DE102018119333A1

DE102018119333A1 - Betriebsgerät und Steuerungsverfahren, insbesondere für LEDs

Info

Publication number: DE102018119333A1
Application number: DE102018119333.5A
Authority: DE
Inventors: Clemens Kucera; Harald Netzer
Original assignee: Tridonic GmbH and Co KG
Current assignee: Tridonic GmbH and Co KG
Priority date: 2018-08-08
Filing date: 2018-08-08
Publication date: 2020-02-13
Also published as: WO2020030395A1

Abstract

Es wird ein Betriebsgerät, insbesondere ausgelegt für einen dimmbaren Betrieb von Leuchtmitteln mit einem getakteten Konverterschaltkreis, vorgeschlagen. Das Betriebsgerät erzeugt mit wenigstens einem Schalter des Konverterschaltkreis einen Laststrom. Eine Steuerschaltung steuert den wenigstens einen Schalter in einem lückenden Betriebsmodus oder einem Grenzbetriebsmodus an.Die Steuerschaltung stellt dabei einen vorgegebenen mittleren Laststrom durch Schließen des Schalters zu einem Wiedereinschaltzeitpunkt aus einer Menge diskreter möglicher Wiedereinschaltzeitpunkte und Öffnen des Schalters zu einem Ausschaltzeitpunkt ein. Die Steuerschaltung ermittelt den Ausschaltzeitpunkt auf Grundlage eines korrigierten Spitzenstroms, wobei der korrigierte Spitzenstrom ermittelt wird, indem der Steuerschaltkreis in einem ersten Korrekturschritt eine Wahl des Wiedereinschaltzeitpunkts mittels Ermitteln eines kompensierten Spitzenstroms kompensiert, und in einem zweiten Korrekturschritt mittels eines Korrekturwerts, der auf Grundlage einer Abweichung eines gemessenen mittleren Laststroms zu dem vorgegebenen mittleren Laststrom berechnet wird, den kompensierten Spitzenstrom korrigiert.

Description

Die Erfindung betrifft das Gebiet der Betriebsgeräte für Leuchtmittel, insbesondere für die Ansteuerung dimmbarer Leuchtmittel. Es wird ein Betriebsgerät mit einem getakteten Konverterschaltkreis, sowie ein Steuerungsverfahren für den Konverterschaltkreis vorgeschlagen.
Wesentlicher Bestandteil vieler Betriebsgeräte zur Bereitstellung eines Laststroms für eine mit einem Gleichstrom zu versorgende Last ist zumindest ein Konverterschaltkreis.
Betriebsgeräte mit Konverterschaltkreis werden insbesondere auch für den Betrieb von Leuchtmitteln, beispielsweise dimmbaren Leuchtmitteln mit einer Vielzahl von Leuchtdioden (LED) als lichterzeugenden Elemente eingesetzt. Die Lichtabgabe einer LED ist abhängig von einem Strom durch die LED. Somit kommt besonders für dimmbare Leuchtmittel als Last eines Betriebsgeräts der präzisen Steuerung des Laststroms (LED-Stroms) eine große Bedeutung zu.
Der Laststrom kann mittels des Konverterschaltkreises, ausgeführt als getakteter Schaltregler, beispielsweise ein Aufwärtswandler, Abwärtswandler oder Sperrwandler, erzeugt und entsprechend einem Sollwert für den Laststrom eingestellt werden.
In einem Aufwärtswandler wird ein Schalter, angesteuert von einem Steuerschaltkreis, aus- und wieder eingeschaltet. Wenn der Schalter geöffnet ist, ermöglicht ein Energiespeicher des Konverterschaltkreises, typisch ausgeführt als eine Spule (Drossel, Induktivität), die Versorgung der Last aus der in einem Magnetfeld der Spule gespeicherten Energie.
Es werden unterschiedliche Betriebsarten für den Aufwärtswandler unterschieden. In einem nicht-lückenden Betriebsmodus (englisch: Continuous Current Mode, abgekürzt: CCM, auch: kontinuierlicher Betriebsmodus) wird der Schalter bereits geschlossen, bevor die in der Spule gespeicherte magnetische Energie vollständig abgebaut ist. Somit hört in dem nicht-lückenden Betriebsmodus der Strom durch die Spule während einer gesamten Schalterperiode nicht auf zu fließen.
In einem Grenzbetriebsmodus (engl.: Borderline Current Mode, abgekürzt: BCM) wird hingegen der Schalter zu dem Zeitpunkt geschlossen, zu dem der Strom durch die Spule den Wert Null erreicht.
In einem nicht-kontinuierlichen Betriebsmodus (engl.: Discontinuous Current Mode, abgekürzt DCM; auch: lückender Betriebsmodus) fällt der Strom durch die Spule regelmäßig auf Null ab, so dass eine Schalterperiode eine Phase der Energiespeicherung bei geschlossenem Schalter, eine Phase der Energiefreisetzung aus der Spule bei geöffnetem Schalter und anschließend eine dritte Phase, in der eine angeschlossene Last ausschließlich aus in einem Kondensator des Konverterschaltkreises gespeicherter Energie versorgt wird, ehe der Schalter erneut geschlossen wird.
Getaktete Konverterschaltkreise weisen eine Induktivität (Spule) als Speicherelement für magnetische Energie auf. Diese Induktivität kann mit Kapazitäten des Konverterschaltkreises, zumindest aber mit parasitären Kapazitäten der Bauelemente, zum Beispiel des Schalters, einen Resonanzkreis bilden.
Derartige getaktete Konverter zeigen das Verhalten, dass nach einem Ausschalten des Schalters ein Strom I_spule durch die Induktivität abnimmt, bis er den Nullpunkt erreicht. Der Strom I_spule bleibt indessen nicht konstant auf Null, sondern wird aufgrund des oben angeführten Resonanzkreisverhaltens der Schaltung schwingen. Der Stroms I_spule kann mit abfallender Amplitude über mehrere Perioden weiterschwingen.
Wird der Konverterschaltkreis in dem Grenzbetriebsmodus oder in dem nicht-kontinuierlichen Betriebsmodus betrieben, so sind diskret beabstandete Wiedereinschaltzeitpunkte des Schalters vorteilhaft also nur die Zeitpunkte des positiven Nulldurchgangs des Stroms I_spule .
Ein Wiedereinschalten des Schalters wird also vorteilhaft nicht zu beliebigen Zeitpunkten, sondern nur an den folgenden diskret beabstandeten Nulldurchgängen mit positivem Gradienten des Stroms I_spule erfolgen, um ein möglichst verlustarmes Schalten zu ermöglichen.
Diese Steuerung des Schalters des Konverterschaltkreises wird mit dem englischen Begriff „Valley Switching“ bezeichnet. Aufgrund dieser diskret beabstandeten Einschaltzeitpunkte des Schalters kann es zu einem Fehler in einem kontinuierlich einzustellenden mittleren Laststrom kommen, wenn der Konverterschaltkreis in einem Grenzbetriebsmodus oder einem nicht-kontinuierlichen Betriebsmodus betrieben und von einem ersten Einschaltzeitpunkt zu einem zweiten Einschaltzeitpunkt unterschiedlich von dem ersten Einschaltzeitpunkt gewechselt wird.
Es ist bekannt, diesen Fehler des mittleren Laststroms dadurch zu kompensieren, dass ein Schwellenwert des Stroms I_spule über die Spule, bei dessen Erreichen der Schalter des Konverterschaltkreises nichtleitend geschaltet (geöffnet) werden soll, entsprechend kompensiert wird. Dabei ist allerdings festzustellen, dass der eingestellte Schwellenwert, auch als Spitzenstrom I_pk bezeichnet, für den Spulenstrom I_spule nicht unbedingt zu dem gewünschten Mittelwert I_avg des Laststroms führt. Fehler und Abweichungen für den Ausschaltzeitpunkt des Schalters können aufgrund der realen Schaltung, beispielsweise auch aufgrund einer als Last des Betriebsgeräts verwendeten LED-Strecke, sowie auch Eigenschaften der verwendeten Bauelemente und realisierten Schaltungstopologien des Konverterschaltkreises auftreten.
So kann beispielsweise aufgrund von Laufzeiteffekten in A/D-Wandlern und Komparatorschaltungen ein Erreichen des Spitzenstroms I_pk durch den Spulenstrom I_spule lediglich zeitverzögert erkannt werden. Damit wird eine entsprechende Abweichung des mittleren Laststroms I_avg aufgrund eines überschrittenen theoretisch ermittelten Spitzenstroms I_pk auftreten. Entsprechend kann eine abgegebene Lichtleistung eines LED-Modul entsprechend unerwünschte Abweichungen von einem eingestellten Sollwert für die abzugebende Lichtleistung zeigen.
Es ist daher die Aufgabe zu lösen, den von dem Konverterschaltkreis abgegebenen Laststrom präzise auf einen vorgegebenen Sollwert einzustellen.
Die Aufgabe wird von einem Betriebsgerät mit den Merkmalen nach Anspruch 1, sowie ein Steuerungsverfahren für das Betriebsgerät gemäß dem nebengeordneten Verfahrensanspruch gelöst.
Die Unteransprüche zeigen weitere vorteilhafte Ausführungen der Erfindung.
Das Betriebsgerät nach einem ersten Aspekt der Erfindung ist insbesondere für einen dimmbaren Betrieb von Leuchtmitteln, insbesondere LEDs, ausgelegt. Das Betriebsgerät umfasst einen getakteten Konverterschaltkreis mit wenigstens einem Schalter, um einen Laststrom zu erzeugen. Eine Steuerschaltung des Konverterschaltkreises ist dafür ausgelegt, den wenigstens einen Schalter in einem lückenden Betriebsmodus oder einem Grenzbetriebsmodus des Konverterschaltkreises anzusteuern, also zu öffnen und zu schließen. Die Steuerschaltung ist eingerichtet, einen vorgegebenen mittleren Laststrom durch Schließen des Schalters zu einem Wiedereinschaltzeitpunkt aus einer Menge diskreter möglicher Wiedereinschaltzeitpunkte und Öffnen des Schalters zu einem Ausschaltzeitpunkt einzustellen. Das Betriebsgerät zeichnet sich dadurch aus, dass die Steuerschaltung eingerichtet ist, den Ausschaltzeitpunkt auf Grundlage eines korrigierten Spitzenstroms zu ermitteln. Dabei wird der korrigierte Spitzenstrom ermittelt, indem der Steuerschaltkreis in einem ersten Korrekturschritt eine Wahl des Einschaltzeitpunkts mittels Ermitteln eines kompensierten Spitzenstroms kompensiert. In einem zweiten Korrekturschritt wird der kompensierte Spitzenstrom mittels eines Korrekturwerts korrigiert, wobei der Korrekturwert auf Grundlage einer Abweichung eines gemessenen mittleren Laststroms zu dem vorgegebenen mittleren Laststrom berechnet wird.
Die Erfindung schlägt vor, dass der berechnete Abschaltschwellenwert des Stroms (Spitzenstrom) I_pk durch einen Korrekturwert korrigiert wird. Der Korrekturwert wird dadurch ermittelt, dass der tatsächliche mittlere Strom bestimmt (gemessen) wird und in Abhängigkeit von einer Abweichung des tatsächlichen mittleren Stroms von einem vorgegebenen Sollwert für den mittleren Strom dieser Korrekturwert bestimmt wird.
Ein Fehler in dem seitens des Konverterschaltkreises ausgegebenen Laststroms aufgrund der Diskretisierung der Wiedereinschaltzeitpunkte wird durch Berechnung eines kompensierten Abschaltstromwerts kompensiert. Damit lässt sich eine präzise Einstellung und Steuerung des Laststroms erreichen. Die Steuerung des Laststroms gemäß der Erfindung erreicht darüber hinaus aufgrund der Korrektur des kompensierten Spitzenstroms mit dem auf Basis einer Abweichung des gemessenen mittleren Laststroms zu dem vorgegebenen mittleren Laststrom eine präzise Regelung des tatsächlich ausgegebenen mittleren Laststroms.
Somit wird über die präzise Regelung des Laststroms beispielsweise eine exakte Steuerung dimmbarer Leuchtmodule über einen präzise einzustellenden mittleren Laststrom erreicht. Die erfindungsgemäße Regelung des mittleren Laststroms unter Berücksichtigung einer Differenz des gemessenen mittleren Laststroms zu einem Sollwert für den mittleren Laststrom ermöglicht eine stabile Steuerung des Laststroms, die über bekannte Steuerungsverfahren für Konverterschaltkreise nicht erreicht wird.
Eine bevorzugte Ausführung der Steuerschaltung umfasst einen Regler, insbesondere einen Regler mit einem integrierenden Anteil der Regler-Übertragungsfunktion, dem eine Differenz (Abweichung) des gemessenen mittleren Laststroms und des vorgegebenen mittleren Laststroms als Eingangsgröße zugeführt wird.
Ein Regler mit integrierendem Anteil der Regle-Übertragungsfunktion kann insbesondere ein I-Regler oder ein PI-Regler sein.
Ein Verhältnis zwischen der einzustellenden Abschaltschwelle I_peak (Spitzenstrom) des Spulenstroms I_spule zu dem zu erreichenden Sollwert des mittleren Laststroms kann nichtlinear sein.
Gemäß der Erfindung wird also auch eine Abweichung zwischen dem Sollwert und dem Istwert für den mittleren Laststrom ermittelt und diese Abweichung als Regeldifferenz eines Regelkreises verwendet. Die Regeldifferenz wird dem Regler, insbesondere einem I-Regler zugeführt.
Der I-Regler ermöglicht mit seinem integrativen Übertragungsverhalten eine stabile Regelung des mittleren Stroms durch entsprechende Ermittlung des Korrekturwerts ohne eine bleibende Regelabweichung.
Eine vorteilhafte Ausführung der Erfindung sieht vor, dass die Steuerschaltung eine von dem I-Regler ausgegebene Steuergröße abhängig von einem aktuellen Sollwert oder einem aktuellen Istwert des vorgegebenen mittleren Laststroms kalibriert.
Somit wird die Steuergröße, also der Ausgang des I-Reglers, abhängig von dem aktuellen Arbeitspunkt des Sollwerts des mittleren Laststroms kalibriert. Dies kann beispielsweise erfolgen, indem ein Verstärkungsfaktor der Steuergröße abhängig von diesem Arbeitspunkt des mittleren Laststroms eingestellt wird.
Damit werden insbesondere nichtlineare Effekte aufgrund eines nichtlinearen Zusammenhangs zwischen dem mittleren Laststrom I_avg und dem Spitzenstrom I_pk korrigiert.
Das Betriebsgerät in einer weiteren Ausführung zeichnet sich dadurch aus, dass die Steuerschaltung eingerichtet ist, die ausgegebene Steuergröße mit einem Verstärkungsfaktor abhängig von dem aktuellen Sollwert des vorgegebenen mittleren Laststroms zu kalibrieren.
Es ist vorteilhaft, wenn das Betriebsgerät, insbesondere die Steuerschaltung eingerichtet ist, den Verstärkungsfaktor auf Basis eines Gradienten eines Verlaufs des Spitzenstroms I_pk in Abhängigkeit von dem mittleren Laststrom I_avg für den aktuellen Sollwert des mittleren Laststroms zu ermitteln.
Insbesondere kann die Steuerschaltung eingerichtet sein, den Verstärkungsfaktor so zu ermitteln, dass für einen zunehmenden Gradienten des Verlaufs des Spitzenstroms I_pk in Abhängigkeit von dem mittleren Laststrom I_avg für den vorgegebenen Sollwert des mittleren Stroms ein zunehmender Verstärkungsfaktor ermittelt wird.
Die Steuerschaltung einer vorteilhaften Ausführung des Betriebsgeräts ermittelt den Korrekturwert für den Spitzenstrom I_pk derart, dass der Korrekturwert mit zunehmendem Sollwert für den mittleren Laststrom I_avg abnimmt.
Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung wird diese arbeitspunktabhängige Einstellung dadurch ausgeführt, dass bei bekannter Abhängigkeit des Spitzenstroms I_pk von dem mittleren Laststrom I_avg ein Wert für einen Gradienten an einem aktuellen Arbeitspunkt des mittleren Laststroms I_avg ermittelt wird. Der ermittelte Gradient beeinflusst den Verstärkungsfaktor. Je steiler also die nichtlineare Kurve für die Abschaltschwelle des Spulenstroms I_spule , also des Spitzenstroms I_pk zu dem mittleren Laststrom I_avg , verläuft, umso größer wird die Verstärkung der Steuergröße in der Regelschleife sein. Die Verstärkung der Steuergröße wird umso größer sein, je geringer der mittlere Laststrom I_avg ist.
Somit ist der Korrekturwert für den Spitzenstroms I_pk bei gleicher Regeldifferenz für den mittleren Laststrom umso kleiner, je höher der mittlere Laststrom I_avg des Arbeitspunkts, also der Sollwert I_{avg_nom} des mittleren Laststroms ist.
Das Betriebsgerät nach einer vorteilhaften Ausführung weist die Steuerschaltung dafür ausgelegt auf, zunächst eine nichtlineare Kurve der Abhängigkeit des Spitzenstroms I_pk von dem mittleren Laststrom zu ermitteln, und anschließend den Gradienten als erste Ableitung der ermittelten nichtlinearen Kurve zu bestimmen.
Die Erfindung wird somit bevorzugt derart implementiert, dass bei vorgegebenen Größen für die Totzeit T_tot , eine Busspannung Ubus und eine Lastspannung U_last die nichtlineare Abhängigkeit in Form einer Kurve des Abschaltstroms I_pk zu dem mittleren Laststrom I_avg berechnet wird. Aus der ermittelten Kurve wird dann der Gradient, also die erste Ableitung der ermittelten Kurve bestimmt.
Mittels des bestimmten Gradienten kann in einfacher Weise die nichtlineare Eigenschaft in die Bestimmung des Korrekturwerts einfließen. Die Korrektur des Spitzenstroms I_pk ermöglicht damit über einen weiten Wertebereich des mittleren Laststroms eine präzise Bestimmung des Spitzenstroms I_pk auch für den diskontinuierlichen Betriebsmodus oder auch den Grenzbetriebsmodus des Konverterschaltkreises.
Ein zweiter Aspekt der Erfindung betrifft ein entsprechendes Steuerungsverfahren für einen Konverterschaltkreis.
Das Verfahren steuert den Konverterschaltkreis des Betriebsgeräts, wobei das Betriebsgerät insbesondere für einen dimmbaren Betrieb von Leuchtmitteln ausgelegt ist.
Das Betriebsgerät erzeugt mit dem getakteten Konverterschaltkreis mit wenigstens einem Schalter einen Laststrom. Eine Steuerschaltung ist dafür ausgelegt, den wenigstens einen Schalter in einem lückenden Betriebsmodus oder einem Grenzbetriebsmodus des Konverterschaltkreises anzusteuern. Das Verfahren weist hierzu die Schritte auf: Auswählen eines Einschaltzeitpunkts aus einer Menge diskreter möglicher Einschaltzeitpunkte, um einen vorgegebenen mittleren Laststrom durch Schließen des Schalters zu bewirken. Ermitteln eines Ausschaltzeitpunkts des Schalters, um den vorgegebenen mittleren Laststrom durch Öffnen des Schalters zu bewirken. Das Ermitteln des Ausschaltzeitpunkts des Schalters erfolgt auf Grundlage eines korrigierten Spitzenstroms, wobei der korrigierte Spitzenstrom ermittelt wird, indem der Steuerschaltkreis in einem ersten Korrekturschritt die Auswahl des Einschaltzeitpunkts mittels Ermitteln eines kompensierten Spitzenstroms kompensiert, und in einem zweiten Korrekturschritt den kompensierten Spitzenstrom mittels eines Korrekturwerts korrigiert, wobei der Korrekturwert auf Grundlage einer Abweichung eines gemessenen mittleren Laststroms zu dem vorgegebenen mittleren Laststrom berechnet wird.
Der Steuerschaltkreis kann bevorzugt als anwendungsspezifischer Schaltkreis (ASIC) oder als Mikrokontroller (Mikroprozessor) ausgeführt sein.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird mit Bezug zu den nachfolgenden Figuren näher erläutert. Es zeigen:

1 ein vereinfachtes Blockschaltbild eines Konverterschaltkreises,
2 ein Zeitdiagramm wesentlicher Signalverläufe des Konverterschaltkreises nach 1,
3 die Struktur eines erfindungsgemäßen Steuerungsverfahrens für einen Konverterschaltkreis in Form eines einfachen Blockschaltbildes,
4 den Verlauf des Abschaltstroms I_pk in Abhängigkeit von dem mittleren Laststrom I_avg mit einem ersten Arbeitspunkt des Konverterschaltkreises,
5 den Verlauf des Abschaltstroms I_pk in Abhängigkeit von dem mittleren Laststrom I_avg mit einem zweiten Arbeitspunkt des Konverterschaltkreises,
6 die Abhängigkeit einer Zeitkonstante τ eines geschlossenen Regelkreises zur Regelung des mittleren Ausgangsstroms I_avg von einem eingestellten Nominalwert für den mittleren Strom I_{avg_nom} ,
7 ein Signalflussdiagramm der geschlossenen Regelschleife gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung,
8 die Abhängigkeit einer Zeitkonstante τ eines geschlossenen Regelkreises zur Regelung des mittleren Ausgangsstroms I_avg von einem eingestellten Nominalwert für den mittleren Strom I_{avg_nom} für die geschlossene Regelschleife gemäß dem Ausführungsbeispiel, und
9 ein vereinfachtes Ablaufdiagramm des erfindungsgemäßen Steuerungsverfahrens.

In den Figuren zeigen gleiche Bezugszeichen gleiche oder entsprechende Elemente. Auf eine redundante Beschreibung wird, soweit ohne Einschränkung der Klarheit möglich, verzichtet.
Die Erfindung ist für getaktete Schaltregler, im Folgenden als Konverterschaltkreise bezeichnet, geeignet. Insbesondere ist die Erfindung gleichermaßen auf Konverterschaltkreise in Boost-(Aufwärtswandler), Buck- (Abwärtswandler) und Flyback-Topologie (Sperrwandler, Hoch-Tiefsetzsteller) anwendbar.
1 gibt einen Konverterschaltkreis 1 in einer bevorzugten Ausführung der Erfindung in Form eines einfachen Blockschaltbildes wieder.
Der Konverterschaltkreis 1 ist in 1 als Abwärtswandlerschaltung für den Betrieb von Leuchtdioden (LED) gezeigt. Es ist festzuhalten, dass ebenso andere Schaltungsstrukturen für geschaltete Schaltnetzteile, als Konverterschaltkreis eingesetzt werden können.
Der getaktete Konverterschaltkreis 1 weist eine Spule L (Induktivität) als Speicherelement für magnetische Energie auf. Diese Induktivität kann mit Kapazitäten des Konverterschaltkreises, zumindest mit parasitären Kapazitäten, zum Beispiel eines Schalters S, einen Resonanzkreis bilden.
Der getaktete Konverterschaltkreis 1 zeigt das Verhalten, dass nach einem Ausschalten des Schalters S ein Strom I_spule durch die Induktivität abnimmt, bis er den Nullpunkt erreicht. Der Strom I_spule bleibt indessen nicht konstant auf Null, sondern wird aufgrund des oben genannten Resonanzkreisverhaltens schwingen. Der Stroms I_spule wird mit abfallender Amplitude über mehrere Perioden weiterschwingen.
2 zeigt ein Zeitdiagramm wesentlicher Signalverläufe des Konverterschaltkreises 1 nach 1. Dabei ist in der untersten Teilfigur der 2 die Schwingung des Spulenstroms I_spule nach Öffnen des Schalters S und erstmaligem Abklingen des Spulenstroms I_spule auf Null dargestellt.
Wird der Konverter in einem Grenzbetriebsmodus (engl.: Borderline-Mode, abgekürzt: BCM) oder in einer nicht-kontinuierlichen Betriebsart (engl.: Discontinuous-Mode, abgekürzt DCM) betrieben, so sind im DCM-Modus nicht beliebige Wiedereinschaltzeitpunkte für das Schließen des Schalters S möglich, sondern nur die diskret beabstandeten Zeitpunkte der positiven Nulldurchgänge des Spulenstroms I_spule („Valley Switching“).
Ein Wiedereinschalten des Schalters wird vorteilhaft nur an den diskret beabstandeten Nulldurchgängen mit positivem Gradienten des Stroms I_spule erfolgen, um ein möglichst verlustfreies Schalten zu ermöglichen. Für die genannten Zeitpunkte des Nulldurchgangs mit positiver Steigung des Stroms I_spule ist der Spannungsabfall über den Schalter am geringsten.
Der Abwärtswandlerschaltung wird eine Gleichspannung, als Busspannung Ubus bezeichnet, von einer Gleichspannungsquelle 4 zugeführt. Die Gleichspannungsquelle 4 kann beispielsweise der Ausgang eines Leistungsfaktorkorrekturglieds (englisch: Power Factor Correction; abgekürzt: PFC) des Betriebsgeräts sein.
Die Abwärtswandlerschaltung stellt eine Ausgangsspannung und einen Ausgangsstrom für den Betrieb der Last 2 bereit. Die Ausgangsspannung entspricht einer Lastspannung U_last (U_LED ), die über die LED abfällt. Der Ausgangsstrom entspricht einem Laststrom I_last (I_LED ) für das LED-Modul als Last 2.
Ein Schalter S, meist mittels eines Transistors ausgeführt, wird angesteuert von einem Steuerschaltkreis 5 mit einem Schalteransteuersignal 3 periodisch ein- und ausgeschaltet. Üblich sind einige hundert bis mehrere Millionen Schaltzyklen je Sekunde. Dadurch wird elektrische Energie von der eingangsseitig angeschlossenen Gleichspannungsquelle 4 zu der am Ausgang der Abwärtswandlerschaltung angeschlossenen Last 2 übertragen. Die beiden reaktiven Schaltelemente Spule (Induktivität) L und Ausgangskapazität (Ausgangskondensator) C ermöglichen als Energiespeicher die Versorgung der Last 2 mit elektrischer Energie in den Zeitphasen der Schalterperiode, in denen der Schalter S geöffnet ist. Die Induktivität der Spule L trennt eine hohe Eingangsspannung Ubus von der Last 2. Der Ausgangsstrom I_last kann durch eine geeignete Steuerung einer Einschaltzeit t_EIN und einer Ausschaltzeit t_AUS des Schalters S eingestellt werden. Diese Einstellung erfolgt üblicherweise in einer Regelschleife (Regelkreis), um die Ausgangsspannung U_last und/oder Ausgangsstrom I_last auf einen gewünschten Wert zu regeln.
Während einer Einschaltzeit t_EIN des Schalters S fließt der Ausgangsstrom I_last durch die Spule L und durch die Last 2; eine Diode D sperrt. Während der Ausschaltzeit t_AUS des Schalters wird die in der Spule L gespeicherte Energie abgebaut. Der Ausgangsstrom I_last über den Ausgang des Konverterschaltkreises 1 fließt weiter, nun jedoch durch die Diode D und aus der in dem Kondensator C gespeicherten elektrischen Energie.
Die Spule L und der Kondensator C bilden einen Tiefpass zweiter Ordnung. Effektiv wird die Abwärtswandlung dadurch erreicht, dass aus der Rechteckspannung der Gleichanteil herausgefiltert wird. Wie hoch dieser übrigbleibende Gleichanteil ist, kann durch das Tastverhältnis des Schalters S, vorgegeben durch das Schaltersteuersignal 3 des Steuerschaltkreises 5, eingestellt werden.
Im nichtlückenden Betrieb des Abwärtswandlers (englisch Continuous Current Mode, abgekürzt CCM: kontinuierlicher Betrieb) fällt der Spulenstrom I_spule durch die Spule L während der gesamten Schalterperiode nie auf Null, da der Schalter S erneut geschlossen wird, noch bevor die in der Spule L gespeicherte magnetische Energie vollständig abgebaut ist.
Im Gegensatz dazu sinkt in einem lückenden Betrieb (englisch: Discontinuous Current Mode, abgekürzt DCM; diskontinuierlicher Betrieb) der Strom durch die Spule L regelmäßig während jeder Schalterperiode auf Null. Die Schalterperiode umfasst nun zeitlich eine dritte Phase: Zu den auch im nicht-lückenden Betrieb auftretenden Phasen der Energiespeicherung bei geschlossenem Schalter S einerseits und der Energiefreisetzung bei offenem Schalter S andererseits kommt eine dritte Phase ohne Stromfluss durch die Spule L, in der die Last ausschließlich aus dem Kondensator C versorgt wird.
Ob ein kontinuierlicher oder ein lückender Betrieb vorliegt, hängt von der Induktivität der Spule L, Schaltfrequenz, Eingangsspannung Ubus, Ausgangsspannung U_last und dem Ausgangsstrom I_last ab. Da sich diese Parameter teilweise rasch ändern können, muss im Allgemeinen bei der Auslegung der Schaltung, und insbesondere eines Regelkreises, der Übergang zwischen den Betriebsarten berücksichtigt oder vermieden werden. Die Betriebsarten unterscheiden sich hinsichtlich einer Steuerkennlinie, also der Abhängigkeit der Ausgangsspannung U_last von einem Tastverhältnis des Schalteransteuersignals 3.
Die Regelung des Ausgangsstroms I_last als Regelgröße erfolgt in einer Regelschleife. Die Größe des Ausgangstroms I_last wird von einem Messmittel erfasst. Insbesondere kann über einen in Serie zu der Leuchtdiode angeordneten Messwiderstand R_MESS (Shuntwiderstand) eine für den Strom I_last repräsentative Größe erfasst werden. Diese repräsentative Größe wird von einem Regler zur Erzeugung des Schalteransteuersignals 3 für den Schalter S genutzt.
Im kontinuierlichen Betriebsmodus und in einem Grenzbetriebsmodus kann ein Dimmen der LED bzw. eine Änderung der Abgabeleistung der Abwärtswandlerschaltung über eine Änderung des Schwellenwerts des Stroms I_last über die Spule L, bei dessen Erreichen der Schalter S ausgeschaltet wird, erfolgen. Jedoch ist ein Absenken der Abschaltschwelle für sehr niedrige Dimmpegel bzw. niedrige Abgabeströme im Grenzbetrieb oft nicht beliebig möglich, da es bei kleinen Schwellenwerten zu Problemen hinsichtlich der Erfassung und Verarbeitung des geringen Stromwerts kommen kann. Für niedrige Lastströme I_last wird außerdem für den kontinuierlichen Betriebsmodus eine große Spule L benötigt, wodurch die Abwärtswandlerschaltung teuer wird und der Raumbedarf der Abwärtswandlerschaltung steigt.
Im lückenden Betrieb wird ein Variieren des Laststroms I_last , insbesondere auch ein Dimmen eines LED-Moduls als Last 2 oder das Einstellen einer gewünschten Abgabeleistung der Abwärtswandlerschaltung daher zumindest auch über eine Verkleinerung bzw. Vergrößerung einer Totzeit t_tot erreicht.
Die Totzeit t_tot ist die Zeitdauer von dem Zeitpunkt, bei dem der Strom I_spule über die Spule L auf Null erstmals nach Öffnen des Schalters S abgesunken ist, bis zu einem erneuten Einschalten (Wiedereinschalten) des Schalters S.
Ein Nachteil des lückenden Betriebs ist es, dass nach dem Ausschalten des Schalters S, wenn der Strom I_last auf Null sinkt, Oszillationen (gedämpfte Schwingung) der Spannung über den Schalter auftreten, die aus einem aus der Spuleninduktivität L und den parasitären Kapazitäten der Spule L, der Diode D und des als Schalter S verwendeten Transistors gebildeten Resonanzkreis herrühren.
Um Schaltverluste des Schalters S zu vermeiden, sollten solche Oszillationen beim Wählen des Einschaltzeitpunktes berücksichtigt bzw. der Einschaltzeitpunkt so gewählt werden, dass zum Einschaltzeitpunkt eine elektrische Spannung über den Schalter S ein Minimum aufweist. Dies bedeutet jedoch, dass das Einschalten des Schalters nicht zu einem beliebigen Zeitpunkt erfolgen kann, sondern nur in diskreten Zeitabständen, insbesondere dann, wenn der Verlauf der Spannung über den Schalter S ein Minimum zeigt. Wird der Schalter jedoch nicht zu dem der abzugebenden Leistung entsprechenden Zeitpunkt wieder eingeschaltet, sondern z.B. verspätet beim nächsten Spannungsminimum, weicht ein Istwert der von der Abwärtswandlerschaltung abgegebenen Leistung von der vorgegebenen Abgabeleistung (Soll-Wert) ab.
Typische Signalverläufe der Abwärtswandlerschaltung nach 1 über der Zeit t sind in 2 dargestellt. Eine Schalterperiode t_periode umfasst dabei die Einschaltzeit t_EIN , die Ausschaltzeitdauer t_AUS und die Totzeit t_tot .
Während der Einschaltzeitdauer t_EIN ist der Schalter S leitend („1“) und die Diode D sperrt („0“). Während der Ausschaltzeitr t_AUS sperrt der Schalter S („0“) und die Diode D leitet („1“).
Der Verlauf des Laststroms I_last über der Zeit zeigt in der Totzeit t_tot die vorstehend angesprochenen Oszillationen.
Der an die Last abgegebene mittlere Strom I_avg ergibt sich zu $I_{avg} = (I_{pk} / 2) \times ((t_{EIN} + t_{AUS}) / (t_{EIN} + t_{AUS} + t_{tot}));$
mit einem Spitzenwert I_pk des Stroms I_last , der Einschaltzeit t_EIN , der Ausschaltzeit t_AUS und der Totzeit t_tot . Während der Einschaltzeit t_EIN fließt ein Strom I_last , _EIN. Während der Ausschaltzeit t_AUS fließt ein Strom I_last , _AUS.
Während der Totzeit t_tot schwingt ein Strom I_L durch die Induktivität L mit einer Schwingfrequenz fosz in Höhe von $f_{OSZ} = \frac{1}{2 π \sqrt{L (C_{FET} + C_{SNUBBER})}}$
mit dem Wert der Induktivität L der Spule L, einer parasitären Kapazität C_FET des Schalters S und einer parasitären Kapazität C_SNUBBER der Diode.
Die Kapazität C_SNUBBER kann alternativ neben der parasitären Kapazität der Diode auch die Kapazität einer Snubberkapazität umfassen. Die Snubberkapazität kann als eigenes Bauteil zur Verlangsamung der Übergangszeit bei Schaltflanken vorgesehen sein.
3 zeigt wesentliche Funktionsblöcke eines Steuerschaltkreises 5, soweit diese für die Erläuterung einer Ausführung der Erfindung wesentlich sind.
In den in den mit ihren Ein-und Ausgangssignalen dargestellten Funktionsblöcken des Steuerschaltkreises 5 wird ein Schalteransteuersignal 3 für den Schalter S erzeugt. Insbesondere wird in dem Schalteransteuersignal 3 für den Schalter S ein Einschaltzeitpunkt des Schalters S und ein Ausschaltzeitpunkt des Schalters S über eine Schalterperiode t_periode festgelegt.
Ein Steuermittel 6 des Steuerschaltkreises 5 gibt einen Nominalwert (Sollwert) I_{avg_nom} für einen mittleren Laststrom I_avg vor.
Das Steuermittel 6 kann den Nominalwert I_{avg_nom} , zum Beispiel auf Basis einer extern eingelesenen Dimmwertvorgabe für die Lichtgabe eines ausgangsseitig an dem Konverterschaltkreis angeschlossenen Lichtmoduls mit zumindest einer LED ermitteln.
Der Nominalwert I_{avg_nom} wird einem Mittel 7 zur Bestimmung einer Totzeit t_tot zugeführt. Das Mittel 7 zur Bestimmung der Totzeit t_tot bestimmt die Totzeit t_tot auf Basis des zugeführten Nominalwerts I_{avg_nom} für den Strommittelwert, einer Busspannung Ubus und einer Lastspannung U_last (bzw. U_LED ).
Die Lastspannung U_last kann beispielsweise, wie in 3 dargestellt, mittels eines Spannungsteilers 8 ermittelt werden.
Die Busspannung Ubus kann in entsprechender Weise über einen in 3 nicht dargestellten Spannungsteiler gemessen werden. Alternativ oder zusätzlich kann die Busspannung Ubus von in 3 nicht dargestellten weiteren Baugruppen des Betriebsgeräts dem Steuerschaltkreis 5 zugeführt werden.
Der Nominalwert I_{avg_nom} für den mittleren Strom I_avg wird weiter einem Mittel 9 zur Berechnung eines kompensierten Spitzenstroms I_{pk_komp} zugeführt.
Das Mittel 9 zur Berechnung eines kompensierten Spitzenstroms ermittelt auf Basis des zugeführten Nominalwerts für den mittleren Strom I_{avg_nom} , der Busspannung Ubus, der Lastspannung U_last und der vom Mittel 7 zur Bestimmung einer Totzeit zugeführten Totzeit t_tot einen kompensierten Wert für den Spitzenstrom I_{Pk_komp} .
Der kompensierte Wert für den Spitzenstrom I_{pk_komp} bezeichnet einen Schwellenwert für den Spulenstrom I_spule , der berücksichtigt, dass ein Wiedereinschalten des Schalters S zu Ende der Totzeit t_tot lediglich zu einem ausgewählten Einschaltzeitpunkt aus einer Menge diskret beabstandeter Einschaltzeitpunkte erfolgen kann.
Der Nominalwert I_{avg_nom} für den mittleren Strom I_avg wird weiter einem Mittel 13 zur Berechnung eines Korrekturwerts ΔI_pk zur Korrektur des kompensierten Spitzenstroms I_{Pk_komp} zugeführt.
Das Mittel 13 zur Berechnung eines Korrekturwertes erhält über einen weiteren Eingang einen Strommesswert I_{mess_avg} . Der Strommesswert I_{mess_avg} repräsentiert einen gemessenen Wert des mittleren Stroms I_avg . Der Strommesswert I_{mess_avg} wird in dem Ausführungsbeispiel nach 3 über einen Messwiderstand Rmess in einem Laststromkreis des Konverterschaltkreises 1 erfasst und einem Mittel 11 zur Strommittelwertbildung zugeführt.
Das Mittel zur Strommittelwertbildung 11 kann, wie in 3 dargestellt, zum Beispiel einen Tiefpass umfassen. Das Mittel zur Strommittelwertbildung 11 kann insbesondere die über den Messwiderstand Rmess abfallende Spannung (analoge Messspannung) mittels des Tiefpasses filtern. Die gefilterte Messspannung kann anschließend verstärkt werden. Ein A/D-Wandler tastet die, möglicherweise verstärkte, gefilterte Messspannung ab und erzeugt den digitalen Strommesswert I_{mess_avg} .
Der kompensierte Wert für den Spitzenstrom I_{pk_komp} und der Korrekturwert ΔI_pk werden einem Korrekturmittel 12 zugeführt. Das Korrekturmittel 12 korrigiert den kompensierten Wert für den Spitzenstrom I_{pk_komp} mit dem Korrekturwert ΔI_pk durch Addition. Das Korrekturmittel 12 gibt einen korrigierten Wert für den Spitzenstrom I_{pk_korr} aus.
Der korrigierte Wert für den Spitzenstrom I_{pk_korr} wird einen Komparator 14 an dessen nichtinvertieren Eingang zugeführt. Der invertierende Eingang des Komparators 14 erhält als Eingangssignal ein den aktuellen Spulenstrom I_spule durch die Spule repräsentierenden Strommesswert I_{mess_pk} .
Der Strommesswert I_{mess_pk} , bzw. eine den Strommesswert I_{mess_pk} , repräsentierende Größe, kann zum Beispiel, wie in 1 dargestellt, mittels des in einem Lastpfad des Konverterschaltkreises 1 angeordneten Messwiderstand Rmess ermittelt (gemessen) werden.
Der Komparator 14 liefert an seinem Ausgang eine positive Flanke, wenn der Strommesswert I_{mess_pk} den korrigierten Spitzenstrom I_{pk_korr} erreicht. Das Ausgangssignal des Komparators 14, insbesondere eine positive Flanke in diesem Ausgangssignal, kann daher in einem Schalteransteuermittel 10 dazu genutzt werden, das Schalteransteuersignal 3 für den Schalter S zu erzeugen, das den Schalter S ausschaltet (öffnet).
Dem Schalteransteuermittel 10 werden an weiteren Eingängen die Totzeit t_tot , sowie ein Detektionssignal, das einen Nullurchgang des Spulenstroms I_spule signalisiert, zugeführt.
Der Nulldurchgang des Spulenstroms I_spule wird in einem Nulldurchgangsdetektor 15 detektiert und in dem Detektionssignal ZX_Ereignis dem Schalteransteuermittel 10 bereitgestellt.
Das Schalteransteuermittel 19 ermittelt auf Basis der zugeführten Totzeit t_tot und des Detektionssignals ZX_Ereignis einen Einschaltzeitpunkt für den Schalter S. Der ermittelte Einschaltzeitpunkt wird zur Erzeugung des Schalteransteuersignals 3 für den Schalter S genutzt. Insbesondere bestimmt der ermittelte Einschaltzeitpunkt den Zeitpunkt, zu dem das Schalteransteuersignal den Schalter S einschaltet (schließt).
Die in 3 dargestellte Struktur des Steuerschaltkreises 5 ermöglicht eine Steuerung des Konverterschaltkreises 1, insbesondere dessen Schalters S, die in einem Grenzbetriebsmodus oder in einem lückenden Betriebsmodus des Konverterschaltkreises 1 eine präzise Einstellung des mittleren Laststroms I_avg ermöglicht.
Dies wird insbesondere erreicht, indem der kompensierte Spitzenstrom I_{pk_komp} mittels des Korrekturwerts ΔI_pk korrigiert wird.
Dieser Korrekturwert ΔI_pk kann in besonders vorteilhafter Weise auf Grundlage des aktuellen mittleren Laststroms I_avg und des Sollwerts für den Laststrom I_{avg_nom} ermittelt werden. Dies wird für eine mögliche Ausführung der Regelschleife nachfolgend mit Bezug zu 7 näher erläutert.
In 4 ist der Verlauf des Spitzenstroms I_pk in Abhängigkeit von dem mittleren Laststrom I_avg mit einem ersten Arbeitspunkt des Konverterschaltkreises 1 dargestellt.
Der mittleren Laststrom I_avg ist dabei auf der Abszisse, der Abschaltstrom I_pk in Richtung der Ordinate in 4 aufgetragen. Der Verlauf des Spitzenstroms I_pk in Abhängigkeit von dem mittleren Laststrom I_avg zeigt eine nichtlineare Abhängigkeit von dem mittleren Laststrom I_avg .
Für einen (ersten) Arbeitspunkt ist dabei die erfindungsgemäße Näherung erster Ordnung für den Spitzenstrom I_pk mit $I_{pk} (I_{avg}) = I_{pk komp} (I_{avg}, t_{tot}, U_{bus}, U_{last}) + \frac{\partial I_{pk}}{\partial I_{avg}} |_{I_{avg}, t_{tot}, U_{bus}, U_{last}} \times Δ I_{avg}$
in 4 eingezeichnet. In 4 bezeichnet I_pk (I_avg ) den Spitzenstrom I_pk als Funktion des mittleren Laststroms I_avg , I_{pk_komp} den kompensierten Spitzenstrom, der berücksichtigt, dass ein lediglich einem berechneten Einschaltzeitpunkt des Schalters S nahekommender, allerdings nicht exakt gleicher Einschaltzeitpunkt aus der Menge diskret beabstandeter Einschaltzeitpunkte gewählt wird. Weiter bezeichnet in (3) t_tot die Totzeit, Ubus die Busspannung und U_last die Lastspannung. Der Korrekturwert ΔI_pk wird in 4 durch den zweiten Summanden zu $Δ I_{pk} = \frac{\partial I_{pk}}{\partial I_{avg}} |_{I_{avg}, t_{tot}, U_{bus}, U_{last}} \times Δ I_{avg}$
dargestellt. Dabei ist $\frac{\partial I_{pk}}{\partial I_{avg}} |_{I_{avg}, t_{tot}, U_{bus}, U_{last}}$
der Gradient der Funktion des Spitzenstroms I_pk in Abhängigkeit von dem mittleren Laststrom I_avg für vorgegebene Werte des mittleren Laststroms I_avg , der Totzeit t_tot , der Busspannung Ubus und der Lastspannung U_last in einem Arbeitspunkt. ΔI_avg bezeichnet die Abweichung des mittleren Laststroms I_avg von einem Sollwert I_{avg_nom} .
5 zeigt den Verlauf des Abschaltstroms I_pk in Abhängigkeit von dem mittleren Laststrom I_avg mit einem weiteren, zweiten Arbeitspunkt des Konverterschaltkreises 1.
Die Darstellung des Verlaufs des Abschaltstroms I_pk in Abhängigkeit von dem mittleren Laststrom I_avg zeigt eine klare nichtlineare Abhängigkeit von dem mittleren Laststrom I_avg und entspricht der Darstellung in 4.
Der in 5 eingezeichnete zweite Arbeitspunkt ist gegenüber dem in 4 eingezeichneten Arbeitspunkt in Richtung zu einem höheren mittleren Laststrom I_avg hin verschoben. Dies entspricht einem höheren Sollwert I_{avg_nom} für den mittleren Laststrom I_avg in 5 verglichen mit dem Sollwert I_{avg_nom} des Laststroms in 4. Aufgrund des nichtlinearen Verlaufs des Spitzenstroms I_pk in Abhängigkeit von dem mittleren Laststrom I_avg , hier einem flacheren Verlauf des Abschaltstroms I_pk für zunehmende Werte des mittleren Laststroms I_avg , ist der Gradient $\frac{\partial I_{pk}}{\partial I_{avg}} |_{I_{avg}, t_{tot}, U_{bus}, U_{last}}$
für den zweiten Arbeitspunkt in 5 im Wert geringer als der Gradient im ersten Arbeitspunkt in 4. Dementsprechend fällt der Wert des korrigierten Spitzenstroms I_pk nach Formel (3) in 5 geringer aus, als dies für den Wert des korrigierten Spitzenstroms I_pk nach Formel (3) in 4 zutrifft. Die Näherung erster Ordnung berücksichtigt also den nichtlinearen Zusammenhang zwischen dem Verlauf des Spitzenstroms I_pk und dem mittleren Laststrom I_avg .
In 6 ist die Abhängigkeit einer Zeitkonstante τ eines geschlossenen Regelkreises zur Regelung des mittleren Laststroms I_avg von einem eingestellten Nominalwert für den Strom I_{avg_nom} dargestellt.
Aufgrund des nicht-linearen Verhaltens der Regelstrecke mit $I_{avg} = f (I_{pk}, t_{tot}, U_{last}, \dots),$
verhält sich ein I-Regler in dem Regelkreis für niedrige Sollwerte des mittleren Laststroms I_{avg_nom} anders als für hohe Sollwerte des mittleren Laststroms I_{avg_nom} .
Eine Zeitkonstante τ einer Übertragungsfunktion des geschlossenen Regelkreises mit dem I-Regler $F_{c} = 1 (1 + s \times τ);$
zeigt den in 6 beispielhaft dargestellten Verlauf der Zeitkonstante τ als Funktion $τ (I_{nom}, I_{pk} (I_{nom}, t_{tot} (I_{nom}, I_{pk_nom} (I_{_nom}), U_{last}, U_{bus}), U_{last_nom}, U_{bus}))$
aufgetragen in Richtung der Ordinate in Abhängigkeit von einem auf der Abszisse aufgetragenen nominalen Laststrom Inom.
Es ist aus 6 ersichtlich, dass das Regelverhalten des Regelkreiseses für kleine mittlere Lastströme I_avg sehr langsam und somit nachteilig wird.
7 zeigt ein Signalflussdiagramm der geschlossenen Regelschleife gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung.
Die Signale werden in 7 entsprechend der Signalart „digitales Signal“ und „analoges Signal“ unterschiedlich dargestellt. Ein digitales Signal ist als Pfeil mit Doppellinie gezeigt und zusätzlich mit einer Wortbreite des einzelnen Signals in Bit, beispielsweise „31“ Bit und „12“ Bit gekennzeichnet. Ein analoges Signal ist hingegen mittels eines einfachen Pfeils gezeigt.
Die in 7 genannten Wortbreiten digitaler Signale in Bit (Bitbreite) geben die Auflösung eines Abtastwerts des Signals wieder und sind als Anhaltspunkte für eine mögliche Implementierung unter einer Vielzahl möglicher Implementierungen der Erfindung zu verstehen.
Führungsgröße des einschleifig ausgebildeten Regelkreises nach 7 ist ein nominaler mittlerer Strom I_{avg_nom} . Ein Sollwert für den nominalen mittlerer Strom I_{avg_nom} kann beispielsweise vorgegeben werden, um ein LED-Modul als Last 2 zu einer Lichtabgabe mit einer gewünschten Lichtstärke zu veranlassen.
Der Sollwert für den nominalen mittlerer Strom I_{avg_nom} kann auch entsprechend einer vorgegebenen Zeitabhängigkeit ansteigen oder abfallen (Dimmvorgang).
Ausgangsgröße der Regelung ist der mittlere Laststrom I_avg , dessen Wert durch das Betriebsgerät an die Last 2 abgegeben werden soll.
Der Wert des mittleren Laststroms I_avg ist mittels der Regelschleife auf den Wert des nominalen mittleren Stroms I_{avg_nom} zu regeln.
Als Regelgröße wird ein Messwert für den mittleren Laststrom I_avg erfasst. Dieser Messwert für den mittleren Laststroms I_avg wird regelmäßig als analoger repräsentativer Wert für den mittleren Laststroms I_avg vorliegen. Der Messwert für den mittleren Laststroms I_avg wird einem Mittel zur Mittelwertbildung 16 zugeführt. Das Mittel zur Mittelwertbildung 16 mittelt den Messwert für den mittleren Laststroms I_avg für eine nachfolgende Digitalisierung des Messwerts für den mittleren Laststroms I_avg . Ein Mittel zur A/D-Wandlung 17 mit einem Wandlergewinn g_m1 erzeugt anschließend einen digitalen Messwert imess für den mittleren Laststroms I_avg aus dem Messwert für den mittleren Laststroms I_avg .
Am Ausgang des Mittels zur A/D-Wandlung 17 steht digitaler Istwert des Werts des mittleren Stroms als imess zu Verfügung.
Der digitale Istwert des Werts des mittleren Stroms als imess wird einem invertierenden Eingang eines Subtraktionsglieds 19 zugeführt.
Einem nichtinvertierenden Eingang des Subtraktionsglieds 19 wird ein digitaler Sollwert i_ref des mittleren Stroms zugeführt. Dieser digitaler Sollwert i_ref des mittleren Stroms wird in einem weiteren Mittel zur A/D-Wandlung 18 mit einem Wandlergewinn g_m2 aus dem als analoger Wert zugeführten nominalen mittlerer Strom I_{avg_nom} erzeugt.
In einer besonders bevorzugten Ausführung liegt der nominale mittlere Laststrom I_{avg_nom} bereits als digitaler nominaler mittleren Laststrom I_{avg_nom} vor. Zum Beispiel kann der digitale nominale mittlere Laststrom I_{avg_nom} über eine Schnittstelle, möglicherweise eine Schnittstelle basierend auf einem üblichen Leuchtprotokoll wie DALI™, zugeführt werden. Der nominale mittlere Laststrom I_{avg_nom} kann aus einer über die Schnittstelle nutzerseitig bestimmten 100%-Wert I_select und einen Dimmwert umfassen. In dieser Ausführung ist ein Funktionsblock anstelle des Mittels zur A/D-Wandlung 18 in 7 angeordnet, der dafür ausgelegt ist, den digital zugeführten nominale mittlere Laststrom I_{avg_nom} mit einem Verstärkungsfaktor g_m2 in einen geeigneten Wertebereich entsprechend dem Wertebereich („Einheit“) von imess zu skalieren.
Das Subtraktionsglied 19 erzeugt und gibt an seinem Ausgang eine Regeldifferenz für den Wert des mittleren Stroms I_avg als digitaler Regelfehler err des Werts des mittleren Stroms i_avg aus. Der digitale Regelfehler err entspricht einer Differenz aus dem digitalen Sollwert i_ref des mittleren Stroms und dem digitalen Istwert imess des Werts des mittleren Stroms.
Der digitale Regelfehler err des mittleren Stroms wird einem I-Regler 20 zugeführt. Der I-Regler 20 ist ein lineares Übertragungsglied mit der Übertragungsfunktion $F_{I - Regler} (s) = \frac{K_{I}}{s};$
mit einem Reglergewinn K_I des I-Reglers 20. Der I-Regler 20 bewirkt eine zeitliche Integration des als Eingangssignal zugeführten digitalen Regelfehlers err zu einem digitalen Ausgangssignal ik des I-Reglers 20. Das digitale Ausgangssignal ik des I-Reglers 20 weist die Dimension des mittleren Stroms I_avg auf.
Das digitale Ausgangssignal i_k des I-Reglers 20 wird einem Mittel zur Linearisierung 21 zugeführt. Das Mittel zur Linearisierung 21 ermittelt für den aktuellen Arbeitspunkt gekennzeichnet durch den aktuellen Nominalwert I_{avg_nom} aus dem Verlauf I_pk (I_avg ) mittels Linearisierung und Bildung der Näherung erster Ordnung unter Verwendung der ersten Ableitung $\frac{{dI}_{pk}}{{dI}_{avg}}$
einen digitalen Korrekturwert ΔI_pk in der Dimension des Spitzenstroms I_pk .
Dieser digitale Korrekturwert ΔI_pk für den Spitzenstrom I_pk , der einen Schwellenwert für die Ausschaltschwelle des Spulenstroms I_spule , bei dessen Erreichen durch den Spulenstrom I_spule der Schalter S geöffnet wird, darstellt, kann unmittelbar zur Korrektur des adaptiv berechneten kompensierten Spitzenwerts I_{pk_komp} genutzt werden.
Der digitale Korrekturwert ΔI_pk für den Spitzenstrom I_pk wird ebenso wie der berechnete kompensierte Spitzenwert I_{pk_komp} Eingängen eines Summiermittels 22 zugeführt. Das Summiermittel 22 erzeugt mittels Addition des digitalen Korrekturwerts ΔI_pk und des berechneten kompensierten Spitzenwerts I_{pk_comp} einen korrigierten Wert I_{pk_korr} für den Spitzenstrom I_pk und stellt an einem Ausgang einen digitalen Wert für den korrigierten Spitzenstrom I_{pk_korr} bereit.
Der korrigierte Spitzenstrom I_{pk_korr} wird in einem anschließenden Mittel zur D/A-Wandlung 23 in einen analogen korrigierten Spitzenstrom I_{pk_korr} umgewandelt. Die Wandlung in dem Mittel zur D/A- Wandlung 23 erfolgt mit einem Wandlergewinn G_DAC .
Der analoge korrigierte Spitzenstrom I_{pk_korr} stellt einen Schwellenwert für einen in 7 nicht dargestellten Komparator dar, dessen zweitem Eingang ein für den Spulenstrom I_spule repräsentativer Wert zugeführt wird. Der Komparator kann somit das Schalteransteuersignal 3 für den Schalters S des Konverterschaltkreises 1, insbesondere zur Steuerung des Öffnens des Schalters S, bereitstellen.
Der analoge, korrigierte Spitzenstrom I_{pk_korr} stellt somit die Stellgröße für die Regelstrecke 24 der Regelschleife in 7 dar.
Die Regelstrecke 24 wird im vorliegenden Fall durch den Konverterschaltkreis 1, im Ausführungsbeispiel ein Abwärtswandler, mit der Übertragungsfunktion I_avg = f (I_pk , t_tot , U_last , ...) beschrieben und ist in 7 vereinfacht als Übertragungsglied mit einer Proportionalitätskonstante Gs gezeichnet.
Anhand der 7 wird deutlich, dass der I-Regler 20 der Regelschleife lediglich relative Werte ik, und das anschließende Mittel zur Linearisierung den relativen Korrekturwert ΔI_pk bereitstellt. Der adaptive berechnete Wert für den kompensierten Spitzenstrom I_{pk_komp} berücksichtigt bereits die Nichtlinearität der Regelstrecke 24. Daher erfolgt erfindungsgemäß lediglich eine Multiplikation des relativen Werts i_k am Ausgang des I-Reglers 20 mit der ersten Ableitung dI_pk/dI_avg der Funktion I_pk (dI_avg ), um eine Linearisierung des relativen Werts i_k am Ausgang des I-Reglers 20 im Arbeitspunkt, vorgegeben durch I_{pk_komp} , zu erhalten. Das damit erreichte konstante Regelverhalten des Regelkreises nach 7 ist im nachfolgenden Diagramm nach 8 gezeigt.
In 8 wird die Abhängigkeit der Zeitkonstante τ des geschlossenen Regelkreises zur Regelung des mittleren Laststroms I_avg von einem eingestellten Nominalwert für den mittleren Laststrom I_{avg_nom} für die geschlossene Regelschleife gemäß dem Ausführungsbeispiel der Erfindung gezeigt. 8 zeigt den Verlauf der Zeitkonstante τ $τ (I_{nom}, I_{pk} (I_{nom}, t_{tot} (I_{nom}, I_{{pk}_{nom}} (I_{nom}), U_{last}, U_{bus}), U_{{last}_{nom}}, U_{bus}))$
aufgetragen in Richtung der Ordinate in Abhängigkeit von dem auf der Abszisse aufgetragenen nominalen Laststrom I_nom . Das linearisierte Verhalten der Regelstrecke mit einem I-Regler 20 zeigt sich in 8 in einer konstanten Zeitkonstante τ der Übertragungsfunktion F_c des geschlossenen Regelkreises mit dem I-Regler 20 über einen weiten Bereich, für niedrige Inom ebenso wie für hohe I_nom .
Im Vergleich mit 6 wird aus 8 ein konstantes Regelverhalten, wie es mittels der speziellen Linearisierung entsprechend dem dargestellten Ausführungsbeispiel erreicht wird, ersichtlich. Die Näherung erster Ordnung des Abschaltstroms I_pk (I_avg ) lautet: $I_{pk} (I_{avg}) = I_{{pk}_{comp}} (I_{avg}, t_{tot}, U_{bus}, U_{last}) + \frac{\partial I_{pk}}{\partial I_{avg}} |_{I_{avg}, t_{dead}, U_{bus}, U_{last}} \times Δ I_{avg}$
mit $\frac{\partial I_{pk}}{\partial I_{avg}} |_{I_{avg}, t_{tot}, U_{bus}, U_{last}} = 1 + \frac{I_{avg} + \frac{t_{tot}}{b}}{\sqrt{I_{avg}^{2} + \frac{2 I_{avg} t_{tot}}{b}}}$
und $b = \frac{L \times U_{bus}}{(U_{bus} - U_{last}) \times U_{last}}$
9 gibt ein vereinfachtes Ablaufdiagramm des erfindungsgemäßen Steuerungsverfahrens für den Konverterschaltkreis 1 wieder. Das Steuerungsverfahren beginnt mit Schritt S1 mit Einlesen eines Zielwerts I_{avg_nom} für den mittleren Strom I_avg . In Schritt S2 wird eine nominelle Totzeit t_{tot_nom} ermittelt. Die nominelle Totzeit t_{tot_nom} ist die Totzeit t_tot , mit der der Zielwert I_{avg_nom} für den mittleren Laststrom I_avg unter festgelegten Randbedingungen, insbesondere für den Spitzenstrom I_pk , die Lastspannung U_last und die Busspannung Ubus erreicht wird.
In einem nächsten Schritt S3 wird zu der ermittelten Totzeit t_{tot_nom} eine nächstliegende Totzeit t_{tot_valley} gewählt, deren Zeitdauer durch die begrenzte Menge verfügbarer, diskret beabstandeter möglicher Einschaltzeitpunkte des Schalters S bestimmt wird.
Der ausgewählte Einschaltzeitpunkt kann beispielsweise der Einschaltzeitpunkt aus der Menge möglicher Einschaltzeitpunkte sein, der dem berechneten Einschaltzeitpunkt des Schalters S zur Realisierung der Totzeit t_{tot_nom} zeitlich am nächsten liegt, also einen minimalen zeitlichen Abstand aufweist.
Der berechnete Einschaltzeitpunkt kann beispielsweise so berechnet werden, dass mit dem berechneten Einschaltzeitpunkt der vorab bestimmte, vorgegebene Sollwert für den mittleren Laststrom I_{avg_nom} exakt realisiert werden kann.
Aufgrund der Abweichung des theoretischen Werts t_{tot_nom} zu dem tatsächlich einzustellenden Wert t_{tot_valley} würde eine abrupte und sprungartige Veränderung des mittleren Laststroms I_avg erfolgen.
Für den Fall eines LED-Moduls als Last 2 des Betriebsgeräts, insbesondere auch des Konverterschaltkreises 1, kann dieser Sprung im mittleren Laststrom I_avg zu einer abrupten, möglicherweise optisch wahrnehmbaren Änderung in der Lichtabgabe der LEDs des LED-Moduls führen.
Um diesen Sprung des mittleren Laststroms I_avg zu vermeiden, wird in einem nachfolgenden Schritt S5 zu der Totzeit t_{tot_nom} ein kompensierter Spitzenstrom I_{pk_komp} ermittelt, der eben dieses Sprungverhalten des mittleren Laststroms I_avg verhindert. In Schritt S4 erfolgt dies durch Bestimmen eines veränderten Werts I_{pk_komp} für den Spitzenstrom I_pk . Dieser kompensierte Spitzenstrom I_{pk_komp} bestimmt einen Ausschaltzeitpunkt für den Schalter S, um den vorgegebenen mittleren Laststrom I_{avg_nom} für die einzustellende Totzeit t_{tot_valley} zu bewirken.
In Schritt S5 werden nun die Werte für die Totzeit t_{tot_valley} und den kompensierten Spitzenstrom I_{pk_komp} übernommen. In einem idealen Fall würde sich mit Einstellen der Werte für die Totzeit t_{tot_valley} und den kompensierten Spitzenstrom I_{pk_nom} bereits am Ausgang des Betriebsgeräts der gewünschte mittlere Laststrom I_{avg_nom} als realer mittlerer Laststrom einstellen.
Tatsächlich wird in der Regel eine, möglicherweise geringfügige Abweichung eines gemessenen mittleren Laststroms I_{mess_avg} für den mittleren Laststrom I_avg von dem vorgegebenen mittleren Laststrom I_{avg_nom} festzustellen sein.
Die Korrektur dieser Abweichung erfolgt erfindungsgemäß mittels des Korrekturwerts ΔI_pk in folgenden Schritten S6 bis S9.
Das Ermitteln des einzustellenden Ausschaltzeitpunkts des Schalters S erfolgt auf Grundlage eines korrigierten Spitzenstroms I_{pk_korr} .
Dazu wird in einem folgenden Schritt S6ein Verlauf der nichtlinearen Funktion I_pk (I_avg ) betrachtet und der Gradient der nichtlinearen Funktion I_pk (I_avg ) in dem durch den Sollwert I_{avg_nom} des Laststroms I_avg bestimmten Arbeitspunkt bestimmt.
Der Korrekturwert ΔI_pk wird in einem anschließenden Schritt S7 auf Grundlage einer Abweichung eines gemessenen mittleren Laststroms I_{mess_avg} zu dem vorgegebenen mittleren Laststrom I_{avg_nom} auf Grundlage des Gradienten der nichtlinearen Funktion I_pk (I_avg ) in dem durch den Sollwert I_{avg_nom} des Laststroms I_avg bestimmten Arbeitspunkt berechnet.
Anschließend wird in Schritt S8 der kompensierte Spitzenstrom I_{pk_komp} mittels des Korrekturwerts ΔI_pk korrigiert, um I_{pk_komp} zu erhalten.
Anschließend werden in einem Schritt S9 in dem Steuerschaltkreis 5 der neu ermittelte, korrigierte Spitzenstrom I_{pk_korr} als Abschaltschwelle für den Spulenstrom I_spule und die berechnete Totzeit t_{tot_valley} als aktuelle Werte für die Steuerung, auf deren Basis die Ansteuerung des Schalters S mit einem geeignet bestimmten Schalteransteuersignal 3 ausgeführt wird, gesetzt.
Die Schritte S6 bis S9 können wiederholt durchlaufen werden, bis die Abweichung des gemessenen mittleren Laststroms I_{mess_avg} zu dem vorgegebenen mittleren Laststrom I_{avg_nom} gegen Null geht oder genau Null ist.
Die Steuerung des Schalters S durch den Steuerschaltkreis 5 erfolgt nun mit den neuen Werten für den Ausschaltzeitpunkt ermittelt auf Basis des korrigierte Spitzenstrom I_{pk_korr} und den Einschaltzeitpunkt auf Basis der Totzeit t_{tot_valley} .
Die Verfahrensschritte S1 bis S9 können für jede Änderung des Sollwerts I_{avg_nom} für den mittleren Laststroms I_avg durchlaufen werden.
Die Schritte S6 und S7 werden wiederholt während eines Betriebs des getakteten Konverterschaltkreises 1 ausgeführt. In einer Implementierung des Betriebsgeräts beispielsweise alle 1.536 s.
Die Schritte S1 bis S5 werden in dieser Implementierung lediglich bei einer Änderung des Sollwerts I_{avg_nom} des mittleren Laststroms I_avg ausgeführt.

Claims

Betriebsgerät, insbesondere ausgelegt für einen dimmbaren Betrieb von Leuchtmitteln (2), wobei das Betriebsgerät in einem getakteten Konverterschaltkreis (1) mit wenigstens einem Schalter (S) einen Laststrom (I_last) erzeugt, und eine Steuerschaltung (5) ausgelegt dafür, den wenigstens einen Schalter (S) in einem lückenden Betriebsmodus oder einem Grenzbetriebsmodus anzusteuern, aufweist, wobei die Steuerschaltung (5) eingerichtet ist, einen vorgegebenen mittleren Laststrom durch Schließen des Schalters (S) zu einem Einschaltzeitpunkt aus einer Menge diskreter möglicher Einschaltzeitpunkte und Öffnen des Schalters (S) zu einem Ausschaltzeitpunkt einzustellen, und dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerschaltung (5) eingerichtet ist, den Ausschaltzeitpunkt auf Grundlage eines korrigierten Spitzenstroms (I_{pk_korr}) zu ermitteln, wobei der korrigierte Spitzenstrom (I_{pk_korr}) ermittelt wird, indem der Steuerschaltkreis (5) in einem ersten Korrekturschritt eine Wahl des Einschaltzeitpunkts mittels Ermitteln eines kompensierten Spitzenstroms (I_{pk_komp}) kompensiert, und in einem zweiten Korrekturschritt mittels eines Korrekturwerts (ΔI_pk), der auf Grundlage einer Abweichung eines gemessenen mittleren Laststroms (I_{mess_avg}) zu einem vorgegebenen mittleren Laststrom (I_{avg_nom}) berechnet wird, den kompensierten Spitzenstrom (I_{pk_komp}) korrigiert, um den korrigierte Spitzenstrom (I_{pk_korr}) zu ermitteln.
Betriebsgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerschaltung (5) einen Regler umfasst, insbesondere einen Regler mit I-Anteil (21), dem eine Differenz des gemessenen mittleren Laststroms (I_{mess_avg}) und des vorgegebenen mittleren Laststroms (I_{avg_nom}) als Eingangsgröße zugeführt wird.
Betriebsgerät nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerschaltung (5) eingerichtet ist, eine von dem Regler ausgegebene Steuergröße abhängig von einem aktuellen Sollwert oder einem aktuellen Istwert des vorgegebenen mittleren Laststroms zu kalibrieren.
Betriebsgerät nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerschaltung (5) eingerichtet ist, die ausgegebene Steuergröße mit einem Verstärkungsfaktor abhängig von dem aktuellen Sollwert des vorgegebenen mittleren Laststroms zu kalibrieren.
Betriebsgerät nach Ansprüche 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerschaltung (5) eingerichtet ist, den Verstärkungsfaktor auf Basis eines Gradienten eines Verlaufs des Spitzenstroms (I_pk) in Abhängigkeit von dem mittleren Laststrom (I_avg) für den aktuellen Sollwert des mittleren Laststroms zu ermitteln.
Betriebsgerät nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerschaltung (5) eingerichtet ist, den Verstärkungsfaktor so zu ermitteln, dass für einen zunehmenden Gradienten des Verlaufs des Spitzenstroms (I_pk) in Abhängigkeit von dem mittleren Laststrom (I_avg) für den Sollwert des mittleren Stroms ein zunehmender Verstärkungsfaktor ermittelt wird.
Betriebsgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerschaltung (5) eingerichtet ist, den Korrekturwert (ΔI_pk) für den Spitzenstrom (I_pk) so zu ermitteln, dass der Korrekturwert mit zunehmendem Sollwert für den mittleren Laststrom (I_avg) abnimmt.
Betriebsgerät nach einem der Ansprüche 6 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerschaltung (5) eingerichtet ist, zunächst eine nichtlineare Kurve der Abhängigkeit des Spitzenstroms (I_pk) von dem mittleren Laststrom (I_avg) zu berechnen, und anschließend den Gradienten als erste Ableitung der nichtlinearen Kurve zu bestimmen.
Verfahren für ein Betriebsgerät, insbesondere ausgelegt für einen dimmbaren Betrieb von Leuchtmitteln (), wobei das Betriebsgerät in einem getakteten Konverterschaltkreis (1) mit wenigstens einem Schalter () einen Laststrom erzeugt, und eine Steuerschaltung (5) ausgelegt dafür, den wenigstens einen Schalter (S) in einem lückenden Betriebsmodus oder einem Grenzbetriebsmodus anzusteuern, aufweist, und das Verfahren die Schritte aufweist: Auswahl eines Einschaltzeitpunkts aus einer Menge diskreter möglicher Einschaltzeitpunkte, um einen vorgegebenen mittleren Laststrom (I_{avg_nom}) durch Schließen des Schalters (S) zu bewirken, und Ermitteln eines Ausschaltzeitpunkts des Schalters (S), um den vorgegebenen mittleren Laststrom (I_{avg_nom}) durch Öffnen des Schalters (S) zu bewirken und dadurch gekennzeichnet, dass das Ermitteln des Ausschaltzeitpunkts des Schalters (S) auf Grundlage eines korrigierten Spitzenstroms (I_{pk_korr}) erfolgt, und wobei der korrigierte Spitzenstrom (I_{pk_korr}) ermittelt wird, indem der Steuerschaltkreis (5) in einem ersten Korrekturschritt die Auswahl des Einschaltzeitpunkts mittels Ermitteln eines kompensierten Spitzenstroms (I_{pk_komp}) kompensiert, und in einem zweiten Korrekturschritt den kompensierten Spitzenstrom (I_{pk_komp}) mittels eines Korrekturwerts (ΔI_pk) korrigiert, wobei der Korrekturwert (ΔI_pk) auf Grundlage einer Abweichung eines gemessenen mittleren Laststroms (I_{avg_mess}) zu dem vorgegebenen mittleren Laststrom (I_{avg_nom}) berechnet wird.