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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Detektor für Chirp Impulse zur Verwendung in einem Messsystem zu konstruieren, welches die Entfernung zwischen einem beweglichen Objekt und jedenfalls einer ortsfesten Messstation mittels eines Funksignals präzise bestimmt. Dabei kommt in bestimmten Anwendungen als weitere Bedingung hinzu, dass diese Signale eine stark schwankende Signalstärke aufweisen.
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Bei Chirp Impulsen handelt es sich hier um Hochfrequenzimpulse, deren Frequenz während der Pulsdauer kontinuierlich - zumeist linear - steigt oder fällt. Sie folgen demzufolge beispielsweise einer Funktion
mit der Grundfrequenz f
0 und einer zeitabhängigen Frequenzvariation k t.
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Derartige Chirp Impulse werden beispielsweise in Radar-Systemen mit Pulskompression, aber auch zur Indoor-Positionsbestimmung verwendet. Ein gängiges Verfahren zur Detektion besteht in der Nutzung eines Filters, speziell SAW Filters, mit frequenzabhängiger Gruppenlaufzeit. Hierbei wird bei Vorliegen z.B. eines Chirp Impulses mit anfänglich niedriger und dann linear steigender Frequenz für niedrige Frequenzen im Passband eine höhere Gruppenlaufzeit als für höhere Frequenzen im Filter vorgesehen, die Differenz zwischen kleinster und größter Gruppenlaufzeit im Passband sollte dann ungefähr der Pulsdauer entsprechen. Somit kommen alle Signalanteile am Filterausgang gleichzeitig an und addieren sich bei richtiger Auslegung zu einem großen kurzen Gesamtpeak, der leicht z.B. mittels eines schnellen Diodendetektors zu erkennen ist.
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Für eine genauere Einführung zu Chirp Impulsen wird auf
DE102016008390B3 desselben Erfinders verwiesen, da diese Erfindung eine vorteilhafte Ergänzung hierzu darstellt.
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Nach dem heutigen Stand der Technik wird dieses Signal meist unmittelbar nach vergleichsweise grober Tiefpassfilterung zwecks Einhaltung des Nyquist Kriteriums und Analog/Digital-Wandlung der digitalen Signalverarbeitung zugeführt und dort z.B. eine Korrelation vorgenommen. Beispielhaft hierfür seien
EP1490708B1 und
EP0472024A2 jeweils im Zusammenhang mit Radarsystemen angeführt.
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Ein Nachteil der digitalen Signalverarbeitung ist allerdings die hohe Latenzzeit des Detektors bedingt durch die Wandler sowie Rechenprozesse und die Quantisierung des Abtasttakts, welche ggf. eine aufwendige Zusatzverarbeitung zur Bestimmung des exakten Zeitpunkts des Pulseingangs nötig macht. Hinzu kommt der hohe Stromverbrauch der breitbandigen Analog/Digital-Wandler bei einer hohen Bandbreite des Chirp-Signals.
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Es gibt daher auch analoge Ansätze mit I/Q Quadraturdemodulatoren, beispielhaft sei
US4333080A angeführt. Nachteilig ist hier allerdings erneut die hohe und vor allem unbestimmte Latenzzeit durch die Nutzung einer Verzögerungsleitung, welche im analogen Fall inhärent mit Ungenauigkeiten behaftet ist.
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In
DE102015013453B3 desselben Erfinders ist ein neuartiges System zur direkten Laufzeitmessung beschrieben, welches eine Störung des Antwortsignals des Transponders durch das eigene Anfragesignal mittels einer hoch genauen Verzögerung der Anfrage im Transponder ausschließt.
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Zur Implementierung des Systems ist die Verwendung von Chirp-Impulsen grundsätzlich wünschenswert, allerdings besteht beim vorgenannten Stand der Technik das Problem, dass sämtliche Implementierungen eines Chirp-Detektors an den vorgenannten Problemen leiden, welche gerade bei kurzen Signallaufzeiten im Nahdistanzbereich eine Nutzung erschweren oder verhindern. Insbesondere muss die Relation der Verarbeitungsdauer zur Signallaufzeit gewahrt bleiben.
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Aus diesem Grund wird in
DE102016008390B3 desselben Erfinders eine Chirp-Detektorschaltung beschrieben, welche das beschriebene Problem durch eine geschickte Kombination der Inphase- und Quadratursignale eines I/Q-Demodulators löst und ein hochpräzises Ausgangssignal mit Nulldurchgang in der Mitte des Chirp-Impulses bereitstellt.
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Nachteilig an dieser Lösung ist jedoch eine gewisse Empfindlichkeit gegenüber dem Pegel des Eingangssignals, insbesondere wenn dieses nur einmal auftritt und eine klassische Verstärkungsregelung damit ausscheidet.
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Das Problem wird erfindungsgemäß durch den in den Ansprüchen beschriebenen Detektor gelöst, dessen Funktion im Folgenden anhand eines Ausführungsbeispiels erläutert wird:
- Zunächst zeigt einen Detektor gemäß DE102016008390B3 , welcher die Grundlage der nachfolgenden Erfindung darstellt, um den inneren Aufbau der Baugruppen dieser Erfindung und deren Bezeichnung zu erläutern. Das Beispiel in zeigt sodann einen erfindungsgemäßen Detektor.
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Bei der klassischen Lösung gemäß
DE102016008390B3 wird entsprechend
der eingehende Chirp-Puls zunächst von der Antenne ANT1 aufgenommen, im Verstärker LNA1 auf einen akzeptablen Signalpegel gebracht und dann dem I/Q Quadraturdemodulator IQDEM1, der auch in dieser Erfindung genutzt wird, zugeführt.
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Dieser besteht aus den beiden Mischern MX1 und MX2, deren Konversionsverlust durch zwei nachfolgende Verstärker AMP1 und AMP2 ausgeglichen wird, sowie aus einem Phasensplitter SP1, welcher das vom Lokaloszillator LO1 bereitgestellte Signal in einer jeweils um +45 Grad bzw. -45 Grad verschobenen Version den beiden Mischern zur Frequenzumsetzung zukommen lässt. Die Mischer erzeugen sodann Summen- und Differenzfrequenzen, wobei im Folgenden nur die Differenzfrequenzen von Belang sind. In den gängigen Quadraturdemodulatoren werden die hohen Summenfrequenzen zumeist bauartbedingt durch die beschränkte Bandbreite der I und Q Ausgangstreiber oder durch zusätzliche Tiefpassfilter LP3 und LP4 entfernt.
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In einer bevorzugten Ausführung gemäß Unteranspruch wird jetzt das eine 1-Ausgangssignal des I/Q Quadraturdemodulators einem phasenschiebenden Hochpassfilter HP1 und das andere Q-Ausgangsignal einem phasenschiebenden Tiefpassfilter LP1 zugeführt. Die Summe der Phasenverschiebung beider Filter in Relation zueinander beträgt ca. 90 Grad.
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In einer besonders bevorzugten Ausführung gemäß Unteranspruch wird zudem ein zweiter gleichartiger Pfad mit einem weiteren Multiplizierer MUL2 realisiert, der über Kreuz mit dem ersten geschaltet aus je einem weiteren phasenschiebenden Hochpassfilter HP2 wie Tiefpassfilter LP2 ein weiteres Detektionssignal ableitet, welches in Summe mit einem Phasenversatz von 90 Grad gegenüber dem ersten Detektionssignal erzeugt wird.
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Durch die Zusammenführung dieses im Ergebnis negierten und um 90 Grad phasenverschobenen zweiten Detektionssignals mit dem ersten Detektionssignal vorzugsweise durch Subtraktion, wozu je nach Vorzeichenlage insbesondere bei symmetrischen Signalausgängen der Bauteile auch ein Addierer genutzt werden kann, werden die Lücken im Detektionssignal, welche durch die effektive Quadrierung der I/Q-Signale entstehen, durch das jeweils andere Detektionssignal gefüllt.
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Hierdurch ergibt sich in Summe - bedingt durch die in den Multiplizierern ausgeführte Quadrierung - eine geometrische Addition und daher ein Gesamt-Detektionssignal hoher Qualität. Näheres ist
DE102016008390B3 zu entnehmen.
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Eine Problematik ergibt sich jetzt, wenn Chirp-Signale unterschiedlicher Leistung detektiert werden sollen. Denn durch die nichtlineare Verarbeitung kann sich auch der Rauschanteil im Nutzsignal erhöhen und damit das S/N absinken. Da aber im Vorfeld nicht unbedingt bekannt ist, mit welcher Stärke das Chirp-Signal eintrifft, gestaltet sich eine Verstärkungsregelung ggf. schwierig.
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An dieser Stelle kommt, wie in aufgezeigt, die Erfindung zum Tragen: Das I/Q Signal aus dem I/Q Qudraturdemodulator wird jetzt zunächst über eine Verstärkerkette (AMP1I-AMP3I, AMP1Q-AMP3Q) geführt und nach jeder Stufe der Verstärkung wird ein eigener I/Q Chirpdetektor (CDET1-CDET3) angeschlossen.
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Natürlich wäre jetzt bei einem starken Signal der an der letzten Verstärkerstufe angeschlossene Detektor völlig übersteuert, weshalb der Fachmann diese Lösung zunächst nicht in Betracht ziehen täte. Allerdings liefert jetzt z.B. einer der vorherigen Detektoren ein Signal hoher Qualität. Umgekehrt würde bei einem sehr schwachen Signal der an der ersten Verstärkerstufe angeschlossene Detektor kein gutes Signal liefern, wohl aber jetzt eben der an der letzten Verstärkerstufe angeschlossene Detektor.
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Überraschenderweise steht demnach für jede Signalstärke des Chirp-Impulses stets ein qualitativ hochwertiges Signal bereit.
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In einer besonders bevorzugten Ausführung gemäß Unteranspruch werden zudem jetzt zwischen den Verstärkerstufen Tiefpassfilter (LP1I-LP3I, LP1Q-LP3Q) mit fallender oberer Grenzfrequenz eingefügt. Dies führt dazu, dass bei schwachen Chirp-Signalen die Bandbreite am letzten Detektor für diese deutlich gegenüber dem ersten Detektor für starke Signale reduziert ist.
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Damit kann sich zwar eine höhere Unsicherheit der Detektion infolge der Cramer Rao Gesetzmäßigkeit ergeben, weshalb man die reduzierte Bandbreite nicht für starke Signale wünscht. Andererseits wird auch das Rauschen entsprechend der reduzierten Bandbreite ebenfalls reduziert, sodass sich im Endeffekt bei richtiger Dimensionierung gerade auch für schwache Chirp Impulse eine verbesserte Signalqualität ergibt.
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Um jetzt das valide Ausgangssignal eines Detektors auszuwählen, werden bevorzugt gemäß Unteranspruch Amplituden-, Leistungs- oder Spitzenwertdetektoren an den einzelnen Verstärkerstufen angebracht, welche z.B. dann ein Signal liefern, wenn eine Übersteuerung droht oder stattfindet. Diese Detektoren können sowohl einzeln den Peakwert analog zur üblichen Schaltungskonstruktion logarithmischer Leistungsdetektoren - insbesondere mit Diodendetektoren oder Begrenzerverstärkern - eines einzelnen Inphase- oder Quadratursignals liefern wie auch alternativ ein Inphase- mit einem Quadratursignal zusammenfassen, z.B. durch Summenbildung nach vorangegangener Quadrierung. Im einfachsten Fall werden Dioden oder Transistoren eingesetzt, die beim Überschreiten eines Spitzenwerts leitfähig werden.
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Ausgehend von den Signalen des oder der Deteketoren wird dann gemäß Unteranspruch das Ausgangssignal eines Detektors mittels elektronischem Schalter (OSW1) ausgewählt. Dabei wird man sinnvollerweise Zeitglieder zusätzlich in die Steuerleitungen dieses Schalters einbringen - in der Zeichnung aus Übersichtlichkeitsgründen nicht dargestellt -, welche einerseits verhindern, dass der Schaltvorgang durch Rauschsignale versehentlich angestoßen wird und andererseits eine einheitliche Auswahl des Detektors über die gesamte Dauer des Chirp-Impulses gewährleisten.
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Hierbei gilt es allerdings sich vor Augen zu halten, dass die Leistung des Chirp-Signals gerade beim Nulldurchgang des Ausgangssignals besonders hoch ist. Somit ist es gerade bei der Platzierung der Leistungs- oder Spitzenwertdetektoren an der Verstärkerkette gerade nicht notwendig, den Nulldurchgang als vermeintlich schwaches Signal über Zeitkonstanten speziell zu behandeln.
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Eine weitere Möglichkeit der Auswahl besteht in der Summierung der Ausgangssignale mehrerer I/Q Chirp-Detektoren, wobei diese vorteilhafterweise gewichtet anhand der z.B. wiederum durch Amplituden-, Leistungs- oder Spitzenwertdetektoren bestimmten Pegel erfolgt. Somit wird einerseits bei geschickter Summierung die Linearität der Multiplikation in den Multiplizierern der Detektoren (MULI, MUL2) gesteigert und andererseits werden solche Ausgangssignale ausgeschlossen, die durch Übersteuerung beeinträchtigt sind.
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Denn ein korrekter Nulldurchgang des Chirpdetektors setzt voraus, dass die Multiplikation und Addition in der Ausführung mit zwei Multiplizierern je Detektor algebraisch korrekt verläuft, ein Clipping der Signale oder gar eine Speisung mit Rechtecksignalen würde eine massive Unsicherheit - Jitter - im Nulldurchgang abhängig von der Phasenlage bewirken,
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Bei der Zusammenschaltung der I/Q Chirpdetektoren bestehen jedenfalls gemäß Hauptanspruch zwei Möglichkeiten, die sich aus der Linearität der Filter und Verstärker ergeben: Einerseits kann wie in gezeigt das I/Q Signal selber in der Kette verstärkt werden, andererseits kann auch die Aufteilung auf die vier phasenversetzten Signale gemäß vor der Verstärkerkette erfolgen und diese dann pro Stufe jeweils mit vier Verstärkern versehen sein.
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Welche Variante letztlich gewählt wird, hängt z.B. von den verfügbaren Fertigungsprozessen und der individuellen Anwendung ab, so wird man diese Erfindung vorzugsweise gemäß Unteranspruch auf einem monolithischen integrierten Schaltkreis realisieren, der aber nur begrenzte Kapazitätswerte bei wirtschaftlicher Flächenausnutzung erlaubt. Umgekehrt kann es vorteilhaft sein, die vorteilhafterweise gemäß Unteranspruch genutzten R/C-Filter zur Phasendrehung abhängig von der gewünschten Bandbreite des jeweiligen Chirp-Detektors zu dimensionieren und ggf. sogar eine Bandbreitenfilterung über diese selber vorzunehmen.
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Bei einer monolithischen Integration kann man die Vierquadranten-Multiplizierer gemäß Unteranspruch als Gilbert-Zellen realisieren oder anderweitig die aus der Literatur bekannten guten Eigenschaften bipolarer Transistoren bei Zusammenschaltung am Emitter zu diesem Zweck nutzen. Dies wird heutzutage sinnvollerweise mittels eines Silizium-Germanium Prozesses integriert.
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Alternativ besteht bei RF-CMOS die Möglichkeit, entweder die MOS-Transistoren in ihrem linearen Triode-Bereich als Multiplizierer zu nutzen oder unter Anwendung des Binominalsatzes eine der vielen bekannten Lösungen unter Ausnutzung der quadratischen Abhängigkeit des Sättigungsstroms von der justierten Gatespannung zu verwenden. Letztlich besonders gute Eigenschaften wird aber primär eine Realisierung in Silizium-Germanium bieten.
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Alleine aufgrund der Vielzahl der analogen Multiplizierer und Verstärker ist allerdings aus wirtschaftlichen Gründen eine Integration in einen monolithischen Schaltkreis dringend anzuraten, dann allerdings erhält man einen Detektor für Chirp Impulse als Bauteil, das unabhängig von der Amplitude des Eingangssignals in einer Vielzahl von Anwendungen stets das Optimum an zeitlicher Genauigkeit herausholen kann.
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Die Messwerte eventueller Amplituden-, Leistungs- oder Spitzenwertdetektoren können zudem separat als Ausgangssignal, ggf. auch verbunden durch Summierung zu einem Ausgangssignal, bereitgestellt werden, um eine Einschätzung der Signalstärke und Qualität des empfangenen Chirp-Signals zu ermöglichen oder durch eine Maskierung Störungen auszufiltern.
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Dieses kann auch beispielsweise zusammen mit der Auswertung der Symmetrie des Ausgangssignals des Chirpdetektors in bekannter Weise genutzt werden, um eine Korrektur von solchen Mehrwegeausbreitungssituationen - Multipath - vorzunehmen, bei denen es zu einer direkten Überlagerung zweier Chirp Impulse kommt, um somit die Eingangszeit des ersten Chirp Impulses auf dem kürzesten Ausbreitungsweg bevorzugt zur Entfernungsmessung zu ermitteln.
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Zudem können gemäß Unteranspruch die Ausgangssignale verschiedener Chirpdetektoren zum Zweck der Korrektur von Mehrwegeausbreitungssituationen in eine Relation zueinander gesetzt werden, insbesondere wenn deren Eingangsignale vorab mit unterschiedlichen Bandbreiten gefiltert wurden. Zu diesem Zweck können z.B. die analogen Filter mit unterschiedlichen Gruppenlaufzeiten dimensioniert werden.
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Über eine solche Ausnutzung von Laufzeiten oder durch die Integration zusätzlicher, ggf. auch kalibrierter Verzögerungselemente oder Filter - auch am Ausgang der einzelnen Chirpdetektoren - kann zudem eine mögliche Verzögerung der Antworten der verschiedenen Chirpdetektoren infolge der gestaffelten Anordnung dieser an der ihrerseits mit einer Verzögerung behafteten Verstärker- bzw. Filterkette kompensiert werden.
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Natürlich kann auch jeder Chirpdetektorausgang einzeln mit einer Auswertungsschaltung, z.B. mit einem Comparator und nachfolgendem D-Flipflop oder A/D-Wandler verbunden werden, um eine digitale Auswahl vorzunehmen. Dies gilt insbesondere mit dem Abtastverfahren im Transponder gemäß
DE102015013453B3 .
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Die Erfindung stellt somit einen hochgenauen Detektor bereit, um Distanzbestimmungen mittels Funksignalen im Nahbereich oder innerhalb geschlossener Räume mittels Chirp-Impulsen mit hoher Präzision zu ermöglichen, auch dann, wenn die empfangenen Signale stark schwankende Signalpegel aufweisen.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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- DE 102016008390 B3 [0004, 0010, 0012, 0013, 0018]
- EP 1490708 B1 [0005]
- EP 0472024 A2 [0005]
- US 4333080 A [0007]
- DE 102015013453 B3 [0008, 0039]
