DE102017222837A1

DE102017222837A1 - Verfahren und Vorrichtung zur Bestimmung einer Drehzahl einer Kurbelwelle einer Brennkraftmaschine

Info

Publication number: DE102017222837A1
Application number: DE102017222837.7A
Authority: DE
Inventors: Wolfgang Fischer; Stefan Grodde; Bastian Reineke; Jonathan Mueller
Original assignee: Robert Bosch GmbH
Current assignee: Robert Bosch GmbH
Priority date: 2017-12-15
Filing date: 2017-12-15
Publication date: 2019-06-19

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Bestimmung einer Drehzahl (n) einer Welle (17), insbesondere einer Kurbelwelle (17') einer Brennkraftmaschine (112), welche mit einer elektrischen Maschine (30), umfassend einen Rotor (32) und einen Stator (33) mit zumindest zwei Phasenwicklungen (U, V, W), aus denen jeweils zumindest ein Phasensignal (U, U, U, I, I, I) abgeleitet wird, direkt oder übersetzt gekoppelt ist, wobei ein Summensignal (U), umfassend mehrere Phasensignale (U, U, U, I, I, I) der elektrischen Maschine (30), die jeweils zumindest einen Wert (W, W, W, W, W, W, W, W, W) aufweisen, der jeweils wenigstens einmal pro Umdrehung des Rotors (32) auftritt, erzeugt wird, das zur Ermittlung der Drehzahl (n) herangezogen wird.Des Weiteren betrifft die Erfindung eine Vorrichtung zur Erzeugung eines Summensignals (U) aus mehreren Phasensignalen (U, U, U, lu, Iv, I), das zur Bestimmung einer Drehzahl (n) einer Welle (17), herangezogen wird, eine entsprechende Recheneinheit, die zur Durchführung des Verfahrens eingerichtet ist, sowie ein Computerprogramm zur Durchführung des Verfahrens.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren sowie eine Vorrichtung zur Bestimmung einer Drehzahl einer Welle, insbesondere einer Kurbelwelle einer Brennkraftmaschine, welche mit einer elektrischen Maschine, umfassend einen Rotor und einen Stator mit zumindest zwei Phasenwicklungen, aus denen jeweils zumindest ein Phasensignal abgeleitet wird, direkt oder übersetzt gekoppelt ist.
Stand der Technik
Die Drehzahl der Kurbelwelle einer Brennkraftmaschine ist eine wesentliche Eingangsgröße für viele Funktionen der elektronischen Motorsteuerung. Zu ihrer Ermittlung können auf einem mit der Kurbelwelle der Brennkraftmaschine rotierenden Körper in gleichen Winkelabständen Markierungen vorgesehen sein. Das Vorbeistreichen einer Markierung in Folge der Kurbelwellendrehung kann durch einen Sensor erfasst und als elektrisches Signal an eine Auswerteelektronik weitergegeben werden.
Diese Elektronik bestimmt für die jeweilige Drehwinkelposition der Kurbelwelle das jeweils hierfür hinterlegte Signal für die Markierung bzw. misst eine Zeitdifferenz zwischen zwei Markierungen und kann aufgrund der bekannten Winkelabstände zweier Markierungen zueinander, die Winkelgeschwindigkeit und daraus die Drehzahl ermitteln. Bei Kraftfahrzeugen, insbesondere Motorrädern, Mopeds oder Krafträdern, können die Markierungen beispielweise durch Zähne eines metallischen Zahnrads, vorzugweise aus einem ferromagnetischen Material, eines sogenannten Geberrads bereitgestellt werden, welche durch ihre Bewegung in dem Sensor eine Änderung des Magnetfelds bewirken. Eine Lücke von einigen Zähnen kann als Bezugsmarke zur Erkennung der absoluten Position dienen.
Während bei Pkw' s zumeist 60-2 Zähne verwendet werden (gleichmäßige Verteilung von 60 Zähnen, wobei 2 Zähne als Bezugsmarke ausgespart bleiben), kommen bei Motor- bzw. Krafträdern beispielsweise auch 36-2, 24-2 Zähne zum Einsatz. Bei diesem indirekten Prinzip der Drehgeschwindigkeitsbestimmung bzw. der Bestimmung einer Drehwinkelposition der Kurbelwelle wird die Auflösung des Drehzahlsignals bzw. die absolute Erfassung der Drehwinkelposition durch die Anzahl der Zähne und durch eine sichere Erkennung der Bezugsmarke bestimmt.
Bei jedem modernen Fahrzeug mit Brennkraftmaschine ist ein Generator verbaut, der durch die Drehung der Kurbelwelle angetrieben wird. Diese liefert elektrische Signale und dient zur Versorgung des Fahrzeugs mit elektrischer Energie und zum Aufladen der Fahrzeugbatterie. Der vorgesehene Betrieb eines Fahrzeugs ohne diesen Generator, ist nicht oder nur für sehr kurze Zeit möglich.
Eine Nutzung der elektrischen Ausgangsgrößen einer über die Kurbelwelle angetriebenen elektrischen Maschine (Generator) wird beispielsweise in der EP 0664887 B1 zur Drehzahlbestimmung verwendet. Hierzu wird eine Phase des Generators als Referenz zur Verfügung gestellt, an welcher eine pulsierende Gleichspannung anliegt. Bei Verwendung mehrerer Phasen zur Drehzahlbestimmung werden üblicherweise die jeweiligen Signale der Phasen erfasst und die jeweiligen Signale gesondert an eine Auswerteeinheit weitergeleitet, die aus den Signalen die Drehzahl des Generators ermittelt.
Es wäre daher wünschenswert eine Möglichkeit anzugeben, die Ermittlung der Drehzahl aus den Phasensignalen einer elektrischen Maschine noch weiter zu vereinfachen und auch ohne den Einsatz zusätzlicher Bauteile die Drehzahl des Rotors der elektrischen Maschine bzw. der Kurbelwelle der Brennkraftmaschine, die zur Steuerung einer Brennkraftmaschine verwendbar ist, in noch besserer Genauigkeit zu erhalten.
Offenbarung der Erfindung
Erfindungsgemäß wird ein Verfahren mit den Merkmalen des Anspruchs 1 sowie eine Vorrichtung mit den Merkmalen des Anspruchs 12 vorgeschlagen. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind Gegenstand der Unteransprüche sowie der nachfolgenden Beschreibung.
Vorteile der Erfindung
Im Rahmen der Erfindung wird ein Verfahren zur Bestimmung einer Drehzahl einer Welle, insbesondere einer Kurbelwelle einer Brennkraftmaschine, welche mit einer elektrischen Maschine, umfassend einen Rotor und einen Stator mit zumindest zwei Phasenwicklungen, aus denen jeweils zumindest ein Phasensignal abgeleitet wird, direkt oder übersetzt gekoppelt ist, vorgeschlagen, mittels dem aus einem Summensignal, umfassend mehrere Phasensignale der elektrischen Maschine, die jeweils zumindest einen Wert aufweisen, der jeweils wenigstens einmal pro Umdrehung des Rotors auftritt, zur Ermittlung der Drehzahl der Welle herangezogen wird.
Das Summensignal wird hierbei aus den Phasensignalen der zumindest zwei Phasen der elektrischen Maschine erzeugt. Die Erzeugung eines Summensignals, dass zur Ermittlung einer Drehzahl verwendet wird, ist besonders vorteilhaft, da dieses eine Summensignal mittels einer einzigen Signalleitung an eine Auswerteeinheit, insbesondere an ein Steuergerät, weitergeleitet werden kann, um dort anhand des Summensignals die einzelnen Drehzahlinformation der jeweiligen Generatorphasen aus deren Signalen abzuleiten, wodurch die Drehzahl der Welle nicht nur besonders einfach und auf Basis einer besonders einfachen Signalleitungsinfrastruktur, sondern auch mit der üblichen Genauigkeit ermittelbar ist.
Üblicherweise werden die aus dem Stand der Technik bekannten Signale der jeweiligen Phasen mittels jeweils einer der jeweiligen Phase zugeordneten Signalleitung an eine Auswerteeinheit weitergeleitet, was entsprechend aufwendig und kostenintensiv ist.
Grundsätzlich versteht sich, dass die Welle entweder die Kurbelwelle der Brennkraftmaschine oder die Welle des Rotors sein kann, die fest an die Kurbelwelle der Brennkraftmaschine zur Übertragung von Drehbewegungen gekoppelt ist.
Im Rahmen der Erfindung ist es bevorzugt, dass zumindest ein Wert zumindest eines Phasensignals, der mit einer aufsteigenden Flanke des Phasensignals, mit einer abfallenden Flanke des Phasensignals und/oder mit Nulldurchgängen des Phasensignals assoziiert ist, zur Bestimmung der Drehzahl oder der Drehwinkelposition der Welle herangezogen wird. Diese Ausgestaltung ist besonders vorteilhaft, da sowohl aufsteigende Flanken, abfallende Flanken als auch Nulldurchgänge des Phasensignals in den Spannungssignalen der elektrischen Maschine besonders einfach und exakt detektierbar sind, was eine Ermittlung der Drehzahl der Welle entsprechend sicher und exakt macht.
Zudem betrifft die Erfindung eine Vorrichtung zur Erzeugung eines Summensignals aus mehreren Phasensignalen, das zur Bestimmung einer Drehzahl einer Welle, insbesondere einer Kurbelwelle einer Brennkraftmaschine, welche mit einer elektrischen Maschine umfassend einen Rotor und einen Stator mit zumindest zwei Phasenwicklungen, aus denen jeweils zumindest ein Phasensignal ableitbar ist, direkt oder übersetzt gekoppelt ist, verwendbar ist, aufweisend zumindest zwei Eingänge, über die jeweils ein Phasensignal zu einer Kodiervorrichtung geleitet wird, wobei die Kodiervorrichtung zumindest eines der Phasensignale codiert und die einzelnen Phasensignale zu einem Summensignal zusammenfasst, wobei die Kodiervorrichtung das Summensignal an einen Ausgang zur Ermittlung der Drehzahl ausgibt. Analog zum erfindungsgemäßen Verfahren ist eine Ermittlung der Drehzahl aus dem Summensignal besonders einfach handhabbar, da es zur Weiterleitung des Summensignals an eine Auswerteeinrichtung, die aus dem Summensignal und den darin enthaltenen einzelnen Phasensignalen eine exakte Drehzahl der Welle ermittelt, lediglich einer Datenleitung bedarf, wohingegen im Stand der Technik jeweils eine Leitung pro Phase erforderlich ist. Durch die entsprechende Kodiervorrichtung werden die einzelnen Phasensignale innerhalber des Summensignals derart codiert, dass sie anhand der Auswerteeinrichtung unterscheidbar sind, wodurch ein Drehzahlsignal für jedes einzelne Phasensignal der Phasen der elektrischen Maschine ermittelbar ist, wodurch eine besonders genaue Drehzahlermittlung gewährleistet ist.
Im Rahmen einer bevorzugten Ausführungsform der Vorrichtung weist die Kodiervorrichtung zumindest ein Totzeitglied auf. Dieses Totzeitglied dient dazu, insbesondere zusammen mit einer Kombination mehrerer XOR-Gatter, dem zumindest einen Phasensignal jeweils eine charakteristische Eigenschaft aufzuprägen. Durch die Verwendung unterschiedlicher Totzeitglieder für die verschiedenen Phasensignale, wird dem jeweiligen Phasensignal abhängig vom jeweilig verwendeten Totzeitglied eine charakteristische Eigenschaft aufgeprägt. Somit können die derart codierten Phasensignale im Summensignal unterscheidbar gemacht werden. Dies wird zudem durch eine feste und anhand der Konstruktiven Voraussetzungen der elektrischen Maschine bekannte Phasenlage der Phasen zueinander sowie weiterer Einflussgrößen begünstigt.
In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform ist der Kodiervorrichtung eine Trigger-Schaltung vorgelagert, die ein getriggertes Phasensignal erzeugt, welches an den Eingang der Kodiervorrichtung übergeben wird. Vorzugsweise weist die Trigger-Schaltung ein Totzeitglied, aufweisend einen Widerstand und einen Kondensator, auf.
Die Triggerschaltung bewirkt, dass die Flanken des Phasensignals in einem getriggerten Phasensignal verglichen mit dem Eingangssignal deutlich stärker ausgeprägt werden, was eine Erkennung der Flanken und eine Bestimmung der Drehzahl bzw. der Drehwinkellage anhand der Flanken deutlich verbessert. Zudem reduziert das Totzeitglieds Rauscheinflüsse im Phasensignal, insbesondere um die Nulldurchgänge der Phasenspannung, wobei mittels des Totzeitglieds durch zeitliche Filterung die Rauscheinflüsse reduziert, mitunter auch beseitigt werden.
In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform ist die Kodiervorrichtung mit dem jeweiligen Totzeitglied in einer Schmitt-Trigger Schaltung implementiert. Die Verwendung einer Schmitt-Trigger Schaltung für die Anwendung einer Drehzahlerkennung innerhalb einer elektrischen Maschine ist in Kombination mit den weiteren erfindungsgemäßen Merkmalen der Vorrichtung vorteilhaft, da hierdurch eine Verbesserung mit den zuvor genannten Vorteilen im Rahmen der Schmitt-Trigger Schaltung erreichbar ist.
In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform des Verfahrens wird durch Ermitteln zumindest einer Zeitdifferenz zwischen jeweils zwei Auftrittszeitpunkten zumindest eines Werts eines Phasensignals aus dem Summensignal die Drehzahl berechnet.
Eine Verwendung der Zeiten zwischen den Auftrittszeitpunkten der charakteristischen Werte der jeweiligen Phasensignale, insbesondere aus dem Summensignal, ist besonders einfach und daher vorteilhaft umsetzbar. Die ermittelte Drehzahl ist mit zunehmender Anzahl an Phasen genauer ermittelbar und es ist ferner keine aufwendige Signalleitungsinfrastruktur zur Auswertung der jeweiligen Signale und zur Ermittlung der Drehzahl mittels einer Auswerteeinrichtung erforderlich, da all diese Signale in einem einzigen Summensignal zusammengefasst sind. Dies macht die Auswertung der für die Drehzahl der Welle erforderlichen Ausgangsgrößen besonders einfach und robust, wodurch die Drehzahl besonders einfach und unter Verwendung einer möglichst einfachen Signalauswertungsinfrastruktur durchführbar ist.
In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform des Verfahrens wird zumindest einem Phasensignals des Summensignals jeweils eine charakteristische Eigenschaft aufgeprägt, insbesondere in Form einer Codierung, anhand derer die zum jeweiligen Phasensignal gehörenden Werte voneinander unterscheidbar ermittelt werden bzw. ermittelbar sind. Eine entsprechende Codierung der jeweiligen Phasensignale innerhalb des Summensignals, welche die jeweiligen Phasensignale besonders einfach voneinander unterscheidbar machen, ist besonders vorteilhaft, da hierdurch eine besonders einfache Trennung der innerhalb des Summensignals zusammengeführten Phasensignale gewährleistbar ist, und hieraus aus den jeweiligen Phasensignalen mit verbesserter Genauigkeit eine Drehzahl der Welle ermittelbar ist.
In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform des Verfahrens wird aus dem zeitlichen Verlauf der Drehzahl innerhalb einer ersten Umdrehung der Welle ein Drehzahlsignal ermittelt, wobei im Rahmen einer Frequenzanalyse Frequenzanteile höherer Ordnung ermittelt werden, wobei eine korrigierte Drehzahl für eine weitere Umdrehung der Welle derart ermittelt wird, dass zumindest einer der Frequenzanteile höherer Ordnung, vorzugweise der Anteil 6 der Ordnung und/oder der Anteil 12 der Ordnung und/oder der Anteil 18 der Ordnung im korrigierten Drehzahlsignal unterdrückt wird.
Vorzugsweise werden Ordnungen korrigiert, die direkt von der Periodizität der elektrischen Maschine abhängen. Diese können folgendermaßen bestimmt werden (die in Klammern angegebenen Werte ergeben sich am Beispiel einer dreiphasigen elektrischen Maschine mit sechs Polpaaren):
Sei N die Anzahl an Phasen und p die Polpaarzahl der elektrischen Maschine. Damit ergeben sich pro Umdrehung der Welle der elektrischen Maschine N mal p elektrische Perioden, die jeweils einen Nulldurchgang mit steigender und fallender Flanke aufweisen. Die Gesamtzahl A an Stützstellen eines entsprechenden Drehzahlsignals beträgt daher: $A = 2 * N * p, (= 2 * 3 * 6 = 36)$
Eine dritte Ordnung O₃ ergibt sich aus einem möglichen unterschiedlichen Verhalten von steigenden und fallenden Flanken (unabhängig von der Phase). Die Anzahl entsprechender steigender Flanken F_s oder fallender F_f pro Umdrehung der Welle der elektrischen Maschine beträgt dabei: $F_{s} = F_{f} = N * p, (= 3 * 6 = 18)$
Eine zweite Ordnung O₂ ergibt sich aus einem möglichen unterschiedlichen Verhalten der N verschiedenen Phasen.
Die Anzahl der entsprechenden Flanken F_p pro Umdrehung der Welle der elektrischen Maschine beträgt dabei: $F_{p} = 2 * p, (= 2 * 6 = 12)$
Eine erste Ordnung O₁ ergibt sich aus einem möglichen unterschiedlichen Verhalten der steigenden und fallenden Flanken der einzelnen Phasen.
Die Anzahl der entsprechenden steigender Flanken F_sp oder fallenden Flanken F_fp pro Umdrehung der Welle der elektrischen Maschine beträgt dabei: $F_{s p} = F_{f p} = p, (= 6)$
Bezogen auf eine Umdrehung der Welle der elektrischen Maschine (Grundfrequenz) ergeben sich die überwiegend Maschinen-relevanten Ordnungen, die gegebenenfalls kompensiert werden müssen aus der Anzahl der oben genannten unterschiedlichen Flanken:

• Ordnung O₁ (=6) für Abweichungen zwischen steigenden und fallenden Flanken der einzelnen Phasen entsprechend der Polpaarzahl
• Ordnung O₂ (=12) für Abweichungen zwischen Flanken der unterschiedlichen Phasen entsprechend der doppelten Polpaarzahl
• Ordnung O₃ (=18) für Abweichungen zwischen steigenden und fallenden Flanken (unabhängig der Phase) entsprechend der doppelten Polpaarzahl mal Flankenzahl

Es versteht sich grundsätzlich, dass auch andere Frequenzanteile, die von der Grundfrequenz abweichen, berücksichtigt werden können. Ferner versteht sich, dass das Drehzahlsignal von der Zeitdomäne in die Frequenzdomäne, insbesondere zur Durchführung der Frequenzanalyse, transformierbar ist. Nach einer Bereinigung des Drehzahlsignals von zumindest einem Beitrag höherer Ordnung, ist dieses auch wieder von der Frequenzdomäne in die Zeitdomäne zurücktransformierbar, um den zeitlichen Verlauf der korrigierten Drehzahl zu erhalten. Diese Transformationen können insbesondere mittels FFT-Verfahren (Fast Fourier Transformation) oder vergleichbaren Verfahren bewerkstelligt werden.
Das Drehzahlsignal, das als fundamentale Drehzahlfrequenz vorliegt, wird typischerweise von Störeinflüssen überlagert, die durch konstruktive Merkmale der elektrischen Maschine bedingt sind, und in der Regel ein ganzzahliges vielfaches der Grundfrequenz betragen. Diese Frequenzanteile höherer Ordnung können im Rahmen einer Frequenzanalyse des Drehzahlsignals in einer ersten Umdrehung erfasst und diese charakteristischen Drehzahlanteile extrahiert werden, der Gestalt, dass diese im Rahmen einer weiteren Umdrehung der Welle unterdrückt bzw. derart ausselektiert werden, dass die Frequenzanteile höherer Ordnung aus dem Signal absepariert werden, wodurch eine deutlich bessere Signalgüte erreicht wird. Auch andere störende Frequenzanteile, die nicht exakt eine höhere harmonische der Grundfrequenz treffen, sind im Rahmen der zuvor genannten Maßnahme berücksichtigbar, weshalb unter einer Frequenz höherer Ordnung allgemein eine zur Grundfrequenz, entsprechend dem Drehzahlbeitrag, verschiedene Frequenz zu verstehen ist.
Die jeweiligen Ordnungen der Frequenzanteile, insbesondere die 6., 12. und 18. Ordnung als harmonischen der Grundfrequenz, im Falle einer elektrischen Maschine mit drei Phasen, sind hierbei mit detektierbaren Fehlerquellen der elektrischen Maschine assoziierbar und können entsprechend gezielt unterdrückt werden, was zu einer Verbesserung des Drehzahlsignals führt. Die Grundfrequenz bezieht sich allgemein auf die Drehfrequenz der Kurbelwelle der Brennkraftmaschine und/oder der Drehfrequenz des Rotors der elektrischen Maschine.
In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform des Verfahrens werden alle Frequenzanteile höherer Ordnung, insbesondere mittels eines Tiefpassfilters, oder Teilbereiche der Frequenzanteile höherer Ordnung, insbesondere mittels eines Bandpassfilters, unterdrückt oder herausgefiltert. Die Verwendung eines Tiefpass- bzw. eines Bandpassfilters, die die fundamentale Drehzahlfrequenz passieren, jedoch die Anteile höherer Ordnung unterdrückt, ist eine besonders einfache Ausgestaltung um das gewünschte Ziel, nämlich eine Unterdrückung der Frequenzanteile höherer Ordnung, insbesondere der höheren harmonischen Frequenzen, zu erreichen.
In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform des Verfahrens werden aus dem zeitlichen Verlauf der Drehzahl innerhalb eines Zeitbereichs eine Anzahl zeitlich aufeinanderfolgender Drehzahlwerte ausgewählt, wobei aus zumindest einer ersten Teilmenge der Drehzahlwerte und einer weiteren Teilmenge der Drehzahlwerte, jeweils ein Mittelwert berechnet und hieraus ein Drehzahltrend bestimmt wird, wobei durch Vergleich von zumindest einem Drehzahlwert, vorzugsweise einer entsprechenden Anzahl an Drehzahlwerten, mit dem zumindest jeweiligen Zeitpunkt korrespondierenden Wert des Drehzahltrends ein Korrekturfaktor berechnet wird, mittels dem eine weiter korrigierte Drehzahl ermittelt wird. Durch die zuvor genannten Maßnahmen, kann das Drehzahlsignal noch exakter ermittelt werden, wobei durch die entsprechende Mittelwertbildung insbesondere Störeinflüsse höherer Ordnung herausgemittelt werden können. Hierbei ist es besonders bevorzugt, dass die Anzahl der für die Mittelwertbildung herangezogenen Drehzahlwerte ein ganzzahliges vielfaches der Phasenzahl η der elektrischen Maschine ist. Dies ist besonders vorteilhaft, um ausreichend Stützstellen für eine Mittelwertbildung zur Verfügung zu stellen. Es versteht sich, dass eine Kombination dieses Verfahrensmerkmale mit den Merkmalen einer Unterdrückung von Frequenzanteilen höherer Ordnung, zu einer noch weiteren Verbesserung des Drehzahlsignals führt.
Des Weiteren ist es bevorzugt die Zeitbereiche in denen der Drehzahltrend, also der anhand der bereits ermittelten Drehzahlwerte zu erwartende Verlauf der Drehzahl, bestimmt wird, innerhalb von Drehzahlverläufen mit möglichst linearem, vorzugsweise im Wesentlichen konstantem Drehzahlverlauf durchzuführen. Dies ist besonders vorteilhaft, da hierdurch in diesen Zeitbereich die Varianz aufgrund einer zu erwartenden geringeren Dynamik im Drehzahlverlauf innerhalb des Drehzahlsignals entsprechend gering ist. Somit lässt sich aufgrund der geringeren Anzahl an Drehzahlwerten, die deutlich vom Mittelwert abweichen, ein Drehzahltrend hoher Güte ermitteln. Hierbei bieten sich die Zeitbereiche an, in denen sich die Brennkraftmaschine im Betriebszustand des Gaswechseltaktes befindet.
In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform des Verfahrens wird die Drehzahl der Welle zur Steuerung der Brennkraftmaschine, insbesondere zur Steuerung der Zündung und/oder der Einspritzung zumindest eines Zylinders der Brennkraftmaschine, insbesondere zur Steuerung der Zündung und/oder der Einspritzung zumindest eines Zylinders der Brennkraftmaschine, verwendet. Eine Erfassung und Verarbeitung der Phasensignale der elektrischen Maschine, insbesondere durch ein Motorsteuergerät kann entsprechend zu Steuerung der Zündung bzw. zur Drehmomentensteuerung der Brennkraftmaschine in einem Steuergerät der Brennkraftmaschine herangezogen werden. Eine entsprechende Steuerung in einem übergeordneten Steuergerät, insbesondere einem Motorsteuergerät, ist besonders bevorzugt, da dieses ohnehin bereits vorhanden ist und entsprechend auf die Systemressourcen zurückgegriffen werden kann, wodurch die Funktionalitäten zur Drehzahlerkennung als auch zur Steuerung der Brennkraftmaschine in einem Steuergerät zusammengefasst werden kann. Hierdurch ergeben sich Synergieeffekte hinsichtlich einer gemeinsamen nutzbaren Regel und Kommunikationsinfrastruktur.
Hierfür weist die verwendete Recheneinheit, die vorzugsweise als Motorsteuergerät für die Brennkraftmaschine ausgebildet ist, eine entsprechend integrierte Schaltung und/oder einen auf einem Speicher gespeichertes Computerprogramm auf, die bzw. das zur Durchführung der zuvor beschriebenen Verfahrensschritte eingerichtet ist, bzw. sind.
Die Implementierung des Verfahrens in Form eines Computerprogramms, das vorzugsweise auf einem Datenträger, insbesondere einem Speicher in Form von Software gespeichert ist, und in der Recheneinheit zur Ausführung des Verfahrens zur Verfügung steht bzw. das Vorsehen einer integrierten Schaltung, insbesondere eines ASIC (anwendungsspezifische integrierte Schaltung), ist vorteilhaft, da diese besonders geringe Kosten verursacht, insbesondere dann, wenn ein ausführendes Steuergerät noch für weitere Aufgaben genutzt wird, und daher ohnehin bereits vorhanden ist. Geeignete Datenträger zur Bereitstellung des Computerprogramms sind insbesondere magnetische, optische und elektrische Speicher, wie sie vielfach aus dem Stand der Technik bekannt sind.
Weitere Vorteile und Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung und der beiliegenden Zeichnungen.
Figurenliste

1 zeigt schematisch ein Geberrad mit Sensor, insbesondere zur Drehzahlbestimmung, gemäß dem Stand der Technik;
2a bis c zeigen eine schematische Darstellung einer an eine Brennkraftmaschine gekoppelten elektrischen Maschine (a, b), und die dazugehörigen Signalverläufe (c);
3 zeigt schematisch eine elektrische Maschine, mit den entsprechenden zugehörigen Phasensignalen;
4 a und 4 b zeigt schematisch eine Auswerteschaltung gemäß einer Ausführungsform für eine Phasenspannung (a) sowie ein mit einer Phasenspannung verknüpftes Phasensignal (b);
5 a und 5 b zeigt schematisch eine Auswerteschaltung gemäß einer weiteren Ausführungsform für eine Phasenspannung (a) sowie ein mit einer Phasenspannung verknüpftes Phasensignal (b);
6a und 6b zeigen aus den Spannungsverläufen erhaltene Phasensignale der Phasen einer dreiphasigen elektrischen Maschine (a) und eine vergrößerte Darstellung dieser Phasensignale (b);
7 a und 7 b zeigt schematisch eine Schaltung zur Kombination von mehreren Phasensignalen gemäß einer ersten Ausführungsform (a) sowie den zeitlichen Verlauf der einzelnen Phasensignale und ein Summensignal (b);
8 a und 8 b zeigt schematisch eine weitere Schaltung zur Kombination von mehreren Phasensignalen gemäß einer weiteren Ausführungsform (a) sowie den zeitlichen Verlauf der einzelnen Phasensignale und ein Summensignal (b);
9 zeigt ein Ablaufdiagramm für ein Verfahren zur Drehzahlbestimmung einer Welle;
10 a-f zeigt den Verlauf von drei Phasenspannungen (a), eine Darstellung einer Frequenzanalyse nach Amplituden der Phasenspannungen aus (a) über höhere harmonische der Grundfrequenz (b), ein Drehzahlsignal (c) das aus den Phasenspannungen aus (a) ermittelt wurde, eine weitere Darstellung einer Frequenzanalyse nach Amplituden der Phasenspannungen aus (a) über höhere harmonische der Grundfrequenz (d) und in vergrößerter Ansicht (e), und eine Darstellung eines durch Störfaktoren behaftetes Drehzahlsignal und eine entsprechend mittels eines weiteren Verfahrens korrigiertes Drehzahlsignal (f);
11 a-c zeigt ein durch Drehzahlwerte illustriertes Ablaufdiagramm (a-c) für ein Verfahren zur verbesserten Drehzahlbestimmung einer Welle gemäß einer weiteren Ausführungsform; und
12 zeigt eine Darstellung eines durch Störfaktoren behaftetes Drehzahlsignal und eine entsprechend mittels eines weiteren Verfahrens korrigiertes Drehzahlsignal.

Ausführungsform(en) der Erfindung
In 1 sind schematisch ein Geberrad 20 und ein zugehöriger induktiver Sensor 10 eines Drehzahlgebers G dargestellt, wie sie im Stand der Technik zur Drehzahlbestimmung bzw. zur näherungsweisen Ermittlung der Drehwinkelposition der Kurbelwelle verwendet werden. Das Geberrad 20 ist dabei fest mit einer Kurbelwelle einer Brennkraftmaschine verbunden und der Sensor 10 ist ortsfest an einer geeigneten Stelle angebracht.
Das Geberrad 20, üblicherweise aus einem ferromagnetischen Material gefertigt, weist Zähne 22 auf, die an der Außenseite mit einem Abstand 21 zwischen zwei Zähnen 22 angeordnet sind. An einer Stelle auf der Außenseite weist das Geberrad 20 eine Lücke 23 in der Länge einer vorbestimmten Anzahl von Zähnen auf.
Diese Lücke 23 dient als Bezugsmarke zur Erkennung einer absoluten Position des Geberrads 20.
Der Sensor 10 weist einen Stabmagnet 11 auf, an welchem ein weichmagnetischer Polstift 12 angebracht ist. Der Polstift 12 wiederum ist von einer Induktionsspule 13 umgeben. Bei Rotation des Geberrads laufen abwechselnd Zähne 22 und zwischen jeweils zwei Zähnen liegende Leerräume an der Induktionsspule 13 des Sensors 10 vorbei. Da das Geberrad und somit auch die Zähne 22 aus einem ferromagnetischen Material sind, wird bei der Rotation in der Spule ein Signal induziert, womit zwischen einem Zahn 22 und einem Luftspalt unterschieden werden kann.
Durch Korrelation einer Zeitdifferenz zwischen zwei Zähnen mit einem Winkel, den diese zwei Zähne einschließen, können die Winkelgeschwindigkeit bzw. die Drehzahl und darüber hinaus auch die entsprechende Winkelposition der Kurbelwelle näherungsweise berechnet werden.
An der Lücke 23 weist das induzierte Signal in der Induktionsspule einen anderen Verlauf auf, als bei den ansonsten sich mit Leerräumen abwechselnden Zähnen 22.
In 2a ist eine Brennkraftmaschine 112 abgebildet, an die direkt oder übersetzt gekoppelt eine elektrische Maschine 30 angebunden ist, wobei die elektrische Maschine 30 durch die Kurbelwelle 17' der Brennkraftmaschine 112 angetrieben wird. Somit weist die Drehzahl n_Gen der elektrischen Maschine 30 und die Drehzahl n_BKM der Kurbelwelle 17' sowie die Winkelposition ϑ₁ des Rotors der elektrischen Maschine 30 und die Drehwinkelposition ϑ der Kurbelwelle 17' ein festes Verhältnis zueinander auf. Der elektrischen Maschine 30 ist zudem ein Laderegler LR zugeordnet, der die Batterie B innerhalb des Bordnetzes 110, entsprechend der noch verbleibenden Kapazität der Batterie B, mit Energie versorgt.
Des Weiteren ist eine Recheneinheit, insbesondere ein Motorsteuergerät 122 vorgesehen, das Daten über eine Kommunikationsverbindung 124 mit der elektrischen Maschine 30 bzw. mit der Brennkraftmaschine 112 austauscht und dazu eingerichtet ist, die Brennkraftmaschine 112 und die elektrische Maschine 30 entsprechend anzusteuern. Auch externe Sensordaten, wie die eines Sensors 10 zur induktiven Erfassung der Drehzahl n_BKM der Brennkraftmaschine 112 bzw. der daran bevorzugt fest gekoppelten elektrischen Maschine 30 (n_Gen ) können ebenfalls in die Kommunikationsverbindung 124 eingebunden sein, wobei auf Basis der von der elektrischen Maschine 30 und/oder der sonstigen Sensordaten des Sensors 10, das Motorsteuergerät 122 Steuersignale zur Steuerung der Brennkraftmaschine 112 an dieselbe übersendet. Die Drehrichtung α₊ , α_- des Rotors 32 und dessen Welle 17 ist ebenfalls angegeben, wobei α₊ eine Vorwärtsdrehung in Vorzugsrichtung der Brennkraftmaschine 112 und α_- eine Rückwärtsdrehung in Gegenrichtung beschreibt. Die Drehwinkelposition ϑ der Kurbelwelle 17' bzw. ϑ₁ des Rotors 32 sind ebenfalls angegeben.
In 2b ist die elektrische Maschine 30 nochmals in vergrößerter Form schematisch dargestellt. Die elektrische Maschine 30 weist einen eine Welle 17 aufweisenden Rotor 32 mit einer Erregerwicklung und einem Stator 33 mit Ständerwicklungen U, V, W auf. Es handelt sich daher um eine fremderregte Maschine, wie sie insbesondere bei Kraftfahrzeugen üblich ist. Insbesondere für Krafträder, insbesondere bei Klein- und Leichtkrafträdern, werden jedoch meist Motoren mit Permanentmagneten, d. h. permanenterregte elektrische Maschine eingesetzt. Im Rahmen der Erfindung können grundsätzlich beide Arten von elektrischen Maschinen verwendet werden, wobei insbesondere das erfindungsgemäße Verfahren nicht von der Verwendung der jeweiligen Art der elektrischen Maschine, beispielsweise einer permanenterregten elektrischen Maschine oder einer fremderregten elektrischen Maschine, abhängt.
Beispielhaft ist die elektrische Maschine 30 als Drehstromgenerator ausgebildet, in welcher drei zueinander um 120° phasenverschobenen Phasenspannungssignale induziert werden. Derartige Drehstromlichtmaschinen werden üblicherweise als Generatoren in modernen Kraftfahrzeugen verwendet und sind für die Durchführung eines erfindungsgemäßen Verfahrens geeignet. Im Rahmen der Erfindung können grundsätzlich alle elektrischen Maschinen unabhängig von der Anzahl ihrer Phasen verwendet werden, wobei insbesondere das erfindungsgemäße Verfahren nicht von der Verwendung der jeweiligen Art der elektrischen Maschine abhängt.
Die drei Phasen des Drehstromgenerators 30 sind mit U, V, W bezeichnet. Über das als Plusdioden 34 und Minusdioden 35 ausgebildete Gleichrichtelement, werden die an den Phasen abfallenden Spannungen gleichgerichtet. Zwischen den Polen B+ und B- liegt somit eine Generatorspannung U_G , bei welcher der Minuspol auf Masse liegt, an. Von einem derartigen Drehstromgenerator 30 werden beispielsweise eine Batterie B bzw. andere Verbraucher innerhalb des Bordnetzes 110 versorgt.
In 2c sind drei Diagramme dargestellt, die die zugehörigen Spannungsverläufe gegenüber dem Drehwinkel des Rotors 32 der elektrischen Maschine 30 zeigen. Im oberen Diagramm sind die Spannungsverläufe an den Phasen U, V, W eingetragen. Allgemein versteht sich, dass die in diesem Diagramm und in den nachfolgenden Diagrammen angegebenen Zahlen und Wertebereiche lediglich exemplarisch sind, und daher die Erfindung im Grundsatz nicht beschränken.
Im mittleren Diagramm ist die Generatorspannung U_G , die durch die Hüllkurven der positiven und negativen Halbwellen der Spannungsverläufe U, V, W gebildet wird, gezeigt.
Im unteren Diagramm ist schließlich die gleichgerichtete Generatorspannung U_G- (vgl. 2a), zusammen mit dem Effektivwert U_Geff dieser Generatorspannung U_G- , die zwischen B+ und B- anliegen, gezeigt.
In 3 ist schematisch der Stator 33 mit den Phasen U, V, W, sowie den Plusdioden 34 und Minusdioden 35 aus 2b gezeigt. Grundsätzlich versteht sich, dass die hier abgebildeten Gleichrichterelemente in Form von Plusdioden 34 und Minusdioden 35 im Falle eines aktiven Gleichrichters auch als Transistoren, insbesondere MOSFETs (Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor), ausgebildet sein können (nicht dargestellt). Zudem ist die im Folgenden benutzte Nomenklatur der auftretenden Spannungen und Ströme dargestellt.
U_U , U_V , U_W bezeichnen alternativ die Phasenspannungen der zugehörigen Phasen U, V, W, wie sie zwischen einem Außenleiter und dem Sternpunkt des Stators 33 abfallen. U_UV , U_VW , U_WU , bezeichnen die Spannungen zwischen zwei Phasen bzw. deren zugehörigen Außenleitern.
I_U , I_V , I_W bezeichnen die Phasenströme vom jeweiligen Außenleiter einer Phase U, V, W zum Sternpunkt. I bezeichnet den Gesamtstrom aller Phasen nach der Gleichrichtung.
4 zeigt schematisch eine Auswerteschaltung 80a in Form eines Schmitt-Triggers gemäß einer ersten Ausführungsform für eine Phasenspannung U_U , sowie die Phasenspannung U_U (oberes Diagramm) und die mittels der Auswerteschaltung 80a erhaltene, getriggerte Phasenspannung U_Ut einer Phase U einer elektrischen Maschine 30. In 4a ist ein sogenannter Schmitt-Trigger 80a schematisch dargestellt. Mittels einer derartigen Auswerteschaltung 80a wird anhand eines Eingangssignals U_I1 , das vorliegend der Phasenspannung U_U entspricht, und ein anhand der Auswerteschaltung 80a gewonnenes Ausgangssignal U_O1 , wie es anhand der getriggerten Phasenspannung U_Ut im unteren Diagramm von 4b) dargestellt ist, erzeugt. Die im oberen Diagramm angegebenen gestrichelten horizontalen Linien (vgl. 4a) geben entsprechend die Schaltschwellen der Auswerteschaltung 80a an.
Die Widerstände R₁ und R₂ im Rückkopplungszweig des Operationsverstärkers O führen zu diesen unterschiedlichen Umschaltschwellen des Ausgangs in Abhängigkeit der momentanen Ausgangsspannung U_O1 . Durch die Vorgabe der jeweiligen Schaltschwellen kann somit das im Signalverlauf dargestellte Verhalten realisiert und sichergestellt werden, dass das Signalrauschen um den Schallpunkt nicht zu wechselnden Ausgangspegeln des Operationsverstärkers O führt. Mittels dieser Auswerteschaltung kann ein entsprechend einfach auswertbares getriggertes Phasensignal U_Ut generiert werden, anhand dessen steilen Flanken und der zeitlichen Abstände der jeweils benachbarten Flanken FL zur Drehzahlbestimmung der elektrischen Maschine 30 herangezogen werden können.
In 5 ist eine weitere Ausführungsform der Auswerteschaltung 80b gezeigt, die ein Totzeitglied T zur Rauschunterdrückung mittels zeitlicher Filterung des jeweiligen Phasensignals U_U aufweist. Das Totzeitglied T ist hierbei zumindest einem Operationsverstärker O nachgelagert, an dessen Eingang O_in das Phasensignal U_U anliegt. Das Totzeitglied T weist einen Widerstand R_1b und einen Kondensator C₁ auf, der mit dem über den Ausgang des Operationsverstärkers O fließenden Strom geladen wird. Nach dem Umschalten des Ausgangs U_o2 der Auswerteschaltung wird durch die Kombination aus Totzeitglied und R/S-Flipflops ein erneutes Umschalten des Ausgangs U_o2 , insbesondere bei hochfrequentem Umschalten bzw. Rauschen am Eingang, unterdrückt, bis die durch das Totzeitglied vorgegebene Zeit verstrichen ist. Erst anschließend wird der Pegel des Ausgangs U_o2 entsprechend dem Zustand des Eingangs O_in , falls notwendig, geändert. Der Kondensator C₁ und der Widerstand R_1b werden hierbei derart gewählt, dass die Bereiche der Phasenspannung U_U um den Nulldurchgang zeitlich gefiltert werden. Durch die Verwendung eines Totzeitglieds T können die entsprechenden Rauscheinflüsse, wie sie in 5b im oberen Diagramm um die Nulllinie dargestellt sind (jeweils durch Kreise gekennzeichnet), unterdrückt werden. Dies führt zu einer verbesserten Signalgüte des getriggerten Phasensignals U_Ut .
Vorteilhaft an dieser Schaltung gegenüber einer Schmitt-Trigger-Lösung (vgl. 4) ist, dass ein deutlich exakterer Nulldurchgang der Eingangssignale in Form von Phasensignalen, detektiert wird, wobei bei einem Schmitt-Trigger stets eine Schaltschwelle > 0 für das Phasensignal erforderlich ist (vgl. 4). Hierdurch können charakteristische Werte W_U0 des Phasensignals U_u oder bei Vorliegen mehrerer Phasensignale eine entsprechend parallele Anordnung dieser Trigger-schaltungen genutzt werden. Diese charakteristische Werte W_U0 können insbesondere zur Bestimmung der Drehzahl n oder der Drehwinkellage des Rotors 32 der elektrischen Maschine 30 herangezogen werden.
Die Rauschunterdrückung wird hier nicht durch unterschiedliche Schwellwerte realisiert, sondern durch eine zeitliche Filterung mittels Totzeitglied. Dieses verhindert in der ersten (kurzen) Zeit nach dem Umschalten des Ausgangs U_o2 auf Grund eines Nulldurchgangs am Eingang, dass der Ausgang U_o2 direkt wieder (wegen Rauschen) zurückgeschaltet wird. Ein erneutes Umschalten des Ausgangs U_o2 kann erst nach Ende der Totzeit und einem nachfolgend auftretenden Nulldurchgang ausgelöst werden, wobei nur dann die dem Operationsverstärker O und dem Totzeitglied T nachgelagerten Flip-Flop Schalter F₁ und F₂ beschaltet werden und Ausgangssignal U_O2 in Form des getriggerten Phasensignals U_Ut ausgegeben werden.
In 6a sind nun drei Phasenspannungssignale U_U , U_V , U_W mit Potentialbezug auf B- in drei Diagrammen gegenüber der Zeit dargestellt, wie sie in einem Generator mit einem Außenpolläufer mit sechs Permanentmagneten auftreten. Diese Darstellung einer elektrischen Maschine 30, mit einer dreiphasigen Statorwicklung 33 ist lediglich beispielhaft zu sehen, wobei grundsätzlich, ohne Beschränkung der Allgemeinheit, das erfindungsgemäße Verfahren auch auf einem Generator mit einer entsprechend bedarfsgerechten Anzahl an Phasen oder Permanentmagneten oder Erreger-Spulen ausführbar ist. Ebenfalls können statt einer Stern-Verschaltung der Stator-Spulen auch eine Dreiecks-Verschaltung oder weitere Verschaltungsweisen gewählt werden.
Bei einer elektrischen Maschine 30 mit Stromabgabe, ist der Verlauf der Phasenspannungen U_U , U_V , U_W in erster Näherung rechteckförmig. Dies erklärt sich insbesondere dadurch, dass durch die Generatorspannung entweder die Plus- oder die Minusdioden in Flussrichtung leiten, und daher entweder in etwa 15-16 Volt (Batterieladespannung bei 12V Bleisäure-Akkumulator und Spannung an Plusdioden), oder Minus 0,7-1 Volt (Spannung an Minusdioden), gemessen wird. Bezugspotential der Messung ist jeweils Masse. Es können auch andere Bezugspotentiale wie zum Beispiel der Sternpunkt des Stators gewählt werden. Diese ergeben abweichende Signalverläufe ändern jedoch nicht die auswertbaren Informationen, deren Gewinnung und Auswertung.
Grundsätzlich können die Phasensignale (U_U , U_V , U_W , I_U I_V , I_W ) auf verschiedene Weise gewonnen werden. Möglich ist beispielsweise eine Ermittlung der Phasenspannungen gegeneinander (U_UV , U_UW , U_WU ), eine Ermittlung der Phasenspannungen über die Dioden eines angeschlossenen Gleichrichters gegen dessen Ausgangsklemmen (B+, B-), sofern der Stator der elektrischen Maschine in Sternschaltung mit abgreifbarem Sternpunkt ist, eine Betrachtung der Ausgangsspannung der Stränge gegen den Sternpunkt (U_U , U_V , U_W ) oder eine vergleichbare Auswertung der Phasenströme.
In 6b sind mittels einer Triggerschaltung 80a, B (vgl. hierzu 4 oder 5) bearbeitete Phasenspannungen U_Ut , U_Vt , U_Wt aus 6a in einem Diagramm zusammen aufgetragen. Hierbei ist deutlich der gleichmäßige Phasenversatz zu erkennen. Die Begrifflichkeiten der Phasenspannungen U_U , U_V , U_W bzw. der bearbeitete Phasenspannungen U_Ut , U_Vt , U_Wt werden nachfolgend teilweise synonym verwendet, da die bearbeitete Phasenspannungen U_Ut , U_Vt , U_Wt unmittelbar aus den Phasenspannungen U_U , U_V , U_W hervorgehen.
Während einer vollen Umdrehung des Rotors 32 der elektrischen Maschine 30, werden die Spannungssignale durch sechs Magnete (insbesondere Permanentmagnete), die sogenannten Polpaare, sechs Mal wiederholt. Dementsprechend treten pro Phase, d. h. pro Phasenspannung U_U , U_V , U_W pro Umdrehung des Rotors 32 sechs fallende Flanken FL_D und sechs steigende Flanken FL_U (für die jeweiligen Phasen FL_UU , FL_VU , FL_WU und FL_UD , FL_VD , FL_WD ) auf.
Diese Flanken legen einen Winkelabschnitt fest, nämlich genau den Winkelabschnitt, der durch die Magnete entlang des radialen Umfangs des Stators abgedeckt ist. Demnach lässt sich bei Erkennen der jeweiligen Flanken FL_U , bzw. FL_D , bei Kenntnis eines absoluten Bezugspunkts pro Umlauf, der beispielsweise anhand eines Referenzmagneten mit von den sonstigen Magneten abweichender Charakteristik der Phasenspannung U_U , U_V , U_W bzw. dem getriggerten Verlauf der Phasenspannungen U_Ut , U_Vt , U_Wt gekennzeichnet ist, ermittelt werden.
Mit geeigneten Mitteln können nun sowohl die fallenden Flanken FL_D als auch die steigenden Flanken FL_U bzw. Nulldurchgänge der Phasenspannung erkannt werden. Beispielsweise kann für jede Phasenspannung mittels der in 4 oder 5 gezeigten Schaltungen der getriggerte Verlauf der Phasenspannungen U_Ut , U_Vt , U_Wt in Form eines TTL-Signals generiert und an ein Steuergerät, insbesondere an das Motorsteuergerät 122, übermittelt werden. Die benötigten Trigger (vgl. 4 oder 5) können entweder im Steuergerät oder in der Steuerelektronik, beispielsweise einem Steuergerät, einem Regler für die Batteriespannung und/oder im Fall eines aktiven Gleichrichters, im jeweiligen Generatorregler integriert oder diesen auch extern zugeordnet sein. Die einzelnen TTL-Signale können insbesondere für den Fall der Verwendung eines Steuergerät, insbesondere eines Motorsteuergeräts 122 (vgl. 2a), als Summensignal U_Sum (vgl. 7 und 8) zusammengefasst und vorzugsweise über eine Leitung, oder durch eine vorgelagerte Kombinationselektronik oder in anderer Form geeignet zusammengefasst, über nur eine Datenleitung 124 (vgl. 2a) übermittelt werden.
In 6b sind den Enden der jeweiligen fallenden Flanken der Phasenspannung U_U , U_V , U_W jeweils Werte W_U , W_V , W_W zugeordnet, die auch als W_Ud , W_Vd , W_Wd bezeichnet werden. Gleichermaßen können auch den steigenden Flanken FL_U entsprechende Werte W_Uu , W_Vu , W_Wu zugeordnet werden. Auch den Nulldurchgängen der Phasenspannungen können entsprechende Werte W_U0 , W_V0 , W_W0 zugeordnet sein. Diese Werte können zur Erkennung der Drehzahl n des Rotors 32 bzw. der hieran gekoppelten Kurbelwelle 17' dienen. Auch eine Erkennung der Drehwinkellage α₁ des Rotors 32 anhand der Plateaubereiche der Phasensignale oder anderen Bereichen dazwischen ist möglich. Die Werte dienen dazu, anhand von Zeitdifferenzen Δt₁, Δt₂, Δt₃, die Drehzahl der elektrischen Maschine 30 zu ermitteln. Die Verwendung einer entsprechenden Triggerschaltung 80a, 80b (vgl. 4 und 5), generiert aus dem Phasensignal das getriggerte Phasensignal U_Ut , U_Vt , U_Wt , wobei die jeweiligen Flanken den Auftrittszeitpunkt der entsprechenden Werte W_U , W_V , W_W , W_U0 , W_V0 , W_W0 markieren.
Hierbei treten bei einer gleichmäßigen Anordnung der sechs Permanentmagnete in der elektrischen Maschine 30, insgesamt 18 fallende Flanken FL_d und somit 18 zugehörige Werte pro Umdrehung in jeweils gleichen Abständen zueinander auf. Während eine Zeitdifferenz Δt₁, Δt₂, oder Δt₃ wird somit ein Winkel 360°/18 = 20° überstrichen. Wie bereits eingangs erwähnt, kann dies auch zur Erkennung der Drehrichtung α₊, α_- des Rotors 32 herangezogen werden, wobei die beispielhaft ermittelten 20° das detektierbare Winkelinkrement darstellt. Zudem lässt sich hieraus auch die Winkelgeschwindigkeit ω_i ermitteln. Diese ergibt sich aus ω_i = 20°/Δt_i und die dazugehörige Drehzahl n_i aus n_i = ω_i/360°·60s/min in Umdrehungen pro Minute.
Es versteht sich grundsätzlich, dass alternativ zu den fallenden Flanken FL_D auch die steigenden Flanken FL_U der jeweiligen Phasen U, V, W zur Ermittlung der Drehrichtung α₊, α_- des Rotors 32 als auch zur Ermittlung der Momentandrehzahl n_Gen der elektrischen Maschine 30 verwendbar sind. Durch die doppelte Anzahl an Werten pro Umdrehung, ergibt sich dementsprechend eine höhere Auflösung, sowohl der Drehrichtung α₊, α_- des Rotors 32, als auch der Drehzahl n_Gen . Zudem können die Flanken der Phasen auf vielfältige weitere Art und Weise ausgewertet werden, beispielsweise durch die zeitlichen Abstände der steigenden Flanken FL_U und fallenden Flanken FL_D jeweils der gleichen Phasen oder von den jeweiligen Phasen zueinander oder durch den zeitlichen Abstand von steigenden Flanken FL_U bzw. fallenden Flanken FL_D der gleichen Phase, oder aller Phasen zusammen.
Neben den aufsteigenden Flanken FL_U und abfallenden Flanken FL_D können für die Ermittlung der Drehzahl n_Gen einer Welle 17, auch die Nulldurchgänge W_U0 , Wvo, Wwo der Phasensignale U_U , U_V , U_W herangezogen werden.
In den 7a und B sowie 8a und B ist jeweils eine Schaltung zum Zusammenfassen mehrere Eingangssignale U_In zu einem Ausgangssignal U_Out (7 und 8a) sowie die hiermit verbundenen Ein- und Ausgangssignale (7 und 8b) gezeigt. Die Eingangssignale U_In1 bis U_In3 können beispielsweise mit den jeweiligen Phasensignalen U_U , U_V und U_W assoziiert sein. Bevorzugt sind die Eingangssignale U_In1 bis U_In3 jedoch die Ausgangssignale U_o1 beziehungsweise U_o2 der in 4 oder 5 gezeigten Trigger-Schaltungen 80a, 80b. Die jeweiligen Schaltungen weisen hierbei ein jeweils festes Bezugspotenzial Masse G_ND auf. Die Auswerteschaltung 80c (7) und 80d (8) weisen jeweils unterschiedliche charakteristische RC-Glieder T₁₁ , T₁₂ bzw. T₂₁ und T₂₂ auf. Mittels dieser RC-Glieder T₁₁ , T₁₂ bzw. T₂₁ und T₂₂ , die entsprechende Widerststände R₁₁ , R₁₂ , R₂₁ , R₂₂ und Kondensatoren C₁₁ , C₁₂ , C₂₁ , C₂₂ aufweisen, werden die einzelnen Eingangssignale U_In1 bis U_In3 entsprechend codiert C, so dass diese im Summensignal U_Sum des Ausgangs U_Out entsprechend identifizierbar sind.
In 7 werden hierbei die Eingangssignale U_In2 und U_In3 mit den RC-Gliedern T₁₁ und T₁₂ in entsprechend kurze Pulse umgewandelt (vgl. Diagramm zu U_Out ), die die weiteren Eingangssignale im Summensignal U_Sum der Phasenspannugen U_U des ersten Eingangs U_In1 überlagern. Hierdurch können die einzelnen Beiträge U_U , U_V und U_W im Summensignal U_Sum jeweils voneinander unterschieden werden, wodurch bei einer Heranziehung der Phasensignale für eine Drehzahlerkennung n der elektrischen Maschine 30 lediglich nur eine Signalleitung 124 zum auswertenden Steuergerät 122 erforderlich ist. In der Ausführungsform gemäß 8 wird durch das jeweilige RC-Glied T₂₁ und T₂₂ dem jeweiligen Eingangssignal U_In3 einen kurzen Puls hinzufügt, wobei die anderen Eingangsignale U_In2 und U_In1 unverändert bleiben. Auch in diesem Fall, kann der generierte Puls eindeutig den entsprechenden Eingangssignalen zugeordnet werden.
Für beide Ausführungsformen der 7 und 8 gilt, dass die nicht bepulsten Eingangssignale immer in gleicher Reihenfolge zeitlich aneinander gereiht sind, so dass auch diese identifizierbar sind, sobald ein Eingangssignal erkannt wird. Grundsätzlich gilt für die Schaltung, dass auch Toleranzen bzw. Ansprechgeschwindigkeiten der in dieser Auswerteschaltungen 80c bzw. 80d implementierten XOR-Schaltungen oder Gatter berücksichtigt werden können, um deren Einfluss auf das Summensignal U_Sum im Ausgang U_Out zu berücksichtigen, und um eine entsprechend genaue Drehzahlermittlung der Drehzahl N zu gewährleisten.
Neben den gezeigten zwei Realisierungsformen sind auch weitere Schaltungen vorstellbar, die zumindest eines der Eingangssignale, um ein eindeutiges Merkmal, speziell einen Signalpuls mit eindeutiger Länge, erweitert an den Ausgang weitergeben und mit den anderen (nicht modifizierten) Eingangssignalen so überlagern, dass später bei der Auswertung des Summensignals ein Rückschluss darauf möglich ist, welche Signalflanke durch welches Eingangssignal verursacht wurde.
In 9 ist ein zeitliches Ablaufdiagramm des Verfahrens zur Ermittlung der Drehzahl n abgebildet, das zumindest vier aufeinanderfolgende Schritte SU₁ , SU₂ SU₃ und SU₄ aufweist. Im ersten Schritt SU₁ werden die einzelnen Phasensignale U_U , U_V , U_W bzw. I_U , I_V , I_W der elektrischen Maschine 30 ermittelt. In einem weiteren Schritt SU₂ werden die erhaltenen Phasensignale U_U , U_V , U_W bzw. je nach Anzahl der Phasen einzelne der Phasensignale U_U , U_V , U_W codiert und zu einem Summensignal U_Sum (vgl. hierzu die und ) zusammengefasst. Im weiteren Schritt SU₃ wird das Summensignal U_Sum decodiert und in seine Einzelbestandteile der getriggerten oder ungetriggerten Phasensignale U_U , U_V , U_W zerlegt, wobei zudem die Abstände von aufsteigenden bzw. abfallenden Flanken der Phasensignale U_U , U_V , U_W der jeweiligen Phasen erkannt und die zeitlichen Abstände Δt₁, Δt₂, Δt₃ (vgl. hierzu 6b) ermittelt werden. Im Schritt SU₄ werden aus den zeitlichen Abstände Δt₁, Δt₂, Δt₃ die Drehzahl n der elektrischen Maschine 30 ermittelt. Aufgrund der Tatsache, dass den jeweiligen Phasensignalen U_U , U_V , U_W im Summensignal U_Sum jeweils charakteristischen Eigenschaften mittels einer Codierung C aufgeprägt werden, sind diese im Summensignal U_Sum ohne weiteres voneinander unterscheidbar, weshalb anhand der einzelnen abfallenden und aufsteigenden Flanken, die unmittelbar den einzelnen Phasensignalen U_U , U_V und U_W zugeordnet werden können, die zeitlichen Abstände Δt und damit die Drehzahl n der Welle 17 ermittelbar ist.
Anhand der Abbildungen in 10 soll ein weiterer Verfahrensschritt zur Korrektur der Phasensignale U_U , U_V , U_W erläutert werden, der dazu dient, Störeinflüsse auf die Grundperiodizität des jeweiligen Phasensignals U_U , U_V und U_W höherer Ordnungen zu beseitigen, um damit eine noch genauere Ermittlung der Drehzahl n, die mit der Grundperiodizität korreliert ist, zu gewährleisten. Dieser weitere Verfahrensschritt kann derart implementiert werden, dass in einem ersten Schritt SU_4a die Drehzahl n aus einem unbereinigten Rohsignal der Drehzahl n, wie zuvor beschrieben, ermittelt wird, in einem weiteren Schritt SU_4b die Korrekturfaktoren K ermittelten werden (vgl. 9) und eine korrigierte Drehzahl n_corr1 aus den ermittelten oder bereits vorhandenen Korrekturfaktoren K berechnet wird SU_4c. Hierdurch kann das Rohsignal der Drehzahl von Frequenzeinflüssen höherer Ordnung bereinigt werden.
Hierzu zeigt 10a den Verlauf von drei Phasenspannungen U_U , U_V und U_W , die eine Grundperiodizität der Ordnung 1 und Frequenzanteile höherer Ordnung aufweisen. In 10b ist entsprechend eine Frequenzanalyse zumindest einer der Phasensignale U_U , U_V und U_W gezeigt, wobei hier Amplituden P über ganzzahlige vielfache der Grundfrequenz aufgetragen sind. Grundsätzlich ist anzumerken, dass je nach Aufbau einer elektrischen Maschine 30, die Ausgangssignale U_U , U_V und U_W entsprechend variieren können. Neben der Grundfrequenz f₀ (in 10b gezeigt mit Ordnung 1 der Phasenspannungen U_U , U_V und U_W ) können die Ausprägung der Magnete und Spulen des Stators und das Design von Rotor 32 und Stator 30 Oberschwingungen anregen, die ein ganzzahliges vielfaches der Grundfrequenz mit Ordnung 1 darstellen und diese Grundfrequenz entsprechend überlagern. Dies ist in 10 anhand der multiplen Welligkeit der Phasensignale U_U , U_V und U_W zu erkennen und kann anhand der Frequenzanalyse, wie sie in 10b bzw. in den 10b und 10e gezeigt sind, entsprechend deutlich erkannt werden, wenn man sieht, dass neben der Grundfrequenz mit Ordnung 1 (in den und e mit Ordnung 0,5) entsprechende weitere Frequenzanteile f_n höherer Ordnung überlagert sind. Auch weitere Störeinflüsse, die von der Grundfrequenz abweichen und höherfrequent oder niederfrequent gegenüber der Grundfrequenz sind, können entsprechend erkannt werden. Ordnung 1 entspricht hierbei der Frequenz der Kurbelwelle und Ordnung 0,5 der Arbeitsfrequenz eines Verbrennungsmotors im Falle eines Viertaktmotors mit einem Zylinder. Das zuvor beschriebene Verfahren ist entsprechend auf Viertaktmotoren mit mehreren Zylindern aber auch auf Zweitaktmotoren skalierbar.
Diese gezeigten Toleranzen und Konstruktionsmerkmale haben einen starken Einfluss auf das Drehzahlsignal n welches als gemessenes Signal in 10c exemplarisch darstellt ist. Hier ist eine deutliche Zackung der Kurve im zeitlichen Verlauf zu erkennen. Diese Zackung bzw. das hier gezeigte Sägezahn-Muster, das auf der Messung an einer dreiphasigen elektrischen Maschine mit sechs Polpaaren beruht, wiederholt sich vorliegend bei einer entsprechenden Abtastrate alle drei Stützstellen, wobei die Periodizität der Zackung mit der Anzahl der Phasen der elektrischen Maschine 30 korreliert. Es werden nun nachfolgend weitere Verfahrensschritte zur Kompensation der Störeinflüsse, insbesondere am Beispiel einer dreiphasigen elektrischen Maschine mit sechs Polpaaren erläutert.
Grundsätzlich versteht sich, dass die nachfolgend beschriebenen Verfahrensschritte zur Kompensation dieser Störeinflüsse sich nicht auf dreiphasige elektrischen Maschinen mit einer entsprechenden Anzahl an Polpaaren beschränkt, sondern auch auf elektrische Maschinen mit einer beliebigen Anzahl an Phasen bzw. Polpaaren anwendbar ist.
In einem ersten Verfahrensschritt zur Korrektur der Drehzahl n wird das Frequenzspektrum eines Arbeitsspiels oder einer ersten Umdrehung der Welle 17 ausgewertet (bezüglich des Frequenzspektrums vgl. hierzu die 10b, d und e). Grundsätzlich ist zu erkennen, dass sich die jeweiligen Phasenspannungen U_U , U_V , U_W der elektrischen Maschine 30 sich pro Umdrehung der Welle 17 mit der Anzahl der vorhandenen Magnet, somit sechs Mal pro Umdrehung wiederholen. Pro Periode der Ausgangsspannung der Phasen U_U , U_V , U_W , sind entsprechend zwei Nulldurchgänge der Spannung zu erkennen. Die Abfolge der Phasenspannungen U_U , U_V , U_W wiederholt sich vorliegend mit sechsfacher Kurbelwellenfrequenz. Die Abfolge der Nulldurchgänge der jeweiligen Phasenspannungen U_U , U_V , U_W der unterschiedlichen Phasen wiederholt sich mit der doppelten Anzahl der verwendeten Magnete, bei sechs Magneten also mit zwölffacher Kurbelwellenfrequenz. Die Abfolge von Nulldurchgängen mit positiver und negativer Steigung, also mit aufsteigenden und abfallenden Flanken im Phasensignal U_U , U_V , und U_W , wiederholt sich jeden zweiten Nulldurchgang der Spannung, also mit achtzehnfacher Kurbelwellenfrequenz. Es versteht sich dass die Kurbelwellenfrequenz immer die Frequenz der Grundordnung also im Beispiel der 10 b mit Ordnung N = 1 bzw. den 10d und e mit Ordnung n = 0,5 ist. Es sei noch kurz erwähnt, dass in 10e zur besseren Darstellbarkeit der höheren harmonischen der Grundfrequenz die Grundfrequenz n = 0 ausgeblendet wurde.
Es werden bevorzugt Ordnungen O_n korrigiert, die direkt von der Periodizität der elektrischen Maschine 30 abhängen. Diese können folgendermaßen bestimmt werden (die in Klammern angegebenen Werte ergeben sich am Beispiel einer dreiphasigen elektrischen Maschine mit sechs Polpaaren):

Sei N die Anzahl an Phasen U, V, W und p die Polpaarzahl der elektrischen Maschine 30.

Damit ergeben sich pro Umdrehung der Welle 17 der elektrischen Maschine 30 N mal p elektrische Perioden, die jeweils einen Nulldurchgang mit steigender und fallender Flanke aufweisen. Die Gesamtzahl A an Stützstellen eines entsprechenden Drehzahlsignals n beträgt daher: $A = 2 * N * p, (= 2 * 3 * 6 = 36)$
Eine dritte Ordnung O₃ ergibt sich aus einem möglichen unterschiedlichen Verhalten von steigenden und fallenden Flanken (unabhängig von der Phase). Die Anzahl entsprechender steigender Flanken F_s oder fallender F_f pro Umdrehung der Welle der elektrischen Maschine beträgt dabei: $F_{s} = F_{f} = N * p, (= 3 * 6 = 18)$
Eine zweite Ordnung O₂ ergibt sich aus einem möglichen unterschiedlichen Verhalten der N verschiedenen Phasen.
Die Anzahl der entsprechenden Flanken F_p pro Umdrehung der Welle der elektrischen Maschine beträgt dabei: $F_{p} = 2 * p, (= 2 * 6 = 12)$
Eine erste Ordnung O₁ ergibt sich aus einem möglichen unterschiedlichen Verhalten der steigenden und fallenden Flanken der einzelnen Phasen.
Die Anzahl der entsprechenden steigender Flanken F_sp oder fallenden Flanken F_fp pro Umdrehung der Welle der elektrischen Maschine beträgt dabei: $F_{s p} = F_{f p} = p, (= 6)$
Bezogen auf eine Umdrehung der Welle der elektrischen Maschine (Grundfrequenz) ergeben sich die überwiegend Maschinen-relevanten Ordnungen, die gegebenenfalls kompensiert werden müssen aus der Anzahl der oben genannten unterschiedlichen Flanken:

Grundsätzlich sei angemerkt, dass auf dem zuvor beschriebenen Frequenzanteilen, insbesondere den Frequenzanteilen höherer Ordnung (n > 1) bei Brennkraftmaschinen 112 mit bis zu fünf Zylindern keine weiteren Störeinflüsse zu erwarten sind, die in ein ähnliches Frequenzspektrum fallen. Wird nun ein entsprechendes Drehzahlsignal n(t) eines Arbeitsspiels bzw. einer ersten Umdrehung in den Frequenzraum transformiert, dann müssen die in und dargestellten Anteile des Spektrums bei sechs-, zwölf- und achtzehnfacher Kurbelwellenfrequenz durch Unterschiede zwischen den einzelnen Nulldurchgängen bzw. Phasen der elektrischen Maschine 30 bedingt sein. Diese Unterschiede lassen sich auf die oben angezeigten Toleranzen bzw. Konstruktionsmerkmale als fundamentale Ursachen zurückführen.
Hierdurch können Korrekturterme für einen weiteren Umlauf der Welle 17 berechnet werden, die sich aus dem Summensignal der drei genannten Oberschwingungen ergeben. Um den Einfluss der niederfrequentesten Schwingung auf der sechsfachen Kurbelwellenfrequenz zu eliminieren, sind sechs verschiedene Korrekturterme notwendig. Damit erhält jeder Nulldurchgang jeder Phase der elektrischen Maschine 30 einen eigenen Korrekturterme.
Die jeweiligen Korrekturterme ergeben sich zu: $K o r r e k t u r t e r m (k) = \sum_{i = 1}^{3} (| N_{m o t, F r e q} | (\frac{L * i}{6}) * cos (2 * π * \frac{k * i}{6} + ∠_{N_{m o t, F r e q}} (\frac{L * i}{6}))); k \in [0,5],$
wobei Betrag N_Mot, _Freq (k) den Betrag der k-ten Schwingung des Frequenzspektrums und ∠_Nmot, die Phase der k-ten Schwingung des Frequenzspektrums bezeichnet.
Die nullte Schwingung bezeichnet dabei den Gleichanteil des Frequenzspektrums. L bezeichnet die Anzahl der Drehzahlstützstellen, die zur Berechnung des Frequenzspektrums verwendet werden, bei einem dreiphasigen Generator mit sechs Polpaaren gilt L = 36.
Eine Länge von 36 Stützstellen ergibt sich bei Ermittlung des Frequenzspektrums über eine Umdrehung der Kurbelwelle eines Verbrennungsmotors. Während der Umdrehung der Kurbelwelle weißt der Generator für jede Phase sechs elektrische Perioden pro Phase auf. Damit ergeben sich sechs mal zwei Flanken pro Phase und damit 36 Flanken bzw. Stützstellen für alle drei Phasen pro Umdrehung.
Neben der Möglichkeit, die Korrekturterme aus dem Frequenzspektrum einer Umdrehung zu bestimmen, kann alternativ auch ein anderer Zeitraum, beispielsweise eine halbe Umdrehung (L = 18) oder ein komplettes Arbeitsspiel (2 Umdrehungen, L = 72) zur Bestimmung verwendet werden.
Hierfür müssen die Ordnungen, die korrigiert werden sollen und die damit verbundenen Formeln entsprechend an die neue Grundfrequenz angepasst werden.
Wie bereits erläutert, stehen die Korrekturterme für eine Umdrehung bzw. ein Arbeitsspiel erst nach deren Berechnung mittels des Frequenzspektrums zur Verfügung. Da grundsätzlich Drehzahlunterschiede zwischen zwei aufeinanderfolgenden Arbeitsspielen bzw. Umdrehungen ausreichend gering sind, können die hieraus erhaltenen Korrekturterme, die auf Basis des ersten Arbeitsspiels bzw. der ersten Umdrehung der Welle 17 berechnet wurden, für die Korrektur des darauffolgenden Arbeitsspiels bzw. der darauffolgenden Umdrehung der Welle 17 verwendet werden, ohne dass durch eine entsprechende Korrektur zusätzliche Abweichungen zu erwarten wären. Somit gilt, dass für die Korrektur während eines Arbeitsspiels bzw. einer Umdrehung einer Welle 17 die ermittelten Terme (vgl. Korrekturgleichung) des vorhergehenden Arbeitsspiels bzw. der Welle 17 verwendet werden.
Grundsätzlich versteht sich, dass es nicht zwingend erforderlich ist, die Korrekturterme für ein erstes Arbeitsspiel bzw. eine erste Umdrehung der Welle 17 zu lernen, um diese auf eine unmittelbar darauffolgende Umdrehung der Welle 17 anzuwenden. Die Korrekturterme können grundsätzlich auch nur gelegentlich gelernt und so lange verwendet werden, wie sich die Drehzahl n in einem begrenzten Toleranzband bewegt. Erst für größere Drehzahlabweichungen, die außerhalb des zuvor definierten Toleranzbandes liegen, wird somit eine erneute Ermittlung neuer Korrekturterme eingeleitet. Außerdem ist es möglich, dass entsprechende Korrekturterme auch nur gelegentlich gelernt werden und in Abhängigkeit der Drehzahl n der elektrischen Maschine 30 in einem Kennfeld abgelegt werden. In den zuvor genannten Fällen kann das Lernen der Korrekturterme immer in geeigneten Betriebspunkten wie z. B. in Bereichen mit wenig Dynamik innerhalb der Drehzahl n erfolgen.
Da sich der tatsächliche Drehzahlverlauf n eines Arbeitsspiels bzw. einer Umdrehung der Welle 17 aus der Summe aller Anteile des Frequenzspektrums f_n ergibt, werden die dazugehörigen Korrekturterme einer Drehzahlstützstelle von der berechneten Drehzahl n abgezogen, um den Einfluss dieser Oberwellen zu eliminieren und damit die Einflüsse von Toleranzen und Konstruktionsmerkmalen zu unterdrücken. Eine derart korrigierte Drehzahl n_Corr1 ist ein als durchgezogene Linie gezeigt, wobei die gepunktete Linie entsprechend das unkorrigierte Drehzahlsignal n (t) zeigt.
Eine weitere Alternative zur Korrektur des Drehzahlsignals n und zur Beseitigung von Frequenzanteilen höherer Ordnung ist eine sogenannte Tiefpassfilterung. Im Falle der betrachteten elektrischen Maschine 30 mit drei Phasen und sechs Polpaaren entsprechend obiger Beschreibung bietet sich grundsätzlich ein sogenanntes Moving-Average-Filter der Ordnung 6 an, der im Rahmen eines gleitenden Mittelwerts über sechs Werte mittelt. Durch eine derartige Auslegung ergibt sich die erste Nullstellung bei der Ordnung 6. Weiterhin hat dieses Filter null Stellen in der Ordnung 12 und 18, so dass alle relevanten Störungen beseitigt werden.
Grundsätzlich kann es vorteilhaft sein, die sich ergebende Dämpfung des Filters bis zur Ordnung 4 über ein einfaches Filter weiter zu kompensieren.
Alternativ kann auch ein anderes komplizierteres Tiefpassfilter verwendet werden mit einer ausreichenden Dämpfung (bzw. sogar Nullstelle) bei der Ordnung 6, 12 und/oder 18. Durch Vergleich der Rohsignale mit den gefilterten Werten kann für jede Flanke ein Korrekturwert bestimmt werden. Vorteilhafterweise wird dabei noch der allgemeine Drehzahltrend n_T (vgl. hierzu die Beschreibung zu den 11 und 12) berücksichtigt. Da die mit dem Frequenzanteil f₆ der sechsten Ordnungen assoziierte Energie nur sehr geringfügig ist, kann auch ein Filter verwendet werden, welches die Ordnung 12 und höher unterdrückt.
Hier bietet sich z. B. ein Moving-Average-Filter der Ordnung 3 an, mit dem für die in diesem Fall 36 gegebenen Flanken eine Nullstelle bei der Ordnung 12 gegeben ist. Vorteil dieser Auslegung ist, dass die Nutz-Signalenergie bis Ordnung in etwa 3 bis 4 nur minimal gedämpft wird. Für eine andere Flankenzahl muss das Filter entsprechend angepasst werden. Auch anhand dieser Korrektur können dann wieder Korrekturfaktoren k für die Flanken berechnet werden, da bei einer Filterung die Laufzeit, z. B. für die Berechnung der Zündung, negativ sein kann. Neben der Möglichkeit, die Korrekturterme auf Basis des Frequenzspektrums des Drehzahlsignals zu berechnen und diesen Verlauf zu korrigieren, können auch Korrekturterme für den Verlauf der Flankenzeiten, die durch die Zeit zwischen zwei Nulldurchgängen der Phasenspannungen U_U , U_V , bzw. Uwgegeben sind, oder den Verlauf der Energie während eines Arbeitsspiel aus deren Frequenzspektren bestimmt werden.
Ein weiterer Verfahrensschritt zur verbesserten Bestimmung der Drehzahl n einer Welle 17 ist anhand des Ablaufdiagramms der 11a bis C dargestellt. Die sich hieraus ergebende korrigierte Drehzahl n_Corr2 ist in 12 dargestellt. Diese weiteren Verfahrensschritte werden vorzugsweise alternativ zu den Schritten SU_4a, SU_4b, SU_4c implementiert (vgl. 9, 10), können jedoch auch kumulativ dazu vor oder nachgelagert durchgeführt werden. Durch eine kumulative Korrektur kann eine noch bessere Signalgüte erreicht werden. Hierbei werden wie in 11a, b zu sehen, innerhalb eines gewählten Zeitbereichs t_lin eine Anzahl an aufeinanderfolgenden Drehzahlpunkten n₁ bis n_n gewählt, wobei vorliegend sechs aufeinanderfolgende Drehzahlpunkte n₁ bis n₆ gewählt werden. Die Anzahl der Drehzahlpunkte ist vorzugweise ein ganzzahliges Vielfaches der Anzahl der Phasen U, V, W der elektrischen Maschine 30. Wie in 11a zu sehen, werden die Drehzahlpunkte n₁ bis n₆ derart aufgeteilt, dass den ersten Drehzahlwerten n₁ bis n₃ ein erster Mittelwert n_M1 und den weiteren Drehzahlwerten n₄ bis n₆ ein weiterer Mittelwert n_M2 zugeordnet werden, wobei die jeweiligen Mittelwerte n_M1 und n_M2 aus dem zugeordneten Drehzahlwerten n₁ bis n₆ berechnet werden. Diese zwei Mittelwerte n_M1 und n_M2 die aus den zuvor genannten Drehzahlwerten n₁ bis n₆ berechnet werden, dienen zur Berechnung des linearen Drehzahltrends n_T innerhalb des gewählten Zeitbereichs t_lin .
Grundsätzlich versteht sich, dass eine beliebig andere Anzahl an Drehzahlpunkten n₁ bis n_n zur Bestimmung des linearen Trends n_T verwendbar ist. Es sollte jedoch grundsätzlich beachtet werden, dass die zeitliche Breite des gewählten Bereichs t_lin lediglich eine mäßige Dynamik des Drehzahlverlaufs n, vorzugsweise einen näherungsweisen linearen Verlauf, aufweisen sollte, da lediglich eine lineare Annäherung des Drehzahltrends n_T erfolgt. Anhand des in 11a beschriebenen Verfahrensschritts werden zwei Mittelwerte n_M1 und n_M2 bestimmt, die den Zeitpunkten des Auftretens von n₂ und n₅ zugeordnet werden. Der zeitliche Abstand zwischen diesen Werten beträgt Δt. Zwischen diesen Mittelwerten n_M1 und n_M2 wird linear interpoliert und so für dieses Zeitintervall ein linearer Drehzahltrend n_T bestimmt.
Gemäß 11b wird das Zeitintervall Δt zwischen den ermittelten Mittelwerten n_M1 und n_M2 gedrittelt und die zugehörige Drehzahl der Zeitpunkte t₁ und t₂ aus dem linearen Drehzahltrend errechnet.
Zusammen mit dem zweiten Mittelwert n_M2 ergeben sich so drei Drehzahlpunkte n_LM1 , n_LM2 , n_LM3 , die auf dem linearen Drehzahltrend n_T liegen.
Wie bereits eingangs erwähnt, kann bei einer anderen Phasenzahl η der elektrischen Maschine als 3, die jeweiligen Bereich t_lin und die Anzahl der Korrekturfaktoren für eine größere Anzahl als drei an Phasen vergrößert bzw. für eine kleinere Anzahl an Phasen als 3 verkleinert werden.
Aus dem Verhältnis zwischen den linearen Werten n_LM1 , n_LM2 , n_LM3 des Drehzahltrends n_T und den zeitlich entsprechenden Drehzahlwerten n₃ bis n₅ , die nachfolgend auch als n_gemessen bezeichnet werden, wird anhand einer Stützstelle die Korrekturfaktoren innerhalb eines Arbeitsspiels bzw. einer Umdrehung der Welle 17 bestimmt, die die jeweiligen zeitlich entsprechenden Drehzahlstützstellen n₃ bis n₅ an den linearen Trend n_T angleichen. Dies ist insbesondere in 11b zu sehen, da hier lediglich die zeitlich korrespondierenden Mittelwerte n_LM1 mit der jeweiligen Drehzahlstützstelle n₃ der Mittelwert n_LM2 mit der Drehzahlstützstelle n₄ und der Drehzahlmittelwert n_LM3 mit der Drehzahlstützstelle n₅ abgeglichen wird. Hieraus ergeben sich drei Korrekturfaktoren K_h für die jeweilige Phase, wobei h ∈ [1; 3], zu: $K_{h} = n_{T} : n_{gemessen} (t),$
wobei sich die korrigierte Drehzahl n_Corr2 entsprechend ergibt nach: $n_{Corr2} = K_{h} \times n_{gemssen} (t + 1) .$
Durch die Periodizität der Phasensignale entsprechend der Polpaarzahl der elektrischen Maschine wiederholen sich innerhalb eines Arbeitsspiels bzw. einer Umdrehung der Welle 17 die Signale der Phasen mehrmals. Es genügt daher, die ermittelten Korrekturfaktoren K_h , wobei h ∈ [1; 3], gemäß obiger Formeln für den weiteren Verlauf des Arbeitsspiels bzw. der Umdrehung für die weiteren Auftrittszeitpunkte der Drehzahlpunkte eines Phasensignals zur Korrektur der Toleranz- und Konstruktionseinflüsse anzuwenden und so einen korrigierten Drehzahlverlauf n_Corr2 für das gesamte Arbeitsspiel bzw. die Umdrehung zu erhalten.
Im nächsten Arbeitsspiel können entsprechend drei neue Korrekturfaktoren für den entsprechenden Zeitbereich, wie oben beschrieben, berechnet werden. Es versteht sich jedoch, dass die Korrekturen für die weiteren Arbeitsspiele bzw. die weiteren Umdrehungen der Welle 17 alternativ auch nur gelegentlich gelernt und solange verwendet werden können, wie sich die Drehzahl n innerhalb eines begrenzten Drehzahlbandes bewegt. Erst für eine größere Dynamik einer Drehzahl bzw. einer Drehzahlabweichung, die das entsprechend definierte Drehzahlband übersteigt, müssen in einem entsprechenden Drehzahlfenster neue Korrekturterme K_h berechnet werden, die entsprechend auf nachfolgende Zeitfenster t_lin bzw. Arbeitsspiele oder Umdrehungen der Welle angewandt werden. Auch ein Ablegen über den jeweiligen Drehzahlverlauf n der Korrekturfaktoren K_h in einem Kennfeld ist möglich, dass entsprechend eines jeweils vorliegenden Drehzahlverlaufs n(t) die jeweiligen Korrekturfaktoren K_h zur Korrektur der Drehzahl n(t) zu einer weiter korrigierten Drehzahl n_Corr2 verbessert werden können.
Zudem kann neben der Möglichkeit, die Korrekturterme K_h auf Basis der Drehzahl n zu berechnen und diesen Verlauf zu korrigieren, auch Korrekturfaktoren für den Verlauf der Flankenzeiten (wie oben definiert Zeit zwischen zwei Nulldurchgängen einer jeweiligen Phasenspannung U_U , U_V , U_W ), anhand dem zuvor beschriebenen Verfahren in gleicher Weise bestimmt werden.
In 12 ist der nicht korrigierte Drehzahlverlauf n(T) als gestrichelte Linie und der anhand des zuvor beschriebenen Verfahrens korrigierte Drehzahlverlauf n_Corr2 als durchgezogene Linie angegeben. Hierbei ist deutlich zu sehen, dass die Frequenzanteile höherer Ordnung f_n die als hochfrequente Zacken im Drehzahlsignal n(t) zu erkennen sind, entsprechend herauskorrigiert sind. Auch die für die Korrekturfaktoren relevanten Zeitfenster t_lin , in denen der zeitliche Drehzahlverlauf keine große Dynamik, vorzugsweise annähernd konstant verläuft, ist in 12 innerhalb der umkreisten Bereiche dargestellt.
Allgemein versteht sich, dass die zuvor beschriebenen Verfahren sich nicht in einer Verwendung der beschriebenen dreiphasigen elektrischen Maschine 30 erschöpfen, sondern auf eine beliebige elektrische Maschine 30, die entweder permanent oder fremderregt sein kann entsprechend angewendet werden kann, wobei die Anzahl an Phasen, wie zuvor bereits erwähnt, in dem Verfahren entsprechend berücksichtigt werden kann.
Zudem können die zuvor beschriebenen Verfahrensschritte zur Drehzahlkorrektur in Alleinstellung aber auch in Kombination miteinander verwendet werden, wobei bei einer Kombination eine noch bessere Korrektur der Drehzahlwerte erreicht werden kann. Auch eine alternative Heranziehung der mit den Drehzahlen assoziierten Zeitpunkten bzw. deren Verläufen kann zur Korrektur des Drehzahlsignals herangezogen werden.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

EP 0664887 B1 [0006]

Claims

Verfahren zur Bestimmung einer Drehzahl (n) einer Welle (17), insbesondere einer Kurbelwelle (17') einer Brennkraftmaschine (112), welche mit einer elektrischen Maschine (30), umfassend einen Rotor (32) und einen Stator (33) mit zumindest zwei Phasenwicklungen (U, V, W), aus denen jeweils zumindest ein Phasensignal (U_U, U_V, U_W, I_U, Iv, I_W) abgeleitet wird, direkt oder übersetzt gekoppelt ist, wobei ein Summensignal (U_Sum), umfassend mehrere Phasensignale (Uu, U_V, U_W, I_U, I_V, I_W) der elektrischen Maschine (30), die jeweils zumindest einen Wert (W_Uu, W_Ud, W_Vu, W_Vd, W_Wu, W_Wd, W_U0, W_V0, W_W0) aufweisen, der jeweils wenigstens einmal pro Umdrehung des Rotors (32) auftritt, erzeugt wird, das zur Ermittlung der Drehzahl (n) herangezogen wird.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei durch Ermitteln zumindest einer Zeitdifferenz (Δt₁, Δt₂, Δt₃) zwischen jeweils zwei Auftrittszeitpunkt zumindest eines Werts (W_Uu, W_Ud, W_Vu, W_Vd, W_Wu, Wwd, Wuo, Wvo, Wwo) eines Phasensignals (Uu, Uv, U_W, I_U, I_V, I_W) aus dem Summensignal (U_Sum) die Drehzahl (n) berechnet wird.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, wobei der zumindest eine Wert (W_Uu, W_Ud, W_Vu, W_Vd, W_Wu, W_Wd, Wuo, Wvo, Wwo) mit aufsteigende Flanken (Fl_Uu, Fl_Vu, Fl_Wu) des Phasensignals (U_U, U_V, U_W, lu, Iv, I_W), abfallenden Flanken (Fl_Ud, Fl_Vd, Fl_Wd) des Phasensignals (U_U, U_V, U_W, lu, Iv, I_W) und/oder Nulldurchgängen (Fl_Uo, Flvo, Flwo) des Phasensignals (U_U, U_V, U_W, lu, Iv, I_W) assoziiert ist, wobei die aufsteigenden Flanken (Fl_Uu, Fl_Vu, Fl_Wu) des Phasensignals (U_U, U_V, U_W, lu, Iv, I_W) und/oder die abfallenden Flanken (Fl_Ud, Fl_Vd, Fl_Wd) des Phasensignals (U_U, U_V, U_W, I_U, I_V, I_W) und/oder die Nulldurchgänge (Fluo, Flvo, Flwo) des Phasensignals (U_U, U_V, U_W, lu, Iv, I_W) zur Bestimmung der Drehzahl (n) herangezogen werden.
Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei zumindest einem Phasensignal (U_U, U_V, U_W, I_U, I_V, I_W) des Summensignals (U_Sum), jeweils eine charakteristische Eigenschaft aufgeprägt wird, insbesondere in Form einer Codierung (C), anhand derer die zum jeweiligen Phasensignal (U_U, U_V, U_W, lu, Iv, I_W) gehörenden Werte (W_Uu, W_Ud, W_Vu, W_Vd, W_Wu, W_Wd, W_U0, W_V0, W_W0) voneinander unterscheidbar ermittelbar sind.
Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei aus dem zeitlichen Verlauf der Drehzahl (n) innerhalb einer ersten Umdrehung der Welle (17) ein Drehzahlsignal (n (t)) ermittelt wird, wobei im Rahmen einer Frequenzanalyse von einer Grundfrequenz (f₁) des Drehzahlsignals (n(t)) abweichende Frequenzanteile (f_n) ermittelt werden, wobei eine korrigierte Drehzahl (n_Corr1) für eine weitere Umdrehung der Welle (17) derart ermittelt wird, dass zumindest einer der Frequenzanteile (f_n) in der korrigierten Drehzahl (n_Corr1) nicht berücksichtigt wird.
Verfahren nach Anspruch 5, wobei die von der Grundfrequenz (f₁) abweichenden Frequenzanteile (f_n), höhere Ordnungen O_n zur Grundfrequenz (f₁) sind, wobei vorzugsweise die Ordnung O₁ und/oder O₂ und/oder O₃ in der korrigierten Drehzahl (n_Corr1) nicht berücksichtigt wird, wobei weiter vorzugsweise bei einer elektrischen Maschine (30) mit 3 Phasen der Anteil 6. Ordnung zur Grundfrequenz (f₁) und/oder der 12. Ordnung zur Grundfrequenz (f₁) und/oder der 18. Ordnung zur Grundfrequenz (f₁) in der korrigierten Drehzahl (n_Corr1) nicht berücksichtigt wird.
Verfahren nach Anspruch 5 oder 6, wobei alle Frequenzanteile (f_n) höherer Ordnung, insbesondere mittels eines Tiefpassfilters, oder Teilbereiche der Frequenzanteile (f_n) höherer Ordnung, insbesondere mittels eines Bandpassfilters, unterdrückt oder herausgefiltert werden.
Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei aus dem zeitlichen Verlauf der Drehzahl (n) innerhalb eines Zeitbereichs (t_lin) eine Anzahl zeitlich aufeinanderfolgender Drehzahlwerte (n) ausgewählt werden, wobei aus zumindest einer ersten Teilmenge (n₁) der Drehzahlwerte (n) und einer weiteren Teilmenge (n₂) der Drehzahlwerte (n), jeweils ein Mittelwert (n_M1, n_M2) berechnet und hieraus ein Drehzahltrend (n_T) bestimmt wird, wobei durch Vergleich von zumindest einem Drehzahlwert (n), vorzugsweise η Drehzahlwerten (n), mit dem zum jeweiligen Zeitpunkt korrespondierenden Wert des Drehzahltrends (n_T) ein Korrekturfaktor (K_h) berechnet wird, mittels dem eine weiter korrigierte Drehzahl (n_Corr2) ermittelt wird.
Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei die Anzahl zeitlich aufeinanderfolgenden Drehzahlwerte (n) 2*η beträgt, wobei η die Anzahl der Phasen (U, V, W) der elektrischen Maschine ist.
Verfahren nach Anspruch 8 oder 9, wobei der Zeitbereich (t_lin) derart gewählt wird, dass die Drehzahl (n) innerhalb des Zeitbereichs (t_lin) einen im Wesentlichen linearen, vorzugsweise im Wesentlichen konstanten, zeitlichen Verlauf aufweist.
Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei die Drehzahl (n) der Welle (17) zur Steuerung der Brennkraftmaschine (112), insbesondere zur Steuerung der Zündung und/oder der Einspritzung zumindest eines Zylinders der Brennkraftmaschine (112), verwendet wird.
Vorrichtung zur Erzeugung eines Summensignals (U_Sum) aus mehreren Phasensignalen (U_U, U_V, U_W, lu, Iv, lw), das zur Bestimmung einer Drehzahl (n) einer Welle (17), insbesondere einer Kurbelwelle (17') einer Brennkraftmaschine (112), welche mit einer elektrischen Maschine (30), umfassend einen Rotor (32) und einen Stator (33) mit zumindest zwei Phasenwicklungen (U, V, W), aus denen jeweils zumindest ein Phasensignal (U_U, U_V, U_W, I_U, I_V, I_W) ableitbar ist, direkt oder übersetzt gekoppelt ist, verwendbar ist, mit zumindest zwei Eingängen (U_In), über die jeweils ein Phasensignal (U_U, U_V, U_W, I_U, I_V, I_W) zu einer Kodiervorrichtung (80c, 80d) geleitet wird, wobei die Kodiervorrichtung (80c, 80d) zumindest eines der Phasensignale (U_U, U_V, U_W, lu, Iv, I_W) kodiert und die einzelnen Phasensignale (U_U, U_V, U_W, I_U, I_V, I_W) zu einem Summensignal (U_Sum) zusammenfasst, wobei die Kodiervorrichtung (80c, 80d) das Summensignal (U_Sum) an einen Ausgang (U_Out) zur Ermittlung der Drehzahl (n) ausgibt.
Vorrichtung nach Anspruch 12, wobei die Kodiervorrichtung (80c, 80d) zumindest ein Totzeitglied (T₁₁, T₁₂; T₂₁, T₂₂) aufweist, welches zumindest einem Phasensignal (U_U, U_V, U_W, I_U, I_V, I_W) der elektrischen Maschine (30) zuordenbar ist, das dem zumindest einen Phasensignal (U_U, U_V, U_W, I_U, I_V, I_W) eine charakteristische Eigenschaft aufgeprägt.
Vorrichtung nach Anspruch 12 oder 13, wobei der Kodiervorrichtung (80c, 80d) eine Trigger-Schaltung (80a, 80b) vorgelagert ist, die ein getriggertes Phasensignal (U_UT) erzeugt, welches an den Eingang (U_In) der Kodiervorrichtung (80c, 80d) übergeben wird.
Vorrichtung nach Anspruch 12 bis 14, wobei die Trigger-Schaltung (80b) ein Totzeitglied, aufweisend einen Widerstand (R) und einen Kondensator (C), aufweist.
Recheneinheit, vorzugsweise ein Motorsteuergerät (122) für eine Brennkraftmaschine (12), die durch eine entsprechende integrierte Schaltung und/oder durch ein auf einem Speicher gespeichertes Computerprogramm dazu eingerichtet ist, ein Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 11 durchzuführen.
Computerprogramm, das eine Recheneinheit dazu veranlasst, ein Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 11 durchzuführen, wenn es auf der Recheneinheit ausgeführt wird.
Maschinenlesbares Speichermedium mit einem darauf gespeicherten Computerprogramm nach Anspruch 17.