Nichtlinearer Frequeilzdislcriinna-tor
Gegenstand der Erfindung ist ein Verfahren und eine Sehaltungs-
anordnung zur Demodulation von frequenzmodulierten binären
Nachrichtenzeichen, insbesondere Telegrafiezechen.
Bei den behazuiten Demodulationseinrichtun*gen für frequenzmodu-
lierte Nachrichtenzeichen werden für die Rückwandlung der frequenzmodulierten
Trägerschwingung in Nachrichtenzeichen Dislcriiniizatoreiz verwendet. Die üblichen
Diskriminatoren sind als lineare Dzskriminatoren grundsätzlich für die Denodulation
von Analoginformationen geeignet. Derartige FM-Diskriminatoren bestehen aus zwei
in Reihe geschalteten Schwingkreisen, die auf Frequenzen abgestimmt sind, -die einen
etwas größeren Abstand von der Kanalmittenfrequenz haben als' die Kennfrequenzen.
Dadurch wird eine lineare Kenialinie des Diskriminators erreicht. Der Wirkungsgrad
des Diskriminato,rs hängt vom Frequenzhub ab. Aufgabe der Erfindung ist es, ein<
Verfahren für einen nichtlinearen Diskriminator anzugeben, dessen Wirkungsgrad gegenüber
den bekannten Verfahren günstiger liegt, d: h. große Ausgangsspannungen bei kleiner
Frequenzänderung. Diese-Schaltungsanordnung soll mit üblichen digitalen und analogen
Schaltkreisen sowie RC-Gliedern einfach realisiert vierden Die Aufgabe der Erfindung
wird-dadurch gelöst, da:ß das frequenzmodulierte Signal über ein Phasendrehglied
mit-konstanter Ver-:.. zügerung an den einen Eingang einer logischen Verknüpfungsschaltung
anliegt, daß das frequenzmodulierte Signal über ein Phasensprungnetzvrerk vorzugsgreise
in Form eines RC-Netzvrerks, das eine Phasendrehung um .1800 in einem sehr engen
Frequenzbereich aufweist, an den anderen Eingang der logischen Verknüpfungsschaltung
liegt, daß die logische VerknÜpfungssohaltung
einen Vergleich der
beiden frequenzmodulierten Signale durchführt und daß bei Phasengleichheit die eine
Polarität und bei Gegenphasigkeit der beiden Signale eine andere Pola-11 rität am
Ausgang der Verknüpfungsschaltung abgegeben wird. Ein gemäß der Erfindung aufgebauter
nichtlinearer Demodulator besitzt eisten Wirkungsgrad der unabhängig vom Frequenzhub
des Nachrichtensignals ist. Dieses Verfahren benötigt keine Spulen und läßt sich
mit den üblichen integrierten Schaltkreisen aufbauen. Dieser Demodulator besitzt
auch bei sehr kleinem Prequenzhub einen guten Wirkungsgrad und gibt die Nachrichtenwichen
unmittelbar als Doppelstromzeichen ab. Der Grundgedanke der Erfindung besteht darin,
daß die demodulierte Trägerfrequenz einerseits mit konstanter Verzögerung, andererseits
entsprechend der Momentanfrequenz nichtlinear verzögert auf eine Verknüpfungsschaltung
gegeben wird: Der am Ausgang bei den bekannten FM-Diskriminatoreu benützte Tiefpaß
sowie eine Abtastschaltung in Form einer Schmitt-Triggerschaltung zur Bildung der
Schrittflanken, wird durch eine geeignete digitale logische Schaltung ersetzt. Das
erfindungsgemäße Verfahren benötigt keine amplitudenbegrenzte Eingangsspannung.
Einzelheiten des Verfahrens und ein vorteilhaftes Ausführungsbeispiel werden anhand
der Figuren beschrieben.
Figur 1 zeigt ein Blockschaltbild fair
die prinzipielle Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens. Non-linear frequency distributor
The subject of the invention is a method and a Sehaltungs-
arrangement for demodulating frequency-modulated binary
Message signs, in particular telegraph signs.
With the behavioral demodulation devices for frequency modulation
lated message characters are used to convert the frequency-modulated carrier wave back into message characters Dislcriiniizatoreiz. As linear discriminators, the usual discriminators are basically suitable for the denodulation of analog information. Such FM discriminators consist of two resonant circuits connected in series, which are tuned to frequencies that have a slightly greater distance from the channel center frequency than the characteristic frequencies. As a result, a linear characteristic line of the discriminator is achieved. The efficiency of the discriminator depends on the frequency deviation. The object of the invention is to provide a method for a non-linear discriminator, the efficiency of which is more favorable than that of the known methods, ie. large output voltages with small frequency changes. This circuit arrangement should be easily implemented with conventional digital and analog circuits and RC elements. The object of the invention is achieved in that: the frequency-modulated signal via a phase shift element with constant delay: Logic circuit is applied that the frequency-modulated signal via a phase jump network preferential in the form of an RC network, which has a phase shift of .1800 in a very narrow frequency range, is at the other input of the logic circuit, that the logical VerknÜpfungssauste a comparison of the two frequency-modulated signals carries out and that if the two signals are in phase one polarity and if the two signals are in phase opposition another polarity is output at the output of the logic circuit. A non-linear demodulator constructed according to the invention has an efficiency that is independent of the frequency deviation of the communication signal. This method does not require any coils and can be set up with the usual integrated circuits. This demodulator has a good efficiency even with a very small frequency deviation and emits the message switches directly as double-stream characters. The basic idea of the invention is that the demodulated carrier frequency is given on the one hand with a constant delay, on the other hand with a non-linear delay according to the instantaneous frequency to a logic circuit: The low-pass filter used at the output in the known FM discriminators and a sampling circuit in the form of a Schmitt trigger circuit for formation the step edges, is replaced by a suitable digital logic circuit. The method according to the invention does not require an amplitude-limited input voltage. Details of the method and an advantageous embodiment are described with reference to the figures. FIG. 1 shows a block diagram of the basic implementation of the method according to the invention.
Figur 2a und 3b. zeigen verschiedene RC-Phasensprungnetzwerke. Figur
3a und 3b zeigen den Phasenverlauf der RC-Phasensprungnetzvterke. Figur 4a zeigt
ein prinzipielles Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen-Verfahrens. Figur 4b
zeigt ein dazugehöriges Zeitdiagramm und Figur 5 zeigt eine vorteilhafte logische
Verknüpfungsschaltung. Figur 1 zeigt ein prinzipielles Blockschaltbild des
erfindungsgemäßen Verfahrens. Am Eingang E wird die frequenzmodulierte Trägerschwingung
angelegt und im oberen Zweig die Phase des: Trägersignals durch ein integrierendes
Netzwerk P frequenzunabhängig um 900 in der Phase gedreht und dem Begrenzer
B' zugeführt. Im unteren Zweig befindet :sich ein RC-Netzwerk PS mit unstetigemPhasenverlauf,
dessen Ausgangsspannung am Begrenzer B2 anliegt. Beim Betrieb der Schaltung in der
Umgebung von f0 (vgl. Figur 3a und 3b) sind die beiden Ausgangsspannungen der Begrenzer
Bi und B2 je flach Lage der Momentanfrequenz entweder in Phase oder in Gegenphase.
Aus diesen beiden möglichen begrenzten Ausgangsspannungen werden mit Hilfe silier
digitalen , Ausgangsschaltung DA binäre Nachrichtenzeichen gebildet, die am Ausgang
A zur Verfügung stehest. Figur 2a und 2b zeigen RC-Phaseiispruiigiletzcierke, die
innerhalb
eines sehr engen Frequenzbereiches eine Phasendrehung
voll 1800 bewirken. In Figur 3a und 3b sind die zugehörigen Phasenverläufe der Phasensprungneizvrerke
dargestellt. In Figur 2a wird mit dein Verstärker V eine Gegenkopplung erreicht.
In Figur 3ä ist mit -a der Phasenverlauf ohne Gegenkopplung und mit b der Phasenverlauf
mit Gegenkopplung dargestellt. Die Verstärkuiig des Verstärkers V ist kleiner als
E . In der Ordinate ist in Figur 3 die Phasenverschiebung zwischen der Eingangsspannung
e1 un der Ausgangsspannung e2 der Phasensprungnetzcrerke aufgetragen, während in
der Abszisse das Verhältnis zwischen Morientanfrequenz f und Mittenfrequenz fä;
aufgetragen ist. Aus Figur 3a und 3b ist zu ersehen, daß bei der Frequenz f0 die
Phase V 'der allliegenden Spannung durch beide Netzwerke schnell um 180° gedreht
wird. Die Schaltungen sind-daher in der Umgebung von f/fo = o,9 bis ','1 für den
Auf-,bau eines Phasendiskrmnators für binäre Frequenzmodulation sehr gut geeignet.
Die beiden RC-Phasensprungnetzrrerke in Figur 2a und 2b haben bei der Frequenz f®
.eine starke Dämpfung:, die jedoch wegen ihres steilen Verlaufes sich nicht auswirkt.
Durch eitle einfache Gegenkopplung lrie sie in Pigur 2a mit .dem Verstärker V dargestellt
ist, kann die Wirksamkeit des Netzvrerkes noch erhöht werden, und zwar. ist dann
die Anfälligkeit des Phasen sprungnetzvierkes gegenüber langsamen Änderungen der
momentanfrequenz geringer: Dadurch wird erreicht, daß die Übergangs.
zeit
des Phasensprungnetzvrerkes viel kleiner als die- Übergangszeit des Systems ist,
so daß der Übergang immer eng hinsichtlich Zeit und steil hinsichtlich Phase erfolgt.
Figur 4a zeigt eiii vorteilhaftes Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Verfahrens-
anhand eines Blockschaltbildes. An den Eingang E wird das frequenzmodulierte Nachrichtensignal
vom Empfangsfilter her eingespeist: Einerseits wird die frequenzmodulierte Trägerschriingung
dem Phasendrehglied P zugeführt, das eiere konstante Phasendrehung von 90° bewirkt,
andererseits wird die frequenzmodulierte Trägerschwingung dem Phasensprungnetz PS
zugeführt, das innerhalb eines sehr engen Frequenzbereiches eine Phaseiidrehuzg
um '80o bewirkt. Die Amplituden der beiden frequeüzmodulierten Trägerschwingungen
vrerden durch die beiden Begrenzer B': und B2 begrenzt, wodurch die bei der Bandbegrenzung-auftretende
Amplitudeivnodulation und die unterschiedliche Dämpfung der beiden phasendrehenden
Netzvierke beseitigt vrerden. Die von den Begrenzern BI und B2 .abgegebenen Rechten:
schaltung, insbesondere einer geführt, die die Bedingung f bei Phasengleichheit
wird die lcschwingungen vrerden einer Gatter-Exklusiv-ODER-Schaltung G, zue -AH
+ H11 erfüllt, d. h. also
eine Polarität am Ausgang alleeben, während bei
Phasenungleichheit die andere Polarität abgegeben
wird. Die Exklusiv-ODBR-Schaltung G kaiuz.B. einen Aufbau,
ivie in Figur 5 gezeichnet, besitzeng irobei :die Schaltung
aus
4 NAND-Gattern besteht. Am Punkt 0 entsteht das Ausgangssignal.
In
Pigur 4b sind die zu Figur 4a gehörigen Zeitdiagramme dargestellt. Zeile a zeigt
das binäre Nachrichtensignal, das in der Sendestation eingegeben wird und das am
Ausgang A?- der Diskri-
minatoruchaltung irieder zur Verfügung stehen soll. Die Zeile
b zeigt das frequenzmodulierte Nachrichtensignal, das nach
dein Empfangsfilter dem Eingang B zugoführt wird. Zeile c zeigt
das frequenzmodulierte Signal nach dem Phasendrehglied P und
Zeile d zeigt das frequenzmodulierte Signal nach dem Phasen-
sprungnetztierk PS. Die beiden begrenzten Signale zeigen die
Zeilen e und f, eaobei in Zeile e das Ausgangssignal des Be-
grenzers BI und in Zeile f das Ausgangssignal des Begrenzers
B2 dargestellt ist: Zeile g zeigt das Ausgangssignal C der
digi-
talen Gatterschaltung G, wobei das binäre Signal mit Störim-
pülsen, die von den begrenzign Flanken des frequenzmodulierten
Signals herrühren, versehen ist. Durch nachgeschaltete Ver-
zögerungsglieder Vi und Y2 wird erreicht, da(3 die negativen
Störspitzen; beseitigt werden. Dabei wird dem Verzögerungsglied
Y4 das Ausgangssignal der Gatterschaltung G über ein Gatter
N
negiert zugeführt, Durch die Negation des Gatterausgangssignals
werden die positiven Impulse zu negativen Impulsen
umgevrandelt,
und da die Verzögerungsglieder nur-auf positive Impulse und
ilogutve impg]:oo läi>gerer 1)auer ansprechenr worden
.dio,:nega-.
r .v
tvet Störimpüse zum Verochwin dein - gebracht: De verb@,eibenderi
störinpnlse Worden durch die Verzöerungssleder um die
Ver-
gtigoruiigszeit -t verlängert R Zeileund i.). Den ierzögerungs-
gliedern ist eine biztabito Kippschaltung K nachgeschaltet,
die nur auf negative Flanken anspricht. Es zeigt sielt somit, daß
die Kippschaltung K auf die negativen Flanken anspricht, die vom Verzögerungsglied
durchgelassen wurden, da sie über die Verzögerungszeit hinaus andauerten. Die Verzögerungsglieder
lasseil alle positiven Flanken, gleichgültig ob Nutz- oder Störimpulse, durch. Dies
ist jedoch unerheblich, da die Kippschaltung K nur auf negative Impulse anspricht.
Die erste negative Flanke in Zeile h 'entspricht dem Ausgang des Verzögerungsgliedes
V!) steuert nach der Verzögerungszeit t die Kippschaltung K in die eine Zage (;Zeile
K). Die nachfolgeirden positiven Störimpulse haben keinerlei Wirkung. Der erste
negative Impuls am Ausgang des Verzögerungsgliedes V2 ,Zeile i.) steuert die Kippschaltung
IC am- zweiten Eingang weder .n die Ausgangsstellung. Da beide Steuerimpulse für
die Kippschaltung K um die Verzögerungszeit t verzögert sind, erscheint am Ausgang
A! das unverzerrte binäre Zeichen ,',Zeile K). Für die Verzögerungsglieder V! uild
-V2 kö uleii auch monostabile Kippschaltulgeil verwendet werden, wobei beachtet
werden muß, daß eilte Durchschaltung der negativen Impulse an den Ausgang nur dalua
erfolgt, vze ui deren Zeitdauer über die Verzögerungszeit hinaus andauert. Da meistens
das Verhältnis zwischen Trägerfrequenz und Tastgeschwindigkeit sehr groß ist, können
als Verzögerungsglieder V! und Y2 auch RC-Glieder verwendet werden, ohne daß die
Schrittflanken der binären Zeichen am Ausgang abgeflacht werden, da die Schrittdauer
ein Vielfaches der Zeitkonstante der RC-Glieder bildet.
Es ist
auch ohne weiteres möglich, daß man die positiven Flanken der von den Verzögerungsgliedern
abgegebenen Impulsfolge zur Ansteuerung der bistabilen Kippschaltung K verweildet.
Dann ist es jedoch erforderlich, daß die Verzögerungsglieder die positiven Störimpulse
beseitige?, so daß nur die positiven Impulse durchgelassen werden, die über die
Verzögerungszeit t hinaus andauern. Die negativen Impulse, die ,all die bistabile
Kippschaltung gelangen, bleiben daml wirkungslos.Figures 2a and 3b. show different RC phase-shift networks. FIGS. 3a and 3b show the phase profile of the RC phase shift network. FIG. 4a shows a basic exemplary embodiment of the method according to the invention. FIG. 4b shows an associated timing diagram and FIG. 5 shows an advantageous logic combination circuit. FIG. 1 shows a basic block diagram of the method according to the invention. The frequency-modulated carrier oscillation is applied to input E and the phase of the carrier signal is rotated by 900 independent of frequency by an integrating network P in the upper branch and fed to the limiter B '. In the lower branch there is an RC network PS with a discontinuous phase curve, the output voltage of which is applied to the limiter B2. When the circuit is operated in the vicinity of f0 (cf. FIGS. 3a and 3b), the two output voltages of the limiters Bi and B2 are each flat position of the instantaneous frequency either in phase or in antiphase. From these two possible limited output voltages, binary message characters that are available at output A are formed with the aid of silier digital output circuit DA. FIGS. 2a and 2b show RC phase switches which cause a phase shift of 1800 within a very narrow frequency range. In FIGS. 3a and 3b, the associated phase curves of the phase jump indexes are shown. In Figure 2a, the amplifier V a negative feedback is achieved. In FIG. 3a, -a shows the phase profile without negative feedback and b shows the phase profile with negative feedback. The gain of the amplifier V is smaller than E. The phase shift between the input voltage e1 and the output voltage e2 of the phase jump network is plotted on the ordinate in FIG. 3, while the ratio between the Morientan frequency f and the center frequency fä; is applied. It can be seen from FIGS. 3a and 3b that at the frequency f0 the phase V 'of the all-lying voltage is quickly rotated by 180 ° by both networks. The circuits are therefore very well suited for the construction of a phase discriminator for binary frequency modulation in the vicinity of f / fo = 0.9 to ',' 1. The two RC phase shift networks in FIGS. 2a and 2b have a strong attenuation at the frequency f®. By simple negative feedback it is shown in Pigur 2a with the amplifier V, the effectiveness of the network can be increased, namely. then the susceptibility of the phase jump network quadrilateral to slow changes in the instantaneous frequency is lower: This ensures that the transition. time of the phase jump network is much smaller than the transition time of the system, so that the transition is always tight in terms of time and steep in terms of phase. FIG. 4a shows an advantageous exemplary embodiment of the method according to the invention with the aid of a block diagram. The frequency-modulated message signal is fed from the reception filter to input E: On the one hand, the frequency-modulated carrier oscillation is fed to the phase shift element P, which causes a constant phase rotation of 90 °, and on the other hand, the frequency-modulated carrier oscillation is fed to the phase-hopping network PS, which has a phase rotation within a very narrow frequency range caused by '80o. The amplitudes of the two frequency-modulated carrier oscillations are limited by the two limiters B ': and B2, which eliminates the amplitude modulation that occurs during band limitation and the different attenuation of the two phase-rotating network quadrilaterals. Of the limiters BI and B2 .abgegebenen rights: circuit, in particular a guided, the f the condition in phase coincidence, the lcschwingungen vrerden a gate exclusive OR circuit G, zue -AH + H11 fulfilled, so that a polarity at the output all flat, while the other polarity is given off in the case of phase imbalance will. The exclusive ODBR circuit G kaiuz.B. a structure,
As shown in FIG. 5, we have the circuit off
4 NAND gates. The output signal arises at point 0. The timing diagrams associated with FIG. 4a are shown in Pigur 4b. Line a shows the binary message signal that is entered in the transmitting station and that is output at output A? - the discriminating minatoruchaltung ir should be available again. The line
b shows the frequency-modulated message signal after
your reception filter is fed to input B. Line c shows
the frequency-modulated signal after the phase shifter P and
Line d shows the frequency-modulated signal after the phase
jump net PS. The two limited signals show that
Lines e and f, eaobei in line e the output signal of the loading
limiter BI and in line f the output signal of the limiter
B2 is shown: Line g shows the output signal C of the digital
Tal gate circuit G, the binary signal with interference
pulses, which are limited by the edges of the frequency-modulated
Signal originate, is provided. By downstream connection
Delay elements Vi and Y2 are reached because (3 are the negative
Glitch; be eliminated. Thereby the delay element
Y4 the output signal of the gate circuit G via a gate N
negated supplied, by negating the gate output signal
the positive impulses are converted to negative impulses,
and since the delay elements only respond to positive pulses and
ilogutve impg]: oo longer> gerer 1) except responding .dio,: nega-.
r .v
tvet Störimpüse to Verochwin dein - brought: De verb @, eibenderi
störinpnlse Worden by the encryption Verzöerungssleder
gtigoruiigszeit -t extends R line and i.). The delay
a biztabito toggle switch K is connected downstream,
which only responds to negative edges. It thus shows that the trigger circuit K responds to the negative edges that were allowed through by the delay element, since they lasted beyond the delay time. The delay elements allow all positive edges, regardless of whether useful or interference pulses, through. However, this is irrelevant since the flip-flop circuit K only responds to negative pulses. The first negative edge in line h 'corresponds to the output of the delay element V!) Controls after the delay time t the flip-flop circuit K in the one Zage (; line K). The subsequent positive glitches have no effect. The first negative pulse at the output of the delay element V2, line i.) Controls the flip-flop IC at the second input neither .n the initial position. Since both control pulses for the multivibrator K are delayed by the delay time t, the output A! the undistorted binary character, ', line K). For the delay elements V! uild -V2 kö uleii monostable Kippschaltulgeil can also be used, whereby it must be noted that the hasty connection of the negative pulses to the output takes place only then, vze ui the duration of which lasts beyond the delay time. Since the ratio between carrier frequency and scanning speed is usually very large, V! and Y2, RC elements can also be used without the step edges of the binary characters being flattened at the output, since the step duration is a multiple of the time constant of the RC elements. It is also easily possible for the positive edges of the pulse train emitted by the delay elements to be dwelled in order to control the bistable multivibrator K. It is then necessary, however, for the delay elements to eliminate the positive interference pulses so that only the positive pulses which last beyond the delay time t are allowed to pass. The negative impulses that all of the bistable trigger circuit get are then ineffective.