DE10227831A1 - Switch converter has rectifying mos transistor with load between inductance and capacitor energy stores controlled by voltage between the two stores - Google Patents

Switch converter has rectifying mos transistor with load between inductance and capacitor energy stores controlled by voltage between the two stores Download PDF

Info

Publication number
DE10227831A1
DE10227831A1 DE2002127831 DE10227831A DE10227831A1 DE 10227831 A1 DE10227831 A1 DE 10227831A1 DE 2002127831 DE2002127831 DE 2002127831 DE 10227831 A DE10227831 A DE 10227831A DE 10227831 A1 DE10227831 A1 DE 10227831A1
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
mos transistor
transistor
switching converter
converter according
switch
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
DE2002127831
Other languages
German (de)
Inventor
Jenoe Tihanyi
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Infineon Technologies AG
Original Assignee
Infineon Technologies AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Infineon Technologies AG filed Critical Infineon Technologies AG
Priority to DE2002127831 priority Critical patent/DE10227831A1/en
Publication of DE10227831A1 publication Critical patent/DE10227831A1/en
Ceased legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L29/00—Semiconductor devices adapted for rectifying, amplifying, oscillating or switching, or capacitors or resistors with at least one potential-jump barrier or surface barrier, e.g. PN junction depletion layer or carrier concentration layer; Details of semiconductor bodies or of electrodes thereof  ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/66—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/68—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor controllable by only the electric current supplied, or only the electric potential applied, to an electrode which does not carry the current to be rectified, amplified or switched
    • H01L29/76—Unipolar devices, e.g. field effect transistors
    • H01L29/772—Field effect transistors
    • H01L29/78—Field effect transistors with field effect produced by an insulated gate
    • H01L29/7801—DMOS transistors, i.e. MISFETs with a channel accommodating body or base region adjoining a drain drift region
    • H01L29/7802—Vertical DMOS transistors, i.e. VDMOS transistors
    • H01L29/7803—Vertical DMOS transistors, i.e. VDMOS transistors structurally associated with at least one other device
    • H01L29/7806—Vertical DMOS transistors, i.e. VDMOS transistors structurally associated with at least one other device the other device being a Schottky barrier diode
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L29/00—Semiconductor devices adapted for rectifying, amplifying, oscillating or switching, or capacitors or resistors with at least one potential-jump barrier or surface barrier, e.g. PN junction depletion layer or carrier concentration layer; Details of semiconductor bodies or of electrodes thereof  ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/66—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/68—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor controllable by only the electric current supplied, or only the electric potential applied, to an electrode which does not carry the current to be rectified, amplified or switched
    • H01L29/76—Unipolar devices, e.g. field effect transistors
    • H01L29/772—Field effect transistors
    • H01L29/78—Field effect transistors with field effect produced by an insulated gate
    • H01L29/7801—DMOS transistors, i.e. MISFETs with a channel accommodating body or base region adjoining a drain drift region
    • H01L29/7802—Vertical DMOS transistors, i.e. VDMOS transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L29/00—Semiconductor devices adapted for rectifying, amplifying, oscillating or switching, or capacitors or resistors with at least one potential-jump barrier or surface barrier, e.g. PN junction depletion layer or carrier concentration layer; Details of semiconductor bodies or of electrodes thereof  ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/66—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/68—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor controllable by only the electric current supplied, or only the electric potential applied, to an electrode which does not carry the current to be rectified, amplified or switched
    • H01L29/76—Unipolar devices, e.g. field effect transistors
    • H01L29/772—Field effect transistors
    • H01L29/78—Field effect transistors with field effect produced by an insulated gate
    • H01L29/7801—DMOS transistors, i.e. MISFETs with a channel accommodating body or base region adjoining a drain drift region
    • H01L29/7802—Vertical DMOS transistors, i.e. VDMOS transistors
    • H01L29/7803—Vertical DMOS transistors, i.e. VDMOS transistors structurally associated with at least one other device
    • H01L29/7808—Vertical DMOS transistors, i.e. VDMOS transistors structurally associated with at least one other device the other device being a breakdown diode, e.g. Zener diode
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L29/00—Semiconductor devices adapted for rectifying, amplifying, oscillating or switching, or capacitors or resistors with at least one potential-jump barrier or surface barrier, e.g. PN junction depletion layer or carrier concentration layer; Details of semiconductor bodies or of electrodes thereof  ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/66—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/68—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor controllable by only the electric current supplied, or only the electric potential applied, to an electrode which does not carry the current to be rectified, amplified or switched
    • H01L29/76—Unipolar devices, e.g. field effect transistors
    • H01L29/772—Field effect transistors
    • H01L29/78—Field effect transistors with field effect produced by an insulated gate
    • H01L29/7801—DMOS transistors, i.e. MISFETs with a channel accommodating body or base region adjoining a drain drift region
    • H01L29/7802—Vertical DMOS transistors, i.e. VDMOS transistors
    • H01L29/7813—Vertical DMOS transistors, i.e. VDMOS transistors with trench gate electrode, e.g. UMOS transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L29/00—Semiconductor devices adapted for rectifying, amplifying, oscillating or switching, or capacitors or resistors with at least one potential-jump barrier or surface barrier, e.g. PN junction depletion layer or carrier concentration layer; Details of semiconductor bodies or of electrodes thereof  ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/66—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/68—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor controllable by only the electric current supplied, or only the electric potential applied, to an electrode which does not carry the current to be rectified, amplified or switched
    • H01L29/76—Unipolar devices, e.g. field effect transistors
    • H01L29/772—Field effect transistors
    • H01L29/78—Field effect transistors with field effect produced by an insulated gate
    • H01L29/7827—Vertical transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L29/00—Semiconductor devices adapted for rectifying, amplifying, oscillating or switching, or capacitors or resistors with at least one potential-jump barrier or surface barrier, e.g. PN junction depletion layer or carrier concentration layer; Details of semiconductor bodies or of electrodes thereof  ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/66—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/68—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor controllable by only the electric current supplied, or only the electric potential applied, to an electrode which does not carry the current to be rectified, amplified or switched
    • H01L29/76—Unipolar devices, e.g. field effect transistors
    • H01L29/772—Field effect transistors
    • H01L29/78—Field effect transistors with field effect produced by an insulated gate
    • H01L29/7827—Vertical transistors
    • H01L29/7828—Vertical transistors without inversion channel, e.g. vertical ACCUFETs, normally-on vertical MISFETs
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L29/00—Semiconductor devices adapted for rectifying, amplifying, oscillating or switching, or capacitors or resistors with at least one potential-jump barrier or surface barrier, e.g. PN junction depletion layer or carrier concentration layer; Details of semiconductor bodies or of electrodes thereof  ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/40—Electrodes ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/41—Electrodes ; Multistep manufacturing processes therefor characterised by their shape, relative sizes or dispositions
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L29/00—Semiconductor devices adapted for rectifying, amplifying, oscillating or switching, or capacitors or resistors with at least one potential-jump barrier or surface barrier, e.g. PN junction depletion layer or carrier concentration layer; Details of semiconductor bodies or of electrodes thereof  ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/66—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/68—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor controllable by only the electric current supplied, or only the electric potential applied, to an electrode which does not carry the current to be rectified, amplified or switched
    • H01L29/76—Unipolar devices, e.g. field effect transistors
    • H01L29/772—Field effect transistors
    • H01L29/78—Field effect transistors with field effect produced by an insulated gate
    • H01L29/7838—Field effect transistors with field effect produced by an insulated gate without inversion channel, e.g. buried channel lateral MISFETs, normally-on lateral MISFETs, depletion-mode lateral MISFETs
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L29/00—Semiconductor devices adapted for rectifying, amplifying, oscillating or switching, or capacitors or resistors with at least one potential-jump barrier or surface barrier, e.g. PN junction depletion layer or carrier concentration layer; Details of semiconductor bodies or of electrodes thereof  ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/66—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/68—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor controllable by only the electric current supplied, or only the electric potential applied, to an electrode which does not carry the current to be rectified, amplified or switched
    • H01L29/76—Unipolar devices, e.g. field effect transistors
    • H01L29/772—Field effect transistors
    • H01L29/78—Field effect transistors with field effect produced by an insulated gate
    • H01L29/7839—Field effect transistors with field effect produced by an insulated gate with Schottky drain or source contact

Abstract

A switch converter has a series circuit with a switch (S1) between an inductive energy store (L) and input (EK1,EK2) and a MOS transistor rectifier (T1) and capacitor (C) in parallel with the switch with the output (Uout) over the capacitor. The transistor floating body zone with a load (D-S) and control switch (G) between the energy stores.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Schaltwandler gemäß den Merkmalen des Oberbegriffs des Patentanspruchs 1.The present invention relates to a switching converter according to the features the preamble of claim 1.

Ein derartiger Schaltwandler ist hinlänglich bekannt und beispielsweise in Köstner, Möschwitzer: "Elektronische Schaltungen", Hanser Verlag, München, 1993 beschrieben. Der Aufbau und die Funktionsweise eines derartigen Schaltwandlers nach dem Stand der Technik werden nachfolgend anhand von 1 kurz erläutert.Such a switching converter is well known and is described, for example, in Köstner, Möschwitzer: "Electronic Circuits", Hanser Verlag, Munich, 1993. The structure and mode of operation of such a switching converter according to the prior art are described below with reference to 1 briefly explained.

Der Schaltwandler umfasst Eingangsklemmen EK1, EK2 zum Anlegen einer Eingangsspannung Uin und Ausgangsklemmen AK10, AK20 an denen eine Ausgangsspannung Uout für eine Last zur Verfügung steht. Eine Reihenschaltung mit einem induktiven Energiespeicher, beispielsweise einer Drossel L10, und einem getaktet angesteuerten Schalter S10 sind zwischen die Eingangsklemmen EK10 und EK20 geschaltet. Parallel zu dem Schalter S10 liegt eine Reihenschaltung mit einer Diode D10 und einem Ausgangskondensator C10, über welchem die Ausgangsspannung Uout anliegt. Ist der getaktet angesteuerte Schalter S10 geschlossen, so nimmt die Drossel L10 Energie über die Eingangsklemmen EK10, EK20 auf. Wird der Schalter S10 anschließend geöffnet, so steigt das Potential an dem der Drossel L10 und dem Schalter S10 gemeinsamen Knoten an und die in der Spule gespeicherte Energie L10 wird über die Diode D10 an den Ausgangskondensator C10 abgegeben. Das Potential an dem der Drossel L10 und dem Schalter S10 gemeinsamen Knoten kann abhängig von der durch die Drossel L10 während des geschlossenen Schalters S10 aufgenommenen Energie die Eingangsspannung Uin übersteigen, so dass mit dem dargestellten Schaltwandler Ausgangsspannungen Uout möglich sind, die größer als die Eingangsspannung Uin sind.The switching converter includes input terminals EK1, EK2 for applying an input voltage Uin and output terminals AK10, AK20 at which an output voltage Uout is available for a load. A series connection with an inductive energy store, for example a choke L10, and a clocked switch S10 are connected between the input terminals EK10 and EK20. Parallel to the switch S10 there is a series connection with a diode D10 and an output capacitor C10, across which the output voltage Uout is concerned. If the clocked controlled switch S10 is closed, the choke L10 takes energy via the input terminals EK10, EK20 on. If switch S10 is then opened, the potential increases at the node common to the choke L10 and the switch S10 at and The energy L10 stored in the coil is passed through the diode D10 to the output capacitor C10 issued. The potential at that of the choke L10 and the switch S10 common node can be dependent from the through the choke L10 during of the closed switch S10 absorbed energy the input voltage Exceed uin so that with the switching converter shown output voltages Uout possible are larger than are the input voltage Uin.

Als Diode D10 werden bei herkömmlichen Schaltwandlern üblicherweise pn-Dioden verwendet. Diese Dioden besitzen aller dings den Nachteil, dass sie in leitendem Zustand Ladungsträger speichern, die bei anschließendem Anlegen einer Sperrspannung erst abgeführt werden müssen, bevor die Diode sperrt. Die Diode bleibt also auch bei Anlegen einer Sperrspannung noch für eine gewisse Zeitdauer, bis die Ladungsträger abgeflossen sind, leitend. Dies begrenzt die maximale Schaltfrequenz, also die Frequenz, mit der der Schalter S10 getaktet geöffnet und geschlossen wird.The diode D10 is usually used in conventional switching converters pn diodes used. However, these diodes have the disadvantage that they store charge carriers in the conductive state, which are then created a reverse voltage only dissipated Need to become, before the diode turns off. The diode remains even when a reverse voltage is applied still for a certain period of time until the charge carriers have flowed off. This limits the maximum switching frequency, i.e. the frequency which the switch S10 opens clocked and is closed.

Zur Lösung dieses Problems ist es bekannt, Silizium-Karbid-Dioden zu verwenden, bei denen in leitendem Zustand keine Ladungsträger gespeichert werden. Allerdings sind derartige Silizium-Karbid-Dioden bislang sehr teuer.It is to solve this problem known, silicon carbide diodes to be used in which no charge carriers are stored in the conductive state. However, such silicon carbide diodes have so far been very expensive.

Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, einen Schaltwandler der eingangs genannten Art zur Verfügung zu stellen, der einfach und kostengünstig realisierbar ist und der mit hohen Schaltfrequenzen betrieben werden kann.The aim of the present invention is it, a switching converter of the type mentioned is available make that simple and inexpensive is feasible and can be operated with high switching frequencies can.

Dieses Ziel wird durch einen Schaltwandler gemäß den Merkmalen des Anspruchs 1 erreicht. Vorteilhafte Ausgestaltungen in der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.This goal is achieved by a switching converter according to the features of claim 1 achieved. Advantageous embodiments in the invention are the subject of the subclaims.

Der erfindungsgemäße Schaltwandler umfasst Eingangsklemmen zum Anlegen einer Eingangsspannung und Ausgangsklemmen zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung, eine Reihenschaltung mit einem induktiven Energiespeicher und einem Schalter, die zwischen die Eingangsklemmen geschaltet ist, und eine Reihenschaltung mit einer Gleichrichteranordnung und einem kapazitiven Energiespeicher parallel zu dem Schalter, wobei die Ausgangsspannung über dem kapazitiven Energiespeicher anliegt. Die Gleichrichteranordnung umfasst einen MOS-Transistor mit einer floatend angeordneten oder hochohmig angeschlossenen Body-Zone, der eine Laststrecke und einen Ansteueranschluss aufweist, wobei die Laststrecke zwischen den induktiven Energiespeicher und den kapazitiven Energiespeicher geschaltet ist und wobei der MOS-Transistor abhängig von einer Spannung zwischen dem induktiven Energiespeicher und dem kapazitiven Energiespeicher angesteuert ist.The switching converter according to the invention comprises input terminals for applying an input voltage and output terminals for provision an output voltage, a series connection with an inductive Energy storage and a switch connected between the input terminals is, and a series circuit with a rectifier arrangement and a capacitive energy storage parallel to the switch, wherein the output voltage over the capacitive energy storage. The rectifier arrangement includes a MOS transistor with a floating or high-resistance connected body zone, which has a load path and a control connection, wherein the load path between the inductive energy storage and the capacitive energy storage is switched and the MOS transistor dependent of a voltage between the inductive energy storage and the capacitive energy storage is controlled.

Die Verwendung eines MOS-Transistors mit einer floatend angeordneten oder hochohmig an einen der Laststreckenanschlüsse angeschlossenen Body-Zone als Gleichrichterelement bringt folgende Vorteile mit sich: Derartige MOS-Transistoren sind in Silizium-Technologie einfach und kostengünstig realisierbar. Darüber hinaus werden bei derartigen MOS-Transistoren, in leitendem Zustand keine Ladungsträger gespeichert, so dass hohe Schaltfrequenzen erzielbar sind. Der Begriff MOS-Transistor mit floatend angeordneter Body-Zone wird im Folgenden synonym auch für solche MOS-Transistoren verwendet, bei denen die Body-Zone hochohmig an den Source-Anschluss angeschlossen ist. Derartige MOS-Transistoren, deren Body-Zone floatend angeordnet ist, sperren abhängig von einem angelegten Ansteuerpotential in beiden Richtungen, sie besitzen also keine integrierte Freilaufdiode, die bei MOS-Transistoren vorhanden ist, bei denen die Source-Zone und die Body-Zone kurzgeschlossen sind.The use of a MOS transistor with a floating body zone or a high-resistance body zone connected to one of the load path connections as a rectifier element has the following advantages: Such MOS transistors can be implemented simply and inexpensively using silicon technology. About that In addition, such MOS transistors are in the conductive state no load carriers saved so that high switching frequencies can be achieved. The term MOS transistor with In the following, a body zone arranged in a floating manner becomes synonymous for such zones MOS transistors are used in which the body zone with high resistance to the Source connector is connected. Such MOS transistors, whose body zone is arranged floating, lock depending on an applied control potential in both directions, so they have no integrated free-wheeling diode, which is present in MOS transistors in which the source zone and the body zone are short-circuited.

Der Aufbau und die Funktionsweise derartiger MOS-Transistoren mit einer floatend angeordneten Body-Zone ist hinlänglich bekannt und beispielsweise in folgenden Druckschriften beschrieben: DE 100 01 869 A1 , DE 199 58 694 A1 , WO 01/43200 , DE 100 01 871 A1 , auf welche hier ausdrücklich Bezug genommen wird.The structure and mode of operation of such MOS transistors with a floating body zone is well known and is described, for example, in the following publications: DE 100 01 869 A1 . DE 199 58 694 A1 . WO 01/43200 . DE 100 01 871 A1 , to which express reference is made here.

Zur Ansteuerung des MOS-Transistors abhängig von der zwischen dem induktiven Energiespeicher und dem kapazitiven Energiespeicher anliegenden Spannung ist eine Ansteuerschaltung vorgesehen, die bei einer Ausführungsform erste und zweite Eingangsklemmen und eine Ausgangsklemme aufweist, wobei die Ausgangsklemme an den Ansteueranschluss des MOS-Transistors angeschlossen ist und wobei die erste Eingangsklemme an den induktiven Energiespeicher und die zweite Eingangsklemme an den kapazitiven Energiespeicher angeschlossen ist, so dass zwi schen den ersten und zweiten Eingangsklemmen die zwischen dem induktiven und dem kapazitiven Energiespeicher anliegende Spannung anliegt.To control the MOS transistor Depending on the voltage present between the inductive energy store and the capacitive energy store, a control circuit is provided, which in one embodiment has first and second input terminals and an output terminal, the output terminal being connected to the control terminal of the MOS transistor and the first input terminal being connected to the inductive energy store and the second input terminal is connected to the capacitive energy store, so that between the first and second input terminals the voltage present between the inductive and the capacitive energy store is present.

Zur Bereitstellung eines geeigneten Ansteuerpotentials für den MOS-Transistor ist vorzugsweise eine Spannungsversorgungsschaltung vorgesehen, die beispielsweise als Bootstrap-Schaltung ausgebildet ist, und die an den induktiven Energiespeicher gekoppelt ist und stets ein Ansteuerpotential bereitstellt, welches um einen vorgegebenen Wert oberhalb des Potentials an einem der Anschlüsse des induktiven Energiespeichers liegt. Das durch diese Spannungsversorgungsschaltung bereitgestellte Ansteuerpotential ist einem Ansteuerpotentialeingang der Ansteuerschaltung zugeführt.To provide a suitable Driving potential for the MOS transistor is preferably a voltage supply circuit provided, which is designed for example as a bootstrap circuit, and the the inductive energy storage is coupled and always a control potential provides which is above the potential by a predetermined value on one of the connections of the inductive energy store. That through this voltage supply circuit The control potential provided is a control potential input Drive circuit supplied.

Vorzugsweise umfasst die Ansteuerschaltung einen Schalter, der zwischen den Ansteuerpotentialeingang und die Ausgangsklemme geschaltet ist und der nach Maßgabe der zwischen der ersten und zweiten Eingangsklemme anliegenden Spannung leitet oder sperrt, um den MOS-Transistor abhängig von dieser Spannung leitend oder sperrend anzusteuern. Die Ansteuerschaltung ist dabei so ausgebildet, dass sie den MOS-Transistor dann leitend ansteuert, wenn das Potential an dem induktiven Energiespeicher größer ist als das Potential an dem kapazitiven Energiespeicher, um dann einen Strom von dem induktiven Energiespeicher zu dem kapazitiven Energiespeicher zu ermöglichen. Der MOS-Transistor wird durch die Ansteuerschaltung gesperrt, wenn das Potential an dem induktiven Energiespeicher beziehungsweise an dem dem induktiven Energiespeicher und dem Schalter gemeinsamen Knoten kleiner ist als das Potential an dem kapazitiven Energiespeicher, um dadurch ein Abfließen der in dem kapazitiven Energiespeicher gespeicherten Ladung zu verhindern.The control circuit preferably comprises a switch that connects between the control potential input and the Output terminal is connected and that according to the between the first and current applied or blocked at the second input terminal, dependent on the MOS transistor to be controlled by this voltage in a conducting or blocking manner. The control circuit is designed so that it then conducts the MOS transistor controls when the potential at the inductive energy storage is bigger than the potential at the capacitive energy storage, then a current from the inductive energy store to the capacitive energy store to enable. The MOS transistor is blocked by the drive circuit when the potential at the inductive energy storage or on the common to the inductive energy store and the switch Node is smaller than the potential at the capacitive energy store, to thereby drain the to prevent charge stored in the capacitive energy store.

Bei einer weiteren Ausführungsform der Erfindung ist vorgesehen, eine Schottky-Diode oder eine Zenerdiode zwischen den induktiven Energiespeicher und einen der Laststreckenan schlösse des MOS-Transistors zu schalten und den Ansteueranschluss des MOS-Transistors an den dem induktiven Energiespeicher und dem Schalter gemeinsamen Knoten zu koppeln.In another embodiment the invention provides a Schottky diode or a Zener diode between the inductive energy storage and one of the Laststreckenan circuit of the MOS transistor to switch and the drive connection of the MOS transistor to the the inductive energy store and the switch common node to couple.

Der MOS-Transistor mit floatend angeordneter Body-Zone kann dabei als selbstleitender Transistor ausgebildet sein, dessen Ansteueranschluss dann unmittelbar an den gemeinsamen Knoten des induktiven Energiespeichers und des Schalter angeschlossen ist.The MOS transistor with a floating arrangement Body zone can be designed as a self-conducting transistor be, the control connection then directly to the common Inductive energy storage node and switch connected is.

Der MOS-Transistor kann auch als selbstsperrender MOS-Transistor mit floatend angeordneter Body-Zone ausgebildet sein, wobei der Ansteueranschluss des MOS-Transistors dann vorzugsweise über einen Potentialschieber, beispielsweise eine Bootstrap-Schaltung an den gemeinsamen Knoten des induktiven Energiespeichers und des Schalters angeschlossen ist.The MOS transistor can also be used as self-blocking MOS transistor be formed with a floating body zone, the Control connection of the MOS transistor then preferably via a Potential shifters, for example a bootstrap circuit on the common node of the inductive energy store and the switch connected is.

Die Zenerdiode oder die Schottky-Diode und der MOS-Transistor können in einem gemeinsamen Halbleiterkörper integriert sein oder sie können in zwei getrennten Halbleiterkörpern integriert sein, die beispielsweise in Chip-On-Chip-Technologie miteinander verbunden sein.The Zener diode or the Schottky diode and the MOS transistor can in a common semiconductor body be integrated or they can in two separate semiconductor bodies be integrated, for example in chip-on-chip technology be connected.

Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend in Ausführungsbeispielen anhand von Figuren näher erläutert. In den Figuren zeigtThe present invention is hereinafter described in embodiments explained in more detail with reference to figures. In shows the figures

1 einen Schaltwandler nach dem Stand der Technik, 1 a switching converter according to the prior art,

2 einen erfindungsgemäßen Schaltwandler gemäß einer ersten Ausführungsform mit einem MOS-Transistor mit floatend angeordneter Body-Zone als Gleichrichterelement und einer Ansteuerschaltung für den MOS-Transistor, 2 4 shows a switching converter according to the invention in accordance with a first embodiment with a MOS transistor with a floating body zone as a rectifier element and a control circuit for the MOS transistor,

3 ein erstes Ausführungsbeispiel einer Ansteuerschaltung für den MOS-Transistor, 3 a first embodiment of a control circuit for the MOS transistor,

4 ein zweites Ausführungsbeispiel einer Ansteuerschaltung für den MOS-Transistor, 4 A second exemplary embodiment of a control circuit for the MOS transistor,

5 ein erstes Ausführungsbeispiel eines Schaltwandlers mit einem MOS-Transistor als Gleichrichterelement und einer in Reihe zu dem MOS-Transistor geschalteten Zenerdiode, 5 1 shows a first exemplary embodiment of a switching converter with a MOS transistor as rectifier element and a Zener diode connected in series with the MOS transistor,

6 ein zweites Ausführungsbeispiel eines Schaltwandlers mit einem MOS-Transistor als Gleichrichterelement und einer in Reihe zu dem MOS-Transistor geschalteten Zenerdiode, 6 2 shows a second exemplary embodiment of a switching converter with a MOS transistor as rectifier element and a Zener diode connected in series with the MOS transistor,

7 Querschnitt durch einen Halbleiterkörper mit einem MOS-Transistor mit floatend angeordneter Body-Zone und einer in Reihe zu dessen Drain-Source-Strecke geschalteten Schottky-Diode gemäß einer ersten Ausführungsform, 7 Cross section through a semiconductor body with a MOS transistor with a floating body zone and a Schottky diode connected in series with its drain-source path according to a first embodiment,

8 Querschnitt durch einen Halbleiterkörper mit einem MOS-Transistor mit floatend angeordneter Body-Zone und einer in Reihe zu dessen Drain-Source-Strecke geschalteten Diode gemäß einer zweiten Ausführungsform. 8th Cross section through a semiconductor body with a MOS transistor with a floating body zone and a diode connected in series with its drain-source path according to a second embodiment.

In den Figuren bezeichnen, sofern nicht anders angegeben, gleiche Bezugszeichen gleiche Teile mit gleicher Bedeutung.Designate in the figures, if not specified otherwise, the same reference numerals have the same parts of equal importance.

2 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Schaltwandlers. Der Schaltwandler umfasst Eingangsklemmen EK1, EK2 zum Anlegen einer Eingangsspannung Uin und Ausgangsklemmen AK1, AK2, an denen eine Ausgangsspannung Uout bereitsteht. Zwischen die Ausgangsklemmen AK1, AK2 ist ein kapazitiver Energiespeicher Cout geschaltet, über dem die Ausgangsspannung Uout zur Versorgung einer gestrichelt eingezeichneten Last anliegt. Zwischen die Eingangsklemmen EK1, EK2 ist eine Reihenschaltung mit einem induktiven Energiespeicher, der in 2 beispielhaft als Spule L1 ausgebildet ist, und einem getaktet angesteuerten Schalter S1 geschaltet. Zwischen einen der Spule L1 und dem Schalter S1 gemeinsamen Knoten N1 und die Ausgangsklemme AK1, beziehungsweise zwischen die Spule L1 und den Kondensator Cout, ist eine Gleichrichteranordnung geschaltet, deren Aufgabe es ist, bei geöffnetem Schalter S1 einen Stromfluss von der Spule L1 an den Ausgangskondensator Cout zu ermöglichen, ein Abfließen der in dem Ausgangskondensator Cout gespeicherten Ladung über den Schalter S1 oder die Spule L1 jedoch zu verhindern. 2 shows a first embodiment of a switching converter according to the invention. The switching converter comprises input terminals EK1, EK2 for applying an input voltage Uin and output terminals AK1, AK2, at which an output voltage Uout is available. Between the exit terminals AK1, AK2, a capacitive energy storage device Cout is connected, via which the output voltage Uout is applied to supply a load shown in broken lines. Between the input terminals EK1, EK2 is a series connection with an inductive energy storage device, which is in 2 is designed as a coil L1, for example, and connected to a clocked trigger switch S1. A rectifier arrangement is connected between a node N1 common to the coil L1 and the switch S1 and the output terminal AK1, or between the coil L1 and the capacitor Cout, the task of which is to have a current flow from the coil L1 to the output capacitor when the switch S1 is open However, to enable Cout to prevent the charge stored in the output capacitor Cout from flowing away via the switch S1 or the coil L1.

Diese Gleichrichteranordnung umfasst in dem Beispiel gemäß 2 einen MOS-Transistor T1 mit floatend angeordneter Body-Zone, dessen Drain-Source-Strecke D-S zwischen den Knoten N1 und den Ausgangsanschluss AK1 geschaltet ist, wobei der Source-Anschluss S in dem Beispiel an den Knoten N1 und der Drain-Anschluss an die Ausgangsklemme AK1 angeschlossen ist. Ein MOS-Transistor mit floatend angeordneter Body-Zone zeichnet sich bekanntlich dadurch aus, dass zwischen dessen Source-Anschluss und dessen Drain-Anschluss keine in Source-Drain-Richtung in Durchlassrichtung gepolte pn-Diode vorhanden ist. Der Transistor gemäß 2 ist als selbstsperrender Transistor ausgebildet, und sperrt sowohl in Drain-Source-Richtung als auch in Source-Drain-Richtung, wenn kein Ansteuerpotential an dessen Gate-Anschluss G anliegt.This rectifier arrangement comprises in the example according to 2 a MOS transistor T1 with a floating body zone, the drain-source path DS of which is connected between the node N1 and the output connection AK1, the source connection S in the example at the node N1 and the drain connection at the Output terminal AK1 is connected. As is known, a MOS transistor with a floating body zone is characterized in that between its source connection and its drain connection there is no pn diode polarized in the forward direction in the source-drain direction. The transistor according to 2 is designed as a normally-off transistor, and blocks both in the drain-source direction and in the source-drain direction if there is no drive potential at its gate terminal G.

In dem Ausführungsbeispiel gemäß 2 wird davon ausgegangen, dass der Transistor T1 unsymmetrisch aufgebaut ist, das heißt in Drain-Source-Richtung eine größere Spannungsfestigkeit als in Source-Drain-Richtung besitzt. Er ist deshalb so verschaltet, dass er bei geschlossenem Schalter S1 und in gesperrtem Zustand in Drain-Source-Richtung die gesamte Ausgangsspannung Uout annimmt, während er bei der dargestellten Verschaltung in Source-Drain-Richtung keine Sperrspannung aufnehmen muss, da bei Anliegen einer positiven Spannung in Source-Drain-Richtung der Transistor T1 leitend angesteuert wird, wie im Folgenden erläutert wird.In the exemplary embodiment according to 2 it is assumed that the transistor T1 has an asymmetrical structure, that is to say it has a greater dielectric strength in the drain-source direction than in the source-drain direction. It is therefore connected in such a way that it assumes the entire output voltage Uout when the switch S1 is closed and in the blocked state in the drain-source direction, while in the illustrated connection in the source-drain direction it does not have to absorb any reverse voltage since a positive signal is present Voltage in the source-drain direction of the transistor T1 is turned on, as will be explained in the following.

Zur Ansteuerung des Transistors T1 ist eine Ansteuerschaltung 10 vorgesehen, die Eingangsklemmen 11, 13 aufweist, wobei die erste Eingangsklemme 11 an den Knoten N1 und die zweite Eingangsklemme 13 an die Ausgangsklemme AK1 angeschlossen ist, um die zwischen diesen Klemmen N1, AK1 anliegende Spannung U1, die in 2 der Laststreckenspannung des MOS-Transistors T1 entspricht, zu erfassen. Die Ansteuerschaltung weist weiterhin einen Ansteuerausgang 14 auf, der an den Gate-Anschluss G des Transistors T1 angeschlossen ist. Zur Bereitstellung eines geeigneten Ansteuerpotentials U12 für den Transistor T1, das größer ist als dessen Source-Potential ist eine Ansteuerpotentialerzeugungsschaltung vorgesehen, die in 2 als Bootstrap-Schaltung ausgebildet und an den Knoten N1 gekoppelt ist. Diese Schaltung umfasst eine Diode D11 und einen Kondensator C11, die in Reihe geschaltet sind, wobei an einem der Diode D11 und dem Kondensator C11 gemeinsamen Knoten ein Ansteuerpotential U12 abgreifbar ist, welches dem Ansteuerpotentialeingang 12 der Ansteuerschaltung 10 zugeführt ist. Der Kondensator C11 ist mit einem der Diode D11 abgewandten Anschluss an den Knoten N1 angeschlossen und die Anode D11 ist an ein Ansteuerpotential U10 angeschlossen. Eine derartige Bootstrap-Schaltung stellt in hinlänglich bekannter Weise sicher, dass das Potential U12 stets um den Wert des Potentials U10 abzüglich der Durchlassspannung der Diode D11 oberhalb des Potentials an dem Knoten N1 liegt. Der Kondensator C11 wird dazu bei leitendem Schalter S1 auf den Wert des Potentials U10 aufgeladen. Öffnet der Schalter S1 und steigt das Potential an dem Knoten N1 an, so steigt das Potential U12 entsprechend an. Das Potential U10, beziehungsweise die über dem Kondensator C11 anliegende Spannung ist so gewählt, dass sie ausreicht, um dem MOS-Transistor T1 leitend anzusteuern, wenn Sie zwischen dessen Gate-Anschluss G und Source-Anschluss S anliegt.A control circuit is used to control the transistor T1 10 provided the input terminals 11 . 13 has, the first input terminal 11 to node N1 and the second input terminal 13 is connected to the output terminal AK1 to the voltage U1 between these terminals N1, AK1, which in 2 corresponds to the load path voltage of the MOS transistor T1. The control circuit also has a control output 14 on, which is connected to the gate terminal G of the transistor T1. In order to provide a suitable drive potential U12 for the transistor T1, which is greater than its source potential, a drive potential generation circuit is provided which is shown in 2 is designed as a bootstrap circuit and is coupled to the node N1. This circuit comprises a diode D11 and a capacitor C11 which are connected in series, it being possible to tap a drive potential U12 at one of the nodes common to the diode D11 and the capacitor C11, which is the drive potential input 12 the control circuit 10 is fed. The capacitor C11 is connected to the node N1 with a connection facing away from the diode D11, and the anode D11 is connected to a control potential U10. Such a bootstrap circuit ensures in a well-known manner that the potential U12 is always above the potential at the node N1 by the value of the potential U10 minus the forward voltage of the diode D11. For this purpose, the capacitor C11 is charged to the value of the potential U10 when the switch S1 is conductive. If switch S1 opens and the potential at node N1 rises, potential U12 rises accordingly. The potential U10, or the voltage across the capacitor C11, is selected such that it is sufficient to drive the MOS transistor T1 in a conductive manner when it is present between its gate connection G and source connection S.

3 zeigt ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels einer Ansteuerschaltung 10 gemäß 2. 3 shows a circuit diagram of an embodiment of a control circuit 10 according to 2 ,

Die Ansteuerschaltung 10 umfasst einen als Bipolartransistor T21 ausgebildeten Schalter, der zwischen den Ansteuerpotentialeingang 12 und den Ansteuerausgang 14 geschaltet ist, um den Gate-Anschluss G des in 2 dargestellten MOS-Transistor T1 nach Maßgabe der zwischen den Eingangsklemmen 11, 13 anliegenden Spannung an das Ansteuerpotential U12 anzulegen und um den MOS-Transistor T1 dadurch leitend anzusteuern.The control circuit 10 comprises a switch designed as a bipolar transistor T21, which is connected between the drive potential input 12 and the control output 14 is switched to the gate terminal G of the in 2 MOS transistor T1 shown in accordance with the between the input terminals 11 . 13 to apply voltage to the drive potential U12 and thereby drive the MOS transistor T1 in a conductive manner.

Der als pnp-Bipolartransistor ausgebildete Transistor T21 ist mittels eines als npn-Bipolartransistor ausgebildeten Transistors T22 angesteuert, dessen Kollektor-Emitter-Strecke über einen Widerstand R22 an die Basis des Transistors T21 angeschlossen ist. Die Basis des Transistors T22 ist an den Eingangsanschluss 11 gekoppelt. Der Emitter dieses Transistors T22 ist über einen Widerstand R23 und eine Diode D22 an den zweiten Eingangsanschluss 13 beziehungsweise die Ausgangsklemme AK1 angeschlossen. Die in der Schaltung gemäß 2 an den Klemmen der Ansteuerschaltung 10 auftretenden Spannungen sind zum besseren Verständnis in 3 ebenfalls dargestellt.The transistor T21 in the form of a pnp bipolar transistor is driven by means of a transistor T22 in the form of an npn bipolar transistor, the collector-emitter path of which is connected to the base of the transistor T21 via a resistor R22. The base of transistor T22 is at the input terminal 11 coupled. The emitter of this transistor T22 is connected to the second input terminal via a resistor R23 and a diode D22 13 or the output terminal AK1 connected. According to the circuit 2 at the terminals of the control circuit 10 Voltages that occur are in for better understanding 3 also shown.

Die Schaltungsanordnung gemäß 3 funktioniert bezugnehmend auf 2 wie folgt: Leitet der Schalter S1 und sinkt damit das Potential U11 an dem Knoten N1 annäherungsweise auf Bezugspotential GND ab, so sperrt der Bipolartransistor T22, dessen Emitter über den Widerstand R23 und die Diode D22 auf Ausgangspotential Uout liegt. Zwischen den Emitteranschluss und den Basisanschluss des Transistors T21 ist ein hochohmiger Widerstand R21 geschaltet, der dafür sorgt, dass bei sperrendem Transistor T22 Basis und Emitter des Transistors T21 annäherungsweise auf dem selben Potential liegen, so dass der Transistor T21 sperrt.The circuit arrangement according to 3 works referring to 2 as follows: If the switch S1 conducts and the potential U11 at the node N1 drops approximately to the reference potential GND, the bipolar transistor T22 blocks, whose emitter is connected to the output potential Uout via the resistor R23 and the diode D22. A high-resistance resistor R21 is connected between the emitter connection and the base connection of the transistor T21, which ensures that when the transistor T22 is off, the base and emitter of the transistor T21 are approximately at the same potential, so that the transistor T21 is off.

Sperrt der Schalter S1 anschließend und steigt das Potential an dem Knoten N1 über den Wert des Ausgangspotentials Uout an, so leitet der Transistor T22, und zieht das Potential an den Basisanschluss des Transistors T21 annäherungsweise auf den Wert des Ausgangspotentials Uout. Dieses Ausgangspotential Uout ist kleiner als das Ansteuerpotential U12, welches um den Wert der über dem Kondensator C11 anliegenden Spannung oberhalb des Potentials U11 an dem Knoten N1 liegt. Der pnp-Transistor T21 leitet damit, und legt den Gate-Anschluss G des MOS-Transistors T1 an das Ansteuerpotential U12, welches größer ist als dessen Source-Potential, so dass der MOS-Transistor T1 leitet. Sinkt das Potential an dem Knoten N1 durch Einschalten des Schalter S1 oder durch Abkommutieren der Spule L1 so weit ab, bis der Transistor T22 nicht mehr leitet, so sperrt wieder der Transistor T21 und der MOS-Transistor T1 wird dadurch gesperrt, dass dessen Gate-Ladung über einen zwischen die Klemmen 14 und 11 geschalteten Widerstand R24 nach Source entladen wird.If the switch S1 then blocks and the potential at the node N1 rises above the value of the output potential Uout, the transistor T22 conducts and pulls the potential to the base terminal of the transistor T21 approximately to the value of the output potential Uout. This output potential Uout is smaller than the control potential U12, which lies above the potential U11 at the node N1 by the value of the voltage across the capacitor C11. The pnp transistor T21 thus conducts and applies the gate terminal G of the MOS transistor T1 to the drive potential U12, which is greater than its source potential, so that the MOS transistor T1 conducts. If the potential at the node N1 drops by turning on the switch S1 or by commutating the coil L1 until the transistor T22 is no longer conductive, the transistor T21 is blocked again and the MOS transistor T1 is blocked by the fact that its gate Charge over one between the clamps 14 and 11 switched resistor R24 is discharged to source.

Vorzugsweise ist zwischen den Source-Anschluss S und den Gate-Anschluss G des MOS-Transistors T1 eine Diode D1 geschaltet, die bei ansteigendem Potential an dem Knoten N1 dafür sorgt, dass der MOS-Transistor T1 schnell zu leiten beginnt, wobei der Transistor T1 erst nachfolgend durch die Ansteuerschaltung 10 voll auf gesteuert wird.A diode D1 is preferably connected between the source connection S and the gate connection G of the MOS transistor T1, which, when the potential at the node N1 increases, ensures that the MOS transistor T1 begins to conduct quickly, the transistor T1 only subsequently by the control circuit 10 is fully controlled.

4 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Ansteuerschaltung 10, die sich von der in 3 dargestellten dadurch unterscheidet, dass ein MOS-Transistor T31 zwischen den Ansteuerpotentialeingang 12 und den Ansteuerausgang 14 geschaltet ist. Dieser MOS-Transistor T31 ist mittels eines Bipolartransistors T32 angesteuert, dessen Basis-Anschluss über eine Stromquelle Iq und eine Diode D31 an dem zweiten Eingang 13 anliegt. Der MOS-Transistor ist ein n-leitender MOSFET, und der Bipolartransistor T31 ist npn-Bipolartransistor, dessen Basis und Emitter mittels eines Widerstandes R33 miteinander verbunden sind. Weiterhin sind der Drain-Anschluss und der Gate-Anschluss des MOS-Transistors T31 über einen Widerstand R32 miteinander verbunden. 4 shows a further embodiment of a control circuit 10 that differ from the in 3 shown differs in that a MOS transistor T31 between the drive potential input 12 and the control output 14 is switched. This MOS transistor T31 is driven by means of a bipolar transistor T32, the base connection of which is via a current source Iq and a diode D31 at the second input 13 is applied. The MOS transistor is an n-type MOSFET, and the bipolar transistor T31 is an npn bipolar transistor, the base and emitter of which are connected to one another by means of a resistor R33. Furthermore, the drain connection and the gate connection of the MOS transistor T31 are connected to one another via a resistor R32.

Die dargestellte Ansteuerschaltung 10 funktioniert bezugnehmend auf die 2 und 4 wie folgt:
Der Bipolartransistor T32 sperrt, wenn das Potential an den Knoten 13, also das Ausgangspotential Uout, kleiner ist als das Potential an dem gemeinsamen Knoten N1, wenn also der Schalter S1 sperrt und Energie von der Spule L1 an den Kondensator Cout übertragen werden soll. Wenn der Bipolartransistor T32 sperrt, wird der Transistor T31 über den Widerstand R32 leitend angesteuert, so dass das Ansteuerpotential U12 an der Ausgangsklemme 14 anliegt, um den MOS-Transistor T1 leitend anzusteuern, und so den Energietransport von der Spule L1 an den Kondensator Cout zu ermöglichen. Sinkt das Potential an dem Knoten N1 unter den Wert des Ausgangspotentials Uout ab, leitet der Bipolartransistor T32 und sperrt damit den Transistor T31. Das Gate des MOS-Transistors T1 wird dann über den Widerstand R31, dessen Funktion der des Widerstands R24 in 3 entspricht, nach Source-Potential entladen, um den MOS-Transistor T1 zu sperren.The control circuit shown 10 works referring to the 2 and 4 as follows:
The bipolar transistor T32 blocks when the potential at the node 13 , that is to say the output potential Uout, is less than the potential at the common node N1, if the switch S1 blocks and energy is to be transmitted from the coil L1 to the capacitor Cout. When the bipolar transistor T32 turns off, the transistor T31 is turned on via the resistor R32, so that the drive potential U12 at the output terminal 14 is present in order to drive the MOS transistor T1 in a conductive manner, and thus to enable the energy to be transported from the coil L1 to the capacitor Cout. If the potential at node N1 falls below the value of the output potential Uout, the bipolar transistor T32 conducts and thus blocks the transistor T31. The gate of the MOS transistor T1 is then through the resistor R31, whose function is that of the resistor R24 in 3 corresponds to discharged to the source potential to block the MOS transistor T1.

5 zeigt eine weitere Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Schaltwandlers. Bei diesem Schaltwandler ist als Gleichrichteranordnung zwischen der Spule L1 und dem Kondensator Cout ein selbstleitender MOS-Transistor T1 mit floatend angeordneter Body-Zone vorgesehen, dessen Drain-Source-Strecke in Reihe zu einer Zenerdiode Z1 zwischen den Knoten N1 und die Ausgangsklemme AK1 geschaltet ist. Die Anode der Zenerdiode Z1 ist dabei an den Knoten N1 und deren Katode ist an den Source-Anschluss des Transistors T1 angeschlossen. Der Gate-Anschluss G des Transistors T1 ist in dem Ausführungsbeispiel unmittelbar an den Knoten N1 angeschlossen. 5 shows a further embodiment of a switching converter according to the invention. In this switching converter, a self-conducting MOS transistor T1 with a floating body zone is provided as a rectifier arrangement between the coil L1 and the capacitor Cout, the drain-source path of which is connected in series with a Zener diode Z1 between the node N1 and the output terminal AK1 , The anode of the Zener diode Z1 is connected to the node N1 and its cathode is connected to the source terminal of the transistor T1. In the exemplary embodiment, the gate terminal G of the transistor T1 is connected directly to the node N1.

Diese Gleichrichteranordnung mit dem MOS-Transistor T1 und der Zenerdiode Z1 funktioniert wie folgt: Übersteigt das Potential U11 an dem Knoten N1 das Ausgangspotential Uout so leitet die Zenerdiode Z1 und das Source-Potential des selbstleitenden Transistors T1 ist in etwa um den Wert der Durchlassspannung der Zenerdiode Z1 niedriger als dessen Gate-Potential, so dass auch der Transistor T1, der bereits bei Gate-Source-Spannungen von 0 V leitet, zu leiten beginnt, um die in der Spule L1 gespeicherte Energie an den Ausgangskondensator Cout zu übertragen. Übersteigt das Ausgangspotential Uout, beispielsweise bei Schließen des Schalters S1 das Potential U11 an dem Knoten N1, so bleibt der Transistor T1 zunächst leitend und die Zenerdiode Z1 verhindert einen Stromfluss von der Ausgangsklemme AK1 an den Knoten N1. Der Transistor T1 sperrt dann, wenn der Betrag der über der Zenerdiode Z1 anliegenden Sperrspannung größer wird als der Betrag der negativen Einsatzspannung des Transistors T1. Die Zenerdiode Z1 muss dabei so dimensioniert sein, dass deren Durchbruchspannung lediglich größer ist als der Betrag der negativen Einsatzspannung des Transistors T1. Der Großteil der zwischen der Ausgangsklemme AK1 und dem Knoten N1 bei leitendem Schalter S1 anliegenden Ausgangsspannung Uout wird dann durch den Transistor T1 übernommen.This rectifier arrangement with the MOS transistor T1 and the Zener diode Z1 works as follows: Exceeds the potential U11 at the node N1 conducts the output potential Uout the Zener diode Z1 and the source potential of the normally-on transistor T1 is approximately the value of the forward voltage of the Zener diode Z1 lower than its gate potential, so that the transistor T1, which is already at gate-source voltages leads from 0 V, begins to conduct, to the energy stored in the coil L1 to the output capacitor Cout transferred to. exceeds the output potential Uout, for example when the Switch S1 the potential U11 at the node N1, the transistor remains T1 first conductive and the Zener diode Z1 prevents current flow from the Output terminal AK1 at node N1. The transistor T1 then blocks, if the amount of over the reverse voltage applied to the Zener diode Z1 is greater than the amount of negative threshold voltage of the transistor T1. The Zener diode Z1 must be dimensioned so that their breakdown voltage is only larger than the amount of the negative threshold voltage of the transistor T1. The majority the between the output terminal AK1 and the node N1 when conductive Switch S1 applied output voltage is then by the Transistor T1 taken over.

Die Gleichrichteranordnung gemäß 5 ist einfach und kostengünstig realisierbar. In dem MOS-Transistor T1 mit floatend angeordneter Body-Zone fällt darüber hinaus keine Speicherladung an. Die in 5 dargestellte Zenerdiode kann auch durch eine Schottky-Diode ersetzt werden.The rectifier arrangement according to 5 is easy and inexpensive to implement. In addition, no storage charge falls in the MOS transistor T1 with a floating body zone on. In the 5 Zener diode shown can also be replaced by a Schottky diode.

6 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Schaltwandlers, das sich von dem in 5 dargestellten dadurch unterscheidet, dass der MOS-Transistor als selbstsperrender MOS-Transistor ausgebildet ist, wobei dessen Gate-Anschluss über eine Bootstrap-Schaltung an den Knoten N1 gekoppelt ist. Die Bootstrap-Schaltung mit der Diode D11 und dem Kondensator C11 sorgt dafür, dass das Gate-Potential G stets um den wert der über dem Kondensator C11 anliegenden Spannung oberhalb des Potentials an dem Knoten N1 liegt. Die über dem Kondensator C11 anliegende Spannung wird über das Potential U10 vorgegeben, auf welches der Kondensator C11 bei leitendem Schalter S1 aufgeladen wird. Die Zenerdiode Z1 und der Transistor T1 leiten, wenn das Potential an dem Knoten N1 größer ist als das Potential an der Ausgangsklemme AK1. steigt das Potential an der Ausgangsklemme AK1 über den wert des Potentials an dem Knoten N1 an, so bleibt der Transistor T1 zunächst leitend, und die Zenerdiode Z1 verhindert einen Stromfluss von der Ausgangsklemme AK1 an den Knoten N1. Der Transistor T1 sperrt dann, wenn der Spannungsabfall an der Zenerdiode Z1 einen Wert erreicht hat, bei welchem die Gate-Source-Spannung des Transistors T1 nicht mehr ausreichend ist um den Transistor T1 leitend zu halten. Bei diesem Ausführungsbeispiel muss die Zenerdiode Z1 lediglich so dimensioniert sein, dass sie Spannungen sperrt, die im Bereich der Einsatzspannung des Transistors T1 liegen. Der Transistor T1 ist dabei so dimensioniert, dass er in der Lage ist in Drain-Source-Richtung Sperrspannungen im Bereich der Ausgangsspannung Uout auszuhalten. 6 shows a further embodiment of the switching converter according to the invention, which differs from that in 5 shown differs in that the MOS transistor is designed as a self-blocking MOS transistor, the gate connection of which is coupled to the node N1 via a bootstrap circuit. The bootstrap circuit with the diode D11 and the capacitor C11 ensures that the gate potential G is always above the potential at the node N1 by the value of the voltage across the capacitor C11. The voltage present across the capacitor C11 is specified via the potential U10, to which the capacitor C11 is charged when the switch S1 is conductive. Zener diode Z1 and transistor T1 conduct when the potential at node N1 is greater than the potential at output terminal AK1. If the potential at the output terminal AK1 rises above the value of the potential at the node N1, the transistor T1 initially remains conductive, and the Zener diode Z1 prevents current flow from the output terminal AK1 to the node N1. The transistor T1 turns off when the voltage drop across the Zener diode Z1 has reached a value at which the gate-source voltage of the transistor T1 is no longer sufficient to keep the transistor T1 conductive. In this exemplary embodiment, the Zener diode Z1 only has to be dimensioned such that it blocks voltages which are in the region of the threshold voltage of the transistor T1. The transistor T1 is dimensioned so that it is able to withstand reverse voltages in the region of the output voltage Uout in the drain-source direction.

Auch die in 6 dargestellte Zenerdiode Z1 kann durch eine Schottky-Diode ersetzt werden.Also in 6 Zener diode Z1 shown can be replaced by a Schottky diode.

Darüber hinaus kann optional, wie dies in 6 gestrichelt eingezeichnet ist, eine Zenerdiode Z11 parallel zu dem Kondensator C11 geschaltet werden, die eine Überladung des Kondensators C11 verhindert und diesen dadurch vor Beschädigung schützt.It can also be optional, like this in 6 is shown in dashed lines, a Zener diode Z11 are connected in parallel to the capacitor C11, which prevents overcharging of the capacitor C11 and thereby protects it from damage.

Außerdem kann optional, wie dies ebenfalls gestrichelt in 6 eingezeichnet ist, ein Widerstand R2 zwischen den Knoten N1 und den Source-Anschluss des MOSFET T1 geschaltet sein. Die Verwendung dieses Widerstandes ist insbesondere bei Verwendung einer Schottky-Diode anstelle der Zenerdiode sinnvoll und sorgt für einen Potentialausgleich zwischen dem Source-Anschluss S des MOSFET T1 und dem Knoten N1 bei sperrendem MOSFET T1.It can also be optional, as is also dashed in 6 a resistor R2 is connected between the node N1 and the source terminal of the MOSFET T1. The use of this resistor is particularly useful when using a Schottky diode instead of the zener diode and ensures potential equalization between the source connection S of the MOSFET T1 and the node N1 when the MOSFET T1 is blocking.

Abschließend werden anhand der 7 und 8 auf Halbleitertechnologieebene Ausführungsbeispiele für eine Gleichrichteranordnung gemäß 5 mit einem selbstleitenden MOS-Transistor mit floatend angeordneter Body-Zone und einer Schottky-Diode, die anstelle der in den 5 und 6 dargestellten Zenerdiode verwendet werden kann, erläutert. Die MOS-Transistoren gemäß den 7 und 8 sind dabei jeweils als vertikal n-Kanal MOS-Transistoren ausgebildet.Finally, based on the 7 and 8th at semiconductor technology level, exemplary embodiments for a rectifier arrangement according to 5 with a self-conducting MOS transistor with a floating body zone and a Schottky diode, which instead of in the 5 and 6 Zener diode shown can be used explained. The MOS transistors according to the 7 and 8th are each designed as vertical n-channel MOS transistors.

Das Halbleiterbauelement gemäß 7 umfasst einen Halbleiterkörper 100 mit einer stark n-dotierten Drain-Zone 10, einer oberhalb der Drain-Zone angeordneten Drift-Zone 12, in der eine p-dotierte Body-Zone 20 angeordnet ist. Oberhalb des Halbleiterkörpers 100 ist eine Gate-Elektrode 40 angeordnet, die mittels einer Isolationsschicht 50 gegenüber dem Halbleiterkörper und gegenüber einer Source-Elektrode 32 isoliert ist. Das Halbleiterbauelement umfasst weiterhin eine ndotierte Source-Zone 30, die in bzw. oberhalb der Body-Zone 20 angeordnet ist, wobei sich ein n-dotierter Kanal der Source-Zone 30 im Bereich der Vorderseite des Halbleiterkörpers bis in die Drift-Zone 12 erstreckt, wodurch der MOS-Transistor selbstleitende Eigenschaften besitzt. Die Source-Zone 30 ist mittels einer Source-Elektrode 32, die den Source-Anschluss S des Bauelements bildet, kontaktiert, wobei zwischen der Source-Elektrode 32 und der Source-Zone 30 ein Schottky-Kontakt 60 ausgebildet ist.The semiconductor device according to 7 comprises a semiconductor body 100 with a heavily n-doped drain zone 10 , a drift zone located above the drain zone 12 , in which a p-doped body zone 20 is arranged. Above the semiconductor body 100 is a gate electrode 40 arranged by means of an insulation layer 50 with respect to the semiconductor body and with respect to a source electrode 32 is isolated. The semiconductor component furthermore comprises an undoped source zone 30 that are in or above the body zone 20 is arranged, with an n-doped channel of the source zone 30 in the area of the front of the semiconductor body up to the drift zone 12 extends, whereby the MOS transistor has self-conducting properties. The source zone 30 is by means of a source electrode 32 , which forms the source connection S of the component, contacted, between the source electrode 32 and the source zone 30 a Schottky contact 60 is trained.

Die Body-Zone 20 ist floatend in der Drift-Zone 12 angeordnet, das heißt, sie ist nicht an ein definiertes Potential, insbesondere nicht an die Source-Elektrode 32 angeschlossen. Um die Stromverstärkung eines durch die n-dotierte Source-Zone 30, die p-dotierte Body-Zone 20 und die n-dotierte Drift-Zone 12 bzw. Drain-Zone 10 gebildeten parasitären npn-Bipolartransistor zu reduzieren, ist in der Body-Zone 20 eine Rekombinationszone, beispielsweise aus einem Metall oder einem Silizid angeordnet.The body zone 20 is floating in the drift zone 12 arranged, that is, it is not at a defined potential, in particular not at the source electrode 32 connected. To amplify the current through the n-doped source zone 30 , the p-doped body zone 20 and the n-doped drift zone 12 or drain zone 10 To reduce the parasitic npn bipolar transistor formed is in the body zone 20 a recombination zone, for example made of a metal or a silicide.

In nicht näher dargestellter Weise besteht auch die Möglichkeit, die Body-Zone hochohmig an die Source-Zone 30 oder Source-Elektrode S anzuschließen.In a manner not shown, there is also the possibility of connecting the body zone to the source zone with high resistance 30 or to connect source electrode S.

8 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel eines Halbleiterbauelementes in welchem ein selbstleitender MOS-Transistor und eine Schottky-Diode realisiert sind. Das Halbleiterbauelement umfasst einen Halbleiterkörper 200 mit einer stark ndotierten Drain-Zone 110, einer oberhalb der Drain-Zone 110 angeordneten Drift-Zone 112, einer im Bereich der Vorderseite des Halbleiterkörpers 100 angeordneten Source-Zone 131 sowie eine zwischen der Source-Zone 131 und der Drift-Zone 112 ausgebildeten floatend angeordneten Body-Zone 120. Der Transistor ist als Trench-Transistor ausgebildet, das heißt, Gate-Elektroden 140 sind in Gräben ausgebildet, die sich ausgehend von der Vorderseite durch die Source-Zone 131 und die Body-Zone 120 bis in die Drift-Zone 112 erstrecken, wobei die Gate-Elektroden 140 mittels einer Isolationsschicht 150 gegenüber dem Halbleiterkörper 200 isoliert sind. Entlang der Gräben bzw. der Gate-Elektroden 140 verlaufen in der Body-Zone 120 schwach n-dotierte Kanäle 130, um so selbstleitende Eigenschaften des Transistors zu erreichen. In der Body-Zone 120 sind Rekombinationszonen, beispielsweise aus einem Metall oder einem Silizid angeordnet, um die Stromverstärkung des durch die Source-Zone 131, die Body-Zone 120 und die Drift-Zone 112 bzw. die Drain-Zone 110 gebildeten parasitären npn-Bipolartransistors zu verringern. 8th shows another embodiment of a semiconductor device in which a self-conducting MOS transistor and a Schottky diode are realized. The semiconductor component comprises a semiconductor body 200 with a heavily doped drain zone 110 , one above the drain zone 110 arranged drift zone 112 , one in the area of the front of the semiconductor body 100 arranged source zone 131 as well as one between the source zone 131 and the drift zone 112 trained floating body zone 120 , The transistor is designed as a trench transistor, that is to say gate electrodes 140 are formed in trenches that extend from the front through the source zone 131 and the body zone 120 to the drift zone 112 extend, with the gate electrodes 140 by means of an insulation layer 150 compared to the semiconductor body 200 are isolated. Along the trenches or the gate electrodes 140 run in the body zone 120 weakly n-doped channels 130 , so the self-conducting properties of the Tran to reach sistors. In the body zone 120 are recombination zones, for example made of a metal or a silicide, in order to amplify the current through the source zone 131 who have favourited Body Zone 120 and the drift zone 112 or the drain zone 110 formed to reduce parasitic npn bipolar transistor.

Die Source-Zone 131 ist durch eine isoliert gegenüber dem Halbleiterkörper angeordnete Source-Elektrode 132 kontaktiert, wobei zwischen der Source-Elektrode 132 und der Source-Zone 131 ein Schottky-Kontakt gebildet ist.The source zone 131 is by a source electrode insulated from the semiconductor body 132 contacted, being between the source electrode 132 and the source zone 131 a Schottky contact is formed.

1010
Ansteuerschaltungdrive circuit
10, 11010 110
Drain-ZoneDrain region
100, 200100 200
HalbleiterkörperSemiconductor body
11, 1311 13
Eingängeinputs
1212
AnsteuerpotentialeingangAnsteuerpotentialeingang
12, 11212 112
Drift-ZoneDrift region
130130
Kanalchannel
1414
Ausgangoutput
20, 12020 120
Body-ZoneBody zone
22, 12222 122
Rekombinationszonerecombination
30, 13130 131
Source-ZoneSource zone
32, 13232 132
Source-ElektrodeSource electrode
40, 14040 140
Gate-ElektrodeGate electrode
50, 15050, 150
Isolationsschichtinsulation layer
AK1, AK2AK1, AK2
Ausgangsklemmenoutput terminals
Coutcout
Ausgangskondensatoroutput capacitor
D1D1
Diodediode
D31D31
Diodediode
EK1, EK2EK1, EK2
Eingangsklemmeninput terminals
Iqiq
Stromquellepower source
L1L1
SpuleKitchen sink
N1N1
Schaltungsknotencircuit node
R2R2
Widerstandresistance
R21, R22, R23, R24R21, R22, R23, R24
Widerständeresistors
R31, R32R31, R32
Widerständeresistors
R33R33
Widerstandresistance
S1S1
Schalterswitch
T1T1
MOS-Transistor mit floatender Body-ZoneMOS transistor with floating body zone
T21T21
pnp-BipolartransistorPNP bipolar transistor
T22T22
npn-BipolartransistorNPN bipolar transistor
T31T31
n-leitender MOS-Transistorn-type MOS transistor
T32T32
npn-BipolartransistorNPN bipolar transistor
U11, U1, U10U11, U1, U10
Spannungen, Potentialetensions potentials
U12U12
Ansteuerpotentialdrive potential
UinUin
Eingangsspannunginput voltage
UoutUout
Ausgangsspannungoutput voltage
Z1Z1
ZenerdiodeZener diode
Z11Z11
ZenerdiodeZener diode

Claims (14)

Schaltwandler, der folgende Merkmale aufweist: – Eingangsklemmen (EK1, EK2) zum Anlegen einer Eingangsspannung (Uin) und Ausgangsklemmen (AK1, AK2) zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung (Uout), – eine Reihenschaltung mit einem induktiven Energiespeicher (L) und einem Schalter (S1), die zwischen die Eingangsklemmen (EK1, EK2) geschaltet ist, – eine Reihenschaltung mit einer Gleichrichteranordnung und einem kapazitiven Energiespeicher (C) parallel zu dem Schalter (S1), wobei die Ausgangsspannung (Uout) über dem kapazitiven Energiespeicher (C) anliegt, dadurch gekennzeichnet, dass die Gleichrichteranordnung folgende Merkmale aufweist: – einen MOS-Transistor (T1) mit einer floatend angeordneten oder hochohmig angeschlossenen Body-Zone, der eine Laststrecke (D-S) und einen Ansteueranschluss (G) aufweist, wobei die Laststrecke zwischen den induktiven Energiespeicher (L) und den kapazitiven Energiespeicher geschaltet ist und wobei der MOS-Transistor (T1) abhängig von einer Spannung (U1) zwischen dem induktiven Energiespeicher (L) und dem kapazitiven Energiespeicher (C) angesteuert ist.Switching converter, which has the following features: - input terminals (EK1, EK2) for applying an input voltage (Uin) and output terminals (AK1, AK2) for providing an output voltage (Uout), - a series connection with an inductive energy store (L) and a switch ( S1), which is connected between the input terminals (EK1, EK2), - a series connection with a rectifier arrangement and a capacitive energy store (C) parallel to the switch (S1), the output voltage (Uout) being present across the capacitive energy store (C) , characterized in that the rectifier arrangement has the following features: - a MOS transistor (T1) with a floating or high-resistance connected body zone, which has a load path (DS) and a control connection (G), the load path between the inductive Energy storage (L) and the capacitive energy storage is switched and the MOS transistor (T1) depending on a voltage ng (U1) between the inductive energy store (L) and the capacitive energy store (C) is controlled. Schaltwandler nach Anspruch 1, der eine Ansteuerschaltung (10) mit einer ersten und zweiten Eingangsklemme (11, 13) und einer Ausgangsklemme (14) aufweist, wobei die Ausgangsklemme an den Ansteueranschluss (G) des MOS-Transistors (T1) angeschlossen ist und wobei die erste Eingangsklemme (11) an den induktiven Energiespeicher (L) und die zweite Eingangsklemme (13) an den kapazitiven Energiespeicher (C) angeschlossen ist.Switching converter according to claim 1, which has a drive circuit ( 10 ) with a first and second input terminal ( 11 . 13 ) and an output terminal ( 14 ), the output terminal being connected to the control connection (G) of the MOS transistor (T1) and the first input terminal ( 11 ) to the inductive energy store (L) and the second input terminal ( 13 ) is connected to the capacitive energy store (C). Schaltwandler nach Anspruch 2, der eine Spannungsversorgungsschaltung (D11, C11) aufweist, die an den induktiven Energiespeicher gekoppelt ist und die ein Ansteuerpotential (U12) bereitstellt, das einem Ansteuerpotentialeingang (12) der Ansteuerschaltung zugeführt ist.Switching converter according to Claim 2, which has a voltage supply circuit (D11, C11) which is coupled to the inductive energy store and which provides a drive potential (U12) which is connected to a drive potential input ( 12 ) is supplied to the control circuit. Schaltwandler nach Anspruch 2 oder 3, bei dem die Ansteuerschaltung (10) einen Schalter (T21; T31) aufweist, der zwischen den Ansteuerpotentialeingang (12) und die Ausgangsklemme (14) geschaltet ist und der nach Maßgabe einer zwischen den Eingangsklemmen (11, 13) anliegenden Spannung (U11) leitet oder sperrt.Switching converter according to claim 2 or 3, wherein the drive circuit ( 10 ) has a switch (T21; T31) which is connected between the control potential input ( 12 ) and the output terminal ( 14 ) is connected and which, according to one between the input terminals ( 11 . 13 ) applied voltage (U11) conducts or blocks. Schaltwandler nach Anspruch 4, bei dem der Schalter (T21; T31) ein Transistor mit einer Laststrecke (K–E; D–S) und einem Ansteueranschluss (B; G) ist, dessen Ansteueranschluss (B; G) mittels eines weiteren Transistors (T22; T32) leitet oder sperrt.Switching converter according to claim 4, wherein the switch (T21; T31) a transistor with a load path (K – E; D – S) and a drive connection (B; G), whose control connection (B; G) by means of another Transistor (T22; T32) conducts or blocks. Schaltwandler nach Anspruch 1, bei dem eine Zenerdiode (Z1) oder eine Schottky-Diode zwischen den induktiven Energiespeicher (L) und einen der Laststreckenanschlüsse (S) des MOS-Transistors (T1) geschaltet ist und bei dem der Ansteueranschluss (G) des MOS-Transistors (T1) an einen dem induktiven Energiespeicher (L) und dem Schalter (S1) gemeinsamen Knoten gekoppelt ist.Switching converter according to claim 1, in which a Zener diode (Z1) or a Schottky diode between the inductive energy store (L) and one of the load path connections (S) of the MOS transistor (T1) is connected and in which the control connection (G) of the MOS transistor (T1) is coupled to a node common to the inductive energy store (L) and the switch (S1). Schaltwandler nach Anspruch 6, bei dem der MOS-Transistor (T1) ein selbstleitender Transistor ist.Switching converter according to Claim 6, in which the MOS transistor (T1) is a normally on transistor. Schaltwandler nach Anspruch 7, bei dem der Ansteueranschluss (G) des MOS-Transistors (T1) unmittelbar an den gemeinsamen Knoten des induktiven Energiespeichers (L) und des Schalters (S1) angeschlossen ist.Switching converter according to claim 7, wherein the drive connection (G) of the MOS transistor (T1) directly to the common node of the inductive energy store (L) and the switch (S1) is. Schaltwandler nach Anspruch 6, bei dem der MOS-Transistor (T1) ein selbstsperrender Transistor ist.Switching converter according to Claim 6, in which the MOS transistor (T1) is a normally off transistor. Schaltwandler nach Anspruch 9, bei dem der Ansteueranschluss (G) des MOS-Transistors (T1) über einen Potentialschieber an den gemeinsamen Knoten des induktiven Energiespeichers (L) und des Schalters (S1) angeschlossen ist.Switching converter according to claim 9, wherein the drive connection (G) of the MOS transistor (T1) a potential shifter at the common node of the inductive Energy storage (L) and the switch (S1) is connected. Schaltwandler nach einem der Ansprüche 6 bis 9, bei dem die Zenerdiode (Z1) oder die Schottky-Diode und der MOS-Transistor (T1) in einem gemeinsamen Halbleiterkörper integriert sind.Switching converter according to one of claims 6 to 9, wherein the Zener diode (Z1) or the Schottky diode and the MOS transistor (T1) in one Semiconductor body are integrated. Schaltwandler nach einem der Ansprüche 6 bis 9, bei dem die Zenerdiode (Z1) oder die Schottky-Diode und der MOS-Transistor (T1) in zwei getrennten Halbleiterkörpern integriert sind, die in Chip-On-Chip-Technologie miteinander verbunden sind.Switching converter according to one of claims 6 to 9, wherein the Zener diode (Z1) or the Schottky diode and the MOS transistor (T1) integrated in two separate semiconductor bodies are connected with each other in chip-on-chip technology. Schaltwandler nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei dem die Stromverstärkung eines in dem MOS-Transistor (T1) mit floatend angeordneter Body-Zone vorhandenen parasitären Bipolartransistors reduziert ist.Switching converter according to one of the preceding claims, which the current gain one in the MOS transistor (T1) with a floating body zone existing parasitic Bipolar transistor is reduced. Schaltwandler nach Anspruch 13, bei dem die Stromverstärkung des parasitären Bipolartransistors dadurch reduziert ist, dass Rekombinationszentren, insbesondere aus einem Metall oder einem Silizid, in die Body-Zone eingebracht sind.Switching converter according to claim 13, wherein the current gain of parasitic Bipolar transistor is reduced by the fact that recombination centers, in particular from a metal or a silicide, into the body zone are introduced.
DE2002127831 2002-06-21 2002-06-21 Switch converter has rectifying mos transistor with load between inductance and capacitor energy stores controlled by voltage between the two stores Ceased DE10227831A1 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE2002127831 DE10227831A1 (en) 2002-06-21 2002-06-21 Switch converter has rectifying mos transistor with load between inductance and capacitor energy stores controlled by voltage between the two stores

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE2002127831 DE10227831A1 (en) 2002-06-21 2002-06-21 Switch converter has rectifying mos transistor with load between inductance and capacitor energy stores controlled by voltage between the two stores

Publications (1)

Publication Number Publication Date
DE10227831A1 true DE10227831A1 (en) 2004-01-15

Family

ID=29723357

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE2002127831 Ceased DE10227831A1 (en) 2002-06-21 2002-06-21 Switch converter has rectifying mos transistor with load between inductance and capacitor energy stores controlled by voltage between the two stores

Country Status (1)

Country Link
DE (1) DE10227831A1 (en)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8026704B2 (en) 2008-06-06 2011-09-27 Infineon Technologies Austria Ag System and method for controlling a converter
EP3255676A1 (en) * 2016-06-09 2017-12-13 ABB Schweiz AG Vertical power semiconductor device and method for operating such a device
EP4016644A1 (en) * 2020-12-21 2022-06-22 Hitachi Energy Switzerland AG Power semiconductor device and method for manufacturing a power semiconductor device
WO2022136278A2 (en) 2020-12-21 2022-06-30 Hitachi Energy Switzerland Ag Power semiconductor device and method for manufacturing a power semiconductor device

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8026704B2 (en) 2008-06-06 2011-09-27 Infineon Technologies Austria Ag System and method for controlling a converter
EP3255676A1 (en) * 2016-06-09 2017-12-13 ABB Schweiz AG Vertical power semiconductor device and method for operating such a device
EP4016644A1 (en) * 2020-12-21 2022-06-22 Hitachi Energy Switzerland AG Power semiconductor device and method for manufacturing a power semiconductor device
WO2022136278A2 (en) 2020-12-21 2022-06-30 Hitachi Energy Switzerland Ag Power semiconductor device and method for manufacturing a power semiconductor device
DE112021006569T5 (en) 2020-12-21 2023-10-05 Hitachi Energy Switzerland Ag POWER SEMICONDUCTOR DEVICE AND METHOD FOR PRODUCING A POWER SEMICONDUCTOR DEVICE

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE102013218670B4 (en) Reverse polarity protection for high-side switches in n-type substrate
DE102008049677B4 (en) Power supply in a circuit arrangement with a semiconductor switching element
DE102016101907B4 (en) Electronic circuit, driving circuit and method
DE60027538T2 (en) Overvoltage-protected current inverter with a voltage-controlled circuit
DE102010027832B3 (en) Semiconductor switching arrangement, has drive circuit switched between control terminal and load track terminals of semiconductor component, where track terminals are arranged between component and another component
DE10344572B4 (en) Gate drive means for reducing a surge voltage and a switching loss
DE102007027505B3 (en) Control circuit for a high-side semiconductor switch for switching a supply voltage
DE102007002377B4 (en) Integrated circuit device
DE10046668B4 (en) Electric load control circuit with protective device
DE102007046418B4 (en) A semiconductor device that supplies a charging current to an element to be charged
DE102007046705B3 (en) Active diode circuit and method of operating an active diode
DE102009007790B3 (en) Driver chip for driving an inductive load
DE102014107815A1 (en) System and method for driving transistors
EP0717886B1 (en) Current limiting device
EP0236967A1 (en) Circuit arrangement for controlling a MOSFET with a load connected to its source
EP1902522A1 (en) Circuit arrangement for switching a load
DE102016103131A1 (en) Circuit, semiconductor switching device and method
DE102004042149B4 (en) Semiconductor device and circuits with the semiconductor device and with a drive circuit for the semiconductor device
EP1287606B1 (en) Voltage transformer
DE10301693B4 (en) MOSFET circuit with reduced output voltage oscillations at a shutdown
DE4325899C2 (en) MOS switching stage
DE10227831A1 (en) Switch converter has rectifying mos transistor with load between inductance and capacitor energy stores controlled by voltage between the two stores
DE10227832C1 (en) Bridge circuit for controlling inductive load using MOSFETs has at least one transistor of each series transistor pair provided with floating or high ohmic body zone
EP1429461A1 (en) Switching power supply
DE102005030831B3 (en) Gate drive circuit for junction field effect transistor (JFET) e.g. for semiconductor power switch, has input for receiving control circuit of gate drive circuit

Legal Events

Date Code Title Description
OP8 Request for examination as to paragraph 44 patent law
8131 Rejection