DE19534262A1

DE19534262A1 - FM frequency swing measurement device for RF emitted by sender

Info

Publication number: DE19534262A1
Application number: DE1995134262
Authority: DE
Inventors: Masao Nagano; Hitoshi Takahashi
Original assignee: Advantest Corp
Current assignee: Advantest Corp
Priority date: 1994-09-19
Filing date: 1995-09-15
Publication date: 1996-03-28
Anticipated expiration: 2015-09-16
Also published as: DE19534262C2

Abstract

The swing measurement device contains an analogue-to-digital converter (17) which converts a FM input signal into a digital signal, a quadrature detector (19) for computing an in-phase component and quadrature component of the FM signal, a phase computation device (20), a differential computation device (21) and a frequency swing computation device (25,27-29). The phase computation device computes the instantaneous phase of the FM input signal from the quadrature and in-phase components. The differential computation device computes the instantaneous frequency of the modulated signal by differentiating time-serial instantaneous phase data. The frequency swing computation device computes the frequency fluctuation amplitude from the instantaneous frequency of the modulated signal to determine the maximum frequency swing.

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine dieses verwendende Vorrichtung zur Messung des Frequenzhubs eines FM-Signals, das von einem Sender ausgegeben wird. Genauer bezieht sich die Erfindung auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Messung des FM-Frequenzhubs, bei denen unter Einsatz einer digitalen Signalverarbeitungstechnik thermische Eigenschaften und zeitbedingte Änderungseigenschaften verbessert sind.The present invention relates to a method and an apparatus using the same for measuring the frequency swing of an FM signal that is emitted by a transmitter. More specifically, the invention relates to a method and an apparatus for measuring the FM frequency hubs, where thermal using digital signal processing technology Properties and time-related change properties are improved.

Ein Augenblicks-Träger ist beispielsweise durch die FormelA moment carrier is, for example, by the formula

V_c=A sin (2πf_st)V _c = A sin (2πf _s t)

gegeben, wobei A die Amplitude des Trägers und f_s seine Augenblicksfrequenz sind. Wenn die Mittenfrequenz des Träger f_c ist und die Frequenz eines Basisband-Modulationssignals (z. B. eines Sprachsignals) f_a ist, dann ist die Augenblicksfrequenz f_s gegeben durch:given, where A is the amplitude of the carrier and f _{s is} its instantaneous frequency. If the center frequency of the carrier is f _c and the frequency of a baseband modulation signal (e.g. a speech signal) is f _a , then the instantaneous frequency f _{s is} given by:

f_s=f_c+Δf_c sin (2πf_at)f _s = f _c + Δf _c sin (2πf _a t)

wobei Δf_c als von dem Modulationssignal hervorgerufener Frequenzhub bezeichnet wird.where Δf _{c is} referred to as the frequency swing caused by the modulation signal.

Eine herkömmliche Vorrichtung zur Messung des FM-Frequenzhubs ist gemäß Darstellung in Fig. 1 als analoge Schaltung aufgebaut. Ein RF-Signal S_RF (ein radio- oder hochfrequentes Signal), das einem Eingangsanschluß IN von einem FM-Sender geliefert wird, wird mit einem Überlagerungssignal von einem Überlagerungsoszillator 12 in einen Mischer 11 gemischt, und nur eine Differenzkomponente zwischen den beiden Signalen, das heißt ein Zwischenfrequenz- (ZF)-Signal S_IF wird selektiv ausgegeben. Das ZF-Signal S_IF wird von einem ZF-Verstärker/ Filterteil 13 verstärkt und von einem FM-Demodulator 14 zum Erhalt eines demodulierten Signals e(t) in eine der Frequenz entsprechende Spannung umgesetzt (F/V-Umsetzung). Durch Messen des positiven Spitzenwerts und des negativen Spitzenwerts des demodulierten Signals e(t) über eine vorbestimmte Zeitspanne unter Verwendung eines Digitalvoltmeters 15 erhält man einen positiven Frequenzhub-Spitzenwert P₊ und einen negativen Frequenzhub-Spitzenwert P_-, aus denen dann als Frequenzhub Δf_c der Mittelwert (P₊+P_-)/2 ermittelt werden kann. Bei einer herkömmlichen FM-Frequenzhub-Meßvorrichtung mit analogem Schaltungsaufbau enthält der FM-Demodulator 14 Induktivitäten, Kapazitäten, Widerstände, Dioden, etc. wie in einer CR- Differentialschaltung (HPF) oder Foster-Seely-Schaltung. Daraus ergibt sich der Nachteil, daß die F/V-Umsetzungskennlinie abhängig von Änderungen der Umgebungstemperatur und Änderungen der Komponenten mit der Zeit variiert, so daß auch der gemessene Wert des Frequenzhubs variiert.A conventional device for measuring the FM frequency swing is constructed as an analog circuit as shown in FIG. 1. An RF signal S _RF (a radio or high-frequency signal) which is supplied to an input terminal IN by an FM transmitter is mixed with a beat signal from a beat oscillator 12 in a mixer 11 , and only a difference component between the two signals, that is, an intermediate frequency (IF) signal S _IF is selectively output. The IF signal S _IF is amplified by an IF amplifier / filter part 13 and converted by an FM demodulator 14 to obtain a demodulated signal e (t) into a voltage corresponding to the frequency (F / V conversion). By measuring the positive peak value and the negative peak value of the demodulated signal e (t) over a predetermined period of time using a digital voltmeter 15 , a positive frequency swing peak value P ₊ and a negative frequency swing peak value P _{- are obtained} , from which the frequency swing Δf _c the mean (P ₊ + P _- ) / 2 can be determined. In a conventional FM frequency swing measuring device with an analog circuit structure, the FM demodulator 14 contains inductors, capacitors, resistors, diodes, etc., as in a CR differential circuit (HPF) or Foster-Seely circuit. This results in the disadvantage that the F / V conversion characteristic varies with time depending on changes in the ambient temperature and changes in the components, so that the measured value of the frequency swing also varies.

Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Messung eines FM-Frequenzhubs zu schaffen, die hinsichtlich des Temperaturverhaltens und des Einflusses zeitbedingter bzw. alterungsbedingter Änderungen verbessert sind. It is an object of the present invention, a method and an apparatus for Measurement of an FM frequency swing to create the temperature behavior and the influence of time-related or aging-related changes are improved.

Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein FM-Eingangssignal V(t) mittels einer A/D-Umsetzungseinrichtung in ein digitales Signal umgesetzt, durch eine Quadraturdetektoreinrichtung eine Berechnung zum Erhalt einer Inphasen-Komponente I und einer Quadratur- Komponente (90° phasenverschobenen Komponente) Q des FM-Eingangssignals V(t) durch geführt, mittels einer Phasen-Berechnungseinrichtung die Augenblicksphase Θ des FM- Eingangssignals V(t) anhand der Inphasen-Komponente I und der Quadratur-Komponente Q berechnet, zeitserielle Werte der Augenblicksphase Θ mittels einer Differential-Berechnungseinrichtung zur Berechnung der Augenblicksfrequenz f_a(t) des modulierten Signals des FM- Eingangssignals V(t) differenziert und dann der Maximalwert des Frequenzhubs aus der Augenblicksfrequenz f_a(t) des modulierten Signals erhalten.According to a first aspect of the present invention, an FM input signal V (t) is converted into a digital signal by means of an A / D conversion device, and a calculation is obtained by a quadrature detector device in order to obtain an in-phase component I and a quadrature component (90 ° out of phase Component) Q of the FM input signal V (t) carried out, by means of a phase calculation device calculates the instantaneous phase Θ of the FM input signal V (t) using the in-phase component I and the quadrature component Q, time-serial values of the instantaneous phase Θ by means of a differential calculation device for calculating the instantaneous frequency f _a (t) of the modulated signal of the FM input signal V (t) differentiated and then the maximum value of the frequency swing obtained from the instantaneous frequency f _a (t) of the modulated signal.

Gemäß einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird, statt die Phasen-Berechnungseinrichtung und die Differential-Berechnungseinrichtung vorzusehen, die Augenblicksfrequenz f_a(t) des modulierten Signals des FM-Eingangssignals V(t) anhand der Inphasen-Komponente I und der Quadratur-Komponente Q sowie ihrer Änderungsraten (dl/dt und dQ/dt) berechnet.According to a second aspect of the present invention, instead of providing the phase calculation device and the differential calculation device, the instantaneous frequency f _a (t) of the modulated signal of the FM input signal V (t) is based on the in-phase component I and the quadrature component Q and their rates of change (dl / dt and dQ / dt) are calculated.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachfolgend anhand der Zeichnungen näher erläutert. Es zeigtExemplary embodiments of the invention are explained in more detail below with reference to the drawings. It shows

Fig. 1 ein Blockdiagramm einer bekannten FM-Frequenzhub-Meßvorrichtung mit analoger Schaltung, Fig. 1 is a block diagram of a known FM frequency deviation measuring device with an analog circuit,

Fig. 2 ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels einer Frequenzhub-Meßvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung, Fig. 2 is a block diagram of an embodiment of a frequency deviation measuring apparatus according to the present invention,

Fig. 3A ein Beispiel eines Frequenzspektrums eines Eingangssignals zu einem A/D-Umsetzer 17 ohne TPF 16 in Fig. 2, Fig. 3A is an example of a frequency spectrum of an input signal to an A / D converter 17 without LPF 16 in Fig. 2,

Fig. 3B ein Beispiel eines Frequenzspektrums eines Ausgangssignals von dem A/D-Umsetzer 17 ohne TPF 16 in Fig. 2, Fig. 3B is an example of a frequency spectrum of an output signal from the A / D converter 17 without LPF 16 in Fig. 2,

Fig. 4A ein Beispiel eines Frequenzbandes eines Eingangssignals zu einem Quadratur-Detektorteil 19 in Fig. 2, Fig. 4A shows an example of a frequency band of an input signal to a quadrature detector portion 19 in Fig. 2,

Fig. 4B ein Beispiel jeweils des Summenfrequenzbandes und des Differenzfrequenzbandes zwischen einem Zwischenfrequenzband F_IF, von dem Quadratur-Detektorteil 19 in Fig. 2 erzeugt, und einer Referenzfrequenz f_m, FIG. 4B, an example of each of the sum frequency band and the difference frequency band between an intermediate frequency band F _IF generated by the quadrature detection section 19 in Fig. 2, and a reference frequency f _m,

Fig. 4C ein Basisband, erhalten durch Entfernen des Summenfrequenzbandes in dem Quadratur- Detektorteil 19 von Fig. 2, Fig. 4C, a baseband obtained by removing the sum frequency band in the quadrature detection section 19 of Fig. 2,

Fig. 5 eine Wellenform einer Augenblicksfrequenz des modulierten Signals f_a(t), Fig. 5 is a waveform of an instantaneous frequency of the modulated signal f _(t),

Fig. 6A den Zusammenhang zwischen f_a(t) und Abtastzeitpunkten im einzelnen, Fig. 6A shows the relationship between f _a (t) and sampling times in the individual,

Fig. 6B ein Beispiel eines Frequenzbandes von f_a(t), Fig. 6B is an example of a frequency band from f _a (t),

Fig. 6C ein Beispiel je des Summenfrequenzbandes und des Differenzfrequenzbandes zwischen f_a(t), in dem Quadratur-Detektorteil 27 von Fig. 2 erzeugt, und einer Referenzfrequenz f₀, Fig. 6C an example of each of the sum frequency band and the difference frequency band between f _a (t), in the quadrature detection section 27 of FIG. 2 generates, and a reference frequency f₀,

Fig. 7 eine Ausgangswellenform eines Hüllkurven-Berechnungsteils 18 in Fig. 2, und Fig. 7 shows an output waveform of an envelope calculation part 18 in Fig. 2, and

Fig. 8 Beispiele eingegebener und interner Frequenzbänder des Quadratur-Detektorteils 19 für die Fälle f_sp=2f_m, 3f_m, 5f_m bzw. 6f_m des Zusammenhangs zwischen einer Abtastfrequenz f_sp und einer Mittenfrequenz f_m eines FM-Eingangssignals V(t) in Fig. 2. Fig. 8 shows examples of input and internal frequency bands of the quadrature detector part 19 for cases f _sp = 2f _m, 3f _m, 5f _m or 6f _m of the relationship between a sampling frequency f _sp and a center frequency f _m of an FM input signal V (t ) in Fig. 2.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf Fig. 2 erläutert. In Fig. 2 sind Teile, die solchen in Fig. 1 entsprechen, mit gleichen Bezugszahlen versehen. Die Vorrichtung der vorliegenden Erfindung dient der Messung des Frequenzhubs eines FM-Signals, wobei ein Eingangsanschluß IN beispielsweise mit einem Antennenanschluß eines Senders über ein Koaxialkabel zur Eingabe eines zu messenden FM-Signals S_RF verbunden ist. Wie in Verbindung mit Fig. 1 erläutert, wird das Eingangssignal S_RF einem Mischer 11 geliefert und hier mit einem Überlagerungssignal der Frequenz fL von einem Überlagerungsoszillator 12 gemischt. Die Differenzfrequenzkomponente wird als FM-ZF-Signal S_IF ausgegeben. Das Signal S_IF wird mittels eines Tiefpaßfilters (TPF) 16 zum Anti-Aliasing band-begrenzt und wird zu einem FM-Eingangssignal V(t), welches einem A/D-Umsetzer 17 eingegeben wird. Hier wird es mit der Abtastfrequenz f_sp von einem Oszillator 18 abgetastet und ein digitales Signal umgesetzt.An embodiment of the invention is explained below with reference to FIG. 2. In Fig. 2, parts corresponding to those in Fig. 1 are given the same reference numerals. The device of the present invention is used to measure the frequency swing of an FM signal, an input connection IN being connected, for example, to an antenna connection of a transmitter via a coaxial cable for inputting an FM signal S _RF to be measured. As explained in connection with FIG. 1, the input signal S _{RF is} supplied to a mixer 11 and here mixed with a local signal of frequency fL from a local oscillator 12 . The differential frequency _{component is} output as an FM IF signal S _IF . The signal S _IF is band-limited by means of a low-pass filter (TPF) 16 for anti-aliasing and becomes an FM input signal V (t) which is input to an A / D converter 17 . Here it is sampled by the oscillator 18 at the sampling frequency f _sp and a digital signal is implemented.

Wenn das FM-ZF-Signal S_IF mit der Abtastfrequenz f_sp A/D-umgesetzt wird, werden Summenkomponenten und Differenzkomponenten zwischen dem ganzzahligen Vielfachen der Abtastfrequenz f_sp und einer Frequenzkomponente X_a des Signals S_IF, das heißt, f_sp±X_a, 2f_sp±X_a, 3f_sp±X_a, . . . erzeugt, wie in dem Fall, wo das Signal S_IF mit einem Signal der Frequenz f_sp gemischt wird. Die Abtastfrequenz f_sp ist nach Maßgabe des Abtasttheorems so gewählt, daß sie über dem Doppelten der Frequenz des Signals S_IF liegt. Wenn jedoch, wie in Fig. 3A gezeigt, eine Rauschkomponente Na eines über der Nyquistfrequenz f_N=f_sp/2 liegenden Frequenzspektrums in dem Signal S_IF enthalten ist, dann kann das Frequenzspektrum des A/D-umgesetzten digitalen Signals, das heißt eines diskreten Zeitsignals V(nT) (T ist die Abtastperiode, n ist die laufende Abtastnummer und nachfolgend ist t=nT) nicht exakt gemessen werden, da gemäß Darstellung in Fig. 3B f_sp-X_a, 2f_sp-X_a, 3f_sp-X_a, . . . mit X_a, f_sp+X_a bzw. 2f_sp+X_a, . . ., überlappt ist. Diese Überlappung wird als "Aliasing" bezeichnet. Zur Ausschaltung dieses Aliasing erfolgt eine Bandbegrenzung zur Unterdrückung von Frequenzkomponenten oberhalb der Nyquistfrequenz f_N in dem Tiefpaßfilter 16. In diesem Sinn wird das Tiefpaßfilter 16 manchmal als Anti- Aliasing-Tiefpaßfilter bezeichnet.If the FM IF signal S _{IF is} A / D converted at the sampling frequency f _sp , sum components and difference components between the integer multiple of the sampling frequency f _sp and a frequency component X _{a of} the signal S _IF , that is, f _sp ± X _a , 2f _sp ± X _a , 3f _sp ± X _a ,. . . generated, as in the case where the signal S _{IF is} mixed with a signal of frequency f _sp . The sampling frequency f _sp is selected in accordance with the sampling theorem so that it is more than twice the frequency of the signal S _IF . However, as shown in FIG. 3A, if a noise component Na of a frequency spectrum above the Nyquist frequency f _N = f _sp / 2 is contained in the signal S _IF , then the frequency spectrum of the A / D-converted digital signal, i.e. one discrete time signal V (nT) (T is the sampling period, n is the current sampling number and subsequently t = nT) cannot be measured exactly, as shown in FIG. 3B f _sp -X _a , 2f _sp -X _a , 3f _sp -X _a ,. . . with X _a , f _sp + X _a or 2f _sp + X _a ,. . . is overlapped. This overlap is called "aliasing". To deactivate this aliasing, a band limitation is carried out in order to suppress frequency components above the Nyquist frequency f _N in the low-pass filter 16 . In this sense, the low pass filter 16 is sometimes referred to as an anti-aliasing low pass filter.

Das A/D-umgesetzte FM-Eingangssignal V(t) wird dem Quadratur-Detektorteil 19 zur Berechnung seiner Inphase-Komponente I und Quadratur-Komponente Q durch eine sogenannte "Quadraturdetektion" eingegeben. Eine dieser zueinander orthogonalen Komponenten I und Q ist eine Hilbert-Transformation der anderen, und I und Q werden als Hilbert-Transformationspaar bezeichnet. Die Produkte I_b und Q_b zwischen dem FM-Eingangssignal V(t) (Fig. 4A) der Zwischenfrequenz, deren Mittenfrequenz eine vorbestimmte feste Frequenz f_m ist, und den Referenzsignalen cos(2πf_mt) bzw. sin(2πf_mt) erhält man aus den folgenden Gleichungen:The A / D-converted FM input signal V (t) is input to the quadrature detector part 19 to calculate its in-phase component I and quadrature component Q by a so-called "quadrature detection". One of these orthogonal components I and Q is a Hilbert transform of the others, and I and Q are called a Hilbert transform pair. The products I _b and Q _b between the FM input signal V (t) ( FIG. 4A) of the intermediate frequency, the center frequency of which is a predetermined fixed frequency f _m , and the reference signals cos (2πf _m t) and sin (2πf _m t, respectively) ) is obtained from the following equations:

I_b=V(t)cos(2πf_mt) (1)I _b = V (t) cos (2πf _m t) (1)

Q_b=V(t)sin(2πf_mt) (2)Q _b = V (t) sin (2πf _m t) (2)

Diese Signale I_b und Q_b enthalten, wie in Fig. 4B gezeigt, die Differenzfrequenzkomponente B1 (das heißt F_IF-f_m) und die Summenfrequenzkomponente B2 (das heißt F_IF+f_m) zwischen dem Frequenzband F_IF (Zwischenfrequenzband) und der Mittenfrequenz f_m). Jedes der Signale I_b und Q_b wird gefiltert, damit nur die Differenzfrequenzkomponente B1 übrigbleibt, wie in Fig. 4C gezeigt, womit man die Inphasen-Komponente I und die Quadratur-Komponente Q erhält, die zueinander orthogonal sind. In diesem Fall ist die Mittenfrequenz der Differenzfrequenzkomponente 0 Hz. Das heißt, die Mittenfrequenz des Hilbert-Transformationspaares I und Q ist 0 Hz. Nebenbei bemerkt zeigen die Fig. 4A, 4B und 4C Beispiele, wo die ZF-Mittenfrequenz f_m auf 252 kHz und die Abtastfrequenz f_sp auf f_sp=4f_m=1008 kHz gesetzt sind.As shown in FIG. 4B, these signals I _b and Q _b contain the difference frequency component B1 (i.e. F _IF -f _m ) and the sum frequency component B2 (i.e. F _IF + f _m ) between the frequency band F _IF (intermediate frequency band) and the center frequency f _m ). Each of the signals I _b and Q _b is filtered so that only the differential frequency component B1 remains as shown in Fig. 4C, whereby the in-phase component I and the quadrature component Q are obtained which are orthogonal to each other. In this case, the center frequency of the differential frequency component is 0 Hz. That is, the center frequency of the Hilbert transform pair I and Q is 0 Hz. Incidentally, Figs. 4A, 4B and 4C show examples where the IF center frequency f _m at 252 kHz and the sampling frequency f _{sp is set} to f _sp = 4f _m = 1008 kHz.

Das Hilbert-Transformationspaar I und Q wird einem Phasen-Berechnungsteil 20 eingegeben, und die Augenblicksphase Θ(t) anhand folgender Gleichung berechnet:The Hilbert transform pair I and Q is input to a phase calculation part 20 , and the instantaneous phase Θ (t) is calculated using the following equation:

Θ(t)=tan^-1 (Q/I) (3)Θ (t) = tan ^-1 (Q / I) (3)

Die zeitseriellen Werte (Daten) der Augenblicksphase Θ(t) werden dem Differential-Berechnungsteil 21 eingegeben, und die Augenblicksfrequenz f_a(t) des modulierten Signals des FM-Eingangssignals V(t) wird aus nachstehender Gleichung berechnet:The time-serial values (data) of the instantaneous phase Θ (t) are input to the differential calculation part 21 , and the instantaneous frequency f _a (t) of the modulated signal of the FM input signal V (t) is calculated from the following equation:

Die Frequenz f_a(t) ist in Fig. 5 beispielhaft in analoger Form dargestellt. Die erhaltene f_a(t) wird dem Frequenzhub-Berechnungsteil 25 zum Erhalt eines positiven Spitzenwerts P₊ und eines negativen Spitzenwerts P_- (Absolutwert) während einer konstanten Zeitspanne T_M der Augenblicksfrequenz f_a(t) des modulierten Signals eingegeben, und der Mittelwert (P₊+P_-)/2 wird als Frequenzhub Δf_c gewonnen und kann an einem Anzeigeteil 26 angezeigt werden.The frequency f _a (t) is shown as an example in analog form in FIG. 5. The obtained f _a (t) is input to the frequency swing calculating part 25 for obtaining a positive peak value P ₊ and a negative peak value P _- (absolute value) during a constant period T _{M of} the instantaneous frequency f _a (t) of the modulated signal, and the mean value (P ₊ + P _- ) / 2 is obtained as the frequency deviation Δf _c and can be displayed on a display part 26 .

Wie in Fig. 2 gestrichelt gezeigt, kann anstelle des Phasen-Berechnungsteils 20 und des Differential- Berechnungsteils 21 ein Augenblicksfrequenz-Berechnungsteil 30 vorgesehen werden, um direkt die Augenblicksfrequenz f_a(t) des modulierten Signals aus dem Hilbert-Transformationspaar I und Q nach folgender Gleichung zu berechnen:As shown in dashed lines in Fig. 2, instead of the phase calculation part 20 and the differential calculation part 21, an instantaneous frequency calculation part 30 can be provided in order to directly follow the instantaneous frequency f _a (t) of the modulated signal from the Hilbert transform pair I and Q. to calculate the following equation:

f_a(t)=(IdQ/dt-QdI/dt)/{2π(I²+Q²)} (5)f _a (t) = (IdQ / dt-QdI / dt) / {2π (I² + Q²)} (5)

Der Beweis für die Gleichung (5) ist wie folgt:The proof of equation (5) is as follows:

f_a(t)=(1/2π)dΘ/dt (6)f _a (t) = (1 / 2π) dΘ / dt (6)

Θ(t)=tan^-1(Q/I) (7)Θ (t) = tan ^-1 (Q / I) (7)

Setzt man Q/I=z, wird aus den Gleichungen (6) und (7):If Q / I = z, equations (6) and (7) become:

Θ(t)=tan^-1z (8)Θ (t) = tan ^-1 z (8)

f_a(t)=(1/2π)dΘ/dt=(1/2π)(dΘ/dz)(dz/dt) (9)f _a (t) = (1 / 2π) dΘ / dt = (1 / 2π) (dΘ / dz) (dz / dt) (9)

wobeiin which

dΘ/dz=d(tan^-1z)/dz=1/(1+z²)=I²/(I²+Q²) (10)dΘ / dz = d (tan ^-1 z) / dz = 1 / (1 + z²) = I² / (I² + Q²) (10)

(1/2π)dz/dt=(1/2π)d(Q/I)/dt=(IdQ/dt-QdI/dt)/(2πI²) (11)(1 / 2π) dz / dt = (1 / 2π) d (Q / I) / dt = (IdQ / dt-QdI / dt) / (2πI²) (11)

Setzt man Gleichungen (10) und (11) in Gleichung (9) ein, ergibt sich die Gleichung (5):Substituting equations (10) and (11) into equation (9) results in equation (5):

f_a(t)={I²/(I²+Q²)}(IdQ/dt-QdI/dt)/(2πI²) =(IdQ/dt-QdI/dt)/{2π(I²+Q²)}f _a (t) = {I² / (I² + Q²)} (IdQ / dt-QdI / dt) / (2πI²) = (IdQ / dt-QdI / dt) / {2π (I² + Q²)}

Wenn die Augenblicksfrequenz f_a (t) des modulierten Signals direkt anhand von Gleichung (5) berechnet wird, ergibt sich der Vorteil, daß die Rechenzeit verglichen mit dem Fall der Verwendung der Gleichungen (3) und (4) deutlich reduziert werden kann, da die Berechnung von tan^-1 (Q/I), die viele Operationsschritte erfordert, nicht nötig ist.If the instantaneous frequency f _a (t) of the modulated signal is calculated directly using equation (5), there is the advantage that the computing time can be significantly reduced compared to the case where equations (3) and (4) are used, since the calculation of tan ^-1 (Q / I), which requires many operations, is not necessary.

Wie oben beschrieben, basiert die vorliegende Erfindung auf der Erkenntnis, daß die Augenblicksfrequenz f_a(t) des modulierten Signals anhand derGleichungen (3), (4) oder (5) aus der Inphasen-Komponente I und der Quadratur-Komponente Q gewonnen werden kann, die durch die Schritte des A/D-Umsetzens eines FM-Eingangssignals und Quadraturdetektion des digitalen Signals unter Verwendung eines Referenzsignals der gleichen Frequenz wie die Mittenfrequenz f_m der Zwischenfrequenz erhalten werden. Die auf diesem Prinzip beruhende Vorrichtung liefert einen stabilen Betrieb mit geringerem Enfluß von Temperaturänderungen, da der analoge FM- Demodulator 14 von Fig. 14 nicht verwendet wird.As described above, the present invention is based on the knowledge that the instantaneous frequency f _a (t) of the modulated signal is obtained from the in-phase component I and the quadrature component Q using equations (3), (4) or (5) can be obtained by the steps of A / D converting an FM input signal and quadrature detection of the digital signal using a reference signal of the same frequency as the center frequency f _{m of} the intermediate frequency. The device based on this principle provides stable operation with less influence of temperature changes since the analog FM demodulator 14 of FIG. 14 is not used.

Zur Untersuchung der Eigenschaften eines Senders wird bei tatsächlichen Messungen oft nicht nur der Frequenzhub, sondern auch ein Trägerfrequenzfehler gemessen. Daher ist dieses Ausführungsbeispiel in unten beschriebener Weise ausgestaltet, so daß der Trägerfrequenzfehler ε_f ermittelt werden kann. To investigate the properties of a transmitter, not only the frequency swing, but also a carrier frequency error is often measured in actual measurements. Therefore, this embodiment is designed in the manner described below, so that the carrier frequency error ε _f can be determined.

Die zeitseriellen Werte der Augenblicksfrequenz f_a(t) des modulierten Signals von dem Differential- Berechnungsteil 21 oder dem Augenblicksfrequenz-Berechnungsteils 30 werden einem Frequenzfehler-Detektorteil 22 eingegeben, worin ein Verschiebungsbetrag der Trägerfrequenz ermittelt wird. Anders ausgedrückt, der Frequenzfehler-Detektorteil 22 integriert gemäß nachfolgender Gleichung (12) die Augenblicksfrequenz des modulierten Signals für eine Zeitspanne W, die sehr viel länger ist als die Periode eines Modulationssignals (z. B. eine Tonlagenperiode eines Sprachsignals), beispielsweise etwa 10mal soviel.The time-serial values of the instantaneous frequency f _a (t) of the modulated signal from the differential calculation part 21 or the instantaneous frequency calculation part 30 are input to a frequency error detector part 22 , in which an amount of shift of the carrier frequency is determined. In other words, the frequency error detector part 22 integrates the instantaneous frequency of the modulated signal for a period W which is much longer than the period of a modulation signal (e.g. a pitch period of a speech signal), for example about 10 times as much, according to the following equation (12) .

Dieser integrierte Wert ΔF wird von dem Frequenzfehler ε_f des Trägers des eingegebenen ZF- Signals S_IF verursacht. Da die Frequenzgenauigkeit des Überlagerungsoszillators 12 im allgemeinen gut genug ist, ist der Trägerfrequenzfehler ε_f des ZF-Signals S_IF gleich dem Trägerfrequenzfehler des in den Mischer 11 eingegebenen RF-Signals. Daher erhält man ε_f durch die folgende Gleichung:This integrated value ΔF is caused by the frequency error ε _{f of} the carrier of the input _IF signal S _IF . Since the frequency accuracy of the local oscillator 12 is generally good enough, the carrier frequency error ε _{f of} the IF signal S _{IF is} equal to the carrier frequency error of the RF signal input to the mixer 11 . Therefore ε _{f is} obtained from the following equation:

ε_f=ΔF/W (13)ε _f = ΔF / W (13)

Dieser Meßwert wird an den Anzeigeteil 26 geliefert und zusammen mit dem Frequenzhub Δf_c angezeigt.This measured value is supplied to the display part 26 and displayed together with the frequency deviation Δf _c .

Bei diesem Ausführungsbeispiel ist ein Schalter SW vorgesehen, und die Augenblicksfrequenz f_a(t) des modulierten Signals gelangt durch Betätigen des Schalters SW wenn das Modulationssignal ein Sprachsignal ist, an ein Deemphasisteil 23. Dann kann der Spitzenwert auch nach Entfernen einer Preemphasis erhalten werden, der das Signal f_a(t) unterzogen wurde. Anders ausgedrückt, wenn ein Träger zur Übertragung mittels eines Sprachsignals frequenzmoduliert wird, wird das ursprüngliche Basisbandsignal vor Umsetzung zu einem RF-Signal S_RF oder einem ZF-Signal S_IF einer Preemphasis unterzogen, so daß höhere Frequenzkomponenten in dem Signal hervorgehoben werden. Das RF-Signal, dessen Träger mit diesem Basisbandsignal frequenzmoduliert wurde, wird dem Anschluß IN geliefert. Durch F/V-Umsetzen, wie ein FM-Empfänger, der Augenblicksfrequenz f_a(t) des modulierten Signals von dem Differential-Berechnungsteil 21 zum Erhalt des demodulierten ursprünglichen Basisbandsignals und durch Durchleiten dieses Signals durch eine Deemphasis-Schaltung mit einem gegenüber der Preemphasis-Schaltung entgegengesetzten Frequenzgang kann der flache Frequenzgang des Basisbandsignals wiedergewonnen werden. Bei der Vorrichtung dieser Ausführungsform wird die Augenblicksfrequenz f_a(t) des modulierten Signals über den Schalter SW in den Deemphasisteil 23 eingegeben und nach Maßgabe der Deemphasis-Kennlinie gewichtet, um den Einfluß der Preemphasis zu entfernen.In this embodiment, a switch SW is provided, and the instantaneous frequency f _a (t) of the modulated signal reaches a de-emphasis part 23 by actuating the switch SW when the modulation signal is a speech signal. Then the peak value can also be obtained after removing a preemphasis which the signal f _a (t) has been subjected to. In other words, when a carrier is frequency modulated for transmission by means of a speech signal, the original baseband signal is pre-emphasized before being converted into an RF signal S _RF or an IF signal S _IF , so that higher frequency components are emphasized in the signal. The RF signal, the carrier of which has been frequency-modulated with this baseband signal, is supplied to the IN terminal. By F / V converting, like an FM receiver, the instantaneous frequency f _a (t) of the modulated signal from the differential calculating part 21 to obtain the demodulated original baseband signal, and by passing this signal through a de-emphasis circuit with respect to the pre-emphasis Circuit with opposite frequency response, the flat frequency response of the baseband signal can be recovered. In the device of this embodiment, the instantaneous frequency f _a (t) of the modulated signal is input to the deemphasis part 23 via the switch SW and weighted according to the deemphasis characteristic in order to remove the influence of the preemphasis.

Das Ausgangssignal des Deemphasisteils wird einem Bandpaßfilter (BPF) 24 eingegeben, das als ein digitales Filter ausgebildet ist, um Rauschkomponenten zu entfernen und die höherfrequente Seite auf beispielsweise 3 kHz, 15 kHz, etc. zu begrenzen. Das Ausgangssignal f_a(t) des Bandpaßfilters 24 wird einem Frequenzhub-Berechnungsteil 25 zur Berechnung des positiven Spitzenwerts P₊ und des negativen Spitzenwerts P_- (Absolutwert) eingegeben. Das Mittel des positiven und des negativen Spitzenwerts (P₊+P_-)/2 wird als Frequenzhub ausgegeben. Dem Frequenzhub entsprechende Daten werden dem Anzeigeteil 26 eingegeben und an einem Sichtschirm angezeigt.The output signal of the deemphasis part is input to a bandpass filter (BPF) 24 , which is designed as a digital filter in order to remove noise components and to limit the higher-frequency side to, for example, 3 kHz, 15 kHz, etc. The output signal f _a (t) of the band pass filter 24 is input to a frequency swing calculating part 25 for calculating the positive peak value P ₊ and the negative peak value P _- (absolute value). The mean of the positive and the negative peak value (P ₊ + P _- ) / 2 is output as frequency sweep. Data corresponding to the frequency swing are input to the display part 26 and displayed on a display screen.

Der Frequenzfehler-Berechnungsteil 22, der Deemphasisteil 23 und das Bandpaßfilter 24 können bei Bedarf entfallen.The frequency error calculation part 22 , the deemphasis part 23 and the bandpass filter 24 can be omitted if necessary.

Die Wellenform von f_a(t) in Fig. 5 entspricht einer Spannungswellenform des Modulationssignals, wenn man sich auf der Ordinate statt der Frequenz die Spannung aufgetragen denkt. Wenn das Modulationssignal ein Sprachsignal ist, ändert sich der Hub von f_a(t). Wie in Fig. 5 gezeigt, ändert sich daher die Hüllkurve der Spitzenwerte der Augenblicksfrequenz. Da der digitale Wert der Augenblicksfrequenz des modulierten Signals f_a(t), der sich aus den Gleichungen (4) oder (5) ergibt, ein Wert jeweils für eine Abtastperiode T=1/f_sp ist, kann, wenn die Abtastfrequenz f_sp verglichen mit der Schwankung von f_a(t) hoch genug ist, jeder Spitzenwert der Frequenzhübe erfaßt werden. Wenn jedoch die Abtastperiode T länger ist, kann der Abtastzeitpunkt deutlich gegenüber der Spitzenposition verschoben sein, wie durch Punkte auf der Wellenform von f_a(t) in Fig. 6A dargestellt. In diesem Fall kann der Frequenzhub nicht genau gemessen werden. Wenn in diesem Fall die Wellenform von f_a(t) als eine oszillierende Spannungswellenform angenommen wird und f_a(t) quadratur-detektiert wird und die Quadratwurzel der Summe der Quadrate der Inphase-Komponente I_F und der Quadratur-Komponente Q_F ermittelt wird, kann die Hüllkurve der Spitzenwerte der Augenblicksfrequenz f_a(t) des modulierten Signals erhalten werden. Selbst wenn also der Abtastzeitpunkt nicht mit der Frequenzspitzenposition zusammenfällt, tritt kein großer Fehler auf. Das heißt, der Spitzenwert kann unter der Annahme, daß der Amplitude der Augenblicksfrequenz f_a(t) des modulierten Signals konstant ist, wie folgt erhalten werden.The waveform of f _a (t) in FIG. 5 corresponds to a voltage waveform of the modulation signal if one thinks the voltage is plotted on the ordinate instead of the frequency. If the modulation signal is a speech signal, the stroke changes from f _a (t). As shown in Fig. 5, therefore, the envelope of the peak values of the instantaneous frequency changes. Since the digital value of the instantaneous frequency of the modulated signal f _a (t), which results from equations (4) or (5), is a value for one sampling period T = 1 / f _sp , if the sampling frequency f _sp compared to the fluctuation of f _a (t) is high enough, each peak of the frequency sweeps can be detected. However, when the sampling period T is longer, the sampling timing may be significantly shifted from the peak position as shown by dots on the waveform of f _a (t) in Fig. 6A. In this case, the frequency swing cannot be measured exactly. In this case, if the waveform of f _a (t) is assumed to be an oscillating voltage waveform and f _a (t) is detected quadrature and the square root of the sum of the squares of the in-phase component I _F and the quadrature component Q _F is found , the envelope of the peak values of the instantaneous frequency f _a (t) of the modulated signal can be obtained. So even if the sampling timing does not coincide with the frequency peak position, no large error occurs. That is, assuming that the amplitude of the instantaneous frequency f _a (t) of the modulated signal is constant, can be obtained as follows.

Die Augenblicksfrequenz f_a(t) des modulierten Signals von dem Differential-Berechnungsteil 21 oder dem Augenblicksfrequenz-Berechnungsteil 30 wird in einem zweiten Quadratur-Detektorteil 27 quadratur-detektiert, das heißt es werden die Inphasen-Komponente I_F und die Quadratur- Komponente Q_F als ein Hilbert-Transformationspaar ermittelt. Zuerst werden das Produkt der I₀ der Augenblicksfrequenz f_a(t) des modulierten Signals mit dem Referenzsignal cos(2πf₀t) und das Produkt Q₀ von f_a(t) mit dem Referenzsignal sin(2πf₀t) gebildet:The instantaneous frequency f _a (t) of the modulated signal from the differential calculation part 21 or the instantaneous frequency calculation part 30 is quadrature-detected in a second quadrature detector part 27 , that is to say the in-phase component I _F and the quadrature component Q are _{F determined} as a Hilbert transformation pair. First the product of the I₀ of the instantaneous frequency f _a (t) of the modulated signal with the reference signal cos (2πf₀t) and the product Q₀ of f _a (t) with the reference signal sin (2πf₀t) are formed:

I₀=f_a(t)cos(2πf₀t) (14)I₀ = f _a (t) cos (2πf₀t) (14)

Q₀=f_a(t)sin(2πf₀t) (15)Q₀ = f _a (t) sin (2πf₀t) (15)

Nimmt man an, daß f_a(t) ein Signal einer einzigen Frequenz ist, würde das Signal mit zwei zueinander orthoghonalen Referenzsignalen cos(2πf₀t) und sin(2πf₀t) quadratur-detektiert zum Erhalt der Inphasen-Komponente I_F und der Quadratur-Komponente Q_F, wonach man (I_F²+Q_F²)^1/2 erhalten würde. Da dies das gleiche wie die Amplitude (Hüllkurve) von f_a(t) ist, kann der Maximalwert von f_a(t) unabhängig von dem Abtastzeitpunkt erhalten werden. Wenn daher f_a(t) gemäß nachstehender Formel in eine Fourier-Reihe zerlegt wird,Assuming that f _a (t) is a signal of a single frequency, the signal would be quadrature-detected with two mutually orthogonal reference signals cos (2πf₀t) and sin (2πf₀t) to obtain the in-phase component I _F and the quadrature component Q _F, after which one would (I _F ² + Q _F ²) ^1/2 obtained. Since this is the same as the amplitude (envelope) of f _a (t), the maximum value of f _a (t) can be obtained regardless of the sampling time. Therefore, if f _a (t) is broken down into a Fourier series according to the formula below,

gilt das gleiche wie oben für die Komponente x_icos(2πif_at) jeder Frequenz i · f_a. Dabei ist k ein Wert, der von der oberen Grenze des Durchlaßbandes bestimmt wird, auf das das Signal V(t) begrenzt wurde. Die i-te Frequenzkomponente wird beispielsweise von f_ai(t) repräsentiert, und die folgenden Vereinbarungen getroffen:the same applies as above for the component x _i cos (2πif _a t) of each frequency i · f _a . Here, k is a value which is determined by the upper limit of the pass band to which the signal V (t) has been limited. For example, the i-th frequency component is represented by f _ai (t) and the following agreements are made:

f_ai(t)=x_icos(2πif_at)=x_icosα_i (17)f _ai (t) = x _i cos (2πif _a t) = x _i cosα _i (17)

2πf₀t=β (18)2πf₀t = β (18)

Zum Erhalt des Hilbert-Transformationspaares I_Fi und Q_Fi für die i-te Termkomponente f_ai(t) in der Gleichung (17) ergeben sich das Produkt von f_ai(t) mit dem Referenzsignal cos(2πf₀t) und das Produkt von f_ai(t) mit dem Referenzsignal sin(2πf₀t) wie folgt:To obtain the Hilbert transform pair I _Fi and Q _Fi for the i-th term component f _ai (t) in equation (17), the product of f _ai (t) with the reference signal cos (2πf₀t) and the product of f _ai (t) with the reference signal sin (2πf₀t) as follows:

I_Oi=f_ai(t)cos(2πf₀t)=x_icosα_icosβ =x_i{cos(α_i+β)+cos(α_i-β)} (19)I _Oi = f _ai (t) cos (2πf₀t) = x _i cosα _i cosβ = x _i {cos (α _i + β) + cos (α _i -β)} (19)

Q_0i=f_ai(t)sin(2πf₀t)=x_icosα_isinβ
=x_i{sin(α_i+β)-sin(α_i-β)} (20)Q _0i = f _ai (t) sin (2πf₀t) = x _i cosα _i sinβ
= x _i {sin (α _i + β) -sin (α _i -β)} (20)

Die Differenzkomponenten x_icos(α_i-β) und x_isin(α_i-β) in den Gleichungen (19) und (20) können als das Hilbert-Transformationspaar I_Fi und Q_Fi erhalten werden. Übrigens sind die Summe der Inphase-Komponenten I_F1+I_F2 . . . +I_Fk und die Summe der Quadratur-Komponenten Q_F1+Q_F2 . . . +Q_Fk der jeweiligen Frequenzkomponenten des Signals f_a(t) gleich der Inphasen- Komponente I_F bzw. der Quadratur-Komponente Q_F, das heißt es gelten die folgenden Gleichungen:The difference components x _i cos (α _i -β) and x _i sin (α _i -β) in equations (19) and (20) can be obtained as the Hilbert transform pair I _Fi and Q _Fi . Incidentally, the sum of the in-phase components is I _F1 + I _F2 . . . + I _Fk and the sum of the quadrature components Q _F1 + Q _F2 . . . + Q _{Fk of} the respective frequency components of the signal f _a (t) equal to the in-phase component I _F or the quadrature component Q _F , that is, the following equations apply:

Dies bedeutet, daß die Gleichungen (21) und (22) gleich den Gleichungen (14) bzw. (15) sind und also die Hüllkurve von f_a(t) dadurch erhalten werden kann, daß man I₀ und Q₀ anhand der Gleichungen (14) und (15) ermittelt und diese zum Erhalt des Hilbert-Transformationspaares I_F und Q_F filtriert, und dann (I_F²+Q_F²)^1/2 berechnet. Da jedoch, wie in Fig. 6A gezeigt, f_a(t) von 0 Hz aus in positiver und in negativer Richtung auslenkt, ist das Frequenzband auf 0 Hz zentriert, wie beispielsweise in Fig. 6B gezeigt. Wenn f_a(t), wie oben beschrieben, weiter mit der Sinuswelle der Frequenz f₀ quadratur-detektiert wird, werden die Summenkomponenten und die Differenzkomponenten zwischen den Frequenzen α_i und β erzeugt, wie in den Gleichungen (19) und (20). Dies sind die Spektren, zu denen f_a(t) in positiver und negativer Richtung durch f₀ verschoben wird, wie in Fig. 6C gezeigt. Was daher die Berechnungsergebnisse I₀ und Q₀ der Gleichungen (14) und (15) angeht, führt der Quadratur-Detektorteil 27 einen Filterungsprozeß an I₀ und Q₀ aus, so daß nur die Summenkomponente oder die Differenzkomponente entnommen und als das Hilbert-Transformationspaar ausgegeben wird. Ein Hüllkurven-Berechnungsteil 28 berechnet die Gleichung (23) zum Erhalt vonThis means that equations (21) and (22) are equal to equations (14) and (15), respectively, and thus the envelope of f _a (t) can be obtained by comparing I₀ and Q₀ with equations (14 ) and (15) and filtered to obtain the Hilbert transform pair I _F and Q _F , and then (I _F ² + Q _F ²) ^1/2 calculated. However, since, as shown in FIG. 6A, f _a (t) deflects from 0 Hz in positive and negative directions, the frequency band is centered on 0 Hz, as shown for example in FIG. 6B. As described above, if f _a (t) is further quadrature-detected with the sine wave of the frequency f₀, the sum components and the difference components between the frequencies α _i and β are generated, as in equations (19) and (20). These are the spectra to which f _a (t) is shifted in the positive and negative directions by f₀, as shown in FIG. 6C. Therefore, as for the calculation results I₀ and Q₀ of the equations (14) and (15), the quadrature detector part 27 performs a filtering process on I₀ and Q₀ so that only the sum component or the difference component is extracted and output as the Hilbert transform pair. An envelope calculation part 28 calculates equation (23) to obtain

En(t)=(I_F²+Q_F²)^1/2 (23)En (t) = (I _F ² + Q _F ²) ^1/2 (23)

als einen Abtastwert En(nT) für jeden Abtastzeitpunkt (Periode T=1/f_sp) der Hüllkurve der Augenblicksfrequenz des modulierten Signals f_a(t). Nebenbei bemerkt kann für die Referenzfrequenz f₀ ein beliebiger Wert gewählt werden, jedoch ist f₀=f_sp/4 günstig. Da die Phase 2πf₀t des Kosinus und des Sinus in den Gleichungen (14) und (15) für jede Abtastperiode T=1/f_sp um 90° zunimmt und sowohl der Kosinus als auch der Sinus einen der Werte 0, 1 und -1 annimmt, werden die Berechnungen der Gleichungen (14) und (15) vereinfacht. Fig. 6C zeigt den Fall von f₀=f_sp/4=63 kHz.as a sample value En (nT) for each sampling instant (period T = 1 / f _sp ) of the envelope of the instantaneous frequency of the modulated signal f _a (t). Incidentally, any value can be selected for the reference frequency f₀, but f₀ = f _sp / 4 is favorable. Since the phase 2πf₀t of the cosine and the sine in equations (14) and (15) increases by 90 ° for each sampling period T = 1 / f _sp and both the cosine and the sine assume one of the values 0, 1 and -1 , the calculations of equations (14) and (15) are simplified. Fig. 6C shows the case of f₀ = f _sp / 4 = 63 kHz.

Die Abtastwerte der Hüllkurve En(nT) werden dem zweiten Frequenzhub-Berechnungsteil 29 zur Feststellung des Maximalwerts P während jeder vorbestimmten Periode T_M eingegeben, die ausreichend länger ist als die Schwankungsbreite der Hüllkurve En(nT). Wenn eine genauere Messung nötig ist, wird der maximale Hüllkurvenwert zwischen Abtastzeitpunkten des Zeitintervalls T als der Maximalwert des Frequenzhubs durch eine Interpolation oder funktionale Näherung von dem ermittelten Maximalwert P und den benachbarten Abtastwerten gewonnen und an den Anzeigeteil 26 geliefert. In diesem Fall ist daher der Frequenzhub-Berechnungsteil 25 nicht erforderlich.The samples of the envelope En (nT) are input to the second frequency swing calculation part 29 to determine the maximum value P during each predetermined period T _M which is sufficiently longer than the fluctuation range of the envelope En (nT). If a more precise measurement is necessary, the maximum envelope value between sampling times of the time interval T as the maximum value of the frequency swing is obtained by an interpolation or functional approximation of the determined maximum value P and the adjacent samples and supplied to the display part 26 . In this case, therefore, the frequency swing calculation part 25 is not required.

Bei der tatsächlichen Messung wird ein Träger mit einem Signal einer konstanten Frequenz und einer konstanten Amplitude im Bereich von z. B. 1 bis 10 kHz anstelle eines Sprachsignals moduliert. Der Frequenzhub dieses modulierten Trägers wird oft gemessen. Da in diesem Fall die Schwankungsbreite der Augenblicksfrequenz f_a(t) in positive und negative Richtung konstant ist, und die Werte P₊ und P_- betragen, kann der Mittelwert der Hüllkurvenabtastwerte En(nT), der sich aus Gleichung (24) innerhalb der vorbestimmten Zeitperiode (könnte kürzer sein als T_M) ergibt, als der Frequenzhub verwendet werden.In the actual measurement, a carrier with a signal of a constant frequency and a constant amplitude in the range of z. B. modulated 1 to 10 kHz instead of a speech signal. The frequency swing of this modulated carrier is often measured. In this case, since the fluctuation range of the instantaneous frequency f _a (t) is constant in the positive and negative directions, and the values are P ₊ and P _- , the mean value of the envelope curve samples En (nT), which results from equation (24) within the predetermined time period (could be shorter than T _M ) than the frequency swing used.

Der zweite Quadratur-Detektorteil 27, der Hüllkurven-Berechnungsteil 28 und der Spitzenhub- Berechnungsteil 29 können bei einer einfachen Vorrichtung entfallen.The second quadrature detector part 27 , the envelope curve calculation part 28 and the peak stroke calculation part 29 can be omitted in a simple device.

Gemäß der obigen Beschreibung ist es günstig, die Abtastfrequenz f_sp auf das Vierfache der Mittenfrequenz f_m des FM-Eingangssignals V(t) zu setzen, wie dies bei den in den Fig. 4A, 4B und 4C gezeigten Beispielen der Fall ist. Der Grund dafür wird nachfolgend beschrieben.According to the above description, it is convenient to set the sampling frequency f _sp to four times the center frequency f _{m of} the FM input signal V (t), as is the case with the examples shown in Figs. 4A, 4B and 4C. The reason for this is described below.

(A) case of f _sp = 2f _m

Das Abtasttheorem fordert, daß die Abtastfrequenz höher als das Doppelte der maximalen Frequenz eines Eingangssignals V(t) gesetzt wird. Im Fall von f_sp=2f_m muß, da Komponenten oberhalb der Nyquist-Frequenz f_N=f_sp/2 in dem Frequenzband (Zwischenfrequenzband) F_IF des Eingangssignals V(t) enthalten sind, wie in Reihe A von Fig. 8 gezeigt, f_sp zu f_sp<2f_m gesetzt werden.The sampling theorem requires that the sampling frequency be set higher than twice the maximum frequency of an input signal V (t). In the case of f _sp = 2f _m , since components above the Nyquist frequency f _N = f _sp / 2 are contained in the frequency band (intermediate frequency band) F _{IF of} the input signal V (t), as shown in row A of FIG. 8 , f _sp to be set to f _sp <2f _m .

(B) case of f _sp = 3f _m

Wie in Reihe B-1 von Fig. 8 gezeigt, ist das Frequenzband F_IF des Eingangssignals V(t) niedriger als die Nyquist-Frequenz f_N. Ib und Q_b der Gleichungen (1) und (2), die durch die Signalverarbeitung des Quadratur-Detektorteils 19 erhalten werden, enthalten ein Frequenzband B1 der Differenzfrequenz (F_IF-f_m), ein Frequenzband B2 der Summenfrequenz (F_IF+f_m) und ein Frequenzband B3 von -(F_IF+F_m) (Reihe B-2 von Fig. 8). Da B2 und B3 die positive bzw. die negative Nyquist-Frequenz f_N bzw. -f_N überschreiten, werden die diskreten Daten von I_b und Q_b zu f_N und -f_N gefaltet, wodurch Aliasing-Komponenten B2′ bzw. B3′ erzeugt werden. Die Mittenfrequenzen der Aliasing-Komponenten B2′ und B3′ sind ±f_sp/3. In der Fällen der Fig. 4A, 4B und 4C wo f_sp=4f_m eingestellt ist, sind die Mittenfrequenzen der Frequenzbänder B2 und B3 von ±(F_IF+f_m)±f_sp/2, womit der Frequenzabstand zwischen B1 und B2 oder B3 größer ist als im Fall (B). Daher erfordert die Filterung zur Trennung von B1 und B2′ oder B3′ einen Filterungsprozeß höherer Ordnung, das heißt einen komplexen Prozeß aufgrund des verringerten Frequenzabstands verglichen mit dem Filterungsprozeß im Fall der Fig. 4A, 4B und 4C, wo f_sp=4f_m gesetzt ist.As shown in row B-1 of Fig. 8, the frequency band F _{IF of} the input signal V (t) is lower than the Nyquist frequency f _N. Ib and Q _b of equations (1) and (2), which are obtained by the signal processing of the quadrature detector part 19 , contain a frequency band B1 of the difference frequency (F _IF -f _m ), a frequency band B2 of the sum frequency (F _IF + f _m ) and a frequency band B3 of - (F _IF + F _m ) (row B-2 of Fig. 8). Since B2 and B3 exceed the positive and negative Nyquist frequencies f _N and -f _N , respectively, the discrete data from I _b and Q _{b are} folded into f _N and -f _N , whereby aliasing components B2 ′ and B3, respectively ' be generated. The center frequencies of the aliasing components B2 ′ and B3 ′ are ± f _sp / 3. In the cases of FIGS. 4A, 4B and 4C where f _sp = 4f _{m is} set, the center frequencies of the frequency bands B2 and B3 are of ± (F _IF + f _m ) ± f _sp / 2, which means the frequency spacing between B1 and B2 or B3 is larger than in case (B). Therefore, the filtering to separate B1 and B2 'or B3' requires a higher-order filtering process, that is, a complex process due to the reduced frequency difference compared to the filtering process in the case of Figs. 4A, 4B and 4C where f _sp = 4f _m is.

(C) case of f _sp -5f _m

Das in Reihe C-1 von Fig. 8 gezeigte ZF-Band F_IF ist das Frequenzband B2 der Summenfrequenz, dessen Mittenfrequenz 2f_sp/5 beträgt, wie in Reihe C-2 von Fig. 8. In diesem Fall ist der Trennungsabstand zwischen B1 und B2 kleiner als in den Fällen der Fig. 4A, 4B und 4C, wo f_sp=4f_m beträgt, so daß der Filterungsprozeß zur Trennung komplexer wird.The IF band F _IF shown in row C-1 of FIG. 8 is the frequency band B2 of the sum frequency, whose center frequency is 2f _sp / 5, as in row C-2 of FIG. 8. In this case, the separation distance is between B1 and B2 smaller than in the cases of FIGS. 4A, 4B and 4C, where f _sp = 4f _m , so that the filtering process for separation becomes more complex.

(D) case of f _sp = 6f _m

Das in Reihe D-1 von Fig. 8 gezeichnete ZF-Band F_IF ist das Frequenzband B2 der Summenfrequenz, dessen Mittenfrequenz f_sp/3 beträgt, wie in Reihe D-2 von Fig. 8. In diesem Fall hat B2 die Mittenfrequenz der Aliasing-Komponente B2′ des Falles (B), auch hier ist deshalb der Filterungsprozeß zur Trennung des Differenzfrequenzbandes B1 von dem Summenfrequenzband B2 komplex.The IF band F _IF drawn in row D-1 of FIG. 8 is the frequency band B2 of the sum frequency, whose center frequency is f _sp / 3, as in row D-2 of FIG. 8. In this case, B2 has the center frequency of Aliasing component B2 'of case (B), here too the filtering process for separating the difference frequency band B1 from the sum frequency band B2 is complex.

Wie oben erwähnt, ist in den Fällen der Fig. 4A, 4B und 4C, wo f_sp=4f_m gesetzt ist, der Abstand zwischen dem Differenzfrequenzband B1 und dem Summenfrequenzband B2 größer als in den anderen Fällen. Daher ist der Filterungsprozeß zum Trennen dieser Frequenzbänder einfach. Darüber hinaus kann die Breite des Frequenzbandes B1 des Signals V(t) breiter gemacht werden. Im Gegensatz kann eine niedrigere Abtastfrequenz f_sp gewählt werden, womit verschiedene digitale Verarbeitungen einfach werden. As mentioned above, in the cases of FIGS. 4A, 4B and 4C, where f _sp = 4f _m , the distance between the difference frequency band B1 and the sum frequency band B2 is larger than in the other cases. Therefore, the filtering process for separating these frequency bands is simple. In addition, the width of the frequency band B1 of the signal V (t) can be made wider. In contrast, a lower sampling frequency f _sp can be selected, making various digital processing simple.

Übrigens kann die zuvor erwähnte digitale Signalverarbeitung nach dem A/D-Umsetzer 17 mittels eines DSP (digitalen Signalprozessors) implementiert werden.Incidentally, the aforementioned digital signal processing after the A / D converter 17 can be implemented by means of a DSP (digital signal processor).

Wie oben erläutert, führt eine analoge FM-Frequenzhub-Meßvorrichtung eine FM-Demodulation mittels einer analogen Schaltung aus, die L-, C-, R-Komponenten und Halbleiterkomponenten enthält. Daher besteht ein Nachteil, daß der Meßwert des Frequenzhubs entsprechend dem thermischen Verhalten und zeitlicher Änderungen dieser Komponenten variiert. Weil andererseits die FM-Frequenzhub-Meßvorrichtung der vorliegenden Erfindung eine A/D-Umsetzung und eine digitale Verarbeitung (das heißt einen Rechenprozeß) zum Erhalt des Frequenzhubs ausführt, wird die Vorrichtung nicht von den Eigenschaftsänderungen der Komponenten beeinflußt und kann das thermische Verhalten und das zeitabhängige (alterungsbedingte) Verhalten deutlich verbessern.As explained above, an analog FM frequency swing measuring device performs FM demodulation by means of an analog circuit, the L, C, R components and semiconductor components contains. Therefore, there is a disadvantage that the measured value of the frequency swing corresponds to the thermal behavior and changes over time of these components varies. Because on the other hand the FM frequency swing measuring device of the present invention has an A / D conversion and a performs digital processing (i.e. a computing process) to obtain the frequency swing, the device is not affected by the property changes of the components and can the thermal behavior and the time-dependent (aging-related) behavior clearly improve.

Da die FM-Frequenzhub-Meßvorrichtung der vorliegenden Erfindung ein digitales System ist, kann sie als LSI-Schaltung ausgeführt werden, so daß die Vorrichtung beachtliche Vorteile kompakter Größe und geringen Gewichts bietet.Since the FM frequency swing measuring device of the present invention is a digital system, it can be implemented as an LSI circuit, so that the device has considerable advantages compact size and light weight.

Claims

1. FM frequency swing measuring device comprising:
an A / D conversion device ( 17 ) for converting an FM input signal into a digital signal,
a quadrature detector device ( 19 ) for calculating an in-phase component I and a quadrature component Q of the FM input signal on the basis of the digital signal,
a phase calculation device ( 20 ) for calculating an instantaneous phase Θ (t) = tan ^-1 (Q / I) of the FM input signal from the in-phase component I and the quadrature component Q,
a differential calculation device ( 21 ) for calculating an instantaneous frequency f _a (t) of the modulated signal of the FM input signal by differentiating time-serial data of the instantaneous phase Θ (t), and
a frequency swing calculation device ( 25; 27, 28, 29 ) for obtaining the frequency fluctuation range from the instantaneous frequency of the modulated signal for calculating the maximum frequency swing.

2. FM frequency swing measuring device comprising:
an A / D conversion device ( 17 ) for converting an FM input signal into a digital signal,
a quadrature detector device ( 19 ) for calculating an in-phase component I and a quadrature component Q of the FM input signal on the basis of the digital signal,
means ( 30 ) for obtaining differentials according to time t, dI / dt and dQ / dt, in-phase component I and quadrature component Q for calculating an instantaneous frequency f _a (t) of the modulated signal according to the formula f _a (t) = (IdQ / dt-QdI / dt) / {2π (I² + Q²)}, and a frequency swing calculator ( 25; 27, 28, 29 ) for obtaining the frequency fluctuation width from the instantaneous frequency f _a (t) of the modulated one Signal for calculating the maximum frequency swing.

3. Apparatus according to claim 1 or 2, characterized in that the frequency swing calculation means ( 25 ) means for obtaining a positive peak value and a negative peak value of the instantaneous frequency f _a (t) of the modulated signal and for calculating the mean value of these values as the Frequency swing is.

4. Apparatus according to claim 1 or 2, characterized in that the frequency deviation calculation device ( 27, 28, 29 ) comprises:
an I / Q calculation means (27) for calculating an in-phase component I and a quadrature component _F Q _F of the instantaneous frequency f _(t) of the modulated signal,
an envelope calculation means (28) for calculating an envelope of n (t) = (I _F ² + Q _F ²) ^1/2 of the instantaneous frequency of the modulated signal from the in-phase component I _F and the quadrature component Q _F of the instantaneous frequency of the modulated signal, and
means ( 29 ) for obtaining the maximum frequency swing from the envelope.

5. The device according to claim 4, characterized in that the device ( 29 ) for obtaining the maximum frequency swing contains:
means for interpolating between time-serial data of the envelope of the instantaneous frequency of the modulated signal to obtain the maximum value of the envelope as the frequency swing.

6. Apparatus according to claim 4 or 5, characterized in that the I / Q calculation means ( 27 ) means for quadrature detection of the instantaneous frequency f _a (t) of the modulated signal by means of a reference signal with a frequency equal to a quarter of the frequency Sampling frequency f _{sp of} the A / D conversion device ( 17 ).

7. Device according to one of the preceding claims, characterized in that a de-emphasis device ( 23 ) for the instantaneous frequency of the modulated signal of the FM input signal between the differential calculation device ( 21 ) or a modulation frequency calculation device ( 30 ) and the frequency sweep Calculation device ( 26; 27, 28, 29 ) is provided.

8. Device according to one of the preceding claims, characterized in that a filter device ( 24 ) for suppressing low-frequency and high-frequency noise, which is contained in the instantaneous frequency of the modulated signal of the FM input signal, between the differential calculation device ( 21 ) or a modulation frequency - Calculation device ( 30 ) and the frequency deviation calculation device ( 26; 27, 28, 29 ) is provided.

9. Device according to one of the preceding claims, characterized in that when the center frequency of the FM input signal is f _m , the sampling frequency f _{sp of} the A / D conversion device ( 17 ) is f _sp = 4f _m .

10. A method for measuring the frequency swing of an FM input signal, comprising the steps:

(a) converting the FM input signal into a digital signal,
(b) calculating an in-phase component I and a quadrature component Q of the FM input signal by quadrature detection from the digital signal,
(c) calculating an instantaneous phase Θ (t) = tan ^-1 (Q / I) of the FM input signal from the in-phase component I and the quadrature component Q,
(d) differentiating time-serial data of the instantaneous phase Θ (t) to calculate the instantaneous frequency f _a (t) of the modulated signal of the FM input signal, and
(e) determining a frequency fluctuation range from the instantaneous frequency of the modulated signal to calculate the maximum frequency swing.

11. A method for measuring the frequency swing of an FM input signal, comprising the steps:

(a) converting the FM input signal into a digital signal,
(b) calculating an in-phase component I and a quadrature component Q of the FM input signal by quadrature detection from the digital signal,
(c) Determining differentials according to time t, dI / dt and dQ / dt, in-phase component I and quadrature component Q and calculating the instantaneous frequency f _a (t) of the modulated signal based on the formula f _a (t) = (IdQ / dt-QdI / dt) / {2π (I² + Q²)}, and
(d) Determining the frequency fluctuation range from the instantaneous frequency f _a (t) of the modulated signal for calculating the maximum frequency swing.

12. The method according to claim 10 or 11, characterized in that step (d) comprises:
Determining a positive peak value and a negative peak value of the instantaneous frequency f _a (t) of the modulated signal for calculating an average of these values as the frequency deviation.

13. The method according to claim 10 or 11, characterized in that step (d) contains the further steps:

(d1) calculating an in-phase component I _F and a quadrature component Q _{F of} the instantaneous frequency f _a (t) of the modulated signal,
(d2) calculating an envelope of n (t) = (I _F ² + Q _F ²) ^1/2 of the instantaneous frequency f _(t) of the modulated signal from the in-phase component I _F and the quadrature component Q _F of the instantaneous frequency of the modulated signal, and
(d3) Determine the maximum frequency swing from the envelope.

14. The method of claim 13, wherein step (d) includes the further step:
Interpolate between time-series data of the envelope of the instantaneous frequency of the modulated signal to obtain the maximum value of the envelope as the frequency swing.

15. The method according to claim 13 or 14, characterized in that step (d1) comprises the quadrature detection of the instantaneous frequency f _a (t) of the modulated signal by means of a reference signal, the frequency of which is a quarter of the sampling frequency f _{sp of} the A / D conversion is.

16. The method according to any one of claims 10 to 15, characterized in that Step (d) comprises the instantaneous frequency of the modulated signal of the FM input signal to undergo de-emphasis.

17. The method according to any one of claims 10 to 16, characterized in that Step (d) a filtering step to suppress low frequency and high frequency Noise, which occurs in the instantaneous frequency of the modulated signal of the FM Input signal is included.

18. The method according to any one of claims 10 to 17, characterized in that when the center frequency of the FM input signal is f _m , the sampling frequency f _{sp of} the A / D conversion is f _sp = 4f _m .