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Die
Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur berührungslosen Entfernungsmessung
nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.
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Eine
derartige Vorrichtung ist aus der US-A-3,350,571 bekannt. Die vorbekannte
Vorrichtung verfügt über eine
Strahlungsquelle, mit der periodisch intensitätsmodulierte Strahlung aussendbar ist.
Weiterhin ist eine Strahlungsempfangseinheit vorhanden, mit der
ein von einer Objektoberfläche
rückgeworfener
Anteil der Strahlung empfangbar und in elektrische Empfangssignale
umwandelbar ist. Die vorbekannte Vorrichtung ist weiterhin mit einer
Signalverarbeitungseinheit ausgestattet, mit der unterschiedliche
Intensitäten
des rückgeworfenen
Anteils der Strah lung zum Erhalt von zu den Empfangssignalen zeitlich
korrelierten, innerhalb eines vorgegebenen Toleranzbereichs mit
einem Verstärker
intensitätskorrigierten
Analogsignalen ausgleichbar und mit der aus dem zeitlichen Abstand
zwischen dem Aussenden der Strahlung und den Empfangssignalen Entfernungen
zwischen der Vorrichtung und der Objektoberfläche bestimmbar sind. Die Signalverarbeitungseinheit
weist zum Ausgleich der aufgrund bei üblichen Verlauf einer Entfernungsmessung
unterschiedlichen Entfernungen und auch unterschiedlicher Beschaffenheiten
der Objektoberfläche
verhältnismäßig stark
schwankenden Pegel der Empfangssignale hierzu einen Verstärker mit
direkt an die Strahlungsempfangseinheit angeschlossenen, zu- und
abschaltbaren Verstärkerstufen
auf, wobei die Verstärkung
solange veränderbar
ist, bis der Pegel eines Empfangssignals innerhalb eines bestimmten Toleranzbereichs
einem Standardpegel entspricht. Mit diesem innerhalb des Toleranzbereichs
den Standardpegel aufweisenden Empfangssignal ist mit weiteren Bearbeitungsschritten
nunmehr die Entfernung bestimmbar. Nachteilig bei dieser Vorrichtung
sind neben dem verhältnismäßig hohen
apparativen Aufwand die erforderlichen Prüf- und Schaltvorgänge und
die dadurch bedingte grundsätzliche
Begrenzung bei einer Verringerung der Pulsdauer.
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Aus
der
AT 307 762 B ist
eine Vorrichtung zur berührungslosen
Entfernungsmessung mit einer bezüglich
ihrer Sendeintensität
einstellbaren Strahlungsquelle sowie mit einer zum Ausgleich von
Empfangssignalschwankungen einen regelbaren Verstärker aufweisenden
Signalverarbeitungseinheit bekannt. Diese Vorrichtung ist jedoch
aufgrund ihrer Trägheit
für eine
Einzelpulsmessung nicht zufriedenstellend einsetzbar.
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Eine
weitere Vorrichtung zur berührungslosen
Entfernungsmessung ist aus
DE
197 04 340 A1 bekannt, bei der anstatt der Pegelanpassung
durch Variation der Verstärkung
eines Verstärkers
ein optischer Abschwächer
vorgesehen ist, der der Strahlungsempfangseinheit drehbar vorgelagert
und eine sich in Drehrichtung ändernde
Strahlungsdurchlässigkeit
aufweist. Dieser Vorrichtung jedoch weist die gleichen prinzipiellen
Nachteile wie die gattungsgemäße Vorrichtung
auf, wobei sie jedoch aufgrund der mechanischen Einstellung des
Abschwächers
noch langsamer arbeitet.
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Aus
der nachveröffentlichten
DE 101 53 270 A1 ist
eine Vorrichtung zur berührungslosen
Entfernungsmessung bekannt, bei der eine Anzahl von Verstärkerstufen über eine
Spannungsteilerschaltung an die Strahlungsempfangseinheit angeschlossen
sind. Den Verstärkerstufen
ist ein Signalselektiermodul nachgeordnet, mit dem nur das Ausgangssignal
derjenigen Verstärkerstufe
weiterverarbeitbar ist, dessen Pegel innerhalb des Toleranzbereiches
dem des Standardpegels entspricht.
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Der
Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Vorrichtung der eingangs
genannten Art anzugeben, mit der mit einem einmaligen Aussenden
von Strahlung bei einem verhältnismäßig geringen
apparativen Aufwand eine genaue berührungslose Entfernungsmessung
durchführbar
ist.
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Diese
Aufgabe wird mit einer Vorrichtung gemäß Patentanspruch 1 gelöst.
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Mit
dem Signalselektiermodul läßt sich
nun das Ausgangssignal der Verstärkerstufe
selektiv direkt weiterverarbeiten, dessen Pegel innerhalb des Toleranzbereiches
dem des Standardpegels entspricht, ohne dass zeitaufwendige und
damit die Einsetzbarkeit der Vorrichtung bei der Messung von Entfernungen
bei sich schnell bewegenden Objektoberflächen grundsätzlich beschränkende Anpassungsvorgänge vorgenommen
werden müssen.
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Bei
einer zweckmäßigen Weiterbildung
der erfindungsgemäßen Vorrichtung
ist vorgesehen, dass das Signalselektiermodul eine Anzahl von jeweils
mit einer Verstärkerstufe
verbundene Diskriminatorglieder aufweist, mit denen nur dann ein
Ausgangssignal erzeugbar ist, wenn der Pegel des Ausgangssignals
der einem Diskriminatorglied zugeordneten Verstärkerstufe oberhalb einer unteren Schwelle
und unterhalb einer oberen Schwelle des jeweiligen Diskriminatorglieds
ist. Dadurch ist eine die weitere Signalbearbeitung erheblich vereinfachende
Segmentierung des Dynamikbereiches erzielt.
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Bei
der letztgenannten Weiterbildung ist weiterhin zweckmäßig, dass
die oberen beziehungsweise unteren Schwellen von Diskriminatorgliedern
mit denen von Verstärkerstufen
mit resultierenden benachbarten Verstärkungswerten zugeordneten Diskriminatorgliedern
teilweise überlappen.
Dadurch ist sichergestellt, dass in dem Dynamikbereich keine Lücke vorhanden
ist.
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Zweckmäßig ist
bei den vorgenannten Weiterbildungen ebenfalls, dass das Signalselektiermodul
einen Kanalselektor aufweist, mit dem das oder jedes Diskriminatorglied
bestimmbar ist, das ein Ausgangssignal geliefert hat. Dadurch sind
die von verschiedenen Diskriminatorgliedern stammenden Ausgangssignale
unterschiedlich weiterverarbeitbar.
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Vorteilhaft
ist weiterhin, dass der Kanalselektor eine der Anzahl der Diskriminatorglieder
entsprechende Anzahl von Verzögerungsglieder
aufweist, mit denen die Ausgangssignale der einzelnen Diskriminatorglieder
mit einer festen Verzögerungszeit
unterschiedlich verzögerbar
sind. Dadurch lassen sich die Ausgangssignale verschiedener Diskriminatorglieder
zu unterschiedlichen Weiterverarbeitung besonders einfach trennen.
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Bei
sich teilweise überlappenden
Empfangssignal-Pegelbereichen der Verstärkerstufen mit den Diskriminatorgliedern
und zeitlich getrennten Ausgangssignalen der Diskriminatorglieder
ist zweckmäßigerweise
vorgesehen, dass die Ausgangssignale eines mit einem geringer oder überhaupt
nicht verstärkten
Eingangssignal beaufschlagten Diskriminatorglieds mit einer kleineren
Verzögerungszeit
als Ausgangssignale eines gegenüber
dem Eingangssignal dieses Diskriminatorglieds stärker verstärkten Eingangssignal beaufschlagten
Diskriminatorglieds verzögerbar
sind. Dadurch ist sichergestellt, dass das am geringsten verstärkte Empfangssignal
mit der in der Regel höchsten
Signalqualität
als erstes anliegt und selektiv weitetverarbeitbar ist.
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Hierzu
ist zweckmäßigerweise
vorgesehen, dass der Kanalselektor an die Verzögerungsglieder angeschlossene
Prioritätsschalter
und einen Prioritätsencoder
aufweist, mit denen das Diskriminatorglied bestimmbar ist, dessen
Ausgangssignal als erstes an dem Prioritätsencoder anliegt. Dadurch
wird die Rückrechnung
auf die tatsächliche
Laufzeit erheblich vereinfacht.
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Bei
einer weiteren Weiterbildung der erfindungsgemäßen Vorrichtung ist vorgesehen,
dass die Signalverarbeitungseinheit einen Taktgeber und ein Zählglied
aufweist, mit dem von dem Taktgeber in regelmäßigen Abständen abgegebene Taktsignale
zwischen einem dem Aussenden der Strahlung zugeordneten Startsignal
bis zum Auftreten eines der Generierung des eines Empfangssignals
zugeordneten Stoppsignals nach einer Zählvorschrift zählbar sind. Dadurch
läßt sich
bereits verhältnismäßig genau
die Entfernung bestimmen, indem zum Bestimmen der Laufzeit der Strahlung
und damit der Entfernung die Anzahl der Taktsignale mit der Taktperiode,
das heißt der
Zeit zwischen zwei Taktsignalen, multipliziert wird.
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Für eine Steigerung
der Meßgenauigkeit
ist bei der letztgenannten Weiterbildung vorteilhafterweise vorgesehen,
dass die Signalverarbeitungseinheit eine Interpolationsschaltung
aufweist, mit der für ein
zwischen zwei Taktsignale fallendes Stoppsignal der relative Zeitpunkt
des Eintreffens des Stoppsignals in Bezug auf die Taktperiode des
Taktgebers zur Berücksichtigung
bei der Bestimmung der Entfernung bestimmbar ist. Dadurch läßt sich
die Meßgenauigkeit über die
Taktperiode des Taktgebers hinaus erhöhen.
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Weitere
zweckmäßige Ausgestaltungen
der Erfindung sind Gegenstand der nachfolgenden Beschreibung von
Ausführungsbeispielen
unter Bezug auf die Figuren der Zeichnung. Es zeigen:
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1 in
einem Blockschaubild den grundlegenden Aufbau einer erfindungsgemäßen Vorrichtung,
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2 in
einem Blockschaubild den Aufbau einer Empfangssignalverarbeitungseinheit
mit einem Serienverstärker
(nicht Teil der beanspruchten Erfindung),
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3 in
einem Blockschaubild einen Parallelverstärker für eine Empfangssignalverarbeitungseinheit
gemäß der Erfindung,
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4 in
einem Blockschaubild den beispielhaften Aufbau eines Kanalselektors
gemäß der Erfindung,
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5 in
einem Blockschaubild den beispielhaften Aufbau eines Prioritätsencoders
gemäß der Erfindung,
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6 in
einem Blockschaubild den beispielhaften Aufbau einer Zeitsignalverarbeitungseinheit,
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7 in
einem Blockschaubild ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Interpolationsschaltung für eine Zeitsignalverarbeitungseinheit
und
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8 in
einem Blockschaubild eine beispielhafte Hilfssignalgeneriereinheit
gemäß der Erfindung.
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1 zeigt
in einem Blockschaubild den grundlegenden Aufbau einer erfindungsgemäßen Vorrichtung
mit einer weiter unten näher
erläuterten Zeitsignalverarbeitungseinheit 1 als
Teil einer Signalverarbeitungseinheit, der von einer Triggersignalquelle 2 eine
Abfolge von Triggersignalen zum Start jeweils eines Messvorgangs
pro Triggersignal einspeisbar ist. Mit der Zeitsignalverarbeitungseinheit 1 ist
ein Modulatorstartsignal erzeugbar, das einer Modulatoreinheit 3 einspeisbar
ist. Mit der Modulatoreinheit 3 ist infolge des Modulatorstartsignals
ein Ansteuersignal generiert war, das einer vorzugsweise als im
sichtbaren oder nahen infraroten Spektralbereich emittierender Laser
ausgebildeten optischen Strahlungsquelle 4 einspeisbar
ist. Mit der Strahlungsquelle 4 sind in einer sich bekannter
Weise durch die Ansteuersignale gesteuert vorzugsweise verhältnismäßig kurze
Lichtpulse als intensitätsmodulierte
Strahlung aussendbar.
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Der
Strahlungsquelle 4 ist eine Kollimationsoptik 5 nachgeordnet,
mit der die Lichtpulse kollimiert auf eine Objektoberfläche 6 richtbar
sind, deren Entfernung zu einer Referenz der Vorrichtung zu bestimmen
ist. Von der Objektoberfläche 6 rückgeworfene Anteile
der Lichtpulse sind über
eine Empfangsoptik 7 einer einen Photodetektor aufweisenden
Strahlungsempfangseinheit 8 einspeisbar, mit der die von dem
Photodetektor detektierten Intensitäten der erfaßten rückgeworfenen
Anteile der Lichtpulse in elektrische Empfangssignale umwandelbar
sind.
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Die
in Abhängigkeit
der Entfernung der Objektoberfläche 6 von
der Vorrichtung und auch in Abhängigkeit
von der Beschaffenheit der Objektoberfläche 6 mit ihrem Pegel
unter Umständen
stark schwankenden Empfangssignale der Strahlungsempfangseinheit 8 sind
einer weiter unten näher
erläuterten
Empfangssignalverarbeitungseinheit 9 als weiterer Teil
der Signalverarbeitungseinheit einspeisbar, mit der die Empfangssignale
verstärkbar
und in Analogsignale mit einem innerhalb eines vorgegebenen Toleranzbereichs
gelegenen bestimmten Standardpegel umwandelbar sind. Diese Analogsignale sind
zusammen mit weiteren, die jeweilige Bearbeitungsweise eines Empfangssignal
zu einem Analogsignal mit einem Standard pegel kennzeichnenden Signalbearbeitungsdaten
einem Messdatenrechner 10 einspeisbar.
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Die
Zeitsignalverarbeitungseinheit 1 steht weiterhin mit einer
weiter unten näher
erläuterten Hilfssignalgeneriereinheit 11 und
mit dem Messdatenrechner 10 in Verbindung, mit dem die
Messdaten beispielsweise zum Generieren eines räumlichen und/oder zeitlichen
Profiles der Objektoberfläche 6 oder
eines Teilbereichs hiervon weiterverarbeitbar sind.
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2 zeigt
in einem Blockschaubild den beispielhaften Aufbau einer Empfangssignalsverarbeitungseinheit 9 (nicht
Teil der beanspruchten Erfindung) mit einem Serienverstärker 12 als
Verstärker, der
als Verstärkerstufen über eine
Anzahl von in Reihe geschaltete, beispielsweise jeweils eine gleiche Verstärkung aufweisende
Serienverstärkerstufen verfügt, wobei
in 2 eine erste Serienverstärkerstufe 13, eine
zweite Serienverstärkerstufe 14 und unter
Auslassen weiterer Serienverstärkerstufen
in der Darstellung gemäß 2 eine
n. Serienverstärkerstufe 15 dargestellt
sind. Weiterhin weist die Empfangssignalverarbeitungseinheit 9 ein
Signalselektiermodul 16 auf, welches über eine Anzahl von Diskriminatorglieder
verfügt,
von denen in 2 ein nulltes Diskriminatorglied 17,
ein erstes Diskriminatorglied 18, ein zweites Diskriminatorglied 19 und
entsprechend der Anzahl der Serienverstärker ein n. Diskriminatorglied 20 dargestellt
sind.
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Der
Eingang des nullten Diskriminatorglieds 17 liegt am Eingang
der Empfangssignalverarbeitungseinheit 9 an und weist einen
nullten Fensterkomparator 21 und einen nullten Diskriminator 22 auf,
die parallel geschaltet sind. Die Ausgänge des nullten Fensterkomparators 21 und
des nullten Diskriminators 22 sind an die Eingänge eines
nullten Diskriminator-UND-Gatters 23 gelegt.
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Bei
dieser Gelegenheit sei angemerkt, dass mit dem Namensbestandteil „UND" und entsprechend
mit dem Namensbestandteil „ODER" nachfolgend Elemente
benannt werden, die logische UND- beziehungsweise ODER-Funktionen
ausführen.
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Der
Eingang des ersten Diskriminatorglieds 18 liegt am Ausgang
der ersten Serienverstärkerstufe 13 an
und verfügt über einen
ersten Fensterkomparator 24 und einen ersten Diskriminator 25,
die parallel geschaltet sind. Die Ausgänge des ersten Fensterkomparators 24 und
des ersten Diskriminators 25 sind an die Eingänge eines
ersten Diskriminator-UND-Gatters 26 gelegt.
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Entsprechend
liegt der Eingang des zweiten Diskriminatorglieds 19 am
Ausgang der zweiten Serienverstärkerstufe 14 an
und verfügt über einen
zweiten Fensterkomparator 27 und einen zweiten Diskriminator 28,
die parallel geschaltet sind. Die Ausgänge des zweiten Fensterkomparators 27 und
des zweiten Diskriminators 28 sind an die Eingänge eines zweiten
Diskriminator-UND-Gatters 29 gelegt.
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Analog
schließlich
liegt der Eingang des n. Diskriminatorglieds 20 am Ausgang
der n. Serienverstärkerstufe 15 an
und verfügt über einen
n. Fensterkomparator 30 und einen n. Diskriminator 31,
die parallel geschaltet sind. Die Ausgänge des n. Fensterkomparators 30 und
des n. Diskriminators 31 sind an die Eingänge eines
n. Diskriminator-UND-Gatters 32 gelegt.
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Die
Diskriminatoren 22, 25, 28, 31 sind
beispielsweise als sogenannte „constant
amplitude fraction" – Diskriminatoren
oder als sogenannte „constant
time fraction" – Diskriminatoren
ausgebildet. Ein „constant
amplitude fraction" – Diskriminator
liefert dann ein Ausgangssignal, wenn sein Eingangssignal einen
bestimmten relativen Signalamplitudenanteil entsprechenden, für den jeweiligen
Diskriminator charakteristischen Pegel überschreitet. Ein „constant time
fraction" – Diskriminator
liefert dann ein Ausgangssignal, wenn dessen Eingangsignal einen
als für
den jeweiligen Diskriminator charakteristischen und in einem bestimmten
relativen Verhältnis
zum Signalwert bei einer bestimmten, für den jeweiligen Diskriminator
charakteristischen Zeit vom Signalanfang stehenden Pegel überschreitet.
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Die
Fensterkomparatoren 21, 24, 27, 30 liefern
genau dann ein Ausgangssignal, wenn das Eingangssignal einen bestimmten,
für den
jeweiligen Fensterkomparator 22, 25, 28, 31 charakteristischen unteren
Pegel überschreitet,
aber unterhalb eines bestimmten, für den jeweiligen Fensterkomparator 22, 25, 28, 31 charakteristischen
oberen Pegels bleibt.
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Somit
liefert jedes der Diskriminatorglieder 17, 18, 19, 20 genau
dann am Ausgang des jeweiligen Diskriminator-UND-Gatters 23, 26, 29, 32 ein Ausgangssignal,
wenn das mit jeweils festen Verstärkungen verstärkte Empfangssignal
oberhalb der jeweiligen unteren Schwelle und unterhalb der jeweiligen
oberen Schwelle des betreffenden Fensterkomparators 21, 24, 27, 30 liegt.
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Zweckmäßigerweise überlappen
die oberen beziehungsweise unteren Schwellen aufeinanderfolgender
Serienverstärkerstufen 13, 14, 15 mit
zugeordneten Diskriminatorgliedern 17, 18, 19, 20 geringfügig, so
dass der gesamte, durch die kleinste noch ordnungsgemäß verstärkbare und
die größte unverstärkt weiterverarbeitbare
Intensität
eines Empfangssignals und die Verstärkungseigenschaften der Serienverstärkerstufen 13, 14, 15 festgelegte
Dynamikbereich der Empfangssignalverarbeitungseinheit 9 in feste,
einander in einem gewissen Randbereich überlappende Segmente unterteilt
ist.
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Die
nunmehr innerhalb eines gewissen Toleranzbereiches den intensitätskorrigierten
Empfangssignalen entsprechenden Ausgangssignale der Diskriminator-UND-Gatter 23, 26, 29, 32 sind als
Analogsignale S0, S1,
S2, ..., Sn mit
einem bestimmten, innerhalb eines vorgegebenen Toleranzbereichs
gelegenen Standardpegel, vorzugsweise mit einem üblichen logischen Pegel, einem
weiter unten näher
erläuterten
Kanalselektor 33 der Empfangssignalverarbeitungseinheit 9 einspeisbar,
mit dem genau eines der Analogsignale S0,
S1, S2, ..., Sn mit einem Standardpegel unter Zuordnung
zu dem jeweiligen Diskriminatorglied 17, 18, 19, 20 weiterverarbeitbar
ist.
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3 zeigt
in einem Blockschaubild einen Parallelverstärker 34 als Verstärker für eine Empfangssignalverarbeitungseinheit 9 gemäß der Erfindung.
Bei dem Parallelverstärker 34 sind
als Verstärkerstufen
eine Anzahl von Parallelverstärkerstufen parallel
geschaltet, wobei in 3 eine erste Parallelverstärkerstufe 35,
eine zweite Parallelverstärkerstufe 36 und
eine n. Parallelverstärkerstufe 37 dargestellt
sind. Die Parallelverstärkerstufen 35, 36, 37 weisen
mit zunehmender Ordnungszahl eine zunehmende Verstärkung auf.
Die Eingänge
der Parallelverstärkerstufen 35, 36, 37 sind
direkt mit den Empfangssignalen beaufschlagbar, und die Ausgänge der Parallelverstärkerstufen 35, 36, 37 sind
an jeweils ein zugeordnetes, in 3 nicht
dargestelltes Diskriminatorglied 18, 19, 20 angeschlossen.
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Funktional
entsprechen die Parallelverstärkerstufen 35, 36, 37 den
Serienverstärkerstufen 13, 14, 15 des
Serienverstärker 12 gemäß 2,
indem den Diskriminatorgliedern 17, 18, 19, 20 mit
einer festen Verstärkung
unterschiedlich verstärkte
Empfangssignale bereitgestellt werden.
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4 zeigt
in einem Blockschaubild den beispielhaften Aufbau eines Kanalselektors 33 gemäß der Erfindung.
Der Kanalselektor 33 gemäß 4 weist
eingangsseitig ein an das nullte Diskriminator-UND-Gatter 23 angeschlossenes
nulltes Verzögerungsglied 38,
ein an das erste Diskriminator-UND-Gatter 26 angeschlossenes
erstes Verzögerungsglied 39,
ein an das zweite Diskriminator-UND-Gatter 29 angeschlossenes
zweites Verzögerungsglied 40 und
entsprechend der Anzahl der Diskriminatorglieder 17, 18, 19, 20 der
Empfangssignalverarbeitungseinheit 9 ein an das n. Diskriminator-UND-Gatter 32 angeschlossenes
n. Verzögerungsglied 41 auf.
Mit den Verzögerungsgliedern 38, 39, 40, 41 sind
mit zunehmender Verstärkung
der Empfangssignale, auf die die jeweiligen Analogsignale S0, S1, S2,
..., Sn mit einem Standardpegel zurückgehen,
eine zunehmende Verzögerung
der jeweiligen Analogsignale S0, S1, S2, ..., Sn mit einem Standardpegel erzeugbar.
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Die
Ausgangssignale der Verzögerungsglieder 38, 39, 40, 41 sind
zum einen an die Eingänge
eines Stoppsignal-ODER-Glieds 42 gelegt,
dessen Ausgangssignal einem Eingang eines Stoppssignal-UND-Glieds 43 einspeisbar
ist. An dem weiteren Eingang des Stoppssignal-UND-Glieds 43 liegt
weiterhin ein mit der weiter unten näher erläuterten Hilfssignalgeneriereinheit 11 erzeugtes
Plausibilitätssteuersignal
an, welches über
eine innerhalb des Messbereiches der Vorrichtung der maximalen Laufzeit der
Strahlung entsprechende Zeitdauer an dem Stoppsignal-UND-Glied 43 anliegt.
Somit liegt am Ausgang des Stoppsignal-UND-Glieds 43 dann
ein als Stoppsignal dienendes, bei einem pulsartigen Triggersignal
ebenfalls pulsartiges Ausgangssignal an, wenn innerhalb des Meßbereiches
der Vorrichtung am Ausgang wenigstens eines der Diskriminatorglieder 17, 18, 19, 20 ein
Analogsignal mit einem Standardpegel anliegt.
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Weiterhin
verfügt
der Kanalselektor 33 als Prioritätsschalter über eine der Anzahl der Verzögerungsglieder 38, 39, 40, 41 entsprechende
Anzahl von Selektor-Flipflops mit einem Daten-Eingang D, einem clock-Eingang C, einem
Rücksetz-Eingang
R sowie einem invertierenden Ausgang -Q. Bei den Selektor-Flipflops und allen
weiteren, nachfolgend eingeführten
Flipflops wird bei einem Signalübergang von
einem niedrigen zu einem hohen Pegel an dem clock-Eingang C das
an dem Daten-Ein gang D anliegende Signal auf den invertierenden
Ausgang -Q beziehungsweise einen nicht invertierenden Ausgang Q durchgeschaltet
und dort bis zu einem hohen Pegel an dem Rücksetz-Eingang R gehalten.
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Bei
dem Kanalselektor 33 ist der clock-Eingang C eines nullten
Selektor-Flipflops 44 an den Ausgang des nullten Verzögerungsglieds 38,
der clock-Eingang C eines ersten Selektor-Flipflops 45 an den
Ausgang des ersten Verzögerungsglieds 39,
der clock-Eingang
C eines zweiten Selektor-Flipflops 46 an den Ausgang des
zweiten Verzögerungsglieds 40 und
schließlich
der clock-Eingang
C des n. Selektor-Flipflops 47 an den Ausgang des n. Verzögerungsglieds 41 angeschlossen
sind.
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An
dem Daten-Eingang D des nullten Selektor-Flipflops 44 liegt
während
der Dauer der maximalen Laufzeit der Strahlung das einen hohen Pegel aufweisende
Plausibilitätssteuersignal
an. Der invertierende Ausgang -Q des nullten Selektor-Flipflops 44 liegt
an dem Daten-Eingang D des ersten Selektor-Flipflops 45 an.
Der invertierende Ausgang -Q des ersten Selektor-Flipflops 45 liegt
an dem Daten-Eingang D des zweiten Selektor-Flipflops 46 an.
Diese Verschaltung wird von Stufe zu Stufe vorgeführt, wobei 4 zu
entnehmen ist, dass an dem Daten-Eingang D des n. Selektor-Flipflops 47 das
invertierte Ausgangssignal aus den invertierenden Ausgang -Q des
Selektor-Flipflops der vorletzten Stufe anliegt.
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Die
invertierenden Ausgänge
-Q der Selektor-Flipflops 44, 45, 46, 47 sind
an einen weiter unten näher
erläuterten
Prioritätsencoder 48 angeschlossen.
Mit dem Prioritätsencoder
ist ein Stufenkennsignal erzeugbar, welches angibt, ob, und wenn
ja mit welcher Serienverstärkerstufe 13, 14, 15 beziehungsweise
Parallelverstärkerstufe 35, 36, 37 das
jeweilige Empfangssignal verstärkt
worden und damit auch festgelegt ist, welche der nachfolgenden Elemente,
und dabei insbesondere die Verzögerungsglieder 38, 39, 40, 41,
durchlaufen worden sind.
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Durch
die durch die Verzögerungsglieder 38, 39, 40, 41 erzeugten
zeitlichen Verzögerungen
zwischen den über
die verschiedenen Diskriminatorglieder 17, 18, 19, 20 erzeugten
Analogsignale S0, S1,
S2, ..., Sn mit
einem Standardpegel und die Umschaltung der Selektor-Flipflops 44, 45, 46, 47 der
höheren
Stufen nach Einlauf der Analogsignale S0,
S1, S2, ..., Sn mit einem Standardpegel in den clock-Eingang
C der den Diskriminatorgliedern 17, 18, 19, 20 mit
der höchsten
vorangegangenen Verstärkung
zugeordneten Selektor-Flipflops 44, 45, 46, 47 in
den anderen logischen Zustand liegt an den Eingängen des Prioritätsencoders 48 dabei
nur das invertierte Ausgangssignal eines einzigen oder zweier benachbarter
Selektor-Flipflops 44, 45, 46, 47 mit
niedrigem Pegel an. Bei sich überlappenden
Diskriminationsbereichen der Diskriminatorglieder 17, 18, 19, 20 wird
allein das Analogsignal S0, S1,
S2, ..., Sn mit
einem Standardpegel weiterverarbeitet, welches auf das am geringsten verstärkte Empfangssignal
zurückgeht.
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5 zeigt
in einem Blockschaubild den beispielhaften Aufbau eines Prioritätsencoders 48 gemäß der Erfindung
für die
Verarbeitung von aus den invertierenden Ausgängen -Q von in der dargestellten
Ausführung
vier Selektor-Flipflops 44, 45, 46, 47 stammenden
invertierten Logiksignalen S 0, S 1, S 2, S 3 mit einem Standardpegel.
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Das
aus dem nullten Selektor-Flipflop 44 stammende invertierte
Logiksignal S 0 mit
einem Standardpegel wird nicht direkt weiterverarbeitet.
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Das
aus dem ersten Selektor-Flipflop 45 stammende invertierte
Logiksignal S 1 mit
einem Standardpegel ist zur Invertierung einem ersten Invertierglied 49 einspeisbar.
Der Ausgang des ersten Invertierglieds 49 liegt an einem
Eingang eines ersten Auswahl-UND-Glieds 50.
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Das
aus dem zweiten Selektor-Flipflop 46 stammende invertierte
Logiksignal S 2 mit
einem Standardpegel ist zur Invertierung einem zweiten Invertierglied 51 einspeisbar.
Der Ausgang des zweiten Invertierglieds 51 liegt zum einen
nach erneuter Invertierung über
ein drittes Invertierglied 52 an einem weiteren Eingang
des ersten Auswahl-UND-Glieds 50 und zum anderen an einem
Eingang eines zweiten Auswahl-UND-Glieds 53 an.
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Das
aus dem in dem dargestellten Ausführung mit n = 3 dem in der
Ordnung dritten Selektor-Flipflop 47 stammende invertierte
Logiksignal S 3 mit
einem Standardpegel schließlich
ist zur Invertierung einem vierten Invertierglied 54 einspeisbar.
Der Ausgang des vierten Invertierglieds 54 liegt an einem Eingang
eines dritten Auswahl-UND-Glieds 55 an.
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Weiterhin
ist dem Prioritätsencoder 48 das
in 5 mit P bezeichnete
invertierte Plausibilitätssteuersignal
einspeisbar, welches über
ein fünftes
Invertierglied 56 dem zweiten Auswahl-UND-Glied 53 und dem dritten
Auswahl-UND-Glied 55 über
jeweils zweite Eingänge
sowie dem ersten Auswahl-UND-Glied 50 über einen dritten Eingang zuführbar ist.
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Der
Ausgang des ersten Auswahl-UND-Glieds 50 und der Ausgang
des dritten Auswahl-UND-Glieds 55 sind einem invertierenden ersten
Encoder-ODER-Glied 57 einspeisbar. Der Ausgang des zweiten
Auswahl-UND-Glieds 53 und der Ausgang des dritten Auswahl-UND-Glieds 55 sind
einem invertierenden zweiten Encoder-ODER-Glied 58 zuführbar.
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Bei
dem beispielhaften Aufbau des Prioritätsencoders 48 gemäß 5 liegen
bei genereller Freischaltung durch das invertierte Plausibilitätssteuersignal P am Ausgang des ersten Encoder- ODER-Glieds 57 ein
invertiertes erstes Encoderausgangssignal E 1 und am Ausgang
des zweiten Encoder-ODER-Glieds 58 ein invertiertes zweites
Encoderausgangssignal E 2 an, die in Abhängigkeit der Pegel der invertierten
Logiksignale S 0, S 1, S 2, S 3 mit
einem Standardpegel verschiedene Werte annehmen. Wie sich aus der
Schaltlogik des Prioritätsencoders 48 ableiten
läßt, nimmt
das aus den invertierten Encoderausgangssignalen E 1, E 2 gebildete Wertetupel (E 1, E 2)
in Abhängigkeit
der Werte der invertierten Logiksignale S 0, S 1, S 2, S 3 mit einem Standardpegel
für S 0 =
0, S 1 = S 2 = S 3 =
1 den Wert (1, 1), für S 1 =
0 und S 0 = S 2 = S 3 =
1 den Wert (0, 1), für S 2 =
0 und S 0 = S 1 = S 3 =
1 den Wert (1, 0) und schließlich
für S 3 =
0 und S 0 = S 1 = S 2 =
1 den Wert (0, 0).
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Die
mit der dem Prioritätsencoder 48 gemäß 5 zugrundeliegenden
Schaltlogik gewonnene Wertetupel (E 1, E 2) sind dem Messdatenrechner 10 gemäß 1 zur
Berücksichtigung
der verschiedenen Signallaufzeiten insbesondere durch die Verzögerungsglieder 38, 39, 40, 41 bei
der Entfernungsmessung als Signalbearbeitungsdaten einspeisbar.
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Es
versteht sich, dass die funktionale Ausgestaltung der Empfangssignalsverarbeitungseinheit 9 und
insbesondere auch des Signalselektiermoduls 16, des Kanalselektors 33 beziehungsweise
des Prioritätsencoders 48 nicht
auf die oben erläuterten Ausführungen
beschränkt
ist, sondern auch durch andere gleichwirkenden Schaltlogiken und
insbesondere auch durch ein funktional gleichwirkendes Datenverarbeitungsprogramm
beziehungsweise -programmteile umsetzbar ist.
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6 zeigt
in einem Blockschaubild den beispielhaften Aufbau der Zeitsignalverarbeitungseinheit 1,
die eingangsseitig mit einem Triggersignalwandler-Flipflop 59 und
mit einem Stoppsignalwandler-Flipflop 60 ausgestattet ist.
In den clock-Eingang C
des Triggersignalwandler-Flipflops 59 ist das von der Triggersignalquelle 2 generierte
Triggersignal einspeisbar, während
der clock-Eingang C des Stoppsignalwandler-Flipflops 60 mit
dem von dem Stoppsignal-UND-Glied 43 erzeugten Stoppsignal beaufschlagbar
ist. An den Daten-Eingängen
D des Triggersignalwandler-Flipflops 59 und des Stoppsignalwandler-Flipflops 60 liegt
das Plausibilitätssteuersignal
P als im Rahmen der Messdauer für
eine Entfernungsmessung im wesentlichen konstantes Dauersignal hohen
Pegels an.
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Die
Zeitsignalverarbeitungseinheit 1 verfügt weiterhin über einen
Taktgeber 61, mit dem ein vorzugsweise impulsartiges Taktsignal
konstanter Frequenz generierbar ist.
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Einem
ersten Triggersignalverarbeitungs-Flipflop 62 sind an dem
clock-Eingang C das Taktsignal und an dem Daten-Eingang D das Ausgangssignal
des Triggersignalwandler-Flipflops 59 einspeisbar. Das
an dem Ausgang Q anliegende Ausgangssignal des ersten Triggersignalverarbeitungs-Flipflops 62 wiederum
ist dem Daten-Eingang D eines zweiten Triggersignalverarbeitungs-Flipflops 63 einspeisbar,
dessen clock-Eingang C mit dem Taktsignal beaufschlagbar ist.
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Einem
ersten Stoppsignalverarbeitungs-Flipflop 64 sind an dem
clock-Eingang C das Taktsignal und an dem Daten-Eingang D das Ausgangssignal des
Stoppsignalwandler-Flipflops 60 einspeisbar. Das an dem
Ausgang Q anliegende Ausgangssignal des ersten Stoppsignalverarbeitungs-Flipflops 64 ist wiederum
dem Daten-Eingang D eines zweiten Stoppsignalsverarbeitungs-Flipflops 65 einspeisbar, dessen
clock-Eingang C ebenfalls mit dem Taktsignal beaufschlagbar ist.
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Die
Kaskadierung der Triggersignalverarbeitungs-Flipflops 62, 63 und
der Stoppsignalverarbeitungs-Flipflops 64, 65 dient
der Vorbeugung von aufgrund Metastabilitäten des Triggersignalverarbeitungs-Flipflops 63 und
des Stoppsignalverarbeitungs-Flip flops 65 undefinierter
Zustände
beim Wechsel des Pegels von Eingangsignalen an den Daten-Eingängen D und
gleichzeitig an clock-Eingängen
C.
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Das
Ausgangssignal des zweiten Triggersignalverarbeitungs-Flipflops 63 ist
zum einen der Modulatoreinheit 3 als Modulatorstartsignal
und zum anderen einem Zählglied 66 an
einem invertierenden Startsignaleingang -PE als Startsignal für die dem Zählglied 66 über einen
clock-Eingang C einspeisbaren Triggersignale zuführbar. Das an dem Ausgang Q anliegende
Ausgangssignal des zweiten Stoppsignalverarbeitungs-Flipflops 65 ist
dem Zählglied 66 an einem
invertierenden Stoppsignaleingang -CE als Stoppsignal zum Beenden
des Zählens
der Taktsignale nach dem übernächsten Taktsignal
nach dem Stoppsignal. Nach Beendigung des Zählvorganges ist der die Anzahl
von zwischen dem Startsignal und dem Stoppsignal einschließlich des
unmittelbar darauffolgenden Taktsignals darstellende Zählerstand dem
Messdatenrechner 10 einspeisbar.
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Die
Zeitsignalverarbeitungseinheit 1 verfügt weiterhin über eine
Interpolationsschaltung 67, die ein invertierendes Aktivier-ODER-Glied 68 aufweist. Ein
Eingang des Aktivier-ODER-Glieds 68 ist mit dem invertierenden
Ausgang -Q des Stoppsignalwandler-Flipflops 60 verbunden,
während
der andere Eingang des Aktivier-ODER-Glieds 68 an den Ausgang Q
des zweiten Stoppsignalverarbeitungs-Flipflops 65 angeschlossen
ist. Der invertierende Ausgang des Aktivier-ODER-Glieds 68 ist
an einen Aktiviereingang eines Zeit-Amplituden-Wandlers 69 angeschlossen, während der
Ausgang Q des Stoppsignalwandler-Flipflops 60 mit einem
Vorbereitungseingang des Zeit-Amplituden-Wandlers 69 verbunden
ist.
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Mit
dem Zeit-Amplituden-Wandler 69 ist solange ein der seit
dem Stoppsignal verstrichenen Zeit zugeordnetes Wandlersignal generierbar,
bis ein einlaufendes übernächstes Taktsignal
das Wandlersignal einfriert. Der Wert des Wandlersignals entspricht dem
Anteil einer Taktperiode zwischen zwei Taktsignalen nach dem Stoppsignal.
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Das
analoge Wandlersignal als Ausgangssignal des Zeit-Amplituden-Wandlers 69 ist
einem Analogeingang eines Analog-Digital-Wandlers 70 einspeisbar.
Ein bei Anliegen eines Aktiviersignals das Durchführen der
Digitalisierung auslösender
Aktiviereingang des Analog-Digital-Wandlers 70 steht über ein
Wandlerverzögerungsglied 71 und
einen Wandleraktiviergenerator 72 mit dem Ausgang Q des Stoppsignalwandler-Flipflops 60 in
Verbindung. Die durch das Wandlerverzögerungsglied 71 hervorgerufene
Verzögerung
entspricht wenigstens der Lauf- und
Bearbeitungszeit der Signale in den Stoppsignalverarbeitungs-Flipflops 64, 65,
dem Aktivier-ODER-Glied 68, dem Zeit-Amplituden-Wandler 69 und dem
Analog-Digital-Wandler 70, so dass sichergestellt ist,
dass der Analog-Digital-Wandler 70 frühestens dann digitalisiert,
wenn das Stoppsignal eingegangen ist.
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Das
digitale Ausgangssignal des Analog-Digital-Wandlers 70 ist
ebenfalls dem Messdatenrechner 10 zu weiteren Bearbeitung,
nämlich
der Interpolation der tatsächlichen
Laufzeit der Strahlung über die
durch die Taktfrequenz des Taktgebers 61 hinausgehende
Genauigkeit, einspeisbar.
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7 zeigt
in einem Blockschaubild ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Interpolationsschaltung 67 für eine Zeitsignalverarbeitungseinheit 1 gemäß 1.
Die Interpolationsschaltung 67 gemäß 7 weist
ein Stoppsignalverzögerungsglied 73 auf,
mit dem das der Interpolationsschaltung 67 einspeisbare
Startsignal von dem invertierenden Ausgang -Q des Stoppsignalwandler-Flipflops 60 verzögert auf
einen Eingang eines Exklusiv-ODER-Glieds 74 zuführbar ist.
Der weitere Eingang des Exklusiv- ODER-Glieds 74 ist
mit dem Stoppsignal von dem Ausgang Q des zweiten Stoppsignalbearbeitungs-Flipflops 65 beaufschlagbar.
Der Ausgang des Exklusiv-ODER-Glieds 74 ist an eine insbesondere einen
ersten Arbeitswiderstand 75, einen zweiten Arbeitswiderstand 76,
einen invertierenden Operationsverstärker 77 und eine Integrationskapazität 78 aufweisende
Integrationsstufe 79 angeschlossen, die über eine
eine sogenannte „track
and hold"-Schaltung 80 aufweisende
Kompensationsstufe 81 zur Kompensation parasitärer Offset-Spannungen
stabilisiert ist.
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Mit
dem auf einen Track/Hold-Steuereingang der „track and hold"-Schaltung 80 angelegten
Startsignal von dem invertierenden Ausgang -Q des Stoppsignalwandler-Flipflops 60 wird
die „track
and hold"-Schaltung 80 aus
dem sogenannten „track"-Modus in den sogenannten „hold"-Modus umgeschaltet,
was einen Signalintegrationsvorgang in der Integrationsstufe 79 zur
Folge hat.
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Ein
Anfangswert des Integrationssignals der Integrationsstufe 79 wird
mit Hilfe von einer zu dem ersten Arbeitswiderstand 76 zugelegten,
im Rahmen der Messdauer für
eine Entfernungsmessung konstanten externen Spannung eingestellt.
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Der
Ausgang der Integrationsstufe 79 ist an einen Analog-Digital-Wandler 82 angeschlossen,
mit dem nach Eingang des über
ein Triggerverzögerungsglied 83 auf
einen Triggergenerator 84 gelegten Stoppsignals und einem
von dem Triggergenerator 84 erzeugten Wandlertriggersignal
zum Beginn der Digitalisierung des von der Integrationsstufe 79 generierten
Integrationssignals, das dem von dem Eingang des Stoppsignals des
Stoppsignalwandler-Flipflops 60 der Zeitsignalverarbeitungseinheit 1 bis
zu dem letzten von dem Zählglied 66 erfaßten Zählsignal
verstrichenen Zeitraums entspricht und das unter Berücksichtigung
der von dem Stoppsignalverzögerungsglied 73 zur
Verbesserung der Genauigkeit des Integrationssignals erzeug ten Verzögerung zur
Berechnung der Entfernung dem Messdatenrechner 10 einspeisbar
ist.
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8 zeigt
in einem Blockschaubild die beispielhafte Hilfssignalgeneriereinheit 11 gemäß der Erfindung,
mit der die wie oben erwähnt
an verschiedenen Stellen eingesetzten Plausibilitätssteuersignale
und insbesondere auch Datenbereitschaftssignale sowie Fehlersignale
für aufgrund
Ausbleibens von rückgeworfener
Strahlung als Fehlmessungen zu erkennenden Zustände generierbar sind. Die Hilfssignalgeneriereinheit 11 weist
einen zweckmäßigerweise
als sogenanntes Monoflop ausgebildeten Messbereichsgeber 85,
einen dem Messbereichsgeber 85 nachgeordneten, zweckmäßigerweise
ebenfalls als Monoflop ausgebildeten Bereitschaftssignalgeber 86,
einen dem Bereitschaftssignalgeber 86 nachgeordneten, zweckmäßigerweise
auch als Monoflop ausgebildeten Rücksetzsignalgeber 87 sowie
einen als UND-Gatter ausgebildeten Fehlmessungsgeber 88 auf.
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Die
Haltezeit des von einem Triggersignal oder einem Ausgangssignal
des Ausgangs Q des zweiten Triggersignalverarbeitungs-Flipflops 63 gespeisten
Messbereichsgebers 85 ist so eingerichtet, dass sie der
maximal zur erwartenden Laufzeit der Strahlung und damit dem Meßbereich
entspricht. Somit sind an dem Ausgang des Messbereichsgebers 85 die
Plausibilitätssteuersignale
P zur direkten Verwendung und auch zum nachfolgenden Invertieren mit
einem in den Figuren nicht dargestellten Plausibilitätssteuersignalinvertierglieds
abgreifbar.
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Die
Haltezeit des Bereitschaftssignalgebers 86 ist so eingerichtet,
dass bis nach einer gewissen Zeitspanne nach der maximal zur erwartenden
Laufzeit dem Messdatenrechner 10 ein Datenbereitschaftssignal
einspeisbar ist, während
dessen Anliegens von dem Messdatenrechner 10 von der Zeitsignalver arbeitungseinheit 1 und
von der Empfangssignalverarbeitungseinheit 9 übermittelte
Daten einlesbar sind.
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Mit
dem Rücksetzsignalgeber 87 sind
die Rücksetzsignale
für das
Rücksetzen
der Flipflops an den Rücksetz-Eingängen R bereitstellbar.
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Mit
dem an einem invertierenden Eingang von dem Plausibilitätssteuersignal
und an dem weiteren, nicht invertierenden Eingang von dem der Interpolationsschaltung 67 eingespeisten
Stoppsignal von dem Ausgang Q des zweiten Stoppsignalverarbeitungs-Flipflops 65 gespeisten
Fehlmessungsgeber 88 schließlich ist dem Messdatenrechner 10 ein
Fehlersignal übermittelbar,
wenn nicht innerhalb des zeitlichen Messbereiches Strahlung empfangen
und ein ordnungsgemäßes Messsignal
gewonnen worden ist.
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Es
versteht sich, dass die funktionalen Ausgestaltungen der Zeitsignalverarbeitungseinheit 1 und
der Hilfssignalgeneriereinheit 11 nicht auf die oben erläuterten
beispielhaften Ausführungen
beschränkt
sind, sondern auch durch andere gleichwirkende logische beziehungsweise
analoge Schaltungen und insbesondere auch durch ein funktional gleichwirkendes
Datenverarbeitungsprogramm beziehungsweise -programmteile umsetzbar
sind.