DE102017210381A1

DE102017210381A1 - Füllstandradargerät mit verbesserter Signalauswertung

Info

Publication number: DE102017210381A1
Application number: DE102017210381.7A
Authority: DE
Inventors: Karl Griessbaum; Roland Welle
Original assignee: Vega Grieshaber KG
Current assignee: Vega Grieshaber KG
Priority date: 2017-06-21
Filing date: 2017-06-21
Publication date: 2018-12-27

Abstract

Füllstandradargerät zur Durchführung zweier Messzyklen, bei denen gestufte Sendesignale mit unterschiedlichen Stufenhöhen ausgesendet werden, um durch Vergleich der in den beiden Messphasen erzeugten reflexionsabhängigen Empfangssignale gültige Echos und Geisterechos zu identifizieren.

Description

Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft Füllstandmessgeräte, insbesondere Füllstandmessgeräte, welche den Füllstand aus der Laufzeit elektromagnetischer Wellen bestimmen, die vom Messgerät ausgesendet und nach Reflexion am Füllgut wieder empfangen werden. Des Weiteren betrifft die Erfindung ein Verfahren, ein Programmelement und ein computerlesbares Medium.
Hintergrund
Aus der Laufzeit der elektromagnetischen Wellen lässt sich ein Abstand zwischen Messgerät und Füllgut und aus diesem wiederum ein Befüllungsgrad eines mit dem Messgerät ausgestatteten Behälters ermitteln. Bei den elektromagnetischen Wellen kann es sich um Hochfrequenzwellen oder Mikrowellen handeln. Sie können vom Messgerät in Richtung Füllgut frei abgestrahlt werden oder alternativ von einem Wellenleiter hin und zurückgeleitet werden.
Zur Messung der Laufzeit elektromagnetischer Wellen zwischen deren Aussendung und Empfang sind verschiedene Messverfahren bekannt. Grundsätzlich lassen sie sich unterscheiden in Verfahren, welche die Laufzeit sehr kurzer Sendepulse messen, meist als Puls-RADAR bezeichnet, und Messprinzipien, welche auf der Modulation von kontinuierlich gesendeten Signalen beruhen. Diese als CW (continuous wave)-RADAR bekannten Verfahren senden während der Dauer eines Messvorgangs ständig, womit die Sendedauer im Gegensatz zum Puls-Verfahren innerhalb eines Messzyklus typischerweise um Größenordnungen länger als die Laufzeit der Signale ist.
Durch die Modulation der Sende- und Empfangswellen lässt sich dabei die Laufzeit indirekt bestimmen. Beim FMCW-Verfahren (Frequency Modulated Continuous Wave) wird hierzu eine lineare Frequenzmodulation verwendet.
Die Empfangssignale, aus welchen sich der Füllstand bestimmen lässt, weisen oft Echos auf, welche auf Reflektoren zurückzuführen sind, die sich außerhalb des definierten Messbereichs befinden, oder welche auf Mehrfachreflexionen zurückzuführen sind. Diese Echos werden im Folgenden auch als Geisterechos bezeichnet.
Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung ein verbessertes Verfahren für Radar-Füllstandsensoren mit gestufter Frequenzmodulation anzugeben, welches die Unterdrückung von Geisterechos trotz geringer maximaler Messentfernung erlaubt.
Zusammenfassung der Erfindung
Ein Aspekt der Erfindung betrifft ein Füllstandradargerät mit einer Signalquellenanordnung, die eingerichtet ist, ein erstes stufenförmiges elektromagnetisches Sendesignal mit abschnittsweise konstanter Frequenz zu erzeugen. Die einzelnen Frequenzen sind innerhalb eines definierten Frequenzbandes verteilt. Darüber hinaus ist die Signalquellenanordnung eingerichtet, ein zweites stufenförmiges elektromagnetisches Sendesignal mit abschnittsweise konstanter Frequenz zu erzeugen, wobei die einzelnen Frequenzen der unterschiedlichen Stufen des ersten und zweiten Sendesignals innerhalb des Frequenzbandes verteilt sind und die Höhe (oder die Höhen) der Stufen des ersten Sendesignals unterschiedlich ist zur Höhe (oder den Höhen) der Stufen des zweiten Sendesignals.
Es ist eine Sende- und Empfangsschaltung vorgesehen, welche während einer ersten Messphase, im Folgenden auch als Messzyklus bezeichnet, das erste Sendesignal in Richtung der Füllgutoberfläche aussendet und das an der Füllgutoberfläche reflektierte erste Sendesignal empfängt und mit einem dritten Signal zur Bildung eines ersten reflexionsabhängigen Empfangssignals mischt. Das reflexionsabhängige Empfangssignal wird auch als Zwischenfrequenzsignal bezeichnet und aus diesem lässt sich der Füllstand bestimmen.
Die Sende- und Empfangsschaltung ist weiterhin eingerichtet, das zweite Sendesignal während einer zweiten Messphase in Richtung der Füllgutoberfläche auszusenden und daraufhin das an der Füllgutoberfläche reflektierte zweite Sendesignal zu empfangen und zur Bildung eines zweiten reflexionsabhängigen Empfangssignals mit einem vierten Signal zu mischen. Aus dem zweiten reflexionsabhängigen Empfangssignal lässt sich ebenfalls der Füllstand bestimmen.
Darüber hinaus weist das Füllstandradargerät eine Steuerschaltung zum Identifizieren derjenigen Echos in dem ersten reflexionsabhängigen Empfangssignal als gültige Echos, welche in dem ersten und dem zweiten reflexionsabhängigen Empfangssignal jeweils dieselbe Position aufweisen, auf.
Beispielsweise sind die Frequenzunterschiede zwischen den einzelnen Plateaus der stufenförmigen Sendesignale (also die Höhen der Stufen) beim ersten Sendesignal größer als beim zweiten Sendesignal, was dazu führen kann, dass die Zeit für das Durchlaufen der Frequenzrampe des zweiten Sendesignals größer ist.
Das Füllstandradargerät ist in der Lage, durch den Vergleich der beiden Empfangssignale bzw. der daraus gebildeten Echokurven, gültige Echos zu identifizieren. Ebenso können sogenannte Geisterechos identifiziert werden. Hierbei handelt es sich um diejenigen Echos, die in den beiden Empfangssignalen an verschiedenen Positionen liegen.
Gemäß einem Aspekt der Erfindung weist das Füllstandradargerät die folgenden Bauteile auf:

eine Signalquellenanordnung, eingerichtet zum Erzeugen eines ersten elektromagnetischen Sendesignals mit stufenförmig moduliertem Frequenzverlauf mit stufenweise konstanter Frequenz, wobei die einzelnen Frequenzstufen innerhalb eines definierten Frequenzbandes verteilt sind, und zum Erzeugen eines zweiten elektromagnetischen Sendesignals mit stufenförmig moduliertem Frequenzverlauf mit stufenweise konstanter Frequenz, wobei die einzelnen Frequenzstufen innerhalb des definierten Frequenzbandes verteilt sind und sich zumindest teilweise von den Frequenzstufen des ersten Sendesignals unterscheiden;
eine Sende- und Empfangsschaltung, eingerichtet zum:
- Aussenden des ersten Sendesignals während einer ersten Messphase in Richtung einer Füllgutoberfläche;
- Empfangen des an der Füllgutoberfläche reflektierten ersten Sendesignals und Mischen des empfangenen reflektierten ersten Sendesignals mit einem dritten Signal zur Bildung eines ersten reflexionsabhängigen Empfangssignals, aus welchem sich der Füllstand bestimmen lässt;
- Aussenden des zweiten Sendesignals während einer zweiten Messphase in Richtung der Füllgutoberfläche;
- Empfangen des an der Füllgutoberfläche reflektierten zweiten Sendesignals und Mischen des empfangenen reflektierten zweiten Sendesignals mit einem vierten Signal zur Bildung eines zweiten reflexionsabhängigen Empfangssignals, aus welchem sich der Füllstand bestimmen lässt;
- eine Steuerschaltung zum Identifizieren derjenigen Echos in dem ersten reflexionsabhängigen Empfangssignal als gültige Echos, welche in dem ersten und dem zweiten reflexionsabhängigen Empfangssignal jeweils dieselbe Position aufweisen.

Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung ist die Sende- und Empfangsschaltung zum heterodynen oder homodynen Mischen des empfangenen reflektierten ersten Sendesignals mit dem dritten Signal ausgeführt. Darüber hinaus ist sie zum heterodynen oder homodynen Mischen des empfangenen reflektierten zweiten Sendesignals mit dem vierten Signal ausgeführt.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung folgt die zweite Messphase direkt auf die erste Messphase, wobei sich zwischen beiden Messphasen eine Pause befinden kann.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung umfasst die Identifikation derjenigen Echos in dem ersten reflexionsabhängigen Empfangssignal als gültige Echos das Anwenden eines Rangordnungsfilters, welches den jeweils zu vergleichenden Amplitudenwerten der Echokurven eine bestimmte Rangordnung zuordnet.
Es kann vorgesehen sein, dass neben dem ersten und dem zweiten stufenförmigen Sendesignal noch ein drittes oder auch weitere stufenförmige Sendesignale erzeugt und ausgesendet werden können, welche ebenfalls zueinander unterschiedliche Stufenhöhen aufweisen. In diesem Falle kann das Rangordnungsfilter als Medianfilter ausgeführt sein. Im zuvor geschilderten Fall ist das Rangordnungsfilter beispielsweise als Minimalfilter ausgeführt.
Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung sind die einzelnen Frequenzen des ersten und des zweiten Sendesignals jeweils äquidistant zueinander angeordnet, so dass die Stufenhöhen innerhalb einer Frequenzrampe (sweep) immer gleich sind.
Beispielsweise weisen die einzelnen Frequenzen des ersten Sendesignals einen Abstand zueinander auf, der 1% bis 10% höher oder geringer ist als der Abstand der einzelnen Frequenzen des zweiten Sendesignals. Die Steuerschaltung kann, gemäß einer Ausführungsform der Erfindung, ausgeführt sein, zumindest eine Komponente der Sende- und Empfangsschaltung während der ersten und/oder zweiten Messphase in einem Zustand mit verminderter Leistungsaufnahme zu versetzen, so dass die Messung unterbrochen ist, um Energie zu sammeln. Gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung ist die Steuerschaltung eingerichtet, vor dem zeitweisen Versetzen der Komponente der Sende- und Empfangsschaltung in den Zustand mit verminderter Leistungsaufnahme eine aktuelle im Füllstandmessgerät verfügbare Energiemenge oder verfügbare Leistung zu bestimmen und das zeitweise Versetzen zu triggern, wenn die verfügbare Energiemenge oder die verfügbare Leistung unter einen vorbestimmten ersten Schwellwert fällt.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung ist die Steuerschaltung eingerichtet, aus dem ersten reflexionsabhängigen Empfangssignal ein erstes Echoprofil zu bilden und dieses mehrmals hintereinander zu reihen und mit einem entsprechenden hintereinander gereihten zweiten Echoprofil zu vergleichen, welches aus dem zweiten reflexionsabhängigen Empfangssignal gebildet wird, um die Positionen von Geisterechos zu identifizieren, welche in dem ersten und dem zweiten reflexionsabhängigen Empfangssignal bzw. aneinandergereihten Echoprofil jeweils dieselbe Position aufweisen.
Ein weiterer Aspekt der Erfindung betrifft ein Verfahren zur Füllstandbestimmung, bei dem ein erstes stufenförmiges elektromagnetisches Sendesignal mit abschnittsweise konstanter Frequenz erzeugt wird, wobei die einzelnen Frequenzen innerhalb eines definierten Frequenzbandes verteilt sind. Daraufhin erfolgt das Aussenden des ersten Sendesignals während einer ersten Messphase in Richtung einer Füllgutoberfläche, und das Empfangen des an der Füllgutoberfläche reflektierten ersten Sendesignals und Mischen des empfangenen reflektierten ersten Sendesignals mit einem dritten Signal zur Bildung eines ersten reflexionsabhängigen Empfangssignals, aus welchem sich der Füllstand bestimmen lässt.
Danach erfolgt das Erzeugen eines zweiten stufenförmigen elektromagnetischen Sendesignals mit abschnittsweise konstanter Frequenz, wobei die einzelnen Frequenzen innerhalb des definierten Frequenzbandes verteilt sind und sich zumindest teilweise von den Frequenzen des ersten Sendesignals unterscheiden. Das zweite Sendesignal wird dann während einer zweiten Messphase in Richtung der Füllgutoberfläche ausgesendet und das an der Füllgutoberfläche reflektierte zweite Sendesignals wird empfangen und mit einem vierten Signal zur Bildung eines zweiten reflexionsabhängigen Empfangssignals, aus welchem sich der Füllstand bestimmen lässt, gemischt.
Danach werden diejenigen Echos in dem ersten reflexionsabhängigen Empfangssignal als gültige Echos identifiziert, welche in dem ersten und dem zweiten reflexionsabhängigen Empfangssignal jeweils dieselbe Position aufweisen.
An dieser Stelle sei darauf hingewiesen, dass die oben und im Folgenden in Hinblick auf das Füllstandradargerät beschriebenen Merkmale auch als Verfahrensschritte in dem Verfahren implementiert sein können, und umgekehrt.
Ein weiterer Aspekt der Erfindung betrifft ein Programmelement, das, wenn es auf einem Prozessor eines Füllstandradargeräts ausgeführt wird, das Füllstandradargerät veranlasst, die oben und im Folgenden beschriebenen Schritte durchzuführen.
Ein weiterer Aspekt der Erfindung betrifft ein computerlesbares Medium, auf dem ein oben beschriebenes Programmelement gespeichert ist.
Ein Grundgedanke der Erfindung kann darin gesehen werden, dass ein CW-Radarverfahren mit gestuftem Frequenzsweep erfolgt, welches mindestens zwei Messzyklen (Frequenzsweeps) mit unterschiedlichem Abstand der Frequenzstufen aufweist, um Geisterechos zu eliminieren.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung werden die beiden beschriebenen Messzyklen bzw. Messphasen nicht hintereinander sondern ineinander verschachtelt, also „parallel“, durchgeführt. Das bedeutet, dass nach der ersten Frequenzstufe des ersten Messzyklus nicht die zweite Frequenzstufe des ersten Messzyklus sondern die erste Frequenzstufe des zweiten Messzyklus folgt (wobei genau diesen beiden Stufen als Startpunkt identisch sein könnten); danach folgen die zweite Stufe des ersten Messzyklus, dann die zweite Stufe des zweiten Messzyklus, dann die dritte Stufe des ersten Messzyklus u.s.w.
Im Folgenden werden mit Verweis auf die Figuren Ausführungsformen der Erfindung beschrieben. Werden in den Figuren die gleichen Bezugszeichen verwendet, so bezeichnen diese gleiche oder ähnliche Elemente. Die Darstellungen in den Figuren sind schematisch und nicht maßstäblich.
Figurenliste

1 zeigt ein Füllstandradargerät.
2 zeigt ein Blockschaltbild einer Sende- und Empfangsschaltung des Füllstandradargeräts der 1.
3 zeigt Beispiele für Sendesignale und die entsprechenden reflexionsabhängigen Empfangssignale.
4 zeigt ein Blockschaltbild einer weiteren Sende- und Empfangsschaltung für ein Füllstandradargerät gemäß 1.
5 zeigt ein Echoprofil, das aus einem ersten reflexionsabhängigen Empfangssignal gebildet ist.
6 zeigt ein Echoprofil, das aus einem zweiten reflexionsabhängigen Empfangssignal gebildet ist.
7 zeigt ein Echoprofil, das durch Verrechnung der Echoprofile der 5 und 6 gebildet ist.
8 zeigt zwei hintereinander gereihte Echoprofile, die auf Sendesignale mit unterschiedlichen Stufenhöhen zurückzuführen sind.
9 zeigt ein Flussdiagramm eines Verfahrens gemäß einer Ausführungsform der Erfindung.

Detaillierte Beschreibung von Ausführungsformen
1 zeigt den grundsätzlichen Aufbau eines Radar-Füllstandsensors. Es handelt sich in diesem Fall um einen sogenannten Zweileiter-Radarsensor, der über die Zweidrahtschleife 1 sowohl mit Energie versorgt wird als auch den Messwert nach außen signalisiert. Er ist im vorliegenden Blockschaltbild zunächst aufgeteilt in seine vier wesentlichen Blöcke Zweileiterschnittstelle 2, Netzteil 3, Steuer- und Messwertverarbeitungsschaltung 4 sowie Sende- und Empfangsschaltung 5. Die Zweileiterschnittstelle 2 enthält eine EMV-Filterschaltung 6 zur Ausfilterung von Störsignalen, eine Stromfühlschaltung 7 zur Bestimmung des aktuell in der Stromschleife fließenden Stroms, eine Stromregelschaltung 8 sowie eine Shunt-Schaltung 9. Die Stromregelschaltung 8 vergleicht den aktuell von der Stromfühlschaltung 7 erfassten Istwert 10 der Regelung mit dem von der Steuer- und Messwertverarbeitungsschaltung 4 bereitgestellten Sollwert 11 und regelt beispielsweise über einen seriell geschalteten Transistor 12 den Schleifenstrom so, dass sich Soll- und Istwert entsprechen. Der am Ausgang 13 des Stromreglers 8 fließende Strom versorgt das Netzteil 3, wobei er sich aufteilt in einen Ladestrom für den Energiespeicher 14 und einen Betriebsstrom für den DC-DC-Wandler 15. Falls der Energiespeicher 14 vollgeladen ist und vom DC-DC-Wandler 15 momentan weniger Leistung benötigt wird als die Zweileiterschleife an den Sensor abgibt, fließt der restliche Strom durch die Shunt-Schaltung 9 wieder zurück zur nicht dargestellten Quelle.
Die Steuer- und Messwertverarbeitungsschaltung 4 kontrolliert den Messablauf innerhalb des Sensors, ermittelt aus den Sensorsignalen der Sende- und Empfangsschaltung 5 einen Messwert in Form eines Befüllungsgrads eines Behältnisses und kommuniziert den Messwert nach außen. Sie enthält hierzu eine Controllerschaltung 16 und eine Kommunikations- und Interfaceschaltung 17. Die Controllerschaltung 16 besteht beispielsweise aus einem Mikrocontroller mit entsprechender Peripherie. Die Kommunikations- und Interfaceschaltung 17 liefert den auszugebenden Messwert in analoger oder digitaler Form als Sollwert 11 an die Stromregelschaltung 8 und kann daneben noch verschiedene weitere Kanäle 18, 19 aufweisen um mit Personen oder anderen Geräten zu kommunizieren. Dies kann sowohl leitungsgebunden 18 als auch über Funk 19 geschehen.
Die Sende- und Empfangsschaltung 5 enthält alle Mikrowellenschaltungen, die zum Senden und Empfangen der hochfrequenten elektromagnetischen Wellen des Radarsensors nötig sind. Sie enthält weiterhin Schaltungskomponenten um das Empfangssignal so weit aufzubereiten und umzuformen, so dass es als Ausgangssignal 23 in digitaler Form der Signalverarbeitung der Controllerschaltung 16 zugänglich ist. Die Controllerschaltung 16 ihrerseits steuert über Steuerleitungen 24 die Sende- und Empfangsschaltung 5, indem sie wiederholt einzelne Messzyklen initiiert, kontrolliert, auswertet und durch Aktualisierung des Messwerts abschließt. Alle Komponenten der Steuer- und Messwertverarbeitungsschaltung 4 und der Sende- und Empfangsschaltung 5 des Radarsensors werden über geregelte Ausgangsspannungen 20, 21, 22 des DC-DC-Wandlers 15 versorgt.
2 und 4 zeigen Blockschaltbilder von Sende-Empfangsschaltungen 5, die in erfindungsgemäßen Radar-Füllstandsensoren alternativ verwendet werden können. Sie enthalten teilweise gleiche Komponenten, die deshalb mit gleichen Bezugszeichen versehen sind.
2 zeigt in Form eines stark vereinfachten Blockschaltbilds den grundsätzlichen Aufbau einer Sende-Empfangsschaltung 5 eines FMCW-Radarsensors. Der Synthesizer 31 dient zur Erzeugung des Sendesignals 30 und enthält hierzu beispielsweise einen VCO (voltage controlled oscillator). Über eine im Synthesizer 31 enthaltene Schaltung zur Kontrolle der Sendefrequenz, beispielsweise eine PLL-Schaltung (PLL: phase locked loop), wird das Sendesignal linear frequenzmoduliert. Dieses Sendesignal 30 gelangt über den Zirkulator 32 zur Antenne 33 und wird von dieser in Richtung Reflektor 34 gesendet. Das nach der Reflexion zur Antenne 33 zurückkehrende Empfangssignal gelangt über den Zirkulator 32 zum Mischer 35. Dieser mischt das Empfangssignal mit einem Teil des Sendesignals, wodurch ein sogenanntes Beatsignal 39 entsteht. Dieses wird nach Tiefpassfilterung im Filter 36 und entsprechender Verstärkung im Verstärker 37 von einem Analog-DigitalWandler 38 digitalisiert und danach digital weiterverarbeitet. Durch die Mischung von Sende- und Empfangssignal handelt es sich hier um ein sogenanntes homodynes Empfängerprinzip. Die Entfernung des Reflektors 34 vom Messgerät wirkt sich direkt auf die Frequenz des Beatsignals 39 aus, weshalb umgekehrt aus der gemessenen Beatfrequenz direkt auf die Messentfernung geschlossen werden kann. Bei mehreren Reflektoren entsteht ein Beatsignal 39 mit einem Frequenzgemisch aus den den verschiedenen Messentfernungen zugehörigen Einzelfrequenzen. Es ist daher üblich, das digitalisierte Beatsignal mit Hilfe einer Fouriertransformation, beispielsweise einer schnellen Fouriertransformation FFT (fast fourier transformation), einer Spektralanalyse zu unterziehen, um die einzelnen Frequenzanteile bzw. Reflexionsanteile zu separieren und gegebenenfalls hinsichtlich ihrer Frequenz und damit der zugrundeliegenden Messentfernung genau zu bestimmen.
3 zeigt einen Ausschnitt des Sendesignals 30 mit der linearen Frequenzmodulation in einem Zeit-Frequenz-Diagramm und direkt darunter in einem Zeit-Spannungs-Diagramm beispielhaft ein zugehöriges analoges Beatsignal 39, welches bei einer definierten Reflektorentfernung entsteht.
Eine Variante des FMCW-Verfahrens ist die Abwandlung der linearen Frequenzmodulation des Sendesignals in eine gestuft lineare Frequenzmodulation, wie sie in 3 als Alternative 30' dargestellt ist. Dabei verharrt das Sendesignal 30' für eine gewisse Zeitdauer auf einer bestimmten Frequenz und springt danach in gleichmäßigen Schritten weiter auf die nächsten Frequenzen. Durch die homodyne Mischung entsprechend dem auch hier gültigen Blockschaltbild aus 2 entsteht am Mischerausgang eine aus der gegenseitigen Phasenverschiebung von Sende- und Empfangssignal resultierende Gleichspannung für jede Frequenzstufe. Die aus jeder Stufe resultierenden Gleichspannungen ergeben hintereinander gesetzt einen der Beatfrequenz 39 des vorher beschriebenen FMCW-Verfahrens gemäßen Signalverlauf 39'. Dies ist in 3 ebenfalls ausschnittsweise skizziert. Wie aus der Abbildung deutlich wird wandelt sich das zuvor kontinuierliche Beatsignal 39 in ein gestuftes Analogsignal 39'. Bei einer anschließenden Analog-Digital-Wandlung dieses gestuften Signals 39' bietet sich natürlich an, pro Stufe genau einen Abtastwert zu wandeln, womit das digitalisierte Beatsignal der gestuften linearen Frequenzmodulation sich nicht wesentlich vom digitalisierten Beatsignal eines Standard-FMCW-Verfahrens unterscheidet. Deshalb ist die weitere digitale Signalverarbeitung, beginnend mit der Fouriertransformation, bei beiden Verfahren identisch.
Bei einem zu dem oben beschriebenen FMCW-Verfahren alternativen Messverfahren unterscheidet sich die Schaltung unter anderem durch eine heterodyne Schaltungsausführung, die eine Empfangsmischung des empfangenen Signals mit einem Lokaloszillatorsignal unterschiedlicher Frequenz vorsieht, so dass am Mischerausgang eine Zwischenfrequenz des Empfangssignals entsteht. Diese Zwischenfrequenz wird hinsichtlich der Bestimmung eines komplexen Reflexionskoeffizienten ausgewertet. Dazu werden Sendesignal und Empfangssignal hinsichtlich ihres Amplituden- und Phasenverhältnisses bewertet.
Dieser komplexe Reflexionskoeffizient setzt sich zusammen aus allen Reflexionsanteilen, die im empfangenen Signal enthalten sind. Sind mehrere Reflektoren daran beteiligt, so sind die einzelnen Signalanteile nicht mehr separierbar und eine Bestimmung der Distanz der einzelnen Reflektoren nicht möglich. Wiederholt man diese Messung auf weiteren eingestellten Ausgangsfrequenzen bzw. Frequenzstufen innerhalb eines bestimmten Frequenzbandes, lässt sich aber eine digitale Wertetabelle bestehend aus den eingestellten Frequenzwerten und den zugehörigen komplexen Reflexionskoeffizienten erstellen. In vorteilhafter Weise werden dabei die Frequenzabstände aller Frequenzwerte gleich gewählt, so dass die Frequenzwerte das Frequenzband in äquidistante Abschnitte unterteilen. Das damit erzeugte bandbegrenzte Spektrum der digitalen Reflexionskoeffizienten wird anschließend einer inversen Fouriertransformation, beispielsweise bei äquidistanten Frequenzabständen einer IFFT (inverse fast fourier transformation), unterzogen, die das Frequenzsignal in ein Zeitsignal transformiert. Dieses digitale Zeitsignal wiederum ist charakteristisch für die Summe der Reflexionen des ausgesandten und wieder empfangenen Messsignals.
4 zeigt ein Blockschaltbild eines zu oben beschrieben bekannten FMCW-Verfahren alternativen Messverfahrens. Es unterscheidet sich zu der in 2 dargestellten Schaltung unter anderem durch eine heterodyne Schaltungsausführung, die eine Empfangsmischung des empfangenen Signals mit einem Lokaloszillatorsignal unterschiedlicher Frequenz vorsieht, so dass am Mischerausgang eine Zwischenfrequenz entsteht.
Ebenso wie in 2 wird vom Synthesizer 31 ein Sendesignal erzeugt, welches über den Zirkulator 32 oder Richtkoppler 32 zur Antenne 33 geleitet und von dieser abgestrahlt wird. Die Antenne 33 wandelt dabei ein über eine Leitung zugeführtes Hochfrequenzsignal in eine elektromagnetische Welle, welche entweder frei abgestrahlt oder alternativ über einen Wellenleiter, beispielsweise einen Hohlleiter oder einen Eindraht- oder Mehrdrahtleiter, in Richtung Reflektor geführt wird. Die am Reflektor reflektierte Welle gelangt wenigstens teilweise wieder zurück zur Antenne 33 und wird zurück in ein leitungsgeführtes Empfangssignal gewandelt. Dieses gelangt über den Zirkulator oder Richtkoppler 32 nun zum Empfangsmischer 40. Der Zirkulator oder Richtkoppler 32 ist ein im Bereich der Radar-Füllstandmessung bekanntes Bauteil, welches bei monostatischem Betrieb, also bei Verwendung der gleichen Antenne zum Senden und Empfangen, vorteilhaft einsetzbar ist. Er besitzt mindestens 3 Ports und leitet richtungsselektiv Signale von einem Port vorwiegend zu einem zweiten Port, während der dritte Port hierbei entkoppelt ist. Bei einem ebenfalls möglichen, hier nicht näher gezeigten bistatischen Betrieb werden zum Senden und Empfangen zwei separate Antennen verwendet. Dabei entfällt der Zirkulator oder Richtkoppler 32 und das Signal gelangt einerseits vom Synthesizer 31 zur Sendeantenne und andererseits von der Empfangsantenne zum Empfangsmischer 40.
Der Synthesizer 31 dient zur Erzeugung von verschiedenen Sinusschwingungen verschiedener Frequenz in einem zuvor festgelegten Frequenzband, wobei die Frequenz für eine gewisse Zeitdauer auf einem festen Wert verharrt und danach auf einen neuen festen Frequenzwert springt. Dies kann beispielsweise in Form einer gestuft linearen Frequenzmodulation stattfinden. Dazu enthält er einen abstimmbaren Oszillator, beispielsweise einen VCO (voltage controlled oscillator). Außerdem enthält er in vorteilhafter Weise eine Regelschleife und einen Referenzoszillator. Die Regelschleife, beispielsweise eine Phasenregelschleife PLL (phase- locked loop), regelt die Frequenz des abstimmbaren Oszillators so, dass sie in einem bestimmten, einstellbaren Verhältnis zur Frequenz des Referenzoszillators steht. Die Einstellung des Frequenzverhältnisses geschieht vorteilhaft digital, beispielsweise gesteuert durch die Controllerschaltung 16, und bedeutet meist die Umschaltung eines oder mehrerer Teilerbausteine, welche die Frequenz von Referenzoszillator und / oder des abstimmbaren Oszillators herunterteilen. Dabei sind neben einfachen ganzzahligen Teilern auch nicht ganzzahlige Teiler, sogenannte fractional N-Teiler, möglich. Durch die Verwendung solcher Teiler ist es möglich, die Ausgangsfrequenz des Synthesizers 31 in sehr feinen Schritten über einen relativ großen Frequenzbereich zu verstellen.
Ein Teil des Ausgangssignals des Synthesizers 31 wird abgezweigt, beispielsweise über einen nicht näher gezeigten Power-Splitter oder einen Koppler, um das Lokaloszillatorsignal für den Empfangsmischer 40 zu bilden. Dazu wird über den Mischer 42 das abgezweigte Synthesizersignal mit einem Ausgangssignal eines zweiten Synthesizers 43 gemischt, wodurch verschiedene neue Frequenzanteile wie die Summenfrequenz und die Differenzfrequenz aus den beiden Eingangsfrequenzen entstehen.
Dieser zweite Synthesizer 43 ist grundsätzlich aus gleichen Funktionseinheiten aufgebaut wie der bereits beschriebene Synthesizer 31. Als Regelgröße der (Phasen-)regelschleife dient jedoch nicht die Ausgangsfrequenz des Synthesizers 43, sondern das Mischer-Ausgangssignal 44 des Mischers 42, welcher die Differenzfrequenz zwischen den beiden Synthesizersignalen bildet. Diese Differenzfrequenz wird somit durch die Regelschleife des Synthesizers 43 auf einen vorher festgelegten Wert, der entweder fest in der PLL-Regelschleife des Synthesizers 43 hinterlegt ist oder in diese durch die Controllerschaltung 16 programmiert wird, ausgeregelt.
Das Ausgangssignal des Synthesizers dient als Lokaloszillatorsignal zur heterodynen Empfangsmischung im Empfangsmischer 40.
Im Empfangsmischer 40 entsteht aus Lokaloszillatorsignal und Empfangssignal unter anderem die Differenzfrequenz beider, die somit genau der Frequenz des frequenzgeregelten Signals 44 entspricht. Dieses als Zwischenfrequenzsignal 45 bezeichnete Ausgangssignal des Empfangsmischers 41 besitzt neben der eben erwähnten festen Frequenz eine Phasenlage, die zusammen mit der Amplitude des Zwischenfrequenzsignals eine komplexe Kenngröße des Reflexionskoeffizienten aller an der Reflexion der Welle beteiligter Reflektoren definiert. Oder mit anderen Worten ausgedrückt ist die Phasenlage des Zwischenfrequenzsignals von der gegenseitigen Phasenlage von Lokaloszillatorsignal und Empfangssignal abhängig. Die Phasenlage des Empfangssignals seinerseits hängt ab von der zurückgelegten Strecke der gesendeten bzw. empfangenen Welle und damit von der Reflektorentfernung, während die Phasenlage des Lokaloszillatorsignals vom Synthesizer-Ausgangssignal und damit dem gesendeten Signal abhängt. Somit ist die Phasenlage des Zwischenfrequenzsignals letztlich nur abhängig von der Phasenverschiebung zwischen Sendesignal und Empfangssignal und damit von der Reflektorentfernung.
Im Bandfilter 41 wird dieses Zwischenfrequenzsignal bandgefiltert und im Zwischenfrequenzverstärker 37 verstärkt, um den Signal-Rausch-Abstand zu erhöhen. Um den komplexen Reflexionskoeffizienten aus dem analog vorliegenden Zwischenfrequenzsignal zu bestimmen, kann durch Verwendung eines Quadraturdemodulators 46 das Zwischenfrequenzsignal in seine komplexen Bestandteile, also den Real- und den Imaginärteil, zerlegt und danach beide Anteile getrennt analog-digital gewandelt werden. Dazu sind dem Quadraturdemodulator 46 zusätzlich noch ein Teil 48 des Signals 44 und weiterhin ein zu diesem Signal 48 um 90° phasenverschobenes Signal 49 zuzuführen, welche im Phasenschieber 47 erzeugt werden. Vorteilhaft an der Verwendung des Quadraturdemodulators ist, dass Real- und Imaginärteil des Zwischenfrequenzsignals als Basisbandsignale 50a, 50b vorliegen, d.h. keine hohen Frequenzanteile mehr enthalten und damit sehr einfach zu digitalisieren sind.
Wie bereits angedeutet erfolgt nach der Analog-Digitalwandlung durch den Analog-Digital-Wandler 38 die Weiterverarbeitung der Messwerte innerhalb der Controllerschaltung 16. Der Schaltungsteil 16 enthält neben Programmcode zur Auswertung der digitalisierten Messsignale insbesondere auch Programmcode zur Ablaufsteuerung eines Messzyklus, d.h. zur Initiierung der Aussendung der Wellen und der Steuerung der Frequenzen sowie der allgemeinen Steuerung der Sende-Empfangsschaltung 5.
Die in 4 gezeigte Schaltungsanordnung erlaubt wie beschrieben die Bestimmung eines komplexen Reflexionskoeffizienten auf einer bestimmten Ausgangsfrequenz des Synthesizers 31. Dieser komplexe Reflexionskoeffizient setzt sich zusammen aus allen Reflexionsanteilen, die im empfangenen Signal enthalten sind. Sind mehrere Reflektoren daran beteiligt, so sind die einzelnen Signalanteile nicht mehr separierbar und eine Bestimmung der Distanz der einzelnen Reflektoren nicht möglich. Wiederholt man diese Messung auf weiteren eingestellten Ausgangsfrequenzen bzw. Frequenzstufen innerhalb eines bestimmten Frequenzbandes, lässt sich aber eine digitale Wertetabelle bestehend aus den eingestellten Frequenzwerten und den zugehörigen komplexen Reflexionskoeffizienten erstellen. In vorteilhafter Weise werden dabei die Frequenzabstände aller Frequenzwerte gleich gewählt, so dass die Frequenzwerte das Frequenzband in äquidistante Abschnitte unterteilen. Das damit erzeugte bandbegrenzte Spektrum der digitalen Reflexionskoeffizienten wird anschließend einer inversen Fouriertransformation, beispielsweise bei äquidistanten Frequenzabständen einer IFFT (inverse fast fourier transformation), unterzogen, die das Frequenzsignal in ein Zeitsignal transformiert. Dieses digitale Zeitsignal wiederum ist charakteristisch für die Summe der Reflexionen des ausgesandten und wieder empfangenen Messsignals. Es liegt vor in Form einer Wertetabelle von Zeitwerten und zugehörigen Reflexionsanteilen und kann hinsichtlich Ermittlung von lokalen Maxima ausgewertet werden. Diese lokalen Maxima kennzeichnen die einzelnen Reflexionen der verschiedenen Reflektoren, die nach der zugeordneten Zeit empfangen wurden. In dieser Form gleicht nun diese Zeit-Reflexionsamplitude-Wertetabelle den aus den bekannten Füllstandradarverfahren geläufigen digitalisierten Reflexionsprofilen. Weitere Auswerteschritte zur Bestimmung des gesuchten Echos der Füllgutoberfläche und die Bestimmung des exakten Reflexionszeitpunkts dieses Echos können deshalb aus den bekannten Methoden der Puls-Radar- oder FMCW-Radarsysteme übernommen werden. So ist es beispielsweise von Vorteil, bei möglichst leerem Füllgutbehälter die vorhandenen Reflexionen als sogenannte Störechos abzuspeichern, um damit die Erkennung des Echos der Füllgutoberfläche zu erleichtern.
Zu den Blockschaltbildern ist allgemein anzumerken, dass sie auf die wesentlichen Komponenten reduziert sind und für die praktische Umsetzung notwendige Komponenten teilweise weggelassen oder vereinfacht dargestellt wurden, da sie dem Fachmann bekannt sind. Dies betrifft beispielsweise Filtermaßnahmen am Ausgang der Mischer, um nur die erwünschten Mischfrequenzen durchzulassen und unerwünschte Mischprodukte zu unterdrücken. Außerdem ist dem Fachmann geläufig, Signale bei Bedarf an verschiedenen Stellen der Signalkette zu verstärken, um den Signal-Rausch-Abstand zu erhöhen. Dies könnten beispielsweise Verstärker im Sendezweig oder im Empfangszweig vor dem Empfangsmischer sein. Außerdem wurde hier nur der für die unmittelbare Messtechnik wichtige Teil der Sensorschaltung dargestellt. Ein nach diesem Prinzip aufgebauter Füllstand-Radarsensor kann selbstverständlich weitere dem Fachmann bekannte Schaltungsteile enthalten.
Bei der Verwendung von Radar-Füllstandsensoren sind je nach Höhe des Füllgutbehälters unterschiedliche Messbereiche notwendig. Um ein solches Messgerät universell einsetzen zu können wird deshalb der Messbereich des Sensors so groß gewählt, dass er für alle vorgesehenen Anwendungsfälle ausreichend ist. Andererseits sollte der Messbereich nicht größer gewählt werden als notwendig, da ganz allgemein eine Vergrößerung des Messbereichs sich in einer Erhöhung der Anzahl der Messpunkte und damit in einer Verlängerung der Messzyklusdauer auswirkt. Echos von Reflektoren, die sich in einer größeren Entfernung als der durch den zuvor festgelegten Messbereich maximalen Entfernung des Sensors befinden, ergeben bei Verfahren mit gestufter Frequenzmodulation sogenannte Geisterechos. Dies sind Echos innerhalb des Messbereichs, die aber von Reflektoren außerhalb des Messbereichs stammen und die Anwesenheit eines Reflektors an einer Stelle innerhalb des Messbereichs vorspiegeln, an der sich in Wirklichkeit überhaupt kein Reflektor befindet.
Bei Füllstandmessungen innerhalb eines geschlossenen Behälters entstehen aber oft nicht nur die zu erwartenden Echos der im Behälter befindlichen Reflektoren, sondern durch mehrfache Reflexionen eines Echos, z.B. zwischen Behälterdecke und Füllgutoberfläche, weitere zusätzliche Reflexionen. Diese Mehrfachechos in mehrfacher Reflektorentfernung können unter Umständen den vorgesehenen maximalen Entfernungsbereich des Sensors übersteigen und damit zu den oben beschriebenen Geisterechos führen.
Es ist deshalb wünschenswert, Geisterechos zu vermeiden oder zumindest zu identifizieren und zu eliminieren, wobei aber auf der anderen Seite eine Beschränkung der maximalen Messentfernung unumgänglich und auch wünschenswert ist.
5 zeigt ein Echobild eines Radarsensors mit heterodyner Empfangsmischung entsprechend 4. Die logarithmisch dargestellten Echoamplituden über der Echolaufzeit wurden aus gemessenen Reflexionskoeffizienten auf mehreren Frequenzstufen errechnet. Durch die dabei durchgeführte inverse fast fourier transformation (IFFT) ergibt sich das Reflexionsprofil aufgetragen über der Zeitachse. Zur Umrechnung der Zeitachse in eine Entfernungsachse ist nur noch die Kenntnis der Ausbreitungsgeschwindigkeit der elektromagnetischen Welle nötig, die beispielsweise für Ausbreitung in Luft in sehr guter Näherung der Ausbreitung in Vakuum entspricht. Der Reflektor befindet sich in einer Entfernung von 5,34m vom Messgerät, so dass auf der Zeitachse das Echo 51 bei 35,6ns der Reflektorreflexion entspricht. Die übrigen Echos 52 bis 58 des dargestellten Echobilds resultieren auf mehrfach zwischen Messgerät und Reflektor hin- und herlaufenden Signalanteilen, sogenannten Mehrfachechos. Sie erscheinen in gegenseitigen Zeitabständen von 35,6ns. In dem in 5 dargestellten Beispiel wurde ein Frequenzband von 2GHz Breite gewählt, das in Stufen mit Stufenabständen von 8,5MHz aufgeteilt wurde. Somit ergeben sich insgesamt 236 Frequenzstufen. Resultierend aus dem gewählten Stufenabstand von 8,5MHz ergibt sich eine maximal zu messende Laufzeit von ca. 118ns entsprechend einer maximalen Messentfernung von ca. 17,65m. Alle Reflexionen, die zwischen Senden und Empfangen länger unterwegs sind als 118ns, werden nicht an der Stelle der Zeitachse abgebildet, die ihrer Laufzeit entspricht. Stattdessen erscheinen sie als Geisterechos 54 bis 58 zu früheren Zeitpunkten. Um zumindest die Anzahl der Geisterechos reduzieren zu können wäre es natürlich möglich die maximal zu messende Laufzeit zu erhöhen. Dies würde jedoch eine beträchtliche Erhöhung der Anzahl der Frequenzstufen bedeuten, was sich ungünstig auf die erforderliche Dauer eines Messzyklus auswirken würde. Erfindungsgemäß wird deshalb der Abstand der Frequenzstufen in einem nächsten Messzyklus verändert, wodurch sich bei gleichbleibender Bandbreite des genutzten Frequenzbands auch die Anzahl der Frequenzstufen ändert. 6 zeigt das so erhaltene Echobild eines Messzyklus mit der gleichen Bandbreite des verwendeten Frequenzbands von 2GHz, aber einem veränderten Stufenabstand von 8MHz. Daraus resultiert eine maximal zu messende Laufzeit von ca. 125ns entsprechend einer Entfernung von ca. 18,75m und eine Stufenanzahl von 251. Die Echos 61, 62, 63 deren Laufzeit kleiner als die maximale Laufzeit ist, erscheinen nach wie vor an derselben Stelle der Zeitachse wie zuvor die Echos 51, 52 und 53 in 5. Die Geisterechos 64 bis 66 jedoch sind gegenüber dem Echobild von 5 allesamt verschoben. Durch einen Vergleich der beiden Echoprofile ist es also erfindungsgemäß möglich, echte Echos von Geisterechos zu unterscheiden.
Die in 5 und 6 dargestellten Echoprofile liegen nach der Durchführung der beiden nacheinander erfolgten Messzyklen mit unterschiedlichen Stufenabständen in Form von digitalen Wertepaaren mit den Werten Laufzeit und zugehöriger Amplitude in zwei getrennten Speicherbereichen des Controllers 16. Bei der Kurve von 5 handelt es sich in vorliegendem Beispiel um 236 Wertepaare, während die Kurve nach 6 insgesamt 251 Wertpaare umfasst. Durch die Beibehaltung der genutzten Frequenzbandbreite sind die x-Werte, d.h. die Laufzeiten für beide Kurven identisch. Somit können die beiden Amplituden aus den beiden Profilen, die zu einem gleichen Wert der Laufzeit gehören, miteinander verglichen werden. Da die Anzahl der Wertepaare nicht gleich ist, kann dies selbstverständlich nur bis zum letzten Wertepaar des Profils mit der geringeren Anzahl erfolgen. Für den Vergleich sind verschiedene Vergleichs- und Rechenoperationen möglich. Beispielsweise eignet sich hier besonders ein sogenanntes Rangordnungsfilter. Dieses ordnet die zu vergleichenden Werte, hier also schrittweise jeweils einen Amplitudenwert aus der ersten Echokurve (5) und den korrespondierenden Amplitudenwert aus der zweiten Echokurve (6), wobei beide Amplitudenwerte der gleichen Laufzeit zugeordnet sind, in eine bestimmte Rangordnung, z.B. nach dem Wert der Amplitude. Als Rangordnungsfilter bietet sich in diesem Fall ein Minimalfilter an, welches aus der Rangordnung der Amplitudenwerte immer den minimalen Wert für jede Laufzeit auswählt. So entsteht aus der Anwendung des Minimalfilters auf die beiden Mengen von Wertepaaren eine resultierende Menge von Wertepaaren, die ein neues Echoprofil definiert. Dieses neue Echoprofil ist befreit von den Geisterechos und enthält nur noch die echten Echos. In 7 ist das mittels des Minimalfilters aus den Profilen von 5 und 6 berechnete Echoprofil dargestellt. Die verbliebenen Echos 71, 72 und 73 sind echte Echos mit Laufzeiten kleiner als 118ns.
An dieser Stelle sei angemerkt, dass zwar mindestens zwei Echoprofile aus Messzyklen mit unterschiedlichem Stufenabstand notwendig sind, dass aber in vorteilhafter Weise mehr als zwei verschiedene Stufenabstände anwendbar sind. Dadurch entstehen mehrere unterschiedliche Echoprofile, die miteinander verrechnet werden können. Als weiteres anwendbares Rangordnungsfilter kommt dann das Medianfilter in Betracht. Auch dieses sortiert alle Amplitudenwerte einer Laufzeit der Größe nach, wählt dann aber nicht den Minimalwert sondern den in der Mitte der Reihenfolge stehenden Amplitudenwert als Ergebnis aus. Der Vorteil des Medianfilters ist neben der Filterung eine bessere Mittelungswirkung, so dass Messwertausreißer besser unterdrückt werden.
Statt wie eben beschrieben auf Echoprofilebene kann die Aussortierung von Geisterechos auch auf Ebene von extrahierten Echodaten erfolgen. Dazu werden zunächst aus den Echoprofilen einzelne Echos extrahiert und mit bestimmten Werten wie beispielsweise Laufzeit und Amplitude charakterisiert. Anschließend werden die extrahierten Echodaten gleicher Laufzeit aller zu vergleichender Echoprofile miteinander verrechnet, wobei hier wieder die beschriebenen Rangordnungsfilter nützlich sind. Vorteilhaft an dieser Vorgehensweise ist der geringere Aufwand, da die Anzahl der extrahierten Echos deutlich geringer ist als die Anzahl der Wertepaare einer Profilkurve.
Die Änderung des Stufenabstands sollte vorteilhafterweise weder zu groß noch zu klein sein. Dabei bietet sich eine prozentuale Änderung des Abstands im Bereich von 1% bis 10% an.
In einer Weiterbildung der Erfindung wird außerdem vorgeschlagen, dass Geisterechos nicht nur eliminiert werden, sondern dass durch eine Erweiterung des erfindungsgemäßen Verfahrens für mindestens eines der Geisterechos eine korrigierte, real entsprechende Laufzeit ermittelt wird.
Die hierzu vorgeschlagene Vorgehensweise wird mit Hilfe der 8 erläutert. Das in 8 oben dargestellte Echoprofil wird gebildet aus dem Echoprofil der 5. Dabei wird das in 5 gezeigte Echoprofil, das wie beschrieben auf Wertepaaren beruht, mindestens einmalig dupliziert und das Duplikat ans Ende des Originals angereiht. Anders ausgedrückt werden alle Wertepaare dupliziert und die Laufzeit jedes Duplikats um die maximal zu messende Laufzeit, oder bei mehreren Duplikaten um n (n=natürliche Zahl) mal die maximal zu messende Laufzeit erhöht. Im Beispiel der 5 beträgt die maximal zu messende Laufzeit wie bereits erwähnt ca. 118ns oder entspricht genauer ausgedrückt dem Kehrwert des Abstands der Frequenzstufen.
Entsprechend wird das in 8 unten dargestellte Echoprofil gebildet aus dem Profil der 6, wobei hier die maximal zu messende Laufzeit 125ns beträgt. Abschließend werden die beiden ergänzten Echoprofile miteinander verglichen, wobei der Vergleich wieder wie zuvor beschrieben erfolgt und im Ergebnis alle Echos identifiziert oder sogar eliminiert, die nicht in beiden Profilen an der gleichen Laufzeit gleiche Amplituden aufweisen. Die in 8 im Ergebnis nicht eliminierten Echos sind durch senkrechte gestrichelte Geraden gekennzeichnet. Bei dem durch die Gerade 84 markierten Echo 54' bzw. 64' handelt es sich demnach um eine weiter oben als Geisterecho bezeichnete Reflexion 54 bzw. 64, für das nun auf der x-Achse ein gültiger Laufzeitwert zugeordnet werden kann, der der realen Laufzeit dieses Echos entspricht.
Zum besseren Verständnis markieren die strichpunktierten Linien 91 bis 94 in 8 die Grenzen der einzelnen Einzelprofile, aus denen die ergänzten Profile zusammengesetzt sind.
9 zeigt ein Flussdiagramm eines Verfahrens gemäß einer Ausführungsform der Erfindung. In Schritt 901 werden mehrere elektromagnetische Wellen innerhalb eines Messzyklus (sweep) mit mehreren definierten, abschnittsweise festen Frequenzen innerhalb eines definierten Frequenzbandes hintereinander ausgesendet, wobei die einzelnen Frequenzen über das Band verteilt sind. In Schritt 902 erfolgt eine heterodyne oder homodyne Empfangsmischung der reflektierten und wieder empfangenen Signale zur Bildung eines reflexionsabhängigen Empfangssignals. In Schritt 903 erfolgt eine Filterung und Verstärkung des reflexionsabhängigen Empfangssignals und in Schritt 904 eine Analog-Digital-Wandlung. In Schritt 905 wird eine digitale Signalverarbeitung zur Bildung eines digitalen zeit- oder frequenzbasierten Reflexionsprofils durchgeführt. In Schritt 906 erfolgt eine Auswertung des Reflexionsprofils zur Identifizierung der Reflexion der Füllgutoberfläche und in Schritt 907 die Bestimmung des Laufzeitwertes der Füllgutreflexion und Umrechnung des Zeitwertes oder Frequenzwerts in eine Reflektorentfernung auf Basis der vorbekannten Wellenausbreitungsgeschwindigkeit. In Schritt 908 wird ein Wert des Befüllungsgrads aus der vorbekannten Behälterhöhe, dem Abstand des Sensors zum Behälter und der zuvor bestimmten Reflektorentfernung berechnet. Dabei ist zu beachten, dass mindestens zwei Messzyklen (sweeps) mit unterschiedlichem Abstand der Frequenzstufen durchgeführt werden und die mindestens zwei Reflexionsprofile so miteinander verrechnet werden, dass nur Echos, die in beiden Profilen an annähernd gleicher Position und mit annähernd gleicher Amplitude vorhanden sind, als gültige Echos identifiziert werden.
Ergänzend sei darauf hingewiesen, dass „umfassend“ und „aufweisend“ keine anderen Elemente oder Schritte ausschließt und die unbestimmten Artikel „eine“ oder „ein“ keine Vielzahl ausschließen. Ferner sei daraufhingewiesen, dass Merkmale oder Schritte, die mit Verweis auf eines der obigen Ausführungsbeispiele beschrieben worden sind, auch in Kombination mit anderen Merkmalen oder Schritten anderer oben beschriebener Ausführungsbeispiele verwendet werden können. Bezugszeichen in den Ansprüchen sind nicht als Einschränkungen anzusehen.

Claims

Füllstandradargerät, aufweisend: eine Signalquellenanordnung (31), eingerichtet zum Erzeugen eines ersten elektromagnetischen Sendesignals (30') mit stufenförmig moduliertem Frequenzverlauf mit stufenweise konstanter Frequenz, wobei die einzelnen Frequenzstufen innerhalb eines definierten Frequenzbandes verteilt sind, und zum Erzeugen eines zweiten elektromagnetischen Sendesignals (30') mit stufenförmig moduliertem Frequenzverlauf mit stufenweise konstanter Frequenz, wobei die einzelnen Frequenzstufen innerhalb des definierten Frequenzbandes verteilt sind und sich zumindest teilweise von den Frequenzstufen des ersten Sendesignals unterscheiden; eine Sende- und Empfangsschaltung (5), eingerichtet zum: Aussenden des ersten Sendesignals während einer ersten Messphase in Richtung einer Füllgutoberfläche; Empfangen des an der Füllgutoberfläche reflektierten ersten Sendesignals und Mischen des empfangenen reflektierten ersten Sendesignals mit einem dritten Signal zur Bildung eines ersten reflexionsabhängigen Empfangssignals (501), aus welchem sich der Füllstand bestimmen lässt; Aussenden des zweiten Sendesignals während einer zweiten Messphase in Richtung der Füllgutoberfläche; Empfangen des an der Füllgutoberfläche reflektierten zweiten Sendesignals und Mischen des empfangenen reflektierten zweiten Sendesignals mit einem vierten Signal zur Bildung eines zweiten reflexionsabhängigen Empfangssignals (601), aus welchem sich der Füllstand bestimmen lässt; eine Steuerschaltung (16) zum Identifizieren derjenigen Echos in dem ersten reflexionsabhängigen Empfangssignal als gültige Echos, welche in dem ersten und dem zweiten reflexionsabhängigen Empfangssignal jeweils dieselbe Position aufweisen.
Füllstandradargerät nach Anspruch 1, wobei die Sende- und Empfangsschaltung (5) zum heterodynen Mischen des empfangenen reflektierten ersten Sendesignals mit dem dritten Signal ausgeführt ist.
Füllstandradargerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Sende- und Empfangsschaltung (5) zum homodynen Mischen des empfangenen reflektierten ersten Sendesignals mit dem dritten Signal ausgeführt ist.
Füllstandradargerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die zweite Messphase direkt auf die erste Messphase folgt.
Füllstandradargerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Identifizieren derjenigen Echos in dem ersten reflexionsabhängigen Empfangssignal als gültige Echos durch Anwenden eines Rangordnungsfilters ermöglicht wird, welches den Amplitudenwerten der Echos eine bestimmte Rangordnung zuordnet.
Füllstandradargerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die einzelnen Frequenzen des ersten oder zweiten Sendesignals jeweils äquidistant zueinander angeordnet sind.
Füllstandradargerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die einzelnen Frequenzstufen des ersten Sendesignals einen Abstand zu benachbarten Stufen aufweisen, der 1 % bis 10 % größer oder geringer ist als der Abstand der einzelnen Frequenzstufen des zweiten Sendesignals.
Füllstandradargerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Zeitdauer des ersten Sendesignals ungleich der Zeitdauer des zweiten Sendesignals ist.
Füllstandradargerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Steuerschaltung (16) eingerichtet ist zum zeitweisen Versetzen einer Komponente (37, 38, 40, 46) der Sende- und Empfangsschaltung während der ersten oder zweiten Messphase in einen Zustand mit verminderter Leistungsaufnahme, so dass die Messung unterbrochen ist.
Füllstandradargerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Steuerschaltung (16) eingerichtet ist, vor dem zeitweisen Versetzen der Komponente (37, 38, 40, 46) der Sende- und Empfangsschaltung in den Zustand mit verminderter Leistungsaufnahme eine aktuell im Füllstandmessgerät verfügbare Energiemenge oder verfügbare Leistung zu bestimmen und das zeitweise Versetzen zu triggern, wenn die verfügbare Energiemenge oder die verfügbare Leistung unter einen vorbestimmten ersten Schwellwert fällt.
Füllstandradargerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Steuerschaltung (16) eingerichtet ist, aus dem ersten reflexionsabhängigen Empfangssignal ein erstes Echoprofil zu bilden und dieses mehrmals hintereinanderzureihen und mit einem entsprechenden hintereinandergereiten zweiten Echoprofil zu vergleichen, um die Positionen von Geisterechos zu identifizieren, welche in dem ersten und dem zweiten hintereinandergereiten Echoprofil jeweils dieselbe Position aufweisen.
Füllstandradargerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die beiden Messphasen zeitlich ineinander verschachtelt sind.
Verfahren zur Füllstandbestimmung, aufweisend die folgenden Schritte: Erzeugen eines ersten elektromagnetischen Sendesignals (30') mit stufenförmig moduliertem Frequenzverlauf mit stufenweise konstanter Frequenz, wobei die einzelnen Frequenzstufen innerhalb eines definierten Frequenzbandes verteilt sind; Erzeugen eines zweiten elektromagnetischen Sendesignals (30') mit stufenförmig moduliertem Frequenzverlauf mit stufenweise konstanter Frequenz, wobei die einzelnen Frequenzstufen innerhalb des definierten Frequenzbandes verteilt sind und sich zumindest teilweise von den Frequenzen des ersten Sendesignals unterscheiden; Aussenden des ersten Sendesignals während einer ersten Messphase in Richtung einer Füllgutoberfläche; Empfangen des an der Füllgutoberfläche reflektierten ersten Sendesignals und Mischen des empfangenen reflektierten ersten Sendesignals mit einem dritten Signal zur Bildung eines ersten reflexionsabhängigen Empfangssignals (501), aus welchem sich der Füllstand bestimmen lässt; Aussenden des zweiten Sendesignals während einer zweiten Messphase in Richtung der Füllgutoberfläche; Empfangen des an der Füllgutoberfläche reflektierten zweiten Sendesignals und Mischen des empfangenen reflektierten zweiten Sendesignals mit einem vierten Signal zur Bildung eines zweiten reflexionsabhängigen Empfangssignals (601), aus welchem sich der Füllstand bestimmen lässt; Identifizieren derjenigen Echos in dem ersten reflexionsabhängigen Empfangssignal als gültige Echos, welche in dem ersten und dem zweiten reflexionsabhängigen Empfangssignal jeweils dieselbe Position aufweisen.
Programmelement, das, wenn es auf einem Prozessor (16) eines Füllstandradargeräts ausgeführt wird, das Füllstandradargerät veranlasst, die Schritte nach Anspruch 13 durchzuführen.
Computerlesbares Medium, auf dem ein Programmelement nach Anspruch 14 gespeichert ist.