DE102023100261B3

DE102023100261B3 - Vorrichtung zum Betreiben eines Ultraschall-Transducers ohne einen Übertrager

Info

Publication number: DE102023100261B3
Application number: DE102023100261.9A
Authority: DE
Inventors: Dennis Kreis; Egbert Spiegel; André Schmidt
Original assignee: Elmos Semiconductor SE
Current assignee: Elmos Semiconductor SE
Priority date: 2022-05-05
Filing date: 2023-01-06
Publication date: 2023-04-27
Anticipated expiration: 2043-01-07
Also published as: CN118751505A; CN118744098A; CN117046703A

Abstract

Dieses Dokument beschreibt eine Vorrichtung und ein zugehöriges Verfahren zum Bertreiben eines Ultraschalltransducers (TR) mit ersten Mitteln (CP) zum Erzeugen einer erhöhten Spannung aus einer Betriebsspannung (Vbat) und zum Laden eines ersten Kondensators (C1) auf eine erste Kondensatorspannung (V_C1) und mit zweiten Mitteln (T2, T3) zum Laden eines zweiten Kondensators (C2) mit Hilfe des ersten Kondensators (C1) auf eine zweite Kondensatorspannung (V_C2) während einer Empfangsphase und mit dritten Mitteln (T1) zum Addieren der zweiten Kondensatorspannung (V_C2) zur ersten Kondensatorspannung (V_C1) zum Erreichen einer erhöhten Ansteuerspannung während einer Sendephase und mit vierten Mitteln (T4, C3) zum zweitweisen kapazitiven Koppeln der erhöhten Ansteuerspannung mit dem Transducer-Anschlussknoten (KTR) des Ultraschalltransducers (TR) während der Sendephase und mit fünften Mitteln (T5, C3) zum zweitweisen kapazitiven Koppeln eines Bezugspotenzials (GND) mit dem Transducer-Anschlussknoten (KTR) des Ultraschalltransducers (TR) während der Sendephase. Dabei erfolgt das Koppeln durch die vierten Mittel (T4, C3) zeitlich alternierend mit dem Koppeln durch die fünften Mittel (T5, C3) während der Sendephase.

Description

Feld der Erfindung
Die Erfindung richtet sich auf eine Vorrichtung zum Erzeugen eines Ultraschallsignals und zum Empfangen der Reflektionen dieses Ultraschallsignals an Objekten im Umfeld eines Kfz
Allgemeine Einleitung
Ultraschallsensorsysteme spielen heute eine große Rolle in vollautomatischen Fahrerassistenzsystemen. Diese Ultraschallsensorsysteme erzeugen mit Hilfe von Ultraschallsensoren und anderen Sensoren Umfeldkarten der Umgebung von Fahrzeugen. Die Steuerungscomputer der Fahrerassistenzsysteme nutzen diese Umfeldkarten zur Navigation. Daher ist die Funktionstüchtigkeit dieser Ultraschallsensoren von großer Wichtigkeit.
Ein wesentliches Merkmal der Ultraschallsensoren ist deren Reichweite. Für eine große Reichweite ist es wünschenswert, dass die Ultraschallsensoren einen großen Schalldruck erzeugen. Gleichzeitig besteht der Wunsch, die Ultraschallsensoren und deren Elektronik möglichst kostengünstig herzustellen. Daher besteht der Wunsch, auf Übertrager im Aufbau der Ultraschallsensoren zu verzichten, da diese relativ teuer sind. Solche Systeme werden im Folgenden als Trafo-los bezeichnet.
Ein Ultraschallsensor umfasst die Ultraschallsensorelektronik und den Ultraschall-Transducers TR (Ultraschall-Transducer) mit seinem Schwingelement. Die Ultraschallelektronik steuert den Ultraschall-Transducer TR in der Sendephase an, wodurch das Schwingelement des Ultraschall-Transducers TR in Schwingung gerät und einen Ultraschall-Burst aussendet. In der zeitlich nachfolgenden Empfangsphase ist die Treiberstufe der Ultraschallelektronik abgeschaltet und die Ultraschallelektronik überwacht nur noch das Ausgangssignal des Ultraschall-Transducers TR. Wenn der Ultraschall-Transducer TR ein Ultraschallsignal empfängt, gerät sein Schwingelement in Schwingung und er erzeugt ein elektrisches Ausgangssignal, dass die Ultraschallsensorelektronik erfasst und geeignet aufbereitet.
Um eine möglichst hohe Reichweite zu erzielen ist es vorteilhaft, wenn die Ultraschallelektronik in der Sendephase den Ultraschall-Transducer TR bipolar ansteuert, um einen möglichst großen Schalldruck zu erzeugen. Das kann auf zwei Arten erreicht werden:

1) Die erste Art dies zu erreichen ist die Ansteuerung des Ultraschall-Transducers TR in einer H-Brücke aus zwei Halbbrücken, wobei eine positive Spannung alternierend zwischen einem ersten Anschluss und einem zweiten Anschluss des Ultraschall-Transducers TR angelegt wird. Aus EMV (EMV=elektromagnetische Verträglichkeit) und ESD Gründen (ESD=Electro Static Discharge) hat sich dieses Konzept jedoch als nachteilig herausgestellt, da das Gehäuse eines üblichen Ultraschall-Transducers mit einem der beiden Anschlüsse typischerweise elektrisch verbunden ist.
2) Die zweite Art, einen großen Schalldruck zu erreichen, ist die Ansteuerung mit einer einzigen Signalleitung (Single-Ended-Ansteuerung), wobei ein erster Anschluss des Ultraschall-Transducers TR mit dem Massepotenzial GND verbunden ist, und die Vorrichtung den zweiten Anschluss des Ultraschalltransducers TR in Form des Transducer-Anschlussknotens KTR alternierend mit einer positiven und negativen Spannung elektrisch verbindet. Der Betrag der negativen Spannung ist dabei bevorzugt genauso groß wie der Betrag der positiven Spannung. Insbesondere das Schalten der negativen Spannungen ist in CMOS-Halbleiter-Technologien jedoch problematisch, da die erzielbaren negativen Spannungen gegenüber dem elektrischen Potenzial des Halbleitersubstrats technologisch begrenzt sind.

Aus der DE 10 2020 120 716 A1 sind eine Treiberstufe zur Ansteuerung eines ersten Ultraschallwandlers und ein Verfahren zu deren Betrieb bekannt. Die Vorrichtung der DE 10 2020 120 716 A1 umfasst eine erste Ladungspumpe oder Spannungsquelle und eine erste Kapazität. Darüber hinaus umfasst die Vorrichtung der DE 10 2020 120 716 A1 erste Mittel zum Aufladen der ersten Kapazität mit elektrischer Energie aus der Ladungspumpe und zweite Mittel zum Verbinden von erster Kapazität und Ultraschallwandler mit unterschiedlicher Polarität. Die ersten Mittel der Vorrichtung der DE 10 2020 120 716 A1 laden die erste Kapazität nicht mit elektrischer Energie aus der Ladungspumpe oder Spannungsquelle auf, wenn die erste Kapazität mit dem Ultraschallwandler durch die zweiten Mittel verbunden ist.
Die Vorrichtung der US 2019 / 0 025 425 A1 betrifft ein Ultraschall-Messsystem insbesondere zur Abstandsmessung und/oder als Einparkhilfe in Fahrzeugen. Die Vorrichtung der US 2019 / 0 025 425 A1 umfasst einen elektroakustischen Ultraschallwandler, der ein Schwingelement aufweist. Der Ultraschallwandler der US 2019 / 0 025 425 A1 besitzt keinen Spannungswandler besitzt. Der Ultraschallwandler der US 2019 / 0 025 425 A1 ist abwechselnd als Ultraschallsender und Ultraschallempfänger betreibbar. Der Ultraschallwandler der US 2019 / 0 025 425 A1 weist einen Signalanschluss auf, der entweder als Eingang oder als Ausgang des Ultraschallwandlers verwendet wird. Der Ultraschallwandler der US 2019 / 0 025 425 A1 weist einen Masseanschluss, der mit Masse verbunden ist. Der Der Ultraschallwandler der US 2019 / 0 025 425 A1 umfasst eine Steuer- und Auswerteeinheit zur Anregung des Schwingelements des Ultraschallwandlers zur Aussendung von Ultraschallwellen zum Betrieb des Ultraschallwandlers während eines Sendeintervalls zwecks anschließender Deaktivierung der Anregung des Schwingelements und Dämpfung desselben während einer Abklingphase und zum Empfang und zur Verarbeitung von Ultraschallwellen in einem Empfangsintervall. Die Steuer- und Auswerteeinheit des Ultraschallwandlers der US 2019 / 0 025 425 A1 weist eine an eine Versorgungsgleichspannung angeschlossene Brückenschaltung mit steuerbaren Schaltern und einer umpolbaren Ladungsspeicherkapazität auf, die dazu bestimmt ist, während des Sendeintervalls abwechselnd eine positive und eine negative Anregungsspannung für den Signalanschluss des Ultraschallwandlers abzugeben. Die Steuer- und Auswerteeinheit des Ultraschallwandlers der US 2019 / 0 025 425 A1 gibt am Ende des Sendeintervalls einen Spannungsimpuls von im Wesentlichen 0 V für den Signalanschluss des Ultraschallwandlers aus.
Aus der US 2005 / 0 007 879 A1 ist eine Treiberschaltung zur Erzeugung eines Ansteuersignals durch Pulsweitenmodulation (PWM) bekannt. Die Treiberschaltung der US 2005 / 0 007 879 A1 enthält eine Halbbrückenschaltung, die im Wesentlichen aus einem Paar von in Reihe geschalteten FETs besteht. Wenn der Pegel eines Ultraschallsignals oder des Treibersignals maximiert werden soll, werden gemäß der technischen Lehre der US 2005 / 0 007 879 A1 die einzelnen FETs mit einer Schaltfrequenz geschaltet, die an die Frequenz des Treibersignals angepasst ist. Soll hingegen der Pegel des Ultraschallsignals oder des Ansteuersignals reduziert werden, so werden gemäß der technischen Lehre der US 2005 / 0 007 879 A1 die einzelnen FETs mit einem bestimmten Zeitverhalten geschaltet, das auf der Frequenz eines Taktsignals basiert, dessen Periode kürzer ist als die des Ansteuersignals.
Aufgabe
Dem Vorschlag liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Lösung zu schaffen die die obigen Nachteile des Stands der Technik nicht aufweist und weitere Vorteile aufweist. Diese Aufgabe wird durch die technische Lehre der unabhängigen Ansprüche gelöst. Weitere Ausgestaltungen sind ggf. Gegenstand von Unteransprüchen.
Lösung der Aufgabe
Bei der Single-Ended-Ansteuerung über einen einzelnen Transducer-Anschlussknoten KTR des Ultraschall-Transducers TR kommt zudem eine Transducer-Dämpfungsschaltung des Ultraschall-Transducers TR zum Einsatz, um die Ausschwingzeit des Schwingelements des Ultraschall-Transducers TR nach der aktiven Ansteuerung des Schwingelements des Ultraschall-Transducers TR in der Sendephase zu verkürzen. Diese Ausschwingphase in der der Treiber der Vorrichtung möglichst viel Schwingungsenergie aus dem Schwingelement des Ultraschall-Transducers TR entnimmt, folgt typischerweise auf die Sendephase, in der der Treiber der Vorrichtung Schwingungsenergie in das Schwingelement des Ultraschall-Transducers TR transportiert. Auf die Ausschwingphase folgt dann typischerweise die eigentliche Empfangsphase. In dem Fall der 1 umfasst diese Dämpfungsschaltung einen Dämpfungswiderstand R1.
Diese Schaltung beaufschlagt den Ultraschall-Transducer TR jedoch permanent mit einem kleinen quasikonstanten Gleichspannungsanteil (DC Spannungs-Offset). Dieser kann beispielsweise ca. 2V je nach Halbleitertechnologie betragen. Bei weiteren Messungen währen der Ausarbeitung der technischen Lehre des hier vorgelegten Dokuments hat sich gezeigt, dass dieser Gleichspannungsanteil des Spannungssignals zwischen dem Transducer-Anschlussknoten KTR und dem Bezugspotenzial GND den Ultraschall-Transducer TR langfristig schädigen kann. Es besteht daher das Bedürfnis, eine Schaltungstechnik zu entwickeln, die diesen Gleichspannungsanteil nicht aufweist.
Daher entstand die Idee, den Ultraschall-Transducer TR kapazitiv von der Dämpfungsschaltung zu entkoppeln. Mit dieser Entkopplung wird auch der Treiber von dem Ultraschall-Transducer TR kapazitiv entkoppelt, so dass sich damit neue Möglichkeiten für die Konstruktion des Treibers des Ultraschall-Transducers TR ergeben.
Das Ziel ist somit, eine verbesserte, asymmetrische, single-ended Treiberschaltung mit nur positiven Spannungen und kapazitiver Entkopplung des Ultraschall-Transducer TR, ohne die Verwendung von in einer CMOS-Technologie aufwändigen negativen Schalt-Transistoren (minus 25V und mehr) zu erfordern.
Wenn der Kondensatoren C3, C_K1, C_K2 den Treiber für den Ultraschall-Transducer TR kapazitiv entkoppeln können, dann entfällt die Notwendigkeit der Ansteuerung des Ultraschall-Transducers TR mit positiven und negativen Spannungen. Dies ist das entscheidende Problem, dessen Lösung das hier vorgelegte Dokument offenbart und dessen Lösungsvorschlag den Unterschied zum Stand der Technik darstellt.
Im nicht aktiven Fall koppelt die Vorrichtung kein Wechselspannungssignal in den Transducer-Anschlussknoten KTR ein. Im diesem nicht-aktiven Fall beaufschlagt die vorgeschlagene Vorrichtung den Ultraschall-Transducer TR mit einer konstanten Spannung V_C1 beaufschlagt. Durch die kapazitive Kopplung über eine erste Koppelkapazität C_K1 und eine zweite Koppelkapazität C_K2 mit dem als Pull-Down-Widerstand arbeiten Dämpfungswiderstand R1 stellt sich eine Spannung von 0V wischen dem Transducer-Anschlussknoten KTR und dem Bezugspotenzial GND an dem Ultraschall-Transducer TR ein.
Soll nun der Ultraschall-Transducer TR einen aktiven Ultraschall-Burst senden, so schaltet die Vorrichtung die Spannung am Ausgangsknoten Vdrv gegen das Bezugspotenzial GND alternierend zwischen einem ersten Spannungswert entsprechend in etwa dem doppelten der ersten Kondensatorspannung V_C1 des ersten Kondensators C1, also von 2*V_C1, und in etwa 0V um und erzeugt auf diese Weise ein PWM-Ausgangssignal am Ausgangsknoten Vdrv der Vorrichtung. Am Ultraschall-Transducer TR sind dann wieder positive und negative Spannungen zwischen dem Transducer-Anschlussknoten KTR und dem Bezugspotenzial GND messbar.
Eine Schaltung mit einem Schalten zwischen einer doppelt so großen positiven Spannung und 0V ist in der Regel einfacher in einer mikrointegrierten Hableiterschaltung IC realisierbar als eine Schaltung mit einem Schalten zwischen einer positiven und einer negativen Spannung. Die technologische Limitierung auf eine maximale negative Spannung durch die CMOS-Eigenschaften der mikrointegrierten Schaltung IC. kann so umgangen werden. Zudem wirken Halbeitertechnologien in Richtung einer möglichst großen positiven Spannung meistens weniger limitierend, als in Richtung einer möglichst negativen positiven Spannung bezogen auf das Substratpotenzial des Substrats der mikrointegrierten Schaltung IC.
So kann der Treiber mit der hier vorgestellten Vorrichtung eine größere Wechselspannungsamplitude am Transducer-Anschlussknoten KTR gegen das Bezugspotenzial GND und damit am Ultraschall-Transducer TR erzeugen. Damit steigt auch der Sound Pressure Level (Schalldruck) und damit die M essreichweite.
Der hier vorgestellte Vorschlag offenbart eine einfachere Treiberschaltung zur Erzeugung eines größeren Sound Pressure Levels (SPL, Schalldrucks) am Ultraschall-Transducer TR und damit eine Möglichkeit zur Verbesserung der Mess-Reichweite des Ultraschallsensors.
Eine interne Spannungsquelle CP, vorzugsweise in Form einer Charge-Pump, und eine „fliegenden Kapazität“, typischerweise in Form eines zweiten Kondensators C2, zur Spannungsverdopplung stellen die wesentlichen Elemente einer Realisierung einer solchen Vorrichtung dar.
Folgende Maßnahmen schlägt die in dem hier vorgelegten Dokument offengelegte technische Lehre vor;

• Maßnahme 1: Verwendung einer Ladungspumpe (Englisch: Charge-Pump) CP zur Erzeugung der höheren Spannung (30V-40V).
• Maßnahme 2: Die fliegende Kapazität des zweite Kondensators C2 speichert die am ersten Konten K1 erzeugte erste Kondensatorspannung V_C1 des ersten Kondensators C1 bezogen auf das Massepotenzial GND im Wesentlichen zwischen.
• Maßnahme 3: Die vorgeschlagene Vorrichtung nutzt die fliegende Kapazität des zweiten Kondensators C2 nicht für eine negative Ansteuerung (Halbwelle), sondern für die Verdopplung der positiven Halbwelle des PWM-Signals zur Ansteuerung des Ultraschall-Transducers TR und verdoppelt damit die Spannung (z.B. auf 60.80V) am Transducer-Anschlussknoten KTR des Ultraschall-Transducers TR gegen das Massepotenzial der Massepotenzialleitung GND.
• Maßnahme 4: Für die „negative“ Halbwelle verbindet die Vorrichtung dann den Transducer-Anschlussknoten KTR mit Masse GND.
• Maßnahme 5: Nach der aktiven Sendephase legt die Vorrichtung für die zeitlich nachfolgende Empfangsphase die erste Kondensatorspannung V_C1 aus des ersten Kondensators C1 Kapazität wieder zwischen dem Ausgangsknoten Vdrv der Vorrichtung und dem Massepotenzial der Massepotenzialleitung GND wieder als Kleinsignalmasse an.

Das hier vorgelegte Dokument schlägt somit eine Vorrichtung zur Ansteuerung eines Ultraschalltransducers TR vor, die die obigen Probleme löst. Die vorgeschlagene Vorrichtung umfasst eine Steuervorrichtung µC, fünf Schalter T1 bis T5, eine Spannungsquelle CP, drei Kondensatoren C1 bis C3, drei Knoten K1 bis K3, einen Ausgangsknoten Vdrv, einen Transducer-Anschlussknoten KTR und einen externen Dämpfungswiderstand R1. Bei den Schaltern T1 bis T5 handelt es sich bevorzugt um MOS-Transistoren. Die Steuervorrichtung µC der Vorrichtung steuert bevorzugt die Schalter T1 bis T5. Jeder Schalter der fünf Schalter T1 bis T5 weist bevorzugt daher a) einen jeweiligen ersten Anschluss des betreffenden jeweiligen Schalters der fünf Schalter T1 bis T5 und b) einen jeweiligen zweiten Anschluss des betreffenden jeweiligen Schalters der fünf Schalter T1 bis T5 und c) einen jeweiligen Steueranschluss des betreffenden jeweiligen Schalters der fünf Schalter T1 bis T5 auf. Der jeweilige Steueranschluss eines jeweiligen Schalters der Schalter T1 bis T5 ist bevorzugt der Gate-Kontakt des betreffenden Transistors, der bevorzugt den jeweiligen Schalter der Schalter T1 bis T5 bildet. Der jeweilige Schaltzustand eines jeweiligen Schalters der fünf Schalter T1 bis T5 hängt dabei - wie bei Transistoren üblich -von dem Potenzial an dem Steueranschluss des jeweiligen Schalters der fünf Schalter T1 bis T5 ab. Signalleitungen verbinden bevorzugt die jeweiligen Steueranschlüsse der jeweiligen Schalter der Schalter T1 bis T5 der Vorrichtung mit der Steuervorrichtung µC. Hierdurch kann die Steuervorrichtung µC bevorzugt die jeweiligen Schalter der Schalter T1 bis T5 über diese Signalleitungen beispielsweise zwischen einem Zustand „leitend“ und einem Zustand „sperrend“ hin- und herschalten. Diese Signalleitungen zwischen der Steuervorrichtung µC und den Schaltern T1 bisT5 sind zur besseren Übersicht in den 1 bis 4 nicht eingezeichnet. Der Ultraschall-Transducer TR ist bevorzugt mit einem ersten Anschluss des Ultraschall-Transducers TR mit dem Transducer-Anschlussknoten KTR verbunden und mit einem zweiten Anschluss des Ultraschall-Transducers TR mit einer Massepotenzialleitung GND verbunden. Dies hat die Vorteile, dass das Gehäuse des Ultraschall-Transducers TR mit der Karosserie eines Kfz verbunden sein kann und dass so ein guter ESD-Schutz gewährleistet ist. Der erste Widerstand R1 ist bevorzugt mit einem ersten Anschluss des externen Dämpfungswiderstands R1 mit dem Transducer-Anschlussknoten KTR verbunden und mit einem zweiten Anschluss des externen Dämpfungswiderstands R1 vorzugsweise mit der Massepotenzialleitung GND verbunden. Der externe Dämpfungswiderstand R1 passt typischerweise den Ausgangswiderstand des Transducer-Anschlussknotens KTR der Vorrichtung an die Impedanz des Ultraschall-Transducers TR an. Der dritte Kondensator C3 ist bevorzugt mit einem ersten Anschluss des dritten Kondensators C3 mit dem Transducer-Anschlussknoten KTR verbunden und mit einem zweiten Anschluss des dritten Kondensators C3 mit dem Ausgangsknoten Vdrv der Vorrichtung verbunden. Der dritte Kondensator C3 koppelt also kapazitiv den Transducer-Anschlussknoten KTR mit dem Ausgangsknoten Vdrv der Vorrichtung in Form einer ersten kapazitiven Kopplung. Der fünfte Schalter T5 ist vorzugsweise mit seinem ersten Anschluss mit dem Ausgangsknoten Vdrv verbunden und vorzugsweise mit seinem zweiten Anschluss mit der Massepotenzialleitung GND verbunden. Dadurch kann der fünfte Schalter T5 den dritten Kondensator C3 über den Ausgangsknoten Vdrv gegen das Massepotenzial der Massepotenzialleitung GND entladen, wenn die Steuervorrichtung µC die den fünften Schalter T5 in den leitenden Zustand versetzt. Der vierte Schalter T4 ist vorzugsweise mit seinem zweiten Anschluss mit dem Ausgangsknoten Vdrv verbunden und vorzugsweise mit seinem ersten Anschluss mit dem zweiten Knoten K2 verbunden. Hierdurch kann der vierte Schalter T4 eine erhöhte Spannung am zweiten Konten K2 auf dem Ausgangsknoten Vdrv ausgeben. Der zweite Schalter T2 ist vorzugsweise mit seinem zweiten Anschluss mit dem zweiten Knoten K2 verbunden und vorzugsweise mit seinem ersten Anschluss mit dem ersten Knoten K1 verbunden. Hierdurch kann der zweite Schalter T2 an einer Aufladung des zweiten Kondensators C2mitwirken, wenn die Steuervorrichtung µC die den zweiten Schalter T2 in den leitenden Zustand versetzt. Der erste Schalter T1 ist vorzugsweise mit seinem ersten Anschluss mit dem ersten Knoten K1 verbunden und mit einem zweiten Anschluss mit dem dritten Knoten K3 verbunden. Hierdurch kann der erste Schalter T1 eine Addition der ersten Kondensatorspannung V_C1 des ersten Kondensators C1 mit der zweiten Kondensatorspannung V_C2 des zweiten Kondensators C2 bewirken, wenn die Steuervorrichtung µC die den ersten Schalter T1 in den leitenden Zustand versetzt. Diese dann so entstehende erste Kondensatorspannung V_C1 liegt dann zwischen dem zweiten Knoten K2 und dem Potenzial der Massepotenzialleitung GND an. Der dritte Schalter T3 ist vorzugsweise mit einem ersten Anschluss mit dem dritten Knoten K3 verbunden mit einem zweiten Anschluss mit der Massepotenzialleitung GND verbunden. Hierdurch kann der dritte Schalter T3 am Aufladevorgang des zweiten Kondensators C2 mitwirken, wenn die Steuervorrichtung µC die den dritten Schalter T3 in den leitenden Zustand versetzt. Der erste Kondensator C1 ist vorzugsweise mit seinem ersten Anschluss mit dem ersten Knoten K1 verbunden und vorzugsweise mit seinem zweiten Anschluss mit der Massepotenzialleitung GND verbunden. Hierdurch stabilisiert der erste Kondensator C1 die erste Kondensatorspannung V_C1 zwischen dem ersten Knoten K1 und der Massepotenzialleitung GND. Wenn der zweite Schalter T2 und der dritte Schalter T3 den zweiten Kondensator C2 parallel zum ersten Kondensator C1 schalten, so teilt sich die zuvor nur auf dem ersten Kondensator C1 befindliche Ladung auf den ersten Kondensators C1 und den zweiten Kondensator C2 auf. Der Innenwiderstand der Ladungspumpe CP ist typischerweise so hoch, dass deren Ladestrom während dieses Ladungsaufteilungsvorgangs typischerweise nicht dominiert. Es ist daher vorteilhaft, wenn der Kapazitätswert des ersten Kondensators C1 erheblich größer ist, als der Kapazitätswert des zweiten Kondensators C2. Der zweite Kondensator C2 ist vorzugsweise mit dem seinen ersten Anschluss mit dem zweiten Knoten K2 verbunden und vorzugsweise mit dem seinen zweiten Anschluss mit dem dritten Knoten K3 verbunden. Er bildet also bevorzugt quasi den Querast einer H-Brücke zwischen einer ersten Halbbrücke aus dem ersten Schalter T1 und dem dritten Schalter T3 einerseits und einer zweiten Halbbrücke aus dem zweiten Schalter T3 und dem vierten Schalter T4 und dem fünften Schalter T5 andererseits. Hierdurch kann diese Doppelhalbbrückenkonstruktion den zweiten Kondensator C2 mit der ersten Kondensatorspannung V_C1 des ersten Kondensators C1 erst laden und dann diese erste Kondensatorspannung V_C1 auf das Potenzial des ersten Knotens K1 hinzuaddieren und als erhöhte Spannung über den vierten Schalter T4 in den Transducer-Anschlussknoten KTR über den dritten Kondensator C3 kapazitiv einkoppeln. Die Spannungsquelle CP, die vorzugsweise eine Ladungspumpe ist, ist vorzugsweise mit dem ersten Knoten K1 zumindest zeitweise verbunden. Diese Spannungsquelle CP lädt den ersten Kondensator C1 zumindest zeitweise mit einem elektrischen Ladestrom auf die erste Kondensatorspannung V_C1 des ersten Kondensators C1 auf. Die hier beschriebene Vorrichtung kann typischerweise zumindest drei Zustände einnehmen. Da jeder Schalter zwei Zustände, nämlich An und Aus, einnehmen kann, kann die Vorrichtung theoretisch 2⁵=32 Zustände einnehmen, von denen jedoch einige illegal sind, da sie zu Querströmen führen. Wenn hier also davon die Rede ist, dass die Vorrichtung drei Zustände aufweist, so ist dies so gemeint, dass sie zumindest diese dann beschriebenen Zustände nutzt. Dabei können die im Folgenden beschriebenen Zustände auch Zusammenfassungen mehrerer Zustände sein, wenn z.B. der Schaltzustand eines Schalters eine gewisse Irrelevanz aufweist.
Bevorzugt steuern eine oder mehrere Steuerungsvorrichtungen µC den ersten Schalter T1 und/oder den ersten Schalter T2 und/oder den ersten Schalter T3 und/oder den ersten Schalter T4 und/oder den ersten Schalter T5. Der folgende Text beschreibt zu Vereinfachung nur eine Steuervorrichtung µC ohne die Offenbarung auf nur genau eine Steuervorrichtung µC zu begrenzen. Die Steuervorrichtung µC signalisiert bevorzugt an den jeweiligen Steueranschluss des jeweiligen Schalters der Schalter T1 bis T5 separat und einzeln, ob diese jeweiligen Schalter der Schalter T1 bis T5 jeweils sperren oder leiten sollen. Die Steuervorrichtung µC bestimmt also jeweils, ob und wann und unter welchen Bedingungen ein Schalter der Schalter T1 bis T5 sperrt oder leitet. Hierfür erfasst die Steuervorrichtung µC bevorzugt Zustandssignale innerhalb der Vorrichtung. Bevorzugt umfasst die Steuervorrichtung daher einen Analog-zu-Digital-Wandler, der ein oder mehrere analoge Betriebsparameter der Vorrichtung erfassen kann und der eigentlichen Steuervorrichtung µC, beispielsweise einem Prozessorkern wie einem ARM-Prozessor, zur Verfügung stellen kann. Beispielsweise können der erste Spannungswert der ersten Kondensatorspannung V_C1 des ersten Kondensators C1 und/oder der zweite Spannungswert der zweiten Kondensatorspannung V_C2 des zweiten Kondensators C2 solche Betriebsparameter der Vorrichtung sein. Der Analog-zu-Digital-Wandler der Steuervorrichtung µC kann beispielsweise bevorzugt diese Parameter erfassen, sodass diese Parameter als Parameterwerte der Steuervorrichtung µC zur Verfügung stehen. Wenn im Folgenden nun also beschrieben ist, dass ein Schalter der Schalter T1 bis T5 sperrt, so hat typischerweise die Steuervorrichtung µC der Vorrichtung diesen Schalter der Schalter T1 bis T5 veranlasst, zu sperren. Wenn im Folgenden also beschrieben ist, dass ein Schalter der Schalter T1 bis T5 leitet, so hat typischerweise die Steuervorrichtung µC der Vorrichtung diesen Schalter der Schalter T1 bis T5 veranlasst zu leiten.
Bevorzugt kommuniziert die Steuervorrichtung µC über einen Datenbus DB mit übergeordneten Rechnereinheiten, beispielsweise einem Steuergerät eines Kfz.
Die Steuervorrichtung µC kann also bevorzugt über eine zur besseren Übersicht nicht in den 1 bis 4 eingezeichnete erste Signalleitung dem ersten Schalter T1 signalisieren, ob der erste Schalter T1 einen sperrenden Zustand oder einen leitenden Zustand einnehmen soll.
Die Steuervorrichtung µC kann also bevorzugt über eine zur besseren Übersicht nicht in den 1 bis 4 eingezeichnete erste Signalleitung dem zweiten Schalter T2 signalisieren, ob der zweite Schalter T2 einen sperrenden Zustand oder einen leitenden Zustand einnehmen soll.
Die Steuervorrichtung µC kann also bevorzugt über eine zur besseren Übersicht nicht in den 1 bis 4 eingezeichnete erste Signalleitung dem dritten Schalter T3 signalisieren, ob der dritte Schalter T3 einen sperrenden Zustand oder einen leitenden Zustand einnehmen soll.
Die Steuervorrichtung µC kann also bevorzugt über eine zur besseren Übersicht nicht in den 1 bis 4 eingezeichnete erste Signalleitung dem vierte Schalter T4 signalisieren, ob der vierte Schalter T4 einen sperrenden Zustand oder einen leitenden Zustand einnehmen soll.
Die Steuervorrichtung µC kann also bevorzugt über eine zur besseren Übersicht nicht in den 1 bis 4 eingezeichnete erste Signalleitung dem fünften Schalter T5 signalisieren, ob der fünfte Schalter T5 einen sperrenden Zustand oder einen leitenden Zustand einnehmen soll.
Bevorzugt legt die Steuervorrichtung µC fest, in welchem Zustand der drei Zustände bzw. der ggf. weiteren Zustände der Vorrichtung sich die vorgeschlagene Vorrichtung befindet. Bevorzugt legt die Steuervorrichtung µC in Abhängigkeit von einer Signalisierung über den Datenbus DB fest, in welchem Zustand der drei Zustände bzw. der ggf. weiteren Zustände der Vorrichtung sich die vorgeschlagene Vorrichtung wann und wie lange befindet. Bevorzugt steuert die Steuervorrichtung µC die zeitliche Abfolge der Zustände der drei Zustände und der ggf. weiteren Zustände der Vorrichtung. Bevorzugt legt die Steuervorrichtung µC auch die zeitliche Abfolge der Zustände der drei Zustände fest.
In einem ersten Zustand der drei Zustände, dem „Ladezustand“ sperrt der erste Schalter T1 und es leitet in diesem ersten Zustand der drei Zustände der zweite Schalter T2 und leitet in diesem ersten Zustand der drei Zustände der dritte Schalter T3. Die Zustände des vierten Schalters T4 und des fünften Schalters T5 sind für das Laden an sich zunächst nicht relevant. Daher ist deren Zustand im Sinne des hier vorgelegten Dokuments kein Charakteristikum für den Ladezustand. Trotzdem empfiehlt das hier vorgelegte Dokument, dem vierten Schalter T4 und dem fünften Schalter T5 einen definierten Zustand so zuzuweisen, dass bevorzugt zumindest einer der beiden Schalter T4, T5 sperrt. Dies schließt dann Störungen und Querströme im Wesentlichen in diesem Bereich der Vorrichtung aus.
In einem zweiten Zustand der drei Zustände, dem ϕ₂-Zustand, leitet der erste Schalter T1, sperrt der zweite Schalter T2, sperrt der dritte Schalter T3, leitet der vierte Schalter T4 und sperrt der fünfte Schalter T5. In diesem Zustand legt die Vorrichtung die erhöhte Spannung, die typischerweise einer in etwa um einen Faktor 2 erhöhten ersten Kondensatorspannung V_C1 des ersten Kondensators C1 entspricht, auf den Ausgangsknoten Vdrv und damit infolge der ersten kapazitiven Kopplung durch den dritten Kondensator C3 letztlich auf den Transducer-Anschlussknoten KTR.
In einem dritten Zustand der drei Zustände, dem ϕ₁-Zustand, sperrt der vierte Schalter T4 und der fünfte Schalter T5 leitet. In diesem Zustand entlädt die Vorrichtung den dritten Kondensator C3 auf Massepotenzial indem es den Ausgangsknoten Vdrv mit der Massepotenzialleitung GND verbindet. Damit steuert die Vorrichtung infolge der ersten kapazitiven Kopplung durch den dritten Kondensator C3 den Transducer-Anschlussknoten KTR mit einem negativen Verschiebungsstrom an.
Die durch dieses Dokument vorgeschlagene Vorrichtung schaltet zum Aussenden eines Ultraschallbursts in der Sendephase zwischen dem zweiten Zustand einerseits und dem dritten Zustand der Vorrichtung andererseits mit der Sendefrequenz hin und her. Hierdurch erzeugt sie eine PWM-Spannungsmodulation des Potenzials des Ausgangsknotens Vdrv der Vorrichtung und damit eine PWM-Spannungsmodulation der Spannung am Ultraschall-Transducer TR zwischen dem Transducer-Anschlussknoten KTR und dem Massepotenzial der Massepotenzialleitung GND. Die bevorzugte Tastrate dieser PWM-Spannungsmodulation ist vorzugsweise im Wesentlichen gleich 50%. Bevorzugt entspricht die Sendefrequenz in etwa der Transducer-Resonanzfrequenz des Ultraschall-Transducers TR. Bevorzugt schaltet die vorgeschlagene Vorrichtung nach dem Aussenden eines Ultraschallbursts insbesondere in der Empfangsphase zumindest zeitweise in den ersten Zustand.
Bevorzugt veranlasst bevorzugt die Steuervorrichtung µC innerhalb der Vorrichtung, dass in dem ersten Zustand der drei Zustände, dem „Ladezustand“, zusätzlich der vierte Schalter T4 sperrt und der fünfte Schalter T5 sperrt. Dies ermöglicht dem Schwingelement des Ultraschall-Transducers TR den Empfang reflektierter Ultraschallsignale, da dann der Transducer-Anschlussknoten KTR nicht mehr durch Verschiebungsströme aus dem Ausgangsknoten Vdrv der Vorrichtung belastet wird. Der Ausgangsknoten Vdrv kann dann floaten und sein Potenzial ist nicht festgelegt. Daher muss dann ein Signal des Transducers TR den dritten Kondensator C3 nicht mehr umladen. Ein Empfangsschaltkreis ES der Vorrichtung kann dann das Empfangssignal des Schwingelements des Ultraschall-Transducers TR besser erfassen. Das Empfangssignal des Schwingelements des Ultraschall-Transducers TR erscheint typischerweise als Spannungssignal zwischen dem Transducer-Anschlussknoten KTR und dem Masse-Anschluss GND des Ultraschall-Transducers TR. Signale des Ausgangsknotens Vdrv stären dann das Empfangssignal des Ultraschall-Transducers TR am Transducer-Anschlussknoten KTR nicht mehr.
Bevorzugt veranlasst die Steuervorrichtung µC innerhalb der Vorrichtung, dass in dem dritten Zustand der drei Zustände, dem ϕ₁-Zustand, der zweite Schalter T2 sperrt und der erste Schalter T1 leitet und der dritte Schalter T3 sperrt. Dies ermöglicht der Vorrichtung das gleichzeitige Laden des zweiten Kondensators C2 mit Ladungen des ersten Kondensators C1.
Zum Laden des zweiten Kondensators C2 wechselt die Vorrichtung bevorzugt beim Übergang von der Sendephase in die Empfangsphase vom zweiten Zustand oder vom dritten Zustand am Ende der Sendephase einerseits in den ersten Zustand während der Empfangsphase andererseits.
Bevorzugt erfasst die Steuervorrichtung µC der Vorrichtung die zweite Potenzialdifferenz des zweiten Knotens K2 gegenüber dem dritten Knoten K3. Typischerweise ist diese zweite Potenzialdifferenz die zweite Kondensatorspannung V_C2, die an dem zweiten Kondensator C2 anliegt. D.h. die Steuervorrichtung µC kann den Ladezustand des zweiten Kondensators C2 vorzugsweise mittels des erwähnten Analog-zu-Digitalwandlers der Steuervorrichtung µC erfassen und ggf. ein Nachladen des zweiten Kondensators C2 veranlassen, wenn dessen Ladezustand nicht ausreicht. Der Ladezustand ist dann nicht ausreichend, wenn die zweite Kondensatorspannung V_C2 über den zweiten Kondensator C2 betragsmäßig kleiner als ein zweiter Schwellwert ist. Sofern auch ein Nachladen des zweiten Kondensators C2 nicht erfolgreich ist und die zweite Kondensatorspannung V_C2 betragsmäßig einen zweiten Schwellwert auch nach einem ein oder mehrmaligen Nachladen weiterhin unterschreitet, kann die Steuervorrichtung µC auf einen Fehler des zweiten Kondensators C2 schließen und/oder auf einen Fehler der ggf. relevanten Peripherie schließen. In dem Fall signalisiert die Steuervorrichtung µC typischerweise über den Datenbus DB diesen Fehler an eine übergeordnete Einheit, beispielsweise ein Steuergerät eines Fahrzeugs. Die Vorrichtung wechselt bevorzugt zum Laden des zweiten Kondensators C2 vom zweiten Zustand oder dritten Zustand in den ersten Zustand, wenn der Betrag der erfassten Potenzialdifferenz der zweiten Kondensatorspannung V_C2 des zweiten Kondensators C2 zu gering, also kleiner als der zweite Schwellwert ist. Hierdurch kann die Vorrichtung z.B. kalte Lötstellen an dem zweiten Kondensator C2, gebrochene Leiterbahnen zum zweiten Kondensator C2 und/oder einen fehlenden zweiten Kondensator C2 detektieren. Hierdurch kann der Ultraschallsensor in sicherheitsrelevanten Anwendungen eingesetzt werden, die das Erkennen dieser Fehler erfordern.
Bevorzugt erfasst die Steuervorrichtung µC der Vorrichtung die erste Potenzialdifferenz des ersten Knotens K1 gegenüber dem Potenzial der Massepotenzialleitung GND. Typischerweise ist diese erste Potenzialdifferenz die erste Kondensatorspannung V_C1, die an dem ersten Kondensator C1 anliegt. D.h. die Steuervorrichtung µC kann den Ladezustand des ersten Kondensators C1 mittels des erwähnten Analog-zu-Digitalwandlers der Steuervorrichtung µC erfassen und ggf. ein Nachladen des ersten Kondensators C1 durch Änderung von Betriebsparametern der Spannungsquelle CP veranlassen, wenn dessen Ladezustand nicht ausreicht. Der Ladezustand ist dann nicht ausreichend, wenn die erste Kondensatorspannung V_C1 über den ersten Kondensator C1 betragsmäßig kleiner als ein erster Schwellwert ist. Sofern auch ein Nachladen des ersten Kondensators C1 nicht erfolgreich ist und die erste Kondensatorspannung V_C1 betragsmäßig einen ersten Schwellwert auch nach einem ein oder mehrmaligen Nachladen weiterhin unterschreitet, kann die Steuervorrichtung µC auf einen Fehler des ersten Kondensators C1 schließen und/oder auf einen Fehler der ggf. relevanten Peripherie schließen. In dem Fall signalisiert die Steuervorrichtung µC typischerweise über einen Datenbus DB diesen Fehler an eine übergeordnete Einheit, beispielsweise ein Steuergerät eines Fahrzeugs. Hierdurch kann die Vorrichtung z.B. kalte Lötstellen an dem ersten Kondensator C1, gebrochene Leiterbahnen zum ersten Kondensator C1 und/oder einen fehlenden ersten Kondensator C1 detektieren. Hierdurch kann der Ultraschallsensor in sicherheitsrelevanten Anwendungen eingesetzt werden, die das Erkennen dieser Fehler erfordern.
Wie oben beschrieben, führt ein Laden des zweiten Kondensators C2 durch den ersten Kondensator C1 zu einer Ladungsteilung zwischen dem ersten Kondensator C1 und dem zweiten Kondensator C2. Damit die erste Kondensatorspannung V_C1 des ersten Kondensators C1 und damit auch die nach dem Laden des zweiten Kondensators C2 feststellbare zweite Kondensatorspannung V_C2 des zweiten Kondensators C2 betragsmäßig nicht zu gering werden, ist es sinnvoll, wenn der erste Kapazitätswert des ersten Kondensators C1 signifikant größer als der zweite Kapazitätswert des zweiten Kondensators C2 ist. In dem Fall verbleibt nach einem Ladevorgang des zweiten Kondensators C2 die Majorität der Ladungen auf dem ersten Kondensator C1, sodass sich die erste Kondensatorspannung V_C1 über den ersten Kondensator C1 nur unwesentlich ändert. Bevorzugt ergibt daher der Betrag des Kapazitätswerts des ersten Kondensators C1 geteilt durch den Betrag des Kapazitätswerts des zweiten Kondensators C2 einen Wert, der bevorzugt größer 2 und/oder besser größer 3 und/oder besser größer 5 und/oder besser größer 10 und/oder besser größer 20 und/oder besser größer 30 und/oder besser größer 50 und/oder besser größer 100 ist. Besonders bevorzugt ergibt der Betrag des Kapazitätswerts des ersten Kondensators C1 geteilt durch den Betrag des Kapazitätswerts des zweiten Kondensators C2 einen Wert in etwa 10 oder mehr beträgt.
Wird der vierte Schalter T4 leitend, so fließt ein Ladungsstrom vom zweiten Kondensator C2 auf den dritten Kondensators C3 ab, was den zweiten Kondensator C2 geringfügig entlädt. Um diesen Ladungsverlust und damit Kondensatorspannungsverlust des zweiten Kondensators C2 gering zu halten, ist es sinnvoll, wenn wiederum der dritte Kapazitätswert des dritten Kondensators C3 möglichst klein gegenüber dem zweiten Kapazitätswert des zweiten Kondensators C2 ist. Bevorzugt ergibt daher der Betrag des zweiten Kapazitätswerts des zweiten Kondensators C2 geteilt durch den Betrag des dritten Kapazitätswerts des dritten Kondensators C3 einen Wert, der bevorzugt größer 5 und/oder besser größer 10 und/oder besser größer 20 und/oder besser größer 30 und/oder besser größer 50 und/oder besser größer 100 ist. Besonders bevorzugt ergibt der Betrag des zweiten Kapazitätswerts des zweiten Kondensators C2 geteilt durch den Betrag des dritten Kapazitätswerts des dritten Kondensators C3 einen Wert von im Wesentlichen 20 oder mehr ist.
Um nun ein reflektiertes Ultraschallsignal empfangen zu können, weist die Vorrichtung bevorzugt einen Empfangsschaltkreis ES auf. Der erste Zustand ist bevorzugt gleichzeitig auch ein Empfangszustand, bei dem der vierte Schalter T4 sperrt und der fünfte Schalter T5 sperrt und der Empfangsschaltkreis ES das Signal am Transducer-Anschlussknoten KTR erfasst. Die Vorrichtung nimmt bevorzugt den ersten Zustand in der Empfangsphase ein. Der Empfangsschaltkreis ES erzeugt dann in Abhängigkeit von dem Signal am Transducer-Anschlussknoten KTR ein Empfangssignal RX.
Die hier vorgeschlagene Vorrichtung führt somit ein Verfahren zum Bertreiben eines Ultraschalltransducers TR aus. Ein erster Schritt betrifft das Erzeugen einer erhöhten Spannung aus einer Betriebsspannung Vbat und das Laden des ersten Kondensators C1 auf eine erste Kondensatorspannung V_C1 mit Hilfe dieser gegenüber der Betriebsspannung Vbat typischerweise erhöhten Spannung. Ein zweiter Schritt betrifft das Laden des zweiten Kondensators C2 mit Hilfe des ersten Kondensators C1 auf eine zweite Kondensatorspannung V_C2 in einer Empfangsphase. Ein dritter Schritt betrifft das Addieren der zweiten Kondensatorspannung V_C2 zur ersten Kondensatorspannung V_C1 zum Erreichen einer erhöhten Ansteuerspannung während einer Sendephase. Ein vierter Schritt betrifft das Erzeugen eines PWM-modulierten Signals am Transducer-Anschlussknoten KTR des Ultraschalltransducers TR mittels einer ersten kapazitiven Kopplung, insbesondere durch einen dritten Kondensator C3, während der Sendephase. Dabei erfolgt die PWM-Modulation des Signals am Transducer-Anschlussknoten KTR des Ultraschalltransducers TR durch abwechselndes erstes kapazitives Koppeln a) der erhöhten Ansteuerspannung in ersten Zeiträumen der Sendephase und b) des Bezugspotenzials GND in zweiten Zeiträumen der Sendephase einerseits mit dem Signal am Transducer-Anschlussknoten KTR des Ultraschalltransducers TR andererseits. Dabei sind die ersten Zeiträume von den zweiten Zeiträumen verschieden und überlappen sich nicht. Die ersten und zweiten Zeiträume wechseln sich während der Sendephase des Ultraschall-Transducers TR ab.
Bevorzugt umfasst das Verfahren das Erfassen des Signals am Transducer-Anschlussknoten KTR, insbesondere durch einen Empfangsschaltkreis ES, zumindest zeitweise während einer Empfangsphase insbesondere mittels einer zweiten kapazitiven Kopplung, insbesondere über einen ersten Koppelkondensator C_K1 und insbesondere über einen zweiten Koppelkondensator C_K2, und das Erzeugen eines Empfangssignals RX in Abhängigkeit von dem Signal am Transducer-Anschlussknoten KTR, insbesondere durch den Empfangsschaltkreis ES, zumindest zeitweise während der Empfangsphase. Des Weiteren umfasst das Verfahren bevorzugt das Unterbinden der ersten kapazitiven Kopplung des Transducer-Anschlussknotens KTR des Ultraschalltransducers TR an eine Spannungsquelle und/oder an den zweiten Kondensator C2 und/oder an die erhöhte Ansteuerspannung zumindest zeitweise während des Empfangsphase.
Zusammenfassen offenbart die hier vorgestellte technische Lehre also eine Vorrichtung zum Bertreiben eines Ultraschalltransducers TR umfassend erste Mittel CP zum Erzeugen einer erhöhten Spannung aus einer Betriebsspannung Vbat und zum Laden eines ersten Kondensators C1 auf eine erste Kondensatorspannung V_C1. Dabei entspricht die erste Kondensatorspannung V_C1 an dem ersten Kondensator C1 typischerweise der erhöhten Spannung. Bevorzugt umfasst die vorgeschlagene Vorrichtung zweite Mittel T2, T3 zum Laden eines zweiten Kondensators C2 mit Hilfe des ersten Kondensators C1 auf eine zweite Kondensatorspannung V_C2 während einer Empfangsphase. Des Weiteren umfasst die vorgeschlagene Vorrichtung bevorzugt dritte Mittel T1 zum Addieren der zweiten Kondensatorspannung V_C2 zur ersten Kondensatorspannung V_C1 zum Erreichen einer erhöhten Ansteuerspannung während einer Sendephase. Außerdem umfasst bevorzugt die vorgeschlagene Vorrichtung vierte Mittel T4, C3 zum zweitweisen kapazitiven Koppeln der erhöhten Ansteuerspannung mit dem Transducer-Anschlussknoten KTR des Ultraschalltransducers TR während einer Sendephase. Schließlich umfasst die vorgeschlagene Vorrichtung bevorzugt fünfte Mittel T5, C3 zum zweitweisen kapazitiven Koppeln eines Bezugspotenzials GND mit dem Transducer-Anschlussknoten KTR des Ultraschalltransducers TR während einer Sendephase, wobei das Koppeln durch die vierten Mittel T4, C3 bevorzugt alternierend mit dem Koppeln durch die fünften Mittel T5, C3 während einer Sendephase erfolgt. Hierdurch ergibt sich eine PWM-Ansteuerung des Ultraschall-Transducers TR in der Sendephase. Die PWM-Anasteuerung erfolgt typischerweise mit einer PWM-Frequenz.
Bevorzugt umfasst die vorgeschlagene Vorrichtung einen der Empfangsschaltkreis ES, der das Signal am Transducer-Anschlussknoten KTR zumindest zeitweise während einer Empfangsphase insbesondere mittels einer zweiten kapazitiven Kopplung, insbesondere über einen ersten Koppelkondensator C_K1 und insbesondere über einen zweiten Koppelkondensator C_K2, erfasst, und der in Abhängigkeit von dem Signal am Transducer-Anschlussknoten KTR zumindest zeitweise während der Empfangsphase ein Empfangssignal RX erzeugt. Dabei unterbinden bevorzugt die vierten Mittel T4, C3 und die fünften Mittel T5, C3 die erste kapazitive Kopplung des Transducer-Anschlussknotens KTR des Ultraschalltransducers TR an eine Spannungsquelle und/oder an die zweite Kapazität C2 und/oder an die erhöhte Ansteuerspannung zumindest zeitweise während der Empfangsphase.
Vorteil
Ein solche Vorrichtung ermöglicht zumindest in einigen Realisierungen die Erzeugung eines erhöhten Schalldrucks durch den Ultraschall-Transducer TR und damit eine erhöhte Messreichweite der vorschlagsgemäßen Vorrichtung ohne bei Realisierung als CMOS-Schaltung durch ein gegenüber dem Substratpotenzial zu negatives Signalpotenzial begrenzt zu werden. Die Vorteile sind hierauf aber nicht beschränkt.
Die weiteren Vorteile der hier offengelegten vorgeschlagenen Vorrichtung sind:

• Die Vorrichtung benötigt einen Anschluss weiniger und weist trotzdem einen quasisymmetrischen Eingang auf.
• Das Rauschen der Mittenspannung Vmid wird gefiltert. Im Stand der Technik benötigt eine rauscharme Erzeugung der Mittenspannung Vmid viel elektrische Energie. Das Signal der Mittenspannung Vmid erläutert der weiter unten folgende Abschnitt dieses Dokuments, der die 5 dieses Dokuments beschreibt.

Die hier vorgeschlagene Vorrichtung kann in allen zukünftigen mikroelektronischen Schaltungen für die Ansteuerung von Ultraschall-Transducern im Bereich der Fahrerassistenzsysteme eingesetzt werden. Die Vorrichtung eignet sich besonders für sogenannte Direct-Drive-Ansteuerungen der Ultraschall-Transducer, wenn der Ultraschallsensor keinen Übertrager (Transformator) aufweisen soll.
Die hier vorgestellte Vorrichtung kann insgesamt eine größere Spannung am Ultraschall-Transducer TR erzeugen und damit eine größere Reichweite erreichen. Hierdurch steigt nämlich der Schalldruck (Sound Pressure Level) und damit die Messreichweite.
Figurenliste

1 zeigt schematisch vereinfacht die wesentlichen Komponenten der vorschlagsgemäßen Vorrichtung.
2 entspricht der 1, wobei zur Darstellung des ersten Zustands, des Ladezustands, in dem der erste Kondensator C1 den zweiten Kondensator C2 lädt, mit fetten Pfeilen die Verschiebungsströme über die leitenden Schalter T2 und T3 hinweg eingezeichnet sind.
3 entspricht der 1, wobei zur Darstellung des zweiten Zustands ϕ₂, in dem der erste Kondensator C1 und der zweite Kondensator C2 eine erhöhte Ausgangsspannung am Ausgangsknoten Vdrv erzeugen.
4 entspricht der 1, wobei zur Darstellung des dritten Zustands ϕ₃, in dem der Ausgangsknoten Vdrv auf Masse GND gelegt wird.

Beschreibung der Figuren
Figur 1
1 zeigt schematisch vereinfacht die wesentlichen Komponenten der vorschlagsgemäßen Vorrichtung. Eine Spanungsquelle CP in Form einer Ladungspumpe (Englisch: Charge-Pump) erzeugt aus einer Betriebsspannung Vbat auf einer Betriebsspannungsleitung eine erste Kondensatorspannung V_C1. Die Spanungsquelle CP lädt einen ersten Kondensator C1 mit der ersten Kondensatorspannung V_C1.
Eine H-Brücke aus den Schaltern T1, T2, T3, T4, T5 kann in der Ladephase den zweiten Kondensator C2 parallel zum ersten Kondensator C1 schalten, wodurch Teile der elektrischen Ladung des ersten Kondensators C1 auf den zweiten Kondensator C2 überwechseln. Bevorzugt sperren der vierte Schalter T4 und der fünfte Schalter T5 in dieser Ladephase. Die Ladephase ist bevorzugt identisch mit der Empfangsphase - auch Messphase genannt. Der Zustand der Vorrichtung in der Ladephase entspricht im Sinne des hier vorgelegten Dokuments einem ersten Zustand der Vorrichtung.
In dem zweiten Zustand der Vorrichtung kann die H-Brücke den ersten Kondensator C1 und den zweiten Kondensator C2 kaskadieren, sodass sich am Transducer-Anschlussknoten KTR in etwa die doppelte erste Kondensatorspannung V_C1 im Vergleich zur ersten Kondensatorspannung V_C1, die über den ersten Kondensator C1 abfällt, gegenüber dem Massepotenzial der Massepotenzialleitung GND ergibt.
In einem dritten Zustand kann die H-Brücke über den fünften Schalter T5 das Potenzial des Transducer-Anschlussknotens KTR auf das Massepotenzial der Massepotenzialleitung GND zwingen.
In einer Empfangsphase sind der vierte Schalter T4 und der fünfte Schalter T5 bevorzugt sperrend.
In der Sendephase schaltet die Vorrichtung mit der Ultraschallsendefrequenz bevorzugt zwischen dem zweiten Zustand und dem dritten Zustand hin und her.
Figur 2
2 entspricht der 1, wobei zur Darstellung des ersten Zustands, des Ladezustands, in dem der erste Kondensator C1 den zweiten Kondensator C2 lädt, mit fetten Pfeilen die Verschiebungsströme über die leitenden Schalter T2 und T3 hinweg eingezeichnet sind.
Figur 3
3 entspricht der 1, wobei zur Darstellung des zweiten Zustands ϕ₂, in dem der erste Kondensator C1 und der zweite Kondensator C2 eine erhöhte Ausgangsspannung am Ausgangsknoten Vdrv erzeugen. Die fetten Pfeile markieren den leitenden Zustand des ersten Schalters T1 und den leitenden Zustand des vierten Schalters T4. In dem Beispiel der 3 sin der zweite Schalter T2 und der dritte Schalter T3 und der fünfte Schalter T5 im sperrenden Zustand.
Figur 4
4 entspricht der 1, wobei zur Darstellung des dritten Zustands ϕ₃, in dem der Ausgangsknoten Vdrv auf Masse GND gelegt wird. Die fetten Pfeile markieren den leitenden Zustand des ersten Schalters T1 und den leitenden Zustand des fünften Schalters T4. In dem Beispiel der 3 sin der zweite Schalter T2 und der dritte Schalter T3 und der vierte Schalter T4 im sperrenden Zustand.
Figur 5
5 zeigt einen anderen Teil der Ultraschallsensorelektronik zur Verdeutlichung. Bis auf den Ausgangsknoten Vdrv, den dritten Kondensator C3, dem externen Dämpfungswiderstand R1 und den Ultraschalltransducer TR sind zur Vereinfachung der Darstellung die anderen Komponenten der 1 weggelassen. Der Leser kann diese Komponenten der 1 als vorhanden annehmen. Ihr Vorhandensein wird ausdrücklich mitbeansprucht und gilt als mitoffenbart. Ein erster Koppelkondensator C_k1 und ein zweiter Koppelkondensator C_k2 entkoppeln die Gleichspannungspotenziale des Masseknotens GND und des Transducer-Anschlussknotens KTR von deren Wechselspannungsanteilen. Der erste Koppelkondensator C_k1 ist hierfür mit seinem ersten Anschluss mit dem Transducer-Anschlussknoten KTR verbunden. Der erste Koppelkondensator C_k1 ist hierfür mit seinem zweiten Anschluss mit dem ersten internen Konten Kin verbunden. In dem Beispiel der 5 ist der erste interne Knoten Kin mit einer Überspannungsschutzschaltung OVP verbunden. Die Überspannungsschutzschaltung OVP dient dazu, transiente Überspannungssignale auf dem Transducer-Anschlussknoten KTR daran zu hindern, in die mikrointegrierte Schaltung IC einzudringen. D.h. für den Normalbetrieb ohne eine transiente Überspannung auf dem Transducer-Anschlussknoten KTR kann die Überspannungsschutzschaltung OVP als funktionslose Drahtbrücke ersatzweise betrachtet werden. Das bedeutet, dass in einem solchen Normalbetrieb das Signal auf dem zweiten internen Knoten Kin2 im Wesentlichen dem Signal auf dem ersten internen Knoten Kin entspricht. Eine Serienschaltung aus dem Dämpfungswiderstand R_Dp im Empfangspfad des Empfangsschaltkreis ES und der Induktivität L im Empfangspfad des Empfangsschaltkreis ES erzeugt aus dem Signal auf dem zweiten internen Knoten Kin2 das Mittenspannungssignal Vmid. Typischerweise ist diese Induktivität L keine echte Induktivität L. Vielmehr emuliert bevorzugt eine aktive mikroelektronische Teilschaltung der mikrointegrierten Schaltung IC diese Induktivität L im Empfangspfad des Empfangsschaltkreis ES. Typischerweise ist der Dämpfungswiderstand R_Dp kein ohmscher Widerstand im engeren Sinne. Vielmehr emuliert bevorzugt eine aktive mikroelektronische Teilschaltung der mikrointegrierten Schaltung IC diesen Dämpfungswiderstand R_Dp im Empfangspfad des Empfangsschaltkreis ES. Bei der Induktivität im Empfangspfad des Empfangsschaltkreis ES handelt es sich also um eine Teilschaltung, deren Kleinsignalverhalten im relevanten Betriebsparameterbereich sich wie eine Induktivität verhält. Das Mittenspannungssignal Vmid ist bevorzugt im Wesentlichen ein Gleichspannungssignal, dessen Spannungswert seines Pegels typischerweise im Bereich des halben Spannungsamplitudenwerts des Wechselspannungssignals auf dem Transducer-Anschlussknoten KTR liegt. Der zweite Koppelkondensator C_k2 im Empfangspfad des Empfangsschaltkreises ES koppelt das Mittenspannungssignal Vmid kapazitiv an das Bezugspotenzial der Bezugspotenzialleitung GND, was sicherstellt, dass das Mittenspannungssignal Vmid im Wesentlichen ein Gleichspannungssignal ist. Ein Komparator CMP vergleicht das Signal auf dem zweiten internen Konten Kin2 mit dem Mittenspannungssignal Vmid und erzeugt daraus das Empfangssignal RX, dass dann weitere Vorrichtungsteile der mikrointegrierten Schaltung IC weiterverarbeiten. Bevorzugt kann die Steuervorrichtung µC die durch diese weiteren Vorrichtungsteile der mikrointegrierten Schaltung weiterverarbeiteten Ultraschallechoinformationen an ein übergeordnetes System über den Datenbus DB übermitteln.
Sonstiges
Die obige Beschreibung erhebt keinen Anspruch auf Vollständigkeit und beschränkt diese Offenbarung nicht auf die gezeigten Beispiele. Andere Variationen zu den offengelegten Beispielen können von denjenigen, die über gewöhnliche Fachkenntnisse auf dem Gebiet verfügen, anhand der Zeichnungen, der Offenbarung und der Ansprüche verstanden und ausgeführt werden. Die unbestimmten Artikel „ein“ oder „eine“ und dessen Flexionen schließen eine Vielzahl nicht aus, während die Erwähnung einer bestimmten Anzahl von Elementen nicht die Möglichkeit ausschließt, dass mehr oder weniger Elemente vorhanden sind. Eine einzige Einheit kann die Funktionen mehrerer in der Offenbarung genannter Elemente erfüllen, und umgekehrt können mehrere Elemente die Funktion einer Einheit erfüllen. Zahlreiche Alternativen, Äquivalente, Variationen und Kombinationen sind möglich, ohne dass der Anwendungsbereich der vorliegenden Offenbarung verlassen wird. Soweit nichts anders angegeben ist, können sämtliche Merkmale der vorliegenden Erfindung frei miteinander kombiniert werden. Dies betrifft die gesamte hier vorgelegte Schrift. Auch die in der Figurenbeschreibung beschriebenen Merkmale können, soweit nichts anderes angegeben ist, als Merkmale der Erfindung frei mit den übrigen Merkmalen kombiniert werden. Eine Beschränkung einzelner Merkmale der Ausführungsbeispiele auf die Kombination mit anderen Merkmalen der Ausführungsbeispiele ist dabei ausdrücklich nicht vorgesehen. Außerdem können gegenständliche Merkmale der Vorrichtung umformuliert auch als Verfahrensmerkmale Verwendung finden und Verfahrensmerkmale umformuliert als gegenständliche Merkmale der Vorrichtung. Eine solche Umformulierung ist somit automatisch mit offenbart.
In der vorausgehenden detaillierten Beschreibung wird auf die beigefügten Zeichnungen verwiesen. Die Beispiele in der Beschreibung und den Zeichnungen sollten als illustrativ betrachtet werden und sind nicht als einschränkend für das beschriebene spezifische Beispiel oder Element zu betrachten. Aus der vorausgehenden Beschreibung und/oder den Zeichnungen und/oder den Ansprüchen können durch Abänderung, Kombination oder Variation bestimmter Elemente mehrere Beispiele abgeleitet werden. Darüber hinaus können Beispiele oder Elemente, die nicht wörtlich beschrieben sind, von einer fachkundigen Person aus der Beschreibung und/oder den Zeichnungen abgeleitet werden.
Bezugszeichenliste

C1: erster Kondensator;
C2: zweiter Kondensator;
C3: dritter Kondensator;
CK1: erster Koppelkondensator im Empfangspfad des Empfangsschaltkreises ES;
CK2: zweiter Koppelkondensator im Empfangspfad des Empfangsschaltkreises ES;
CMP: Komparator;
CP: Spannungsquelle. Die Spannungsquelle ist bevorzugt eine Ladungspumpe (Englisch: Charge-Pump);
DB: Datenbus. Der Datenbus kann beispielsweise ein Lin-Datenbus oder ein DSI3-Datenbus oder ein PSI5-Datenbus oder ein anderer geeigneter Datenbus sein;
ES: Empfangsschaltkreis;
GND: Massepotenzialleitung auf Massepotenzial;
IC: mikrointegrierte Schaltung;
K1: erster Knoten;
K2: zweiter Knoten;
K3: dritter Knoten;
Kin: erster interner Konten im Empfangspfad des Empfangsschaltkreises ES;
Kin2: zweiter interner Konten im Empfangspfad des Empfangsschaltkreises ES;
KTR: Transducer-Anschlussknoten;
L: Induktivität im Empfangspfad des Empfangsschaltkreis ES. Eine aktive mikroelektronische Teilschaltung der mikrointegrierten Schaltung IC emuliert vorzugsweise die Induktivität im Empfangspfad des Empfangsschaltkreis ES. Bei der Induktivität im Empfangspfad des Empfangsschaltkreis ES handelt es sich also bevorzugt um eine Teilschaltung, deren Kleinsignalverhalten im relevanten Betriebsparameterbereich sich wie eine Induktivität verhält;
µC: Steuervorrichtung. Bei der Steuervorrichtung kann es sich beispielsweise und einen Mikro-Controller oder eine andere funktionsäquivalente Rechnereinheit handeln. Beispielsweise kann es sich um einen ARM-Controller handeln. In bestimmten Fällen kann die Steuervorrichtung auch ein endlicher Automat (Englisch: Finte-State-Machine) sein oder einen endlichen Automaten (Englisch: Finte-State-Machine) umfassen. Im Sinne des hier vorgelegten Dokuments ergänzt bevorzugt ein Analog-zu-Digital-Wandler die Steuervorrichtung µC;
OVP: Überspannungsschutzschaltung;
P1: erster Anschluss der mikrointegrierten Schaltung IC;
P2: zweiter Anschluss der mikrointegrierten Schaltung IC;
P3: dritter Anschluss der mikrointegrierten Schaltung IC;
P4: vierter Anschluss der mikrointegrierten Schaltung IC;
P5: fünfter Anschluss der mikrointegrierten Schaltung IC;
P6: sechster Anschluss der mikrointegrierten Schaltung IC;
R1: externer Dämpfungswiderstand;
Rdp: Dämpfungswiderstand im Empfangspfad des Empfangsschaltkreis ES;
RX: Empfangssignal;
T1: erster Schalter;
T2: zweiter Schalter;
T3: dritter Schalter;
T4: vierter Schalter;
T5: fünfter Schalter;
TR: Ultraschall-Transducer;
Vbat: Betriebsspannung;
VC1: erste Kapazitätsspannung, die über die erste Kapazität C1 abfällt.
VC2: zweite Kapazitätsspannung, die über die zweite Kapazität C2 abfällt.
Vdrv: Ausgangsknoten;
Vmid: Mittenspannungssignal;

Claims

Vorrichtung zur Ansteuerung eines Ultraschalltransducers (TR), wobei die Vorrichtung eine Steuervorrichtung (µC) umfasst und wobei die Vorrichtung einen ersten Schalter (T1) umfasst und wobei die Vorrichtung einen zweiten Schalter (T2) umfasst und wobei die Vorrichtung einen dritten Schalter (T3) umfasst und wobei die Vorrichtung einen vierten Schalter (T4) umfasst und wobei die Vorrichtung einen fünften Schalter (T5) umfasst und wobei die Vorrichtung eine Spannungsquelle (CP) umfasst und wobei die Vorrichtung einen ersten Kondensator (C1) umfasst und wobei die Vorrichtung einen zweiten Kondensator (C2) umfasst und wobei die Vorrichtung einen dritten Kondensator (C3) umfasst und wobei die Vorrichtung einen ersten Knoten (K1) aufweist und wobei die Vorrichtung einen zweiten Knoten (K2) aufweist und wobei die Vorrichtung einen dritten Knoten (K3) aufweist und wobei die Vorrichtung einen Ausgangsknoten (Vdrv) aufweist und wobei die Vorrichtung einen Transducer-Anschlussknoten (KTR) aufweist und wobei die Vorrichtung einen ersten Widerstand (R1) aufweist und wobei der erste Schalter (T1) einen ersten Anschluss und einen zweiten Anschluss und einen Steueranschluss aufweist und wobei der zweite Schalter (T2) einen ersten Anschluss und einen zweiten Anschluss und einen Steueranschluss aufweist und wobei der dritte Schalter (T3) einen ersten Anschluss und einen zweiten Anschluss und einen Steueranschluss aufweist und wobei der vierte Schalter (T4) einen ersten Anschluss und einen zweiten Anschluss und einen Steueranschluss aufweist und wobei der fünfte Schalter (T5) einen ersten Anschluss und einen zweiten Anschluss und einen Steueranschluss aufweist und wobei die Steuervorrichtung (µC) den jeweiligen Schaltzustand des jeweiligen Schalters der Schalter (T1 bis T5) über eine jeweilige Steuerleitung und den jeweiligen Steueranschluss dieses jeweiligen Schalters der Schalter (T1 bis T5) steuert und wobei der Transducer (TR) mit einem ersten Anschluss mit dem Transducer-Anschlussknoten (KTR) verbunden ist und wobei der Transducer (TR) mit einem zweiten Anschluss mit einer Massepotenzialleitung (GND) verbunden ist und wobei der erste Widerstand (R1) mit einem ersten Anschluss mit dem Transducer-Anschlussknoten (KTR) verbunden ist und wobei der erste Widerstand (R1) mit einem zweiten Anschluss mit der Massepotenzialleitung (GND) verbunden ist und wobei der dritte Kondensator (C3) mit einem ersten Anschluss mit dem Transducer-Anschlussknoten (KTR) verbunden ist und wobei der dritte Kondensator (C3) mit einem zweiten Anschluss mit dem Ausgangsknoten (Vdrv) verbunden ist und wobei der fünfte Schalter (T5) mit einem ersten Anschluss mit dem Ausgangsknoten (Vdrv) verbunden ist und wobei der fünfte Schalter (T5) mit einem zweiten Anschluss mit der Massepotenzialleitung (GND) verbunden ist und wobei der vierte Schalter (T4) mit einem zweiten Anschluss mit dem Ausgangsknoten (Vdrv) verbunden ist und wobei der vierte Schalter (T4) mit einem ersten Anschluss mit dem zweiten Knoten (K2) verbunden ist und wobei der zweite Schalter (T2) mit einem zweiten Anschluss mit dem zweiten Knoten (K2) verbunden ist und wobei der zweite Schalter (T2) mit einem ersten Anschluss mit dem ersten Knoten (K1) verbunden ist und wobei der erste Schalter (T1) mit einem ersten Anschluss mit dem ersten Knoten (K1) verbunden ist und wobei der erste Schalter (T1) mit einem zweiten Anschluss mit dem dritten Knoten (K3) verbunden ist und wobei der dritte Schalter (T3) mit einem ersten Anschluss mit dem dritten Knoten (K3) verbunden ist und wobei der dritte Schalter (T3) mit einem zweiten Anschluss mit der Massepotenzialleitung (GND) verbunden ist und wobei der erste Kondensator (C1) mit dem einen ersten Anschluss mit dem ersten Knoten (K1) verbunden ist und wobei der erste Kondensator (C1) mit dem einen zweiten Anschluss mit der Massepotenzialleitung (GND) verbunden ist und wobei der zweite Kondensator (C2) mit dem einen ersten Anschluss mit dem zweiten Knoten (K2) verbunden ist und wobei der zweite Kondensator (C2) mit dem einen zweiten Anschluss mit dem dritten Knoten (K3) verbunden ist und wobei die Spannungsquelle (CP) mit dem ersten Knoten (K1) zumindest zeitweise verbunden ist und wobei die Spannungsquelle (CP) den ersten Kondensator (C1) zumindest zeitweise mit einem Ladestrom lädt und wobei die Vorrichtung zumindest drei Zustände einnehmen kann und wobei in einem ersten Zustand der drei Zustände, dem „Ladezustand“ - der erste Schalter (T1) sperrt und - der zweite Schalter (T2) leitet und - der dritte Schalter (T3) leitet und wobei in einem zweiten Zustand der drei Zustände, dem ϕ₂-Zustand, - der erste Schalter (T1) leitet und - der zweite Schalter (T2) sperrt und - der dritte Schalter (T3) sperrt und - der vierte Schalter (T4) leitet und - der fünfte Schalter (T5) sperrt und wobei in einem dritten Zustand der drei Zustände, dem ϕ₁-Zustand, - der vierte Schalter (T4) sperrt und - der fünfte Schalter (T5) leitet und wobei die Vorrichtung zum Aussenden eines Ultraschallbursts zwischen dem zweiten Zustand einerseits und dem dritten Zustand andererseits mit der Sendefrequenz hin und her schaltet und wobei die Vorrichtung nach dem Aussenden eines Ultraschallbursts zumindest zeitweise in den ersten Zustand schaltet.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei in dem ersten Zustand der drei Zustände, dem „Ladezustand“ - der vierte Schalter (T4) sperrt und - der fünfte Schalter (T5) sperrt.
Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, wobei in dem dritten Zustand der drei Zustände, dem ϕ₁-Zustand, - der zweite Schalter (T2) sperrt und - der erste Schalter (T1) leitet. - der dritte Schalter (T3) sperrt.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei die Vorrichtung zum Laden des zweiten Kondensators (C2) vom zweiten Zustand oder vom dritten Zustand in den ersten Zustand wechselt.
Vorrichtung nach Anspruch 4, wobei die Vorrichtung die Potenzialdifferenz des zweiten Knotens (K2) gegenüber dem dritten Knoten (k3), insbesondere die zweite Kondensatorspannung (V_C2) des zweiten Kondensators (C2), erfasst und wobei die Vorrichtung zum Laden des zweiten Kondensators (C2) vom zweiten Zustand oder dritten Zustand in den ersten Zustand wechselt, wenn der Betrag der erfassten Potenzialdifferenz zu gering ist und unter einem Schwellwert liegt.
Vorrichtung nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 5, wobei der Betrag des Kapazitätswerts des ersten Kondensators (C1) geteilt durch den Betrag des Kapazitätswerts des zweiten Kondensators (C2) einen Wert größer 2 und/oder größer 3 und/oder größer 5 und/oder größer 10 und/oder größer 20 und/oder größer 30 und/oder größer 50 und/oder größer 100 ergibt.
Vorrichtung nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 6, wobei der Betrag des Kapazitätswerts des zweiten Kondensators (C2) geteilt durch den Betrag des Kapazitätswerts des dritten Kondensators (C3) einen Wert größer 5 und/oder größer 10 und/oder größer 20 und/oder größer 30 und/oder größer 50 und/oder größer 100 ergibt.
Vorrichtung nach einem oder mehreren der Ansprüche 2 bis 7 und nach Anspruch 2, wobei die Vorrichtung einen Empfangsschaltkreis (ES) aufweist und wobei der erste Zustand ein Empfangszustand ist, bei dem - der vierte Schalter (T4) sperrt und - der fünfte Schalter (T5) sperrt und - der Empfangsschaltkreis (ES) das Signal am Transducer-Anschlussknoten (KTR) erfasst und - der Empfangsschaltkreis (ES) in Abhängigkeit von dem erfassten Signal am Transducer-Anschlussknoten (KTR) ein Empfangssignal (RX) erzeugt.
Verfahren zum Betreiben eines Ultraschalltransducers (TR) mit den Schritten: Erzeugen einer erhöhten Spannung aus einer Betriebsspannung (Vbat) und Laden eines ersten Kondensators (C1) auf eine erste Kondensatorspannung (V_C1) mit Hilfe dieser erhöhten Spannung; Laden eines zweiten Kondensators (C2) mit Hilfe des ersten Kondensators (C1) auf eine zweite Kondensatorspannung (V_C2) in einer Empfangsphase; Addieren der zweiten Kondensatorspannung (V_C2) zur ersten Kondensatorspannung (V_C1) zum Erreichen einer erhöhten Ansteuerspannung in einer Sendephase; Erzeugen eines PWM-modulierten Signals am Transducer-Anschlussknoten (KTR) des Ultraschalltransducers (TR) mittels einer ersten kapazitiven Kopplung, insbesondere durch einen dritten Kondensator (C3), in der Sendephase, wobei die PWM-Modulation des Signals am Transducer-Anschlussknoten (KTR) des Ultraschalltransducers (TR) durch abwechselndes erstes kapazitives Koppeln der erhöhten Ansteuerspannung in ersten Zeiträumen und eines Bezugspotenzials (GND) in zweiten Zeiträumen mit dem Signal am Transducer-Anschlussknoten (KTR) des Ultraschalltransducers (TR) erfolgt und wobei die ersten Zeiträume von den zweiten Zeiträumen verschieden sind und sich nicht überlappen und wobei die ersten und zweiten Zeiträume sich während der Sendephase, in der der Ultraschall-Transducer (TR) eine Schallwelle abstrahlt, abwechseln.
Verfahren nach Anspruch 9 umfassend die Schritte Erfassen des Signals am Transducer-Anschlussknoten (KTR) zumindest zeitweise während einer Empfangsphase insbesondere mittels einer zweiten kapazitiven Kopplung und insbesondere mittels eines Empfangsschaltkreises (ES) und Erzeugen eines Empfangssignals (RX), insbesondere durch den Empfangsschaltkreis (ES), in Abhängigkeit von dem Signal am Transducer-Anschlussknoten (KTR), wobei dieses Erzeugen zumindest zeitweise während der Empfangsphase erfolgt und Unterbinden der ersten kapazitiven Kopplung des Transducer-Anschlussknotens (KTR) des Ultraschalltransducers (TR) an eine Spannungsquelle und/oder an den zweiten Kondensator (C2) und/oder an die erhöhte Ansteuerspannung, wobei dieses Unterbinden zumindest zeitweise während einer Empfangsphase erfolgt.
Vorrichtung zum Betreiben eines Ultraschalltransducers (TR) umfassend erste Mittel (CP) zum Erzeugen einer erhöhten Spannung aus einer Betriebsspannung (Vbat) und zum Laden eines ersten Kondensators (C1) auf eine erste Kondensatorspannung (V_C1) und umfassend zweite Mittel (T2, T3) zum Laden eines zweiten Kondensators (C2) mit Hilfe des ersten Kondensators (C1) auf eine zweite Kondensatorspannung (V_C2) während einer Empfangsphase und umfassend dritte Mittel (T1) zum Addieren der zweiten Kondensatorspannung (V_C2) zur ersten Kondensatorspannung (V_C1) zum Erreichen einer erhöhten Ansteuerspannung während einer Sendephase und umfassend vierte Mittel (T4, C3) zum zweitweisen kapazitiven Koppeln der erhöhten Ansteuerspannung mit dem Transducer-Anschlussknoten (KTR) des Ultraschalltransducers (TR) während der Sendephase und umfassend fünfte Mittel (T5, C3) zum zweitweisen kapazitiven Koppeln eines Bezugspotenzials (GND) mit dem Transducer-Anschlussknoten (KTR) des Ultraschalltransducers (TR) während der Sendephase, wobei das Koppeln durch die vierten Mittel (T4, C3) zeitlich alternierend mit dem Koppeln durch die fünften Mittel (T5, C3) während der Sendephase erfolgt.
Vorrichtung nach Anspruch 11, wobei die Vorrichtung einen der Empfangsschaltkreis (ES) umfasst, - der das Signal am Transducer-Anschlussknoten (KTR) zumindest zeitweise während einer Empfangsphase insbesondere mittels einer zweiten kapazitiven Kopplung erfasst, und - der in Abhängigkeit von dem Signal am Transducer-Anschlussknoten (KTR) zumindest zeitweise während einer Empfangsphase ein Empfangssignal (RX) erzeugt, und wobei die vierten Mittel (T4, C3) und die fünften Mittel (T5, C3) die erste kapazitive Kopplung des Transducer-Anschlussknotens (KTR) des Ultraschalltransducers (TR) an eine Spannungsquelle und/oder an den zweiten Kondensator (C2) und/oder an die erhöhte Ansteuerspannung zumindest zeitweise während einer Empfangsphase unterbinden.