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Die Erfindung betrifft einen Elektrochirurgie-Generator, der dazu ausgebildet ist eine hochfrequente Wechselspannung an ein elektrochirurgisches Instrument abzugeben. Er umfasst eine Gleichspannungsversorgung und einen Inverter für Hochspannung, der von der Gleichspannungsversorgung gespeist ist und eine hochfrequente Wechselspannung erzeugt, die an einem Ausgang zum Anschluss des elektrochirurgischen Instruments angelegt ist.
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In der Elektrochirurgie wird hochfrequenter Wechselstrom verwendet insbesondere zum Schneiden bzw. Durchtrennen von Gewebe sowie zur Entfernung von Körpergewebe im Sinne einer thermischen Resektion (sogenanntes elektrisches Skalpell). Das Funktionsprinzip beruht auf Erwärmung des zu schneidenden Gewebes. Ein Vorteil liegt darin, dass gleichzeitig mit dem Schnitt auch eine Blutungsstillung durch Verschluss der betroffenen Gefäße erfolgen kann (Koagulation). Hierzu werden durchaus beträchtliche Leistungen benötigt, und zwar bei Frequenzen von 200 kHz oder höher bis zu 4000 kHz, typischerweise um die 400 kHz. Bei solchen Frequenzen verhält sich das Körpergewebe wie ein ohmscher Widerstand. Der spezifische Widerstand hängt jedoch stark von der Gewebeart ab, so unterscheiden sich die spezifischen Widerstände von Muskeln, Fett oder Knochen stark voneinander, und zwar bis zum Faktor 1000. Dies führt dazu, dass sich beim Betrieb die Lastimpedanz des elektrischen Skalpells abhängig von dem zu schneidenden Gewebe stark und schnell ändern kann, ausgehend von nahezu Unendlich beim Heranführen des Instruments an das Gewebe bis hin zu einem Nahezu-Kurzschluss. Das stellt besondere und einzigartige Anforderungen an den Elektrochirurgie-Generator und insbesondere dessen Hochspannungsbereitstellung, die in anderen Gebieten der Technik so nicht auftreten. Insbesondere eine schnelle Spannungsregelung ist erforderlich, in einem Umfeld mit hohen Spannungen im Bereich von einigen Kilovolt und hoher Frequenz im Bereich von typischerweise zwischen 200 kHz und bis zu 4 MHz.
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Je nach Gewebe und der sich daraus ergebenden Impedanz variieren die Ströme zwischen einigen Milliampere und mehreren Ampere, und zwar hochdynamisch innerhalb kürzester Zeit. Die Wellenform der abgegebenen Wechselspannung kann kontinuierlich sinusförmig sein oder kann moduliert sein mit einem Scheitelfaktor von bis zu 10 bei Modulationsfrequenzen von bis zu etwa 20 kHz.
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Zur Erfüllung dieser einzigartigen Anforderungen sind Elektrochirurgie-Generatoren typischerweise so aufgebaut, dass sie einen Wechselrichter zur Versorgung des elektrochirurgischen Instruments aufweisen, dem gleichgerichteter Strom aus dem Netz mit unterschiedlicher Spannung zugeführt wird. Der Wechselrichter wiederum ist typischerweise ausgeführt als freischwingender Eintaktgenerator mit einem LC-Schwingkreis. Dieser Aufbau ist bewährt. Allerdings ist die von ihm tatsächlich abgegebene Wellenform schwierig zu regeln. Moderne, fortgeschrittene Einsatzarten, wie solche mit vorbestimmten Moden und/oder vorbestimmten Wellenformen, verlangen dies aber. Hierbei kommt der bisherige Aufbau von Elektrochirurgie-Generatoren an seine Leistungsgrenzen.
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Auf anderen Gebieten, bspw. Audioverstärker, ist es bekannt, als Leistungsstufe Wechselrichter vorzusehen, die nach der Technologie von digitalen Verstärkern, sog. Class-D Verstärkern, aufgebaut sind. Problematisch bei diesen ist die in den Leistungshalbleitern bei der notwendigen hohen Schaltfrequenz und Spannungsamplitude entstehende Verlustleistung. Eine präzise Regelung ist erforderlich, um eine Überlastung zu vermeiden. Ferner ist erwogen worden, Multilevel-Inverter vorzusehen. Bei diesen sind die Schaltfrequenz sowie die Schaltspannung der Leistungshalbleiter geringer, jedoch ist sie bei den für die Elektrochirurgie geforderten Frequenzen weiterhin hoch. Sie bieten wie auch die Class-D Verstärker den Vorteil, dass die abgegebenen Wellenformen weitgehend frei bestimmt werden können. Allerdings wird für beide Topologien ein Filter, typischerweise ein LC-Filter als Tiefpass, benötigt um die Nutzfrequenz von der Schaltfrequenz zu trennen. Dieses Filter schafft aber ein Risiko der Entstehung von unerwünschten Resonanzen, insbesondere bei niedrig belastetem Ausgang. Auch hier besteht Bedarf an einer verbesserten Regelung, was eine schnelle Messung in Bezug auf das erfordert, was der Hochfrequenzgenerator tatsächlich an seinem Ausgang abgibt.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Elektrochirurgie-Generator der eingangs genannten Art im Hinblick auf sein Betriebsverhalten zu verbessern, und zwar durch eine verbesserte Messung am Ausgang.
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Die erfindungsgemäße Lösung liegt in den Merkmalen des unabhängigen Anspruchs. Vorteilhafte Weiterbildungen sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
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Bei einem Elektrochirurgie-Generator, der dazu ausgebildet ist eine hochfrequente Wechselspannung an ein elektrochirurgisches Instrument abzugeben, umfassend eine Gleichspannungsversorgung und einen Inverter für Hochspannung, der von der Gleichspannungsversorgung gespeist ist und eine hochfrequente Wechselspannung mit variabler Spannung, vorzugsweise auch variabler Frequenz, erzeugt, die über eine Abgabeleitung zu einem Ausgang zum Anschluss des elektrochirurgischen Instruments geführt ist, und an der Abgabeleitung ein Filter mit einem Parallelkondensator sowie ein Messaufnehmer für von dem Inverter erzeugten Strom und/oder Spannung vorgesehen sind, ist erfindungsgemäß vorgesehen, dass der Messaufnehmer ausgeführt ist als eine Messaufnehmerschaltung mit einem Stromteiler, der eine kapazitive, vorzugsweise bipolare, Ankopplung mit einem in Reihe geschalteten Shunt als Bypass zu dem Parallelkondensator aufweist, und mit einer Spannungserfassungsschaltung, an deren Eingang der Shunt angeschlossen ist, wobei der Shunt eine wesentlich niedrigere Impedanz als die kapazitive Ankopplung aufweist.
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Unter „wesentlich niedriger“ wird hierbei verstanden, dass sich der (Impedanz-)Wert bei der zu messenden Frequenz („Messfrequenz“, die vom Inverter ausgegebene Frequenz) um mindestens eine Zehnerpotenz, vorzugsweise um zwei, unterscheidet.
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Kern der Erfindung ist der Gedanke, im Wege einer indirekten Messung auf wenig aufwändige Weise ein verbessertes Messsignal zu erhalten. Dazu sieht die Erfindung eine Messaufnehmerschaltung mit einem Stromteiler vor, der eine vorzugsweise bipolare kapazitive Ankopplung mit einem in Reihe geschalteten Shunt umfasst. Indem erfindungsgemäß die Impedanz der Kondensatoren der kapazitiven Ankopplung deutlich größer gewählt ist als der Impedanzwert des Shunts, ergibt sich somit eine proportionales Verhältnis zwischen dem durch den Parallelkondensator an der Abgabeleitung zum Ausgang des Elektrochirurgie-Generators fließenden Strom und dem durch den Shunt des Messabnehmers fließenden Strom. Indem dieser Strom umgesetzt wird in eine Spannung und diese Spannung erfasst wird, kann so auf wenig aufwändige, aber sehr schnelle Weise und dank der proportionalen Beziehung auch auf genaue Weise eine Bestimmung des Inverter-Stroms erreicht werden. Es werden weder Verstärker noch Zwischenspeicher oder Buffer benötigt, sondern dies kann in direkter Weise durch analoge passive Elemente geschehen. Damit kann die Erfindung eine hohe Signalgeschwindigkeit und damit niedrigere Latenz bei der Messung erzielen. Das durch den Shunt in eine Spannung umgewandelte Messignal für den Strom kann ohne weiteres direkt einem optionalen Analog/DigitalWandler (AD-Wandler) zugeführt werden, was insbesondere bei einer baulichen Kombination für eine schnelle und störsichere Umwandlung in digitale Signale sorgt, die für die weitere Regelung im Rahmen einer Rückführung des Elektrochirurgie-Generators dann nach Belieben verwendet werden können.
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Ein weiterer Vorteil der erfindungsgemäßen Messaufnehmerschaltung liegt darin, dass sie nur wenige Bauteile benötigt und diese preiswerte passive Bauteile sind. Sie kann mit wenig Aufwand realisiert werden, und erreicht dennoch oder gerade deswegen eine besonders niedrige Latenz.
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Optional kann ein eigenständiger I/U-Wandler vorgesehen sein, der den Shunt umfasst und an dessen Ausgang die Spannungserfassungsschaltung angeschlossen ist, wobei der I-U-Wandler vorzugsweise als Analog-Wandler ausgeführt ist.
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Zweckmäßigerweise ist die Spannungserfassungsschaltung ausgebildet zur differenziellen Spannungsmessung. Auf diese Weise können Störungen sowie Verfälschungen durch Einstreuungen oder andere Störsignale minimiert werden. Bei der erfindungsgemäßen Beschaltung kann auch dies mittels einfacher passiver Komponenten erfolgen, so dass die Vorteile der sowohl preiswerten und wenig aufwändigen Ausführung ferner kombiniert sind mit hoher und schneller Leistungsfähigkeit. Mit Vorteil ist dazu der Shunt als ein zweiteiliger Spannungsteiler ausgebildet, dessen Mittelpunkt als Referenz für die differenzielle Spannungsmessung fungiert, insbesondere für die Gleichtaktspannung. Damit gelingt auf besonders einfache Weise mit wenig Aufwand der Übergang zu einer störsicheren differenziellen Spannungsmessung.
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Es ist zweckmäßig, ausgangsseitig an die Spannungserfassungsschaltung einen AD-Wandler anzuschließen, um so dicht an der Spannungserfassungsschaltung das gemessene Signal in störunempfindliche digitale Signale umwandeln zu können. Es versteht sich, dass alternativ zu dem AD-Wandler auch andere Arten von Ausgangsschaltungen vorgesehen sein können.
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Mit Vorteil ist die Spannungserfassungsschaltung an ihrem Ausgang mit einem Tiefpass versehen. Auf diese Weise können Störungen, wie sie insbesondere durch Schaltsignale in der Leistungsstufe eines Inverters, insbesondere Multilevel-Inverters bzw. eines Klasse-D-Verstärkers entstehen, effektiv aus dem Messsignal beseitigt werden. Vorzugsweise geschieht dies, um eine unverfälschte Erfassung zu ermöglichen, erst hinter dem Stromteiler mit dem Shunt, aber noch vor einer Zuführung des Signals zu dem nachgeschalteten AD-Wandler. So erhält der AD-Wandler das bereits bereinigte Signal, wodurch störendes Signalrauschen vermieden wird.
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Zweckmäßigerweise ist der Shunt als ein ohmscher Widerstand ausgeführt, dessen Widerstandswert wesentlich niedriger ist als ein Impedanzwert der kapazitiven Ankopplung.
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Es kann aber auch vorgesehen sein, dass der Shunt als kapazitive Impedanz ausgeführt ist. Hierbei ist zweckmäßigerweise der Impedanzwert der kapazitiven Impedanz wesentlich niedriger als ein Impedanzwert der kapazitiven Ankopplung. Damit wird erreicht, dass die gewünschte Proportionalität zwischen dem vom Stromteiler erfassten Strom und dem tatsächlichen Strom am Ausgang gewahrt ist.
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Vorzugsweise ist der kapazitiven Impedanz ein hochohmiger Widerstand parallel geschaltet, wobei weiter vorzugsweise die kapazitive Impedanz wie auch der hochohmige Widerstand zweigeteilt sind und deren Mittelpunkte verbunden sind. Damit kann auf besonders zweckmäßige Weise eine differenzielle Messung erreicht werden, wobei durch die Verbindung der jeweiligen Mittelpunkte eine Stabilisierung des Referenzpunkts für die differenzielle Spannungsmessung erreicht wird.
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Es ist zweckmäßig, wenn die Spannungserfassungsschaltung frei von Verstärkern und/oder Buffern ausgeführt ist. Damit können aktive Komponenten vermieden werden, was zum einen den Aufwand verringert und zum anderen die Gefahr einer Verstärkung von Störungen oder eines Auftretens von Instabilitäten vermindert.
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Mit Vorteil ist das Filter als ein Tiefpassfilter mindestens zweiter Ordnung ausgeführt, insbesondere als ein LC-Filter, dessen kapazitives Element der Parallelkondensator ist. Mit dem Tiefpassfilter am Ausgang können Störungen durch die schnellen Schaltfrequenzen des Multilevel-Inverters bzw. Klasse-D-Verstärkers ausgefiltert werden. In dem das kapazitive Element des LC-Filters als Parallelkapazität fungiert für die kapazitive Ankopplung der erfindungsgemäßen Spannungserfassungsschaltung, kann so mit geringem Zusatzaufwand ein genauer Stromteiler realisiert sein. Das Tiefpassfilter ist vorzugsweise an der Abgabeleitung, insbesondere nah am Ausgang des Inverters, angeordnet.
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Für den Ausgang des Elektrochirurgie-Generators ist zweckmäßigerweise eine aktive Dämpfungseinrichtung vorgesehen, die eine Rückführung aufweist. Damit kann der Gefahr begegnet werden, dass durch nichtlineare Entitäten im System oder sprungartige Änderungen der Lastimpedanz (des elektrochirurgischen Instruments) unerwünschte Schwingungen am Ausgang auftreten. Mit der aktiven Dämpfungseinrichtung kann eine ausreichende Dämpfung erzielt werden, und zwar auch bei Ausgangsfiltern höherer Ordnung (zweite Ordnung oder mehr) und ohne die mit passiven Dämpfungsmaßnahmen einhergehenden unerwünschten Verluste. Insbesondere kann so nicht nur der Gefahr von unerwünschten Schwingungen am Ausgang wirksam begegnet werden, sondern damit kann auch das Impulsverhalten verbessert werden. Damit kann auch in dem Fall, wenn keine Last (Instrument) an dem Ausgang des elektrochirurgischen Generators angeschlossen ist, das Auftreten von Resonanz verhindert werden. Insbesondere kann die Rückführung von der Spannungserfassungsschaltung ausgegebene Signale umfassen. Vorzugsweise ist die Rückführung als Zustandsrückführung ausgebildet, wodurch die aktive Dämpfungseinrichtung insbesondere auf Polstellen des Systems abgestimmt sein kann.
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Mit Vorteil ist weiter vorgesehen, dass ein Ausgangssignal der Dämpfungseinrichtung auf den Inverter einwirkt, wobei vorzugsweise das Ausgangssignal der Dämpfungseinrichtung eingekoppelt ist eine Ansteuerung von Wechselrichter-Modulen des Inverters oder des Class-D-Verstärkers. Auf diese Weise kann das Ausgangssignal Dämpfeinrichtung direkt an der Quelle wirken, um so das Entstehen ungünstiger Schwingungen oder ungünstigen Pulsverhaltens gleich im Ansatz zu bekämpfen.
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Weiter sei angemerkt, dass die erfindungsgemäße Messaufnehmerschaltung zusätzlich oder alternativ auch als Stromteiler an einem anderen Kondensator des elektrochirurgischen Generators ausgeführt sein kann, bspw. an einem Kondensator der Gleichspannungsversorgung.
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Die Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung anhand eines vorteilhaften Ausführungsbeispiels näher erläutert. Es zeigen:
- 1 eine schematische Darstellung eines Elektrochirurgie-Generators gemäß einem Ausführungsbeispiel mit einem angeschlossenen elektrochirurgischen Instrument;
- 2 ein Blockdiagramm zu einer Rückführung in dem Elektrochirurgie-Generators gemäß 1;
- 3 einen beispielhaften Schaltplan für einen Messaufnehmer mit einer Spannungserfassungsschaltung; und
- 4 einen beispielhaften Schaltplan für eine Variante eines Messaufnehmers mit einer Spannungserfassungsschaltung.
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Ein Elektrochirurgie-Generator gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in 1 dargestellt. Der in seiner Gesamtheit mit der Bezugsziffer 1 bezeichnete Elektrochirurgie-Generator umfasst ein Gehäuse 11, das mit einem Anschluss 14 für ein elektrochirurgisches Instrument 16 versehen ist. In dem dargestellten Ausführungsbeispiel handelt es sich bei dem Instrument um ein elektrisches Skalpell. Es ist über ein Hochvoltverbindungskabel 15 mit dem Anschluss 14 des Elektrochirurgie-Generators 1 verbunden. Die Leistungsabgabe an das elektrochirurgische Instrument 16 kann über einen Leistungssteller 12 verändert werden.
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Zur Leistungsversorgung des Elektrochirurgie-Generators 1 ist ein Netzteil 2 vorgesehen, welches über ein Netzanschlusskabel (nicht dargestellt) mit dem öffentlichen Stromnetz verbunden werden kann und daraus gespeist ist. Bei dem Netzteil 2 handelt kann es sich um ein Hochspannungsnetzteil (High Voltage Power Supply - HVPS) handeln. Das Netzteil 2 umfasst einen Gleichrichter und speist eine im dargestellten Ausführungsbeispiel als Gleichspannungszwischenkreis ausgeführte Gleichspannungsversorgung 3 mit Gleichspannung, deren Höhe zwischen 10 und etwa 500 Volt beträgt, bei der dargestellten Ausführungsform aber typischerweise 48 Volt beträgt. Notwendig ist ein eingebautes Netzteil jedoch nicht, so kann die Gleichspannungsversorgung auch durch ein externes Netzteil realisiert sein, oder es ist eine direkte DC-Speisung vorgesehen, bspw. 24 Volt in Fahrzeugen oder 48 Volt bei stationären Anwendungen. Die absolute Höhe der Gleichspannung kann insbesondere abhängen von der eingestellten Leistung, der Art des elektrochirurgischen Instruments 16 und/oder dessen Lastimpedanz, die wiederum abhängt von der Art des behandelten Gewebes.
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Von der Gleichspannungsversorgung 3 gespeist ist ein Inverter 4, der aus der zugeführter Gleichspannung hochfrequente Wechselspannung im Hochspannungsbereich von einigen Kilovolt erzeugt, mit Frequenzen im Bereich zwischen 200 kHz und 4 MHz, optional bereits ab 30 kHz, um so auch zur Ansteuerung von Ultraschall-Instrumente geeignet zu sein. Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel erfolgt die Einstellung der Leistung sowie der abzugebenden Spannung über den Inverter 4. Der Inverter 4 ist in dem dargestellten Ausführungsbeispiel in der Bauart als Multilevel-Inverter ausgeführt. Der Inverter 4 weist Leistungshalbleiter-Schalter als sog. Stromventile auf, die von einer Invertersteuerung 40 in an sich bekannter Weise, beispielsweise mittels der bekannten Pulsweiten-Modulation als PWM-Steuerung, angesteuert werden zur Erzeugung einer hochfrequenten Hochspannung. Die von dem Inverter 4 erzeugte hochfrequente Hochspannung ist somit in Bezug auf Frequenz und Wellenform nahezu frei einstellbar. Die vom Inverter 4 erzeugte hochfrequente Hochspannung wird über einen Tiefpass 8, einen Ausgangstransformator 7 zur weiteren Spannungserhöhung und eine Abgabeleitung 18 am Anschluss 14 ausgegeben zum Anschluss für das elektrochirurgische Instrument 16.
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Ferner werden Spannung und Strom der vom Inverter 4 erzeugten Hochspannung gemessen mittels eines Spannung- und Stromsensors 17 und die Messsignale werden einer Verarbeitungseinheit 19 zugeführt, welche die entsprechenden Daten über die abgegebene Spannung, Strom und Leistung an eine Betriebssteuerung 10 des Elektrochirurgie-Generators 1 anlegt. An die Betriebssteuerung 1 ist auch der Leistungssteller 12 angeschlossen. Die Betriebssteuerung 10 ist ferner dazu ausgebildet, verschiedene sog. Moden einzustellen, bei denen es sich typischerweise um eingespeicherte Spannungs-/Zeitverläufe handelt, es kann sich aber auch um Vorgaben zur Wellenform der abzugebenden hochfrequenten Hochspannung handeln. Zur Auswahl des Modus durch den Nutzer ist ein Auswahlschalter 13 vorgesehen.
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Der ausgangsseitige Tiefpass 8 ist als Tiefpass zweiter Ordnung ausgeführt mit einer Serien-Induktivität 81 und einem Parallelkondensator 82. Die so gefilterte hochfrequente Hochspannung wird über den Ausgangstransformator 7 in der Spannung hochtransformiert und über den Anschluss 14 an das dort angeschlossene elektrochirurgische Instrument 16 abgegeben. Wie insbesondere in 2 gut zu erkennen ist, ist die gefilterte hochfrequente Hochspannung auch an die Rückführung 9 angelegt. Die Rückführung 9 umfasst als wesentliche Komponenten eine kapazitive Ankopplung 91, einen in Reihe dazu geschalteten Shunt 92 als Bypass zu dem Parallelkondensator 82. Ferner vorgesehen sind eine Spannungserfassungsschaltung 93 sowie ein Tiefpass 94, der einem Analog/Digital-Wandler 95 vorgeschaltet ist. Dessen digitales Ausgangssignal 97 ist über eine Zustandsrückführung 99 angelegt an ein Differenzglied 98, welches in eine Steuerleitung zwischen der Betriebssteuerung 10 und dem Inverter 4 mit seiner Invertersteuerung 40 eingeschleift ist.
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Für eine detaillierte Beschreibung wird nun auf 2 und 3 Bezug genommen. In 3 ist in dem linken Bereich der Inverter 4 sowie das am Ausgang 14 angeordnete Tiefpassfilter 8 dargestellt. Hieran wird das Instrument 16 angeschlossen (siehe 1). Die linksseitige gestrichelte vertikale Linie in 3 zeigt, dass hier der eigentliche Leistungsteil des Elektrochirurgie-Generators endet. Rechtsseitig von dieser Linie ist eine Messaufnehmerschaltung 90 für den durch den Parallelkondensator 82 des Tiefpass 8 fließenden Strom angeordnet. Dies umfasst eine kapazitive Ankopplung 91, welche über zwei Kondensatoren 911, 912 erfolgt. Sie weisen eine verhältnismäßig geringe Kapazität im niedrigen Picofarad-Bereich auf, da über sie nur ein geringer Messstrom zu fließen braucht. Sie wirken zusammen mit einem in Reihe zu den Kondensatoren 911, 912 geschalteten Shunt 92. Hiermit ist durch die Kondensatoren 911, 912 der kapazitiven Ankopplung und dem Shunt 92 ein Bypass für den Kondensator 82 des Tiefpasses 8 gebildet. Dieser kann einen wertmäßig niedrigen (ohmschen) Widerstand aufweisen, da bedingt durch die geringe Kapazität der beiden Kondensatoren 911, 912 ohnehin nur ein geringer Strom fließt. Der Widerstand des Shunt 92 ist so niedrig gewählt, dass die Impedanz der Kondensatoren 911, 912 deutlich größer ist als die Impedanz des Shunt 92 (vorzugsweise mindestens das fünffache, insbesondere das Zehnfache) bei der zu messenden Frequenz, also derjenigen der von dem Inverter 4 erzeugten Wechselspannung im Bereich von typischerweise 200 kHz (30 kHz wenn auch der Ultraschallbereich umfasst ist) bis 4 MHz. Durch diese Schaltung ist erreicht, dass der Stromfluss durch die Kondensatoren 911, 912 und den Shunt 92 proportional ist zu dem Stromfluss durch den Parallelkondensator 82 des Tiefpassfilters 8. Ferner wird durch die niederohmige Ausführung des Shunt 92 erreicht, dass der durch die kapazitive Ankopplung 91 und den Shunt 92 gebildete Messaufnehmer eine geringe Ausgangsimpedanz aufweist.
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Der Shunt 92 ist ausgeführt als ein ohmscher Widerstand, im Ausführungsbeispiel gemäß 3 gebildet durch in Reihe geschaltete Widerstände 921, 922. Der proportionale Stromfluss durch den Shunt 92 wird durch die Widerstände 921, 922 des Shunts 92 umgesetzt in eine Spannung, die zu dem Stromfluss proportional ist. Insoweit fungiert der Shunt 92 zusätzlich als IU-Wandler. Indem der Shunt 92 aufgebaut ist mit den zwei in Serie geschalteten Widerständen 921 und 922 kann an dem dazwischen gebildeten Mittelpunkt eine Schaltung 93 für eine differenzielle Spannungsmessung angeschlossen sein. Sie wirkt mit einem nachgeschalteten AD-Wandler 95 zusammen und umfasst ein RC-Netzwerk mit zwei nach Masse geschalteten Kondensatoren 932, 933, zwischen denen ein Widerstand 931 geschaltet ist. Hiermit wird ein Nullwert als Referenz für die differenzielle Spannungsmessung erzeugt und an den Mittelpunkt der beiden in Serie geschalteten Widerständen 921, 922 des Shunt 92 angelegt. Signalleitungen 934, 935 für den so bestimmten differenziellen Spannungswert sind vom Shunt 92 geführt zu einem Mess-Tiefpass 94, der am Eingang des AD-Wandlers 95 angeordnet ist. Der Mess-Tiefpass 94 umfasst in jeder der beiden Signalleitungen 934, 935 einen Serienwiderstand 941 bzw. 942, die über eine Parallelkapazität 943 verbunden sind. Die Signalleitungen 934, 935 sind an differentielle Eingänge des AD-Wandlers 95 angelegt und die zwischen ihnen wirkende Spannung wird durch den Wandlerkern 955 bestimmt und in ein Digitalsignal gewandelt. (Parasitäre) Eingangskapazitäten des AD-Wandlers 95 sind durch Kondensatoren 951, 952, 953, 954 symbolisiert. Das so bestimmte Digitalsignal für die gemessene Spannung, welche ein Maß für den Strom durch den Parallelkondensator 82 am Ausgang 14 des Elektrochirurgie-Generators 14 ist, wird als störsicheres Digitalsignal über die Signalleitung 97 vom AD-Wandler 95 ausgegeben und an die Zustandsrückführung 99 angelegt, die optional als ein P-Glied mit voreinstellbarer Verstärkung ausgebildet ist.
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In 4 ist eine Variante für die Messaufnehmerschaltung mit Spannungserfassungsschaltung dargestellt. Gleichartige Elemente und solche gleicher Funktion sind mit denselben Bezugszahlen versehen. Die Schaltung unterscheidet sich von der in 3 dargestellten im Wesentlichen dadurch, dass nicht der Strom durch den Kondensator 82 des Tiefpass 8 gemessen wird, sondern die dort anliegende Spannung. Die kapazitive Ankopplung 91 ist in derselben Weise wie vorstehend beschrieben ausgeführt, mit Kondensatoren 911, 912 im Picofarad-Bereich. Ein Unterschied liegt jedoch in der Gestaltung des Shunt 92*. Dieser ist nun ebenfalls kapazitiv ausgeführt mit zwei in Serie geschalteten Kondensatoren 921*, 922* hoher Kapazität, die in dem dargestellten Ausführungsbeispiel im Nanofarad-Bereich liegt. Wiederum wie bei der Ausführungsform gemäß 3 ist eine Schaltung 93 zur differenziellen Spannungsmessung vorgesehen, die an einem Mittelpunkt des Shunt 92* angeschlossen ist. Parallel zu den Kondensatoren 921*, 922* sind zwei in Serie geschaltete Widerstände 913, 914 angeordnet, deren Mittelpunkt ebenfalls mit dem Mittelpunkt zwischen den Kondensatoren 921*, 922* verbunden ist. Diese Widerstände 913, 914 sind wertmäßig hochohmig im Kiloohm-Bereich, sodass sie eine deutlich höhere Impedanz als die Kondensatoren 921*, 922* des Shunt 92* aufweisen. Somit steht die Spannung über die Kondensatoren 921*, 922* des Shunt 92* in einem festen Verhältnis zu der Spannung am Parallelkondensator 82 des Tiefpass 8. Diese wird in der vorstehend zu 3 beschriebenen Weise für die Signalleitungen 934, 935 zum Mess-Tiefpass 94 und zum AD-Wandler 95 geführt.
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Hiermit wird eine mit nur wenigen, einfachen Komponenten aufgebaute Schaltung realisiert zur Bestimmung des Stroms bzw. der Spannung am Parallelkondensator 82 des Ausgangs 14 des Elektrochirurgie-Generators 1. Die Schaltung benötigt (abgesehen von dem nachgeschalteten, für die Wandlung in ein Digitalsignal erforderlichen AD-Wandler 95) keinerlei aktive Komponenten wie Verstärker oder Buffer, was nicht nur Aufwand spart sondern die Schaltung auch schnell und zuverlässig macht. Als weiteren Vorteil kann die Schaltung eine geringe Latenz für sich buchen sowie eine niedrige Ausgangsimpedanz, mit der - ohne weitere Treiber - ein nachgeschalteter differenzieller AD-Wandler 95 unmittelbar angesteuert werden kann. So können auf einfache, zuverlässige und wenig aufwändige Weise Strom/Spannungssignale für die Rückführung 9 zur verbesserten Steuerung des Elektrochirurgie-Generators 1 gewonnen werden.
