DE1616300C2 - Antenna for linearly polarized electromagnetic waves - Google Patents
Antenna for linearly polarized electromagnetic wavesInfo
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Description
Bei der Erfindung wird ausgegangen von einer Antenne für linear-polarisierte elektromagnetische Wellen nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.The invention is based on an antenna for linearly polarized electromagnetic Waves according to the preamble of claim 1.
Mit diesem Oberbegriff nimmt die Erfindung auf einen Stand der Technik von Antennen Bezug, wie er in der US-PS 24 65 245 und - bis auf das Merkmal der Schlitzlänge — von Samuel Silver in Microwave Antenna, Theory and Design, Mc Graw-Hill Book Company 1949, S. 245-248 beschrieben ist. Dort ist bei einer Dipolantenne mit einer Koaxialleitung in deren Endabschnitt der Außenleiter durch zwei diametral gegenüberliegende Längsschlitze in 2 Segmente unterteilt. Im Schlitzbereich ist eines der beiden Segmente an einer Stelle mit dem Innenleiter über ein Kurzschlußglied verbunden. Aus mechanischen Gründen darf der Durchmesser des als Induktivität wirkenden Kurzschlußgliedes einen gewissen Wert, z. B. 3 mm, nicht unterschreiten, was zwangsläufig zu einem relativ kleinen Induktivitätswert führt. Dies bewirkt einen sehr ίο hohen Wert der Eingangsimpedanz der Antenne, welcher sich nur schmalbandig an den Wellenwiderstand der Speiseleitung anpassen läßt. Hinter dem Schlitzbereich ist die Koaxialleitung über den gesamten Querschnitt kurzgeschlossen. Im Schlitzbereich werden eine TEM- und 72Tn-WeIIe überlagert, woraus ein elektrisches Feld resultiert, das am Ort des Kurzschlußgliedes Null ist und mit von dort .aus zunehmendem Zentriwinkel ansteigt, so daß eine Anregung der mit λ beiden Segmenten verbundenen Dipole ermöglicht ' wird. ■ ■'■ With this generic term, the invention refers to a state of the art of antennas, as in US-PS 24 65 245 and - except for the feature of the slot length - by Samuel Silver in Microwave Antenna, Theory and Design, Mc Graw-Hill Book Company 1949, pp. 245-248. In the end section of a dipole antenna with a coaxial line, the outer conductor is divided into 2 segments by two diametrically opposed longitudinal slots. In the slot area, one of the two segments is connected at one point to the inner conductor via a short-circuit element. For mechanical reasons, the diameter of the short-circuit element acting as an inductance may have a certain value, e.g. B. 3 mm, which inevitably leads to a relatively small inductance value. This results in a very high input impedance of the antenna, which can only be adapted to the characteristic impedance of the feed line in a narrow band. Behind the slot area, the coaxial line is short-circuited over the entire cross section. In the slot area, a TEM and 72Tn wave are superimposed, resulting in an electric field that is zero at the location of the short-circuit element and increases with an increasing central angle from there, so that an excitation of the dipoles connected to λ both segments is made possible . ■ ■ '■
Eine derartige Antenne mit ausgeprägten Dipolstummeln eignet sich vorzugsweise für Frequenzen im Bereich von 1 bis 4 GHz. Bei noch höheren Frequenzen von z. B. 6 bis 8 GHz werden die Dipolstummel dermaßen klein, daß sich unter Berücksichtigung der Abmessungen der Speiseleitung, die für eine einwandfreie Funktionsweise der Antenne erforderlichen Abmessungen praktisch nicht mehr einhalten lassen.Such an antenna with pronounced dipole stubs is preferably suitable for frequencies im Range from 1 to 4 GHz. At even higher frequencies of z. B. 6 to 8 GHz, the dipole stubs are so small that taking into account the dimensions of the feed line, necessary for a flawless Functionality of the antenna can practically no longer adhere to the required dimensions.
Aufgabe der Erfindung ist es, eine Antenne der eingangs genannten Art so auszubilden, daß sie breitbandig im Hinblick auf die Anpassung der Antenne an die Speiseleitung betrieben werden kann.The object of the invention is to design an antenna of the type mentioned in such a way that it is broadband can be operated with a view to adapting the antenna to the feed line.
Die Aufgabe wird in Verbindung mit den Merkmalen des Oberbegriffs gemäß dem kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 gelöst Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.The task is carried out in connection with the features of the generic term according to the characterizing part of the Claim 1 solved Further developments of the invention are specified in the subclaims.
Ein Vorteil der erfindungsgemäßen Antenne besteht in deren größerer Nutzbandbreite, die durch eine symmetrische Anregung der Leitersegmente erreicht wird. Für die Betriebswellenlänge wird exakte und für benachbarte Wellenlängen angenäherte Symmetrie erreicht. Kleine Abmessungen der Antenne lassen sich durch Verwendung der 7E1H-WeIIe zur Energieabstrahlung erreichen. Diese 72Tn-WeIIe wird im Hohlleiter angeregt und durch im Schlitzbereich des Außenleiters der Koaxialleitung erfolgende Überlagerung mit einer TEM-Welle am Ausgang des Hohlleiters linear-polarisiert. Durch diese Überlagerung werden die Querkomponentenider 7ZTn-WeIIe kompensiert, so Durch geeignete Bemessung des Abstandes der Kurzschlußscheibe der Koaxialleitung von der Kopplungsebene der zu übertragenden Wellen wird die Impedanzübersetzung bezüglich der Bandbreite um einen Faktor 4 günstiger als die der bekannten Anordnung. Koppelstummel an den Außenseiten der beiden Leitersegmente ermöglichen eine einfache und schnelle Anpassung zwischen der 72TM- und der 72Tn-WeIIe. Weitere Vorteile sind in der Beschreibung angegeben. Zum einschlägigen Stand der Technik wird zusätzlich auf die GB-PS 8 25 532 verwiesen, bei der anstelle eines Dipolstrahlers ein Hohlleiterstrahler mit Ringapertur als Primärstrahler für Parabolantennen verwendet ist, wobei als Speiseleitung ein im 72Tn-Mode angeregter -Rundhohlleiter dient. Ein topfförmiges Reflektorelement ist über ein dielektrisches Fenster mit dem Speiseleiter verbunden.One advantage of the antenna according to the invention is its greater useful bandwidth, which is achieved by symmetrical excitation of the conductor segments. Exact symmetry is achieved for the operating wavelength and approximate symmetry for neighboring wavelengths. Small antenna dimensions can be achieved by using the 7E 1 H wave for energy radiation. This 72Tn wave is excited in the waveguide and linearly polarized by superimposing a TEM wave at the output of the waveguide in the slot area of the outer conductor of the coaxial line. This superposition compensates for the 7ZTn waveforms, so by appropriately dimensioning the distance between the short-circuit disk of the coaxial line and the coupling plane of the waves to be transmitted, the impedance translation with regard to the bandwidth is a factor of 4 more favorable than that of the known arrangement. Coupling stubs on the outside of the two conductor segments enable quick and easy adaptation between the 72TM and 72Tn shafts. Further advantages are given in the description. For the relevant prior art is also made to GB-PS 8 25 532, is used in place of a dipole antenna is a waveguide antenna with annular aperture as a primary radiator for parabolic antennas, wherein as a feed line, an excited in 72Tn mode - is circular waveguide. A pot-shaped reflector element is connected to the feeder via a dielectric window.
In der US-PS 29 54 556 ist eine schmalbandige, kreuzpolarisierte Doppel-Dipolantenne für simultanen Sen-In US-PS 29 54 556 is a narrow-band, cross-polarized double dipole antenna for simultaneous transmission
e e l· ee l
(Ψ)(Ψ)
1010
1515th
de- und Empfangsbetrieb beschrieben, bei der die Einbzw. Auskopplung über 2 konzentrisch angeordnete Koaxialleitungen erfolgt. Hierbei ist der Innenleiter nicht über die Kopplungsebene hinaus verlängert. Eine Symmetrierung der azimutalen Feldverteilungen und eine Entkopplung der Antenne erfolgt durch radiale Bleche zwischen Außenleiter und Gehäuse, wodurch ein relativ großer Gehäusedurchmesser bedingt und ein aufwendiger Abstimmvorgang erforderlich ist. Die relativ großen Abmessungen des Gehäuses bewirken eine unerwünschte Abschattung des Spiegelfeldes eines die Wellenenergie abstrahlenden Parabolspiegels.de- and receiving operation described in which the input and. Decoupling via 2 concentrically arranged Coaxial lines takes place. Here, the inner conductor is not extended beyond the coupling level. One The azimuthal field distributions are symmetrized and the antenna is decoupled by means of radial ones Sheet metal between the outer conductor and the housing, which results in a relatively large housing diameter and a complex voting process is required. The relatively large dimensions of the housing cause a unwanted shadowing of the mirror field of a parabolic mirror radiating the wave energy.
Aus Proceedings of IRE, November 1947, S. 1284 bis 1294 ist eine parabolische Antenne für Mikrowellen ohne Koaxialleitung bekannt, bei der die Überlagerung einer 7E1 j-Welle mit einer 7Ei2-WeIIe nicht über diametral gegenüberliegende Längsschlitze, sondern über einen Ringschlitz erfolgt. Ein wesentlicherNachteil dieser Überlagerung liegt darin, daß der Durchmesser des Hohlleiterrohres etwa doppelt so groß gewählt werden muß, wie bei einer Überlagerung einer 7En-WeIIe. mit einer 7EM-WeIIe, bei der zusätzlich eine bessere Kompensation der Querkomponenten der 7En-Welle erreichbar ist, da die Feldlinien der 7EM-WeIIe weitgehend eine inverse Krümmung zu denjenigen der TE1 ,-Welle aufweisen, was bei den 7Ei2-Wellen nicht der Fall ist.A parabolic antenna for microwaves without a coaxial line is known from Proceedings of IRE, November 1947, pp. 1284 to 1294, in which the superposition of a 7E 1 j-wave with a 7Ei 2 -WeIIe does not take place via diametrically opposite longitudinal slots but via an annular slot . A major disadvantage of this superposition is that the diameter of the waveguide tube must be selected to be about twice as large as when a 7En wave is superimposed. with a 7EM wave, in which a better compensation of the transverse components of the 7En wave can also be achieved, since the field lines of the 7EM wave largely have an inverse curvature to those of the TE 1 , wave, which is not the case with the 7Ei2 waves Case is.
Αά der US-PS 26 94 778 ist ein Hohlleiterstrahler für zirkülarpolarisierte Wellen beschrieben, bei welchem die TEM-Welle der koaxialen Speiseleitung über Koppelschlitze im Außenleiter zunächst in eine linearpolarisierte TEn-WeIIe transponiert wird. Die Länge der Schlitze ist wesentlich kleiner als A/2, so daß die Ankopplung der Segmente höchst unsymmetrisch ist. Maßnahmen zur Symmetrierung sind nicht vorhanden, lediglich die Reflexion auf der Speiseleitung wird kompensiert. Αά US-PS 26 94 778 a waveguide radiator for zirkülarpolarisierte waves is described, in which the TEM wave is transposed the coaxial feed line via coupling slots in the outer conductor first in a linearly polarized TE n -WeIIe. The length of the slots is much smaller than A / 2, so that the coupling of the segments is highly asymmetrical. There are no measures for balancing, only the reflection on the feed line is compensated.
Die Erfindung wird nachstehend anhand eines Ausführungsbeispiels beschrieben. Es zeigtThe invention is described below using an exemplary embodiment. It shows
Fig. la eine Antenne in Längsschnitt,Fig. La shows an antenna in longitudinal section,
Fig. Ib eine Antenne im Querschnitt nach der Linie I-I in Fig. la,Fig. Ib shows an antenna in cross section along the line I-I in Fig. La,
F i g. 2a und 2b Ersatzschaltbilder zur Erläuterung der Wirkungsweise des Symmetriertransformators der Antenne,F i g. 2a and 2b equivalent circuit diagrams to explain the mode of operation of the balancing transformer in FIG Antenna,
F i g. 3a das Feldbild der 7E1 rWelle in der Kopplungsebene, F i g. 3a the field image of the 7E 1 r wave in the coupling plane,
Fig. 3b eine stehende TEM-Welle in der Kopplungsebene und 3b shows a standing TEM wave in the coupling plane and
Fig. 3c das entzerrte Feldbild am offenen Ende des Hohlleiters der Antenne.3c shows the rectified field image at the open end of the waveguide of the antenna.
Im Endabschnitt 1 einer koaxialen Speiseleitung 2 sind zwei diametral gegenüberliegende Längsschlitze 3,4 vorgesehen, die über ihre Länge gleich einer halben mittleren BetriebswellenlängeIn the end section 1 of a coaxial feed line 2 there are two diametrically opposite longitudinal slots 3.4 provided, which is equal to half an average operating wavelength over its length
3030th
J5J5
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den Außenleiter 5 in zwei Segmente 6, 7 unterteilen. Der Innenleiter 8 der Speiseleitung 2 ist in der die Längsschlitze halbierenden Querschnittsebene, die im weiteren als Kopplungsebene bezeichnet wird, über einen Steg 9 mit dem Segment 6 verbunden. Eine Kurzschlußscheibe 10, die den Endabschnitt 1 der Speiseleitung in einem %-% der Schlitzlänge betragenden Abstand von der Kopplungsebene abschließt, bildet mit dem Innenleiter 8 und dem Steg 9 ein zusammenhängendes Konstruktiönsteil. Auf den Segmenten 6,7 sind Schrauben 11, 12. als zusätzliche Kopplungselemente angebracht. Die Schraube 11 dient überdies noch zur Befestigung des Steges 9 am Segment 6.divide the outer conductor 5 into two segments 6, 7. The inner conductor 8 of the feed line 2 is in the Longitudinal slots bisecting the cross-sectional plane, which is hereinafter referred to as the coupling plane, over a web 9 is connected to the segment 6. A short-circuit disk 10, the end section 1 of the feed line ends at a distance of% -% of the slot length from the coupling plane, forms with the inner conductor 8 and the web 9 form a coherent structural part. On the segments are 6.7 Screws 11, 12 attached as additional coupling elements. The screw 11 is also used to Attachment of the web 9 to the segment 6.
Eine Hülse 13 ist über ein Gewinde 14; mit dem Außenleiter5 der Speiseleitung 2 verbunden und formt mit diesem einen Hohlleiter von ringförmigem Querschnitt, der an einem Ende in der Höhe der Schlitzenden. 15 durch den Boden 16 der Hülse I3\. der als Kurzschlußscheibe wirkt, abgeschlossen isb Die Hülse 13 ist durch ein Isolierrohr 17 verlängert, das in em konisches Endstück 18 ausläuft, welches den Raum des Hohlleiters gegen den Außenleiter 5 abschließt. In der Speiseleitung ist als zusätzliches Mittel zur Anpassung vor den einspeisungsseitigen Schlitzenden eine als /t/4-Transformator wirkende Abstufung. 19 des Außenleiters 5 vorgesehen.A sleeve 13 is via a thread 14; with the Outer conductor5 of the feed line 2 is connected and forms with this a waveguide with an annular cross-section, the one at one end at the level of the slot ends. 15 through the bottom 16 of the sleeve I3 \. as a short-circuit disk acts, completed isb the sleeve 13 is extended by an insulating tube 17, which ends in em conical end piece 18, which the space of the waveguide against the outer conductor 5 closes. In the feed line is an additional means of adjustment a gradation acting as a / t / 4 transformer in front of the feed-side slot ends. 19 of the outer conductor 5 provided.
Die Wirkungsweise der Antenne sei nun anhand der Fig. 2 und 3 erläutert.The mode of operation of the antenna is now based on the Fig. 2 and 3 explained.
Fig. 2a zeigt ein Ersatzschaltbild einer hypothetischen Ausführung des Endabschnittes der Koaxialleitung. Die am Eingang angedeutete koaxiale Speiseleitung bis einschließlich des Λ/4-Transformators habe einen Innenwiderstand von der Größe A1. Die beiden Segmente 6, 7 (Fig. 1) des Außenleiters 5 wirken wie eine Doppelleitung 20 (Fig. 2a), welche im Abstand einer halben Wellenlänge von der Einspeisungsebene kurzgeschlossen und deren Einzelleiter im Abstand einer Viertel-Wellenlänge von der Einspeisungsebene (Kopplungsebene) über eine Kopplurigsinduktivität L bzw. -kapazität C mit dem Innenleiter 8 verbunden sind. Die Induktivität L und die Kapazität C sind so gewählt, daß ihre Impedanzwerte für eine mittlere Betriebsfrequenz entgegengesetzt gleich erscheinen und daher eine symmetrische Ankopplung der Speiseleitung an den Antennenlastwiderstand A2 bewirken.2a shows an equivalent circuit diagram of a hypothetical embodiment of the end section of the coaxial line. The coaxial feed line indicated at the entrance up to and including the Λ / 4 transformer has an internal resistance of the size A 1 . The two segments 6, 7 (Fig. 1) of the outer conductor 5 act like a double line 20 (Fig. 2a), which is short-circuited at a distance of half a wavelength from the feed plane and its individual conductor at a distance of a quarter wavelength from the feed plane (coupling plane) are connected to the inner conductor 8 via a coupling inductance L or capacitance C. The inductance L and the capacitance C are chosen so that their impedance values appear to be oppositely equal for an average operating frequency and therefore cause a symmetrical coupling of the feed line to the antenna load resistor A 2 .
Diese Induktivität L könnte nun, durch einen Steg ähnlich dem Steg 9 gemäß Fig. 1, die Kapazität Cdurch eine an Stelle der Kopplungsschraube 12 in die koaxiale Speiseleitung hineinreichende Trimmschraube realisiert werden. Eine solche Lösung wäre aber wesentlich ungünstiger als die Ausführung gemäß Fig. 1, deren Vorteile nun anhand des gegenüber Fi g. 2a geänderten Ersatzschaltbildes gemäß Fig. 2b verdeutlicht werden sollen.This inductance L could now be realized by a web similar to the web 9 according to FIG. 1, the capacitance C by a trimming screw reaching into the coaxial feed line instead of the coupling screw 12. Such a solution would, however, be much less favorable than the embodiment according to FIG. 1, the advantages of which are now based on the comparison with Fi g. 2a, the modified equivalent circuit diagram according to FIG. 2b should be clarified.
Dem Endabschnitt 1 der Speiseleitung 2, der in einem Abstand von %-% der Schlitzlänge (also von 5A6-V16 der mittleren Koaxialleitungs-Betriebswellenlänge Ao) von der Kopplungsebene durch die Kurzschlußscheibe 10 abgeschlossen ist, entspricht in Fig. 2b die am Ende kurzgeschlossene Leitung 21. Der Steg 9, der den Innenleiter 8 mit dem Segment 6 verbindet, wird im Ersatzschaltbild durch die Induktivität L' repräsentiert. Wie sich zeigen läßt, bewirkt der in dem angegebenen Abstand von der Kopplungsebene abgeschlossene Endabschnitt 1 der Koaxial-Speiseleitung nun einerseits eine der Kapazität C nach Fig. 2a entsprechende kapazitive Ankopplung des Segments 7 und andererseits eine Transformation der Induktivität L' des Steges 9 auf angenähert den doppelten Wert gleich der Induktivität L gemäß Fig. 2a. Durch diese Anordnung wird also mit dem gleichen Steg 9, gegenüber der erwähnten möglichen Variante einer kapazitiven Ankopplung mittels einer Trimmschraube, eine Verdopplung der wirksamen Induktivität und damit eine Vervierfachung der erreichbaren, für die Anpassung der Speiseleitung an den Lastwiderstand der Antenne maßgeblichen Impedanzübersetzung erzielt. Man erreichtThe end section 1 of the feed line 2, which is terminated at a distance of% -% of the slot length (i.e. from 5 A 6 -V 16 of the mean coaxial line operating wavelength Ao) from the coupling plane by the short-circuit disk 10, corresponds to the on in Fig. 2b End of short-circuited line 21. The web 9, which connects the inner conductor 8 to the segment 6, is represented in the equivalent circuit by the inductance L ' . As can be shown, the end section 1 of the coaxial feed line closed at the specified distance from the coupling plane now causes, on the one hand, a capacitive coupling of the segment 7 corresponding to the capacitance C according to FIG. 2a and, on the other hand, a transformation of the inductance L 'of the web 9 to approximate twice the value equal to the inductance L according to FIG. 2a. This arrangement doubles the effective inductance and thus quadruples the achievable impedance translation, which is decisive for adapting the feed line to the load resistance of the antenna, compared to the aforementioned possible variant of a capacitive coupling by means of a trimming screw. One achieves
dadurch, daß bei den in der Praxis benötigten Impedanzübersetzungen auch bsi sehr hohen Betriebsfrequenzen der Querschnitt des Steges 9 genügend groß gemacht werden kann, um eine gute mechanische Stabilität der Anordnung zu gewährleisten.in that, with the impedance ratios required in practice, even at very high operating frequencies, the cross-section of the web 9 can be made sufficiently large to ensure good mechanical stability of the arrangement.
Durch die symmetrische Ankopplung der Segmente 6,7 wird in dem ringförmigen Hohlleiter, der durch den Mantel der Hülse 13 und den Außenleiter 5 der Speiseleitung 2 gebildet wird, eine Ff1 ,-Welle angeregt, deren Feld in der Kopplungsebene in Fig. 3a dargestellt ist. no Wegen der kreiszylindrischen EegrenzungsiTäehen hat dieses Feld relativ starke, das ideale linear polarisierte Feld verzerrende Querkomponenten. AußeT der TEn-Welle wird im BCrB1JCh der Schlitze 3,4 noch eine 'stehende TEM-Welle angeregt, deren Feld in der Kopplungsebene In Fig.3b"wiedergegeben:ist. Da die'Querkomponenten des lEi;rFeldes und des ZEM-Fe'ldes Sn der Kopplungsebene dieselbe Sichtung haben, wird durch die Überlagerung der Felder an dieser Stelle die Verzerrung der linear-polarisierten Welle noch vergrö-. ßerL Da aber die Qjaer«chmttsabTBessur®en des Hohlleiters so gewählt sind, daß bei den vorkommenden Betriebsfrequenzen nur die ZEn-WeIIe als BoHleiterwelle angeregt wird, während das Feld der stehenden 7EA/-Welle nur in stark gedämpfter Form längs dem Hohlleiter durchreicht, tritt bei einer Phasendrehung der 7!En-WeIIe von 180° eine optimale Kompensation der störenden Querfeldkomponenlen des TE^ rFeldes As a result of the symmetrical coupling of the segments 6, 7, an Ff 1 wave is excited in the ring-shaped waveguide, which is formed by the jacket of the sleeve 13 and the outer conductor 5 of the feed line 2, the field of which is shown in the coupling plane in FIG. 3a is. Because of the circular cylindrical delimitation, this field has relatively strong transverse components that distort the ideal linearly polarized field. AUSSET the TE n -wave 1 JCh of the slits in the BCrB 3.4 nor suggested a 'standing wave TEM reproduced whose field in the coupling plane in 3b ": Since the die'Querkomponenten lE i; r field and. of the ZEM field Sn of the coupling plane have the same sighting, the superposition of the fields at this point increases the distortion of the linearly polarized wave Given the operating frequencies that occur, only the ZE n -wave is excited as a conductor wave, while the field of the standing 7EA / wave only passes through the waveguide in a strongly attenuated form, an optimal compensation occurs with a phase rotation of the 7! E n -wave of 180 ° the interfering transverse field components of the TE ^ r field
, ejn. Die Länge der Hülse 13 ist so gewählt, daß der Abstand des offenen Endes des Hohlleiters von der jo Kopplungsebene zumindest angenähert gleich der halben Wellenlänge der TEn-WeIIe wird. Die optimale Kompensation der Querkomponenten des 7En-Feldes wird also gerade in der abstrahlenden Öffnung des Hohlleiters erreicht. Durch Variation der Breite der Längsschlitze 3, 4 kann überdies die Stärke des Feldes der TEM-Welle so abgestimmt werden, daß im offenen Ende des Hohlleiters die Querfeldkomponenten dcT 7E||-Welle fast vollständig kompensiert werden. Das auf diese Weise im offenen Ende des Hohlleiters entzerrte Feld der TEi r^e^'e iS^ m F-i g· 3c dargestellt. In den Fj g. 3a und 3c ist aus Gründen der Übersichtlichkeit jeweils nur jede zweite Feldlinie mit einem Richtungspfeil versehen. Das Isolierrohr 17, welches den Hohlleiter an seinem offenen Ende verlängert, bewirkt eine partielle Verzögerung der abgestrahlten Wellen, so daß !beim Austritt des elektromagnetichen Feldes aus dem Isolienrohr die elektrischen Feldlinien wenigstens teilweise tangential zur tonischen Oberfläche seines Endstückes 1$ verlaufen. Versuche haben .ergeben, daß die Länge des zylindrischen Teiles des Lsolieimhres 17 vorteilhaft angenähert eine halbe Wellenlänge der ahgestrahtem ZEn-WeUe beträgt, wobei das IsoliejTohr 17 ungefähr über seine halbe Länge in den Hohlleiter einlaaaeht. Bei Verwendung der Antenne als Primärstrahler von Parabolantennen erreicht man durch dieses Isolierrohr 17 eine Vergrößerung der Divergenz der abgestrahlten Wellen und damit eine gleichmäßigere Ausleuchtung öes Parabolspiegels. Der optimale Konuswinkel hängt von dem zu erzielenden AusleuchtewinJceä ab. Mit einem Kcnuswinkel von 30° erreicht man für die meisten praktischen Fälle gute Ergebnisse. Das Isolierrohr 17 wirkt femer zumindest teilweise als Transformationsglied zwischen dem Wellenwiderstand des freien Raumes und dem Strahlungswiderstand des Hohlleiters 5,13 sowie als Schutz dieser Antenne gegen atmosphärische Einflüsse., ejn. The length of the sleeve 13 is chosen so that the distance between the open end of the waveguide and the coupling plane is at least approximately equal to half the wavelength of the TE n wave. The optimal compensation of the transverse components of the 7E n field is thus achieved precisely in the radiating opening of the waveguide. By varying the width of the longitudinal slots 3, 4, moreover, the strength of the field of the TEM wave can be adjusted so that the transverse field components dcT 7E || wave are almost completely compensated in the open end of the waveguide. The field of the TEi r ^ e ^ ' e iS ^ m Fi g · 3c, which is equalized in this way in the open end of the waveguide, is shown. In Figs. 3a and 3c, for the sake of clarity, only every second field line is provided with a directional arrow. The insulating tube 17, which extends the waveguide at its open end, causes a partial delay of the emitted waves, so that when the electromagnetic field emerges from the insulating tube, the electric field lines are at least partially tangential to the tonic surface of its end piece 1 $. Tests have shown that the length of the cylindrical part of the insulating tube 17 is advantageously approximately half a wavelength of the wired ZE n -weUe, the insulating tube 17 entering the waveguide approximately over half its length. When using the antenna as the primary radiator of parabolic antennas, this insulating tube 17 increases the divergence of the emitted waves and thus more uniform illumination of the parabolic mirror. The optimal cone angle depends on the illumination angle to be achieved. With a cone angle of 30 °, good results are achieved in most practical cases. The insulating tube 17 also acts at least partially as a transformation element between the wave resistance of the free space and the radiation resistance of the waveguide 5, 13 and as protection of this antenna against atmospheric influences.
Die Schrauben 11,12 dienen als Koppelstummel zur Anpassung des Hohlleiters an den durch die Mittel zur symmetrischen Ankopplung der Segmente 6, 7 im Zusammenwirken mit den Schlitzen 3, 4 gebildeten Symmetriertransformator.The screws 11, 12 serve as coupling stubs to adapt the waveguide to the through the means for symmetrical coupling of the segments 6, 7 formed in cooperation with the slots 3, 4 Balancing transformer.
Hierzu 2 Blatt ZeichnungenFor this purpose 2 sheets of drawings
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