DE1238951B

DE1238951B - Self-oscillating vertical deflection circuit with transistors

Info

Publication number: DE1238951B
Application number: DE1965T0029659
Authority: DE
Inventors: Otto Daute
Original assignee: Telefunken Patentverwertungs GmbH
Current assignee: Telefunken Patentverwertungs GmbH
Priority date: 1965-10-26
Filing date: 1965-10-26
Publication date: 1967-04-20

Description

Selbstschwingende Vertikalablenkschaltung mit Transistoren Bei bekannten Vertikalablenkschaltungen mit Transistoren (schweizerische Patentschrift 375 044) liegt an der Basis eines die Endstufe steuernden Treibertransistors ein Ladekondensator, der während der Hinlaufzeit über einen Widerstand langsam etwa zeitlinear aufgeladen (oder entladen) und über die Kollektor-Ernitter-Strecke eines an die Basis des Treibertransistors angeschlossenen Schalttransistors während der Rücklaufzeit schnell entladen (oder aufgeladen) wird. Dabei wird durch einen Rückkopplungsweg von der Ausgangselektrode der Endstufe zur Basis des Schalttransistors die gesamte Ablenkschaltung selbstschwingend ausgebildet. Die Basis des Schalttransistors ist zu diesem Zweck einerseits über ein Rückkopplungsnetzwerk, vorzugsweise über einen Rückkopplungskondensator, mit der Ausgangselektrode der Endstufe und andererseits über einen frequenzbestimmenden Widerstand mit einer Vorspannung verbunden.Self-oscillating vertical deflection circuit with transistors in known Vertical deflection circuits with transistors (Swiss patent 375 044) there is a charging capacitor at the base of a driver transistor controlling the output stage, which is slowly charged approximately linearly over time via a resistor during the run-out time (or discharged) and via the collector-emitter path one to the base of the driver transistor quickly discharge the connected switching transistor during the flyback time (or charged). There is a feedback path from the output electrode the output stage to the base of the switching transistor, the entire deflection circuit self-oscillating educated. For this purpose, the base of the switching transistor is on the one hand over a feedback network, preferably via a feedback capacitor the output electrode of the output stage and, on the other hand, a frequency-determining one Resistance connected to a bias.

Derartige Schaltungen haben eine starke Abhängigkeit der Frequenz von der Temperatur, deren Ursachen in der Beschreibung näher erläutert werden.Such circuits have a strong frequency dependence the temperature, the causes of which are explained in more detail in the description.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die Abhängigkeit der Frequenz von der Temperatur zu beseitigen. Gemäß einer Weiterbildung der Erfindung wird eine besonders einfache Schaltung zur Erzielung eines sicheren Anschwingens der erfindungsgemäßen Schaltung vorgeschlagen (Patentansprüche 4 und 5).The invention is based on the object of the frequency dependence to eliminate from temperature. According to a development of the invention, a particularly simple circuit to achieve a reliable oscillation of the invention Circuit proposed (claims 4 and 5).

Die Erfindung besteht darin, daß die Vorspannung durch Gleichrichtung der Ausgangswechselspannung der Endstufe gewonnen wird.The invention consists in that the bias is achieved by rectification the output AC voltage of the output stage is obtained.

Beispielsweise ist die Ausgangselektrode der Endstufe mit Erde über die Reihenschaltung einer Diode und eines Kondensators verbunden, an deren Verbindungspunkt der frequenzbestimmende Widerstand angeschlossen ist. Um die Anschwingsicherheit der Schaltung sicherzustellen, kann der Punkt, an dem sich die Vorspannung ausbildet, oder ein Punkt im Rückkopplungsnetzwerk mit der Betriebsspannung über einen zusätzlichen Widerstand verbunden sein.For example, the output stage of the output stage is connected to ground the series connection of a diode and a capacitor connected at their connection point the frequency-determining resistor is connected. To the oscillation security the circuit, the point at which the bias is formed can or a point in the feedback network with the operating voltage via an additional Resistance connected.

Die bekannte Schaltung, die zu der genannten Frequenzinstabilität führenden Ursachen und die erfindungsgemäße Schaltung werden im folgenden an Hand der Figuren näher erläutert.The well-known circuit that leads to said frequency instability leading causes and the circuit according to the invention are given below the figures explained in more detail.

F i g. 1 zeigt eine erfindungsgemäße Schaltung; F i g. 2 zeigt Kurvenformen zur Erläuterung der genannten Ursachen und der Wirkungsweise der Erfindung; in F i g. 3 ist ein praktisches Ausführungsbeispiel der Erfindung dargestellt.F i g. 1 shows a circuit according to the invention; F i g. 2 shows waveforms to explain the causes mentioned and the mode of operation of the invention; in F i g. 3 shows a practical embodiment of the invention.

Gleiche Teile sind in den Figuren mit gleichen Bezugsziffern bezeichnet. F i g. 1 zeigt zwei die Endstufe bildende Transistoren 1, 2, deren Emitter miteinander verbunden und über einen Koppelkondensator 3 an eine Ablenkspule 4 angeschlossen sind. Der Kollektor des Transistors 2 ist geerdet und der Kollektor des Transistors 1 an eine positive Betriebsspannung angeschlossen. Die Basen der Transistoren 1, 2 sind miteinander mit dem Kollektor eines Treibertransistors 5 und über einen Widerstand 6 mit der positiven Betriebsspannung verbunden. Der Widerstand 6 ist in zwei Widerstände 6 a, 6 b aufgespalten und ihr Verbindungspunkt über einen Kondensator 29 an die Emitter der Transistoren 1, 2 angeschlossen, damit während des Rücklaufs der Transistor 1 voll bis in die Sättigung durchschalten kann. Der Emitter des Treibertransistors 5 ist über einen Widerstand 7 geerdet und seine Basis über einen Ladekondensator 8 und einen Widerstand 28 geerdet und über einen Ladewiderstand 9 mit der positiven Betriebsspannung verbunden. Parallel zum Ladekondensator 8 liegt die Kollektor-Emitter-Strecke eines Schalttransistors 10, dessen Basis über einen frequenzbestimmenden Widerstand 11 an eine positive Vorspannung am Punkt 19 und über die Reihenschaltung eines Rückkopplungskondensators 12 mit einem Widerstand 13 an die Ausgangselektrode der Endstufe angeschlossen ist. Die soweit beschriebene Schaltung ist bekannt. Ihre Wirkungsweise wird an Hand der F i g. 2 erläutert.The same parts are denoted by the same reference numerals in the figures. F i g. 1 shows two transistors 1, 2 forming the output stage, their emitters with one another and connected to a deflection coil 4 via a coupling capacitor 3 are. The collector of transistor 2 is grounded and the collector of the transistor 1 connected to a positive operating voltage. The bases of the transistors 1, 2 are connected to the collector of a driver transistor 5 and through a resistor 6 connected to the positive operating voltage. The resistor 6 is in two resistors 6 a, 6 b split and their connection point via a capacitor 29 to the Emitter of the transistors 1, 2 connected so that the transistor during retrace 1 can fully switch through to saturation. The emitter of the driver transistor 5 is grounded through a resistor 7 and its base through a charging capacitor 8 and a resistor 28 grounded and via a charging resistor 9 with the positive Operating voltage connected. The collector-emitter path lies parallel to the charging capacitor 8 a switching transistor 10, the base of which has a frequency-determining resistor 11 to a positive bias at point 19 and via the series connection of a feedback capacitor 12 with a resistor 13 to the output electrode of the output stage connected. The circuit described so far is known. Your mode of action is shown on the basis of FIG. 2 explained.

Der Ladekondensator 8, der in der Praxis meist als Miller-Kondensator geschaltet und mit seinem unteren Ende mit der Ausgangselektrode der Endstufe verbunden ist, hier jedoch zur Vereinfachung als gegen Erde geschaltet angenommen wird, wird während der Hinlaufzeit über den Widerstand 9 langsam aufgeladen und während der Rücklaufzeit über die Kollektor-Emitter-Strecke des Schalttransistors 10 schnell entladen. Der Widerstand 28 bewirkt, daß während des Rücklaufs der Kondensator 8 nicht vollständig entladen wird. Dadurch springt nach Beendigung des Rücklaufs die Spannung am Kondensator 8 auf einen gewissen Wert, um sodann weiter zeitlinear anzusteigen. Auf diese Weise wird die zur Erreichung der kurzen Rücklaufzeit notwendige Rückschlagspannung an der Ablenkspule 4 erzeugt. Die an der Basis des Treibertransistors 5 entstehende sägezahnähnliche Spannung steuert die beiden komplementären Transistoren 1, 2 und erzeugt in der Ablenkspule 4 einen sägezahnförmigen Ablenkstrom. Zu Beginn der Rücklaufzeit gelangt von der Ausgangselektrode der Endstufe ein positiv gerichteter Impuls 14 auf die Basis des Schalttransistors 10 und steuert diesen Transistor stark leitend, so daß der Ladekondensator 8 entladen wird. Während der Rücklaufzeit wird der Kondensator 12 über die dann sehr niederohmige Basis-Emitter-Strecke des Schalttransistors 10 aufgeladen, wobei die Basis des Schalttransistors 10 nur geringfügig positiv gegenüber Erde werden kann. Am Ende der Rücklaufzeit wird der Ladestrom über die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 10 so gering, daß der Transistor 10 wieder nichtleitend wird und auch der positive Impuls 14 verschwindet. Da der Kondensator 12 inzwischen aufgeladen ist, fällt am Ende des Impulses 14 die Spannung an der Basis des Schalttransistors 10 auf den negativen Wert - U1 ab, der durch die Amplitude des Impulses 14 gegeben ist. Bei nun hochohmiger Basis-Emitter-Strecke des Transistors 10 und nichtleitendem Transistor 10 wird nun der Kondensator 12 über den Widerstand 11 gemäß Kurve 15 langsam so entladen, daß die Spannung an der Basis des Schalttransistors 10 gemäß der Kurve 15 in Richtung der Vorspannung -I- U4 am Punkt 19 ansteigt, bis die Spannung an der Basis des Schalttransistors 10 wieder etwa Nullpotential erreicht und der Schalttransistor 10 wieder leitend wird.The charging capacitor 8, which in practice is usually connected as a Miller capacitor and its lower end is connected to the output electrode of the output stage, but here is assumed to be connected to ground for the sake of simplicity, is slowly charged via the resistor 9 during the delay time and during the flyback time through the collector-emitter path of the switching transistor 10 quickly discharged. The resistor 28 has the effect that the capacitor 8 is not completely discharged during the retraction. As a result, after the end of the return, the voltage on the capacitor 8 jumps to a certain value and then continues to rise linearly in time. In this way, the kickback voltage necessary to achieve the short retraction time is generated at the deflection coil 4. The sawtooth-like voltage arising at the base of the driver transistor 5 controls the two complementary transistors 1, 2 and generates a sawtooth-shaped deflection current in the deflection coil 4. At the beginning of the flyback time, a positively directed pulse 14 reaches the base of the switching transistor 10 from the output electrode of the output stage and controls this transistor to be highly conductive, so that the charging capacitor 8 is discharged. During the flyback time, the capacitor 12 is charged via the then very low-resistance base-emitter path of the switching transistor 10, the base of the switching transistor 10 being able to become only slightly positive with respect to ground. At the end of the retrace period the charging current is so low the transistor 10 via the base-emitter path of the transistor 10 becomes non-conducting again and the positive pulse 14 disappears. Since the capacitor 12 has meanwhile been charged, at the end of the pulse 14 the voltage at the base of the switching transistor 10 drops to the negative value - U1, which is given by the amplitude of the pulse 14 . When the base-emitter path of the transistor 10 is now high-impedance and the transistor 10 is non-conductive, the capacitor 12 is now slowly discharged via the resistor 11 according to curve 15 so that the voltage at the base of the switching transistor 10 according to curve 15 in the direction of the bias -I - U4 increases at point 19 until the voltage at the base of the switching transistor 10 again reaches approximately zero potential and the switching transistor 10 becomes conductive again.

Die genannte Frequenzinstabilität dieser Schaltung entsteht auf folgende Weise: Wenn aus irgendeinem Grund, z. B. durch Temperaturänderungen, die Frequenz der Schaltung ansteigt, so sinkt die Amplitude der Ausgangsspannung, d. h. auch die Amplitude der Impulse 14, weil in einer kürzeren Zeit der Ladekondensator 8 auf einen geringeren Spannungswert aufgeladen wird. Die Aufladung des Kondensators 12 während der Rücklaufzeit erfolgt dann beispielsweise nur auf den Wert - U,. Da nun die langsame Entladung des Kondensators 12 während der Hinlaufzeit von diesem Wert - UZ ausgeht (Kurve 16), wird die Nullinie früher als bei der Kurve 20 durchlaufen, so daß die Frequenz weiter erhöht wird, die Ausgangsspannung weiter absinkt usw. Es entsteht also praktisch ein kumulativer Vorgang, der eine große Frequenzinstabilität bedingt. Es ist zwar bekannt, die Ausgangsamplitude mit einem temperaturabhängigen Widerstand im Basiskreis eines Endtransistors zu stabilisieren. Diese Maßnahme bewirkt aber keine ausreichende Stabilität der Frequenz bei Temperaturänderungen.The mentioned frequency instability of this circuit arises from the following Way: If for any reason, e.g. B. by temperature changes, the frequency of the circuit increases, the amplitude of the output voltage decreases, i.e. H. even the amplitude of the pulses 14, because the charging capacitor 8 is charged to a lower voltage value. The charging of the capacitor 12 during the ramp-down time then takes place, for example, only on the value - U ,. There now the slow discharge of the capacitor 12 during the run-out time of this Value - UZ starts (curve 16), the zero line is passed through earlier than with curve 20, so that the frequency is increased further, the output voltage decreases further, etc. So there is practically a cumulative process that results in a large frequency instability conditional. Although it is known, the output amplitude with a temperature-dependent Stabilize resistance in the base circuit of a final transistor. This action causes but not sufficient stability of the frequency with temperature changes.

Erfindungsgemäß wird nun das obere Ende des Widerstandes 11 nicht an eine feste Vorspannung, sondern an eine Vorspannung angeschlossen, die von der Ausgangsamplitude der Schaltung abhängig ist. Zu diesem Zweck ist in F i g. 1 die Ausgangselektrode der Endstufe über die Reihenschaltung einer Diode 17 mit einem Kondensator 18 mit Erde verbunden, an deren Verbindungspunkt 19 der Widerstand 11 angeschlossen ist. Wenn jetzt die Amplitude der Ausgangsspannung auf den Wert - U, abfällt, so ändert sich gleichzeitig die Spannung am Punkt 19 von -h U4 auf -f- U3. Da die Entladung des Ladekondensators 12 nun in Richtung dieser Spannung + U3 geht, verläuft jetzt die Spannung an der Basis des Schalttransistors 10 nach der Kurve 20, also in erwünschter Weise flacher, so daß nun die Spannung an der Basis des Schalttransistors 10 wieder etwa in einem solchen Zeitpunkt durch Null geht, daß die Frequenz der erzeugten Schwingung annähernd unverändert bleibt. Die Spannung, nach der die langsame Entladung des Kondensators 12 während der Hinlaufzeit stattfindet, wird also gemäß der Erfindung in solchem Sinne der Amplitudenänderung angepaßt, daß die Periodendauer der Umladung, damit auch die Frequenz, konstant bleiben.According to the invention, the upper end of the resistor 11 is not connected to a fixed bias voltage, but to a bias voltage that is dependent on the output amplitude of the circuit. For this purpose, FIG. 1, the output electrode of the output stage is connected to earth via the series connection of a diode 17 with a capacitor 18, to whose connection point 19 the resistor 11 is connected. If the amplitude of the output voltage now drops to the value - U, the voltage at point 19 changes from -h U4 to -f- U3 at the same time. Since the discharge of the charging capacitor 12 now goes in the direction of this voltage + U3, the voltage at the base of the switching transistor 10 now runs according to the curve 20, that is, in a desired manner flatter, so that the voltage at the base of the switching transistor 10 is now approximately in passes through zero at such a point in time that the frequency of the generated oscillation remains approximately unchanged. The voltage after which the slow discharge of the capacitor 12 takes place during the run-out time is thus adapted to the change in amplitude according to the invention in such a way that the period of charge reversal, and thus also the frequency, remain constant.

In F i g. 1 ist der Punkt 19 zusätzlich über einen Widerstand 21 mit der Betriebsspannung + Uo verbunden. Dieser Widerstand hat folgende Bedeutung: Ohne eine Gleichspannung am Punkt 19 kann die Schaltung nicht einwandfrei anschwingen. Andererseits kann sich eine Gleichspannung am Punkt 19 aber erst ausbilden, wenn die Schaltung schwingt. Durch den Widerstand 21 wird nun beim Einschalten der Schaltung von der Betriebsspannung -I- Uo eine Hilfsspannung auf die Basis des Schalttransistors 10 übertragen, die die Schaltung zum Anschwingen bringt. Der Widerstand 21 wird so bemessen, daß in einem angenommenen nicht schwingenden Zustand am Punkt 19 eine Spannung steht, die wesentlich kleiner ist (z. B. die Hälfte) als im schwingenden Zustand. Dadurch wird sichergestellt, daß die Spannung am Punkt 19 im in Frage kommenden Bereich mit der Amplitude der Ausgangsspannung mitlaufen kann und so frequenzstabilisierend wirkt.In Fig. 1, the point 19 is additionally connected to the operating voltage + Uo via a resistor 21. This resistance has the following meaning: Without a DC voltage at point 19, the circuit cannot start to oscillate properly. On the other hand, a DC voltage can only develop at point 19 when the circuit oscillates. When the circuit is switched on, an auxiliary voltage is transmitted through the resistor 21 from the operating voltage -I- Uo to the base of the switching transistor 10 , which makes the circuit start to oscillate. The resistor 21 is dimensioned so that in an assumed non-oscillating state at point 19 there is a voltage which is significantly smaller (for example half) than in the oscillating state. This ensures that the voltage at point 19 in the region in question can run with the amplitude of the output voltage and thus has a frequency-stabilizing effect.

In F i g. 1 liegt zwischen der Basis des Schalttransistors 10 und dem Emitter des Treibertransistors 5 die Reihenschaltung einer Diode 22 mit einem Widerstand 23. Diese Reihenschaltung, die Gegenstand einer anderen Patentanmeldung ist, dient dazu, die Anschwingsicherheit der Schaltung zu gewährleisten, indem durch Übernahme eines Teils des Stromes durch den Widerstand 11 während der Rücklaufzeit sichergestellt wird, daß der Schalttransistor 10 am Ende der Rücklaufzeit in den nichtleitenden Zustand gelangt. Andernfalls würde der im Widerstand 11 fließende Strom ausreichen, den leitenden Zustand des Transistors 10 aufrechtzuerhalten und die Schwingung zu unterbrechen.In Fig. 1 is between the base of the switching transistor 10 and the emitter of the driver transistor 5, the series connection of a diode 22 with a resistor 23. This series connection, which is the subject of another patent application, is used to ensure the transient safety of the circuit by taking over part of the Current through the resistor 11 during the flyback time ensures that the switching transistor 10 reaches the non-conductive state at the end of the flyback time. Otherwise, the current flowing in the resistor 11 would be sufficient to maintain the conductive state of the transistor 10 and to interrupt the oscillation.

Durch die Erfindung wird also die Abhängigkeit der Frequenz von Temperaturänderungen weitgehend beseitigt. Außerdem wird der Vorteil erzielt, daß bei der Amplitudeneinstellung die Frequenz nicht beeinflußt wird, wie es für selbstschwingende Schaltungen charakteristisch ist. Dies ist darauf zurückzuführen, daß, wie oben erläutert, die Ladespannung für den Kondensator 12 im richtigen Sinn den Amplitudenänderungen angepaßt wird.The invention therefore makes the frequency dependent on temperature changes largely eliminated. In addition, the advantage is achieved that when adjusting the amplitude the frequency is not affected as it is for self-oscillating circuits characteristic is. This is due to the fact that, as explained above, the charging voltage for the capacitor 12 is adapted to the amplitude changes in the correct sense.

F i g. 3 zeigt ein praktisches Ausführungsbeispiel. Diese Schaltung enthält die Schaltungselemente 21, 22, 23 von F i g. 1 nicht. Bei dieser Schaltung wird als Beispiel eine einfachere Maßnahme zur Sicherstellung des Anschwingens als die Schaltungselemente 21, 22 und 23 angewandt. Zur Erzielung der Anschwingsicherheit dient hier ein Widerstand 24, der außerdem zu einem im Rückkopplungsweg liegenden Differenzierglied gehört. Wird Betriebsspannung angelegt, so wird der Transistor 10 über den Widerstand 24 voll durchgeschaltet. Dadurch entsteht am Ausgang ein positiver Spannungssprung, welcher zur Aufladung des Kondensators 18 führt. Der Transistor 10 bleibt aber durchgeschaltet, so daß die Schaltung nicht schwingen kann und die Hilfsspannung wieder absinkt. Nach einer gewissen Zeit durchläuft diese Spannung einen Bereich, in dem der Schalttransistor 10 aus der Sättigung herauskommt und die Schaltung volle Verstärkungsfähigkeit aufweist. Dies ist der Zustand, in dem die Schaltung anschwingen kann. Eine Unterbrechung der Schwingung wie bei der Anlegung der Betriebsspannung tritt jetzt nicht mehr auf, da durch entsprechende Auslegung des Rückkopplungsweges (doppelte Differenzierung) für die jetzt einsetzenden dynamischen Vorgänge der Basisstrom des Transistors während des Rücklaufs auf einen genügend kleinen Wert absinkt und so der Rücklauf beendet wird. In Reihe zur Diode 17 liegt noch ein Widerstand 30, der folgende Bedeutung hat: Kurz nachdem die Betriebsspannung eingeschaltet ist, in der Zeit also, in der die Hilfsspannung am Widerstand 11 abklingt und noch kein Schwingungseinsatz erfolgte, liegt an den Emittern der beiden Endtransistoren 1, 2 praktisch die Betriebsspannung. Das aber ist ein Wert, der größer ist als die entsprechende Spannung im schwingenden Zustand am Hinlaufende. Schwingt nun die Schaltung an, so wird im ersten Augenblick eine zu große Hilfsspannung erzeugt. Das ergibt eine erhöhte Frequenz, eine kleinere Rückschlagspannung, eine weitere Frequenzerhöhung usw. Die Hilfsspannung kann, da sie von einem überhöhten Wert aus absinken muß, nicht schnell genug folgen, so daß die Schwingung abreißt. Ist die Hilfsspannung entsprechend weit abgesunken, so setzt die Schwingung erneut ein, um kurz darauf erneut auszusetzen usw. Mit dem Widerstand 30 wird nun diese tTberhöhung der Hilfsspannung beim Schwingungseinsatz verhindert.F i g. 3 shows a practical embodiment. This circuit includes the circuit elements 21, 22, 23 of FIG. 1 not. In this circuit, a simpler measure to ensure the oscillation than the circuit elements 21, 22 and 23 is used as an example. A resistor 24, which is also part of a differentiating element located in the feedback path, is used here to ensure that there is no oscillation. If operating voltage is applied, the transistor 10 is fully switched through via the resistor 24. This creates a positive voltage jump at the output, which leads to the charging of the capacitor 18. The transistor 10 remains switched through, so that the circuit cannot oscillate and the auxiliary voltage drops again. After a certain time, this voltage passes through a range in which the switching transistor 10 comes out of saturation and the circuit has full amplification capability. This is the state in which the circuit can start to oscillate. An interruption of the oscillation as with the application of the operating voltage now no longer occurs, since by appropriate design of the feedback path (double differentiation) for the dynamic processes that are now beginning, the base current of the transistor drops to a sufficiently small value during the return and thus the return ends will. In series with diode 17 there is also a resistor 30, which has the following meaning: Shortly after the operating voltage is switched on, i.e. in the time in which the auxiliary voltage at resistor 11 decays and no oscillation has yet started, is applied to the emitters of the two output transistors 1 , 2 practically the operating voltage. But this is a value that is greater than the corresponding voltage in the oscillating state at the outgoing end. If the circuit now starts to oscillate, an excessively high auxiliary voltage is generated at the first moment. This results in an increased frequency, a lower kickback voltage, a further increase in frequency, etc. The auxiliary voltage, since it has to drop from an excessive value, cannot follow quickly enough, so that the oscillation stops. If the auxiliary voltage has fallen correspondingly far, the oscillation starts again, only to cease shortly thereafter, and so on. Resistor 30 now prevents this increase in the auxiliary voltage when the oscillation starts.

Der Rückkopplungsweg enthält außerdem Integrierglieder zur Beseitigung von Zeilensynchronimpulsen und Differenzierglieder für eine Impulsbreitenstabilisierung und eine Stabilisierung der Rücklaufdauer. Der Ladekondensator 8 ist als Miller-Kondensator zur Ausgangselektrode der Endstufe geschaltet und außerdem in zwei Kondensatoren 8a, 8 b doppelter Kapazität aufgeteilt, deren Verbindungspunkt über einen zur Einstellung der Linearität dienenden Widerstand 25 geerdet ist. Über ein Integrierglied 26 wird dem Ladekondensator 8 zusätzlich ein parabelförmiger Strom zugeführt, der eine Tangensentzerrung bewirkt. An einer Klemme 27 wird die Schaltung durch äußere Synchronimpulse synchronisiert. Ein Widerstand 28 in Reihe mit dem Ladekondensator 8 a und 8 b dient zur Einstellung der Linearität am oberen Bildrand. Der Widerstand 11 b dient zur Einstellung der Frequenz und der Widerstand 9 b zur Einstellung der Ablenkamplitude. Liste der Bezugszeichen 1 Transistor, 2 Transistor, 3 Kondensator, 4 Ablenkspule, 5 Treibertransistor, 6 Widerstand, 7 Widerstand, 8 Ladekondensator, 9 Ladewiderstand, 10 Schalttransistor, 11 frequenzbestimmender Widerstand, 12 Rückkopplungskondensator, 13 Widerstand, 14 Impuls, 15 Kurve, 16 Kurve, 17 Diode, 18 Kondensator, 19 Schaltungspunkt, 20 Kurve, 21 Widerstand, 22 Diode, 23 Widerstand, 24 Widerstand, 25 Widerstand, 26 Integrierglied, 27 Eingangsklemme, 28 Widerstand, 29 Kondensator, 30 Widerstand. The feedback path also contains integrators for eliminating line sync pulses and differentiators for pulse width stabilization and flyback time stabilization. The charging capacitor 8 is connected as a Miller capacitor to the output electrode of the output stage and is also divided into two capacitors 8a, 8b with double capacitance, the connection point of which is grounded via a resistor 25 serving to adjust the linearity. A parabolic current is additionally fed to the charging capacitor 8 via an integrator 26, which causes a tangent equalization. The circuit is synchronized at a terminal 27 by external synchronizing pulses. A resistor 28 in series with the charging capacitor 8 a and 8 b is used to adjust the linearity at the top of the screen. The resistor 11 b is used to adjust the frequency and the resistor 9 b is used to adjust the deflection amplitude. List of reference signs 1 transistor, 2 transistor, 3 capacitor, 4 deflection coil, 5 driver transistor, 6 resistance, 7 resistance, 8 charging capacitor, 9 charging resistor, 10 switching transistor, 11 frequency-determining resistor, 12 feedback capacitor, 13 resistance, 14 impulse, 15 curve, 16 curve, 17 diode, 18 capacitor, 19 switching point, 20 curve, 21 resistance, 22 diode, 23 resistance, 24 resistance, 25 resistance, 26 integrator, 27 input terminal, 28 resistance, 29 capacitor, 30 resistance.

Claims

Claims: 1. Self-oscillating vertical deflection circuit with a switching transistor that rapidly recharges a charging capacitor during the ramp-down time, its base via a feedback capacitor which is used to generate vibrations to the output electrode of the output stage and via a frequency-determining resistor to a bias voltage with a polarity in the sense of a conductive switching transistor is connected, with the feedback capacitor over during the flyback time the low-resistance base-emitter path of the conductive through a feedback pulse controlled switching transistor is charged quickly and over during the trace time slow the frequency-determining resistance in the case of a non-conductive switching transistor is discharged, especially for television receivers, which are marked by that the bias voltage by rectifying the output AC voltage of the output stage (1, 2) is obtained.

2. vertical deflection circuit according to claim 1, characterized in that that the output electrode of the output stage (1, 2) with earth via the series connection a diode (17) and a capacitor (18) is connected whose connection point (19) is connected to the frequency-determining resistor (11) is.

3. vertical deflection circuit according to claim 2, characterized in that in A resistor (30) is located in series with the diode (17) (FIG. 3).

4. Vertical deflection circuit according to claim 1, characterized in that the point (19) at which the prestress is also connected to the operating voltage (-I- Uo) via a resistor (21) is (Fig. 1).

5. Vertical deflection circuit according to claim 1, characterized in that a point in the feedback path is connected to the operating voltage via a resistor (24) (F i g. 3).

6. Vertical deflection circuit according to claim 5, characterized in that the resistor (24) simultaneously forms a differentiating element lying in the feedback path. Publications considered: "Radio-Mentor", 1962, Issue 11, pp. 941 to 946.