DE112009001775T5 - Isolated power supply switching device - Google Patents
Isolated power supply switching device Download PDFInfo
- Publication number
- DE112009001775T5 DE112009001775T5 DE112009001775T DE112009001775T DE112009001775T5 DE 112009001775 T5 DE112009001775 T5 DE 112009001775T5 DE 112009001775 T DE112009001775 T DE 112009001775T DE 112009001775 T DE112009001775 T DE 112009001775T DE 112009001775 T5 DE112009001775 T5 DE 112009001775T5
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- secondary winding
- switching device
- circuit
- winding
- power supply
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
- H01F27/00—Details of transformers or inductances, in general
- H01F27/34—Special means for preventing or reducing unwanted electric or magnetic effects, e.g. no-load losses, reactive currents, harmonics, oscillations, leakage fields
- H01F27/38—Auxiliary core members; Auxiliary coils or windings
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
- H02M3/33571—Half-bridge at primary side of an isolation transformer
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
- H02M1/0054—Transistor switching losses
- H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0064—Magnetic structures combining different functions, e.g. storage, filtering or transformation
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/01—Resonant DC/DC converters
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
Durch Ausführen einer Einschalt-/Abschaltsteuerung einer ersten Schaltvorrichtung (Q1) und einer zweiten Schaltvorrichtung (Q2) wird Energie unter Verwenden einer zweiten primären Wicklung (ni) und einer zweiten sekundären Wicklung (no) von der primären Seite zu der sekundären Seite übertragen, während die erste Schaltvorrichtung (Q1) eingeschaltet ist, und wird Energie von einer ersten primären Wicklung (np) und einer ersten sekundären Wicklung ung (Q2) eingeschaltet ist. Die erste sekundäre Wicklung (ns) und die zweite sekundäre Wicklung (no) sind miteinander in Reihe geschaltet, und ein Induktor ist zu der zweiten sekundären Wicklung (no) in Reihe eingefügt. Ein Ausgangsstrom wird veranlaung (Q1) eingeschaltet ist oder die zweite Schaltvorrichtung (Q2) eingeschaltet ist, durch den Induktor zu fließen.By executing on / off control of a first switching device (Q1) and a second switching device (Q2), energy is transferred from the primary side to the secondary side while using a second primary winding (ni) and a second secondary winding (no) the first switching device (Q1) is switched on, and energy is switched on by a first primary winding (np) and a first secondary winding (Q2). The first secondary winding (ns) and the second secondary winding (no) are connected in series with each other, and an inductor is inserted in series with the second secondary winding (no). An output current is caused (Q1) is switched on or the second switching device (Q2) is switched on to flow through the inductor.
Description
Technisches GebietTechnical area
Die vorliegende Erfindung betrifft eine isolierte Leistungsversorgungsschalteinrichtung, bei der im Wesentlichen kein Zeitraum vorliegt, während dessen keine Energieübertragung zwischen der primären Seite und der sekundären Seite eines Transformators vorgenommen wird.The present invention relates to an isolated power supply switching device in which there is substantially no period during which no power transfer is made between the primary side and the secondary side of a transformer.
Stand der TechnikState of the art
Derzeit umfassen bekannte Exemplare von allgemeinen isolierten Leistungsversorgungsschalteinrichtungen Durchflusswandler und Sperrwandler. Alle diese isolierten Leistungsversorgungsschalteinrichtungen speichern Energie in einem Transformator oder einem Induktor, während die Hauptschaltvorrichtung eingeschaltet ist und dadurch Energie von der primären Seite zu der sekundären Seite überträgt, während der Hauptschalter der primären Seite entweder ein oder aus ist. Somit gibt es einen Zeitraum, während dessen keine Energie von der primären Seite zu der sekundären Seite übertragen wird, während der Hauptschalter entweder aus oder ein ist.Currently, known examples of general isolated power supply switching devices include forward transformers and flyback converters. All of these isolated power supply switching devices store energy in a transformer or inductor while the main switching device is turned on, thereby transferring energy from the primary side to the secondary side while the main switch of the primary side is either on or off. Thus, there is a period during which no power is transferred from the primary side to the secondary side while the main switch is either off or on.
Ein bekanntes Beispiel für eine isolierte Leistungsversorgungsschalteinrichtung, bei der Energie während sowohl des Einschaltzeitraums als auch des Abschaltzeitraums der Hauptschaltvorrichtung der primären Seite von der primären Seite zu der sekundären Seite übertragen wird, ist ein Zwei-Trafo-Gleichspannungswandler, der zwei Transformatoren aufweist. Ein Beispiel desselben ist in der nachstehend beschriebenen Patentschrift 1 offenbart.A known example of an isolated power supply switching device in which power is transferred from the primary side to the secondary side during both the turn-on period and the turn-off period of the primary side primary switching device is a two-transformer DC-DC converter having two transformers. An example thereof is disclosed in
Unter Bezug auf
Zwischen dem Verbindungsknoten der primären Spule W4 des Transformators T2 und des Hauptschalters Q1 und dem Verbindungsknoten
Weiterhin ist zwischen dem Verbindungsknoten der primären Spule W4 des Transformators T2 und der Hauptschaltvorrichtung Q1 und dem Verbindungsknoten der primären Spule W2 des Transformators T1 und eines Kondensators C1 eine Reihenschaltung angeschlossen, die durch den Kondensator C2 und eine Unterschaltvorrichtung Q2 gebildet ist.Further, connected between the connection node of the primary coil W4 of the transformer T2 and the main switching device Q1 and the connection node of the primary coil W2 of the transformer T1 and a capacitor C1, a series circuit formed by the capacitor C2 and a Unterschaltvorrichtung Q2.
Als sekundärseitiger Schaltkreis sind zwischen den beiden Enden eines Lastsystems
Auf diese Weise ist die Unterschaltvorrichtung Q2 abgeschaltet, während die Hauptschaltvorrichtung Q1 eingeschaltet ist, und an der primären Seite fließt ein Strom durch die primäre Spule W1 des Transformators T1 und die primäre Spule W4 des Transformators T2. An der sekundären Seite ist der Ausgangsschalter Q3 eingeschaltet und der Ausgangsschalter Q4 ist abgeschaltet; durch die sekundäre Spule W6 des Transformators T2 fließt ein Strom; und an dem Lastsystem
Die Unterschaltvorrichtung Q2 ist eingeschaltet, während die Hauptschaltvorrichtung Q1 abgeschaltet ist, und an der primären Seite fließt ein Strom durch die primäre Spule W2 des Transformators T1 und die primäre Spule W5 des Transformators T2. An der sekundären Seite ist der Ausgangsschalter Q3 abgeschaltet und der Ausgangsschalter Q4 ist eingeschaltet; durch die sekundäre Spule W3 des Transformators T1 fließt ein Strom; und an dem Lastsystem
- [Patentschrift 1]:
ungeprüfte japanische Patentanmeldungsveröffentlichung Nr. 2005-51994
- [Patent Document 1]:
Japanese Unexamined Patent Application Publication No. 2005-51994
Durch die Erfindung zu lösende ProblemeProblems to be solved by the invention
Die in Patentschrift 1 offenbarte isolierte Leistungsversorgungsschalteinrichtung ist aber dadurch gekennzeichnet, dass infolge des Vorsehens der zwei Transformatoren keine Drosselspule erforderlich ist, und hat somit ein Problem, da zwei Transformatoren erforderlich sind, was zu einer größeren Größe des Schaltkreises führt.However, the insulated power supply switching device disclosed in
Auch wenn ferner der Vorteil gegeben ist, dass keine Drosselspule zum Zulassen des Übertragens von Energie von der primären Seite zur sekundären Seite erforderlich ist, sowohl wenn der Hauptschalter Q1 eingeschaltet als auch ausgeschaltet ist, besteht ein Problem, da eine fehlende Drosselspule an der sekundären Seite aufgrund des Schaltrauschens, das während des Einschalt-/Abschaltschaltzeitraums der Hauptschaltvorrichtung Q1 an der primären Seite erzeugt wird, eine Ausgangswelligkeit zunehmen lässt, was zu einer größeren Größe des Glättungskondensators C3 führt.Further, although there is the advantage that no reactor is required for allowing the transfer of energy from the primary side to the secondary side, both when the main switch Q1 is turned on and off, there is a problem that a missing choke coil on the secondary side due to Switching noise generated during the on / off switching period of the main switching device Q1 on the primary side increases an output ripple, resulting in a larger size of the smoothing capacitor C3.
Da weiterhin eine Spannung, die die Summe einer Eingangsspannung Vin und einer Spannung über dem Kondensator C2 ist, zwischen Drain und Source der Hauptschaltvorrichtung Q1 angelegt ist, ist eine Hochspannungsschaltvorrichtung erforderlich. Eine Hochspannungsschaltvorrichtung hat einen großen Widerstand, der während des Leitens eine Widerstandskomponente ist, und somit steigt der Leitungsverlust in der Schaltvorrichtung. Dies führt zu einer Abnahme des Wirkungsgrads und einem Anstieg der Kosten.Further, since a voltage which is the sum of an input voltage Vin and a voltage across the capacitor C2 is applied between the drain and source of the main switching device Q1, a high voltage switching device is required. A high voltage switching device has a large resistance, which is a resistance component during conduction, and thus conduction loss in the switching device increases. This leads to a decrease in efficiency and an increase in costs.
Somit besteht eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung darin, die vorstehend beschriebenen Probleme zu lösen und eine isolierte Leistungsversorgungsschalteinrichtung vorzusehen, die ungeachtet der Einschalt-/Abschaltzeiträume einer Schaltvorrichtung das Übertragen von Energie von der primären Seite zu der sekundären Seite eines Transformators zulässt, die die Erzeugung von Schaltrauschen, das während Einschalt-/Abschaltzeiträumen erzeugt wird, hemmen und eine Ausgangswelligkeit verringern kann und die das Verwenden einer Niederspannungsschaltvorrichtung zulässt.Thus, it is an object of the present invention to solve the problems described above and to provide an isolated power supply switching device which allows the transfer of power from the primary side to the secondary side of a transformer, regardless of the turn-on / turn-off periods of a switching device Switching noise that is generated during turn-on / off periods and can reduce an output ripple and that allows the use of a low-voltage switching device.
Mittel zum Lösen der ProblemeMeans of solving the problems
Die vorliegende Erfindung sieht die folgende Konfiguration vor, um die vorstehend beschriebenen Probleme zu lösen.
- (1) Eine isolierte Leistungsversorgungsschaltvorrichtung umfasst einen Gleichstromleistungseingangsabschnitt, an dem eine Eingangsgleichspannung eingespeist wird; einen Transformator T, der durch eine magnetische Komponente gebildet ist und mit einer ersten primären Wicklung np, einer ersten sekundären Wicklung ns und einer zweiten sekundären Wicklung no versehen ist, die magnetisch miteinander gekoppelt sind; einen ersten Induktor Lr, der mit der ersten primären Wicklung np in Reihe geschaltet ist; einen Gleichrichterschaltkreis, der gebildet ist durch eine erste Gleichrichtervorrichtung Ds, die eine Summe eines Stroms, der in der ersten sekundären Wicklung ns erzeugt wird, und eines Stroms, der in der zweiten sekundären Wicklung no erzeugt wird, gleichrichtet, und durch eine zweite Gleichrichtervorrichtung Df, die einen Strom, der in der zweiten sekundären Wicklung no erzeugt wird, gleichrichtet; einen ersten Schaltkreis S1, der durch eine erste Schaltvorrichtung Q1, einen ersten Kondensator C1 und eine erste Diode D1 gebildet ist, die parallel miteinander geschaltet sind; einen zweiten Schalkreis S2, der durch eine zweite Schaltvorrichtung Q2, einen zweiten Kondensator C2 und eine zweite Diode D2 gebildet ist, die parallel miteinander geschaltet sind; einen dritten Kondensator Cr; eine erste Reihenschaltung, die mit beiden Anschlüssen des Gleichstromleistungseingangsabschnitts verbunden ist und in der die erste primäre Wicklung np oder die zweite primäre Wicklung ni und der erste Schaltkreis S1 miteinander in Reihe geschaltet sind; und eine zweite Reihenschaltung, die mit beiden Enden des ersten Schaltkreises S1, beiden Enden der ersten primären Wicklung np oder beiden Enden der zweiten primären Wicklung ni verbunden ist und in der der zweite Schaltkreis S2 und der dritte Kondensator Cr miteinander in Reihe geschaltet sind, wobei der erste Schaltkreis S1 und der zweite Schaltkreis S2 so konfiguriert sind, dass sie komplementär und wiederholt in Einschalt-/Abschaltzustände mit einem Zeitraum dazwischen, in dem sich beide in Abschaltzuständen befinden, treten, wobei Wicklungen des Transformators T so konfiguriert sind, dass von einer primären Seite zu einer sekundären Seite Energie komplementär durch die erste sekundäre Wicklung ns oder die zweite sekundäre Wicklung no synchron mit komplementären Einschalt-/Abschaltvorgängen des ersten Schaltkreises S1 und des zweiten Schaltkreises S2 übertragen wird, wobei magnetische Polaritäten der ersten sekundären Wicklung ns und der zweiten sekundären Wicklung no zueinander entgegengesetzt sind, und wobei eine Ausgangsspannung Vo mittels des zweiten Induktors Lro zu der sekundären Seite ausgegeben wird.
- (2) Eine isolierte Leistungsversorgungsschaltvorrichtung umfasst einen Gleichstromleistungseingangsabschnitt, an dem eine Eingangsgleichspannung eingespeist wird; einen Transformator T, der durch eine magnetische Komponente gebildet ist und mit einer ersten primären Wicklung np, einer ersten sekundären Wicklung ns, einer zweiten primären Wicklung ni und einer zweiten sekundären Wicklung no versehen ist, die magnetisch miteinander gekoppelt sind; einen ersten Induktor Lr, der mit der ersten primären Wicklung np in Reihe geschaltet ist; einen dritten Induktor Lri, der mit der zweiten primären Wicklung ni in Reihe geschaltet ist; einen zweiten Induktor Lro, der mit der ersten sekundären Wicklung no in Reihe geschaltet ist; einen Gleichrichterschaltkreis, der gebildet ist: durch eine erste Gleichrichtervorrichtung Ds, die eine Summe eines Stroms, der in der ersten sekundären Wicklung ns erzeugt wird, und eines Stroms, der in der zweiten sekundären Wicklung no erzeugt wird, gleichrichtet, und durch eine zweite Gleichrichtervorrichtung Df, die einen Strom, der in der zweiten sekundären Wicklung no erzeugt wird, gleichrichtet; einen ersten Schaltkreis S1, der durch eine erste Schaltvorrichtung Q1, einen ersten Kondensator C1 und eine erste Diode D1 gebildet ist, die parallel miteinander geschaltet sind; einen zweiten Schalkreis S2, der durch eine zweite Schaltvorrichtung Q2, einen zweiten Kondensator C2 und eine zweite Diode D2 gebildet ist, die parallel miteinander geschaltet sind; einen dritten Kondensator Cr; eine erste Reihenschaltung, die mit beiden Anschlüssen des Gleichstromleistungseingangsabschnitts verbunden ist und in der die erste primäre Wicklung np oder die zweite primäre Wicklung ni und der erste Schaltkreis S1 miteinander in Reihe geschaltet sind; eine zweite Reihenschaltung, die mit beiden Enden des ersten Schaltkreises S1, beiden Enden der ersten primären Wicklung np oder beiden Enden der zweiten primären Wicklung ni verbunden ist und in der der zweite Schaltkreis S2 und der dritte Kondensator Cr miteinander in Reihe geschaltet sind; und einen vierten Kondensator Ce, der mit der ersten Reihenschaltung parallel geschaltet ist, wobei der erste Schaltkreis S1 und der zweite Schaltkreis S2 so konfiguriert sind, dass sie komplementär und wiederholt in Einschalt-/Abschaltzustände mit einem Zeitraum dazwischen, in dem sich beide in Abschaltzuständen befinden, treten, wobei Wicklungen des Transformators T so konfiguriert sind, dass von einer primären Seite zu einer sekundären Seite Energie komplementär durch die erste sekundäre Wicklung ns oder die zweite sekundäre Wicklung no synchron mit komplementären Einschalt-/Abschaltvorgängen des ersten Schaltkreises S1 und des zweiten Schaltkreises S1 übertragen wird, wobei magnetische Polaritäten der ersten sekundären Wicklung ns und der zweiten sekundären Wicklung zueinander entgegengesetzt sind, und wobei eine Ausgangsspannung Vo mittels des zweiten Induktors Lro zu der sekundären Seite ausgegeben wird.
- (3) Der Transformator T ist durch einen ersten Transformator, der die erste primäre Wicklung np und die erste sekundäre Wicklung ns umfasst, und einen zweiten Transformator, der die zweite primäre Wicklung ni und die zweite sekundäre Wicklung no umfasst, gebildet.
- (4) Primärseitiger magnetischer Streufluss des Transformators T wird als erster Induktor Lr verwendet.
- (5) Sekundärseitiger magnetischer Streufluss des Transformators T wird als zweiter Induktor Lro verwendet.
- (6) Primärseitiger magnetischer Streufluss des Transformators T wird als dritter Induktor Lri verwendet.
- (7) In dem Transformator T ist die erste primäre Wicklung np oder die zweite primäre Wicklung ni in einer Richtung gewickelt, so dass ein Gleichstrom-Magnetfluss, der aufgrund eines durch die zweite sekundäre Wicklung no fließenden Stroms in einem gemeinsamen Magnetkern erzeugt wird, aufgehoben wird, und die erste sekundäre Wicklung ns hat eine magnetische Polarität entgegengesetzt zu der Polarität der zweiten sekundären Wicklung no und hat eine größere Anzahl von Windungen als die zweite sekundäre Wicklung no.
- (8) Eine Richtung eines Stroms, der fließt, wenn sich der erste Schaltkreis S1 oder der zweite Schaltkreis S2 in einem leitenden Zustand befindet, haben die erste primäre Wicklung np und die zweite primäre Wicklung ni die gleiche magnetische Polarität und die erste sekundäre Wicklung ns und die zweite sekundäre Wicklung no haben entgegengesetzte magnetische Polaritäten.
- (9) Der Transformator T1 hat eine schwächere magnetische Kopplungsstärke als der zweite Transformator T2.
- (10) Der erste Schaltkreis S1 und der zweite Schaltkreis S2 sind Feldeffekttransistoren.
- (11) Der erste Schaltkreis S1 oder der zweite Schaltkreis S2 wird so angetrieben, dass er einen Nullspannungsschaltvorgang ausführt, in dem eine Schaltvorrichtung eingeschaltet wird, nachdem eine Spannung über beiden Enden des Schaltkreises auf oder in etwa auf 0 V gefallen ist.
- (12) Der Gleichrichterschaltkreis wird gebildet durch eine dritte Diode Ds, die einen Strom gleichrichtet, der während eines Zeitraums, in dem die Energie durch die erste sekundäre Wicklung ns von der primären Seite zu der sekundären Seite übertragen wird, durch die erste sekundäre Wicklung ns fließt, und durch eine vierte Diode Df, die einen Strom gleichrichtet, der während eines Zeitraums, in dem die Energie durch die zweite sekundäre Wicklung no ns von der primären Seite zu der sekundären Seite übertragen wird, durch die zweite sekundäre Wicklung no fließ.
- (13) Es wird eine synchrone Gleichrichterkonfiguration verwendet, in der die dritte Diode Ds oder die vierte Diode Df durch einen Feldeffekttransistor ersetzt ist.
- (14) Ein Verhältnis einer Anzahl von Windungen der ersten sekundären Wicklung ns zu einer Anzahl von Windungen der zweiten sekundären Wicklung no beträgt ns:no = 2:1.
- (15) Indem Transformator T ist zumindest die magnetische Kopplung zwischen der zweiten sekundären Wicklung no und der ersten sekundären Wicklung ns relativ groß und die magnetische Kopplung zwischen der ersten primären Wicklung np und jeder der anderen Wicklungen ist relativ klein.
- (16) Eine geschichtete Wicklungsanordnung wird verwendet, um die erste primäre Wicklung np und die erste sekundäre Wicklung ns zu bilden, und eine aufgeteilte Wicklungsanordnung wird für mindestens entweder die erste sekundäre Wicklung ns und die zweite sekundäre Wicklung no oder die erste primäre Wicklung np und die zweite sekundäre Wicklung no verwendet
- (17) Der Transformator T weist mehrere Kernschenkel, die erste primäre Wicklung np und die erste sekundäre Wicklung ns sind um den gleichen Kernschenkel gewickelt und mindestens die zweite sekundäre Wicklung no ist um einen anderen Kernschenkel gewickelt.
- (18) Eine geschichtete Wicklungsanordnung wird verwendet, um die erste primäre Wicklung np und die erste sekundäre Wicklung ns zu bilden, und eine aufgeteilte Wicklungsanordnung wird für mindestens entweder die erste sekundäre Wicklung ns und die zweite sekundäre Wicklung no oder die erste primäre Wicklung np und die zweite sekundäre Wicklung no verwendet
- (19) Der erste Schaltkreis S1 und der zweite Schaltkreis S2 werden so gesteuert, dass die Ausgangsspannung Vo unter Verwenden von PWM-Steuerung stabil gehalten wird.
- (20) Der dritte Kondensator Cr ist zwischen der ersten primären Wicklung ni und dem ersten Schaltkreis S1 angeschlossen.
- (21) Der erste Schaltkreis S1 oder der zweite Schaltkreis S2 wird nur in einem Bereich von
0 ≤ Da ≤ 0,5 0,5 ≤ Da ≤ 1 - (22) Wenn ein Spannungsumwandlungsverhältnis, das durch ein Verhältnis der Ausgangsspannung Vo zu einer Eingangsspannung Vi des Gleichstromleistungseingangsabschnitts dargestellt ist, M (= Vo/Vi) ist, und ein Verhältnis einer Anzahl von Windungen der ersten primären Wicklung np zu einer Anzahl von Windungen der ersten sekundären Wicklung ns n (= np/ns) ist:
M = D(1 – D)/n.
- (1) An isolated power supply switching device includes a DC power input section to which a DC input voltage is input; a transformer T constituted by a magnetic component and provided with a first primary winding np, a first secondary winding ns and a second secondary winding no, which are magnetically coupled together; a first inductor Lr connected in series with the first primary winding np; a rectifier circuit formed by a first rectifier device Ds which rectifying a sum of a current generated in the first secondary winding ns and a current generated in the second secondary winding no, and a second rectifying device Df generating a current generated in the second secondary winding no is, rectified; a first switching circuit S1 constituted by a first switching device Q1, a first capacitor C1, and a first diode D1 connected in parallel with each other; a second switching circuit S2 formed by a second switching device Q2, a second capacitor C2, and a second diode D2 connected in parallel with each other; a third capacitor Cr; a first series circuit connected to both terminals of the DC power input section and in which the first primary winding np or the second primary winding ni and the first circuit S1 are connected in series with each other; and a second series circuit connected to both ends of the first circuit S1, both ends of the first primary winding np or both ends of the second primary winding ni, and in which the second circuit S2 and the third capacitor Cr are connected in series with each other the first circuit S1 and the second circuit S2 are configured to complementarily and repeatedly enter on / off states with a period between them in which both are in off states, with windings of the transformer T configured to be of one primary side to a secondary side energy complementary through the first secondary winding ns or the second secondary winding no synchronously with complementary on / off operations of the first circuit S1 and the second circuit S2 is transmitted, wherein magnetic polarities of the first secondary winding ns and the second secondary winding No are opposite to each other, and wherein an output voltage Vo is output by means of the second inductor Lro to the secondary side.
- (2) An isolated power supply switching device includes a DC power input section to which a DC input voltage is input; a transformer T constituted by a magnetic component and provided with a first primary winding np, a first secondary winding ns, a second primary winding ni and a second secondary winding no, which are magnetically coupled together; a first inductor Lr connected in series with the first primary winding np; a third inductor Lri connected in series with the second primary winding ni; a second inductor Lro connected in series with the first secondary winding no; a rectifier circuit formed by: a first rectifier device Ds rectifying a sum of a current generated in the first secondary winding ns and a current generated in the second secondary winding no, and a second rectifier device Df, which rectifies a current generated in the second secondary winding no; a first switching circuit S1 constituted by a first switching device Q1, a first capacitor C1, and a first diode D1 connected in parallel with each other; a second switching circuit S2 formed by a second switching device Q2, a second capacitor C2, and a second diode D2 connected in parallel with each other; a third capacitor Cr; a first series circuit connected to both terminals of the DC power input section and in which the first primary winding np or the second primary winding ni and the first circuit S1 are connected in series with each other; a second series circuit connected to both ends of the first switching circuit S1, both ends of the first primary winding np or both ends of the second primary winding ni, and in which the second switching circuit S2 and the third capacitor Cr are connected in series with each other; and a fourth capacitor Ce connected in parallel with the first series circuit, wherein the first circuit S1 and the second circuit S2 are configured to be complementary and repeated in on / off states with a period between them in which both are in off states windings of the transformer T are configured such that from a primary side to a secondary side energy complementary through the first secondary winding ns or the second secondary winding no synchronous with complementary turn-on / turn-off of the first circuit S1 and the second Circuit S1 is transmitted, wherein magnetic polarities of the first secondary winding ns and the second secondary winding are opposite to each other, and wherein an output voltage Vo is output by means of the second inductor Lro to the secondary side.
- (3) The transformer T is constituted by a first transformer including the first primary winding np and the first secondary winding ns and a second transformer including the second primary winding ni and the second secondary winding no.
- (4) Primary-side leakage magnetic flux of the transformer T is used as the first inductor Lr.
- (5) Secondary magnetic leakage flux of the transformer T is used as the second inductor Lro.
- (6) Primary-side leakage magnetic flux of the transformer T is used as the third inductor Lri.
- (7) In the transformer T, the first primary winding np or the second primary winding ni is wound in one direction, so that a DC magnetic flux generated in a common magnetic core due to a current flowing through the second secondary winding no is canceled and the first secondary winding ns has a magnetic polarity opposite to the polarity of the second secondary winding no and has a larger number of turns than the second secondary winding no.
- (8) A direction of a current flowing when the first switching circuit S1 or the second switching circuit S2 is in a conducting state, the first primary winding np and the second primary winding ni have the same magnetic polarity and the first secondary winding ns and the second secondary winding no have opposite magnetic polarities.
- (9) The transformer T1 has a weaker magnetic coupling strength than the second transformer T2.
- (10) The first circuit S1 and the second circuit S2 are field effect transistors.
- (11) The first circuit S1 or the second circuit S2 is driven to perform a zero voltage switching operation in which a switching device is turned on after a voltage across both ends of the circuit has fallen to or about 0V.
- (12) The rectifier circuit is constituted by a third diode Ds rectifying a current passing through the first secondary winding ns during a period in which the energy is transmitted through the first secondary winding ns from the primary side to the secondary side flows, and by a fourth diode Df rectifying a current flowing through the second secondary winding no during a period in which the energy is transmitted through the second secondary winding no ns from the primary side to the secondary side.
- (13) A synchronous rectifier configuration is used in which the third diode Ds or the fourth diode Df is replaced by a field effect transistor.
- (14) A ratio of a number of turns of the first secondary winding ns to a number of turns of the second secondary winding no is ns: no = 2: 1.
- (15) In transformer T, at least the magnetic coupling between the second secondary winding n and the first secondary winding ns is relatively large and the magnetic Coupling between the first primary winding np and each of the other windings is relatively small.
- (16) A layered winding arrangement is used to form the first primary winding np and the first secondary winding ns, and a split winding arrangement is used for at least one of the first secondary winding ns and the second secondary winding np or the first primary winding np and np the second secondary winding is used no
- (17) The transformer T has a plurality of core legs, the first primary winding np and the first secondary winding ns are wound around the same core leg and at least the second secondary winding no is wound around another core leg.
- (18) A layered winding arrangement is used to form the first primary winding np and the first secondary winding ns, and a split winding arrangement is used for at least one of the first secondary winding ns and the second secondary winding np or the first primary winding np and np the second secondary winding is used no
- (19) The first circuit S1 and the second circuit S2 are controlled so that the output voltage Vo is kept stable using PWM control.
- (20) The third capacitor Cr is connected between the first primary winding ni and the first circuit S1.
- (21) The first circuit S1 or the second circuit S2 is only in a range of
0 ≤ Da ≤ 0.5 0.5 ≤ Da ≤ 1 - (22) When a voltage conversion ratio represented by a ratio of the output voltage Vo to an input voltage Vi of the DC power input section is M (= Vo / Vi), and a ratio of a number of turns of the first primary winding np to a number of turns first secondary winding ns n (= np / ns) is:
M = D (1-D) / n.
Vorteileadvantages
ErfindungsgemäßAccording to the invention
- (a) kann Energie ungeachtet davon, ob sich eine Schaltvorrichtung in einem Einschaltzeitraum oder in einem Abschaltzeitraum befindet, von der primären Seite zu der sekundären Seite übertragen werden, was zu einem erhöhten Leistungsumwandlungswirkungsgrad führt.(a) Energy can be transmitted from the primary side to the secondary side regardless of whether a switching device is in a turn-on period or in a turn-off period, resulting in increased power conversion efficiency.
- (b) Durch Verwenden eines einzigen kombinierten Transformators, der durch einen magnetischen Streuflusstransformator gebildet ist, können alle für den Schaltkreisbetrieb erforderlichen Induktanzvorrichtungen durch magnetischen Streufluss ersetzt werden, wodurch eine beträchtliche Verringerung des Größenmaßstabs des gesamten Schaltkreises erreicht wird.(b) By using a single combined transformer formed by a stray magnetic transformer, all of the inductance devices required for circuit operation can be replaced by stray magnetic flux, thereby achieving a significant reduction in the size scale of the entire circuit.
- (c) Da bei der Übertragung von Energie von der primären Seite zu der sekundären Seite keine Energie in einer Induktanzvorrichtung gespeichert wird, ist eine Verringerung der Größe des Transformators möglich.(c) Since no energy is stored in an inductance device in the transfer of energy from the primary side to the secondary side, reduction of the size of the transformer is possible.
- (d) Da die maximale magnetische Flussdichte selbst bei schwerer Last ausreichend verringert werden kann, kann ein Transformator verglichen mit bisherigen Transformatoren mit Spielraum gegen magnetische Sättigung und dergleichen ausgelegt wenden, was zu einer Verringerung von Größe und Gewicht des Transformators führt.(d) Since the maximum magnetic flux density can be sufficiently reduced even under a heavy load, a transformer can be designed with margin against magnetic saturation and the like designed as compared with previous transformers, resulting in a reduction in size and weight of the transformer.
- (e) Da Filterinduktoren an der primären Seite und der sekundären Seite vorgesehen werden, um Schwankungen eines Stroms zu dem Zeitpunkt zu unterbinden, da ein Energieübertragungsweg von einer magnetischen Kopplung zwischen der primären Wicklung ni und der sekundären Wicklung no zu der anderen magnetischen Kopplung zwischen der primären Wicklung np und der sekundären Wicklung ns geschaltet wird, kann Ausgangswelligkeitsrauschen verringert wenden und ein Glättungskondensator kann in der Größe verringert werden.(e) Since filter inductors are provided on the primary side and the secondary side to inhibit variations of current at the time, since a power transmission path from a magnetic coupling between the primary winding ni and the secondary winding no to the other magnetic coupling between the one primary winding np and secondary winding ns is switched, output ripple noise can be reduced and a smoothing capacitor can be reduced in size.
- (f) Da der Induktor Lro an der Ausgangsseite durch magnetischen Streufluss ersetzt wird, kann die Anzahl an Komponenten verringert wenden und die Größenordnung der Schaltkreise kann beträchtlich verkleinert werden.(f) Since the inductor Lro on the output side is replaced by stray magnetic flux, the number of components can be reduced and the size of the circuits can be considerably reduced.
- (g) Da die Betriebsspannung der ersten Schaltvorrichtung Q1 auf eine Spannung gesenkt wenden kann, die die gleiche wie eine Eingangsspannung ist, kann eine Niederspannungshalbleiterkomponente als Schaltvorrichtung verwendet werden, und da der Einschalt-Widerstand derselben niedrig ist, wird erwartet, dass ein Schaltverlust verringert wird, wodurch niedrige Kosten und ein hoher Wirkungsgrad verwirklicht werden.(g) Since the operating voltage of the first switching device Q1 can be lowered to a voltage that is the same as an input voltage, a low-voltage semiconductor component can be used as the switching device, and since the on-resistance thereof is low, switching loss is expected to be reduced which realizes low cost and high efficiency.
- (h) Durch Antreiben der ersten Schaltvorrichtung Q1 und der zweiten Schaltvorrichtung Q2 auf der Basis von Nullspannungsschalten (ZVS) kann der Schaltverlust weiter verringert werden, wodurch ein hoher Wirkungsgrad verwirklicht wird.(h) By driving the first switching device Q1 and the second switching device Q2 based on zero voltage switching (ZVS), the Switching loss can be further reduced, whereby a high efficiency is realized.
- (i) Durch Ersetzen einer Induktanzvorrichtung, die für Antreiben durch Nullspannungsschalten (ZVS) notwendig ist, durch magnetischen Streufluss des Transformators kann die Anzahl an Komponenten verringert werden, wodurch eine beträchtliche Verringerung der Große verwirklicht wird.(i) By replacing an inductance device necessary for driving by zero-voltage switching (ZVS) with leakage magnetic flux of the transformer, the number of components can be reduced, thereby realizing a considerable reduction in size.
- (j) Da die Schaltvorrichtung Q2 als Spannungsklemmenschaltkreis fungiert, wird verhindert, dass eine Schaltstoßspannung an der Schaltvorrichtung Q1 angelegt wird. Somit kann eine Niederspannungshalbleiterkomponente als Schaltvorrichtung verwendet werden, und durch die Verwendung der Vorrichtung geringen(j) Since the switching device Q2 functions as a voltage terminal circuit, a switching surge voltage is prevented from being applied to the switching device Q1. Thus, a low-voltage semiconductor component can be used as the switching device, and small by the use of the device
Widerstands wird der Leitungsverlust verringert, wodurch ein hoher Wirkungsgrad verwirklicht wird.Resistance, the line loss is reduced, whereby a high efficiency is realized.
Eine isolierte Leistungsversorgungsschalteinrichtung hohen Wirkungsgrads mit den vorstehend beschriebenen Vorteilen kann mit einem vereinfachten Schaltkreis verwirklicht werden.An isolated power supply switching device of high efficiency with the advantages described above can be realized with a simplified circuit.
Kurzbeschreibung der ZeichnungenBrief description of the drawings
Erste AusführungsformFirst embodiment
Unter Bezug auf
Da ein Kurzschluss erzeugt wird, wenn der erste Schaltkreis S1 und der zweite Schaltkreis S2 gleichzeitig eingeschaltet werden, ist zu beachten, dass sie konfiguriert sind, in zueinander komplementärer Weise mit minimaler erforderlicher Totzeit zwischen eingeschaltet und ausgeschaltet ein- und ausgeschaltet zu sein.Since a short circuit is generated when the first circuit S1 and the second circuit S2 are simultaneously turned on, it should be noted that they are configured to be turned on and off in a complementary manner with minimum required dead time between on and off.
Der erste Schaltkreis S1 ist durch eine erste Schaltvorrichtung Q1, eine erste Diode D1 und einen ersten Kondensator C1 gebildet, die parallel zueinander geschaltet sind. Der zweite Schaltkreis S2 ist durch eine zweite Schaltvorrichtung Q2, eine zweite Diode D2 und einen zweiten Kondensator C2 gebildet, die parallel zueinander geschaltet sind.The first circuit S1 is constituted by a first switching device Q1, a first diode D1, and a first capacitor C1, which are connected in parallel with each other. The second circuit S2 is formed by a second switching device Q2, a second diode D2 and a second capacitor C2, which are connected in parallel with each other.
Wenn die erste Schaltvorrichtung Q1 und die zweite Schaltvorrichtung Q2 durch Feldeffekttransistoren, beispielsweise MOSFETs, gebildet sind, können deren parasitäre Dioden als erste Diode D1 und zweite Diode D2 verwendet werden, und die parasitären Kondensatoren derselben können als erster Kondensator C1 und zweiter Kondensator C2 verwendet werden. Dies ermöglicht den Verzicht auf diese einzelnen Komponenten und eine Verringerung der Anzahl an umzusetzenden Komponenten.When the first switching device Q1 and the second switching device Q2 are formed by field-effect transistors such as MOSFETs, their parasitic diodes can be used as the first diode D1 and the second diode D2, and the parasitic capacitors thereof can be used as the first capacitor C1 and the second capacitor C2 , This makes it possible to dispense with these individual components and to reduce the number of components to be converted.
Die sekundäre Seite des kombinierten Transformators T ist mit einer ersten sekundären Wicklung ns, die hauptsächlich mit der ersten primären Wicklung gekoppelt ist, und einer zweiten sekundären Wicklung no, die hauptsächlich mit der zweiten primären Wicklung ni gekoppelt ist, versehen. Die erste primäre Wicklung np und die zweite primäre Wicklung ns sind so gewickelt, dass sie entgegengesetzte Polaritäten aufweisen, und die zweite primäre Wicklung ni und die zweite sekundäre Wicklung no sind so gewickelt, dass sie die gleiche Polarität aufweisen.The secondary side of the combined transformer T is provided with a first secondary winding ns mainly coupled to the first primary winding and a second secondary winding no mainly coupled to the second primary winding ni. The first primary winding np and the second primary winding ns are wound to have opposite polarities, and the second primary winding ni and the second secondary winding no are wound to have the same polarity.
Ein Ende der ersten sekundären Wicklung ns des kombinierten Transformators T ist mit der Mode einer dritten Diode Ds verbunden, das andere Ende der ersten sekundären Wicklung ns ist mit der Anode einer vierten Diode Df verbunden, und die Kathode der vierten Diode Df ist mit der Kathode der dritten Diode Ds verbunden. Ein Ende der zweiten sekundären Wicklung no ist mit dem Verbindungsknoten der Kathode der dritten Diode Ds und der Kathode der vierten Diode Df verbunden, und das andere Ende der zweiten sekundären Wicklung no ist mit einem Ende eines dritten Induktors Lro verbunden. Das andere Ende des dritten Induktors Lro ist mit einem Ende einer Last Ro verbunden, und das andere Ende der Last Ro ist mit dem anderen Ende der ersten sekundären Wicklung ns verbunden. Ein zum Glätten verwendeter fünfter Kondensator Co ist parallel zwischen den beiden Enden der Last Ro angeschlossen.One end of the first secondary winding ns of the combined transformer T is connected to the mode of a third diode Ds, the other end of the first secondary winding ns is connected to the anode of a fourth diode Df, and the cathode of the fourth diode Df is connected to the cathode the third diode Ds connected. One end of the second secondary winding no is connected to the connection node of the cathode of the third diode Ds and the cathode of the fourth diode Df, and the other end of the second secondary winding no is connected to one end of a third inductor Lro. The other end of the third inductor Lro is connected to one end of a load Ro, and the other end of the load Ro is connected to the other end of the first secondary winding ns. A fifth capacitor Co used for smoothing is connected in parallel between both ends of the load Ro.
Durch Verwenden dieser Konfiguration werden die Polaritäten der ersten primären Wicklung np und der ersten sekundären Wicklung ns des kombinierten Transformators T so festgelegt, dass ein Sperrsystem verwirklicht wird, das während eines Zeitraums, in dem die erste Schaltvorrichtung Q1 abgeschaltet ist und die zweite Schaltvorrichtung Q2 eingeschaltet ist, Leistung abgibt. Die Polaritäten der zweiten primären Wicklung ni und der zweiten sekundären Wicklung no sind so festgelegt, dass ein Durchlasssystem verwirklicht wird, das während eines Zeitraums, in dem die erste Schaltvorrichtung Q1 eingeschaltet ist und die zweite Schaltvorrichtung Q2 abgeschaltet ist, Leistung abgibt. Während eines Zeitraums, in dem die erste Schaltvorrichtung Q1 eingeschaltet ist und die zweite Schaltvorrichtung Q2 abgeschaltet ist, wird somit eine Spannung in der zweiten sekundären Wicklung no induziert, wodurch die vierte Diode Df eingeschaltet wird und ein Ausgangsstrom veranlasst wird, durch den dritten Induktor Lro zu fließen, und eine Ausgangsgleichspannung an der Last Ro angelegt wird.By adopting this configuration, the polarities of the first primary winding np and the first secondary winding ns of the combined transformer T are set so as to realize a blocking system which is turned on during a period in which the first switching device Q1 is turned off and the second switching device Q2 is turned on is, gives off performance. The polarities of the second primary winding ni and the second secondary winding no are set so as to realize a pass-through system which outputs power during a period in which the first switching device Q1 is turned on and the second switching device Q2 is turned off. Thus, during a period in which the first switching device Q1 is turned on and the second switching device Q2 is turned off, a voltage is induced in the second secondary winding no, thereby turning on the fourth diode Df and causing an output current to flow through the third inductor Lro to flow, and a DC output voltage is applied to the load Ro.
Während eines Zeitraums, in dem die erste Schaltvorrichtung Q1 abgeschaltet ist und die zweite Schaltvorrichtung Q2 eingeschaltet ist, wird eine Spannung in der ersten sekundären Wicklung ns induziert, wodurch die dritte Diode Ds eingeschaltet wird und ein Ausgangsstrom veranlasst wird, durch den dritten Induktor Lro zu fließen, und eine Ausgangsgleichspannung an der Last Ro angelegt wird.During a period in which the first switching device Q1 is turned off and the second switching device Q2 is turned on, a voltage is induced in the first secondary winding ns, thereby turning on the third diode Ds and causing an output current to flow through the third inductor Lro flow, and a DC output voltage is applied to the load Ro.
Auf diese Weise lässt der kombinierte Transformator T ungeachtet davon, ob der erste Schaltkreis S1 sich in einem Einschaltzeitraum oder in einem Abschaltzeitraum befindet, das Übertragen von Energie von der primären Seite zu der sekundären Seite zu. Abgesehen von einer minimalen erforderlichen Totzeit kann somit Energie im Wesentlichen über den gesamten Schaltzeitraum von der primären Seite zu der sekundären Seite übertragen werden. Während eines Totzeitraums, der ein kurzer Zeitraum ist, während dessen Übertragungswege umgeschaltet werden, lässt ferner der Filterinduktor Lro, der durch magnetischen Streufluss des Transformators gebildet wird, das Hemmen von Stromschwankungen und somit ein signifikantes Verringern von Ausgangswelligkeitsrauschen zu, was zu einer Verringerung der Größe des zum Glätten verwendeten fünften Kondensators Co führt.In this way, regardless of whether the first switching circuit S1 is in a turn-on period or in a turn-off period, the combined transformer T allows the transfer of power from the primary side to the secondary side. Thus, apart from a minimum required dead time, energy can be transferred substantially from the primary side to the secondary side over the entire switching period. Further, during a dead time period, which is a short period of time during which transmission paths are switched, the filter inductor Lro formed by leakage magnetic flux of the transformer allows to inhibit current fluctuations and thus significantly reduce output ripples, resulting in a reduction in size of the fifth capacitor Co used for smoothing.
Für einen Bemessungsbetrieb dieser isolierten Leistungsversorgungsschalteinrichtung kann der Betrieb über Zeiten t1 bis t7 in einem Schaltzyklus Ts in sechs Zustände unterteilt werden. Nachstehend wird der Schaltkreisbetrieb separat für jeden der Zustände beschrieben.For a rated operation of this isolated power supply switching device, the operation can be divided into six states over times t1 to t7 in one switching cycle Ts. Hereinafter, the circuit operation will be described separately for each of the states.
(1) Zustand 1 [t1~t2](1) state 1 [t1 ~ t2]
Nach Abschalten der zweiten Schaltvorrichtung Q2, wird, wenn eine Drain-Source-Spannung Vds1 der ersten Schaltvorrichtung Q1 in etwa null Volt erreicht, zunächst die erste Diode D1 eingeschaltet. Zu diesem Zeitpunkt ist die erste Schaltvorrichtung Q1 eingeschaltet und es wird ein Null-Volt-Schaltvorgang (ZVS) ausgeführt.After turning off the second switching device Q2, when a drain-source voltage Vds1 of the first switching device Q1 reaches approximately zero volts, first the first diode D1 is turned on. At this time, the first switching device Q1 is turned on and a zero-volt switching operation (ZVS) is performed.
(2) Zustand 2 [t2~t3](2) state 2 [t2 ~ t3]
Infolge der Einschaltung der ersten Schaltvorrichtdung Q1 fließt ein Strom durch die erste primäre Wicklung np und die zweite primäre Wicklung ni, und der durch die erste Schaltvorrichtung Q1 fließende Strom id1 und der durch die erste primäre Wicklung np fließende Strom ip nehmen linear zu. Zu diesem Zeitpunkt arbeitet die erste sekundäre Wicklung ns, die mit der ersten primären Wicklung np hauptsächlich magnetisch gekoppelt ist, als Sperrwandler, und die zweite sekundäre Wicklung no, die mit der zweiten primären Wicklung ni hauptsächlich magnetisch gekoppelt ist, arbeitet als Durchflusswandler. Somit fließt an der sekundären Seite des kombinierten Transformators T ein Strom nur durch die zweite sekundäre Wicklung no und folglich ist die dritte Diode Ds abgeschaltet und die vierte Diode Df ist eingeschaltet. Somit fließt der Strom, der an der sekundären Seite des kombinierten Transformators T fließt, nacheinander durch die vierte Diode Df -> die erste sekundäre Wicklung no -> den dritten Induktor Lro -> die Last Ro.As a result of the turn-on of the first switching device Q1, a current flows through the first primary winding np and the second primary winding ni, and the current id1 flowing through the first switching device Q1 and the current ip flowing through the first primary winding np increase linearly. At this time, the first secondary winding ns, which is mainly magnetically coupled to the first primary winding np, functions as a flyback converter, and the second secondary winding no, which is mainly magnetically coupled to the second primary winding ni, operates as a forward converter. Thus, at the secondary side of the combined transformer T, a current flows only through the second secondary winding no, and thus the third diode Ds is turned off and the fourth diode Df is turned on. Thus, the current flowing on the secondary side of the combined transformer T successively flows through the fourth diode Df -> the first secondary winding no -> the third inductor Lro -> the load Ro.
(3) Zustand 3 [t3~14](3) state 3 [t3 ~ 14]
Wenn die erste Schaltvorrichtung Q1 abgeschaltet ist, wird der erste Kondensator C1 mit Energie geladen, die in dem ersten Induktor Lri und dem zweiten Induktor Lr gespeichert ist, und die Drain-Source-Spannung Vds1 der ersten Schaltvorrichtung Q1 steigt demgemäß. Gleichzeitig wird der zweite Kondensator C2 entladen und die Drain-Source-Spannung Vds2 der zweiten Schaltvorrichtung Q2 fällt demgemäß ab.When the first switching device Q1 is turned off, the first capacitor C1 is charged with energy stored in the first inductor Lri and the second inductor Lr, and the drain-source voltage Vds1 of the first switching device Q1 accordingly increases. At the same time, the second capacitor C2 is discharged and the drain-source voltage Vds2 of the second switching device Q2 drops accordingly.
(4) Zustand 4 [t4~t5](4) state 4 [t4 ~ t5]
Wenn die Drain-Source-Spannung Vds2 der zweiten Schaltvorrichtung Q2 in etwa null Volt nahe kommt, wird die zweite Diode D2 eingeschaltet. Zu diesem Zeitpunkt wird die zweite Schaltvorrichtung Q2 eingeschaltet und es wird ein Nullspannungsschaltbetrieb (ZVS) durchgeführt.When the drain-source voltage Vds2 of the second switching device Q2 approaches approximately zero volts, the second diode D2 is turned on. At this time, the second switching device Q2 is turned on and a zero voltage switching operation (ZVS) is performed.
(5) Zustand 5 [t5~t6](5) state 5 [t5 ~ t6]
Aufgrund der Einschaltung der zweiten Schaltvorrichtung Q2 sind die erste primäre Wicklung np und die zweite primäre Wicklung ni in einer Richtung entgegen der Richtung in dem Fall von [Zustand 2] magnetisiert, in der ersten primären Wicklung np fließt kein Strom und der in der zweiten primären Wicklung ni fließende Strom ii nimmt in einer Richtung entgegen zu der in dem Fall von [Zustand 2] linear zu. Der durch die zweite Schaltvorrichtung Q2 fließende Strom id2 nimmt ebenfalls linear zu. Zu diesem Zeitpunkt arbeitet die erste sekundäre Wicklung ns, die mit der ersten primären Wicklung np hauptsächlich magnetisch gekoppelt ist, als Sperrwandler, und die zweite sekundäre Wicklung no, die mit der zweiten primären Wicklung ni hauptsächlich magnetisch gekoppelt ist, arbeitet als Durchflusswandler. Somit fließt an der sekundären Seite des kombinierten Transformators T ein Strom nur durch die erste sekundäre Wicklung ns und folglich ist die dritte Diode Ds eingeschaltet und die vierte Diode Df ist abgeschaltet. Somit fließt der Strom, der an der sekundären Seite des kombinierten Transformators T fließt, nacheinander durch die erste sekundäre Wicklung ns -> die dritte Diode Ds -> die zweite sekundäre Wicklung no -> den dritten Induktor Lro -> die Last Ro.Due to the turn-on of the second switching device Q2, the first primary winding np and the second primary winding ni are in one In the case of [state 2], the direction opposite to the direction magnetizes, no current flows in the first primary winding np, and the current ii flowing in the second primary winding ni increases in a direction opposite to that in the case of [state 2] linearly to. The current id2 flowing through the second switching device Q2 also increases linearly. At this time, the first secondary winding ns, which is mainly magnetically coupled to the first primary winding np, functions as a flyback converter, and the second secondary winding no, which is mainly magnetically coupled to the second primary winding ni, operates as a forward converter. Thus, at the secondary side of the combined transformer T, a current flows only through the first secondary winding ns, and thus the third diode Ds is turned on and the fourth diode Df is turned off. Thus, the current flowing on the secondary side of the combined transformer T successively flows through the first secondary winding ns -> the third diode Ds -> the second secondary winding no -> the third inductor Lro -> the load Ro.
(6) Zustand 6 [t6~t7](6) state 6 [t6 ~ t7]
Wenn die zweite Schaltvorrichtung Q2 abgeschaltet ist, wird der zweite Kondensator C2 mit Energie geladen, die in dem zweiten Induktor Lr gespeichert ist, und die Drain-Source-Spannung Vds2 der zweiten Schaltvorrichtung Q2 steigt demgemäß. Gleichzeitig wird der erste Kondensator C1 entladen und die Drain-Source-Spannung Vds1 der ersten Schaltvorrichtung Q1 fällt demgemäß ab. Danach kehrt der Zustand zu [Zustand 1] zurück.When the second switching device Q2 is turned off, the second capacitor C2 is charged with energy stored in the second inductor Lr, and the drain-source voltage Vds2 of the second switching device Q2 accordingly increases. At the same time, the first capacitor C1 is discharged and the drain-source voltage Vds1 of the first switching device Q1 drops accordingly. Thereafter, the state returns to [state 1].
Bezüglich zum Beispiel der Einschalt-/Abschaltzeiten der ersten Schaltvorrichtung Q1 und der zweiten Schaltvorrichtung Q2 ist ein Ausgangsspannungsdetektionsschaltkreis vorgesehen, und wenn eine Spannung einen vorbestimmten Wert übersteigt, wird sie unter Verwenden isolierter Rückführmittel, beispielsweise eines Photokopplers, rückgeführt, und dadurch wird eine Einschalt-/Abschaltsteuerung ausgeführt. Wenn PWM(Pulsweitenmodulations)-Steuerung als Einschalt-/Abschaltsteuerung verwendet wird, ist die Schaltfrequenz fest und somit sind die Frequenzkomponenten von EMI-Rauschen und dergleichen, die zusammen mit dem Schaltbetrieb erzeugt werden, um eine feste Frequenz zentriert, was es einfach macht, Maßnahmen gegen das Rauschen zu ergreifen.With respect to, for example, the turn-on / turn-off times of the first switching device Q1 and the second switching device Q2, an output voltage detection circuit is provided, and when a voltage exceeds a predetermined value, it is returned using isolated feedback means such as a photocoupler, and thereby a turn-on / Shutdown control executed. When PWM (Pulse Width Modulation) control is used as ON / OFF control, the switching frequency is fixed, and thus the frequency components of EMI noise and the like generated together with the switching operation are centered around a fixed frequency, which makes it easy to Take action against the noise.
Ohne Beschränkung auf die PWM-Steuerung kann die vorliegende Erfindung aber verschiedene Steuerverfahren einsetzen, beispielsweise PAM(Pulsamplitudenmodulation)-Steuerung und PFM(Pulsfrequenzmodulation)-Steuerung und Kombinationen derselben.However, without limitation to PWM control, the present invention may employ various control techniques, such as PAM (Pulse Amplitude Modulation) control and PFM (Pulse Frequency Modulation) control, and combinations thereof.
Unter Bezug auf
Ist eine in der ersten sekundären Wicklung ns induzierte Spannung Vo1 ist, eine in der zweiten sekundären Wicklung no induzierte Spannung Vo2 und eine zu der Last Ro ausgegebene Spannung Vo und nimmt man an, dass das Verhältnis der Anzahl von Windungen der ersten sekundären Wicklung ns zu der Anzahl an Windungen der zweiten sekundären Wicklung no ns:no = 2:1 ist, wird bei einem einzelnen kombinierten Transformator T die Ausgangsspannung Vo durch
In dem Fall, da ns:no = 1:1, ist die Größenordnung des in dem Kern des kombinierten Transformators T erzeugten Magnetflusses bei eingeschalteter erster Schaltvorrichtung Q1 und abgeschalteter zweiter Schaltvorrichtung Q2 die gleiche wie die Größenordnung des in dem Kern des kombinierten Transformators T bei abgeschalteter erster Schaltvorrichtung Q1 und eingeschalteter zweiter Schaltvorrichtung Q2 erzeugten Magnetflusses, und es ist höchst unwahrscheinlich, dass der Kern des Transformators gesättigt ist Somit ist es möglich, kombinierte Transformatoren mit einem Spielraum auszulegen.In the case where ns: no = 1: 1, the Magnitude of the magnetic flux generated in the core of the combined transformer T when the first switching device Q1 and the second switching device Q2 turned off is the same as the magnitude of the magnetic flux generated in the core of the combined transformer T with the first switching device Q1 turned off and the second switching device Q2 turned on highly unlikely that the core of the transformer is saturated Thus, it is possible to design combined transformers with a margin.
Ein Transformator, wie er in
Wenn weiterhin in der ersten Ausführungsform die erste primäre Wicklung np und die zweite primäre Wicklung ni des kombinierten Transformators T so ausgelegt sind, dass sie die gleiche Anzahl an Windungen haben, wird, wenn das Einschaltverhältnis (= Einschaltzeit/Schaltzykluszeit) Da ist und das Verhältnis der Anzahl von Windungen der ersten primären Wicklung np zur Anzahl von Windungen der ersten sekundären Wicklung ns n ist, ein Spannungsumwandlungsverhältnis M (= Vo/Vi) wie folgt erhalten:
Wenn die Spannung über dem dritten Kondensator Cr Vcr ist, die Spannung über dem vierten Kondensator Ce Vce ist, die Einschaltzeit der Schaltvorrichtung Ton ist und die Abschaltzeit Toff ist, dann Vi = VCe und D = Ton/(Ton + Toff). Somit gilt die folgende Gleichung.
When the voltage across the third capacitor Cr is Vcr, the voltage across the fourth capacitor Ce is Vce, the turn-on time of the switching device is Ton and the turn-off time is Toff, then Vi = VCe and D = Ton / (Tone + Toff). Thus, the following equation holds.
Dies ergibt
Gleichzeitig gilt die folgende Gleichung.
Da ni = np, ergibt diese Gleichung
Da das Spannungsumwandlungsverhältnis M eine Parabel mit einer Spitze bei Da = 0,5 beschreibt, können somit die erste Schaltvorrichtung Q1 und die zweite Schaltvorrichtung Q2 bezüglich eines Grenzpunkts von Da = 0,5 symmetrisch arbeiten. Eine Schaltvorrichtung arbeitet mit anderen Worten in dem Bereich
Auf diese Weise kann der Leitungsverlust des Schaltverlustes verteilt wenden, wodurch eine Verringerung der Größe einer Wärmeabstrahlungsstruktur und der Größe einer isolierten Leistungsversorgungsschalteinrichtung entsprechend verwirklicht wird.In this way, the conduction loss of the switching loss can be distributed, thereby realizing a reduction in the size of a heat radiation structure and the size of an isolated power supply switching device.
Die Konfiguration der isolierten Leistungsversorgungsschalteinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform weist die folgenden Vorteile auf.
- (a) Energie kann ungeachtet davon, ob sich eine Schaltvorrichtung in einem Einschaltzeitraum oder in einem Abschaltzeitraum befindet, von der primären Seite zu der sekundären Seite übertragen werden, was zu einem erhöhten Leistungsumwandlungswirkungsgrad führt.
- (b) Durch Verwenden eines einzigen kombinierten Transformators, der durch einen magnetischen Streuflusstransformator gebildet wird, können alle Induktanzvorrichtungen, die für den Schaltkreisbetrieb erforderlich sind, durch magnetischen Streufluss ersetzt werden, wodurch eine beträchtliche Verringerung des Maßstabs des gesamten Schaltkreises verwirklicht wird.
- (c) Da in einer Induktanzvorrichtung bei der Übertragung von Energie von der primären Seite zu der sekundären Seite keine Energie gespeichert wird, ist eine Verringerung der Große des Transformators möglich.
- (d) Da die maximale Magnetflussdichte selbst bei einer schweren Last ausreichend verringert werden kann, kann ein Transformator verglichen mit bestehenden mit einem Spielraum gegen magnetische Sättigung und dergleichen ausgelegt werden, was zu einer Verringerung der Größe und des Gewichts des Transformators führt.
- (e) Da Filterinduktoren an der primären Seite und der sekundären Seite vorgesehen werden, um Schwankungen eines Stroms zu dem Zeitpunkt zu unterbinden, da ein Energieübertragungsweg von einer magnetischen Kopplung zwischen der primären Wicklung ni und der sekundären Wicklung no zu der anderen magnetischen Kopplung zwischen der primären Wicklung np und der sekundären Wicklung ns geschaltet wird, kann Ausgangswelligkeitsrauschen verringert werden und ein Glättungskondensator kann in der Größe verringert wenden.
- (f) Da der Induktor Lro an der Ausgangsseite durch magnetischen Streufluss ersetzt wird, kann die Anzahl an Komponenten verringert werden und die Größenordnung der Schaltkreise kann beträchtlich verkleinert werden.
- (g) Da die Betriebsspannung der ersten Schaltvorrichtung Q1 auf eine Spannung gesenkt werden kann, die die gleiche wie eine Eingangsspannung ist, kann eine Niederspannungshalbleiterkomponente als Schaltvorrichtung verwendet werden, und da der Einschalt-Widerstand derselben niedrig ist, wird erwartet, dass ein Schaltverlust verringert wird, wodurch niedrige Kosten und ein hoher Wirkungsgrad verwirklicht werden.
- (h) Durch Antreiben der ersten Schaltvorrichtung Q1 und der zweiten Schaltvorrichtung Q2 auf der Basis von Nullspannungsschalten (ZVS) kann der Schaltverlust weiter verringert wenden, wodurch ein hoher Wirkungsgrad verwirklicht wird.
- (i) Durch Ersetzen einer Induktanzvorrichtung, die für Antreiben durch Nullspannungsschalten (ZVS) notwendig ist, durch magnetischen Streufluss des Transformators kann die Anzahl an Komponenten verringert werden, wodurch eine beträchtliche Verringerung der Größe verwirklicht wird.
- (j) Da die Schaltvorrichtung Q2 als Spannungsklemmenschaltkreis fungiert, wird verhindert, dass eine Schaltstoßspannung an der Schaltvorrichtung Q1 angelegt wird. Somit kann eine Niederspannungshalbleiterkomponente als Schaltvorrichtung verwendet werden, und durch die Verwendung einer Vorrichtung geringen Widerstands wird der Leitungsverlust verringert, wodurch ein hoher Wirkungsgrad verwirklicht wird.
- (a) Energy can be transmitted from the primary side to the secondary side regardless of whether a switching device is in a turn-on period or in a turn-off period, resulting in increased power conversion efficiency.
- (b) By using a single combined transformer constituted by a magnetic stray flux transformer, all the inductance devices required for the circuit operation can be replaced with leakage magnetic flux, thereby realizing a considerable reduction in the scale of the entire circuit.
- (c) Since no energy is stored in an inductance device in the transmission of energy from the primary side to the secondary side, a reduction in the size of the transformer is possible.
- (d) Since the maximum magnetic flux density can be sufficiently reduced even under a heavy load, a transformer can be designed as compared with existing ones having a margin against magnetic saturation and the like, resulting in a reduction in size and weight of the transformer.
- (e) Since filter inductors are provided on the primary side and the secondary side to inhibit variations of current at the time, since a power transmission path from a magnetic coupling between the primary winding ni and the secondary winding no to the other magnetic coupling between the one primary winding np and the secondary winding ns can be switched Output ripple noise can be reduced and a smoothing capacitor can be reduced in size.
- (f) Since the inductor Lro on the output side is replaced by stray magnetic flux, the number of components can be reduced and the size of the circuits can be considerably reduced.
- (g) Since the operating voltage of the first switching device Q1 can be lowered to a voltage that is the same as an input voltage, a low-voltage semiconductor component can be used as the switching device, and since the turn-on resistance thereof is low, switching loss is expected to be reduced which realizes low cost and high efficiency.
- (h) By driving the first switching device Q1 and the second switching device Q2 based on zero voltage switching (ZVS), the switching loss can be further reduced, thereby realizing high efficiency.
- (i) By replacing an inductance device necessary for driving by zero-voltage switching (ZVS) with leakage magnetic flux of the transformer, the number of components can be reduced, thereby realizing a considerable size reduction.
- (j) Since the switching device Q2 functions as a voltage terminal circuit, a switching surge voltage is prevented from being applied to the switching device Q1. Thus, a low-voltage semiconductor component can be used as the switching device, and by using a low-resistance device, the conduction loss is reduced, thereby realizing high efficiency.
Auch wenn in der ersten Ausführungsform die erste primäre Wicklung np und die erste sekundäre Wicklung ns so konfiguriert sind, dass sie entgegengesetzte Polaritäten aufweisen, und die zweite primäre Wicklung ni und die zweite sekundäre Wicklung no so konfiguriert sind, dass sie die gleiche Polarität haben, kann die Wicklung so konfiguriert sein, dass die erste primäre Wicklung np und die erste sekundäre Wicklung ns die gleiche Polarität aufweisen und die zweite primäre Wicklung ni und die zweite sekundäre Wicklung no entgegengesetzte Prioritäten aufweisen.Although, in the first embodiment, the first primary winding np and the first secondary winding ns are configured to have opposite polarities, and the second primary winding ni and the second secondary winding no are configured to have the same polarity, For example, the winding may be configured such that the first primary winding np and the first secondary winding ns have the same polarity and the second primary winding ni and the second secondary winding have no opposite priorities.
Zweite AusführungsformSecond embodiment
Diese Konfiguration sieht auch Vorteile ähnlich denen der ersten Ausführungsform vor.This configuration also provides advantages similar to those of the first embodiment.
Die von der Konfiguration der isolierten Leistungsversorgungsschalteinrichtung gemäß der zweiten Ausführungsform vorgesehenen Vorteile sind unter den in der ersten Ausführungsform aufgeführten: (a), (b), (c), (d), (e), (f), (g), (h), (i) und (j).The advantages provided by the configuration of the isolated power supply switching device according to the second embodiment are among those listed in the first embodiment: (a), (b), (c), (d), (e), (f), (g), (h), (i) and (j).
Dritte Ausführungsform (Umkehr von Durchfluss und Sperre)Third Embodiment (Reversal of Flow and Lock)
Während die erste Schaltvorrichtung Q1 abgeschaltet ist und die zweite Schaltvorrichtung Q2 eingeschaltet ist, wird in der zweiten sekundären Wicklung no eine Spannung induziert, wodurch die vierte Diode Df eingeschaltet wird und ein Gleichstrom veranlasst wird, durch den dritten Induktor Lro zu fließen, und eine Ausgangsgleichspannung an der Last Ro angelegt wird. Die anderen Abschnitte der Konfiguration sind die gleichen wie in
Diese Konfiguration sieht auch Vorteile ähnlich denen der ersten Ausführungsform vor.This configuration also provides advantages similar to those of the first embodiment.
Die von der Konfiguration der isolierten Leistungsversorgungsschalteinrichtung gemäß der dritten Ausführungsform vorgesehenen Vorteile sind von den in der ersten Ausführungsform aufgeführten: (a), (b), (c), (d), (e), (f), (g), (h), (i) und (j).The advantages provided by the configuration of the isolated power supply switching device according to the third embodiment are those listed in the first embodiment: (a), (b), (c), (d), (e), (f), (g), (h), (i) and (j).
Vierte AusführungsformFourth embodiment
Verglichen mit der ersten Ausführungsform kann die vierte Ausführungsform, die die zweite primäre Wicklung ni nicht benötigt, weiter in der Größe verringert wenden.As compared with the first embodiment, the fourth embodiment which does not need the second primary winding ni can be further reduced in size.
Die von der Konfiguration der isolierten Leistungsversorgungsschalteinrichtung gemäß der vierten Ausführungsform vorgesehenen Vorteile sind von den in der ersten Ausführungsform aufgeführten: (a), (b), (c), (d), (e), (f), (g), (h), (i) und (j).The advantages provided by the configuration of the isolated power supply switching device according to the fourth embodiment are those listed in the first embodiment: (a), (b), (c), (d), (e), (f), (g), (h), (i) and (j).
Fünfte AusführungsformFifth embodiment
Auch wenn die fünfte Ausführungsform, die zwei separate Transformatoren aufweist, verglichen mit der ersten Ausführungsform einen Nachteil bezüglich Größe hat, sind der erste Transformator T1 und der zweite Transformator T2 klein und sehen bei der Anordnung derselben hinsichtlich Montage mehr Freiheit vor.Although the fifth embodiment having two separate transformers has a drawback in size as compared with the first embodiment, the first transformer T1 and the second transformer T2 are small and provide more freedom in their arrangement with respect to mounting.
Die von der Konfiguration der isolierten Leistungsversorgungsschalteinrichtung gemäß der fünften Ausführungsform vorgesehenen Vorteile sind von den in der ersten Ausführungsform aufgeführten: (a), (c), (d), (e), (f), (g), (h), (i) und (j).The advantages provided by the configuration of the isolated power supply switching device according to the fifth embodiment are those listed in the first embodiment: (a), (c), (d), (e), (f), (g), (h), (i) and (j).
Sechste AusführungsformSixth embodiment
Der Schaltkreis in
Da in der sechsten Ausführungsform verglichen mit der ersten Ausführungsform keine dritte Diode Ds vorhanden ist, gibt es keinen Verlust aufgrund eines Spannungsabfalls in Durchlassrichtung dadurch, wenn ein Laststrom groß ist, was zu einem Vorteil hohen Wirkungsgrads führt.In the sixth embodiment, since there is no third diode Ds as compared with the first embodiment, there is no loss due to a forward voltage drop when a load current is large, resulting in a high efficiency advantage.
In der sechsten Ausführungsform ist es bevorzugt, das Windungsverhältnis der ersten sekundären Wicklung ns zu der zweiten sekundären Wicklung no des kombinierten Transformators T wie folgt auszulegen:
Ist eine in der ersten sekundären Wicklung ns induzierte Spannung Vo1, eine in der zweiten sekundären Wicklung no induzierte Spannung Vo2 und eine zu der Last Ro ausgegebene Spannung Vo, wird in diesem Fall Vo erhalten durch
Somit wird eine Konfiguration verwirklicht, bei der es keine Ausgangswelligkeitsspannung gibt und es sehr unwahrscheinlich ist, dass der Kern des kombinierten Transformators T magnetisch gesättigt ist.Thus, a configuration is realized in which there is no output ripple voltage and it is very unlikely that the core of the combined transformer T is magnetically saturated.
Die von der Konfiguration der isolierten Leistungsversorgungsschalteinrichtung gemäß der sechsten Ausführungsform vorgesehenen Vorteile sind von den in der ersten Ausführungsform aufgeführten: (a), (b), (c), (d), (e), (f), (g), (h), (i) und (j).The advantages provided by the configuration of the isolated power supply switching device according to the sixth embodiment are those listed in the first embodiment: (a), (b), (c), (d), (e), (f), (g), (h), (i) and (j).
Siebte AusführungsformSeventh embodiment
Diese Konfiguration sieht auch Vorteile ähnlich denen der ersten Ausführungsform vor.This configuration also provides advantages similar to those of the first embodiment.
Die von der Konfiguration der isolierten Leistungsversorgungsschalteinrichtung gemäß der siebten Ausführungsform vorgesehenen Vorteile sind von den in der ersten Ausführungsform aufgeführten: (a), (b), (c), (d), (e), (f), (h), (i) und (j).The advantages provided by the configuration of the isolated power supply switching device according to the seventh embodiment are those listed in the first embodiment: (a), (b), (c), (d), (e), (f), (h), (i) and (j).
Achte AusführungsformEighth embodiment
Diese Konfiguration sieht auch Vorteile ähnlich denen der ersten Ausführungsform vor.This configuration also provides advantages similar to those of the first embodiment.
Da in der achten Ausführungsform verglichen mit der ersten Ausführungsform keine dritte Diode Ds vorhanden ist, gibt es keinen Verlust aufgrund eines Spannungsabfalls in Durchlassrichtung dadurch, wenn ein Laststrom groß ist, was zu einem Vorteil hohen Wirkungsgrads führt.In the eighth embodiment, since there is no third diode Ds as compared with the first embodiment, there is no loss due to a forward voltage drop when a load current is large, resulting in a high efficiency advantage.
In der achten Ausführungsform ist es bevorzugt, das Wicklungswindungsverhältnis der ersten sekundären Wicklung ns zu der zweiten sekundären Wicklung no des kombinierten Transformators T wie folgt auszulegen:
Der Grund hierfür ist der gleiche wie in der sechsten Ausführungsform beschrieben.The reason for this is the same as described in the sixth embodiment.
Die von der Konfiguration der isolierten Leistungsversorgungsschalteinrichtung gemäß der achten Ausführungsform vorgesehenen Vorteile sind von den in der ersten Ausführungsform aufgeführten: (a), (b), (c), (d), (e), (f), (h), (i) und (j).The advantages provided by the configuration of the isolated power supply switching device according to the eighth embodiment are those listed in the first embodiment: (a), (b), (c), (d), (e), (f), (h), (i) and (j).
Neunte AusführungsformNinth embodiment
Die in
Diese Konfiguration sieht auch Vorteile ähnlich denen der ersten Ausführungsform vor.This configuration also provides advantages similar to those of the first embodiment.
Die von der Konfiguration der isolierten Leistungsversorgungsschalteinrichtung gemäß der neunten Ausführungsform vorgesehenen Vorteile sind von den in der ersten Ausführungsform aufgeführten: (a), (b), (c), (d), (e), (f), (h), (i) und (j).The advantages provided by the configuration of the isolated power supply switching device according to the ninth embodiment are those listed in the first embodiment: (a), (b), (c), (d), (e), (f), (h), (i) and (j).
Zehnte AusführungsformTenth embodiment
In der in
Diese Konfiguration sieht auch Vorteile ähnlich denen der ersten Ausführungsform vor.This configuration also provides advantages similar to those of the first embodiment.
Die von der Konfiguration der isolierten Leistungsversorgungsschalteinrichtung gemäß der zehnten Ausführungsform vorgesehenen Vorteile sind von den in der ersten Ausführungsform aufgeführten: (a), (b), (c), (d), (e), (f), (h), (i) und (j).The advantages provided by the configuration of the isolated power supply switching device according to the tenth embodiment are those listed in the first embodiment: (a), (b), (c), (d), (e), (f), (h), (i) and (j).
Elfte AusführungsformEleventh Embodiment
Die in
Diese Konfiguration sieht auch Vorteile ähnlich denen der ersten Ausführungsform vor.This configuration also provides advantages similar to those of the first embodiment.
Die von der Konfiguration der isolierten Leistungsversorgungsschalteinrichtung gemäß der elften Ausführungsform vorgesehenen Vorteile sind von den in der ersten Ausführungsform aufgeführten: (a), (b), (c), (d), (e), (f), (h), (i) und (j).The advantages provided by the configuration of the isolated power supply switching device according to the eleventh embodiment are those listed in the first embodiment: (a), (b), (c), (d), (e), (f), (h), (i) and (j).
Zwölfte AusführungsformTwelfth embodiment
Die in
Diese Konfiguration sieht auch Vorteile ähnlich denen der ersten Ausführungsform vor.This configuration also provides advantages similar to those of the first embodiment.
Die von der Konfiguration der isolierten Leistungsversorgungsschalteinrichtung gemäß der zwölften Ausführungsform vorgesehenen Vorteile sind von den in der ersten Ausführungsform aufgeführten: (a), (b), (c), (d), (e), (f), (h), (i) und (j).The advantages provided by the configuration of the isolated power supply switching device according to the twelfth embodiment are those listed in the first embodiment: (a), (b), (c), (d), (e), (f), (h), (i) and (j).
Dreizehnte AusführungsformThirteenth Embodiment
Die in
Diese Konfiguration sieht auch Vorteile ähnlich denen der ersten Ausführungsform vor.This configuration also provides advantages similar to those of the first embodiment.
Die von der Konfiguration der isolierten Leistungsversorgungsschalteinrichtung gemäß der dreizehnten Ausführungsform vorgesehenen Vorteile sind von den in der ersten Ausführungsform aufgeführten: (a), (b), (c), (d), (e), (f), (g), (h), (i) und (j).That of the configuration of the isolated power supply switching device according to the thirteenth embodiment, the advantages provided by the first embodiment are as follows: (a), (b), (c), (d), (e), (f), (g), (h), (i) and ( j).
Vierzehnte AusführungsformFourteenth embodiment
Die in
Diese Konfiguration sieht auch Vorteile ähnlich denen der ersten Ausführungsform vor.This configuration also provides advantages similar to those of the first embodiment.
Die von der Konfiguration der isolierten Leistungsversorgungsschalteinrichtung gemäß der vierzehnten Ausführungsform vorgesehenen Vorteile sind von den in der ersten Ausführungsform aufgeführten: (a), (b), (c), (d), (e), (f), (g), (h), (i) und (j).The advantages provided by the configuration of the isolated power supply switching device according to the fourteenth embodiment are those listed in the first embodiment: (a), (b), (c), (d), (e), (f), (g), (h), (i) and (j).
Fünfzehnte AusführungsformFifteenth embodiment
In der in
Die jeweiligen Enden der ersten sekundären Wicklung ns sind mittels einer siebten Diode D5 und einer achten Diode D6 miteinander verbunden, und der Verbindungsknoten derselben ist mit dem anderen Ende der Last Ro verbunden.The respective ends of the first secondary winding ns are connected to each other by means of a seventh diode D5 and an eighth diode D6, and the connection node thereof is connected to the other end of the load Ro.
Der sekundäre Schaltkreis mit diesen Verbindungen bildet einen Stromverdoppler-Gleichrichterschaltkreis. Der Rest der Punkte sind die gleichen wie in der ersten Ausführungsform und auf die Beschreibung derselben wird verzichtet.The secondary circuit with these connections forms a current doubler rectifier circuit. The rest of the points are the same as in the first embodiment and the description thereof will be omitted.
Diese Konfiguration sieht auch Vorteile ähnlich denen der ersten Ausführungsform vor.This configuration also provides advantages similar to those of the first embodiment.
Die von der Konfiguration der isolierten Leistungsversorgungsschalteinrichtung gemäß der fünfzehnten Ausführungsform vorgesehenen Vorteile sind von den in der ersten Ausführungsform aufgeführten: (a), (b), (c), (d), (e), (f), (h), (i) und (j).The advantages provided by the configuration of the isolated power supply switching device according to the fifteenth embodiment are those listed in the first embodiment: (a), (b), (c), (d), (e), (f), (h), (i) and (j).
Sechzehnte AusführungsformSixteenth embodiment
Die in
Diese Konfiguration sieht auch Vorteile ähnlich denen der ersten Ausführungsform vor.This configuration also provides advantages similar to those of the first embodiment.
Die von der Konfiguration der isolierten Leistungsversorgungsschalteinrichtung gemäß der sechzehnten Ausführungsform vorgesehenen Vorteile sind von den in der ersten Ausführungsform aufgeführten: (a), (b), (c), (d), (e), (f), (h), (i) und (j).
- T
- kombinierter Transformator
- T1
- erster Transformator
- T2
- zweiter Transformator
- np
- erste primäre Wicklung
- ni
- zweite primäre Wicklung
- ns
- erste sekundäre Wicklung
- no
- zweite sekundäre Wicklung
- ns1
- dritte sekundäre Wicklung
- ns2
- vierte sekundäre Wicklung
- no1
- fünfte sekundäre Wicklung
- no2
- sechste sekundäre Wicklung
- Lri
- erster Induktor
- Lr
- zweiter Induktor
- Lro
- dritter Induktor
- Lro1
- vierter Induktor
- Lro2
- fünfter Induktor
- C1
- erster Kondensator
- C2
- zweiter Kondensator
- Cr
- dritter Kondensator
- Ce
- vierter Kondensator
- Co
- fünfter Kondensator
- Cs
- sechster Kondensator
- Cr1
- siebter Kondensator
- Cr2
- achter Kondensator
- C3
- neunter Kondensator
- C4
- zehnter Kondensator
- D1
- erste Diode
- D2
- zweite Diode
- Ds
- dritte Diode
- Df
- vierte Diode
- D3
- fünfte Diode
- D4
- sechste Diode
- D5
- siebte Diode
- D6
- achte Diode
- Q1
- erste Schaltvorrichtung
- Q2
- zweite Schaltvorrichtung
- Q3
- dritte Schaltvorrichtung
- Q4
- vierte Schaltvorrichtung
- S1
- erster Schaltkreis
- S2
- zweiter Schaltkreis
- S3
- dritter Schaltkreis
- S4
- vierter Schaltkreis
- Ro
- Last
- Vo
- Ausgangsspannung
- Vi
- Gleichspannung des Leistungseingangsabschnitts
- Da
- Einschaltverhältnis der Schaltvorrichtung
- M
- Spannungsumwandlungsverhältnis
- Ton
- Einschaltzeit der Schaltvorrichtung
- Toff
- Abschaltzeit der Schaltvorrichtung
- Vcr
- Spannung über dem dritten Kondensator
- VCe
- Spannung über dem vierten Kondensator
- T
- combined transformer
- T1
- first transformer
- T2
- second transformer
- np
- first primary winding
- ni
- second primary winding
- ns
- first secondary winding
- no
- second secondary winding
- ns1
- third secondary winding
- ns2
- fourth secondary winding
- no1
- fifth secondary winding
- no2
- sixth secondary winding
- lRI
- first inductor
- Lr
- second inductor
- Lro
- third inductor
- Lro1
- fourth inductor
- Lro2
- fifth inductor
- C1
- first capacitor
- C2
- second capacitor
- Cr
- third capacitor
- Ce
- fourth capacitor
- Co
- fifth capacitor
- Cs
- sixth capacitor
- Cr1
- seventh capacitor
- Cr2
- eighth capacitor
- C3
- ninth capacitor
- C4
- tenth capacitor
- D1
- first diode
- D2
- second diode
- ds
- third diode
- df
- fourth diode
- D3
- fifth diode
- D4
- sixth diode
- D5
- seventh diode
- D6
- eighth diode
- Q1
- first switching device
- Q2
- second switching device
- Q3
- third switching device
- Q4
- fourth switching device
- S1
- first circuit
- S2
- second circuit
- S3
- third circuit
- S4
- fourth circuit
- ro
- load
- Vo
- output voltage
- vi
- DC voltage of the power input section
- There
- Switching ratio of the switching device
- M
- Voltage conversion ratio
- volume
- On time of the switching device
- Toff
- Turn-off time of the switching device
- vcr
- Voltage across the third capacitor
- VCE
- Voltage across the fourth capacitor
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG QUOTES INCLUDE IN THE DESCRIPTION
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.This list of the documents listed by the applicant has been generated automatically and is included solely for the better information of the reader. The list is not part of the German patent or utility model application. The DPMA assumes no liability for any errors or omissions.
Zitierte PatentliteraturCited patent literature
- JP 2005-51994 [0009] JP 2005-51994 [0009]
Claims (22)
Applications Claiming Priority (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2008191174A JP4438885B2 (en) | 2007-12-21 | 2008-07-24 | Isolated switching power supply |
JP2008-191174 | 2008-07-24 | ||
PCT/JP2009/058047 WO2010010746A1 (en) | 2008-07-24 | 2009-04-23 | Isolated switching power supply device |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE112009001775T5 true DE112009001775T5 (en) | 2012-01-12 |
Family
ID=41571059
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE112009001775T Withdrawn DE112009001775T5 (en) | 2008-07-24 | 2009-04-23 | Isolated power supply switching device |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
CN (1) | CN102067426B (en) |
DE (1) | DE112009001775T5 (en) |
WO (1) | WO2010010746A1 (en) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP6401222B2 (en) * | 2016-10-31 | 2018-10-10 | 油研工業株式会社 | Inductive load drive circuit |
US10186949B1 (en) * | 2017-11-09 | 2019-01-22 | International Business Machines Corporation | Coupled-inductor DC-DC power converter |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2005051994A (en) | 2003-07-16 | 2005-02-24 | Nippon Soken Inc | Two-transformer type dc-dc converter and dc-dc converter |
Family Cites Families (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP3796647B2 (en) * | 2000-02-03 | 2006-07-12 | 横河電機株式会社 | DC / DC converter |
JP3522218B2 (en) * | 2000-12-25 | 2004-04-26 | エヌイーシーコンピュータテクノ株式会社 | Switching power supply |
JP4123231B2 (en) * | 2002-08-22 | 2008-07-23 | サンケン電気株式会社 | DC converter |
KR100632688B1 (en) * | 2004-01-30 | 2006-10-11 | 가부시키가이샤 무라타 세이사쿠쇼 | Switching power supply apparatus |
JP4251180B2 (en) * | 2004-02-03 | 2009-04-08 | 株式会社村田製作所 | Switching power supply |
JP4716813B2 (en) * | 2005-08-05 | 2011-07-06 | 新電元工業株式会社 | Resonant type converter |
-
2009
- 2009-04-23 WO PCT/JP2009/058047 patent/WO2010010746A1/en active Application Filing
- 2009-04-23 CN CN200980123343.4A patent/CN102067426B/en not_active Expired - Fee Related
- 2009-04-23 DE DE112009001775T patent/DE112009001775T5/en not_active Withdrawn
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2005051994A (en) | 2003-07-16 | 2005-02-24 | Nippon Soken Inc | Two-transformer type dc-dc converter and dc-dc converter |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
WO2010010746A1 (en) | 2010-01-28 |
CN102067426A (en) | 2011-05-18 |
CN102067426B (en) | 2015-02-18 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE69719945T2 (en) | Pulse-width modulated zero-voltage switching half-bridge DC-voltage flyback converter | |
DE69434798T2 (en) | Low-loss synchronous rectifier for use with voltage-limited power converters | |
US8169796B2 (en) | Isolated switching power supply apparatus | |
DE102008022910B4 (en) | Bidirectional control with overshoot protection in a no-load condition | |
DE102018112088A1 (en) | PWM-CONTROLLED RESONANCE TRANSFORMER | |
DE102007015302B4 (en) | Converter, in particular for an ion engine | |
DE102006012164B4 (en) | Circuit arrangement for generating an alternating voltage or an alternating current | |
DE112019001095T5 (en) | SWITCHING POWER SUPPLY CIRCUIT | |
DE102013113526A1 (en) | LEISTUNGSWANDLERANDORDNUNG | |
DE112012001699T5 (en) | Resonant multiphase converter | |
DE102010016439A1 (en) | Full bridge power converter i.e. asymmetric zero-voltage switching full-bridge power converter, has two switches not provided in conducting state, where one of switches and another switch are provided in conducting state during time period | |
WO2012113442A1 (en) | Dc-to-dc converter and method for operating a dc-to-dc converter | |
DE2716445A1 (en) | DC VOLTAGE CONVERTER | |
DE102009052461A1 (en) | Inverter circuitry | |
DE102011051482A1 (en) | Bridge circuit arrangement and method of operation for a voltage converter and voltage converter | |
EP1867035B1 (en) | Method for operating a switched mode power supply with the recovery of primary scattered energy | |
DE102016109808A1 (en) | Switching Power Supply | |
EP0099596B1 (en) | Power supply circuit | |
WO2003038976A2 (en) | Synchronous rectifier circuit | |
DE102016122865A1 (en) | Push-pull DC-DC converter | |
DE112009001775T5 (en) | Isolated power supply switching device | |
DE102011100644A1 (en) | DC converter | |
DE4001325B4 (en) | DC flyback converter | |
EP1969708A1 (en) | Circuit arrangement having a twin inductor for converting a dc voltage into an ac voltage or an alternating current | |
DE102018106886B4 (en) | converter circuit |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
R016 | Response to examination communication | ||
R016 | Response to examination communication | ||
R119 | Application deemed withdrawn, or ip right lapsed, due to non-payment of renewal fee |