DE112005001456T5

DE112005001456T5 - Receivers for use in wireless messaging and method and terminal using the same

Info

Publication number: DE112005001456T5
Application number: DE112005001456T
Authority: DE
Inventors: Moshe Ben-Ayun; Nir Corse; Ovadia Grossmann; Mark Rozental
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 2004-06-29
Filing date: 2005-06-23
Publication date: 2007-05-31
Also published as: GB2415846A; AU2005267308B2; CN100588123C; WO2006012245A1; CA2572236C; CN1981437A; JP2008509577A; CA2572236A1; AU2005267308A1; GB2415846B; GB0414459D0

Abstract

Drahtloser Empfänger zum Empfangen und Demodulieren eines frequenzmodulierten HF-Signals mittels eines Direct-Conversion-Verfahrens, der einen Eingangssignalpfad zum Vorsehen eines empfangenen HF-Eingangssignals, eine Schaltung zum Erzeugen von In-Phasen- und Quadratur-Anteilen des empfangenen Signals, und einen Abschätzer für ein periodisches Abschätzen einer Abweichung in der Amplitude zwischen den In-Phasen- und Quadratur-Anteilen und zum Anwenden einer relativen Justierung der Amplitude zum Kompensieren der erfassten Abweichung enthält, wobei der Abschätzer wie folgt betreibbar ist:
(i) Unterteilen der Abtastwerte I_i des In-Phasen-Anteils I(t) und entsprechender Abtastwerte Q_i des Quadratur-Anteil Q(t) in Blöcke;
(ii) Berechnen eines Blockleistungswertes I_n, der einer Summation der Quadrate der Werte der Abtastwerte I_i entspricht, und einem Blockleistungswert Q_n, der einer Summation der Quadrate der Werte der Abtastwerte Q_i entspricht, für jeden Block;
(iii) Berechnen eines Blockamplitudenabweichungswertes

für die Blockleistungswerte I_n und Q_n; und
(iv) Berechnen eines Durchschnittwertes für einen Satz der Blockamplitudenabweichungswerte.A wireless receiver for receiving and demodulating a frequency modulated RF signal by a direct conversion method, comprising an input signal path for providing a received RF input signal, a circuit for generating in-phase and quadrature portions of the received signal, and an estimator for periodically estimating a deviation in amplitude between the in-phase and quadrature components and for applying a relative adjustment of the amplitude to compensate for the detected deviation, the estimator being operable as follows:
(i) dividing the samples I _{i of} the in-phase component I (t) and corresponding samples Q _{i of} the quadrature component Q (t) into blocks;
(ii) calculating a block power value I _n corresponding to a summation of the squares of the values of the samples I _i, and a block power value Q _n corresponding to a summation of the squares of the values of the samples Q _i, for each block;
(iii) calculating a block amplitude deviation value

for the block power values I _n and Q _n ; and
(iv) calculating an average value for a set of block amplitude deviation values.

Description

Gebiet der ErfindungTerritory of invention

Diese Erfindung betrifft einen Empfänger zur Verwendung bei der drahtlosen Nachrichtenübermittlung sowie ein Verfahren und ein Endgerät, die diesen verwenden. Insbesondere betrifft die Erfindung einen Direct-Conversion-Empfänger, der zum Demodulieren eines frequenzmodulierten (FM) HF-(Hochfrequenz)-Signals durch Auflösung und Verwendung der In-Phase-(I)- und Quadratur-(Q)-Anteile des modulierten Signals in der Lage ist.These The invention relates to a receiver for use in wireless messaging and a method and a terminal, who use this. In particular, the invention relates to a Direct conversion receiver, for demodulating a frequency modulated (FM) RF (radio frequency) signal through dissolution and using the in-phase (I) and quadrature (Q) portions of the modulated Signal is able.

Hintergrund der Erfindungbackground the invention

Herkömmliche FM-Drahtlosempfänger, die Direct-Conversion-Architekturen zum Erfassen der I- und Q-Anteile eines empfangenen Signals verwenden, weisen ein grundsätzliches Problem auf. Wie nachfolgend erläutert, können solche Empfänger einen Fehler bezüglich der Phase und der Amplitude zwischen den I- und Q-Anteilen entwickeln. Dieser Fehler, der manchmal als „Quadraturabweichung" bezeichnet wird, kann eine Verzerrung des resultierendes Audioausgangssignals verursachen. Die Verzerrung kann für den Benutzer insbesondere unter den Bedingungen nicht akzeptabel sein, bei denen das empfangene Signal einem Rayleigh-Fading (im folgenden „Fading") und/oder einem niedrigen Signalrauschverhältnis unterliegt. Der Stand der Technik sieht keine zufrieden stellende Lösung für das Problem der Quadraturabweichung vor.conventional FM wireless receiver, the direct conversion architectures to capture the I and Q shares use a received signal, have a fundamental Problem on. As explained below, can such recipients an error regarding phase and amplitude between the I and Q portions. This error, sometimes called "quadrature deviation," may cause distortion of the resulting audio output signal. The distortion can for the user in particular under the conditions unacceptable be in which the received signal a Rayleigh fading (im following "fading") and / or one low signal-to-noise ratio subject. The prior art does not look satisfactory solution for the Problem of quadrature deviation.

Die vorliegende Erfindung befasst sich insbesondere mit dem Amplitudenabweichungsanteil der Quadraturabweichung.The The present invention is particularly concerned with the amplitude deviation component the quadrature deviation.

US5705949 schlägt ein Verfahren zum Entfernen des Amplituden- oder Verstärkungsfehlers zwischen I- und Q-Anteilen vor. Das Verfahren erfordert jedoch eine komplexe Verarbeitungskapazität und arbeitet nicht zufrieden stellen bei einer Fading-Umgebung. US5705949 proposes a method for removing the amplitude or gain error between I and Q portions. However, the method requires a complex processing capacity and does not work satisfactorily in a fading environment.

Kurzfassung der Erfindungshort version the invention

In Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung wird ein drahtloser Empfänger in Übereinstimmung mit Anspruch 1 der beigefügten Ansprüche vorgesehen.In accordance With the present invention, a wireless receiver is in accordance with claim 1 of the appended claims intended.

Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden im folgenden beispielhaft durch Bezugnahme auf die beiliegende Zeichnung beschrieben, in welcher:embodiments The present invention will be exemplified by With reference to the accompanying drawings, in which:

Kurze Beschreibung der ZeichnungShort description of drawing

1 ein schematisches Blockschaltdiagramm eines herkömmlichen Direct-Conversion-HF-Empfängers ist. 1 is a schematic block diagram of a conventional direct conversion RF receiver.

2 ein schematisches Blockschaltdiagramm eines Direct-Conversion-HF-Empfängers ist, der die Erfindung verkörpert. 2 Figure 3 is a schematic block diagram of a direct conversion RF receiver embodying the invention.

Beschreibung der Ausführungsformen der Erfindungdescription the embodiments the invention

1 zeigt einen herkömmlichen HF-Direct-Conversion-FM-Empfänger 100, der das von der vorliegenden Erfindung angesprochene Problem verdeutlicht. Ein ankommendes FM-Signal x(t) wird über einen Eingangspfad 101 zugeführt, der abzweigende Verbindungen 103, 105 zu zwei Mischern 107, 109 aufweist. Ein Lokaloszillator 111 erzeugt ein Referenzsignal mit der gleichen Frequenz wie die Trägerfrequenz des ankommenden Signals x(t). Ein erster Anteil des Referenzsignals wird direkt an den Mischer 107 angelegt, wo es mit dem Eingangssignal x(t) multipliziert wird. Ein zweiter Anteil des Referenzsignals wird an den Phasenschieber 113 angelegt und ein phasenver schobenes Ausgangssignal des Phasenschiebers 113 wird an den Mischer 109 angelegt, wo es mit dem Eingangssignal x(t) multipliziert wird. Obwohl der Phasenschieber 113 in Verbindung mit den Mischern 107 und 109 dazu gedacht ist, eine Phasenverschiebung von 90° mit einer Einheitsverstärkung zwischen den Anteilen des Referenzsignals, das an die Mischer 107 und 109 angelegt wird, einzuführen, wird in der Praxis eine Phasenverschiebung, die leicht von 90° abweicht, sowie eine Verstärkung, die leicht von der Einheitsverstärkung abweicht, eingeführt. Ein Ausgangssignal von dem Mischer 107 wird durch einen Tiefpassfilter (LPF) 115 geführt, um ein In-Phase-Anteil-Ausgangssignal I(t) zu erzeugen, und ein Ausgangssignal von dem Mischer 109 wird durch einen Tiefpassfilter (LPF) 117 geführt, um ein Quadratur-Anteil-Ausgangssignal Q(t) zu erzeugen. Die Abweichung in der Amplitude, die in das Ausgangssignal des Mischers 109 eingeführt wird, wird im Block 119 als eine Abweichungsverstärkung A dargestellt. 1 shows a conventional RF Direct Conversion FM receiver 100 which illustrates the problem addressed by the present invention. An incoming FM signal x (t) is sent via an input path 101 supplied, the branching connections 103 . 105 to two mixers 107 . 109 having. A local oscillator 111 generates a reference signal with the same frequency as the carrier frequency of the incoming signal x (t). A first portion of the reference signal is sent directly to the mixer 107 where it is multiplied by the input signal x (t). A second portion of the reference signal is applied to the phase shifter 113 applied and a phasenver pushed output of the phase shifter 113 gets to the mixer 109 where it is multiplied by the input signal x (t). Although the phase shifter 113 in conjunction with the mixers 107 and 109 it is intended to provide a phase shift of 90 ° with a unity gain between the proportions of the reference signal applied to the mixers 107 and 109 In practice, a phase shift slightly deviating from 90 ° and a gain slightly different from the unity gain are introduced. An output signal from the mixer 107 is passed through a low pass filter (LPF) 115 to produce an in-phase-fractional output signal I (t) and an output signal from the mixer 109 is passed through a low pass filter (LPF) 117 led to a squaring-on generate partial output signal Q (t). The deviation in amplitude resulting in the output of the mixer 109 is introduced in the block 119 is represented as a deviation gain A.

Eine mathematische Analyse der in 1 gezeigten Anordnung lautet wie folgt:
Das Eingangssignal kann dargestellt werden als: x(t) = cos(ωt + ϕ(t) + γwobei ω die HF-Trägerfrequenz des Eingangs-HF-Signals x(t) ist, γ eine beliebige Oszillatorphase und ϕ(t) die zu erfassende Frequenzmodulation von x(t) ist.A mathematical analysis of in 1 shown arrangement is as follows:
The input signal can be represented as: x (t) = cos (ωt + φ (t) + γ where ω is the RF carrier frequency of the input RF signal x (t), γ is an arbitrary oscillator phase and φ (t) is the frequency modulation of x (t) to be detected.

Außerdem gilt x(t) = I(t) + j·Q(t), wobei i(t) und Q(t) die In-Phase- bzw. Quadratur-Anteile von x(t) sind.

wobei A die Amplitudenabweichung darstellt und a den Phasenabweichungswinkel zwischen den Phasenwinkeln von I(t) und Q(t) darstellt.Also, x (t) = I (t) + j * Q (t), where i (t) and Q (t) are the in-phase and quadrature components of x (t), respectively.

where A represents the amplitude deviation and a represents the phase deviation angle between the phase angles of I (t) and Q (t).

In Übereinstimmung mit einer noch zu beschreibenden Ausführungsform der vorliegenden Erfindung werden die Anteile I(t) und Q(t) in einer noch zu beschreibenden Weise derart verarbeitet, dass eine Anpassung bzw. Justierung zum Beseitigen der Amplitudenabweichung A abgeschätzt und angewendet werden kann. Ebenso wird die Phasenabweichung abgeschätzt und beseitigt, beispielsweise wie in der parallelen UK-Patentanmeldung Nr. 0411888.1 der Anmelderin beschrieben. Die resultierenden Justierungsanteile werden zum Bilden des Modulationssignals ϕ(t) kombiniert, um ein Audioausgangssignal vorzusehen.In accordance with an embodiment of the present invention to be described Invention, the proportions I (t) and Q (t) in a to be described Manned processed such that an adjustment or adjustment to Eliminating the amplitude deviation A can be estimated and applied. Likewise, the phase deviation is estimated and eliminated, for example as in the parallel UK patent application No. 0411888.1 of the applicant described. The resulting adjustment shares are combined to form the modulation signal φ (t), to provide an audio output signal.

2 ist ein schematisches Blockdiagramm einer Schaltung 200, die die Erfindung verkörpert, zur Verwendung in einem Direct-Conversion-FM-Empfänger. Bauteile, die die gleichen Bezugszeichen wie Bauteile in 1 aufweisen, besitzen die gleiche Funktion wie diese Bauteile und werden nicht weiter beschrieben. 2 is a schematic block diagram of a circuit 200 embodying the invention for use in a direct conversion FM receiver. Components that have the same reference numerals as components in 1 have the same function as these components and will not be further described.

Das Ausgangssignal I(t), das den Tiefpassfilter (LPF) 115 durchlaufen hat, wird durch eine Verbindung 201 abgetastet und das Ausgangssignal Q(t), das den Tiefpassfilter (LPF) 117 durchlaufen hat, wird durch eine Verbindung 203 abgetastet. Die jeweiligen durch die Verbindungen 201 und 203 abgetasteten Signale werden als jeweilige Eingangssignale an einem Prozessor 204 vorgesehen, welcher einen später im Detail zu beschreibenden Amplitudenabweichungsalgorithmus durchführt. Ein Ausgangssignal von dem Prozessor 204 ist ein Amplitudenabweichungskorrektursignal, das einen Wert von 1/A angibt. Dieses Korrektursignal wird über eine Verbindung 202 an einem Amplitudenmodifizierer 205 angelegt, welcher die Amplitude von Q(t) um einen Faktor 1/A modifiziert, um die erfasste Amplitudenabweichung A zu beseitigen.The output signal I (t) containing the low-pass filter (LPF) 115 has to go through a connection 201 sampled and the output signal Q (t), the low pass filter (LPF) 117 has to go through a connection 203 sampled. The respective through the connections 201 and 203 sampled signals are referred to as respective input signals to a processor 204 which performs an amplitude deviation algorithm to be described later in detail. An output signal from the processor 204 is an amplitude deviation correction signal indicating a value of 1 / A. This correction signal is via a connection 202 on an amplitude modifier 205 which modifies the amplitude of Q (t) by a factor of 1 / A in order to eliminate the detected amplitude deviation A.

Eine Phasenjustierungsverarbeitungsschaltung (nicht gezeigt), die Abtastwerte von I(t) und Q(t) verwendet, schätzt eine Phasenabweichung zwischen I(t) und Q(t) bei spielsweise in der Art und Weise, wie in der parallelen UK-Patentanmeldung Nr. 0411888.1 des Anmelders beschrieben, und erzeugt ein Phasenverschiebungssteuersignal entsprechend eines gleichen und entgegengesetzten Werts dieser abgeschätzten Phasenabweichung. Das auf diese Weise abgeschätzte Phasenjustiersignal wird durch einen Phasenschieber 207 angelegt. Ein Signal, das mit dem Quadratur-Anteil Q(t) korrespondiert, wird von dem Tiefpassfilter 117 über eine Verbindung 226 an den Phasenschieber 207 angelegt. Der Phasenschieber 207 führt dadurch eine Phasenwinkeljustierung aus, welche den erfassten Phasenabweichungswinkel α kompensiert. Ein Ausgangssignal von dem Phasenschieber 207, das mit einem phasenjustierten Wert von Q(t) korrespondiert, wird an einem Prozessor 209 angelegt. Ein Signal, das mit dem In-Phasen-Anteil I(t) korrespondiert, wird ebenso als ein Eingangssignal an dem Prozessor 209 über eine Verbindung 224 angelegt. Der Prozessor 209 berechnet einen Wert des Quotienten Q(t)/I(t) aus seinen jeweiligen Eingangssignalen und führt ein Signal, das das Ergebnis darstellt, einem Prozessor 211 zu. Der Prozessor 211 berechnet den Wert des Arkustangens (arctg) des Quotientenparameters, der durch das Eingangssignal von dem Prozessor 209 dargestellt wird. Ein Ausgangssignal von dem Prozessor 211 wird an einen weiteren Prozessor 213 angelegt, welcher das Differential bezüglich der Zeit des Eingangssignals des Prozessors 213 berechnet. Schließlich wird das Ausgangssignal von dem Prozessor 213 an einen Audioausgang 215 angelegt. Der Audioausgang 215 enthält einen Übertrager (nicht mehr dargestellt), wie etwa einen Lautsprecher, welcher ein elektronisches Signalausgang von dem Prozessor 213 in ein Audiosignal (zum Beispiel Sprachinformation), wandelt.A phase adjustment processing circuit (not shown) using samples of I (t) and Q (t) estimates a phase deviation between I (t) and Q (t), for example, in the manner described in co-pending UK patent application no No. 0411888.1, and generates a phase shift control signal corresponding to an equal and opposite value of this estimated phase deviation. The phase adjustment signal estimated in this way is controlled by a phase shifter 207 created. A signal corresponding to the quadrature portion Q (t) is received by the low-pass filter 117 over a connection 226 to the phase shifter 207 created. The phase shifter 207 thereby performs a phase angle adjustment, which compensates the detected phase deviation angle α. An output signal from the phase shifter 207 which corresponds to a phase adjusted value of Q (t) is applied to a processor 209 created. A signal corresponding to the in-phase component I (t) also becomes an input to the processor 209 over a connection 224 created. The processor 209 calculates a value of the quotient Q (t) / I (t) from its respective input signals and supplies a signal representing the result to a processor 211 to. The processor 211 calculates the value of the arctangent (arctg) of the quotient parameter obtained by the input signal from the processor 209 is pictured. An output signal from the processor 211 gets to another processor 213 which is the differential with respect to the time of the input signal of the processor 213 calculated. Finally, the output signal from the processor 213 to an audio output 215 created. The audio output 215 includes a transmitter (not shown), such as a speaker, which receives an electronic signal output from the processor 213 into an audio signal (for example voice information).

Der Amplitudenabweichungsalgorithmus, der durch den Prozessor 204 durchgeführt wird, lautet wie folgt. Abtastwerte der Anteile I(t) und Q(t) werden mit einer Frequenz von 20k-Abtastwerten/Sekunde genommen. Somit beträgt die Länge jedes Abtastwertes 1/20k = 50 μsek. Die Abtastwerte werden über eine Abtastzeitdauer von 500 msek genommen. Die Gesamtzahl an Abtastwerten beträgt daher 500 msek/50 μsek = 10000 Abtastwerte. Die Abtastwerte werden in Blöcke eingeteilt. Die Blockgröße wird entsprechend den Betriebsbedingungen ausgewählt, beispielsweise der empfangenen Signalstärke oder einem S/N-Verhältnis (Signalrauschverhältnis). Ist beispielsweise die empfangene Signalstärke oder das empfangene Signalrauschverhältnis größer oder gleich einem bestimmten Schwellwert, kann die Blockgröße auf einen ersten Wert eingestellt werden und ist die empfangene Signalstärke oder Signalrauschverhältnis geringer als der Schwellwert, so kann die Blockgröße auf einen zweiten, höheren Wert eingestellt werden. Ist beispielsweise das Signalrauschverhältnis größer oder gleich einem Schwellwert von 15dB, können es 15 Abtastwerte pro Block sein. Somit erhält man 10000/15 = 666 Blöcke in der Abtastzeitdauer. Für ein Signalrauschverhältnis, das niedriger als der Schwellwert von 15db ist, können es 100 Abtastwerte pro Block sein. Somit erhält man 10000/100 = 100 Blöcke. Der Algorithmus liefert in einer Fading-Umgebung mit einer kleinen Blockgröße bessere Ergebnisse.The amplitude deviation algorithm used by the processor 204 is performed is as follows. Samples of the portions I (t) and Q (t) are taken at a frequency of 20k samples / second. Thus, the length of each sample is 1 / 20k = 50 μsec. The samples are taken over a sampling period of 500 msec. The total number of samples is therefore 500 msec / 50 μsec = 10,000 samples. The samples are divided into blocks. The block size is selected according to the operating conditions, such as received signal strength or S / N ratio (signal to noise ratio). For example, if the received signal strength or the received signal-to-noise ratio is greater than or equal to a certain threshold, the block size may be set to a first value and if the received signal strength or signal-to-noise ratio is less than the threshold, the block size may be set to a second, higher value. For example, if the signal-to-noise ratio is greater than or equal to a threshold of 15 dB, it may be 15 samples per block. Thus one obtains 10000/15 = 666 blocks in the sampling period. For a signal-to-noise ratio lower than the threshold of 15db, it may be 100 samples per block. Thus you get 10000/100 = 100 blocks. The algorithm provides better results in a fading environment with a small block size.

Für jeden Block von Abtastwerten wird der Wert der Leistung von I

und der Wert der Leistung von

berechnet.For each block of samples, the value of the power of I

and the value of the power of

calculated.

Für jeden Block wird aus der Leistung von I und der Leistung von Q ein Amplitudenabweichungswert unter Verwendung der folgenden Berechnung berechnet:

For each block, an amplitude deviation value is calculated from the power of I and the power of Q using the following calculation:

Somit ergibt sich der Blockwert von A_n als die Wurzel aus der Leistung von Q geteilt durch die Leistung von I.Thus, the block value of A _{n is given} as the root of the power of Q divided by the power of I.

Die Werte der Amplitudenabweichung, die für jeden der vorgegebenen Blöcke, beispielsweise 1000 Blöcke, ermittelt werden, werden der Größe nach vom niedrigsten zum höchsten Wert eingeordnet.The Amplitude deviation values for each of the given blocks, for example 1000 blocks, will be determined, the size will be from the lowest to the highest Value arranged.

Ein Untersatz von 45% der höchsten Blockamplitudenabweichungswerte in dem sortierten Satz und ein Untersatz von 45% der niedrigsten Blockamplitudenabweichungswerte in dem sortierten Satz werden verworfen, so dass lediglich ein Untersatz von 10% der Blockamplitudenabweichungswerte zwischen den verworfenen Untersät zen verbleibt. Wenn es beispielsweise 1000 Blöcke in einem Satz gibt, werden die 450 höchsten und die 450 niedrigsten Blockamplitudenabweichungswerte verworfen, so dass 100 Blockamplitudenabweichungswerte für die weitere Verarbeitung verbleiben.One Minor of 45% of the highest Block amplitude deviation values in the sorted set and a subset of 45% of the lowest block amplitude deviation values in the sorted Sentence are discarded, so that only a subset of 10% of Block amplitude deviation values between discarded subsets remain. For example, if there are 1000 blocks in one sentence, the 450 highest and the 450 lowest Block amplitude deviation values discarded so that 100 block amplitude deviation values for the further processing remain.

Von den verbleibenden K Abweichungsergebnissen – wobei K die Anzahl der Blöcke in dem verbleibenden Untersatz sind, beispielsweise 10% des Satzes an Blöcken, die in dem obigen Beispiel evaluiert werden – wird ein geometrischer Mittelwert aus der folgenden Berechnung gewonnen:

wobei A_corr die zu korrigierende Amplitudenabweichung darstellt. Somit ist A_corr gleich der kten-Wurzel aus dem Produkt der k Abtastwerte für A multipliziert mit einander.Of the remaining K deviation results - where K is the number of blocks in the remaining subset, for example 10% of the set of blocks evaluated in the example above - a geometric mean is obtained from the following calculation:

where A _{corr represents} the amplitude _deviation to be corrected. Thus A _{corr is} equal to the kten root of the Product of the k samples for A multiplied by each other.

Ein Signal, das 1/A_corr entspricht, wird durch den Prozessor 204 ausgegeben, um an den Amplitudenmodifizierer 205 angelegt zu werden. Der Algorithmus wird auf das empfangene FM-modulierte Signal während der Zeitdauern, wenn ein Signal empfangen wird, ununterbrochen und adaptiv durchgeführt.A signal corresponding to 1 / A _corr is given by the processor 204 output to the amplitude modifier 205 to be created. The algorithm is continuously and adaptively performed on the received FM modulated signal during the time periods when a signal is received.

Der Prozessor 204 kann betrieben werden, wenn irgendein empfangenes Sprachsignal plus der damit zusammenhängenden Subaudiosignalisierung durch den Empfänger 200 empfangen worden ist. Falls gewünscht, kann der Algorithmus jedoch auch selektiv betrieben werden, und zwar lediglich wenn ein spezifisches Eingangssignal durch den Empfänger 200 empfangen worden ist. Beispielsweise kann der Empfänger aufgrund eines bekannten analogen FM-Signals betrieben werden, das von einem HF-Sender empfangen worden ist. Dies kann beispielsweise ein Standard-FM-moduliertes Signal in Übereinstimmung mit dem Industriestandard TIA 603 sein.The processor 204 may be operated when any received voice signal plus the associated subaudial signaling by the receiver 200 has been received. However, if desired, the algorithm may also be selectively operated only when a specific input signal is received by the receiver 200 has been received. For example, the receiver may be operated on the basis of a known analog FM signal received from an RF transmitter. This may be, for example, a standard FM modulated signal in accordance with the industry standard TIA 603.

Die Aufteilung der durch den Prozessor 204 zu verarbeitenden Abtastwerte in Blöcke in der zuvor beschriebenen Art und Weise ist besonders vorteilhaft für die Verarbeitung eines Signals, das in einer Fading-Umgebung empfangen wird. Falls eine Aufteilung in Blöcken nicht angewendet wird, besteht keine Möglichkeit, Ergebnisse, die aufgrund des Fadings nicht korrekt sind, zu verwerfen. In einer Fading-Umgebung gibt es schnelle Variationen bei der Signalhüllkurve. Wenn ein Signal einem starken Fading unterliegt, kann das Ergebnis des Quotienten Q/I (für die Blockverarbeitung, falls angewandt) sehr groß sein (I ist nahe an Null) oder sehr klein sein (Q ist nahe an Null). Die Aufteilung in Blöcke, das Sortieren und das Verwerfen der hohen und niedrigen Resultate ermöglicht es, die unrichtigen Ergebnisse, die durch Fading verursacht werden, aus der Amplitudenabweichungsabschätzung auszuschließen. In der Praxis arbeitet ein drahtloses Endgerät häufig in einer Fading-Umgebung.The division of the through the processor 204 samples to be processed into blocks in the manner described above is particularly advantageous for processing a signal received in a fading environment. If splitting into blocks is not applied, there is no way to discard results that are incorrect due to fading. In a fading environment, there are fast variations in the signal envelope. If a signal is subject to strong fading, the result of the quotient Q / I (for block processing, if applied) may be very large (I is close to zero) or very small (Q is close to zero). The division into blocks, the sorting and discarding of the high and low results makes it possible to exclude the incorrect results caused by fading from the amplitude deviation estimation. In practice, a wireless terminal often operates in a fading environment.

Die Blockgröße ist ebenso wichtig: Für ein schnelles Fading ist eine kleine Blockgröße optimal, für ein niedriges S/N-Verhältnis ist eine große Blockgröße optimal. Der Empfänger 200 kann die empfangene Signalleistung unter Verwendung des bekannten RSSI (Received Signal Strength Indicator) ununterbrochen messen. Das Ergebnis kann dann an einem Abschätzer 204 vorgesehen werden, welcher zum Einstellen der Blockgröße unter automatischer Verwendung des vorgesehenen Ergebnisses betreibbar ist. Es kann angenommen werden, dass es eine Beziehung zwischen der empfangenen Signalstärke und dem empfangenen S/N-Verhältnisses gibt, so dass für eine große empfangene Leistung auch das Signalrauschverhältnis groß ist. Ein Schwellwert für die empfangene Leistung wird verwendet, um zu bestimmen, ob eine kleine Blockgröße zu verwenden ist, wenn der empfangene Leistungswert größer oder gleich dem Schwellwert ist, oder eine größere Blockgröße verwendet werden soll, wenn der Wert für die empfangene Leistung unterhalb des Schwellwerts liegt.The block size is equally important: for a fast fading a small block size is optimal, for a low S / N ratio a large block size is optimal. The recipient 200 can continuously measure the received signal power using the known RSSI (Received Signal Strength Indicator). The result can then be sent to an appraiser 204 may be provided, which is operable to set the block size with automatic use of the intended result. It can be considered that there is a relationship between the received signal strength and the received S / N ratio, so that for a large received power, the signal-to-noise ratio is also large. A received power threshold is used to determine if a small block size is to be used, if the received power value is greater than or equal to the threshold, or if a larger block size is to be used if the received power value is below the threshold lies.

Die Verwendung von lediglich einem ausgewählten Untersatz aus den Blockamplitudenabweichungsergebnissen, beispielsweise 10% der Ergebnisse wie in dem obigen Beispiel beschrieben, weist den Vorteil einer beträchtlichen Verringerung der Komplexität des Algorithmus auf, der durch den Prozessor 204 angewendet wird, und damit auch zu einer Verringerung des erforderlichen Signalverarbeitungsaufwands. Dies führt wiederum zu einem verringerten Leistungsverbrauch der Batterie in dem Endgerät, in welchem der Empfänger 200 eingebaut ist.The use of only a selected subset of the block amplitude deviation results, for example 10% of the results as described in the example above, has the advantage of significantly reducing the complexity of the algorithm used by the processor 204 is applied, and thus to a reduction in the required signal processing effort. This in turn leads to a reduced power consumption of the battery in the terminal in which the receiver 200 is installed.

Das Ermitteln des geometrischen Mittelwerts hat sich als vorteilhafter erwiesen, als die Ermittlung des arithmetischen Mittelwerts, da bei dem letzteren herausgefunden wurde, dass eine systematische Abweichung in die Ergebnisse eingeführt wird und zu einer falschen Amplitudenabweichungsabschätzung führt. Im folgenden wird ein Beispiel angegeben, das dies darstellt:
Angenommen wird für Block 1 Q1 = 3 und I1 = 2 und für Block 2 Q1 = 2 und I1 = 3 und A ist 1. A1 = 3/2 und A2 = 2/3. Die Verwendung eines arithmetischen Mittelwerts für A führt zu 0,5(3/2 + 2/3) = 1,0833 – ein falsches Ergebnis. Jedoch bei Verwendung des geometrischen Mittelwerts für A: liefert sqrt ((3/2)·(2/3)) = 1 – ein korrektes Ergebnis (wobei „sqrt" für die Wurzel steht).The determination of the geometric mean has proved to be more advantageous than the determination of the arithmetic mean since it has been found in the latter that systematic bias is introduced into the results and results in a false amplitude deviation estimate. The following is an example that illustrates this:
For block 1 we assume Q1 = 3 and I1 = 2 and for block 2 Q1 = 2 and I1 = 3 and A is 1. A1 = 3/2 and A2 = 2/3. Using an arithmetic mean for A results in 0.5 (3/2 + 2/3) = 1.0833 - a wrong result. However, using the geometric mean for A:, sqrt ((3/2) · (2/3)) = 1 - yields a correct result (where sqrt stands for the root).

In 2 werden verschiedene Prozessoren gezeigt. Diese Prozessoren können einzelne Prozessoren sein, wie gezeigt, oder die Funktionen von zwei oder mehr Prozessoren können in einem einzigen Prozessor vereinigt sein, beispielsweise einem digitalen Signalprozessor, der mit einer Berechnungssoftware programmiert ist, wie für den Fachmann auf diesem Gebiet offensichtlich.In 2 different processors are shown. These processors may be single processors as shown, or the functions of two or more processors may be incorporated into a single processor, for example, a digital signal processor programmed with calculation software, as will be apparent to those skilled in the art.

ErgebnisseResults

Der von dem Prozessor 204 durchgeführte Algorithmus ist mit simulierten und tatsächlichen analogen aufgezeichneten FM-Signalen getestet worden. Die tatsächlichen Signale wurden unter Verwendung eines Direct-Conversion-Empfängers, der in der unter Bezugnahme auf 2 beschriebenen Art und Weise beschrieben worden ist, aufgezeichnet. Dabei haben wir die Amplitudenabweichung (Amp IM) in % gemesssen.The one from the processor 204 performed algorithm has been tested with simulated and actual analog recorded FM signals. The actual signals were generated using a direct conversion receiver as described in reference to 2 described manner has been recorded. We measured the amplitude deviation (Amp IM) in%.

Amp IM [%] = 100 e, wobei e gegeben ist durch Q(t) = A sin(ϕ(t) + γ + a) = (1 + e) sin(ϕ(t) + γ + a) Amp IM [%] = 100 e, where e is given by Q (t) = A sin (φ (t) + γ + a) = (1 + e) sin (φ (t) + γ + a)

Die Ziel- bzw. Soll-Performance für den Fehler bei Anwendung des Algorithmus ist ein maximaler Fehler bei der Amp IM = 0,5%.The Target or target performance for the error when using the algorithm is a maximum error at the Amp IM = 0.5%.

Für eine Vielzahl von aufgenommenen realen 60dbm-Signalen in einer Fading-Umgebung bei 450MHz wurde der Fehler in Amp IM gemessen und die Ergebnisse lagen in einem Bereich von 0,08% bis zu einem Maximum von 0,45% mit einem durchschnittlichen Fehler von 0,2%. In ähnlicher Weise wurde der Fehler bei Amp IM für verschiedene simulierte Signale mit einem Signalrauschverhältnis (SNR) im Bereich von 15dB bis 35dB abgeschätzt und der Fehler lag im Bereich von 0,08% (35dB SNR) bis 0,2% (15dB SNR).For a variety of recorded real 60dbm signals in a fading environment at 450MHz the error was measured in Amp IM and the results were in a range of 0.08% up to a maximum of 0.45% with a average error of 0.2%. Similarly, the mistake became at Amp IM for different simulated signals with a signal-to-noise ratio (SNR) in the range of 15dB to 35dB and the error was in the range from 0.08% (35dB SNR) to 0.2% (15dB SNR).

Im Gegensatz dazu haben wir ebenso den Amplitudenabweichungsfehler unter Verwendung der bekannten Berechnung

abgeschätzt. In einer Fading-Signalumgebung erhielten wir daher einen durchschnittlichen Fehlerwert bei Amp IM von 4% unter Verwendung des bekannten Verfahrens.In contrast, we also have the amplitude deviation error using the known calculation

estimated. Therefore, in a fading signal environment, we obtained an average error value at 4% Amp IM using the known method.

Wenn die Erfindung in einem Funkempfänger verwendet wird, kann ein Speicher des Funkempfängers nach der Herstellung programmiert werden, um eine Tabelle mit anfänglichen Abweichungswerten bezüglich einer HF-Frequenz zu speichern. Während des Betriebs des Funkempfängers werden sich die Abweichungswerte (bei Amplitude und Phase) mit der Zeit ändern. Somit lassen sich aktualisierte Abweichungsinformationen im Gebrauch, wie bei den obigen Ausführungsformen beschrieben, sammeln und für das Vorsehen einer geeigneten Kompensation verwenden, um eine ausreichende bzw. geeignete Qualität des Audioausgangssignals zu gewährleisten. Die aktualisierte Abweichungsinformation kann ebenso in dem Speicher des Funkempfängers gespeichert werden und die ursprünglich gespeicherte Information ersetzen.If the invention in a radio receiver used may be a memory of the radio receiver after manufacture be programmed to a table with initial deviation values with regard to one To save RF frequency. While the operation of the radio receiver will be the deviation values (in amplitude and phase) with the Change time. Thus, updated deviation information can be used, as in the above embodiments described, collect and for Use the provision of suitable compensation to ensure adequate or suitable quality to ensure the audio output signal. The updated deviation information may also be in the memory the radio receiver be saved and the original replace stored information.

geänderte Zusammenfassungchanged summary

Ein drahtloser Empfänger (200) weist einen Eingangssignalpfad (101), eine Schaltung (113) zum Erzeugen von In-Phasen- und Quadratur-Anteilen (I, Q) und einen Abschätzer (204) zum periodischen Abschätzen einer Abweichung bei der Amplitude zwischen den In-Phasen- und Quadratur-Anteilen (I, Q) und zum Anwenden einer relativen Justierung bei der Amplitude zum Kompensieren der erfassten Abweichung auf, wobei der Abschätzer (204), um zu: (i) die Abtastwerte I_i des In-Phasen-Anteils I(t) und die entsprechenden Abtastwerte Q_i des Quadratur-Anteils Q(t) in Blöcke einzuteilen; (ii) für jeden Block einen Blockleistungswert I_n zu berechnen, der einer Summation der Quadrate der Werte der Abtastwerte I_i entspricht; (iii) aus den Blockleistungswerten I_n und Q_n einen Blockamplitudenabweichungswert

zu berechnen; und (iv) für einen Satz der Blockamplitudenabweichungswerte einen Durchschnittswert zu berechnen.A wireless receiver ( 200 ) has an input signal path ( 101 ), a circuit ( 113 ) for generating in-phase and quadrature components (I, Q) and an estimator ( 204 ) for periodically estimating a deviation in the amplitude between the in-phase and quadrature components (I, Q) and applying a relative adjustment in amplitude to compensate for the detected deviation, wherein the estimator ( 204 ) to: (i) divide the samples I _{i of} the in-phase component I (t) and the corresponding samples Q _{i of} the quadrature component Q (t) into blocks; (ii) for each block to calculate _n, corresponding to a summation of the squares of the values of the samples I _i a block power value I; (iii) a block amplitude deviation value from the block power values I _n and Q _n

to calculate; and (iv) calculate an average value for a set of the block amplitude deviation values.

Claims

A wireless receiver for receiving and demodulating a frequency modulated RF signal by a direct conversion method comprising an input signal path for providing a received RF input signal, a circuit for generating in-phase and quadrature portions of the received one Signal, and an estimator for periodically estimating a deviation in amplitude between the in-phase and quadrature components and for applying a relative adjustment of the amplitude to compensate for the detected deviation, the estimator being operable as follows: (i) Dividing the samples I _{i of} the in-phase component I (t) and corresponding samples Q _{i of} the quadrature component Q (t) into blocks; (ii) calculating a block power value I _n corresponding to a summation of the squares of the values of the samples I _i, and a block power value Q _n corresponding to a summation of the squares of the values of the samples Q _i, for each block; (iii) calculating a block amplitude deviation value

for the block power values I _n and Q _n ; and (iv) calculating an average value for a set of the block amplitude deviation values.

receiver according to claim 1, wherein the set of block amplitude deviation values for which an average value has been calculated by the estimator, a selected one Subset of a larger sentence of block amplitude deviation values.

receiver according to claim 2, the appraiser for discarding at least one other subset of block amplitude deviation values is operable.

receiver according to claim 3, the appraiser for sorting the block amplitude deviation values with respect to them Size and to Discarding (i) a first subset of the block amplitude deviation values, the bigger than a first threshold, and (ii) a second subset the block amplitude deviation values less than a second Threshold are operable, each of the first and second Thresholds correspond to a subset that is a predetermined one Number of block amplitude deviation values.

receiver according to claim 4, the appraiser furthermore for selection a third subset of the block amplitude deviation values Block amplitude deviation values which are smaller than those of the first one Subset are and larger than those of the second subset are operable from the sorted set.

receiver according to claim 1, the appraiser for calculating a geometric mean of the block amplitude deviation values is operable.

receiver according to claim 1, the receiver to choose a received signal of a predetermined shape to the current amplitude deviation between the in-phase and quadrature portions is.

receiver according to claim 1, the appraiser to choose a size for the blocks of samples according to at least one of the detected property of the received signal operable is.

receiver according to claim 8, the appraiser to choose a size for the blocks of samples according to whether the signal-to-noise ratio or the signal strength the received signal as at least either a) above or has been detected below a predetermined threshold and / or b) greater or has been detected equal to a predetermined threshold, and the Choose a second larger block size for the samples according to whether the signal-to-noise ratio or the signal strength below a predetermined threshold, is operable.

receiver according to claim 1, which means for periodically detecting a deviation in the phase between the in-phase and quadrature components and the Apply an adjustment to the relative phase for compensation contains the detected deviation.