DE10205706A1

DE10205706A1 - Drive circuit for switch in switched mode power stage has higher and lower power drain states that it can adopt during operation depending on supply voltage and control signal

Info

Publication number: DE10205706A1
Application number: DE2002105706
Authority: DE
Inventors: Peter Preller; Hartmut Jasberg
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2002-02-12
Filing date: 2002-02-12
Publication date: 2003-08-28
Anticipated expiration: 2022-02-13
Also published as: DE10205706B4

Abstract

The drive circuit (CON) has a supply voltage input (A1), a control input (A2) for a signal dependent on the switched mode power stage output voltage and an output terminal (OUT) for drive pulses generated depending on the supply voltage and control signal. The circuit can adopt higher and lower power drain states during operation depending on the supply voltage (VCC) and the control signal (Vr). AN Independent claim is also included for the following: a method of driving a switch in a switched mode powers.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Ansteuerschaltung zur Ansteuerung eines Schalters in einem Schaltnetzteil, insbesondere in einem freischwingenden Schaltnetzteil, die eine Funktionalität zur Reduktion der Leistungsabgabe bei geringer Last aufweist. The present invention relates to a control circuit for Control of a switch in a switching power supply, especially in a free-swinging switching power supply, the one Functionality to reduce the power output at low Has load.

Die grundsätzliche Funktion einer derartigen Ansteuerschaltung, die beispielsweise eine integrierte Schaltung des Typs TDA 16846 der Anmelderin ist, wird nachfolgend zum besseren Verständnis anhand von Fig. 1 erläutert. The basic function of such a control circuit, which is, for example, an applicant's TDA 16846 integrated circuit, is explained below with the aid of FIG. 1 for better understanding.

Fig. 1 zeigt den grundsätzlichen Aufbau eines Schaltnetzteils mit einer Ansteuerschaltung CON, die einen in Reihe zu einer Primärspule Lp eines Transformators TR geschalteten, in dem Beispiel als MOSFET ausgebildeten Schalter T1 ansteuert. Einer sekundärseitigen Spule Ls des Transformators TR ist üblicherweise eine Gleichrichteranordnung Ds, Cs nachgeschaltet, die die Versorgung einer Last R1 mit einer Ausgangsspannung Vs übernimmt, wobei die Last in Fig. 1 durch einen ohmschen Widerstand R1 gebildet ist. Fig. 1 shows the basic structure of a switching power supply with a control circuit CON which controls a switched a transformer TR connected in series to a primary coil Lp, formed in the example of a MOSFET switch T1. A secondary-side coil Ls of the transformer TR is usually followed by a rectifier arrangement Ds, Cs, which takes over the supply of a load R1 with an output voltage Vs, the load in FIG. 1 being formed by an ohmic resistor R1.

Aufgabe des Schaltnetzteils ist es in hinlänglich bekannter Weise eine primärseitig zur Verfügung stehende Versorgungsspannung Vp, die in dem Beispiel gemäß Fig. 1 durch einen Brückengleichrichter BR und einen dem Brückengleichrichter BR nachgeschalteten Kondensator C1 aus einer Wechselspannung erzeugt wird, in eine annäherungsweise lastunabhängige Ausgangsspannung VS umzusetzen. The task of the switched-mode power supply is to convert a supply voltage Vp, which is available on the primary side and is generated in the example according to FIG. 1 from an AC voltage by a bridge rectifier BR and a capacitor C1 connected downstream of the bridge rectifier BR, into an approximately load-independent output voltage VS. ,

Viele Verbraucher, die mittels derartiger Schaltnetzteile versorgt werden, können einen Zustand hoher Leistungsaufnahme (Normalbetrieb) und einen Zustand geringer Leistungsaufnahme (Stand-By-Betrieb) annehmen. Beispiele hierfür sind Fernsehgeräte und andere Geräte der Unterhaltungselektronik aber auch Haushaltsgeräte. Many consumers using such switching power supplies can be supplied, a state of high power consumption (Normal operation) and a state of low power consumption Accept (standby mode). examples for this are TVs and other consumer electronics devices though also household appliances.

Der Vollständigkeit halber sei erwähnt, dass bei hoher Leistungsaufnahme des Verbrauchers und bei eingeschwungenem Betrieb des Schaltnetzteils die Frequenz mit welcher der Schalter T1 jeweils leitend angesteuert wird und/oder die Zeitdauer für welche der Schalter T1 angesteuert bleibt, lastabhängig variiert, um über die von der Primärseite auf die Sekundärseite übertragene Leistung, die Ausgangsspannung Vs zu regeln. Die Energie, die die Primärspule Lp bei geschlossenem Schalter T1 aufnimmt und bei anschließend geöffnetem Schalter T1 an die Sekundärseite abgibt, ist dabei von der durch das Ansteuersignal A1 vorgegebenen Einschaltdauer des Schalters T1 abhängig, wobei die Leistungsaufnahme mit den Zeitdauern zunimmt, für welche der Schalter T1 jeweils geschlossen bleibt. Die Schaltfrequenz des Schalters T1 und die Dauer der Ansteuerperioden der Ansteuerimpulse ist während des eingeschwungenen Zustands abhängig von einem Regelsignal Vr, das der Ansteuerschaltung CON zugeführt ist, und das von der Ausgangsspannung Vs abhängig ist. For the sake of completeness it should be mentioned that at high Power consumption of the consumer and when the Operation of the switching power supply the frequency with which the Switch T1 is controlled to be conductive and / or Time period for which the switch T1 remains activated, varies depending on the load from the primary to the Secondary power transmitted, the output voltage Vs too regulate. The energy generated by the primary coil Lp when closed Takes switch T1 and then opens the switch T1 to the secondary side is from the through Control signal A1 predetermined duty cycle of the switch T1 dependent, the power consumption with time for which the switch T1 is closed remains. The switching frequency of the switch T1 and the duration of the Control periods of the control pulses is during the steady state depending on a control signal Vr, the the control circuit CON is supplied, and that of the Output voltage Vs is dependent.

Die Spannungsversorgung der Ansteuerschaltung CON wird während des eingeschwungenen Zustands über eine Hilfswicklung Lr des Transformators TR übernommen, die bei geöffnetem Schalter T1 einen Teil der zuvor von der Primärspule Lp aufgenommenen Energie über eine Diode D1 einem Kondensator C2 zuführt, der an einen Versorgungsspannungsanschluss A1 der Ansteuerschaltung zugeführt ist. The voltage supply of the control circuit CON is during the steady state via an auxiliary winding Lr of the transformer TR taken over when the switch is open T1 a part of those previously picked up by the primary coil Lp Feeds energy through a diode D1 to a capacitor C2 which to a supply voltage connection A1 of the Drive circuit is supplied.

Nach dem Einschalten des Schaltnetzteils, wenn der Spannungsversorgungskondensator C2 ungeladen ist und wegen einer mangelnden Versorgungsspannung noch keine Ansteuerung des Schalters T1 erfolgen kann, um den Kondensator C2 über die Hilfswicklung Lr aufzuladen, erfolgt ein Aufladen des Kondensators C2 direkt durch die Primärspannung Vp über einen Widerstand R1. Eine dauerhafte Spannungsversorgung über diesen Widerstand R1 ist wegen der dabei auftretenden hohen Verluste allerdings unerwünscht. After switching on the switching power supply, if the Power supply capacitor C2 is uncharged and because of one lack of supply voltage still no control of the Switch T1 can be made to the capacitor C2 via the Charging auxiliary winding Lr, the capacitor is charged C2 directly through the primary voltage Vp through a resistor R1. A permanent power supply through this Resistor R1 is because of the high losses that occur however undesirable.

Die bekannte Ansteuerschaltung CON ist dazu ausgebildet, erste Ansteuerimpulse für den Schalter T1 zu erzeugen, wenn die Versorgungsspannung einen oberen Schwellenwert erreicht, wozu die Ansteuerschaltung CON in einen Zustand hoher Leistungsaufnahme übergeht, um die zur Erzeugung der Ansteuerimpulse AI intern vorhandenen Schaltungskomponenten ausreichend zu versorgen. Die Stromaufnahme im Zustand hoher Leistungsaufnahme übersteigt dabei den über den Anlaufwiderstand R1 gelieferten Strom, so dass die über dem Speicherkondensator anliegende Versorgungsspannung VCC zunächst absinkt, bis über die Primärspule Lp und die Hilfswicklung Lr ausreichend Energie auf den Kondensator C2 übertragen wird. The known control circuit CON is designed to generate first drive pulses for the switch T1 when the Supply voltage reaches an upper threshold, for what the drive circuit CON in a high state Power consumption passes to generate the drive pulses AI internally existing circuit components sufficient supply. The current consumption in the high state Power consumption exceeds that via the starting resistor R1 supplied current, so that over the storage capacitor supply voltage VCC initially drops until above the primary coil Lp and the auxiliary winding Lr are sufficient Energy is transferred to the capacitor C2.

Nach dem Erreichen des oberen Schwellenwertes der Versorgungsspannung VCC werden von der bekannten Ansteuerschaltung CON Ansteuerimpulse im Burst-Modus erzeugt, das heißt Ansteuerimpulse, die jeweils gleich lang und gleichmäßig beabstandet sind. Dieser Burst-Modus wird so lange aufrecht erhalten, bis sekundärseitig eine bestimmte Ausgangsspannung Vs ereicht ist und die oben erläuterte Regelung der Ausgangsspannung Vs im eingeschwungenen Zustand einsetzt. Übersteigt die Ausgangsspannung Vs dabei einen vorgegebenen Maximalwert, wenn beispielsweise keine Last oder eine Last mit nur geringer Leistungsaufnahme angeschlossen ist, so wird über das Regelsignal Vr die weitere Erzeugung von Ansteuerimpulsen unterbrochen, wobei in dem dargestellten Beispiel die maximale Ausgangsspannung Vs durch die Durchbruchspannung D2 einer Zenerdiode gegeben ist, die im Durchbruchsfall über einen Optokoppler einen an einen Regeleingang A2 angeschlossenen Kondensator C3 entlädt, über dem die Regelspannung Vr anliegt. Diese Regelspannung Vr wird in der Ansteuerschaltung CON in nicht näher dargestellter Weise ausgewertet, um bei Unterschreiten eines vorgegebenen Schwellenwertes die Erzeugung von Ansteuerimpulsen im Burst-Modus zu unterbinden. After reaching the upper threshold of Supply voltage VCC are from the known control circuit CON drive pulses generated in burst mode, that is Control pulses, each of the same length and evenly are spaced. This burst mode is maintained as long as until a certain output voltage Vs is reached on the secondary side and the above-mentioned regulation of the output voltage Vs starts in the steady state. Exceeds that Output voltage Vs a predetermined maximum value if for example, no load or a load with only a small one Power consumption is connected, so it will Control signal Vr the further generation of control pulses interrupted, in the example shown the maximum Output voltage Vs through the breakdown voltage D2 one Zener diode is given, which in the event of breakdown via a Optocoupler one connected to a control input A2 Capacitor C3 discharges, across which the control voltage Vr is applied. This control voltage Vr is in the control circuit CON in not shown evaluated in order to Generation falls below a predetermined threshold to prevent drive pulses in burst mode.

Zudem ist die Ansteuerschaltung CON dazu ausgebildet, einen Zustand niedriger Leistungsaufnahme anzunehmen, wenn die Versorgungsspannung VCC unter einen unteren Schwellenwert abgesunken ist, bei dem eine Versorgung der die Ansteuerimpulse erzeugenden Schaltungskomponenten nicht mehr gewährleistet ist, wobei die Stromaufnahme der Ansteuerschaltung CON im Zustand niedriger Leitungsaufnahme über den Widerstand R1 aus der Primärspannung Vp gedeckt werden kann. In addition, the control circuit CON is designed to one State of low power consumption if the Supply voltage VCC below a lower threshold has dropped, in which a supply of the control pulses generating circuit components no longer guaranteed is, the current consumption of the control circuit CON in State of low line consumption via resistor R1 off the primary voltage Vp can be covered.

Diese Eigenschaften der Ansteuerschaltung CON, nämlich die Erzeugung von Ansteuerimpulsen im Burst-Modus nach Erreichen eines oberen Schwellenwertes der Versorgungsspannung VCC und dem damit verbundenen Übergang in einen Zustand hoher Leistungsaufnahme, die Verhinderung der Erzeugung von Ansteuerimpulsen bei Unterschreiten eines unteren Schwellenwertes des Regelsignals Vr und der Übergang in einen Zustand niedriger Leistungsaufnahme bei Unterschreiten einer unteren Schwelle der Versorgungsspannung VCC werden bei bekannten Ansteuerschaltungen für die Spannungsversorgung von Lasten mit geringer Leistungsaufnahme, insbesondere von Lasten im Stand-By- Betrieb genutzt, wie in Fig. 2 anhand zeitlicher Verläufe der Versorgungsspannung VCC, der Ansteuerimpulse und des Regelsignals erläutert ist. These properties of the control circuit CON, namely the generation of control pulses in burst mode after reaching an upper threshold value of the supply voltage VCC and the associated transition to a state of high power consumption, preventing the generation of control pulses when the control signal Vr and the control signal fall below a lower threshold value Transition to a state of low power consumption when the supply voltage VCC falls below a lower threshold in known control circuits for the voltage supply of loads with low power consumption, in particular loads in stand-by mode, as in FIG. 2 on the basis of temporal profiles of the supply voltage VCC, the control pulses and the control signal is explained.

Zunächst wird davon ausgegangen, dass der Kondensator C2 ungeladen und die Versorgungsspannung VCC dementsprechend Null ist. Die Versorgungsspannung VCC steigt nach dem Bereitstellen der Primärspannung Vp langsam an, indem der Kondensator C2 über den Widerstand R1 aufgeladen wird. Über eine an den Spannungsversorgungsanschluss A1 angeschlossene Stromquelle CS1 wird auch der Kondensator C3 am Regeleingang A2 aufgeladen, wobei dieser Kondensator üblicherweise eine geringere Kapazität als der Kondensator C2 aufweist und auf eine geringere Spannung als dieser Kondensator aufgeladen wird, so dass die Regelspannung Vr schnell einen oberen Wert erreicht. First, it is assumed that the capacitor C2 uncharged and the supply voltage VCC accordingly zero is. The supply voltage VCC increases after Deploy the primary voltage Vp slowly by the capacitor C2 is charged via resistor R1. About one to the Power supply connection A1 connected power source CS1 also becomes capacitor C3 at control input A2 charged, this capacitor usually a lower one Has capacitance than the capacitor C2 and to a lower voltage than this capacitor is charged, so the control voltage Vr quickly reaches an upper value.

Erreicht die Versorgungsspannung VCC zum Zeitpunkt t10 einen oberen Schwellenwert V1, so steigert die Ansteuerschaltung ihre Leistungsaufnahme von einem unteren Wert auf einen oberen Wert und beginnt Ansteuerimpulse im Burst-Modus zu erzeugen. Die Versorgungsspannung VCC beginnt abzusinken, da die Stromaufnahme der Ansteuerschaltung CON höher ist als der über den Widerstand R1 gelieferte Strom und zunächst nur wenig Energie über die Hilfswicklung Lr bereitgestellt wird. In dem dargestellten Beispiel ist die im Burst-Modus auf die Sekundärseite übertragene Leistung größer als die von der Last R1 aufgenommene Leistung, so dass die Ausgangsspannung ansteigt, bis die Durchbruchspannung der Zenerdiode D2 erreicht ist und der Kondensator C3 am Regeleingang über den Optokoppler OC1 entladen wird. Erreicht die Regelspannung Vr dabei zum Zeitpunkt t20 einen unteren Schwellenwert, so wird die Erzeugung von Ansteuerimpulsen AI beendet. Die Stromversorgung der Ansteuerschaltung erfolgt dann ausschließlich über den Widerstand R1. Da die Ansteuerschaltung den Zustand hoher Leistungsaufnahme jedoch beibehält sinkt die Versorgungsspannung weiter ab, da die gelieferte Leistung nicht zur Deckung der Leistungsaufnahme ausreicht. The supply voltage VCC reaches one at time t10 upper threshold V1, the control circuit increases their power consumption from a lower value to one upper value and starts driving pulses in burst mode produce. The supply voltage VCC begins to decrease as the Current consumption of the control circuit CON is higher than that Current supplied via the resistor R1 and initially only a little Energy is provided via the auxiliary winding Lr. By doing The example shown is that in burst mode on the Power transmitted on the secondary side is greater than that of the load R1 power consumed so that the output voltage increases until the breakdown voltage of the Zener diode D2 is reached and the capacitor C3 at the control input via the optocoupler OC1 is discharged. Reaches the control voltage Vr at Time t20 has a lower threshold value, so the generation of control pulses AI ended. The power supply of the Control circuit then takes place exclusively via the Resistor R1. Because the drive circuit is in a high state However, power consumption remains, the supply voltage drops further, since the delivered service does not cover the Power consumption is sufficient.

Die Versorgungsspannung VCC sinkt so lange ab, bis sie zum Zeitpunkt t30 einen unteren Schwellenwert V2 erreicht und die Ansteuerschaltung in einen Zustand niedriger Leistungsaufnahme übergeht, für den der über den Widerstand gelieferte Strom ausreicht, so dass die Versorgungsspannung VCC ausgehend vom Zeitpunkt t30 wieder ansteigt, bis sie erneut den oberen Schwellenwert erreicht. The supply voltage VCC drops until it reaches Time t30 reaches a lower threshold value V2 and the Drive circuit in a lower state Power consumption passes for which the current supplied via the resistor is sufficient so that the supply voltage VCC starting from Time t30 rises again until it reaches the upper one again Threshold reached.

Dieser Zyklus dauert so lange an, bis die Leistungsaufnahme der Last R1 ansteigt, wenn die Last beispielsweise von Stand- By-Betrieb auf Normalbetrieb umschaltet und während des Burst-Modus übertragene Leistung nicht ausreicht, um die Ausgangsspannung Vs auf einen Wert oberhalb der Durchbruchspannung der Zenerdiode D2 anzuheben. This cycle continues until the power consumption of the load R1 increases, for example if the load By operation switches to normal operation and during Burst mode transmitted power is insufficient to the Output voltage Vs to a value above the To increase the breakdown voltage of the Zener diode D2.

Nachteilig bei dieser bekannten Ansteuerschaltung ist, dass die Zeitdauer, die zwischen den Zeitpunkten vergeht, zu denen die Ansteuerschaltung CON in den Zustand hoher Leistungsaufnahme übergeht, um Ansteuerimpulse im Burst-Modus zu erzeugen, und zu denen Energie auf die Sekundärseite übertragen wird, um die veränderliche Last RL zu versorgen, abhängig von der Primärspannung Vp sehr lange sein kann, was zu einer starken Welligkeit der Ausgangsspannung Vs führt. Eine Verkürzung dieser Zeitdauer kann erreicht werden, wenn der Ladewiderstand R1 verkleinert wird, was allerdings im Dauerbetrieb zu einer erhöhten Verlustleistung führt. Erhöht man den Wert der Versorgungsspannung, bei der die Ansteuerschaltung wieder in den Zustand niedriger Leistungsaufnahme übergeht und die der Spannung V2 in Fig. 2 entspricht, so besteht die Gefahr, dass die Ansteuerschaltung bereits bei geringen Schwankungen der Versorgungsspannung wieder ausschaltet. A disadvantage of this known drive circuit is that the length of time that elapses between the times at which the drive circuit CON changes to the state of high power consumption in order to generate drive pulses in burst mode and to which energy is transmitted to the secondary side in order to supply variable load RL, depending on the primary voltage Vp can be very long, which leads to a strong ripple in the output voltage Vs. This period of time can be shortened if the charging resistor R1 is reduced, but this leads to an increased power loss in continuous operation. If the value of the supply voltage is increased, at which the control circuit changes back to the low power consumption state and which corresponds to the voltage V2 in FIG. 2, there is a risk that the control circuit switches off again when the supply voltage fluctuates slightly.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Ansteuerschaltung für einen Schalter in einem Schaltnetzteil zur Verfügung zu stellen, die eine Funktionalität zur Reduktion der Leistungsabgabe bei geringer an einen Ausgang des Netzteils angeschlossenen Last aufweist und bei der eine Welligkeit der Ausgangsspannung bei einer geringen an das Schaltnetzteil angeschlossenen Last reduziert ist. The present invention has for its object a Control circuit for a switch in a switching power supply to provide a functionality for Reduction in power output at low to an output of the Power supply connected load and at one Ripple of the output voltage at a low at that Switching power supply connected load is reduced.

Diese Aufgabe wird durch eine Ansteuerschaltung gemäß den Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche. This task is performed by a control circuit according to the Features of claim 1 solved. advantageous Embodiments of the invention are the subject of the dependent claims.

Die erfindungsgemäße Ansteuerschaltung für einen Schalter in einem Schaltnetzteil umfasst einen Versorgungseingang zum Anlegen einer Versorgungsspannung, einen Regeleingang zum Anlegen eines von einer Ausgangsspannung des Schaltnetzteils abhängigen Regelsignals und eine Ausgangsklemme zum Bereitstellen von Ansteuerimpulsen, wobei die Ansteuerschaltung abhängig von der Versorgungsspannung und dem Regelsignal Ansteuerimpulse für den Schalter erzeugt und während des Betriebs einen Zustand hoher Leistungsaufnahme oder einen Zustand niedriger Leistungsaufnahme annimmt. Erfindungsgemäß ist die Ansteuerschaltung dazu ausgebildet, dass sie abhängig von der Versorgungsspannung und dem Regelsignal den Zustand hoher Leistungsaufnahme oder den Zustand niedriger Leistungsaufnahme annimmt. The control circuit according to the invention for a switch in a switching power supply includes a supply input for Applying a supply voltage, a control input to Apply one of an output voltage of the switching power supply dependent control signal and an output terminal for Providing control pulses, the control circuit depending on the supply voltage and the control signal Control pulses generated for the switch and during operation a state of high power consumption or a state low power consumption. According to the invention Control circuit designed to be dependent on the Supply voltage and the control signal the state high Power consumption or the state lower Power consumption.

Die erfindungsgemäße Ansteuerschaltung ist insbesondere derart ausgebildet, dass sie abhängig von dem Wert der Versorgungsspannung und des Regelsignals Ansteuerimpulse erzeugt, deren Dauer von dem Wert des Regelsignals abhängig ist oder deren Dauer von dem Wert des Regelsignals unabhängig ist, wobei letztere Funktionsweise im folgenden als Burst-Modus bezeichnet wird. Die Erzeugung von Ansteuerimpulsen, deren Dauer von dem Wert des Regelsignals unabhängig ist (Burst- Modus), beginnt dann, wenn die Versorgungsspannung einen ersten Schwellenwert der Versorgungsspannung erreicht hat, und die Erzeugung von Ansteuerimpulsen, deren Dauer von dem Wert des Regelsignals unabhängig ist, d. h. der Burst-Modus endet dann, wenn das Regelsignal einen ersten Schwellenwert des Regelsignals erreicht hat. The control circuit according to the invention is in particular formed such that it depends on the value of the Supply voltage and the control signal generates control pulses, the duration of which depends on the value of the control signal or the duration of which is independent of the value of the control signal, the latter functioning in the following as a burst mode referred to as. The generation of control pulses whose Duration is independent of the value of the control signal (burst Mode), starts when the supply voltage is one has reached the first threshold value of the supply voltage, and the generation of drive pulses, the duration of which depends on the value the control signal is independent, d. H. the burst mode ends when the control signal has a first threshold of the control signal.

Die Ansteuerschaltung ist zudem beispielsweise derart ausgebildet, dass sie bei Erreichen eines ersten Schwellenwertes, insbesondere eines oberen Schwellenwertes, der Versorgungsspannung den Zustand hoher Leistungsaufnahme annimmt, dass sie bei Erreichen eines zweiten Schwellenwertes, insbesondere eines unteren Schwellenwertes, der Versorgungsspannung einen Zustand niedriger Leistungsaufnahme annimmt, und dass sie einen Zustand niedriger Leistungsaufnahme annimmt, wenn das Regelsignal einen ersten Schwellenwert, üblicherweise einen unteren Schwellenwert, erreicht hat und die Versorgungsspannung einen dritten, zwischen dem ersten und zweiten Schwellenwert der Versorgungsspannung liegenden Schwellenwert erreicht hat. The control circuit is also such, for example trained that when a first threshold value is reached, in particular an upper threshold, the Supply voltage assumes the state of high power consumption that them when a second threshold value is reached, in particular a lower threshold, the supply voltage Assumes low power consumption state and that it assumes a low power consumption state if that Control signal a first threshold, usually one lower threshold, has reached and the supply voltage a third, between the first and second threshold of the supply voltage has reached the threshold value.

Die Ansteuerschaltung geht damit bereits dann in den Zustand niedriger Leistungsaufnahme über, bei der ein Ansteigen der Versorgungsspannung bis zur Erzeugung der nächsten Ansteuerimpulse bzw. bis zum nächsten Übergang in einen Zustand hoher Leistungsaufnahme erfolgt, wenn aufgrund des Regelsignals klar ist, dass eine kleine Last sekundärseitig angeschlossen ist. Die Differenz zwischen dem ersten Schwellenwert und dem dritten Schwellenwert der Versorgungsspannung ist vorzugsweise wesentlich kleiner als die Differenz zwischen dem ersten Schwellenwert und dem zweiten Schwellenwert der Versorgungsspannung, so dass bei dem erfindungsgemäßen Schaltnetzteil im Vergleich zu bekannten Schaltnetzteilen die Zeitdauern, während derer keine Ansteuerimpulse im Burst-Modus erzeugt werden, wesentlich kürzer sind, was zu einer Verringerung der Welligkeit der Ausgangsspannung beiträgt. The control circuit then already goes into the state low power consumption over at which an increase in Supply voltage until the next generation Control pulses or until the next transition to a high state Power consumption occurs when due to the control signal it is clear that a small load is connected on the secondary side is. The difference between the first threshold and the third threshold of the supply voltage preferably much smaller than the difference between the first Threshold and the second threshold of Supply voltage, so that in the switching power supply according to the invention Compared to known switching power supplies the time periods, during which no drive pulses are generated in burst mode are significantly shorter, resulting in a reduction in the Ripple of the output voltage contributes.

Die erfindungsgemäße Ansteuerschaltung weist gemäß einem Ausführungsbeispiel eine an den Ausgang gekoppelte Impulserzeugungsschaltung auf, der ein Ein- und Ausschaltsignal zugeführt ist, das von der Versorgungsspannung und dem Regelsignal abhängig ist, und das die Impulserzeugungsschaltung ein- und ausschaltet bzw. für die Erzeugung von Ansteuerimpulsen freigibt. Ist die Impulserzeugungsschaltung eingeschaltet, befindet sich die Ansteuerschaltung im Zustand hoher Leistungsaufnahme, ist die Impulserzeugungsschaltung ausgeschaltet, befindet sich die Ansteuerschaltung im Zustand niedriger Leistungsaufnahme. Das Ein- und Ausschaltsignal schaltet bei einem Ausführungsbeispiel die Impulserzeugungsschaltung für die Erzeugung von Ansteuerimpulsen ein, wenn die ansteigende Versorgungsspannung einen oberen Wert der Versorgungsspannung erreicht, und das Ein- und Ausschaltsignal schaltet die Impulserzeugungsschaltung für die Erzeugung von Ansteuerimpulsen aus, wenn die Versorgungsspannung den unteren Schwellenwert der Versorgungsspannung erreicht oder wenn die Versorgungsspannung den mittleren Schwellenwert der Versorgungsspannung erreicht und das Regelsignal den unteren Schwellenwert des Regelsignals erreicht. The control circuit according to the invention has according to one Embodiment coupled to the output Pulse generation circuit on which is an on and off signal is supplied by the supply voltage and the Control signal is dependent, and that the pulse generating circuit and turns off or for the generation of control pulses releases. If the pulse generation circuit is switched on, the control circuit is in the high state Power consumption, is the pulse generating circuit switched off, the control circuit is in the lower state Power consumption. The on and off signal switches on one embodiment, the pulse generation circuit for the generation of drive pulses when the rising Supply voltage an upper value of the supply voltage reached, and the on and off signal switches the Pulse generation circuit for the generation of Control pulses off when the supply voltage is lower Supply voltage threshold reached or when the Supply voltage the average threshold of the Supply voltage reached and the control signal the lower Control signal threshold reached.

Der Impulserzeugungsschaltung ist bei einem Ausführungsbeispiel weiterhin das Regelsignal und ein Auswahlsignal zugeführt, wobei das Auswahlsignal die Impulserzeugungsschaltung für die Erzeugung von Ansteuerimpulsen, deren Dauer von dem Regelsignal abhängig ist oder deren Dauer von dem Regelsignal unabhängig ist, freigibt. Das Freigabesignal schaltet die Impulserzeugungsschaltung damit in den Burst-Modus oder in einen Normalbetrieb. Dabei schaltet das Auswahlsignal die Impulserzeugungsschaltung vom Burst-Modus in den Normalbetrieb, wenn das Regelsignal für eine vorgegebene Zeitdauer nachdem die Versorgungsspannung den oberen Schwellenwert erreicht hat, den unteren Schwellenwert des Regelsignals nicht unterschritten hat. The pulse generation circuit is at one Embodiment further the control signal and a selection signal supplied, the selection signal the pulse generating circuit for the generation of control pulses, the duration of which Control signal is dependent or the duration of the control signal is independent, releases. The release signal switches the Pulse generation circuit thus in the burst mode or in normal operation. The selection signal switches the Pulse generation circuit from burst mode to normal operation, if the control signal for a predetermined period of time after the supply voltage reaches the upper threshold has, the lower threshold of the control signal has fallen below.

Vorzugsweise weist die Ansteuerschaltung weiterhin eine an den Versorgungseingang gekoppelte Stromüberlaufschaltung auf, die weiterhin an eine Klemme für ein Versorgungspotential angeschlossen ist und die den Anstieg der Versorgungsspannung begrenzt, um so unabhängig von der Primärspannung ein konstantes Ansteigen der Versorgungsspannung zu erreichen. The control circuit preferably also instructs one current overflow circuit coupled to the supply input, which continues to be connected to a terminal for a supply potential is connected and the rise in the supply voltage limited, so regardless of the primary voltage to achieve a constant rise in the supply voltage.

Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend in Ausführungsbeispielen anhand von Figuren näher erläutert. In den Figuren zeigt The present invention is hereinafter described in Embodiments explained in more detail with reference to figures. In the figures shows

Fig. 1 einen prinzipiellen Aufbau eines freischwingenden Schaltnetzteils mit einer Ansteuerschaltung zur Ansteuerung eines Schalters, Fig. 1 shows a basic structure of a freely oscillating switched mode power supply to a drive circuit for driving a switch,

Fig. 2 Zeitliche Verläufe einer Versorgungsspannung, von Ansteuerimpulsen und eines Regelsignals bei einer Ansteuerschaltung nach dem Stand der Technik, 2 shows time courses. A supply voltage of drive pulses and a control signal for a drive circuit according to the prior art,

Fig. 3 Schaltungskomponenten einer erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung, die zur Regelung der Leistungsaufnahme der Ansteuerschaltung und zur Erzeugung von Ansteuerimpulsen dienen, Fig. 3 circuit components of a drive circuit according to the invention, which are used to control the power consumption of the drive circuit and for generating control pulses,

Fig. 4 beispielhafte zeitliche Verläufe der in Fig. 3 bezeichneten Signale, Fig. 4 shows exemplary time curves of the signals designated in FIG. 3,

Fig. 5 erstes Ausführungsbeispiel einer Stromüberlaufschaltung für eine erfindungsgemäße Ansteuerschaltung, Fig. 5 first embodiment of a current overflow circuit for an inventive drive circuit,

Fig. 6 zweites Ausführungsbeispiel einer Stromüberlaufschaltung für eine erfindungsgemäße Ansteuerschaltung. Fig. 6 second embodiment of a current overflow circuit for a drive circuit according to the invention.

In den Figuren bezeichnen, sofern nicht anders angegeben, gleiche Bezugszeichen gleiche Teile mit gleicher Bedeutung. In the figures, unless otherwise stated, same reference numerals same parts with the same meaning.

Hinsichtlich des grundsätzlichen Aufbaus eines Schaltnetzteils und der Funktion einer Ansteuerschaltung zur Ansteuerung eines Schalters in einem Schaltnetzteil wird auf die Beschreibung zu Fig. 1 verwiesen, die auch für die folgende Beschreibung herangezogen werden kann, da sich die äußere Beschaltung der Ansteuerschaltung von bekannten Ansteuerschaltungen nicht unterscheidet. With regard to the basic structure of a switching power supply and the function of a control circuit for controlling a switch in a switching power supply, reference is made to the description of FIG. 1, which can also be used for the following description, since the external circuitry of the control circuit does not differ from known control circuits ,

Fig. 3 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung, wobei insbesondere die Komponenten dargestellt sind, die für eine Spannungsversorgung einer geringen Last, insbesondere einer Last im Stand-By-Betrieb vorhanden sind. Die externe Beschaltung der Ansteuerschaltung entspricht der Ansteuerschaltung gemäß Fig. 1, so dass die Anschlussklemmen entsprechend bezeichnet und diesbezüglich auf die Beschreibung zu Fig. 1 verwiesen wird. FIG. 3 shows an exemplary embodiment of a control circuit according to the invention, in particular the components which are present for a voltage supply of a low load, in particular a load in stand-by mode. The external wiring of the control circuit corresponds to the control circuit according to FIG. 1, so that the connection terminals are designated accordingly and reference is made in this regard to the description of FIG. 1.

Die in dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 3 dargestellte Ansteuerschaltung CON umfasst eine Impulserzeugungsschaltung LR, der das an der Eingangsklemme A2 anliegende Regelsignal Vr, ein Ein- und Ausschaltsignal ON/OFF und ein Auswahlsignal BURST zugeführt ist. Ein Ausgang OUT' der Impulserzeugungsschaltung LR ist über ein noch zu erläuterndes Und-Gatter G3 und einen Ausgangstreiber AT an den Ausgang OUT der Ansteuerschaltung CON gekoppelt. The control circuit CON shown in the exemplary embodiment according to FIG. 3 comprises a pulse generation circuit LR, to which the control signal Vr present at the input terminal A2, an ON and OFF signal ON / OFF and a selection signal BURST are fed. An output OUT 'of the pulse generation circuit LR is coupled to the output OUT of the control circuit CON via an AND gate G3 to be explained below and an output driver AT.

Der Aufbau und die Funktionsweise der Impulserzeugungsschaltung LR kann dem Aufbau und der Funktionsweise einer herkömmlichen derartigen Impulserzeugungsschaltung, beispielsweise der in der Ansteuerschaltung des Typs TDA 16846 der Anmelderin entsprechen. The structure and functioning of the Pulse generating circuit LR can the structure and operation of a conventional such pulse generation circuit, for example that in the TDA 16846 control circuit Applicant correspond.

Die Impulserzeugungsschaltung LR erzeugt nach Maßgabe des Auswahlsignals BURST Ansteuerimpulse AI', deren Dauer und/oder gegenseitiger zeitlicher Abstand im Normalbetrieb von dem Regelsignal Vr abhängig ist oder Ansteuersignale im Burst-Modus, die vorzugsweise jeweils gleiche Dauer aufweisen und bei denen zwei zeitlich benachbarte Ansteuerimpulse jeweils den gleichen zeitlichen Abstand aufweisen. Ansteuerimpulse, deren zeitlicher Abstand und/oder deren zeitliche Dauer von den Regelsignal Vr abhängig ist, werden für den eingeschwungenen Zustand des Schaltnetzteils bzw. zur Versorgung großer Lasten benötigt. Ansteuerimpulse im Burst-Modus werden während der Anlaufphase und während der Versorgung kleiner Lasten, insbesondere von Lasten im Stand-By-Betrieb erzeugt. The pulse generation circuit LR generates according to the Selection signal BURST control pulses AI ', their duration and / or mutual time interval in normal operation is dependent on the control signal Vr or control signals in Burst mode, which preferably each have the same duration and in which two control pulses adjacent in time each have the same time interval. Control pulses, their time interval and / or their time Duration depends on the control signal Vr, for the steady state of the switching power supply or for supply large loads needed. Driving pulses in burst mode smaller during the start-up phase and during the supply Loads, especially loads generated in stand-by mode.

Bei der erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung wird die Abgabe von Ansteuerimpulsen AI am Ausgang OUT verhindert, wenn das Regelsignal Vr kleiner als ein unterer Schwellenwert Vru des Regelsignals Vr wird. Hierzu ist ein erster Komparator K1 vorhanden, der das an der Eingangsklemme A1 anliegende Regelsignal Vr mit dem unteren Schwellenwert Vru vergleicht, der beispielhaft zu einem Wert von 2 V angenommen ist. Unterschreitet das Regelsignal Vr den Wert des unteren Schwellenwertes Vru, so steht am Ausgang des ersten Komparators K1 ein logischer High-Pegel zur Verfügung, der ein dem Komparator K1 nachgeschaltetes RS-Flip-Flop FF3 setzt. Ein Ausgangssignal dieses Flip-Flops FF3 wird einem invertierenden Eingang des bereits oben erwähnten Und-Gatters G3 zugeführt. In the control circuit according to the invention, the delivery of control pulses AI at output OUT prevented if that Control signal Vr less than a lower threshold Vru des Control signal Vr. For this purpose there is a first comparator K1 available, which is connected to input terminal A1 Control signal Vr with the lower threshold Vru compares the is assumed by way of example to a value of 2 V. If the control signal Vr falls below the value of the lower one Threshold value Vru, so there is at the output of the first comparator K1 Logical high level available, the one of the comparator K1 downstream RS flip-flop FF3 sets. An output signal this flip-flop FF3 is an inverting input of the already mentioned above and gate G3 supplied.

Unabhängig davon, ob die Ansteuerimpulse AI' Impulse während des Burst-Modus oder während des eingeschwungenen Zustands sind, werden die Ansteuerimpulse AI' nur dann durch den Ausgangstreiber AT verstärkt als Ausgangsimpulse AI abgegeben, wenn das RS-Flip-Flop FF3 nicht gesetzt ist, d. h. wenn das Regelsignal Vr größer als der untere Schwellenwert Vru ist. Wie bereits oben erläutert wurde, deutet ein den unteren Schwellenwert Vru unterschreitendes Regelsignal Vr auf eine Sekundärspannung Vs hin, die größer als ein maximal zulässiger Wert ist, wobei dieser zulässige Wert bezugnehmend auf Fig. 1 durch die Durchbruchspannung der Zenerdiode D2 gegeben ist. In diesem Fall sollen keine weiteren Ansteuerimpulse Ai erzeugt werden, um eine weitere Leistungsabgabe an die Sekundärseite und damit ein möglicherweise weiteres Ansteigen der Ausgangsspannung Vs zu verhindern. Regardless of whether the drive pulses AI 'are pulses during the burst mode or during the steady state, the drive pulses AI' are only output by the output driver AT as output pulses AI when the RS flip-flop FF3 is not set, ie when the control signal Vr is greater than the lower threshold Vru. As already explained above, a control signal Vr that falls below the lower threshold value Vru indicates a secondary voltage Vs that is greater than a maximum permissible value, this permissible value being given with reference to FIG. 1 by the breakdown voltage of the Zener diode D2. In this case, no further control pulses Ai are to be generated in order to prevent a further power output on the secondary side and thus a possibly further increase in the output voltage Vs.

Das Ein- und Ausschaltsignal ON/OFF ist bestimmt durch das Ausgangssignal eines weiteres RS-Flip-Flops FF2. Dieses Flip- Flop FF2 wird gesetzt durch einen zweiten Komparator K2, dessen Plus-Eingang die an dem Eingang A1 anliegende Versorgungsspannung VCC und dessen Minus-Eingang ein oberes Schwellenwertsignal Von zugeführt ist. Das Flip-Flop FF2 wird damit gesetzt, wenn die Versorgungsspannung VCC den Wert des oberen Schwellensignals Von, das beispielhaft zu 12 V angenommen ist, erreicht, um dadurch die Impulserzeugungsschaltung LR einzuschalten, wobei die Ansteuerschaltung CON bei eingeschalteter Impulserzeugungsschaltung LR einen Zustand hoher Leistungsaufnahme annimmt. Dies resultiert aus dem erhöhten Leistungsverbrauch, den die Impulserzeugungsschaltung LR in eingeschalteten Zustand für die Erzeugung der Ansteuerimpulse AI' benötigt. The ON / OFF signal is determined by the Output signal of another RS flip-flop FF2. This flip Flop FF2 is set by a second comparator K2, whose plus input is connected to input A1 Supply voltage VCC and its minus input an upper one Threshold signal From is supplied. The flip-flop FF2 is thus set when the supply voltage VCC the value of the upper Threshold signal Von, which is assumed to be 12 V by way of example, reached to thereby generate the pulse generation circuit LR switch on, the control circuit CON when switched on Pulse generation circuit LR a high state Power consumption. This results from the increased Power consumption that the pulse generation circuit LR in switched on state for the generation of the drive pulses AI ' needed.

Die Impulserzeugungsschaltung LR wird ausgeschaltet, wenn das RS-Flip-Flop FF2 zurückgesetzt wird. Dies erfolgt zum Einen dann, wenn die Versorgungsspannung VCC auf oder unter den Wert eines unteren Schwellenwertsignals Vuv, das in dem Beispiel zu 8 V angenommen ist, abgesunken ist. Dazu sind die Versorgungsspannung VCC einem Minus-Eingang und das untere Schwellenwertsignal Vuv, das beispielhaft zu 8 V angenommen ist, einem Plus-Eingang eines weiteren Komparators K4 zugeführt, wobei der Ausgang dieses weiteren Komparators K4 über ein Oder-Glied G2 dem Rücksetz-Eingang R des RS-Flip-Flops FF2 zugeführt ist. The pulse generation circuit LR is turned off when that RS flip-flop FF2 is reset. On the one hand, this is done then when the supply voltage VCC is at or below the Value of a lower threshold signal Vuv, which in the Example for 8 V is assumed has dropped. For that are the Supply voltage VCC a minus input and the lower one Threshold signal Vuv, which is assumed to be 8 V, for example is, a plus input of a further comparator K4 fed, the output of this further comparator K4 via an OR gate G2 the reset input R of the RS flip-flop FF2 is supplied.

Das RS-Flip-Flop FF2 wird zum Anderen dann zurückgesetzt, um die Impulserzeugungsschaltung LR abzuschalten, wenn das Flip- Flop FF3 gesetzt ist, wenn das Regelsignal Vr also unter den Wert des unteren Schwellenwertsignals Vru abgesunken ist und wenn die Versorgungsspannung VCC den Wert eines mittleren Schwellenwertsignals Voff, das in dem Beispiel zu 11,9 V angenommen ist und das zwischen dem oberen Schwellenwertsignal Von und dem unteren Schwellenwertsignal Vuv liegt, abgesunken ist. Dazu ist dem Rücksetz-Eingang des Flip-Flops FF2 ein Ausgangssignals eines Und-Gatters G1 zugeführt, dessen einem Eingang das Ausgangssignal des Flip-Flops FF3 zugeführt ist und dessen anderem Eingang ein Ausgangssignal eines weiteren Komparators K3 zugeführt ist, wobei an dem Plus-Eingang des weiteren Komparators K3 das mittlere Schwellenwertsignal Voff der Versorgungsspannung VCC und an dem Minus-Eingang des weiteren Komparators K3 die Versorgungsspannung VCC anliegt. The RS flip-flop FF2 is then reset to the other turn off the pulse generation circuit LR when the flip Flop FF3 is set when the control signal Vr is below Value of the lower threshold signal Vru has dropped and if the supply voltage VCC has the value of an average Threshold signal Voff, which in the example is 11.9 V is assumed and that between the upper threshold signal From and the lower threshold signal Vuv lies is. For this purpose, the reset input of the flip-flop FF2 is on Output signal of an AND gate G1 supplied, one Input the output signal of the flip-flop FF3 is supplied and its other input an output signal of another Comparator K3 is supplied, being at the plus input of further comparator K3 the average threshold signal Voff the supply voltage VCC and at the minus input of the further comparator K3, the supply voltage VCC is present.

Die Differenz zwischen dem ersten Schwellenwertsignal Von und dem mittleren Schwellenwertsignal Voff ist wesentlich größer als die Differenz zwischen dem ersten Schwellenwertsignal Von und dem unteren Schwellenwertsignal Vuv und beträgt in dem Beispiel lediglich 12,5% der Differenz zwischen dem oberen und unteren Schwellenwertsignal Von bzw. Voff. The difference between the first threshold signal Von and the average threshold signal Voff is much larger than the difference between the first threshold signal Von and the lower threshold signal Vuv and is in that Example only 12.5% of the difference between the top and lower threshold signal Von and Voff.

Das Auswahlsignal BURST, welches bestimmt, ob Ansteuerimpulse AI' im Burst-Modus oder im Normalmodus, also abhängig von dem Regelsignal Vr, erzeugt werden, ist bestimmt durch das Ausgangssignal eines weiteren RS-Flip-Flops FF1. Dieses Flip- Flop FF1 wird über einen Flankendetektor ED1 gesetzt, wenn das Ein- und Ausschaltsignal einen logischen High-Pegel annimmt, wenn also das RS-Flip-Flop FF2 gesetzt wird, weil die Versorgungsspannung VCC den Wert des oberen Schwellenwertsignals Von erreicht hat. Das RS-Flip-Flop FF1 wird zurückgesetzt, um die Impulserzeugungsschaltung LR in den Normalbetrieb - bei welchem die Ansteuerimpulse AI' abhängig von dem Regelsignal Vr erzeugt werden - umzuschalten, nachdem das Ein- und Ausschaltsignal für eine vorgegebene Zeitdauer einen logischen High-Pegel beibehalten hat. Dazu ist das Ein- und Ausschaltsignal einem Eingang TEN eines Zählers T zugeführt, der mit Vorliegen einer steigenden Flanke das Ein- und Ausschaltsignals jeweils bei einem Ausgangswert zu zählen beginnt und der dann einen logischen High-Pegel an seinem Ausgang TO abgibt, um das Flip-Flop FF1 zurückzusetzen, wenn das am Eingang TEN anliegende Signal bis zum Erreichen eines Zählerendwertes einen High-Pegel beibehalten hat. The selection signal BURST, which determines whether drive pulses AI 'in burst mode or in normal mode, i.e. depending on that Control signal Vr that is generated is determined by the Output signal of another RS flip-flop FF1. This flip Flop FF1 is set via an edge detector ED1 if the switch-on and switch-off signal has a logic high level assumes if the RS flip-flop FF2 is set because the Supply voltage VCC the value of the upper one Threshold signal Von has reached. The RS flip-flop FF1 reset to the pulse generation circuit LR in the Normal operation - in which the control pulses AI 'depending on the Control signal Vr are generated - to switch after that On and off signal for a predetermined period of time has maintained a logical high level. This is the in and out Switch-off signal fed to an input TEN of a counter T, which with the presence of a rising flank the input and Switch-off signal to count at an output value starts and then a logic high level on his Output TO gives to reset the flip-flop FF1 when that Signal present at the TEN input until a Meter end value has maintained a high level.

Die Funktionsweise der erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung gemäß Fig. 3 wird nachfolgend anhand von Fig. 4 erläutert, wobei in Fig. 4 zeitlich Verläufe ausgewählter Signale gemäß Fig. 3 dargestellt sind. Fig. 4 zeigt die zeitlichen Verläufe für zwei unterschiedliche äußere Beschaltungen der Ansteuerschaltung nämlich im linken Teil für eine sekundärseitige Spannungsabsenkung bei Stand-By-Betrieb, bei dem die Sekundärspannung Vs beispielhaft auf einen oberen Schwellenwert Vse von 8 V beschränkt ist und im rechten Teil für einen Betrieb ohne sekundärseitiger Spannungsablenkung, bei welcher die sekundärseitige Spannung Vs auf einen oberen Schwellenwert Vse von beispielhaft 16 V beschränkt ist. Die Spannungsabsenkung kann in nicht näher dargestellter Weise dadurch realisiert werden, dass abhängig von der Leistungsaufnahme der angeschlossenen Last unterschiedliche maximale Ausgangsspannungen Vs zugelassen werden, bis eine Absenkung des Regelsignals Vr, d. h. eine Entladung des Regelkondensators C3 stattfindet. Die grundsätzliche Funktionsweise der erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung ist unabhängig davon, ob durch die externe Beschaltung eine Spannungsabsenkung erreicht werden soll oder nicht, lediglich die zeitlichen Verläufe der vorkommenden Signale ändern sich. The mode of operation of the control circuit according to the invention according to FIG. 3 is explained below with reference to FIG. 4, with FIG. 4 showing the temporal courses of selected signals according to FIG . Fig. 4 shows the time profiles for two different external circuits of the control circuit namely in the left part for a secondary voltage drop in stand-by mode, in which the secondary voltage Vs is limited to an upper threshold value Vse of 8 V, for example, and in the right part for an operation without secondary-side voltage deflection, in which the secondary-side voltage Vs is limited to an upper threshold value Vse of 16 V, for example. The voltage reduction can be realized in a manner not shown in more detail by allowing different maximum output voltages Vs depending on the power consumption of the connected load until the control signal Vr is lowered, ie the control capacitor C3 is discharged. The basic mode of operation of the control circuit according to the invention is independent of whether a voltage reduction is to be achieved by the external circuit or not, only the temporal courses of the occurring signals change.

Zunächst zu dem im linken Teil dargestellten Betrieb mit sekundärseitiger Spannungsabsenkung:
Ist das RS-Flip-Flop FF2 zurückgesetzt und damit die Impulserzeugungsschaltung LR abgeschaltet, so ist der dem Versorgungskondensator C2 entnommene Strom geringer als der in den Versorgungskondensator VCC über eine Anlaufschaltung nachgelieferte Strom, wobei diese Anlaufschaltung, der in Fig. 1 dargestellten Anlaufschaltung mit einem Widerstand R1 oder einer in den Fig. 5 und 6 noch zu erläuternden Anlaufschaltung entsprechen kann. Spannungsversorgungseingänge der einzelnen Komponenten in Fig. 3, die Strom aus dem Versorgungskondensator C2 entnehmen, sind aus Gründen der Übersichtlichkeit in Fig. 3 nicht dargestellt. Nachdem der in den Versorgungskondensator C2 gelieferte Strom größer ist, als der entnommene Strom, steigt die Versorgungsspanne VCC an, so lange die Impulserzeugungsschaltung LR bei rückgesetzten RS-Flip-Flop FF2 abgeschaltet ist. Erreicht die Versorgungsspannung VCC zu einem Zeitpunkt t1 den Wert des oberen Schwellenwertsignals Von, so wird das RS-Flip-Flop FF2 über das Ausgangssignal K2out des Komparators K2 gesetzt, so dass das Ausgangssignal QFF2 dieses Flip-Flops FF2 einen High- Pegel annimmt, um die Impulserzeugungsschaltung LR einzuschalten. Die Stromaufnahme der Verarbeitungsschaltung CON ist nun größer, als der in den Versorgungskondensator C2 über die Anlaufschaltung nachgelieferte Strom, so dass die Versorgungsspannung VCC absinkt. First of all to the operation shown in the left part with voltage drop on the secondary side:
If the RS flip-flop FF2 is reset and thus the pulse generation circuit LR is switched off, then the current drawn from the supply capacitor C2 is less than the current supplied to the supply capacitor VCC via a start-up circuit, this start-up circuit, the start-up circuit shown in FIG. 1, having a Resistor R1 or a starting circuit to be explained in FIGS. 5 and 6 can correspond. Voltage supply inputs of the individual components in FIG. 3, which draw current from the supply capacitor C2, are not shown in FIG. 3 for reasons of clarity. After the current supplied to the supply capacitor C2 is greater than the current drawn, the supply range VCC increases as long as the pulse generation circuit LR is switched off when the RS flip-flop FF2 is reset. If the supply voltage VCC reaches the value of the upper threshold value Von at a time t1, the RS flip-flop FF2 is set via the output signal K2out of the comparator K2, so that the output signal QFF2 of this flip-flop FF2 assumes a high level turn on the pulse generation circuit LR. The current consumption of the processing circuit CON is now greater than the current supplied to the supply capacitor C2 via the start-up circuit, so that the supply voltage VCC drops.

Mit dem Einschalten der Impulserzeugungsschaltung LR erzeugt diese Ansteuerimpulse AI' im Burst-Modus, d. h. vergleichsweise kurze Ansteuerimpulse, die gleichmäßig beabstandet sind. Das RS-Flip-Flop FF1, das im gesetzten Zustand den Burst- Modus der Impulserzeugungsschaltung LR festlegt, wurde bereits bei der ersten ansteigenden Flanke des Ein- und Ausschaltsignals ON/OFF bzw. des Signals QFF2 gesetzt. Das RS- Flip-Flop FF3 wird bis zum Einschalten der Impulserzeugungsschaltung LR durch den Low-Zustand des Ausgangssignals QFF2 des RS-Flip-Flop FF2 zurückgesetzt und zum Zeitpunkt t2 gesetzt, um die Abgabe von Ansteuerimpulsen AI an der Ausgangsklemme OUT zu verhindern, wenn zum Zeitpunkt t2 das Regelsignal Vr auf den Wert des unteren Schwellenwertsignals Vru abgesunken ist. Das Absinken dieses Regelsignals Vr resultiert bezugnehmend auf Fig. 1 daraus, dass mit der Ansteuerung des Schalters T1 im Burst-Modus Energie von der Primärseite auf die Sekundärseite übertragen wird und die sekundärseitig von der Last R1 aufgenommene Leistung geringer ist, als die während des Burst-Modus übertragene Leistung. Die sekundärseitige Spannung Vs steigt dabei solange an, bis sie einen Maximalwert Vse erreicht, der beispielsweise durch die Durchbruchspannung der Zenerdiode D2 bestimmt ist. Zu diesem Zeitpunkt wird der Regelkondensator C3 über dem Optokoppler OC1 entladen, so dass die Regelspannung Vr, die zuvor über eine an den Versorgungseingang A1 gekoppelte Stromquelle CS1 aufrechterhalten wurde, absinkt. When the pulse generation circuit LR is switched on, this generates drive pulses AI 'in burst mode, ie comparatively short drive pulses which are evenly spaced. The RS flip-flop FF1, which defines the burst mode of the pulse generating circuit LR in the set state, was already set on the first rising edge of the ON / OFF signal ON / OFF or the signal QFF2. The RS flip-flop FF3 is reset until the pulse generation circuit LR is switched on by the low state of the output signal QFF2 of the RS flip-flop FF2 and set at time t2 in order to prevent the output of drive pulses AI at the output terminal OUT if at time t2 the control signal Vr has dropped to the value of the lower threshold signal Vru. The decrease in this control signal Vr results, with reference to FIG. 1, that when the switch T1 is actuated in burst mode, energy is transferred from the primary side to the secondary side and the power consumed by the load R1 on the secondary side is lower than that during the burst Mode transmitted power. The secondary-side voltage Vs rises until it reaches a maximum value Vse, which is determined, for example, by the breakdown voltage of the Zener diode D2. At this time, the control capacitor C3 is discharged via the optocoupler OC1, so that the control voltage Vr, which was previously maintained via a current source CS1 coupled to the supply input A1, drops.

Zu dem Zeitpunkt t2, zu dem das Regelsignal Vr den unteren Schwellenwert Vru erreicht hat wird das RS-Flip-Flop FF2 zurückgesetzt, um die Impulserzeugungsschaltung LR abzuschalten. Das Flip-Flop FF2 wird nun zurückgesetzt, weil bereits vor dem Zeitpunkt t2 die Versorgungsspannung VCC unter den Wert des mittleren Schwellenwertsignals Voff abgesunken war. At the time t2, when the control signal Vr the lower The RS flip-flop FF2 has reached the threshold value Vru reset to the pulse generation circuit LR off. The flip-flop FF2 is now reset because already before time t2 the supply voltage VCC below the The value of the average threshold signal Voff had dropped.

Bei der erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung wird die Impulserzeugungsschaltung LR damit bereits dann abgeschaltet bzw. die Ansteuerschaltung CON geht in einem Zustand niedriger Leistungsaufnahme über, sobald das Regelsignal Vr einen vorgegebenen unteren Schwellenwert erreicht hat und sobald die Versorgungsspannung einen Schwellenwert erreicht hat, der zwischen einem oberen Schwellenwert und einem unteren Schwellenwert liegt, wobei der obere Schwellenwert das Einschalten der Impulserzeugungsschaltung LR bzw. den Zustand hoher Leistungsaufnahme der Ansteuerschaltung bestimmt. Die Zeitdauern, zwischen denen Ansteuerimpulse im Burst-Modus bei der erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung erzeugt werden, ist damit wesentlich kürzer als bei herkömmlichen derartigen Ansteuerschaltungen, bei welchen mit dem Ausschalten der Impulserzeugungsschaltung ausschließlich abhängig von der Versorgungsspannung VCC darauf gewartet wird, bis die Versorgungsspannung VCC bis auf den unteren Schwellenwert Vuv abgesunken ist. Der untere Schwellenwert dient dabei im wesentlichen als Unterspannungsschutz bei einer Überlast an den Ausgangsklemmen des Netzteils. In the control circuit according to the invention, the The pulse generation circuit LR is then already switched off or the drive circuit CON goes lower in a state Power consumption over as soon as the control signal Vr one has reached the predetermined lower threshold and as soon as the Supply voltage has reached a threshold that between an upper threshold and a lower one Threshold is, with the upper threshold turning on the pulse generation circuit LR or the state high Power consumption of the control circuit determined. The time periods between which drive pulses in burst mode at Control circuit according to the invention are generated, is much shorter than conventional ones Control circuits in which when the Pulse generation circuit depends only on the Supply voltage VCC is waited until the Supply voltage VCC has dropped to the lower threshold value Vuv is. The lower threshold essentially serves as Undervoltage protection in the event of an overload on the Power supply output terminals.

Nun zu dem zeitlichen Verlauf bei äußerer Beschaltung ohne sekundärseitiger Spannungsabsenkung, der im rechten Teil von Fig. 4 dargestellt ist:
Die Impulserzeugungsschaltung LR wird zum Zeitpunkt t3 eingeschaltet, wenn die Versorgungsspannung VCC den Wert des oberen Schwellenwertsignals Von erreicht. Aufgrund bereits vorher stattgefundener Taktzyklen liegt sekundärseitig Vs eine Spannung an, die zunächst größer ist als die Versorgungsspannung VCC, so dass bezugnehmend auf Fig. 1 der Versorgungskondensator C2 über die Hilfswicklung LR des Transformators TR sprunghaft auf einen höheren Wert ansteigt, wobei mit jedem weiteren Taktzyklus des Burst-Modus der Versorgungskondensator C2 weiter geladen wird, so dass die Versorgungsspannung VCC wie auch die Ausgangsspannung Vs mit jedem Taktzyklus der Ansteuerimpulse im BURST-Modus weiter ansteigt. Zum Zeitpunkt t4 erreicht die sekundärseitige Spannung Vs einen Maximalwert Vse, der in dem Beispiel zu 16 V angenommen ist, so dass zu diesem Zeitpunkt der Regelkondensator C3 entladen wird und das Regelsignal Vr auf den unteren Schwellenwert Vru absinkt, wodurch das Flip-Flop FF3 die weitere Abgabe von Ansteuerimpulsen an die Ausgangsklemme OUT verhindert. Die Impulserzeugungsschaltung LR bleibt eingeschaltet, so dass die Ansteuerschaltung CON im Zustand hoher Leistungsaufnahme bleibt, wodurch die Versorgungsspannung VCC absinkt, da der Versorgungskondensator C2 nun ausschließlich über eine Ansteuerschaltung, beispielsweise über den Widerstand R1 gemäß Fig. 1, und nicht mehr über die Hilfswicklung Lr aufgeladen wird. Die Impulserzeugungsschaltung LR wird abgeschaltet, wenn die Ausgangsspannung Vcc den Wert des mittleren Schwellenwertsignals Voff zum Zeitpunkt t5 erreicht. Anders als bei dem links dargestellten Beispiel mit sekundärseitiger Spannungsabsenkung erreicht bei diesem Beispiel die Versorgungsspannung VCC den Wert des mittleren Schwellenwertsignals Voff erst nach dem Zeitpunkt, zu dem das Regelsignal Vr auf den Wert des unteren Schwellenwertsignals Vru abgesunken ist. Now to the time course for external wiring without voltage drop on the secondary side, which is shown in the right part of FIG. 4:
The pulse generation circuit LR is turned on at time t3 when the supply voltage VCC reaches the value of the upper threshold signal Von. Due to clock cycles that have already taken place, a voltage is present on the secondary side Vs that is initially greater than the supply voltage VCC, so that, with reference to FIG. 1, the supply capacitor C2 rises suddenly to a higher value via the auxiliary winding LR of the transformer TR, with each further clock cycle of the burst mode, the supply capacitor C2 is further charged, so that the supply voltage VCC and the output voltage Vs continue to rise with each clock cycle of the drive pulses in the BURST mode. At time t4, the secondary-side voltage Vs reaches a maximum value Vse, which is assumed to be 16 V in the example, so that at this time the control capacitor C3 is discharged and the control signal Vr drops to the lower threshold value Vru, as a result of which the flip-flop FF3 further delivery of control pulses to the output terminal OUT prevented. The pulse generation circuit LR remains switched on, so that the control circuit CON remains in the state of high power consumption, as a result of which the supply voltage VCC drops, since the supply capacitor C2 is now exclusively via a control circuit, for example via the resistor R1 according to FIG. 1, and no longer via the auxiliary winding Lr is charged. The pulse generation circuit LR is turned off when the output voltage Vcc reaches the value of the middle threshold signal Voff at time t5. In contrast to the example shown on the left with a voltage drop on the secondary side, in this example the supply voltage VCC only reaches the value of the average threshold signal Voff after the point in time at which the control signal Vr has dropped to the value of the lower threshold signal Vru.

Der nächste Taktzyklus beginnt zum Zeitpunkt t6, wenn die Versorgungsspannung VCC wieder auf den Wert des oberen Schwellenwertsignals Von angestiegen ist, nachdem die Ansteuerschaltung CON zum Zeitpunkt t5 den Zustand niedriger Leistungsaufnahme angenommen hatte. The next clock cycle begins at time t6 when the Supply voltage VCC back to the value of the upper one Threshold signal Von has risen after the Control circuit CON the state lower at time t5 Had accepted power consumption.

Ab dem Zeitpunkt t6 wird nun angenommen, dass die ausgangsseitig an dem Schaltnetzteil angeschlossene Last so groß ist, dass die während des Burst-Modus übertragene Leistung nicht ausreicht, um die Ausgangsspannung VS schnell auf den Wert der maximal zulässigen Ausgangsspannung Vse ansteigen zu lassen. Zum Zeitpunkt t7 setzt der Zähler T das RS-Flip-Flop FF1 zurück und schaltet die Impulserzeugungsschaltung LR in den Normal-Modus um, bei welchem die Ansteuerimpulse AI erzeugt werden, deren Dauer von dem Regelsignal Vr abhängig ist. From time t6 it is now assumed that the load connected to the switching power supply on the output side is so great that the power transmitted during the burst mode is not is sufficient to quickly set the output voltage VS to the value the maximum permissible output voltage Vse increase to let. At time t7, the counter T sets the RS flip-flop FF1 back and switches the pulse generation circuit LR in the Normal mode around, in which the drive pulses generated AI whose duration depends on the control signal Vr.

Die Funktionsweise des Zählers T ist ebenfalls in Fig. 4 dargestellt, wobei Tout das Ausgangssignal des Zählers und Tcount ein internes Zählersignal darstellt. Dieses interne Zählersignal nimmt jeweils dann einen High-Pegel an, wenn das RS-Flip-Flop FF2 gesetzt wird, um die Impulserzeugungsschaltung LR einzuschalten. Das Ausgangssignal Tout nimmt allerdings nur dann einen High-Pegel an, wenn das interne Signal Tcount ausreichend lange einen High-Pegel beibehalten hat. The operation of the counter T is also shown in Fig. 4, where Tout is the output signal of the counter and Tcount is an internal counter signal. This internal counter signal goes high when the RS flip-flop FF2 is set to turn on the pulse generating circuit LR. However, the output signal Tout only assumes a high level if the internal signal Tcount has maintained a high level for a sufficiently long time.

Nach dem Einschalten ist bei dem Beispiel gemäß Fig. 1, bei dem wie zuvor erläutert die Ansteuerschaltung CON eine herkömmliche Ansteuerschaltung, jedoch auch eine erfindungsgemäße anhand der Fig. 3 und 4 erläuterte Ansteuerschaltung sein kann, die Spannungsversorgung der Ansteuerschaltung während des Anlaufens durch einen Widerstand R1 gewährleistet, der zwischen den Versorgungsanschluss A1 und einen Kondensator C1, an dem die Primärspannung Vp anliegt, geschaltet ist. After switching on, in the example according to FIG. 1, in which, as explained above, the control circuit CON can be a conventional control circuit, but also a control circuit according to the invention explained with reference to FIGS. 3 and 4, the voltage supply of the control circuit during the start-up is by a resistor R1, which is connected between the supply connection A1 and a capacitor C1, to which the primary voltage Vp is applied.

Wie bereits erläutert, ist die Geschwindigkeit, mit welcher der Kondensator C2 geladen wird, von dem Wert der Primärspannung Vp abhängig. Davon ist somit auch die Zeitdauer abhängig, die minimal zwischen zwei Taktzyklen im Burst-Modus vergeht. As already explained, the speed at which the capacitor C2 is charged from the value of the Primary voltage Vp dependent. The duration is therefore also of this dependent, the minimum between two clock cycles in burst mode passes.

Bei einer in Fig. 5 dargestellten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung CON ist eine Stromüberlaufschaltung vorgesehen, die den auf den Versorgungskondensator C2 fließenden Strom auf einen Maximalwert begrenzt. Bei den Ausführungsbeispielen gemäß den Fig. 5 und 6 sind lediglich diese Überlaufstromschaltungen dargestellt, auf die in Fig. 3 dargestellten Schaltungskomponenten, die selbstverständlich in entsprechender Weise zwischen die in den Fig. 5 und 6 eingezeichneten Anschlüsse geschaltet sind, ist aus Gründen der Übersichtlichkeit verzichtet. In an embodiment of the control circuit CON according to the invention shown in FIG. 5, a current overflow circuit is provided which limits the current flowing to the supply capacitor C2 to a maximum value. In the exemplary embodiments according to FIGS. 5 and 6, only these overflow current circuits are shown; the circuit components shown in FIG. 3, which of course are connected in a corresponding manner between the connections shown in FIGS. 5 and 6, have been omitted for reasons of clarity ,

Die Überlaufstromschaltung gemäß Fig. 5 umfasst einen an den Versorgungsanschluss angeschlossenen Widerstand R2, der die Basis-Emitter-Strecke eines PNP-Bipolartransistors T2 ansteuert. Der Bipolartransistor T2 begrenzt den maximal auf den Versorgungskondensator C2 fließenden Ladestrom Ich und leitet den überschüssigen Strom über einen als Diode geschalteten Transistor T3 nach Bezugspotential GND ab. The overflow stream circuit shown in FIG. 5 comprises a supply connection connected to the resistor R2, the emitter path of a base drives the PNP bipolar transistor T2. The bipolar transistor T2 limits the maximum charging current Ich flowing to the supply capacitor C2 and derives the excess current via a transistor T3 connected as a diode to the reference potential GND.

Der Widerstand R2 ist vorzugsweise an einen bei derartigen Ansteuerschaltungen CON üblicherweise ohnehin vorhandenen Eingang A3 für eine Primärstromnachbildung angeschlossen, wobei die externe Beschaltung dieses Eingangs A3 einen Widerstand R3 zwischen dem Eingang A3 und der Primärspannung Vp und einen Kondensator C4 zwischen dem Eingang A3 und Bezugspotential GND vorsieht. Zur Auswertung des an dem Eingang A3 anliegenden Primärstromnachbildungssignals ist eine Auswerteschaltung PCM vorhanden, auf dem folgend jedoch nicht näher eingegangen wird. Da für die Primärstromnachbildung ohnehin ein externer Widerstand R3 erforderlich ist, kann bei Verwendung der erfindungsgemäßen Überlaufstromschaltung gemäß Fig. 5 auf einen externen Widerstand (R1 in Fig. 1) als Anlaufschaltung verzichtet werden. The resistor R2 is preferably connected to an input A3 which is usually present in such control circuits CON for a primary current simulation, the external circuitry of this input A3 having a resistor R3 between the input A3 and the primary voltage Vp and a capacitor C4 between the input A3 and reference potential GND provides. An evaluation circuit PCM is provided for evaluating the primary current simulation signal present at input A3, but is not dealt with in more detail below. Since an external resistor R3 is required anyway for the primary current simulation, an external resistor (R1 in FIG. 1) as a starting circuit can be dispensed with when using the overflow current circuit according to FIG. 5.

Fig. 6 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Überlaufstromschaltung, die neben dem Widerstand R2 einen Operationsverstärker OA1 umfasst, der die über dem Widerstand R2 anliegende Spannung mit einer Referenzspannung VS1 vergleicht und die einen Teil des in der Zuleitung fließendes Stromes 13 über einen durch den Operationsverstärker OA1 angesteuerten Transistor T3 nach Bezugspotential GND ableitet, wenn der Ladestrom Ich einen durch die Referenzspannung VS1 abhängigen Maximalwert erreicht hat. Bezugszeichenliste A1, A2 Eingangsklemmen
AT Ausgangstreiber
BR Brückengleichrichter
C1, C2, C3 Kondensatoren
C4 Kondensator
CON Ansteuerschaltung
Cs Kondensator
CS1 Stromquelle
D1 Diode
D2 Zenerdiode
Ds Diode
FF1, FF2, FF3 RS-Flip-Flop
G1, G3 Und-Gatter
G2 Oder-Gatter
GND Bezugspotential
ICH Ladestrom
K1, K2, K3, K4 Komparatoren
Lp Primärspule
Lr Hilfswicklung
LR Impulserzeugungsschaltung
Ls Sekundärspule
OA1 Operationsverstärker
OC1 Optokoppler
OUT Ausgangsklemme der Ansteuerschaltung
R1 Widerstand
R2, R3 Widerstand
R1 Last
T1 Schalter/Transistor
T2 pnp-Bipolartransistor
T3, T4 npn-Bipolartransistor
TR Transformator
VCC Versorgungsspannung
Vp Primärspannung
Vr Regelsignal
Vs Sekundärspannung
VS1 Referenzspannungsquelle
Fig. 6 shows a further embodiment showing an overflow current circuit according to the invention, which comprises an operational amplifier OA1 in addition to the resistor R2, which compares the voltage applied across the resistor R2 voltage with a reference voltage VS1 and the part of the flowing in the supply line flow 13 via a by operational amplifier OA1 driven transistor T3 derives to reference potential GND when the charging current Ich has reached a maximum value dependent on the reference voltage VS1. Reference symbol list A1, A2 input terminals
AT output driver
BR bridge rectifier
C1, C2, C3 capacitors
C4 capacitor
CON control circuit
Cs capacitor
CS1 power source
D1 diode
D2 zener diode
The diode
FF1, FF2, FF3 RS flip-flop
G1, G3 AND gates
G2 OR gate
GND reference potential
I charge current
K1, K2, K3, K4 comparators
Lp primary coil
Lr auxiliary winding
LR pulse generation circuit
Ls secondary coil
OA1 operational amplifier
OC1 optocoupler
OUT output terminal of the control circuit
R1 resistance
R2, R3 resistance
R1 load
T1 switch / transistor
T2 pnp bipolar transistor
T3, T4 npn bipolar transistor
TR transformer
VCC supply voltage
Vp primary voltage
Vr control signal
Vs secondary voltage
VS1 reference voltage source

Claims

1. control circuit for a switch (T1) in a switching power supply,
which has a supply input (A1) for applying a supply voltage (VCC), a control input (A2) for applying a control signal (Vr) which is dependent on an output voltage (Vs) of the switched-mode power supply and an output terminal (OUT) for providing control pulses (AI),
which generates control pulses (AI) depending on the supply voltage (VCC) and the control signal (Vr) and
which assumes a state of high power consumption or a state of low power consumption during operation,
characterized in that the
Control circuit (CON) assumes the state of high power consumption or the state of low power consumption depending on the supply voltage (VCC) and the control signal (Vr).

2. Control circuit according to claim 1, which when reaching a first threshold value (Von) of the supply voltage (VCC) assumes the state of high power consumption that at Reaching a second threshold (Vuv) of Supply voltage (VCC) assumes a state of low power consumption, and which assumes a state of low power consumption, if the control signal (Vr) has a first threshold value (Vru) has reached and the supply voltage (VCC) a third, between the first and second threshold (Von, Vru) has reached the threshold value (Voff).

3. Drive circuit according to one of claims 1 or 2, the depending on the value of the supply voltage (VCC) and the Control signal (Vr) control pulses (AI) generated, their duration depends on the value of the control signal (Vr) or their Duration is independent of the value of the control signal.

4. Drive circuit according to claim 3, which the generation of Control pulses (AI), the duration of which depends on the value of the Control signal (Vr) is independent, begins when the Supply voltage (VCC) the first threshold (From) of the Supply voltage reached, and the generation of Control pulses, the duration of which depends on the value of the control signal (Vr) is independent, ended when the control signal (Vr) at first Threshold value (Vru) of the control signal has dropped.

5. Drive circuit according to claim 3 or 4, which Generation of control pulses, the duration of which depends on the value of the Control signal, starts when the control signal (Vr) the first threshold value for a predetermined period of time has reached after the rising supply voltage (VCC) the first threshold value (Von) of the supply voltage has reached.

6. Control circuit according to one of the preceding claims, the one coupled to the output (OUT) Pulse generating circuit (LR) has an on and off signal (On / Off) is supplied by the supply voltage (VCC) and the control signal (Vr) is dependent, and that the Pulse generation circuit (LR) for the generation of drive pulses (AI) releases.

7. Drive circuit according to claim 6, in which the on and Switch-off signal (On / Off) the pulse generation circuit (LR) for the generation of control pulses (AI) if the supply voltage (VCC) the first threshold of Supply voltage (VCC) reached.

8. Drive circuit according to claim 6 or 7, in which the input and switch-off signal (on / off) the pulse generating circuit (LR) for the generation of drive pulses (AI) blocks if the supply voltage (VCC) the second threshold of Supply voltage (VCC) reached or when the Supply voltage (VCC) reaches the third threshold (Voff) and the control signal (Vr) reaches the first threshold.

9. Control circuit according to one of claims 6 to 8, at the control signal (Vr) of the pulse generation circuit (LR) and a selection signal (BURST) are supplied, the Selection signal (BURST) the pulse generation circuit (LR) for the Generation of control pulses (AI), the duration of which Control signal (Vr) is dependent or the duration of which Control signal is independent, releases.

10. Drive circuit according to claim 9, wherein the Selection signal (BURST) the pulse generation circuit (LR) for the Generation of control pulses (AI), the duration of which Control signal is dependent, releases when the control signal (Vr) for a predetermined period of time after the supply voltage (VCC) the first threshold value of the supply voltage (VCC) has reached the first threshold value (Vru) of the control signal has not reached.

11. Control circuit according to one of the preceding claims in which an output signal (AI ') of Pulse generation circuit (LR) depending on the control signal (Vr) at the output (OUT) the control circuit is coupled.

12. Control circuit according to one of claims 2 to 5, at which is the first threshold (Von) of the supply voltage (VCC) is an upper threshold at which the second A lower threshold (Vuv) of the supply voltage (VCC) Threshold and at which the first threshold (Vru) of the control signal (Vr) is a lower threshold.

13. Control circuit according to one of the preceding claims, the one coupled to the supply input (A1) Current overflow circuit, which continues to a terminal for a Supply potential (Vp) is coupled.

14. Method for controlling a switch (T1) by means of a control circuit (CON) in a switching power supply depending on a supply voltage (VCC) and a control signal (Vr), the drive circuit (CON) being in a high state Power consumption or a state lower Power consumption assumes characterized in that the control circuit (CON) in the lower state Power consumption is switched when the control signal (Vr) a has reached the predetermined threshold (Vru) and the Supply voltage (VCC) below an average threshold (Voff) that has sunk between an upper and a lower one Supply voltage (VCC) threshold.