralkomponenten um die zweifache Trägerfrequenz ganz oder teilweise in den Spektralbereich, der sich von der halben Abtastfrequenz fs/2 bis zur Abtastfrequenz fs erstreckt, so werden sie entsprechend dem Abtasttheorem in den unteren Frequenzbereich, der sich von Null bis zur zur halben Abtastfrequenz fs/2 erstreckt gleichsam zurückgefaltet und bilden dort einen gefalteten Bereich, der sich um den gefalteten Träger 2ft′ = fs/2 - 2ft erstreckt (vergleiche auch Fig. 4, Frequenzschema des quadrierten Signals q) und die vierfache Bandbreite 4B des Nutzsignals aufweist. Die zuvor genannte Bedingung, nach der die Abtastfrequenz fs höher sein muß als die Summe aus der doppelten Trägerfrequenz 2ft plus der vierfachen Bandbreite 4B, oder mathematisch ausgedrückt: fs < (2ft + 4B), verhindert, daß sich die Spektralkomponenten um die Frequenz 0 mit denen um die zweifache Trägerfrequenz 2ft (vergl. Fig. 3) oder die zurückgefaltete doppelte Trägerfrequenz 2ft (verg. Fig. 4) überlappen. Die Bandbreite des Tiefpasses 3 ist so vorzugeben, daß sie die erwünschten Spektralkomponenten zwischen 0 und 2B passieren läßt, die unerwünschten Spektralkomponenten im Bereich der doppelten Trägerfrequenz 2ft oder der zurückgefalteten doppelten Tragerfrequenz 2ft′ jedoch unterdrückt. Alternativ dazu kann eine Bandsperrfilter (Kerbfilter) eingesetzt werden, dessen entsprechender Sperrbereich bei diesen Frequenzwerten 2ft bzw. 2ft liegt.In the frequency spectrum of the squared signal q (see FIG. 2, spectrum s2), only signal components are present at the frequency 0 and at twice the carrier frequency 2ft. The signal components at frequency 0 extend over twice the bandwidth 2 B of the useful signal si, which has the bandwidth B and contains the useful signal component si in squared form si 2. For the sake of simplicity, the squaring si 2 of the useful signal component si is not always specified in the description and in the figures of the drawing. The signal components at twice the carrier frequency 2ft extend on both sides over a range with twice the useful signal bandwidth +/- 2B, i.e. from 2ft -2B to 2ft + 2B, see also FIG. 3 and FIG. 4. If the spectral components fall by twice Carrier frequency wholly or partially in the spectral range, which extends from half the sampling frequency fs / 2 to the sampling frequency fs, so they are folded back according to the sampling theorem in the lower frequency range, which extends from zero to half the sampling frequency fs / 2 and there form a folded area which extends around the folded carrier 2ft '= fs / 2 - 2ft (see also FIG. 4, frequency diagram of the squared signal q) and has four times the bandwidth 4 B of the useful signal. The aforementioned condition, according to which the sampling frequency fs must be higher than the sum of twice the carrier frequency 2ft plus four times the bandwidth 4B, or expressed mathematically: fs <(2ft + 4B), prevents the spectral components from being around the frequency 0 overlap those by twice the carrier frequency 2ft (see FIG. 3) or the folded back double carrier frequency 2ft (see FIG. 4). The bandwidth of the low pass 3 is to be specified such that it allows the desired spectral components between 0 and 2B to pass through, but suppresses the undesired spectral components in the region of the double carrier frequency 2ft or the folded-back double carrier frequency 2ft '. Alternatively, a band-stop filter (notch filter) can be used, the corresponding stop band of which is 2ft or 2ft at these frequency values.
Das Ausgangssignal c des Tiefpasses 3 wird über einen Eingang e1 einem digitalen Wurzelbildner 4 zugeführt. Dieser bildet aus dem zugeführten Signal c einen Wurzelwert r, der an einem Ausgang eo abgreifbar ist und dem gesuchten amplitudendemodulierten Signal entspricht. Sollte die Gleichkomponente im Wuzelwert r stören, kann sie mittels eines Hochpasses 6 entfernt werden, dessen Grenzfrequenz die niedrigste Signalfrequenz nicht begrenzen darf und dessen Ausgangssignal et einem gleichspannungsfreien Wurzelwert entspricht.The output signal c of the low-pass filter 3 is fed to a digital root former 4 via an input e1. This forms a root value r from the supplied signal c, which can be tapped at an output eo and corresponds to the amplitude-demodulated signal sought. If the DC component disturbs the root value r, it can be removed by means of a high-pass filter 6 , the cut-off frequency of which must not limit the lowest signal frequency and whose output signal et corresponds to a DC-free root value.
Der digitale Wurzelbildner 4 kann auf verschiedene Weise realisiert sein, beispielsweise als digitales Rechenwerk zur Wurzelbestimmung oder als eine in einem Festwertspeicher gespeicherte Wurzeltabelle. In dem Ausführungsbeispiel von Fig. 1 ist ein weiterer Weg für die Realisierung des digitalen Wurzelbildners 4 dargestellt, nämlich die Ausbildung als Iterationsschleife 4.1, die den Wurzelwert r mittels eines Näherungswertes ri bestimmt. Die Genauigkeit des Näherungswertes ri ist dabei von der Anzahl der Iterationszyklen abhängig. Da sich das Ausgangssignal c mit der Zeit ändert, ist eine rasche Konvergenz der Iterationsschleife 4.1 erforderlich, da sonst der Wurzelwert r nicht genügend genau bestimmt werden kann. Diese Bedingung ist erfüllt, denn nach dem Tiefpaß 3 umfaßt das Ausgangssignal c lediglich den Frequenzbereich von 0 Hz bis zur zweifachen Nutzsignalbandbreite 2B. Demgegenüber ist die Frequenz fs des Digitalisierungstaktes ts oder des höherfrequenten Taktes ts′ größer als die vierfache Trägerfrequenz 4ft. Wenn nun die Iterationsschleife 4.1 für einen Umlauf nur wenige Takte, möglichst nur einen einzigen, benötigt, dann ist die Änderungsgeschwindigkeit des Ausgangssignals c klein gegenüber der Konvergenzgeschwindigkeit der Iterationsschleife 4.1.The digital root generator 4 can be implemented in various ways, for example as a digital arithmetic unit for root determination or as a root table stored in a read-only memory. In the exemplary embodiment in FIG. 1, another way of realizing the digital root generator 4 is shown, namely the design as an iteration loop 4.1 , which determines the root value r by means of an approximation value ri. The accuracy of the approximate value ri depends on the number of iteration cycles. Since the output signal c changes with time, a rapid convergence of the iteration loop 4.1 is necessary, since otherwise the root value r cannot be determined with sufficient accuracy. This condition is fulfilled because after the low pass 3, the output signal c only covers the frequency range from 0 Hz to twice the useful signal bandwidth 2B. In contrast, the frequency fs of the digitizing clock ts or the higher-frequency clock ts' is greater than four times the carrier frequency 4ft. If the iteration loop 4.1 now requires only a few cycles, if possible only a single cycle, for one revolution, the rate of change of the output signal c is low compared to the rate of convergence of the iteration loop 4.1 .
Der in Fig. 1 dargestellte iterative Wurzelbildner 4 enthält einen Addierer 4.2 mit drei Eingängen e1, e2, e3 und einem Ausgang, an dem ein Näherungswert ri für den Wurzelwert r abgreifbar ist. Der erste Eingang e1 ist mit dem Eingang ei des digitalen Wurzelbildners 4 verbunden und wird mit dem Ausgangssignal c des Tiefpasses 3 gespeist. Der Ausgang des Addierer 4.2 ist sowohl mit dem Ausgang eo des digitalen Wurzelbildners 4 als auch mit dem Eingang einer Verzögerungseinrichtung 4.3 verbunden. Deren Ausgangssignal rd ist einem zweiten Quadrierer 4.4 sowie dem zweiten Eingang e2 des Addierers 4.2 zugeführt. Der zweite Quadrierer 4.4 kann wie beim ersten Quadrierer 2 ein Multiplizierer oder eine gespeicherte Tabelle sein, wobei insbesondere die Tabelle des ersten Quadrierers 2 mitverwendet werden kann. Das Ausgangssignal rq des zweiten Quadrierers 4.4 wird mittels eines Negierers 4.5 in seinem Vorzeichen invertiert und bildet ein Hilfssignal qh, das dem dritten Eingang e3 des Addierers 4.2 zugeführt wird. Damit ist die Iterationsschleife 4.1 geschlossen.The iterative root generator 4 shown in FIG. 1 contains an adder 4.2 with three inputs e1, e2, e3 and an output from which an approximate value ri for the root value r can be tapped. The first input e1 is connected to the input ei of the digital root generator 4 and is fed with the output signal c of the low-pass filter 3 . The output of the adder 4.2 is connected both to the output eo of the digital root generator 4 and to the input of a delay device 4.3 . Their output signal rd is fed to a second squarer 4.4 and the second input e2 of the adder 4.2 . As with the first squarer 2, the second squarer 4.4 can be a multiplier or a stored table, in particular the table of the first squarer 2 can also be used. The output signal rq of the second squarer 4.4 is inverted in sign by means of a negator 4.5 and forms an auxiliary signal qh which is fed to the third input e3 of the adder 4.2 . The iteration loop 4.1 is thus closed.
Die Funktionsweise der Iterationsschleife 4.1 läßt sich am einfachsten für ein festes Eingangssignal c und den eingeschwungenen Zustand beschreiben. Für diesen Zustand gilt, daß auch der Näherungswert ri seinen stabilen Endwert erreicht hat und sich nicht mehr ändert. Dieser stabile Zustand der Iterationsschleife 4.1 ist aber nur dann möglich, wenn der Betrag des mit negativen Vorzeichen behafteten Hilfssignals qh genauso groß ist wie der Wert des zugeführten Signals c am Eingang e1. In diesem Fall ist die Summe der Signale an den Eingängen e1 und e3 Null, so daß das Ausgangssignal ri exakt der Wert des verzögerten Signals rd am Eingang e2 ist. Da das Hilfssignal qh bis auf das Vorzeichen dem Quadrat des verzögerten Signals rd gleich ist, kann man umgekehrt auch sagen, daß das Signal rd die Wurzel aus dem Signal rq ist. Da aus den Gleichgewichtungsbedingungen folgt, daß im eingeschwungenen Zustand das Signal rq dem Signal c und das Signal rd dem Signal ri gleich ist, folgt weiter, daß das Signal ri der gesuchte Wurzelwert aus dem Signal c ist. Eine möglichst gute Annäherung an den stabilen Zustand wird erreicht, wenn die Anzahl der Iterationszyklen zur Trägerfrequenz tr so hoch wie möglich ist. Dies wird mit einem möglichst hohen Takt ts oder ts′ erreicht. Mit fünf Iterationsdurchläufen wird bereits eine Genauigkeit von -20dB erreicht und nach 24 Durchläufen ist die Genauigkeit schon -40dB, der Wurzelwert also bereits auf 1% genau.The mode of operation of the iteration loop 4.1 can be described most simply for a fixed input signal c and the steady state. For this state it applies that the approximate value ri has also reached its stable final value and no longer changes. However, this stable state of the iteration loop 4.1 is only possible if the magnitude of the auxiliary signal qh, which has a negative sign, is as large as the value of the supplied signal c at the input e1. In this case, the sum of the signals at the inputs e1 and e3 is zero, so that the output signal ri is exactly the value of the delayed signal rd at the input e2. Since the auxiliary signal qh is equal to the square of the delayed signal rd except for the sign, it can conversely be said that the signal rd is the root of the signal rq. Since it follows from the equilibrium conditions that the signal rq is equal to the signal c and the signal rd is equal to the signal ri in the steady state, it follows that the signal ri is the root value sought from the signal c. The best possible approximation to the stable state is achieved when the number of iteration cycles to the carrier frequency tr is as high as possible. This is achieved with the highest possible cycle ts or ts'. With five iteration runs, an accuracy of -20dB is already achieved and after 24 runs, the accuracy is already -40dB, so the root value is already accurate to 1%.
Die Iteration ist jedoch nur dann konvergent, wenn das zugeführte Signal c und die Signale innerhalb der Iterationsschleife 4.1 nur den Wertebereich von Null bis Eins umfassen und nicht darüber hinausgehen. Ein mathematischer Nachweis für die Konvergenz findet sich beispielsweise in der zeitgleichen Patentanmeldung . . . mit der Bezeichnung "Iteratives Wurzelbestimmungsverfahren für Signalprozessoren". Die Bedingung für den beschränkten Zahlenbereich wird erfüllt, wenn das Signal c durch eine entsprechende Festkommaarithmetik oder vorherige Normierung auf diesen üblichen Wertebereich von Null bis Eins begrenzt wird. Es wird ferner vorausgesetzt, daß nur reelle Wurzeln zu bestimmen sind, so daß das Vorzeichen des Signals c keine Bedeutung hat.However, the iteration is only convergent if the supplied signal c and the signals within the iteration loop 4.1 only comprise the value range from zero to one and do not go beyond this. A mathematical proof of the convergence can be found, for example, in the simultaneous patent application. . . with the designation "Iterative root determination method for signal processors". The condition for the restricted range of numbers is fulfilled if the signal c is limited to this usual range of values from zero to one by a corresponding fixed-point arithmetic or previous standardization. It is also assumed that only real roots have to be determined, so that the sign of the signal c has no meaning.
In Fig. 1 ist auf der Analogseite eine optionale Signalregelung dargestellt, die dazu dient, das Ausgangssignal des Tuners 1.0 an den Eingangsbereich des Analog-Digitalumsetzers 1.2 anzupassen, um dessen Auflösung möglichst voll auszunutzen. Dies wird mittels einer Regelschleife erreicht, die das Ausgangssignal c einem Regelfilter 5 zuführt, dessen Ausgangssignal cv, ein analoges oder digitales Steuersignal, die Verstärkung des regelbaren Verstärkers 1.1 in der Quelle 1 steuert. Die Zeitkonstante und Regeleigenschaften des Regelfilters 5 sind dabei so ausgelegt, daß die maximalen Signalamplituden nicht abgeschnitten werden, sondern innerhalb eines linearen Aussteuerbereichs bleiben. Gegebenenfalls kann nach dem digitalen Wurzelbildner 4 die Normierung wieder rückgängig gemacht werden, so daß die resultierenden Signale als Wurzelwert r wieder einen größeren Bereich als von Null bis Eins überstreichen. Das Eingangssignal für das Regelfilter 5 kann selbstverständlich auch an anderen Stellen abgegriffen werden, beispielsweise unmittelbar nach dem Analog-Digitalumsetzer 1.2. Die eigentliche Normierung - also die Stellenzuordnung des digitalen Signals für die Festkommaverarbeitung - erfolgt wie üblich auf der Digitalseite und wird in Fig. 1 nicht dargestellt.In Fig. 1, an optional signal control is shown on the analog side, which is used to adapt the output signal of the tuner 1.0 to the input area of the analog-digital converter 1.2 , in order to make full use of its resolution. This is achieved by means of a control loop which feeds the output signal c to a control filter 5 , the output signal cv, an analog or digital control signal, of which controls the amplification of the controllable amplifier 1.1 in the source 1 . The time constant and control properties of the control filter 5 are designed so that the maximum signal amplitudes are not cut off, but remain within a linear modulation range. If necessary, the normalization can be reversed after the digital root generator 4 , so that the resulting signals as root value r again cover a larger range than from zero to one. The input signal for the control filter 5 can of course also be tapped at other points, for example immediately after the analog-digital converter 1.2 . The actual normalization - that is, the position assignment of the digital signal for fixed-point processing - takes place as usual on the digital side and is not shown in FIG. 1.
In Fig. 2 werden schematisch drei Spektren s1, s2, s3 gezeigt, die der Erläuterung der Funktionsweise des digitalen AM-Demodulators nach Fig. 1 dienen. Das erste Spektrum s1 zeigt die Spektralkomponenten eines amplitudenmodulierten Signals, das einer Einweggleichrichtung unterzogen wurde. Durch die Einseitenbandgleichrichtung werden Trägeranteile und die zugehörigen Seitenbänder bei der Frequenz 1ft des Trägers tr selbst und bei sämtlichen geradzahligen Oberwellen 2ft, 4ft usw. erzeugt. Daneben entsteht auch das Nutzsignal si in der Basisbandlage. Dieses Spektrum s1 entsteht wie eingangs erwähnt auch dann, wenn das amplitudenmodulierte Signal vor der Gleichrichtung digitalisiert worden ist. Im Spektrum s1 ist die Spektrallinie des Digitalisierungstaktes ts bei der Frequenz fs dargestellt, wobei die Frequenz fs höher als die vierfache Trägerfrequenz 4ft ist. Durch die Digitalisierung wird das oben aufgezeigte Signalspektrum (bei si, 1ft, 2ft, 4ft usw.) bei der halben Abtastfrequenz fs/2 gespiegelt, wodurch weitere Frequenzkomponenten - die der Übersicht wegen aber nicht dargestellt sind - entstehen. Im ersten Spektrum s1 wird lediglich der Frequenzbereich bei der vierfachen Trägerfrequenz 4ft nach der Faltung dargestellt, da diese Faltungsanteile in den Bereich des Nutzsignals si fallen, vgl. die gestrichelten Signalkomponenten. Die Trägerkomponente 4tr bei der vierfachen Trägerfrequenz 4ft bildet dabei die gleichgroße Faltungskomponente 4tr′ im Nutzsignalbereich. Im Bandabstand B vom gefalteten Träger 4tr′ legen die beiden gestrichelt gezeichneten Seitenbänder. Aus dieser schematischen Darstellung ist ersichtlich, daß es unmöglich ist, das Nutzsignal si von den gefalteten Komponenten mittels einfacher Filterschaltungen - z. B. Tiefpässen - zu trennen.Two spectra s1, s2, s3 are shown schematically in FIG. 2, which serve to explain the mode of operation of the digital AM demodulator according to FIG. 1. The first spectrum s1 shows the spectral components of an amplitude-modulated signal that has been subjected to one-way rectification. Carrier components and the associated sidebands are generated by the single sideband rectification at the frequency 1ft of the carrier tr itself and for all even harmonics 2ft, 4ft etc. The useful signal si also arises in the baseband position. As mentioned at the beginning, this spectrum s1 also arises when the amplitude-modulated signal has been digitized before rectification. The spectrum s1 shows the spectral line of the digitization clock ts at the frequency fs, the frequency fs being higher than four times the carrier frequency 4ft. Due to the digitization, the signal spectrum shown above (at si, 1ft, 2ft, 4ft etc.) is mirrored at half the sampling frequency fs / 2, which results in additional frequency components - which are not shown for the sake of clarity. In the first spectrum s1, only the frequency range at four times the carrier frequency 4ft after the convolution is shown, since these convolution components fall within the range of the useful signal si, cf. the dashed signal components. The carrier component 4tr at four times the carrier frequency 4ft forms the same-sized folding component 4tr 'in the useful signal range. At band distance B from the folded carrier 4tr ', the two dashed side bands. From this schematic representation it can be seen that it is impossible to send the useful signal si from the folded components by means of simple filter circuits - e.g. B. low passes - to separate.
Wenn anstatt einer Einweggleichrichtung eine Zweiwegegleichrichtung durchgeführt würde, dann würden im ersten Spektrum s1 die Spektralbereiche um die einfache Trägerfrequenz 1tr entfallen, am grundsätzlichen Störverhalten würde sich jedoch nichts ändern. Der spektrale Frequenzbereich beim vierfachen Träger 4tr würde nämlich erhalten bleiben und nach wie vor als gefaltetes Signal 4tr′ in den Bereich des Nutzsignals si fallen. When performing two-way rectification instead of one-way rectification would, then the spectral ranges in the first spectrum s1 would be around the simple one Carrier frequency 1tr is eliminated, but the basic interference behavior would not be affected to change. The spectral frequency range for the quadruple carrier 4tr would namely remain intact and still as a folded signal 4tr 'in the area of Useful signal si fall.
Die AM-Demodulation nach der Erfindung, die über das Quadrierungsverfahren geht, erzeugt bei einem amplitudenmodulierten Signal ein Spektrum, das schematisch in Fig. 2 als zweites Spektrum s2 dargestellt ist. Durch die Quadrierung entstehen nur Spektralbereiche bei der zweifachen Trägerfrequenz 2ft und im Basisband. Darüberhinaus entstehen keinerlei Spektralbereiche, insbesondere nicht bei der Trägerfrequenz ft selbst. Im Basisband entsteht durch die Quadratur außer der eigentlichen Signalkomponente si eine weitere Signalkomponente 2si bei der doppelten Frequenz 2B, wodurch die Bandbreite des resultierenden Basisbandes doppelt so groß wie die Bandbreite B des eigentlichen Nutzsignals si wird. In entsprechender Weise hat sich die Bandbreite des Spektrums bei der doppelten Trägerfrequenz 2ft vergrößert und weist dort die vierfache Bandbreite des Nutzsignals si auf.The AM demodulation according to the invention, which uses the squaring method, generates a spectrum in the case of an amplitude-modulated signal, which is shown schematically in FIG. 2 as the second spectrum s2. The squaring only creates spectral ranges at twice the carrier frequency 2ft and in the baseband. In addition, there are no spectral ranges, especially not at the carrier frequency ft itself. In the baseband, besides the actual signal component si, the quadrature creates a further signal component 2si at twice the frequency 2B, whereby the bandwidth of the resulting baseband is twice as large as the bandwidth B of the actual useful signal si will. In a corresponding manner, the bandwidth of the spectrum has increased at twice the carrier frequency 2ft and there has four times the bandwidth of the useful signal si.
Im dritten Spektrum s3 von Fig. 2 ist schließlich der erforderliche Durchlaßbereich tp3 des Tiefpasses 3 dargestellt. Er umfaßt mindestens die doppelte Nutzsignalbandbreite 2B. Der Sperrbereich muß demgegenüber die Signalkomponenten, die mit der zweiten Trägerkomponente 2tr gekoppelt sind, unterdrücken. Durch die Bandbreitenverdoppelung bei der Quadrierung engt sich der Toleranzbereich für die Selektionsflanke etwas ein. Die Trägerfrequenz ft soll daher möglichst hoch und die Bandbreite B des Nutzsignals si möglichst klein sein. Bei praktisch vorkommenden AM-Signalen ist diese Bedingung hinreichend erfüllt.The required pass band tp3 of the low-pass filter 3 is finally shown in the third spectrum s3 in FIG . It comprises at least twice the useful signal bandwidth 2B. In contrast, the blocking area must suppress the signal components which are coupled to the second carrier component 2tr. Due to the doubling of the bandwidth in the squaring, the tolerance range for the selection edge is somewhat narrowed. The carrier frequency ft should therefore be as high as possible and the bandwidth B of the useful signal si should be as small as possible. This condition is sufficiently fulfilled in the case of practically occurring AM signals.
In Fig. 3 wird anschaulich anhand eines Frequenzschemas für das amplitudenmodulierte Signal hf und das digitalisierte, quadrierte Signal q die niederste Frequenz ft für den Träger tr dargestellt. Sie ergibt sich aus der Bedingung, daß der durch die Quadrierung erzeugte Frequenzbereich um die doppelte Trägerfrequenz 2ft nicht in den Nutzsignalbereich ragen darf, der nach der Quadrierung eine Bandbreite von 2B umfaßt. Im dargestellten Grenzfall tangieren die beiden Bereiche gerade den Frequenzwert 2B, so daß sie mittels eines Tiefpaßfilters getrennt werden können. Bei zunehmender Trägerfrequenz wird die Lücke nach 2B größer, so daß die Selektion leichter wird. Die zulässige Abtastfrequenz ergibt sich daraus, daß auch keine gefalteten Signalanteile in den Nutzsignalbereich fallen dürfen. Dies wird sichergestellt, indem die halbe Abtastfrequenz fs/2 höher als die doppelte Trägerfrequenz 2ft ist, oder in mathematischer Form: ft < fs/4. In Fig. 3 is illustrative of a frequency hf based scheme for the amplitude modulated signal and the digitized, squared signal q is the lowest frequency ft for the carrier shown tr. It results from the condition that the frequency range generated by the squaring around the double carrier frequency 2ft must not protrude into the useful signal range, which after squaring comprises a bandwidth of 2B. In the illustrated limit case, the two areas affect the frequency value 2B, so that they can be separated by means of a low-pass filter. As the carrier frequency increases, the gap according to FIG. 2B increases, so that the selection becomes easier. The permissible sampling frequency results from the fact that no folded signal components may fall within the useful signal range. This is ensured by half the sampling frequency fs / 2 being higher than twice the carrier frequency 2ft, or in mathematical form: ft <fs / 4.
In Fig. 4 wird schematisch ein ähnlicher Grenzfall wie in Fig. 3 dargestellt, nur tangiert in diesem Fall der zurückgefaltete Frequenzbereich 2ft′ den zwischen den Frequenzwerten 0 bis 2B liegenden Nutzsignalbereich, siehe hierzu das Spektrum des quadrierten Signals q. Die niedrigst mögliche Abtastfrequenz fs ergibt sich in diesem Fall aus der Forderung, daß nach der Rückfaltung der Frequenzbereich zwischen 0 und 2B nicht von dem zurückgefalteten Frequenzbereich, der um den zurückgefalteten doppelten Träger 2tr′ liegt, überlappt werden darf. Dies ist nur dann sicherzustellen, wenn die Abtastfrequenz fs um mindestens die doppelte Nutzsignalbandbreite 2B höher ist als die höchste Frequenzkomponente in dem um 2ft liegenden Frequenzbereich ist. In Fig. 4 wird dies anhand des Frequenzspektrums qq deutlich erkennbar, das einem quadrierten, aber nicht digitalsierten Signal qq entspricht, wobei es nur gedanklich und nicht real existiert. Das Spektrum qq enthält also keine Faltungskomponenten.In Fig. 4, a similar limit case is shown schematically as in Fig. 3, only in this case the folded-back frequency range 2ft 'affects the useful signal range between the frequency values 0 to 2B, see the spectrum of the squared signal q. The lowest possible sampling frequency fs results in this case from the requirement that after the refolding the frequency range between 0 and 2B must not be overlapped by the refolded frequency range which is around the refolded double carrier 2tr '. This can only be ensured if the sampling frequency fs is at least twice the useful signal bandwidth 2B higher than the highest frequency component in the frequency range around 2ft. This can be clearly seen in FIG. 4 on the basis of the frequency spectrum qq, which corresponds to a squared but not digitized signal qq, where it only exists mentally and not real. The spectrum qq therefore contains no convolution components.
Aus der Lage des Signalbereichs 2tr bzw. 2ft im Spektrum qq bzw. q läßt sich die
ursprüngliche Tragerfrequenz ft leicht konstruieren, vergl. hierzu das zugehörige
hochfrequente Signal hf in Fig. 4 mit dem amlitudenmodulierten Träger tr. Die
Grenzbedingung für die Höhe der Abtastfrequenz fs bei beliebiger Trägerfrequenz ft
ergibt sich somit wie bereits angegeben zu:
Die Abtastfrequenz fs muß bei beliebiger Trägerfrequenz ft höher sein als die Summe aus
der doppelten Trägerfrequenz 2ft plus der vierfachen Bandbreite 4B des Nutzsignals si.
In mathematischer Form ausgedrückt: fs < (2ft + 4B).The original carrier frequency ft can easily be constructed from the position of the signal range 2tr or 2ft in the spectrum qq or q, cf. the associated high-frequency signal hf in FIG. 4 with the amlitude-modulated carrier tr. The limit condition for the height of the sampling frequency fs With any carrier frequency ft, the result is as already stated:
The sampling frequency fs must be higher for any carrier frequency ft than the sum of twice the carrier frequency 2ft plus four times the bandwidth 4B of the useful signal si. Expressed in mathematical form: fs <(2ft + 4B).
Weitere Vorteile des Verfahrens sind, daß diese AM-Demodulation keinen lokalen Oszillator mit den dazugehörigen Regelschleifen für Frequenz und Phase erfordert und daß dadurch Phasensprünge oder Phasenschwankungen beim gesendeten oder empfangenen Signal keine Auswirkungen auf die Amplitudenbestimmung haben.Further advantages of the method are that this AM demodulation is not local Oscillator with the associated control loops for frequency and phase requires and that thereby phase jumps or phase fluctuations in the transmitted or received signal have no effect on the amplitude determination.
Claims (5)
- - einer Quelle (1) für digitalisierte Signale (bf), die aus einem amplitudenmodulierten Signal (hf) gebildet sind, wobei ein Digitalisierungstakt (ts) verwendet ist, dessen Frequenz (fs) höher ist als die Summe der doppelten Frequenz (2ft) eines im amplitudenmodulierten Signal (hf) enthaltenen Trägers (tr) plus der vierfachen Nutzsignalbandbreite (4B),
- - einem Quadrierer (2), dessen Eingang mit dem Ausgang der Quelle (1) verbunden ist und dessen Ausgang ein quadriertes Signal (q) liefert,
- - einem Tiefpaß (3), der an den Ausgang des Quadrierers (2) angeschlossen ist und dessen Durchlaßbereich mindestens so groß wie die doppelte Bandbreite (2B) des Nutzsignals (si), jedoch kleiner als die Differenz aus der doppelten Trägerfrequenz (2ft) und der doppelten Nutzsignalbandbreite (2B) ist, oder
- - im Fall der zurückgefalteten doppelten Trägerfrequenz (2ft′) ist der Durchlaßbereich des Tiefpasses (3) mindesten so groß wie die doppelte Bandbreite (2B) des Nutzsignals (si), jedoch kleiner als die Differenz aus der zurückgefalteten doppelten Trägerfrequenz (2ft′) und der doppelten Nutzsignalbandbreite (2B),
- - einem digitalen Wurzelbildner (4), der aus dem Ausgangssignal (c) des Tiefpasses (3) einen Wurzelwert (r) als Ausgangssignal bildet, der die Amplitude des Nutzsignals (si) im amplitudendemodulierten Signal ist.
- - A source ( 1 ) for digitized signals (bf), which are formed from an amplitude-modulated signal (hf), wherein a digitization clock (ts) is used, the frequency (fs) of which is higher than the sum of twice the frequency (2ft) one carrier (tr) contained in the amplitude-modulated signal (hf) plus four times the useful signal bandwidth (4B),
- a squarer ( 2 ), the input of which is connected to the output of the source ( 1 ) and the output of which supplies a squared signal (q),
- - A low-pass filter ( 3 ) which is connected to the output of the squarer ( 2 ) and whose passband is at least as large as twice the bandwidth (2B) of the useful signal (si), but less than the difference between twice the carrier frequency (2ft) and twice the useful signal bandwidth (2B), or
- - In the case of the folded-back double carrier frequency (2ft '), the pass band of the low-pass filter ( 3 ) is at least as large as twice the bandwidth (2B) of the useful signal (si), but smaller than the difference from the folded-back double carrier frequency (2ft') and twice the useful signal bandwidth (2B),
- - A digital root generator ( 4 ), which forms a root value (r) as an output signal from the output signal (c) of the low-pass filter ( 3 ), which is the amplitude of the useful signal (si) in the amplitude-demodulated signal.
- - das digitalisierte Signal (bf) auf den Wertebereich von -1 bis +1 normiert ist,
- - der digitale Wurzelbildner (4) den Wurzelwert (r) als ein Näherungswert (ri) über eine Iterationsschleife (4.1) bestimmt, die folgende Funktionseinheiten enthält:
- - einen drei Eingänge umfassenden Addierer (4.2), dessen erster Eingang (e1) mit dem Ausgangssignal (c) des Tiefpasses (3) gespeist ist,
- - eine Verzögerungseinrichtung (4.3), deren Eingang mit dem Ausgang des Addierers (4.2) und deren Ausgang mit einem zweiten Eingang (e2) des Addierers (4.2) verbunden sind, wobei die Verzögerungszeit einer Periode eines die Iterationsschleife (4.1) steuernden Iterationstaktes (ts; ts′) entspricht, dessen Frequenz mindestens so hoch ist wie die Frequenz (fs) des Digitalisierungstaktes (ts), und
- - einen zweiten Quadrierer (4.4), der das Ausgangssignal (rd) der Verzögerungseinrichtung (4.3) quadriert und über einen Negierer (4.5) als Hilfssignal (qh) einem dritten Eingang (e3) des Addierers (4.2) zuführt, wobei das Ausgangssignal (ri) des Addierers (4.2) näherungsweise dem Wurzelwert (r) entspricht.
- the digitized signal (bf) is normalized to the value range from -1 to +1,
- - The digital root generator ( 4 ) determines the root value (r) as an approximate value (ri) via an iteration loop ( 4.1 ) which contains the following functional units:
- an adder ( 4.2 ) comprising three inputs, the first input (e1) of which is fed with the output signal (c) of the low-pass filter ( 3 ),
- - A delay device ( 4.3 ), the input of which is connected to the output of the adder ( 4.2 ) and the output of which is connected to a second input (e2) of the adder ( 4.2 ), the delay time of a period of an iteration cycle (ts) controlling the iteration loop ( 4.1 ) ; ts ′), whose frequency is at least as high as the frequency (fs) of the digitization clock (ts), and
- - A second squarer ( 4.4 ), which squares the output signal (rd) of the delay device ( 4.3 ) and feeds a third input (e3) of the adder ( 4.2 ) via an negator ( 4.5 ) as an auxiliary signal (qh), the output signal (ri ) of the adder ( 4.2 ) approximately corresponds to the root value (r).
gekennzeichnet durch folgende Merkmale:
- - die von einem Digitalisierungstakt (ts) abhängige Digitalisierungsfrequenz (fs) des digitalen Eingangssignales (c) ist mindestens viermals so hoch wie die höchste Frequenzkomponente im digitalen Eingangssignal (c),
- - an den Eingang (ei) des digitalen Wurzelbildners (4) ist eine Iterationsschleife (4.1) angeschlossen, die folgende Funktionseinheiten enthält:
- - einen drei Eingänge aufweisenden Addierer (4.2), dessen erster Eingang (e1) mit einem Eingang (ei) des digitalen Wurzelbildners (4) verbunden ist,
- - eine Verzögerungseinrichtung (4.3), deren Eingang mit einem Ausgang des Addierers (4.2) und deren Ausgang mit einem zweiten Eingang (e2) des Addierers (4.2) verbunden sind, wobei die Verzögerungszeit der Periodendauer eines Iterationstaktes (ts′) entspricht, dessen Frequenz mindestens so hoch ist wie die Frequenz (fs) des Digitalisierungstaktes (ts), und
- - einen Quadrierer (4.4), der das Ausgangssignal (rd) der Verzögerungseinrichtung (4.3) quadriert und über einen Negierer (4.5) als Hilfssignal (qh) einem dritten Eingang (e3) des Addierers (4.2) zuführt, wobei das Ausgangssignal (ri) des Addierers (4.2) nach einigen Iterationsdurchläufen näherungsweise dem gesuchten Wurzelwert (r) entspricht.
characterized by the following features:
- the digitization frequency (fs) of the digital input signal (c) which is dependent on a digitization clock (ts) is at least four times as high as the highest frequency component in the digital input signal (c),
- - An iteration loop ( 4.1 ) is connected to the input (ei) of the digital root generator ( 4 ) and contains the following functional units:
- an adder ( 4.2 ) having three inputs, the first input (e1) of which is connected to an input (ei) of the digital root generator ( 4 ),
- - A delay device ( 4.3 ), the input of which is connected to an output of the adder ( 4.2 ) and the output of which is connected to a second input (e2) of the adder ( 4.2 ), the delay time corresponding to the period of an iteration cycle (ts') and its frequency is at least as high as the frequency (fs) of the digitization clock (ts), and
- - A squarer ( 4.4 ) which squares the output signal (rd) of the delay device ( 4.3 ) and feeds it via a negator ( 4.5 ) as an auxiliary signal (qh) to a third input (e3) of the adder ( 4.2 ), the output signal (ri) of the adder ( 4.2 ) approximately corresponds to the root value (r) sought after a few iteration runs.
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Cited By (2)
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|---|---|---|---|---|
| DE19720766A1 (en) * | 1997-05-17 | 1998-11-26 | Micronas Semiconductor Holding | Digital amplitude demodulator with quadrature and coordinate converters |
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Families Citing this family (1)
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Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4444870C1 (en) * | 1994-12-16 | 1995-10-26 | Ant Nachrichtentech | Demodulator for complex-valued vestigial sideband signal |
Non-Patent Citations (3)
| Title |
|---|
| DE-B.: Tietze, U., Schenk, Ch.: Halbleiter Schaltungstechnik, 6. Auflage, Springer 1983, S. 344-345 * |
| Patents Abstracts of Japan, E-1651, 26.12.94, Vol. 18/No. 687, JP 6-2 76 024 A * |
| US-Z.: IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Vol. 8, 1990, S. 1500-1511 * |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19720766A1 (en) * | 1997-05-17 | 1998-11-26 | Micronas Semiconductor Holding | Digital amplitude demodulator with quadrature and coordinate converters |
| DE19720766C2 (en) * | 1997-05-17 | 1999-10-28 | Micronas Semiconductor Holding | Digital amplitude demodulator |
| EP1058451A1 (en) * | 1999-05-31 | 2000-12-06 | STMicroelectronics S.r.l. | Digital AM demodulator, particularly for demodulating TV signals |
| US6748028B1 (en) | 1999-05-31 | 2004-06-08 | Stmicroelectronics S.R.L. | Digital AM demodulator, particularly for demodulating TV signals |
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| R119 | Application deemed withdrawn, or ip right lapsed, due to non-payment of renewal fee | ||
| R409 | Internal rectification of the legal status completed | ||
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| R081 | Change of applicant/patentee |
Owner name: ENTROPIC COMMUNICATIONS, INC., US Free format text: FORMER OWNER: TRIDENT MICROSYSTEMS (FAR EAST) LTD., GRAND CAYMAN, KY Effective date: 20121129 Owner name: ENTROPIC COMMUNICATIONS, INC., SAN DIEGO, US Free format text: FORMER OWNER: TRIDENT MICROSYSTEMS (FAR EAST) LTD., GRAND CAYMAN, KY Effective date: 20121129 |
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| R082 | Change of representative |
Representative=s name: EPPING HERMANN FISCHER, PATENTANWALTSGESELLSCH, DE Effective date: 20121129 Representative=s name: EPPING HERMANN FISCHER PATENTANWALTSGESELLSCHA, DE Effective date: 20121129 |
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| R119 | Application deemed withdrawn, or ip right lapsed, due to non-payment of renewal fee |