DE10232424A1 - Synchronous rectifier circuit - Google Patents

Synchronous rectifier circuit

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Abstract

Synchrongleichrichterschaltung mit einem Leistungstransformator, der eine Primärseite mit einem ersten und einem zweiten primären Wicklungsabschnitt und eine Sekundärseite mit einem ersten und einem zweiten sekundären Wicklungsabschnitt aufweist, einer Gleichrichterschaltung auf der Sekundärseite des Leistungstransformators, wobei die Gleichrichterschaltung einen ersten und einen zweiten MOSFET aufweist, die dem ersten bzw. dem zweiten sekundären Wicklungsabschnitt zugeordnet sind, einer ersten und einer zweiten Stromwandlereinrichtung, die dem ersten bzw. dem zweiten sekundären Wicklungsabschnitt zugeordnet sind, und einer ersten und einer zweiten Ansteuerschaltung für den ersten bzw. den zweiten MOSFET, wobei jede Stromwandlereinrichtung einen ersten und einen zweiten Strom erzeugt, die abhängig sind von dem Strom des zugehörigen sekundären Wicklungsabschnittes des Leistungstransformators, und jede Ansteuerschaltung einen ersten Zweig und einen zweiten Zweig aufweist, die den ersten bzw. den zweiten von der Stromwandlervorrichtung erzeugten Strom empfangen, und wobei der erste Zweig eine Diode und eine Transkonduktordrossel aufweist und der zweite Zweig eine Diode aufweist.Synchronous rectifier circuit with a power transformer, which has a primary side with a first and a second primary winding section and a secondary side with a first and a second secondary winding section, a rectifier circuit on the secondary side of the power transformer, the rectifier circuit having a first and a second MOSFET, which are assigned to the first and the second secondary winding section, a first and a second current converter device which are assigned to the first and the second secondary winding section, and a first and a second drive circuit for the first and the second MOSFET, each current converter device having a first and generates a second current that is dependent on the current of the associated secondary winding section of the power transformer, and each drive circuit has a first branch and a second branch that receive the first and the second current generated by the current converter device, respectively, and wherein the first branch has a diode and a transconductor choke and the second branch has a diode.

Description

Die Erfindung betrifft eine Synchrongleichrichterschaltung zur Verwendung in einem Gegentakt-Gleichspannungswandler. The invention relates to a synchronous rectifier circuit for use in a Push-pull DC-DC converter.

Gleichspannungswandler haben die Aufgabe, eine Gleichspannung an ihrem Eingang mit möglichst hohem Wirkungsgrad in einer Ausgangs-Gleichspannung mit einem anderen Wert umzuformen. Dieser Ausgangswert kann größer oder kleiner als der Eingangswert sowie einstellbar sein. Die Eingangs-Gleichspannung wird in dem Gleichspannungswandler zunächst in eine Wechselspannung mit einem rechteckigen Verlauf umgewandelt, wobei Schaltstufen zum Einsatz kommen. Die "zerhackte" Gleichspannung wird während der Einschaltdauer als magnetische Energie in einer Drossel gespeichert, während der Ausschaltdauer wirkt sie als eine Selbstinduktionsspannung am Ausgang des Gleichspannungswandlers. Gleichspannungswandler, die nach diesem Prinzip arbeiten, werden Drosselwandler genannt. Bei diesen sind Eingang und Ausgang galvanisch nicht voneinander getrennt. Um eine Potentialtrennung zu erreichen, werden im Stand der Technik Transformatoren eingesetzt. Die induzierte Spannung tritt bei diesen an der Sekundärwicklung auf, wobei die Spannungsübersetzung durch die Wicklungszahl bestimmt werden kann. Ein Blockdiagramm eines solchen als Transformatorwandler bezeichneten Gleichspannungswandlers ist in Fig. 1 gezeigt. DC voltage converters have the task of converting a DC voltage at its input with the highest possible efficiency into an output DC voltage with a different value. This output value can be larger or smaller than the input value and can be adjustable. The DC input voltage is first converted into an AC voltage with a rectangular profile in the DC voltage converter, switching stages being used. The "chopped" DC voltage is stored as magnetic energy in a choke during the on period, and acts as a self-induction voltage at the output of the DC converter during the off period. DC-DC converters that work on this principle are called choke converters. In these, the input and output are not electrically isolated from each other. In order to achieve electrical isolation, transformers are used in the prior art. The induced voltage occurs on the secondary winding, whereby the voltage ratio can be determined by the number of windings. A block diagram of such a DC-DC converter, referred to as a transformer converter, is shown in FIG. 1.

Fig. 1 zeigt die Grundelemente eines Transformatorwandlers mit einer Eingangsschaltstufe 10, einem Leistungstransformator 12, einer Gleichrichterschaltung 14 und einem Ausgangsfilter 15. Im Stand der Technik unterscheidet man zwischen Eintakt- und Gegentaktwandlern. Ein Eintaktwandler kann als ein einfacher, elektronisch gesteuerter Schalter angesehen werden, während bei einem Gegentaktwandler Umschaltvorgänge auftreten und ein Transformator 12 mit zwei Primärwicklungen erforderlich sein kann. Gegentaktwandler sind aus einer Parallelschaltung von zwei Eintaktwandlern ableitbar, wobei die elektronische Umschaltung durch zwei Schaltstufen realisiert wird und immer eine der beiden Primärwicklungen stromdurchflossen ist. Die Erfindung betrifft das Gebiet der Gegentaktwandler. Fig. 1 shows the basic elements of a transformer converter with an input switching circuit 10, a power transformer 12, a rectifier circuit 14 and an output filter 15. In the prior art, a distinction is made between single-ended and push-pull converters. A single-ended converter can be regarded as a simple, electronically controlled switch, while switching operations occur with a push-pull converter and a transformer 12 with two primary windings may be required. Push-pull converters can be derived from a parallel connection of two single-ended converters, the electronic switchover being implemented by two switching stages and one of the two primary windings always having current flowing through it. The invention relates to the field of push-pull converters.

In der Praxis werden solche Gegentaktwandler in Schaltnetzteilen, beispielsweise in Serverarchitekturen für Telekomanwendungen, in PCs, in industriellen Anwendungen und vielen anderen Bereichen eingesetzt. Die Erfindung ist besonders vorteilhaft in verteilten Energieversorgungssystemen, in denen mehrere Stufen hintereinander geschaltet sind. In neuen Serverarchitekturen werden z. B. Netzteile verwendet, in denen zunächst die Netzspannung in eine Busspannung von etwa 48 bis 50 V umgewandelt wird. Innerhalb des Serveruntersystems findet eine zweite Wandlung auf beispielsweise +12 V statt. Die Spezialspannungen für die verschiedenen Bauteile, wie den Mikroprozessor, RAMs etc., werden lokal von sogenannten Spannungsreglermodulen erzeugt, die mit der 12 V-Schiene verbunden sind. In practice, such push-pull converters are used in switching power supplies, for example in Server architectures for telecom applications, in PCs, in industrial applications and many other areas. The invention is particularly advantageous in distributed Energy supply systems in which several stages are connected in series. In new ones Server architectures are e.g. B. Power supplies used, in which the mains voltage is first in a Bus voltage of about 48 to 50 V is converted. Within the server subsystem there is a second conversion to +12 V, for example. The special voltages for the Various components, such as the microprocessor, RAMs etc., are locally known from so-called Voltage regulator modules generated that are connected to the 12 V rail.

Aufgrund der Reihenschaltung verschiedener Leistungsstufen muß jede dieser Wandlerstufen so effizient wie möglich arbeiten. Um den Wirkungsgrad der Schaltnetzteile zu maximieren müssen diese in bezug auf sämtliche Quellen hinsichtlich der Energieverluste optimiert werden. Energieverluste sind abhängig von der Art des Wandlertyps, wie Eintakt- oder Gegentaktwandler, und maßgeblich von der Arbeitsweise der Gleichrichterschaltung. Due to the series connection of different power levels, each of these converter stages work as efficiently as possible. To maximize the efficiency of the switching power supplies these must be optimized with regard to all sources with regard to energy losses become. Energy losses depend on the type of converter type, such as single-ended or Push-pull converter, and significantly from the operation of the rectifier circuit.

Ein großer Vorteil der Gegentaktwandler ist die gute Ausnutzung der Induktivitäten und die Ansteuerung des Übertragers in positiver und negativer Richtung. Ein weiterer Vorteil ist der gute Wirkungsgrad des Wandlers und die hohe Ausgangsleistung. A great advantage of the push-pull converter is the good utilization of the inductors and the Control of the transformer in positive and negative directions. Another advantage is that good converter efficiency and high output power.

Das Prinzipschaltbild eines Gegentaktwandlers mit Shottky-Dioden für die Gleichrichtung auf der Sekundärseite ist in Fig. 2 gezeigt. Der Gegentakt-Durchflußwandler der Fig. 2 ist im Stand der Technik bekannt und seine Funktion ist beispielsweise in Billings, Keith: Switch Mode Power Supply Handbook, 2. Ausgabe, New York: McGraw-Hill, 1999, beschrieben. Der Wandler umfaßt einen Leistungstransformator 18 mit einer Primärseite 18a und einer Sekundärseite 18b. Primärseite 18a und Sekundärseite 18b weisen jeweils zwei Wicklungsabschnitte auf. Den beiden Wicklungsabschnitten auf der Primärsseite 18a sind zwei Leistungstransistoren 20, 22 zur Ansteuerung zugeordnet. Den beiden Wicklungsabschnitten auf der Sekundärseite 18b sind zwei sekundäre Dioden 24 bzw. 26 zugeordnet, die mit einer Ausgangsfilterstufe aus einer Speicherdrossel 28 und einem Speicherkondensator 30 verbunden sind, wie in Fig. 2 gezeigt. Die Leistungstransistoren 20, 22 werden beispielsweise durch einen nicht gezeigten Steuer-IC angesteuert. The basic circuit diagram of a push-pull converter with Shottky diodes for rectification on the secondary side is shown in FIG. 2. The push-pull flow converter of FIG. 2 is known in the prior art and its function is described, for example, in Billings, Keith: Switch Mode Power Supply Handbook, 2nd Edition, New York: McGraw-Hill, 1999. The converter comprises a power transformer 18 with a primary side 18 a and a secondary side 18 b. Primary side 18 a and secondary side 18 b each have two winding sections. The two winding sections on the primary side 18 a are assigned two power transistors 20 , 22 for driving. The two winding sections on the secondary side 18 b are assigned two secondary diodes 24 and 26 , which are connected to an output filter stage comprising a storage inductor 28 and a storage capacitor 30 , as shown in FIG. 2. The power transistors 20 , 22 are driven, for example, by a control IC, not shown.

Wird der Transistor 22 angesteuert, fließt ein Strom über den zugeordneten Wicklungsabschnitt des Leistungstransformators 18 sowie über den Transistor 22. Die Polarität des zugehörigen Wicklungsabschnitts auf der Sekundärseite 18b des Leistungstransistors 18 läßt die Diode 26 sperren. Gleichzeitig wird auch in dem anderen Wicklungsabschnitt auf der Sekundärseite 18b eine Spannung induziert, was einen Stromfluß durch die Diode 24 über die Speicherdrossel 28 zur Folge hat. Nach ausreichender Energieübertragung von der Primärseite auf die Sekundärseite wird der Transistor 22 gesperrt. Im nächsten Zyklus wird der Transistor 20 angesteuert. Der jetzt durch den zweiten Wicklungsabschnitt der Primärseite 18a fließende Strom bewirkt eine Umkehrung der Polarität der zugehörigen Wicklung auf der Sekundärseite 18b. Die Diode 24 sperrt, die Diode 26 leitet und ermöglicht einen Stromfluß über die Drossel 28, wie im ersten Zyklus. Um sicherzustellen, daß die beiden Leistungstransistoren 20, 22 nicht zur gleichen Zeit leitend sind, wird zwischen dem erläuterten ersten und dem zweiten Zyklus eine Zwangspause eingefügt, die sogenannte Freilaufphase. Während dieser Freilaufphase wird der Stromkreis auf der Sekundärseite 18b des Transformators 18 aus der Speicherdrossel 28, dem Speicherkondensator 30, den beiden leitenden Dioden 24 und 26 und dem angeschlossenen Verbraucher (nicht gezeigt) gebildet. If the transistor 22 is driven, a current flows through the associated winding section of the power transformer 18 and via the transistor 22 . The polarity of the associated winding section on the secondary side 18 b of the power transistor 18 can block the diode 26 . At the same time, a voltage is also induced in the other winding section on the secondary side 18 b, which results in a current flow through the diode 24 via the storage inductor 28 . After sufficient energy transmission from the primary side to the secondary side, the transistor 22 is blocked. The transistor 20 is driven in the next cycle. The current now flowing through the second winding section of the primary side 18 a causes a reversal of the polarity of the associated winding on the secondary side 18 b. Diode 24 blocks, diode 26 conducts and allows current to flow through inductor 28 , as in the first cycle. In order to ensure that the two power transistors 20 , 22 are not conductive at the same time, a forced break, the so-called free-running phase, is inserted between the explained first and second cycles. During this freewheeling phase, the circuit on the secondary side 18 b of the transformer 18 is formed from the storage inductor 28 , the storage capacitor 30 , the two conductive diodes 24 and 26 and the connected consumer (not shown).

Fig. 3 zeigt die idealisierten Wellenformen der Ausgangsspannungen u01, u02 an den beiden Wicklungsabschnitten auf der Sekundärseite 18b des Leistungstransformators 18, die Vorwärtsströme i01, i02 durch die Dioden 24 bzw. 26 und den Ausgangsstrom i0 durch die Speicherdrossel 28. Fig. 3 shows the idealized waveforms of the output voltages u 01, u 02 of the two winding sections of the secondary side 18 b of the power transformer 18, the forward currents i 01, i 02 through the diodes 24 and 26 and the output current I 0 through the storage inductor 28 ,

Während des ersten Zeitintervalls von t1 bis t2 wird eine positive Spannung u01 erzeugt. Die Diode 24 leitet. Der gesamte Ausgangsstrom i0 wird durch diese und den oberen Sekundärwicklungsabschnitt des Leistungstransformators 18 zum Ausgang geleitet. Der Anstieg des Ausgangsstroms wird durch die Spannungsdifferenz u01 - u0 (Ausgangsspannung) und die Summe der Induktivitäten des Sekundärkreises bestimmt. During the first time interval from t 1 to t 2 , a positive voltage u 01 is generated. The diode 24 conducts. The total output current i 0 is conducted through this and the upper secondary winding section of the power transformer 18 to the output. The rise in the output current is determined by the voltage difference u 01 - u 0 (output voltage) and the sum of the inductances of the secondary circuit.

Das zweite Zeitintervall von t2 bis t3 entspricht der sogenannten Freilaufphase. Die Ausgangsspannungen u01 und u02 des Transformators 18 sind null. Der Strom i0 wird durch die Induktivitäten des Sekundärkreises bestimmt. Wenn der obere und der untere Wicklungsabschnitt auf der Sekundärseite 18b identisch sind, wird der Ausgangsstrom i0 in zwei Teile aufgeteilt. Jede der Dioden 24, 26 führt jeweils die Hälfte des Ausgangsstroms i0. Während dieses Zeitintervalls nimmt der Ausgangsstrom ab. The second time interval from t 2 to t 3 corresponds to the so-called free-running phase. The output voltages u 01 and u 02 of the transformer 18 are zero. The current i 0 is determined by the inductances of the secondary circuit. If the upper and the lower winding section on the secondary side 18 b are identical, the output current i 0 is divided into two parts. Each of the diodes 24 , 26 carries half of the output current i 0 . The output current decreases during this time interval.

Während des dritten Zeitintervalls von t3 bis t4 wird eine positive Spannung u02 erzeugt, und die Diode 26 leitet. Dies führt zu einem entsprechenden Verhalten wie im ersten Zeitintervall. During the third time interval from t 3 to t 4 , a positive voltage u 02 is generated and the diode 26 conducts. This leads to a behavior similar to that in the first time interval.

Während des letzten Zeitintervalls von t4 bis t5 der Periode T sind beide Leistungstransistoren 20, 22 abgeschaltet. Die Spannungen u01 und u02 sind wiederum null, was der Freilaufphase entspricht. During the last time interval from t 4 to t 5 of period T, both power transistors 20 , 22 are switched off. The voltages u 01 and u 02 are again zero, which corresponds to the freewheeling phase.

Bei der in Fig. 2 gezeigten Ausführungsform des Gleichspannungswandlers wird der sekundäre Gleichrichter durch Dioden gebildet. Die Gleichrichterdioden erzeugen Verluste, die von der Durchlaßspannung der Dioden 24, 26 abhängig sind und sich aus Durchlaßverlusten und Schaltverlusten der Dioden zusammensetzen. In the embodiment of the DC-DC converter shown in FIG. 2, the secondary rectifier is formed by diodes. The rectifier diodes generate losses which are dependent on the forward voltage of the diodes 24 , 26 and are composed of forward losses and switching losses of the diodes.

Der Durchlaßverlust PDC einer Diode ist gegeben durch das Produkt ihres VorwärtsSpannungsabfalls uF und ihres Vorwärtsstroms iD. (siehe auch Fig. 4)

PDC = uF.iD.
The forward loss P DC of a diode is given by the product of its forward voltage drop u F and its forward current i D. (see also Fig. 4)

P DC = u F .i D.

Die Durchlaßspannung steigt mit zunehmender Last und liegt je nach Diodentyp zwischen 0,5 V und 1,5 V. Beträgt die Ausgangsspannung des Wandlers z. B. 3,3 V, was z. B. einer Prozessorspannung entspricht, fallen alleine etwa 30% der Spannung an den Gleichrichterdioden ab. Bei höheren Ausgangsspannungen des Wandlers, z. B. 48 V für Telekommunikationsanwendungen, ist der Spannungsabfall an den Dioden im Verhältnis geringer, jedoch noch immer nicht vernachlässigbar. The forward voltage increases with increasing load and is between depending on the type of diode 0.5 V and 1.5 V. Is the output voltage of the converter z. B. 3.3 V, which z. B. one Corresponds to processor voltage, about 30% of the voltage at the rectifier diodes alone drops from. At higher output voltages from the converter, e.g. B. 48 V for Telecommunications applications, the voltage drop across the diodes is relatively lower, however, still always not negligible.

Der Schaltverlust einer Diode kann durch folgende Gleichung abgeschätzt werden:

PDS = QF.û.f,

wobei QF die wiedergewonnene Ladung während der Abfallzeit des Umkehrstroms der Diode ist, f ist der Kehrwert der Periode T, und û ist der Spitzenwert der Diodenumkehrspannung. The switching loss of a diode can be estimated using the following equation:

P DS = Q F .û.f,

where Q F is the recovered charge during the fall time of the diode reverse current, f is the reciprocal of the period T, and û is the peak value of the diode reverse voltage.

Eine Verringerung des oben erläuterten Durchlaßverlustes kann nur durch eine Verringerung des Spannungsabfalls erreicht werden. A reduction in the transmission loss explained above can only be reduced of the voltage drop can be achieved.

Eine Lösung besteht in der Verwendung eines MOSFET in Parallelschaltung zu der Diode. Dies ist in Fig. 4 gezeigt. Der MOSFET wird eingeschaltet, wenn ein Strom in Vorwärtsrichtung an der Diode anliegt, und abgeschaltet, wenn ein Umkehrstrom vorliegt. Dies wird Synchrongleichrichtung genannt. Die Diode in einem Schaltkreis, z. B. die Dioden 24, 26, kann durch einen MOSFET ersetzt werden. Im Falle eines MOSFET mit vertikaler Struktur wird dessen antiparallele Diode oder Inversdiode (Body-Diode) ausgenutzt. Dies ist in Fig. 5 gezeigt, wobei gleiche Bauteile mit denselben Bezugszeichen wie in Fig. 1 bezeichnet werden. Fig. 5 zeigt schematisch den Ersatz des Diodengleichrichters 14 durch eine Synchrongleichrichterschaltung 32 auf der Basis von MOSFETs. One solution is to use a MOSFET in parallel with the diode. This is shown in Figure 4. The MOSFET turns on when a forward current is applied to the diode and turns off when there is a reverse current. This is called synchronous rectification. The diode in a circuit, e.g. B. the diodes 24 , 26 can be replaced by a MOSFET. In the case of a MOSFET with a vertical structure, its anti-parallel diode or inverse diode (body diode) is used. This is shown in FIG. 5, the same components being designated with the same reference symbols as in FIG. 1. FIG. 5 schematically shows the replacement of the diode rectifier 14 by a synchronous rectifier circuit 32 based on MOSFETs.

Mit Bezug auf Fig. 4 und 5 wird deutlich, daß der Spannungsabfall uDS an dem MOSFET durch den Einschaltwiderstand RDS(ON) des MOSFET und den tatsächlichen Drainstrom, der gleich dem Diodenstrom iD sein muß, bestimmt wird. Um eine Verringerung des Energieverlustes zu erreichen, muß folgendes gelten:

|uDS| = |RDS(ON).iD| > uF
With reference to FIGS. 4 and 5 it is clear that the voltage drop U DS across the MOSFET by the on-resistance R DS (ON) of the MOSFET and the actual drain current must be equal to the diode current i D is determined. In order to reduce energy loss, the following must apply:

| u DS | = | R DS (ON) .i D | > u F

Der Durchlaßverlust kann somit verringert werden, indem ein MOSFET mit niedrigem Durchlaßwiderstand RDS(ON) gewählt wird. The conduction loss can thus be reduced by choosing a MOSFET with low on resistance R DS (ON) .

Der MOSFET benötigt ein Steuersignal zum Ein- und Ausschalten. Die Erzeugung des Steuersignals hat entscheidenden Einfluß auf das Schaltverhalten. Auch die Energieverluste in diesem Schaltkreis müssen berücksichtigt werden. Im Stand der Technik sind verschiedene Ansteuerverfahren für Synchrongleichrichter mit MOSFET bekannt, die grob klassifiziert werden können als selbstgesteuert, IC-gesteuert und stromgesteuert. The MOSFET needs a control signal to turn it on and off. The generation of the Control signal has a decisive influence on the switching behavior. Even the energy losses in this circuit must be considered. There are several in the prior art Driving method for synchronous rectifier with MOSFET known, which is roughly classified can be self-controlled, IC-controlled and current-controlled.

Fig. 6 zeigt ein vereinfachtes Schaltbild der Sekundärseite einer selbstgesteuerten Synchrongleichrichterschaltung, wobei entsprechende Bauteile wie in Fig. 2 mit denselben Bezugszeichen bezeichnet sind. Die Leistungsdioden 24, 26 aus Fig. 2 sind ersetzt durch MOSFET 34 bzw. 36. Der erste Wicklungsabschnitt auf der Sekundärseite 18b ist mit Ls1 und der zweite Wicklungsabschnitt ist mit Ls2 bezeichnet. FIG. 6 shows a simplified circuit diagram of the secondary side of a self-controlled synchronous rectifier circuit, corresponding components as in FIG. 2 being designated with the same reference symbols. The power diodes 24 , 26 from FIG. 2 are replaced by MOSFET 34 and 36, respectively. The first winding section on the secondary side 18 b is denoted by Ls 1 and the second winding section is denoted by Ls 2 .

Bei dem selbstgesteuerten Synchrongleichrichter gemäß Fig. 5 wird die Ausgangsspannung des Leistungstransformators 18 zum Ansteuern der MOSFET 34, 36 verwendet. Ein Vorteil dieser Schaltung ist der geringe Schaltungsaufwand, weil keine zusätzlichen Treiberschaltungen für die Ansteuerung der MOSFET 34, 36 notwendig sind. In the self-controlled synchronous rectifier according to FIG. 5, the output voltage of the power transformer 18 is used to drive the MOSFET 34 , 36 . An advantage of this circuit is the low circuit complexity because no additional driver circuits are required to control the MOSFET 34 , 36 .

Mit Bezug auf Fig. 3, ist im Zeitintervall von t1 bis t2 die Ausgangsspannung u01 am ersten Wicklungsabschnitt Ls1 positiv und u02 am zweiten Wicklungsabschnitt Ls2 ist negativ. Unter diesen Bedingungen wird der P-Kanal-MOSFET 34 eingeschaltet, weil seine Gatespannung negativ ist. Im Zeitintervall t3 bis t4 gilt das entsprechende Schaltverhalten für den P-Kanal- MOSFET 36; der MOSFET 34 ist ausgeschaltet und der MOSFET 36 ist eingeschaltet. Während dieser beiden Zeitintervalle arbeiten die MOSFET-Schalter 34, 36 zufriedenstellend. Während der Freilaufphase wird jedoch keine Steuerspannung erzeugt. Der Strom fließt durch die Inversdioden der MOSFET, wodurch höhere Durchlaßverluste als notwendig erzeugt werden. With reference to FIG. 3, in the time interval from t 1 to t 2, the output voltage u 01 at the first winding section Ls 1 is positive and u 02 at the second winding section Ls 2 is negative. Under these conditions, the P-channel MOSFET 34 is turned on because its gate voltage is negative. In the time interval t 3 to t 4 , the corresponding switching behavior applies to the P-channel MOSFET 36 ; MOSFET 34 is off and MOSFET 36 is on. During these two time intervals, the MOSFET switches 34 , 36 work satisfactorily. However, no control voltage is generated during the freewheeling phase. The current flows through the inverse diodes of the MOSFET, causing higher conduction losses than necessary.

Weitere Nachteile der selbstgesteuerten Synchrongleichrichterbauweise sind, daß P-Kanal- MOSFET benötigt werden, welche wesentlich teurer sind und einen höheren Durchlaßwiderstand haben als vergleichbare N-Kanal-MOSFET. Ferner wird der Bereich der Transformatorausgangsspannung durch die Gatespannung der MOSFET 34, 36 begrenzt. Sie muß höher sein als die Schwellspannung und niedriger als die maximal zulässige Gate-Spannung der MOSFET von etwa 30 V. Further disadvantages of the self-controlled synchronous rectifier design are that P-channel MOSFETs are required, which are considerably more expensive and have a higher on resistance than comparable N-channel MOSFETs. Furthermore, the range of the transformer output voltage is limited by the gate voltage of the MOSFET 34 , 36 . It must be higher than the threshold voltage and lower than the maximum permissible gate voltage of the MOSFET of approximately 30 V.

Fig. 7 zeigt ein schematisches Schaltbild der Sekundärseite eines Synchrongleichrichters mit IC-Ansteuerung, wobei gleiche Bauteile wie in Fig. 6 mit denselben Bezugszeichen bezeichnet sind. Bei dieser Synchrongleichrichter-Bauart werden Ansteuer-ICs 38, 40 zur Ansteuerung der MOSFET 34, 36 verwendet. Es gibt nur wenige Hersteller, welche solche speziellen Ansteuer-ICs für Synchrongleichrichter anbieten. Die IC-Bausteine 38, 40 tasten die Sekundärspannungen des Transformators 18 ab und schalten die MOSFET 34, 36 je nach Spannungsverlauf ein bzw. aus. Durch die elektronische Steuerung wird das synchrone Ein- und Ausschalten des Synchrongleichrichters gewährleistet. Gegen die Verwendung der Ansteuer- ICs 38, 40 spricht jedoch ihre schwere Verfügbarkeit auf dem Markt, sowie die relativ hohen Kosten und der erhöhte Aufwand für das Anschließen und Versorgen der Ansteuer-ICs 38, 40. FIG. 7 shows a schematic circuit diagram of the secondary side of a synchronous rectifier with IC control, the same components as in FIG. 6 being designated with the same reference numerals. In this type of synchronous rectifier, drive ICs 38 , 40 are used to drive the MOSFET 34 , 36 . There are only a few manufacturers who offer such special control ICs for synchronous rectifiers. The IC modules 38 , 40 sense the secondary voltages of the transformer 18 and switch the MOSFET 34 , 36 on or off depending on the voltage profile. The electronic control ensures that the synchronous rectifier is switched on and off synchronously. However, the difficult availability on the market, the relatively high costs and the increased outlay for connecting and supplying the drive ICs 38 , 40 speak against the use of the drive ICs 38 , 40 .

Fig. 8 schließlich zeigt ein schematisches Schaltbild der Sekundärseite eines stromgesteuerten Synchrongleichrichters, wobei in Fig. 8 nur der obere Teil der Sekundärseite 18b mit dem ersten sekundären Wicklungsabschnitt Ls1 gezeigt ist, wobei der untere Teil mit dem zweiten sekundären Wicklungsabschnitt Ls2 spiegelbildlich hierzu aufgebaut ist. FIG. 8 finally shows a schematic circuit diagram of the secondary side of a current-controlled synchronous rectifier, only the upper part of the secondary side 18 b with the first secondary winding section Ls 1 being shown in FIG. 8, the lower part with the second secondary winding section Ls 2 being a mirror image of this is constructed.

Bei dem stromgesteuerten Synchrongleichrichter wird der Leistungs-MOSFET 34 (und auch 36, in Fig. 8 nicht gezeigt) über einen Stromwandler 42 angesteuert. Der Stromwandler 42 ist zwischen dem oberen Wicklungsabschnitt Ls1 auf der Sekundärseite 18b des Leistungstransformators 18 und dem MOSFET 34 in Reihe geschaltet und weist eine Primärwicklung 42a und eine Sekundärwicklung 42b auf. Die Sekundärwicklung 42b ist über einen Spannungsteiler aus zwei Widerständen 44, 46 mit dem Gate des MOSFET 34 verbunden. In the case of the current-controlled synchronous rectifier, the power MOSFET 34 (and also 36, not shown in FIG. 8) is controlled via a current converter 42 . The current transformer 42 is connected in series between the upper winding section Ls 1 on the secondary side 18 b of the power transformer 18 and the MOSFET 34 and has a primary winding 42 a and a secondary winding 42 b. The secondary winding 42 b is connected to the gate of the MOSFET 34 via a voltage divider consisting of two resistors 44 , 46 .

Wenn der Transformator 18 so angesteuert wird, daß ein Strom durch den Wicklungsabschnitt Ls1 der Sekundärseite 18b fließt, fließt auch ein Strom durch die Inversdiode des MOSFET 34, und der Stromwandler 42 erzeugt einen Strom in seiner Sekundärwicklung 42b. Dieser Strom erzeugt einen Spannungsabfall über dem Widerstand 46, der gleich der Gatespannung des MOSFET 34 ist. Der Wert des Spannungsabfalls kann durch das Verhältnis der beiden Widerstände 44, 46 eingestellt werden. If the transformer 18 is driven so that a current flows through the winding section Ls 1 of the secondary side 18 b, a current also flows through the inverse diode of the MOSFET 34 , and the current converter 42 generates a current in its secondary winding 42 b. This current creates a voltage drop across resistor 46 that is equal to the gate voltage of MOSFET 34 . The value of the voltage drop can be set by the ratio of the two resistors 44 , 46 .

Der MOSFET 34 wird während des Zeitintervalls t1 bis t3 eingeschaltet; d. h. er ist auch während der Freilaufphase eingeschaltet. Wenn ein Strom in umgekehrter Richtung fließt, wird die Ausgangsspannung auf der Sekundärseite 42 des Stromwandlers 42 negativ und der MOSFET 34 schaltet ab. Das entsprechende Verhalten, jedoch mit umgekehrtem Vorzeichen gilt für den zweiten Abschnitt Ls2 des Leistungstransformators 18 und den zweiten MOSFET 36, die in Fig. 8 nicht gezeigt sind. The MOSFET 34 is switched on during the time interval t 1 to t 3 ; ie it is also switched on during the freewheeling phase. If a current flows in the reverse direction, the output voltage on the secondary side 42 of the current converter 42 becomes negative and the MOSFET 34 switches off. The corresponding behavior, but with the opposite sign, applies to the second section Ls 2 of the power transformer 18 and the second MOSFET 36 , which are not shown in FIG. 8.

Mit der Ansteuerung der Synchrongleichrichter mittels Stromwandler nach Fig. 8 ergeben sich jedoch einige Nachteile. Ein MOSFET benötigt einerseits einen hohen Stromimpuls zum Einschalten, was bedeutet, daß das Wicklungsverhältnis n2/n1 des Stromwandlers niedrig sein muß. Andererseits kann während des eingeschalteten Zustandes der Gatestrom des MOSFET vernachlässigt werden, was ein hohes Wicklungsverhältnis n2/n1 des Stromwandlers erfordert. With the control of the synchronous rectifier by means of the current transformer according to FIG. 8, however, there are some disadvantages. On the one hand, a MOSFET requires a high current pulse to switch on, which means that the winding ratio n2 / n1 of the current transformer must be low. On the other hand, the gate current of the MOSFET can be neglected during the switched-on state, which requires a high winding ratio n2 / n1 of the current transformer.

Ein ähnlicher Stand der Technik, wie er oben beschrieben wurde, jedoch in bezug auf einen Eintaktdurchflußwandler mit Synchrongleichrichtung mit einem Stromwandler ist beschrieben in "Synchronous Rectification Circuit Using A Current Transformer", Y. Kubota et al., NTELC Conference Proceedings, September 2000, Seiten 267 bis 273. A similar prior art as described above, but with respect to one Single-ended forward converter with synchronous rectification with a current converter described in "Synchronous Rectification Circuit Using A Current Transformer", Y. Kubota et al., NTELC Conference Proceedings, September 2000, pages 267 to 273.

Ausgehend von dem beschriebenen Stand der Technik ist es eine Aufgabe der Erfindung, eine Synchrongleichrichterschaltung für einen Gegentaktwandler anzugeben, die ein möglichst schnelles Schalten der MOSFET-Transistoren erreicht und gleichzeitig eine möglichst geringe Verlustleistung erzeugt. Dieses Ziel soll insbesondere dadurch erreicht werden, daß ein höher Einschaltstrom für die MOSFET erzeugt wird, um die Durchflußzeit durch die Inversdioden so klein wie möglich zu halten, und daß während des eingeschalteten Zustands der MOSFET der Ansteuerstrom möglichst niedrig ist, um die Verlustleistung zu minimieren. Starting from the described prior art, it is an object of the invention to provide a Specify synchronous rectifier circuit for a push-pull converter, the one if possible achieved fast switching of the MOSFET transistors and at the same time the lowest possible Power loss generated. This goal should be achieved in particular by having a higher Inrush current for the MOSFET is generated by the flow time through the inverse diodes to keep as small as possible, and that while the MOSFET is on the control current is as low as possible to minimize the power loss.

Diese Aufgabe wird durch eine Synchrongleichrichterschaltung mit den Merkmalen von Anspruch 1 gelöst. This task is accomplished by a synchronous rectifier circuit with the features of Claim 1 solved.

Die Erfindung sieht in einer Synchrongleichrichterschaltung mit Stromwandler gemäß der oben beschriebenen Bauart insbesondere vor, den Stromwandler-Transformator so auszubilden, daß er eine erste und eine zweite Sekundärwicklung aufweist, um den zugehörigen MOSFET in zwei Stufen anzusteuern. Die erste Sekundärwicklung erzeugt eine relativ hohe und die zweite Sekundärwicklung erzeugt eine relativ niedrige Stromverstärkung. Die erste Sekundärwicklung kann somit für das schnelle Einschalten des MOSFET verwendet werden, wobei die Gate-Kapazität des MOSFET durch den relativ hohen Einschaltstrom schnell geladen wird. In der zweiten Stufe wird der eingeschaltete MOSFET mit relativ niedriger Stromverstärkung in dem eingeschalteten Zustand gehalten, wofür ein kleinerer Strom notwendig ist. Dadurch kann der MOSFET schnell angesteuert werden und nach dem Einschalten verlustarm in seinem Schalt-Zustand gehalten werden. The invention provides a synchronous rectifier circuit with a current transformer according to the The type described above in particular before, the current transformer transformer form that it has a first and a second secondary winding to the associated Control MOSFET in two stages. The first secondary winding produces a relatively high one and the second secondary winding produces a relatively low current gain. The first Secondary winding can thus be used for fast switching on of the MOSFET the gate capacitance of the MOSFET is fast due to the relatively high inrush current is loaded. In the second stage, the switched-on MOSFET becomes relatively lower Current gain maintained in the on state, which requires a smaller current is. This allows the MOSFET to be controlled quickly and after switching on be kept in its switching state with little loss.

In der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung werden also elektronische Schalter der Synchrongleichrichterschaltung MOSFET-Transistoren vorgesehen. Die Erfindung ist deshalb im Kontext solcher MOSFETs beschrieben. Die elektronischen Schalter können jedoch auch durch bipolare Transistoren oder andere geeignete Schalter realisiert werden. In the preferred embodiment of the invention, electronic switches are therefore the Synchronous rectifier circuit MOSFET transistors provided. The invention is therefore described in the context of such MOSFETs. However, the electronic switches can can also be realized by bipolar transistors or other suitable switches.

Zusätzlich sieht die Erfindung zum Zurücksetzen der Sekundärseite 42b des Stromwandlers 42 eine Transkonduktordrossel vor, welche das Zurücksetzen bzw. Entmagnetisieren des Stromwandlers 42 nach dem Schaltvorgang unterstützt. In addition, the invention provides for resetting of the secondary side 42 b of the current transformer 42, a transconductance before which supports reset or demagnetization of the current transformer 42 by the switching operation.

Während Transkonduktordrosseln im Stand der Technik grundsätzlich bekannt sind, wurden sie bisher weder in Synchrongleichrichtern noch zum Zurücksetzen eines Stromwandlers eingesetzt. Durch die besondere Beschaltung der Sekundärseite des Stromwandlers mit der Transkonduktordrossel läßt sich der Rücksetzvorgang des Stromwandlers deutlich verkürzen, so daß die Freilauthase kürzer gewählt werden kann. Dies bringt den Vorteil mit sich, daß der Gegentaktwandler insgesamt mit einer höheren Frequenz betrieben und/oder im Sinne einer größeren Variabilität des Tastverhältnisses besser ausgenutzt werden kann. Abhängig von der zu übertragenen Energie kann bei Verkürzung der Freilauthase das Tastverhältnis des Wandlers flexibler eingestellt werden. Auch der Wirkungsgrad wird durch eine Verkürzung der Freilaufphase erhöht. While transconductor chokes are basically known in the prior art So far they have not been used in synchronous rectifiers or to reset a current transformer used. Due to the special wiring of the secondary side of the current transformer with the Transconductor choke the reset process of the current transformer can be shortened significantly, so that the outdoor rabbit can be chosen shorter. This has the advantage that the push-pull converter is operated at a higher frequency overall and / or in the sense greater variability of the duty cycle can be better exploited. Dependent of the energy to be transferred can shorten the duty cycle if the outdoor rabbit is shortened of the converter can be set more flexibly. The efficiency is also determined by a Shortened freewheeling phase increased.

Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben. Preferred embodiments of the invention are in the dependent claims specified.

Die Erfindung ist im folgenden anhand einer bevorzugten Ausführungsform mit Bezug auf die Zeichnungen näher erläutert. In den Figuren zeigt: The invention is based on a preferred embodiment with reference to the drawings explained in more detail. The figures show:

Fig. 1 ein Blockdiagramm einer Gegentaktwandlerschaltung, in der die Erfindung eingesetzt werden kann; Fig. 1 is a block diagram of a push-pull converter circuit in which the invention may be used;

Fig. 2 zeigt ein schematisches Schaltbild eines Gegentaktwandlers mit Dioden- Gleichrichter; Fig. 2 shows a schematic circuit diagram of a push-pull converter with diode rectifier;

Fig. 3 zeigt idealisierte Wellenformen der Ausgangsspannungen und -ströme des Gegentaktwandlers der Fig. 2; Fig. 3 shows idealized waveforms of the output voltages and currents of the push-pull converter of Fig. 2;

Fig. 4 zeigt ein Ersatzschaltbild eines MOSFET, der anstelle der Dioden in Fig. 2 eingesetzt werden kann; Fig. 4 shows an equivalent circuit diagram of a MOSFET which can be used instead of the diodes in Fig. 2;

Fig. 5 zeigt in Form eines Blockdiagramms den Ersatz des Dioden-Gleichrichters der Fig. 1 durch einen Synchrongleichrichter mit MOSFET; Fig. 5 is a block diagram showing in the form of the replacement of the diode rectifier of Figure 1 by a synchronous rectifier MOSFET.

Fig. 6 zeigt ein schematisches Schaltbild der Sekundärseite eines selbstgesteuerten Synchrongleichrichters; Fig. 6 is a schematic diagram of the secondary side shows a self-driven synchronous rectifier;

Fig. 7 zeigt ein schematisches Schaltbild der Sekundärseite eines IC-gesteuerten Synchrongleichrichters; Fig. 7 is a schematic diagram showing the secondary side of an IC-driven synchronous rectifier;

Fig. 8 zeigt ein schematisches Schaltbild der oberen Hälfte der Sekundärseite eines Synchrongleichrichters mit Stromwandler, wobei die untere Hälfte spiegelbildlich hierzu ist; Fig. 8 is a schematic diagram of the upper half of the secondary side shows a synchronous rectifier with current transformer, with the lower half is a mirror image thereto;

Fig. 9 zeigt ein schematisches Schaltbild der oberen Hälfte der Sekundärseite einer Synchrongleichrichterschaltung gemäß der Erfindung, wobei die untere Hälfte spiegelbildlich hierzu ist; Fig. 9 is a schematic diagram of the upper half of the secondary side shows a synchronous rectifier circuit according to the invention, in which the lower half is a mirror image thereto;

Fig. 10 zeigt ein schematisches Schaltbild des oberen Teils der Sekundärseite der Synchrongleichrichterschaltung gemäß der Erfindung, das ähnlich ist wie das Schaltbild der Fig. 9, mit weiteren Einzelheiten in einer ersten Betriebsphase; FIG. 10 shows a schematic circuit diagram of the upper part of the secondary side of the synchronous rectifier circuit according to the invention, which is similar to the circuit diagram of FIG. 9, with further details in a first operating phase;

Fig. 11 zeigt ein ähnliches Schaltbild wie Fig. 10 in einer zweiten Betriebsphase; FIG. 11 shows a circuit diagram similar to FIG. 10 in a second operating phase;

Fig. 12 zeigt ein ähnliches Schaltbild wie Fig. 10 und 11 in einer dritten Betriebsphase; FIG. 12 shows a circuit diagram similar to that of FIGS. 10 and 11 in a third operating phase;

Fig. 13 zeigt idealisierte Wellenformen der Ausgangsspannungen und -ströme der Synchrongleichrichterschaltung der Fig. 10 bis 12. Fig. 13 shows idealized waveforms of the output voltages and currents of the synchronous rectifier circuit of Fig. 10 to 12.

Fig. 9 zeigt ein Schaltbild des oberen Teils der Sekundärseite des Synchrongleichrichters gemäß der Erfindung. Der untere Teil der Sekundärseite ist spiegelbildlich hierzu; die Primärseite kann wie im Stand der Technik aufgebaut sein. Fig. 9 is a circuit diagram of the upper part of the secondary side to the invention of the synchronous rectifier in accordance with. The lower part of the secondary side is a mirror image of this; the primary side can be constructed as in the prior art.

Entsprechende Bauteile wie in den Schaltungen der Fig. 6 bis 8 sind mit denselben Bezugszeichen bezeichnet. Corresponding components as in the circuits of FIGS. 6 to 8 are denoted by the same reference numerals.

Die erfindungsgemäße Synchrongleichrichterschaltung umfaßt auf ihrer Sekundärseite einen ersten sekundären Wicklungsabschnitt Ls1 des Leistungstransformators 18, der mit einem Stromwandlertransformator 48 und einem Leistungs-MOSFET 34 in Reihe geschaltet ist. Der Stromwandlertransformator 48 umfaßt eine Primärwicklung 48a und eine Sekundärwicklung 48b, die in zwei Wicklungsabschnitte 48b1, 48b2 aufgeteilt ist. Der erste Sekundärwicklungsabschnitt 48b1 ist mit einem ersten Zweig verbunden, der bei der in Fig. 8 gezeigten Ausführungsform eine Diode 50 und eine Transkonduktordrossel 52 enthält, und der zweite Sekundärwicklungsabschnitt 48b2 ist mit einem zweiten Zweig verbunden, der eine Diode 54 und einen Widerstand 56 enthält. Die Transkonduktordrossel 52 ist im Stand der Technik auch als "magnetic amplifier" oder "mag amp" bekannt. The synchronous rectifier circuit according to the invention comprises on its secondary side a first secondary winding section Ls 1 of the power transformer 18 , which is connected in series with a current transformer 48 and a power MOSFET 34 . The current transformer 48 comprises a primary winding 48 a and a secondary winding 48 b, which is divided into two winding sections 48 b1, 48 b2. The first secondary winding section 48 b1 is connected to a first branch, which in the embodiment shown in FIG. 8 contains a diode 50 and a transconductor choke 52 , and the second secondary winding section 48 b2 is connected to a second branch, which comprises a diode 54 and a resistor 56 contains. The transconductor choke 52 is also known in the prior art as a "magnetic amplifier" or "mag amp".

Der erste und der zweite Zweig sind über einen weiteren Widerstand 58 mit einem gemeinsamen Bezugspotential der Synchrongleichrichterschaltung verbunden. The first and the second branch are connected via a further resistor 58 to a common reference potential of the synchronous rectifier circuit.

Am Ausgang der Synchrongleichrichterschaltung sind, wie beim Stand der Technik, eine Speicherdrossel 28 und ein Speicherkondensator 30, wie in Fig. 8 gezeigt, zur Bildung einer Ausgangsfilterstufe vorgesehen. At the output of the synchronous rectifier circuit, as in the prior art, a storage inductor 28 and a storage capacitor 30 , as shown in FIG. 8, are provided to form an output filter stage.

Die Funktion der erfindungsgemäße Synchrongleichrichterschaltung basiert grundsätzlich auf dem im folgenden beschriebenen Schaltungsverhalten: zum Einschalten des MOSFET 34 wird ein relativ hoher Strom über den zweiten Sekundärwicklungsabschnitt 48b2 erzeugt, wobei gleichzeitig ein relativ niedriger Strom durch den ersten Sekundärwicklungsabschnitt 48b1 und den ersten Zweig mit der Transkonduktordrossel 52 fließt. Hierzu wird das Wicklungsverhältnis des ersten und zweiten Sekundärwicklungsabschnitt 48b1, 48b2 zu der Primärwicklung 48a geeignet gewählt. Insbesondere wird ein niedriges Wicklungsverhältnis n21/n1 in der Größenordnung von 10 : 1 des zweiten Sekundärwicklungsabschnitts 48b2 zur Primärwicklung 48a gewählt, um einen hohen Schaltstrom zu erzeugen und den MOSFET 34 sehr schnell einzuschalten. Ein hohes Wicklungsverhältnis n22/n1 in der Größenordnung von 100 : 1 des ersten Sekundärwicklungsabschnitts 48b1 zu der Primärwicklung 48a und die hohe Induktivität der Transkonduktordrossel erzeugen dann eine langsame Stromzunahme in dem ersten Zweig, wobei mit zunehmendem Strom die Induktivität der Transkonduktordrossel 52 abnimmt - die Transkonduktordrossel 52 ist "eingeschaltet" - und dadurch der Strom durch den Widerstand 56 wieder sehr klein wird. The function of the synchronous rectifier circuit according to the invention is fundamentally based on the circuit behavior described below: to switch on the MOSFET 34 , a relatively high current is generated via the second secondary winding section 48 b2, and at the same time a relatively low current through the first secondary winding section 48 b1 and the first branch with the Transconductor choke 52 flows. For this purpose, the winding ratio of the first and second secondary winding sections 48 b1, 48 b2 to the primary winding 48 a is selected appropriately. In particular, a low winding ratio n 21 / n 1 of the order of 10: 1 of the second secondary winding section 48 b2 to the primary winding 48 a is selected in order to generate a high switching current and to switch on the MOSFET 34 very quickly. A high winding ratio n 22 / n 1 of the order of 100: 1 of the first secondary winding section 48 b1 to the primary winding 48 a and the high inductance of the transconductor choke then produce a slow current increase in the first branch, the inductance of the transconductor choke 52 increasing as the current increases decreases - the transconductor choke 52 is "switched on" - and as a result the current through the resistor 56 becomes very small again.

Diesem Schaltverhalten liegt die Eigenschaft der Transkonduktordrossel 52 zugrunde, daß diese bei niedrigem Strom eine hohe Induktivität hat und wie ein geöffneter Schalter wirkt und bei zunehmendem Strom die Induktivität abnimmt, bis sie wie ein geschlossener Schalter wirkt. Dieses Schaltverhalten wird von der Erfindung vorteilhaft ausgenutzt. This switching behavior is based on the property of the transconductor inductor 52 that it has a high inductance at low current and acts like an open switch and, as the current increases, the inductance decreases until it acts like a closed switch. This switching behavior is advantageously used by the invention.

In der Praxis ist das Abschaltverhalten des Schaltkreises etwas komplizierter als bei den anderen oben beschriebenen Fällen. Deshalb sind in der praktischen Realisierung einige zusätzliche Komponenten in Verbindung mit einer nicht idealen Transkonduktordrossel notwendig oder vorteilhaft, wie im folgenden beschrieben ist. In practice, the switch-off behavior of the circuit is somewhat more complicated than that of the other cases described above. Therefore, there are some in the practical implementation Additional components in connection with a non-ideal transconductor choke are necessary or advantageous as described below.

Fig. 10 bis 12, zeigen detaillierte Schaltpläne der Synchrongleichrichterschaltung gemäß der Erfindung. Hauptbestandteil des Sekundärgleichrichters sind nach wie vor der Stromwandler 48 und der MOSFET 34, wobei der Stromwandler 48 einen ersten Ausgangszweig mit der Transkonduktordrossel 52 und der Diode 50 und einen zweiten Ausgangszweig mit der Diode 54 und dem Widerstand 56 aufweist. Zusätzlich zu der Schaltung der Fig. 9 ist in den Fig. 10 bis 12 eine Diode 60 gezeigt, die zu dem Widerstand 56 parallel geschaltet ist, sowie eine weitere Diode 62, die zu dem Widerstand 58 in Reihe geschaltet ist. Der erste und der zweite Zweig verbinden die Sekundärwicklung 48b des Stromwandlers 48 über die Diode 62 und den Widerstand 58 sowie über einen hierzu parallel geschalteten Transistor 64, insbesondere ein bipolarer PNP-Transistor, mit dem Gate des MOSFET 34. Fig. 10 to 12 of the invention are detailed circuit diagrams of the synchronous rectifier circuit according to. The main component of the secondary rectifier is still the current converter 48 and the MOSFET 34 , the current converter 48 having a first output branch with the transconductor inductor 52 and the diode 50 and a second output branch with the diode 54 and the resistor 56 . In addition to the circuit of FIG. 9, a diode 60 is shown in FIGS. 10 to 12, which is connected in parallel to the resistor 56 , and a further diode 62 which is connected in series with the resistor 58 . The first and the second branch connect the secondary winding 48 b of the current converter 48 via the diode 62 and the resistor 58 and via a transistor 64 connected in parallel thereto, in particular a bipolar PNP transistor, to the gate of the MOSFET 34 .

Weiterhin ist in den Fig. 10 bis 12 die Transkonduktordrossel 52 mit einer ersten Wicklung 52a in dem ersten Zweig sowie mit einer zweiten Wicklung 52b dargestellt, die mit einer Diode 66 und einem Widerstand 68 in Reihe geschaltet ist, wobei diese Reiheschaltung zu dem ersten und dem zweiten Zweig parallel geschaltet ist, wie in den Fig. 10 bis 12 gezeigt. Further, the transconductance is shown in FIGS. 10 to 12 shown 52 having a first winding 52 a in the first branch and a second winding 52 b, with a diode 66 and a resistor is connected in series 68, which series circuit to the first and the second branch is connected in parallel, as shown in FIGS. 10 to 12.

Der Betrieb der erfindungsgemäßen Synchrongleichrichterschaltung der Fig. 10 bis 12 ist mit Bezug auf die in Fig. 13 dargestellten Wellenformen im folgenden näher erläutert. Die idealisierten Wellenformen der Fig. 13 zeigen die Ausgangsspannung u01 des oberen Wicklungsabschnitts Ls1 der Sekundärseite 18b des Leistungstransformators 18, den Ausgangsstrom im dieses Wicklungsabschnittes Ls1, die Drain-Source-Spannung uDS des MOSFET 34 sowie den Rücksetzstrom iRES (s. Fig. 12) zum Zurücksetzen des Stromwandlertransformators 48 und der Transduktordrossel 52. The operation of the synchronous rectifier circuit according to the invention of FIGS. 10 to 12 is explained in more detail below with reference to the waveforms shown in FIG. 13. The idealized waveforms of Fig. 13 show the output voltage u 01 of the upper winding section Ls 1 of the secondary side 18 b of the power transformer 18, the output current in this winding section Ls 1, the drain-source voltage U DS of MOSFET 34 as well as the reset current i RES ( see FIG. 12) for resetting the current transformer 48 and the transducer choke 52 .

Während des Zeitintervalls t0 bis t1 (s. Fig. 13) ist die Ausgangsspannung u01 Null. In dieser Phase, die der Freilaufphase entspricht, sind beide MOSFET-Schalter 34, 36 (in den Figur nicht dargestellt, jedoch spiegelsymmetrisch zu der Darstellung der Fig. 10 bis 12) leitend. During the time interval t 0 to t 1 (see FIG. 13), the output voltage u 01 is zero. In this phase, which corresponds to the freewheeling phase, both MOSFET switches 34 , 36 (not shown in the figure, but mirror-symmetrical to the representation in FIGS. 10 to 12) are conductive.

Zum Zeitpunkt t0 fließt der Strom i01 durch die Inversdiode des MOSFET 34 (Fig. 10) und den Stromwandler 48. Entsprechend fließt ein Strom durch die Diode 54 und beginnt das Laden der Eingangskapazität des MOSFET 34. Dieser Strom ist in erster Linie abhängig von dem Wicklungsverhältnis n21/n1 des zweiten Sekundärwicklungsabschnitts 48b2 zur Primärwicklung 48a des Stromwandlertransformators 48 sowie von der Last. At time t 0 , current i 01 flows through the inverse diode of MOSFET 34 ( FIG. 10) and current transformer 48 . Accordingly, a current flows through diode 54 and begins charging the input capacitance of MOSFET 34 . This current is primarily dependent on the winding ratio n 21 / n 1 of the second secondary winding section 48 b2 to the primary winding 48 a of the current transformer 48 and on the load.

Während des ersten Zeitintervalls TD (s. Fig. 13) fließt auch ein vernachlässigbar kleiner Strom durch die Transkonduktordrossel 52. Das Wicklungsverhältnis n22/n1 des zweiten Sekundärwicklungsabschnitts 48b2 zu der Primärwicklung 48a des Stromwandlertransformators 48, die Transkonduktordrossel 52 selbst sowie die Last beeinflussen das Einschaltverhalten des MOSFET 34 (s. Fig. 11). Das Wicklungsverhältnis n22/n1 muß abhängig von der Transkonduktordrossel 52 derart gewählt werden, daß die Ansteuerverluste minimiert werden. Am Ende des Zeitintervalls TD ist die Transkonduktordrossel 52 gesättigt und der MOSFET 34 ist vollständig eingeschaltet (s. Fig. 13). During the first time interval T D (see FIG. 13), a negligibly small current also flows through the transconductor choke 52 . The winding ratio n 22 / n 1 of the second secondary winding section 48 b2 to the primary winding 48 a of the current transformer 48 , the transconductor choke 52 itself and the load influence the switch-on behavior of the MOSFET 34 (see FIG. 11). The winding ratio n 22 / n 1 must be selected depending on the transconductor choke 52 in such a way that the control losses are minimized. At the end of the time interval T D , the transconductor choke 52 is saturated and the MOSFET 34 is completely switched on (see FIG. 13).

Die Diode 60 und der Widerstand 56 bestimmen die Höhe der Gate-Source-Spannung des MOSFET 34. Der Widerstand 58 dient zum Dämpfen von Schwingungen in dem Gatekreis. Diode 60 and resistor 56 determine the level of the gate-source voltage of MOSFET 34 . Resistor 58 serves to dampen vibrations in the gate circuit.

Zum Zeitpunkt t1 bleibt der MOSFET 34 leitend, während der weitere MOSFET 36 (in den Figur nicht gezeigt) abschaltet. Der gesamte Ausgangsstrom fließt somit durch den MOSFET 34. At time t 1 , the MOSFET 34 remains conductive, while the further MOSFET 36 (not shown in the figure) switches off. The entire output current thus flows through the MOSFET 34 .

Während der Freilaufphase, im Zeitintervall von t2 bis t3, ist das Verhalten des Schaltkreises entsprechend wie oben beschrieben. Beginnend mit dem Zeitpunkt t3 wird die Spannung um über dem Sekundärwicklungsabschnitt Ls1 negativ. Dies führt zu einer Abnahme des Stromes durch den MOSFET 34. Dadurch werden die Spannungen über den Sekundärwicklungsabschnitten 48b1 und 48b2 des Stromwandlertransformators 48 umgekehrt, der Transistor 64 wird leitend und beschleunigt das Abschalten des MOSFET 34. During the free-running phase, in the time interval from t 2 to t 3 , the behavior of the circuit is accordingly as described above. Starting at time t 3 , the voltage around the secondary winding section Ls 1 becomes negative. This leads to a decrease in the current through the MOSFET 34 . As a result, the voltages across the secondary winding sections 48 b1 and 48 b2 of the current transformer 48 are reversed, the transistor 64 becomes conductive and accelerates the switching off of the MOSFET 34 .

Die negativen Spannungen an den Sekundärwicklungsabschnitten 48b1, 48b2 des Stromwandlers 48 starten den Rücksetzprozeß der Transkonduktordrossel 52. Ein Rücksetzstrom iRES fließt durch den Widerstand 68 und die Diode 66 und setzt den Stromwandler 48 und die Transkonduktordrossel 52 zurück (s. Fig. 12). The negative voltages at the secondary winding sections 48 b1, 48 b2 of the current transformer 48 start the reset process of the transconductor reactor 52 . A reset current i RES flows through the resistor 68 and the diode 66 and resets the current converter 48 and the transconductor choke 52 (see FIG. 12).

Der Widerstand 68 begrenzt den Rücksetzstrom. Die Diode 66 stellt sicher, daß ein Strom nur während dieses Zeitintervalls fließt. Spätestens zum Zeitpunkt t4, mit dem Beginn der Freilaufphase, fließt kein Rücksetzstrom iRES mehr. Resistor 68 limits the reset current. Diode 66 ensures that a current flows only during this time interval. At the time t 4 at the latest, with the start of the freewheeling phase, no reset current i RES flows.

Sofern beim Einschalten des Synchrongleichrichters beide MOSFET 34, 36 nicht leitend sind, übernehmen die jeweiligen Inversdioden dann, wenn ein Strom durch die Sekundärwicklung 18b des Leistungstransformators 18 zu fließen beginnt, den Stromfluß. Gleichzeitig fließt auch ein Strom durch die Primärwicklung 48a des Stromwandlertransformators 48 und somit durch den ersten und den zweiten Sekundärwicklungsabschnitt 48b1, 48b2. Die Transkonduktordrossel 52 verhindert einen Stromfluß durch den ersten Zweig, es fließt jedoch einen Strom durch die Diode 54 des zweiten Zweiges, der zum Laden der Gatekapazitäten der MOSFET 34, 36 dient. Durch das kleine Übersetzungsverhältnis, in der Größenordnung von 10 zu 1, des zweiten Sekundärwicklungsabschnitts 48b2 zur Primärwicklung 48a des Stromwandlertransformators 48 wird ein relativ großer Schaltstrom erzeugt und das Ansteuern des MOSFET 34, 36 extrem beschleunigt. Dieses schnelle Laden verkürzt wiederum die Zeit des Stromflusses über die Inversdioden. Wird die Schwellwertspannung des MOSFET 34, 36 erreicht, wird dieser leitend; hierbei dienen die Widerstände 56, 58 der Strombegrenzung und die Diode 60 der Spannungsbegrenzung. Der Transistor 24 ist zu diesem Zeitpunkt gesperrt. Wie beschrieben, ist während dieser ersten Einschaltphase auch die Transkonduktordrossel 52 gesperrt. If both MOSFETs 34 , 36 are not conductive when the synchronous rectifier is switched on, the respective inverse diodes take over the current flow when a current begins to flow through the secondary winding 18 b of the power transformer 18 . At the same time, a current also flows through the primary winding 48 a of the current transformer 48 and thus through the first and second secondary winding sections 48 b1, 48 b2. The transconductor choke 52 prevents current from flowing through the first branch, but current flows through the diode 54 of the second branch, which is used to charge the gate capacitances of the MOSFET 34 , 36 . Due to the small transmission ratio, on the order of 10 to 1, of the second secondary winding section 48 b2 to the primary winding 48 a of the current transformer 48 , a relatively large switching current is generated and the driving of the MOSFET 34 , 36 is extremely accelerated. This fast charging in turn shortens the time of the current flow through the inverse diodes. If the threshold voltage of the MOSFET 34 , 36 is reached, it becomes conductive; the resistors 56 , 58 serve to limit the current and the diode 60 to limit the voltage. The transistor 24 is blocked at this time. As described, the transconductor choke 52 is also blocked during this first switch-on phase.

Die Transkonduktordrossel 52 wirkt in diesem Schaltkreis als ein magnetischer Schalter; erst nach einer gewissen Ladezeit geht die Transkonduktordrossel 52 in die Sättigung, was einem geschlossenen Schalterzustand entspricht, so daß über die Diode 50 die Gatekapazität des MOSFET 34, 36 vollständig geladen und somit der Synchrongleichrichter vollständig ausgesteuert wird. Durch die Wahl eines größeren Übersetzungsverhältnisses, in der Größenordnung von 1 zu 100, zwischen der Primärwicklung 48a und dem ersten Sekundärwicklungsabschnitt 48b1 des Stromwandlertransformators 48 ergibt sich ein kleinerer Ladestrom und somit geringerer Ansteuerverluste des Synchrongleichrichters. The transconductor choke 52 acts as a magnetic switch in this circuit; Only after a certain charging time does the transconductor choke 52 go into saturation, which corresponds to a closed switch state, so that the gate capacitance of the MOSFET 34 , 36 is fully charged via the diode 50 and the synchronous rectifier is thus fully driven. The choice of a larger transmission ratio, on the order of 1 to 100, between the primary winding 48 a and the first secondary winding section 48 b1 of the current transformer 48 results in a lower charging current and thus lower control losses of the synchronous rectifier.

Wie bereits erwähnt, ist ein vorteilhaftes Merkmal der Erfindung, daß die Transkonduktordrossel 52 und der Stromwandlertransformator 48 nach einem Schaltvorgang schnell und einfach wieder zurückgesetzt bzw. entmagnetisiert werden können. Zu diesem Zweck ist, wie in den Fig. 10 bis 12 gezeigt, an der Transkonduktordrossel eine zweite Wicklung 52b, beispielsweise mit vier Windungen, vorgesehen. Ihr Wicklungssinn ist der ersten Wicklung 52a der Transkonduktordrossel entgegengesetzt. Gespeist wird diese zweite Wicklung 52b über den Widerstand 68, welcher der Strombegrenzung dient, und die Diode 66, die einen Stromfluß in umgekehrter Richtung verhindert. Der Rücksetzvorgang der Transkonduktordrossel 52 und des Stromwandlertransformators 48 erfolgt jeweils während der Sperrphase der MOSFET 34, 36. In diesem Zeitabschnitt ist die Spannung an dem zugehörigen Wicklungsabschnitt auf der Sekundärseite 18b des Leistungstransformators 18 negativ. Aufgrund dieses negativen Potentials kommt es zu einem Stromfluß über den Widerstand 68, die Diode 66, die Transkonduktordrossel 52 und die Sekundärwicklung 48b des Stromwandlertransformators 48. Die Spannung auf der Sekundärseite des Stromwandlers springt auf ein negatives Potential. durch den anschließenden abklingenden Stromfluß werden Stromwandler und Transkonduktordrossel in Gegenrichtung magnetisiert. Geht die Spannung auf der Sekundärseite, z. B. Ls1, des Leistungstransformators 18 wieder auf 0 Volt (Freilauthase), bricht der Rücksetzstrom iRES (Fig. 13) ab. Beide Induktivitäten, der Transkonduktordrossel 52 und des Stromwandlertransformators 48, sind nach diesem Vorgang entmagnetisiert und für den nächsten Schaltvorgang vorbereitet. As already mentioned, an advantageous feature of the invention is that the transconductor choke 52 and the current transformer 48 can be quickly and easily reset or demagnetized after a switching operation. For this purpose, as shown in FIGS. 10 to 12, a second winding 52 b, for example with four turns, is provided on the transconductor choke. Their sense of winding is opposite to the first winding 52 a of the transconductor choke. This second winding 52 b is fed via the resistor 68 , which serves to limit the current, and the diode 66 , which prevents a current flow in the opposite direction. The transconductor choke 52 and the current transformer 48 are each reset during the blocking phase of the MOSFET 34 , 36 . In this period, the voltage at the associated winding section on the secondary side 18 b of the power transformer 18 is negative. Because of this negative potential, there is a current flow through the resistor 68 , the diode 66 , the transconductor choke 52 and the secondary winding 48 b of the current transformer 48 . The voltage on the secondary side of the current transformer jumps to a negative potential. Due to the subsequent decaying current flow, current transformers and transconductor chokes are magnetized in the opposite direction. Is the voltage on the secondary side, e.g. B. Ls 1 , the power transformer 18 back to 0 volts (free-running phase), the reset current i RES ( Fig. 13) stops. Both inductors, the transconductor choke 52 and the current transformer 48 , are demagnetized after this process and prepared for the next switching process.

Für die Auswahl und Dimensionierung der verschiedenen Bauteile in der erfindungsgemäßen Synchrongleichrichterschaltung können die folgenden Richtlinien gelten:
Die Auswahl der Leistungstransistoren, MOSFET, erfolgt in erster Linie im Hinblick auf einen niedrigen Durchlaßwiderstand, vorzugsweise mit einem Durchlaßwiderstand RDS < 50 mΩ, einer Drain-Source-Spannung und einem Drain-Strom abhängig von der gewünschten Ausgangsspannung und dem Ausgangsstrom. The following guidelines can apply to the selection and dimensioning of the various components in the synchronous rectifier circuit according to the invention:
The selection of the power transistors, MOSFET, takes place primarily with regard to a low forward resistance, preferably with a forward resistance R DS <50 mΩ, a drain-source voltage and a drain current depending on the desired output voltage and the output current.

Das optimale Übersetzungsverhältnis des Stromwandlertransformators sollte je nach Anwendungsfall experimentell ermittelt werden, wobei in Tests Wicklungsverhältnisse von Primärwicklung 48a zu erstem Sekundärwicklungsabschnitt 48b1 zu zweitem Sekundärwicklungsabschnitt 48b2 von 1 : 50 : 5 und 1 : 100 : 10 in dieser Konfiguration gute Ergebnisse lieferten. The optimal transformation ratio of the current transformer should be determined experimentally depending on the application, whereby tests of winding ratios from primary winding 48 a to first secondary winding section 48 b1 to second secondary winding section 48 b2 of 1: 50: 5 and 1: 100: 10 gave good results in this configuration.

Die Transkonduktordrossel 52 übernimmt in der Gleichrichterschaltung eine Schalterfunktion. Sie ist dafür verantwortlich, daß nach einer gewissen Zeit TD eine zweite Stufe der Ansteuerung der MOSFET erfolgt, wie beschrieben. The transconductor choke 52 assumes a switch function in the rectifier circuit. It is responsible that after a certain time T D a second stage of the control of the MOSFET takes place, as described.

Eine Transkonduktordrossel besteht im wesentlichen aus einem sättigbaren, weichmagnetischen Ringkern mit einer oder mehreren Wicklungen. Die Hysteresekurve des Kerns ist nahezu rechteckig. Je nach Magnetisierungsgrad der Drossel ist der magnetische Schalter ein oder aus. Im folgenden ist das Verhalten einer Transkonduktordrossel kurz erläutert. Wird eine Spannung an die Drossel angelegt, ist die Induktivität der Drossel im ersten Moment sehr groß und es fließt kein Strom durch die Spule. Nach Verstreichen einer Zeit TD geht die Drossel in die Sättigung und hat dann eine sehr kleine Induktivität. In diesem Zustand fließt Strom durch die Wicklung der Transkonduktordrossel, der magnetische Schalter ist geschlossen. Während dieses Stromflusses bleibt die magnetische Flußdichte nahezu konstant. Bricht der Stromfluß durch die Drossel ab, nimmt die magnetische Feldstärke ab, die magnetische Flußdichte bleibt nach wie vor konstant. Fließt nun ein Strom in Gegenrichtung (Rücksetzstrom) oder wird eine negative Spannung angelegt, verringert sich die Induktivität der Drossel und geht gegen Null, so daß die Transkonduktordrossel entmagnetisiert wird. Fließt der Rücksetzstrom lang genug, ist die Transkonduktordrossel vollständig entmagnetisiert und somit zurückgesetzt. Sofern der Rücksetzstrom weiterfließt, wird die Transkonduktordrossel in die Gegenrichtung magnetisiert und der magnetische Schalter ist wieder geöffnet. A transconductor choke essentially consists of a saturable, soft magnetic toroid with one or more windings. The hysteresis curve of the core is almost rectangular. Depending on the degree of magnetization of the choke, the magnetic switch is on or off. The behavior of a transconductor choke is briefly explained below. If a voltage is applied to the choke, the inductance of the choke is very high at first and no current flows through the coil. After a time T D has passed , the inductor saturates and then has a very small inductance. In this state, current flows through the winding of the transconductor choke, the magnetic switch is closed. The magnetic flux density remains almost constant during this current flow. If the current flow through the choke stops, the magnetic field strength decreases, the magnetic flux density remains constant. If a current now flows in the opposite direction (reset current) or a negative voltage is applied, the inductance of the choke decreases and goes to zero, so that the transconductor choke is demagnetized. If the reset current flows long enough, the transconductor choke is completely demagnetized and thus reset. If the reset current continues to flow, the transconductor choke is magnetized in the opposite direction and the magnetic switch is opened again.

Die Funktion einzelner weiterer Bauteile ist wie folgt. The function of individual additional components is as follows.

Die Dioden 50, 54 und 58 verhindern das Fließen eines Rückstroms während der Sperrphase der MOSFET 34, 36. Es können beispielsweise Shottky-Dioden gewählt werden, die aufgrund einer kleinen Durchlaßspannung relativ verlustarm sind und relativ große Ströme erlauben. Diodes 50 , 54 and 58 prevent back current from flowing during the blocking phase of MOSFET 34 , 36 . For example, Shottky diodes can be selected which are relatively low-loss due to a small forward voltage and allow relatively large currents.

Der Widerstand 56 und die Zenerdiode 60 dienen zum Einstellen der Gate-Source-Spannung. Der Widerstand 58 dient als ein Gate-Widerstand zur Unterdrückung von Schwingungen. Durch die Anordnung des Widerstands 58 vor dem Transistor 64 wird ferner das Ausschalten des MOSFET 34 verkürzt, so daß sich der Wirkungsgrad der Gesamtschaltung nochmals verbessert. Der Transistor 64 dient zur Entladung der Gatekapazität der MOSFET 34, 36. Der Widerstand 68 und die Diode 66 dienen zum Entmagnetisieren der Transkonduktordrossel 52 und des Stromwandlers 48. Resistor 56 and zener diode 60 are used to adjust the gate-source voltage. Resistor 58 serves as a gate resistor to suppress vibrations. The arrangement of the resistor 58 in front of the transistor 64 also shortens the switching off of the MOSFET 34 , so that the efficiency of the overall circuit is further improved. The transistor 64 serves to discharge the gate capacitance of the MOSFET 34 , 36 . The resistor 68 and the diode 66 serve to demagnetize the transconductor choke 52 and the current transformer 48 .

Die in der vorstehenden Beschreibung, den Ansprüchen und den Zeichnungen offenbarten Merkmale können sowohl einzeln als auch in beliebiger Kombination für die Verwirklichung der Erfindung in ihren verschiedenen Ausführungsformen von Bedeutung sein. Those disclosed in the foregoing description, claims and drawings Features can be used individually as well as in any combination for the realization of the invention in its various embodiments.

Die Erfindung schafft einen Synchrongleichrichter zur Verwendung in einem Gegentaktwandler mit besonders hohem Wirkungsgrad und schnellen Schalteigenschaften. Dadurch ist es einerseits möglich, die erfindungsgemäße Schaltung insbesondere auch in mehrstufigen Schaltnetzteilen einzusetzen, gleichzeitig aber auch ein Schaltnetzteil zu erhalten, das mit hoher Frequenz arbeitet und/oder flexibel in bezug auf das Tastverhältnis ist. Die Erfindung ist insbesondere vorteilhaft für Schaltnetzteile mit niedriger Ausgangsspannung, beispielsweise < 24 V, bei denen die Verluste eines Diodengleichrichters besonders erheblich sind. Beispielhafte Anwendungen sind Schaltnetzteile für Telekomanlagen, Computer sowie industrielle Anwendungen, Spannungsversorgung für Prozessorkerne und insbesondere all solche Anwendungen, die niedrige Spannungen und hohe Ströme verlangen. Bezugszeichenliste 10 Eingangsschaltstufe
12 Leistungstransformator
14 Gleichrichterschaltung
16 Ausgangsfilter
18 Leistungstransformator
18a Primärseite des Leistungstransformators
18b Sekundärseite des Leistungstransformators
20 Leistungstransistor
22 Leistungstransistor
24 sekundäre Diode
26 sekundäre Diode
28 Speicherdrossel
30 Speicherkondensator
32 Synchrongleichrichterschaltung
34 MOSFET, elektronischer Schalter
36 MOSFET, elektronischer Schalter
38 Ansteuer-IC
40 Ansteuer-IC
42 Stromwandler
42a Primärwicklung des Stromwandlers
42b Sekundärwicklung des Stromwandlers
44 Widerstand
46 Widerstand
48 Stromwandlertransformator
48a Primärwicklung des Stromwandlertransformators
48b Sekundärwicklung des Stromwandlertransformators
48b1 erster Sekundärwicklungsabschnitt
48b2 zweiter Sekundärwicklungsabschnitt
50 Diode
52 Transkonduktordrossel
52a erste Wicklung der Transkonduktordrossel
52b zweite Wicklung der Transkonduktordrossel
54 Diode
56 Widerstand
58 Widerstand
60 Diode
62 Diode
64 Transistor
66 Diode
68 Widerstand
The invention provides a synchronous rectifier for use in a push-pull converter with particularly high efficiency and fast switching properties. This makes it possible, on the one hand, to use the circuit according to the invention in particular in multi-stage switching power supplies, but at the same time also to obtain a switching power supply which operates at a high frequency and / or is flexible with regard to the pulse duty factor. The invention is particularly advantageous for switching power supplies with a low output voltage, for example <24 V, in which the losses of a diode rectifier are particularly significant. Exemplary applications are switching power supplies for telecommunications systems, computers and industrial applications, power supply for processor cores and in particular all those applications which require low voltages and high currents. Reference numeral list 10 input switching stage
12 power transformer
14 rectifier circuit
16 output filters
18 power transformer
18 a Primary side of the power transformer
18 b Secondary side of the power transformer
20 power transistor
22 power transistor
24 secondary diode
26 secondary diode
28 storage choke
30 storage capacitor
32 synchronous rectifier circuit
34 MOSFET, electronic switch
36 MOSFET, electronic switch
38 control IC
40 control IC
42 current transformers
42 a primary winding of the current transformer
42 b secondary winding of the current transformer
44 resistance
46 resistance
48 current transformer
48 a primary winding of the current transformer
48 b Secondary winding of the current transformer
48 b1 first secondary winding section
48 b2 second secondary winding section
50 diode
52 transconductor choke
52 a first winding of the transconductor choke
52 b second winding of the transconductor choke
54 diode
56 resistance
58 resistance
60 diode
62 diode
64 transistor
66 diode
68 resistance

Claims (16)

1. Synchrongleichrichterschaltung mit einem Leistungstransformator (12; 18), der eine Primärseite (18a) mit einem ersten und einem zweiten primären Wicklungsabschnitt und eine Sekundärseite (18b) mit einem ersten und einem zweiten sekundären Wicklungsabschnitt aufweist, einer Gleichrichterschaltung (32) auf der Sekundärseite des Leistungstransformators (12; 18), wobei die Gleichrichterschaltung einen ersten und einen zweiten elektronischen Schalter (34, 36) aufweist, die dem ersten bzw. dem zweiten sekundären Wicklungsabschnitt (18b) zugeordnet sind, einer ersten und einer zweiten Stromwandlereinrichtung (48), die dem ersten bzw. dem zweiten sekundären Wicklungsabschnitt zugeordnet sind, und einer ersten und einer zweiten Ansteuerschaltung (50-58) für den ersten bzw. den zweiten elektronischen Schalter (34, 36), wobei jede Stromwandlereinrichtung (48) einen ersten und einen zweiten Strom erzeugt, die abhängig sind von dem Strom des zugehörigen sekundären Wicklungsabschnittes (18b) des Leistungstransformators (18), und jede Ansteuerschaltung (50-58) einen ersten Zweig (50, 52) und einen zweiten Zweig (54, 56) aufweist, die den ersten bzw. den zweiten von der Stromwandlervorrichtung (48) erzeugten Strom empfangen, und wobei der erste Zweig eine Transkonduktordrossel (52) aufweist. 1. synchronous rectifier circuit with a power transformer ( 12 ; 18 ), which has a primary side ( 18 a) with a first and a second primary winding section and a secondary side ( 18 b) with a first and a second secondary winding section, a rectifier circuit ( 32 ) the secondary side of the power transformer ( 12 ; 18 ), the rectifier circuit having a first and a second electronic switch ( 34 , 36 ) which are assigned to the first and the second secondary winding section ( 18 b), a first and a second current converter device ( 48 ), which are assigned to the first and the second secondary winding section, and a first and a second drive circuit ( 50-58 ) for the first and the second electronic switch ( 34 , 36 ), each current transformer device ( 48 ) having a first and generates a second current, which are dependent on the current of the associated secondary är winding section ( 18 b) of the power transformer ( 18 ), and each drive circuit ( 50-58 ) has a first branch ( 50 , 52 ) and a second branch ( 54 , 56 ), the first and the second of the current converter device ( 48 ) received generated current, and wherein the first branch has a transconductor choke ( 52 ). 2. Synchrongleichrichterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß jede Stromwandlereinrichtung einen Stromwandlertransformator (48) mit einer Primärwicklung (48a) und einer ersten und einer zweiten Sekundärwicklung (48b) aufweist, wobei der erste und der zweite Zweig der Ansteuerschaltung der ersten bzw. der zweiten Sekundärwicklung des Stromwandlertransformators (48) zugeordnet sind. 2. Synchronous rectifier circuit according to claim 1, characterized in that each current transformer device has a current transformer ( 48 ) with a primary winding ( 48 a) and a first and a second secondary winding ( 48 b), the first and the second branch of the control circuit of the first and are assigned to the second secondary winding of the current transformer ( 48 ). 3. Synchrongleichrichterschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die elektronischen Schalter (34, 36) jeweils einen MOSFET aufweisen. 3. synchronous rectifier circuit according to claim 2, characterized in that the electronic switches ( 34 , 36 ) each have a MOSFET. 4. Synchrongleichrichterschaltung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Primärwicklung (48a) der ersten Stromwandlereinrichtung (48) zu dem ersten sekundären Wicklungsabschnitt (18b) des Leistungstransistors (18) in Reihe geschaltet ist und die Primärwicklung der zweiten Stromwandlereinrichtung zu dem zweiten sekundären Wicklungsabschnitt des Leistungstransistors (18) in Reihe geschaltet ist. 4. synchronous rectifier circuit according to claim 2 or 3, characterized in that the primary winding ( 48 a) of the first current transformer device ( 48 ) to the first secondary winding section ( 18 b) of the power transistor ( 18 ) is connected in series and the primary winding of the second current converter device the second secondary winding section of the power transistor ( 18 ) is connected in series. 5. Synchrongleichrichterschaltung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Schalter (34) zu dem ersten sekundären Wicklungsabschnitt (18b) des Leistungstransistors (18) in Reihe geschaltet ist und der zweite Schalter (36) zu dem zweiten sekundären Wicklungsabschnitt (18b) des Leistungstransistors (18) in Reihe geschaltet ist. 5. synchronous rectifier circuit according to claim 3 or 4, characterized in that the first switch ( 34 ) to the first secondary winding section ( 18 b) of the power transistor ( 18 ) is connected in series and the second switch ( 36 ) to the second secondary winding section ( 18 b) the power transistor ( 18 ) is connected in series. 6. Synchrongleichrichterschaltung nach einem der Ansprüche 3 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Zweig die erste Sekundärwicklung (48b1) des Stromwandlertransformators (48) über eine Diode (50) und die Transkonduktordrossel (52) mit dem Gate des zugehörigen MOSFET (34) verbindet und der zweite Zweig die zweite Sekundärwicklung (48b2) des Stromwandlertransformators (48) über eine Diode (56) mit dem Gate des zugehörigen MOSFET (34) verbindet. 6. Synchronous rectifier circuit according to one of claims 3 to 5, characterized in that the first branch, the first secondary winding ( 48 b1) of the current transformer ( 48 ) via a diode ( 50 ) and the transconductor choke ( 52 ) with the gate of the associated MOSFET ( 34 ) connects and the second branch connects the second secondary winding ( 48 b2) of the current transformer ( 48 ) via a diode ( 56 ) to the gate of the associated MOSFET ( 34 ). 7. Synchrongleichrichterschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite Zweig über ein Schaltelement (64) mit dem Gate des zugehörigen MOSFET (34) verbunden sind. 7. synchronous rectifier circuit according to claim 6, characterized in that the first and the second branch are connected via a switching element ( 64 ) to the gate of the associated MOSFET ( 34 ). 8. Synchrongleichrichterschaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß das Schaltelement (64) ein bipolarer Transistor ist. 8. synchronous rectifier circuit according to claim 7, characterized in that the switching element ( 64 ) is a bipolar transistor. 9. Synchrongleichrichterschaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Sekundärwicklung (48b1) des Stromwandlertransformators (48) eine höhere Wicklungszahl als die zweite Sekundärwicklung (48b2) des Stromwandlertransformators (48) hat. 9. synchronous rectifier circuit according to one of claims 2 to 8, characterized in that the first secondary winding ( 48 b1) of the current transformer ( 48 ) has a higher number of windings than the second secondary winding ( 48 b2) of the current transformer ( 48 ). 10. Synchrongleichrichterschaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß das Wicklungsverhältnis (n1 : n22 : n21) von Primärwicklung (48a) zu erster Sekundärwicklung (48b1) zu zweiter Sekundärwicklung (48b2) des Stromwandlertransformators (48) in der Größenordnung von 1 : 100 : 10 ist. 10. Synchronous rectifier circuit according to claim 9, characterized in that the winding ratio (n 1 : n 22 : n 21 ) of the primary winding ( 48 a) to the first secondary winding ( 48 b1) to the second secondary winding ( 48 b2) of the current transformer ( 48 ) in the Is of the order of 1: 100: 10. 11. Synchrongleichrichterschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Transkonduktordrossel (52) eine Schaltwicklung (52a) und eine Rücksetzwicklung (52b) aufweist, wobei die Schaltwicklung (52a) in dem ersten Zweig liegt und die Rücksetzwicklung (52b) in einem zu diesem parallelen Rücksetzzweig liegt. 11. Synchronous rectifier circuit according to one of the preceding claims, characterized in that the transconductor choke ( 52 ) has a switching winding ( 52 a) and a reset winding ( 52 b), the switching winding ( 52 a) being in the first branch and the reset winding ( 52 b) lies in a reset branch parallel to this. 12. Synchrongleichrichterschaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß das Wicklungsverhältnis von Schaltwicklung (52a) zu Rücksetzwicklung (52b) in der Größenordnung von 1 : 4 ist. 12. Synchronous rectifier circuit according to claim 11, characterized in that the winding ratio of switching winding ( 52 a) to reset winding ( 52 b) is of the order of 1: 4. 13. Synchrongleichrichterschaltung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß der Rücksetzzweig eine Diode (66) enthält. 13. Synchronous rectifier circuit according to claim 12, characterized in that the reset branch contains a diode ( 66 ). 14. Synchrongleichrichterschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß dem Leistungstransformator (18) eine Eingangsschaltstufe (10) vorgeschaltet ist. 14. Synchronous rectifier circuit according to one of the preceding claims, characterized in that the power transformer ( 18 ) is connected upstream of an input switching stage ( 10 ). 15. Synchrongleichrichterschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Gleichrichterschaltung (32) eine Ausgangsfilterstufe (16) nachgeschaltet ist. 15. Synchronous rectifier circuit according to one of the preceding claims, characterized in that the rectifier circuit ( 32 ) is followed by an output filter stage ( 16 ). 16. Gegentaktwandler mit einer Synchrongleichrichterschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche. 16. Push-pull converter with a synchronous rectifier circuit according to one of the preceding claims.
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