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Oberbegriff
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Die Erfindung richtet sich auf ein Verfahren und ein System bei dem die Reflexion oder die Wiederausstrahlung elektromagnetischer Wellen verwendet wird. Der Schwerpunkt liegt dabei auf der Verwendung optischer Wellen mit Übertragung stetiger, nicht modulierter, amplituden-, frequenz- oder phasenmodulierten Wellen. Die vorgeschlagene Vorrichtung ist aber auch für Systeme geeignet, die die Reflexion oder Wiederausstrahlung von Funkwellen anwenden oder vergleichbare Systeme, die die Reflexion oder Wiederausstrahlung von Wellen, deren Art oder Wellenlänge unerheblich oder nicht spezifiziert ist, anwenden. Des Weiteren betrifft die Vorrichtung Maßnahmen zum Überwachen, Kalibrieren oder Eichen. Die Vorrichtung ist auch geeignet als Messanordnung, gekennzeichnet durch die Verwendung optischer Messmittel zur Messung von Abständen und allgemeinen optischen Eigenschaften von Objekten und Übertragungskanälen. Sie betrifft auch Anordnungen zum Aufspüren von Objekten mittels ultraviolettem, sichtbarem und infrarotem Licht. Als Lichtquellen (Sender) sind insbesondere LEDs und Laser besonders geeignet. Das Verfahren ist aber auch für elektrisches oder magnetisches Prospektieren oder Aufspüren oder Vermessung magnetisch oder elektrostatisch aktiver Objekte geeignet.
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Allgemeine Einleitung
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Vorrichtungen und Verfahren zur Vermessung einer optischen, kapazitiven, induktiven Übertragungsstrecke werden in mannigfachen Anwendungen eingesetzt. Hier sind beispielsweise zu nennen: Gestenerkennungssysteme, Regensensoren, Fahrspurerkennung, Eissensoren etc. In der Regel sind die optischen, insbesondere elektromagnetischen Eigenschaften einer Übertragungsstrecke und/oder die optischen und insbesondere elektromagnetischen Eigenschaften eines Objekts innerhalb der Übertragungsstrecke zu erkennen.
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Stand der Technik
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Die Erfindung betrifft eine kompensierende elektromagnetische und/oder optische Messstrecke. Ein solches Messprinzip ist als HALIOS®-System bekannt, das beispielsweise aus den folgenden Offenbarungen bekannt ist:
- EP 2 016 480 B1 , WO 2012 /013 757 A1 , WO 2013 113 456A1 , WO 2012 / 007 236 A1 ,
- EP 2 653 885 A1 , EP 2 405 283 B1 , EP 1 671160 B1 , WO 2013 037 465 A1 ,
- EP 1 901 947 B1 , US 2012 0 326 958A1 , EP 1 747 484 B1 , EP 2 107 550 A2 , EP 1 723 446 B1 ,
- EP 1 435 509 B1 , EP 1 410 507 B1 , EP 8 017 26 B1 , EP 1 269 629 B1 , EP 1 258 084 B1 ,
- EP 801 726 B1 , EP 1 480 015 A1 , DE 10 2005 045 993 B4 , DE 4 339 574 C2 ,
- DE 4 411 770 C1 , DE 4 411 773 C2 , WO 2013 083 346 A1 , EP 2 679 982 A1 , WO 2013 076 079 A1 , WO 2013 156 557 A1 .
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Allen diesen Verfahren ist gemeinsam, dass
- • ein Sender (H), der von einem Sendesignal (S5) gespeist wird, in eine erste Übertragungsstrecke (I1) ein moduliertes elektromagnetisches Sendesignal (S5i) einspeist, das mit dem Sendesignal (S5) korreliert, und
- • diese erste Übertragungsstrecke (I1) an einem zu vermessenden Objekt (O) endet, das das modulierte elektromagnetische Sendesignal (S5i) des Senders (H) reflektiert und/oder transmittiert und damit modifiziert, und
- • in eine zweite Übertragungsstrecke (I2) als modifiziertes elektromagnetisches Sendesignal (S5s) einspeist, und
- • wobei die zweite Übertragungsstrecke (I2) an einem Empfänger (D) endet, und
- • dass ein Kompensationssender (K), der durch ein Kompensationssendesignal (S3) gespeist wird, in eine dritte Übertragungsstrecke (I3), die ebenfalls an dem Empfänger (D) endet, ein moduliertes Kompensationssignal (S3i) einspeist, das mit dem Kompensationssignal (S3) korreliert, und
- • dass sich das modifizierte elektromagnetische Sendesignal (S5s) und das elektromagnetische Kompensationssignal (S3i) im Empfänger (D) überlagern, wobei aus dem Stand der Technik lineare und multiplizierende Überlagerungen bekannt sind, und
- • dass das so überlagerte Gesamtsignal durch den Empfänger (D) in ein Empfängerausgangssignal (S0) gewandelt wird und
- • dass auf Basis dieses Empfängerausgangssignals (S0) zumindest ein Regler (CT) nun das Sendesignal (S5) und/oder das Kompensationssignal (S3) in der Amplitude so ausregelt, dass zumindest für einen bestimmten Spektralbereich der Modulation des Empfängerausgangssignals (S0) die relevanten Anteile des Modulationsspektrums des Sendesignals (S5) im Empfängerausgangssignal (S0) verschwinden.
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Dieses Regelprinzip wird im Folgenden mit „altes HALIOS®-Prinzip“ bezeichnet.
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Eine Erweiterung des Halios-Prinzips ist aus der
DE 10 2007 005 187 A1 bekannt. Dort wird sowohl ein Reflektionsfaktor als auch eine Laufzeit bestimmt. Die technische Lehre der
DE 10 2007 005 187 A1 weist den Nachteil auf, dass eine Vorrichtung gemäß der technischen Lehre der
DE 10 2007 005 187 A1 sich als empfindlich gegen Störfrequenzen nahe der Messfrequenz herausgestellt hat.
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1 zeigt das System der
EP 2 602 635 B1 aus dem Stand der Technik. Bei dem System der
EP 2 602 635 B1 handelt es sich um eine Variation des alten HALIOS
®-Prinzips, bei dem die absolute Amplitude des Sendesignale des Senders (H) und des Kompensationssenders (K) nicht geändert wird. Ein Taktgenerator (G) erzeugt ein digitales Basissendesignal (S50). Dieses Basissendesignal (S50) wird über einen ersten Schalter (SW1), der vom Regelsignal (S4) gesteuert wird, in das Sendevorsignal (S5v) bzw. das Kompensationsvorsignal (S3v) gewandelt. Dabei wird die Modulation des Kompensationssenders (K) bzw. Senders (H) mit dem Basissendesignal (S50) jeweils abgeschaltet, wenn der erste Schalter (SW1) eine erste Schalterstellung einnimmt, die das Basissendesignal (S50) nicht mit dem Kompensationsvorsignal (S3v) bzw. dem Sendevorsignal (S5v) verbindet. Ein zweiter Verstärker (V2) erzeugt das Sendesignal (S5) aus dem Sendevorsignal (S5v) und versorgt typischerweise den Sender (H) mit elektrischer Energie. Ein dritter Verstärker (V3) erzeugt das Kompensationssignal (S3) aus dem Kompensationsvorsignal (S3v) und versorgt typischerweise den Kompensationssender (K) mit elektrischer Energie. Hierdurch werden entweder der Sender (H) oder der Kompensationssender (K) mit dem Basissendesignal (S50) des Generators (G) moduliert, wobei das Regelsignal (S4) festlegt, welcher dieser beiden Sender (K, H) gerade sendet und dabei moduliert wird. Der Sender (H) bestrahlt nun, wie oben beschrieben, über eine erste Übertragungsstrecke (I1) das Objekt (O) mit dem modulierten elektromagnetischen Sendesignal (S5i). Dieses Objekt (O) reflektiert und/oder transmittiert nun die eingestrahlte elektromagnetische Strahlung in eine zweite Übertragungsstrecke (I2). Aus dem Stand der Technik ist bekannt, dass sowohl eine Vermessung der Eigenschaften der Übertragungsstrecke (I1, I2) oder von Teilen derselben, als auch eine Vermessung von Objekteigenschaften des Objekts (O) möglich ist. Der Kompensationssender (K) strahlt in eine, in den meisten Anwendungsfällen bekannte, dritte Übertragungsstrecke (I3) ein. Eine derartige Vorrichtung wird typischerweise so angeordnet, dass der Sender (H) nicht direkt in den Empfänger (D) einstrahlen kann und der Kompensationssender (K) möglichst ausschließlich direkt in den Empfänger (D) einstrahlen kann. Für eine optimale Einstellung des Arbeitspunktes wird die elektromagnetische Strahlung des Kompensationssender (K) in der dritten Übertragungsstrecke (I3) typischerweise geschwächt, damit der Kompensationssender (K) im gleichen elektrischen und elektromagnetischen Arbeitspunkt arbeiten kann, wie der Sender (H). Vorzugsweise wird die Schwächung in der dritten Übertragungsstrecke (I3) so dimensioniert, dass diese Schwächung mit einer für den bestimmungsgemäßen Anwendungsfall auftretenden Schwächung der elektromagnetischen Strahlung des Senders (H) in der ersten und zweiten Übertragungsstrecke (I1, I2) und durch ein typisches Objekt (O) übereinstimmt. Die elektromagnetische Strahlung des Senders (H) und des Kompensationssenders (K) werden jeweils nach Durchgang durch ihre jeweiligen Übertragungsstrecken (I1, I2, I3) im Empfänger (D), wie erwähnt, überlagernd empfangen. Dieser erzeugt ein Empfängerausgangssignal (S0). Durch einen Filter, der vorzugsweise ein Bandpassfilter (BP) ist, wird der Empfang auf das Frequenzspektrum der Modulation des Basissendesignals (S50) beschränkt. Dies dient beispielsweise einer Dämpfung des Einflusses beispielsweise von Störpegeln durch Sonnenbestrahlung bei optischen Anwendungen oder durch andere Fremdstrahler. Dieses kann trotz der nachfolgenden Signalverarbeitung aufgrund von Nichtlinearitäten, ansonsten ohne eine solche Filterung, immer noch zu Fehlern führen. Das Ausgangssignal des Filters (BP), das gefilterte Empfängerausgangssignal (S1), wird anschließend zum verstärkten Empfängerausgangssignal (S2) durch einen ersten Verstärker (V1) verstärkt. Dem Fachmann ist offensichtlich, dass Filter (BP) und erster Verstärker (V1) als eine Einheit ausgeführt werden können. Besonders bevorzugt ist das verstärkte Empfängerausgangssignal (S3), ein differentielles Signal. In einem ersten Multiplizierer (M1) wird das verstärkte Empfängerausgangssignal (S2) mit dem Basissendesignal (S50) zum ersten Mischsignal (S6) multipliziert und dadurch gemischt. Dies kann im Falle eines differentiellen, verstärkten Empfängerausgangssignals (S2) durch vertauschen bzw. nicht vertauschen der beiden Leitungen des differentiellen, verstärkten Empfängerausgangssignals (S2) in Abhängigkeit vom logischen Zustand des Basissendesignals (S50) geschehen. Dies entspräche dann jeweils einer Multiplikation mit -1 und 1. Im Folgenden wird auch eine Multiplikation mit 0 und 1 ebenso beschrieben. Ein Vorzeichengenerator (VG) erzeugt ein Vorzeichensignal (S4i), das das Vorzeichen des Regelsignals (S4) angibt. Mit diesem Vorzeichensignal (S4i) wird das Mischsignal (S7) in einem zweiten Multiplizierer (M2) zum demodulierten Empfängerausgangssignal (S7) multipliziert. Auch dies kann bei einem differentiellen Signal durch Vertauschen der beiden Leitungen des differentiellen Signals geschehen. Ein erster Filter (F1) filtert das demodulierte Empfängerausgangssignal (S7) zum Regelvorsignal (S8). Typischerweise handelt es sich bei dem ersten Filter (F1) um einen einfachen Integrator oder Tiefpass oder einen Bandpass, der nur die interessierenden Frequenzen durchlässt. Ein Komparator oder Analog-zu-Digital-Wandler (ADC) wandelt das Regelvorsignal (S8) in das digitale Regelvorsignal (S9) um. In einer Verzögerungsstufe (FF) wird das digitale Regelvorsignal (S9) um einen Takt des Basissendesignals (S50) zum Regelsignal (S4) verzögert. Das Regelsignal (S4) stellt den Messwert als seriellen Delta-Sigma-Datenstrom dar.
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Bei dieser in der
EP 2 602 635 B1 offengelegten Vorrichtung werden in Abhängigkeit vom Regelvorsignal (S9), das durch den Ausgang des Analog-zu-Digital-Wandlers (ADC) gebildet wird, der Sender (H) und der Kompensationssender (K) mit konstanter Amplitude gepulst. Eine Delta-Sigma-Schleife steuert die Dichte der Pulse des Kompensationssenders (K) und des Senders (H) derart, dass gemittelt über die Zeit die gleiche Menge elektromagnetischer Sendestrahlung, beispielsweise eine gleiche Lichtmenge, der beiden Sendekanäle, des Senders (H) und des Kompensationssenders (K) auf den Empfänger (D) trifft. An dieser Stelle sollte erwähnt werden, dass dies jedoch eine bereits vereinfachte Darstellung ist. In einer typischen Realisierung der technischen Lehre der
EP 2 602 635 B1 ist in Wirklichkeit die Signalmenge eines Signalpulses, beispielsweise die Lichtmenge eines Lichtpulses, wegen des Bandpasses (BP) nicht linear proportional zu den demodulierten elektrischen Pulsen des demodulierten Empfängerausgangssignals der
EP 2 602 635 B1 . In dieser typischen Realisierung der technischen Lehre der
EP 2 602 635 B1 steuert dann eine Delta-Sigma-Schleife die Dichte der Pulse des Kompensationssenders (K) und des Senders (H) derart, dass gemittelt über die Zeit die Fläche der demodulierten Empfangspulse des demodulierten Empfängerausgangssignals, also des Mischsignals (S7), der beiden Sendekanäle, des Senders (H) und des Kompensationssenders (K), gleich ist (siehe
2). Das demodulierte Empfängerausgangssignal (also das Mischsignal S7) wird im Folgenden genauer beschrieben. Als Messsignal wird der Delta-Sigma-Datenstrom des einsynchronisierten Ausgangs (digitales Regelvorsignal S9) des Analog-zu-Digital-Wandlers (ADC) verwendet. Dieser Delta-Sigma-Datenstrom ist typischerweise der Ausgang (Regelsignal S4) eines Flip-Flops (Verzögerungsstufe FF), zur Verzögerung und Ein-Synchronisation.
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Bei der Umsetzung haben sich folgende Probleme gezeigt: Da bei der technische Lehre der
EP 2 602 635 B1 nur zu 50% der Zeit einer der beiden Sender, der Kompensationssender (K) oder der Sender (H), eingeschaltet ist, wird im Empfänger (D) immer die volle Pulshöhe der beiden Sender (H, K) empfangen. Daher ist im Vergleich zum alten HALIOS
®-Prinzip, in welchem nur das Differenzsignal verstärkt wird, die Verstärkung des empfangenen Signals eingeschränkt. Dies beschränkt - so wurde im Rahmen der Ausarbeitung der Erfindung erkannt - die theoretische Messauflösung des Systems.
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Ein weiteres Problem ist, dass der Bandpassmittelwert des Bandpasses (BP) in der analogen Verstärkerstrecke vom aktuellen Pulsverhältnis der beiden Sendekanäle abhängt. Dadurch ist es sehr schwer, das System störungsfrei zeitweise pausieren zu lassen, was in Anwendungen jedoch erfahrungsgemäß regelmäßig der Fall ist. Wenn der Integrator (erster Filter F1) angehalten wird, fehlt die Information, welcher Sender (H, K) pulsen soll. Der Bandpassmittelwert des Bandpasses (BP) ändert sich und damit auch die zu integrierende Pulshöhe.
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Eine Notwenigkeit zum Pausieren ergibt sich z.B. bei einer Störung der Referenzspannung durch andere parallel durchgeführte Messungen, durch die gleiche integrierte Schaltung als deren Teil ggf. die erfindungsgemäße Vorrichtung realisiert wird.
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Des Weiteren wurde bei der Verwendung von LEDs als Sender (H) und Kompensationssender (K) in optischen Systemen vereinzelt beobachtet, dass die zeitlich nicht konstante Ansteuerung der Sender (S, K), im Speziellen die zeitlich nicht konstante Ansteuerung von Sende-LEDs entsprechend der Offenbarung des Patents
EP 2 602 635 B1 , zu weiteren parasitären Effekten führen kann. Ein solcher parasitärer Effekt wird insbesondere z.B. für den Fall eines verzögerten Einschaltens der LED-Treiber (V2, V3) nach langer Aus-Phase nicht ausgeschlossen. Auch thermische Effekte durch niedrige Pulsraten eines Senders (H, K), insbesondere einer Sendediode, können auftreten.
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Die weiter unten beschriebene Lösung geht von dem Stand der
DE 10 2015 006 174 B3 aus (siehe
2,
4,
6,
7,
8), die bereits eine gewisse Verbesserung bringt und in
2 dargestellt ist. Bei diesem bekannten Verfahren bzw. der Vorrichtung der
DE 10 2015 006 174 B3 aus dem Stand der Technik werden die Sender (H) mit konstanter Amplitude unabhängig vom digitalisierten Regelvorsignal (S9) immer abwechselnd gepulst, sodass immer ein Sender (H, K) stets zu 50% der Gesamtzeit eingeschaltet ist und sendet. Dadurch entsteht hinter dem ersten Verstärker (V1) ein Wechselsignal als verstärktes Empfängerausgangssignal (S2), dessen Amplitude proportional zur Differenz der empfangenen Signalamplitude, bei LEDs als Sender proportional zur Differenz der empfangenen Lichtmenge, der beiden Messkanäle ist.
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Der Demodulator moduliert bei der
DE 10 2015 006 174 B3 nicht immer zur selben Zeit, sondern in Abhängigkeit vom Ausgang des Analog-zu-Digital-Wandlers (ADC), dem digitalen Regelvorsignal (S9), auch um 180° phasenverschoben. Wenn das digitale Regelvorsignal (S9) logisch 1 ist, wird der eine Sender (bzw. die eine Sendediode) demoduliert, und wenn das digitale Regelvorsignal (S9) logisch 0 ist, wird der andere Sender (bzw. die andere Sendediode) demoduliert.
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Zusätzlich wird in der
DE 10 2015 006 174 B3 eine niedrige Referenzspannung (vref2) durch einen Referenzwertgeber (LR) erzeugt, um ein herabgesetztes, invertiertes Signal der Verstärkerkette zu erzeugen. Diese Referenzspannung (vref2) wird in der
DE 10 2015 006 174 B3 als invertiertes Signal für den Demodulator benutzt. Der Integrator (Filter F1) der
DE 10 2015 006 174 B3 benutzt die zusätzlich niedrige Referenzspannung (vref2) als Bezugspotential.
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Anstatt die Signalamplitude (bei LEDS als Sender die Lichtmenge) über die Anzahl (zeitliche Pulsdichte) der Pulse der Sender (H, K) zu regeln, wird in der
DE 10 2015 006 174 B3 die Pulsdichte über die Dichte der demodulierten elektrischen Pulse des Demodulators geregelt. Der Bitstrom (digitales Regelvorsignal S9) entscheidet, ob die „positive“ Phase oder die um 180° verschobene „negative“ Phase im Filter (F1) integriert wird.
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Als Messsignal (Regelsignal S4) wird das Ausgangssignal des in einem Flip-Flop (FF) zum Sendevorsignal (S5v) einsynchronisierten Ausgangs (digitalisiertes Regelvorsignal S9) des Analog-zu-Digitalwandlers (ADC) verwendet, welches über das gemittelte 0-1-Verhältniss den Messwert angibt. Z.B kann das Regelsignal (S4) mit einem nicht gezeichneten digitalen Tiefpass mit einer Knickfrequenz von beispielsweise 170 Hz nachgefiltert und als 11 bit-Wert ausgegeben werden.
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Dieses Messverfahren der
DE 10 2015 006 174 B3 misst somit die Differenz der beiden empfangenen Pulshöhen der beiden Kanäle 1 und 2.
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Problembeschreibung
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Bei der Ausarbeitung der Erfindung wurde die im Schutzrecht
DE 10 2015 006 174 B3 offenbarte technische Lehre als Messverfahren umgesetzt. Dabei traten Schwierigkeiten bei Einstrahlung von modulierter Störstrahlung in den Übertragungskanal (I1, I2) und bei EMV-Einstrahlungstests auf. Erwartet wurde nur eine Empfindlichkeit bei der Abtastfrequenz (z.B. 100Khz) und einem Vielfachen derselben. Im Rahmen der Ausarbeitung der Erfindung wurde jedoch überraschender Weise nun festgestellt, dass eine erhebliche Empfindlichkeit ab 1/10 der Abtastfrequenz (hier ca. 10kHz) bei sehr vielen Frequenzen zu beobachten war (
6,
7,
8). Es handelte sich eher um ein Frequenzband. Die Frequenzempfindlichkeit hing dabei auch vom Gleichsignalanteil (im Folgenden auch DC-Wert) des Messsignals ab. Beim DC-Wert handelt es sich um den zeitlich gemittelten Wert der 0-1 Folgen.
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In den
6,
7 und
8 ist die gemessene Empfindlichkeit bei einer modulierten Störstrahlung von 10 Hz bis 1 Mhz dargestellt. Dabei zeigt
6 die Antwort, die Frequenzantwort einer beispielhaften Implementierung entsprechend
DE 10 2015 006 174 B3 ohne einen Hochpassfilter (Gleichspannungsanteil bei 3ms Abtastfrequenz).
7 zeigt den entsprechenden Spitze-zu-Spitze-Wert.
8 zeigt den entsprechenden Spitze-zu-Spitze-Wert bei doppelt-logarithmischer Skalierung (in dB). Die Ergebnisse lassen darauf schließen, dass die Anwendungen im Automobil bestimmte Tests nicht bestehen würden und Probleme mit über IR-Licht kommunizierenden Systemen (z.B. Verkehrsschilder in Asien) oder frequenzmodulierten LED-Licht bestehen würden, wenn IR-Sendedioden verwendet werden.
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Problemursache
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Es wurde nun erkannt, dass die Ursache für die Probleme aus dem Stand der Technik gemäß der
DE 10 2015 006 174 B3 die Abtastung bzw. Integration eines potentiellen Störsignals (SR) ist. Es wird zwar mit 100 kHz abgetastet, jedoch wird es nicht zyklisch konstant aufintegriert oder abintegriert. Ob auf- oder um 180° phasenverschoben abintegriert wird hängt vom letzten Wert des Bit-Datenstroms ab und damit vom Messwert. Es wurde erkannt, dass die wirksame Abtastfrequenz ständig variiert und dass ein Störsignal (SR) somit wiederum die wirksame Abtastfrequenz verändert. Da ein Störsignal (SR) mit der wirksamen Abtastfrequenz und der Breite des digitalen Tiefpassfilters in das Nutzband gefaltet wird, gibt es bei dem Messverfahren der
DE 10 2015 006 174 B3 somit sehr viele störende Frequenzen.
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Aufgabe der Erfindung
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Es ist die Aufgabe der Erfindung eine kompensierende Messvorrichtung anzugeben, die diesen Nachteil der technischen Lehre der
DE 10 2015 006 174 B3 vermeidet. Die Frequenzempfindlichkeit von Vorrichtungen gemäß der technischen Lehre der
DE 10 2015 006 174 B3 gegen Störungen von außen soll für alle Störer-Frequenzen eliminiert werden. Nur bei der Abtastfrequenz einer erfindungsgemäßen Vorrichtung und dem Vielfachen derselben wird eine Empfindlichkeit gegen Störquellen als unvermeidbar hingenommen, soweit diese Störfrequenzen von einem Bandpass nicht weggefiltert werden. Ziel ist es, ein Störsignal zyklisch konstant abzutasten bzw. zu integrieren.
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Diese Aufgabe wird durch eine Vorrichtung nach Anspruch 2 und ein Verfahren nach Anspruch 1 gelöst.
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Lösung der erfindungsgemäßen Aufgabe
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In den
3 und
5 ist eine verbesserte Vorrichtung dargestellt. Der Unterschied zu bestehenden Verfahren (
DE 10 2015 006 174 B3 ) ist, dass die negative Integration nicht mit dem negierten verstärkten Empfängerausgangssignal (S2) durchgeführt wird, sondern mit einem internen negativen konstanten Signal (nc). Daher wird das Empfängerausgangssignal (S0) bzw. auch ein Störsignal (SR) jetzt immer zyklisch konstant aufintegriert bzw. abgetastet. Die Abintegration erfolgt ggf. gesteuert durch das Regelsignal (S4) (bei S4=1) um 180° phasenverschoben.
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Die zeitliche Position der Auf- und Abintegrationsphasen können auch vertauscht oder an derselben zeitlichen Position liegen. Wichtig ist nur, dass das verstärkte Empfängerausgangssignal (S2) immer zyklisch konstant an der passenden Phasenposition durch den ersten Filter (F1) entweder aufintegriert oder abintegriert wird. Die entgegengesetzte Integration mit dem internen negativen konstanten Signal (nc) muss dann nicht mehr zyklisch konstant erfolgen (sondern in Abhängigkeit vom Regelsignal S4) und die zeitliche Phasenposition der entgegengesetzten Integration ist dann theoretisch irrelevant.
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Vorteil der Erfindung
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Ein solches optisches Messsystem ermöglicht zumindest in einigen Realisierungen eine signifikante Verringerung der Empfindlichkeit eines optischen Messsystems gegenüber Störsignalen und EMV Einstrahlungen. Die Vorteile sind hierauf aber nicht beschränkt.
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Die Empfindlichkeit gegenüber einer auf den Empfänger treffende Störgröße wird in der erfindungsgemäßen Vorrichtung somit erheblich gemindert. Die Verbesserung bezieht sich auch auf eine gestörte physikalische Messgröße (z.B. hochfrequent mechanisch schwingende Wassertropfen bei einer Anwendung in einem Regensensor), wenn die Störungen außerhalb des Nutzfrequenzbandes sind.
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Das verbesserte Verfahren lässt sich leicht durch das Hinzufügen eines Integrators, N-Bit ADC, N-Bit-DACs und ggf. N-Bit LED-Stromstärken in den Signalpfad verbessern. Die Vorrichtung wird dadurch dann zu einem einen Sigma-Delta-Wandler höherer Ordnung verbessert. Dadurch lässt sich wahlweise eine höhere Auflösung oder Bandbreite erreichen. Diese Verbesserungen werden hier nicht näher beschrieben, da sie dem Fachmann für Delta-Sigma-Wandlung aus dem Stand der Technik geläufig sind.
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Es wird also ein Verfahren zur Vermessung der Eigenschaften mindestens einer elektromagnetischen Übertragungsstrecke und/oder eines Objekts (O) innerhalb mindestens einer elektromagnetischen Übertragungsstrecke (I1, I2, I3, I4) zur Anwendung während eines Betrachtungszeitraums mit folgenden Schritten vorgeschlagen.
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Das Verfahren umfasst als einen ersten Schritt das Erzeugen eines modulierten Sendesignals (S5) mit einer zumindest im Betrachtungszeitraum konstanten ersten Modulationsamplitude.
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Als einen zweiten Schritt umfasst das Verfahren das Erzeugen eines modulierten Kompensationssignals (S3), das im Vergleich zum Sendesignal (S5) invertiert ist und eine von der ersten Modulationsamplitude abweichende zweite Modulationsamplitude aufweisen kann, die im Betrachtungszeitraum konstant ist.
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Als dritten Schritt umfasst das Verfahren das Aussenden eines modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) durch einen Sender (H) in die erste Übertragungsstrecke (I1), wobei die Signalintensität (Signalenergie) dieses modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) mit dem Sendesignal (S5) in der Form korreliert, dass zumindest Anteile des ausgesendeten modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) in einem Betrachtungszeitraum, der mehrere Pulse des Sendesignals (S5) umfasst, proportional zum Sendesignal (S5) sind.
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Als vierten Schritt umfasst das Verfahren das Aussenden eines elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) durch einen Kompensationssender (K) in die dritte Übertragungsstrecke (I3), wobei die Signalintensität (Signalenergie) dieses modulierten Kompensationssignals (S3i) mit dem Kompensationssignal (S3) in der Form korreliert, dass zumindest Anteile des ausgesendeten elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) in einem Betrachtungszeitraum, der mehrere Pulse des Kompensationssignals (S3) umfasst, proportional zum Kompensationssignal (S3) sind.
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Als fünften Schritt umfasst das Verfahren einen oder mehrere der beiden folgenden Schritte:
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Die erste Möglichkeit ist die der Reflektion des modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) an einem ersten Objekt (O) und/oder Transmission des modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) durch ein erstes Objekt (O) und anschließende Einspeisung des modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) als modifiziertes elektromagnetisches Sendesignal (S5s) in eine zweite Übertragungsstrecke (I2), wobei die zweite Übertragungsstrecke (I2) und/oder die erste Übertragungsstrecke (I1) mit dem ersten Objekt (O) identisch sein können.
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Die zweite Möglichkeit ist die der Reflektion des elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) an einem zweiten Objekt (O2) und/oder die Transmission des elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) durch ein zweites Objekt (O2) und anschließende Einspeisung des elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) als modifiziertes elektromagnetisches Kompensationssignal (S3s) in eine vierte Übertragungsstrecke (I4), wobei die vierte Übertragungsstrecke (I4) und/oder die dritte Übertragungsstrecke (I3) mit dem zweiten Objekt (O2) identisch sein können. Dabei kann das erste Objekt (O) mit dem zweiten Objekt (O2) ebenfalls identisch sein.
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Als sechsten Schritt erfolgt der Austritt des modifizierten elektromagnetischen Sendesignals (S5s) des Senders (H) aus der zweiten Übertragungsstrecke (I2), nach Durchgang durch dieselbe und der Empfang des modifizierten elektromagnetischen Sendesignals (S5s) durch einen Empfänger (D).
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Als siebter Schritt folgt der Austritt des modifizierten elektromagnetischen Kompensationssignals (S3s) des Kompensationssenders (K) aus der vierten Übertragungsstrecke (I4) bzw. aus der dritten Übertragungsstrecke (I3) nach Durchgang durch die entsprechende Übertragungsstrecke und der Empfang des ausgetretenen modifizierten elektromagnetischen Kompensationssignals (S3s) durch den Empfänger (D). Dabei erfolgt der Empfang des modifizierten elektromagnetischen Kompensationssignals (S3s) im Empfänger (D) summierend und/oder multiplizierend mit dem modifizierten elektromagnetischen Sendesignal (S5s) des Senders (H), das aus der zweiten Übertragungsstrecke (I2) ausgetreten ist, als Empfang einer Überlagerung.
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Als achter Schritt folgt das Bilden eines Empfängerausgangssignals (S0) durch den Empfänger (D) in Abhängigkeit von der empfangenen Überlagerung des aus der zweiten Übertragungsstrecke (I2) ausgetretenen modifizierten Sendesignals (S5s) und des aus der vierten Übertragungsstrecke (I3) ausgetretenen modulierten elektromagnetischen Kompensationssendesignals (S3s).
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Dabei korreliert ein Sendevorsignal (S5v) mit dem Sendesignal (S5) in der Form, dass zumindest Anteile des Sendevorsignals (S5v) in einem Betrachtungszeitraum, der mehrere Pulse des Sendesignals (S5) umfasst, proportional zum Sendesignal (S5) sind. Auch korreliert dabei ein Kompensationsvorsignal (S3v) mit dem Kompensationssignal (S3) in der Form, dass zumindest Anteile des Kompensationsvorsignals (S3v) im Betrachtungszeitraum proportional zum Kompensationssignal (S3) sind.
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Als neunter Schritt folgt das Bilden eines ersten Mischsignals (S6) durch Multiplikation des Empfängerausgangssignals (S0) oder eines aus dem Empfängerausgangssignal abgeleiteten Signals, insbesondere eines gefilterten Empfängerausgangssignals (S1) oder eines verstärkten Empfängerausgangssignals (S2), einerseits mit dem Kompensationsvorsignal (S3v) in einem ersten Multiplizierer (M1) auf der andererseits.
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Als zehnter Schritt folgt das Bilden eines Multiplikationssignals (S11) eines dritten Multiplizierers (M3) durch Multiplikation des Sendervorsignals (S5v) oder eines aus dem Sendervorsignal (S5v) abgeleiteten Signals einerseits mit dem einem Regelsignal (S4) in einem dritten Multiplizierer (M3) andererseits.
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Als elfter Schritt folgt das Bilden eines deformierten Sendesignals (S5d) aus dem Multiplikationssignal (S11) des dritten Multiplizierers (M3) durch Multiplikation des Multiplikationssignals (S11) des dritten Multiplizierers (M3) oder eines aus dem Multiplikationssignal (S11) des dritten Multiplizierers (M3) abgeleiteten Signals einerseits mit einer Konstante (nc), insbesondere in einem zweiten Multiplizierer (M2) oder in dem dritten Multiplizierer (M3) andererseits.
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Als zwölfter Schritt folgt das Bilden eines Mischsignals (S7) durch Addition des deformierten Sendesignals (S5d) und des ersten Mischsignals (S6), insbesondere in einem ersten Addierer (A1).
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Als dreizehnter Schritt folgt die Filterung, insbesondere Tiefpassfilterung und/oder Integration, des ersten Mischsignals (S6) in einem ersten Filter (F1) zur Bildung eines Regelvorsignals (S8).
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Als vierzehnter Schritt folgt die Analog-zu-Digital-Wandlung des Regelvorsignals (S8) zu einem digitalisierten Regelsignal (S9) in einem Analog-zu-Digital-Wandler (ADC), wobei die Digitalisierung auch im Signalpfad vor der Filterung durch den ersten Filter (F1) erfolgen kann, um ein digitales Regelvorsignal (S9) zu erhalten.
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Als fünfzehnter Schritt folgt die Filterung und/oder Verzögerung des digitalen Regelvorsignals (S9) in einem digitalen Filter (FF) zu dem Regelsignal (S4), wobei der digitale Filter (FF) eine Einheit mit dem Analog-zu-Digital-Wandler (ADC) und/oder bei digitaler Realisierung des ersten Filters (F1) mit diesem ersten Filter (F1) eine Einheit bilden kann.
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Als sechzehnter Schritt folgt die Ausgabe des Regelsignals (S4) als Messwertsignal für die Eigenschaften zumindest einer der optischen Übertragungsstrecken und/oder zumindest eines der Objekte (O, O2) innerhalb zumindest einer der optischen Übertragungsstrecken (I1, I2, I3, I4).
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Wenn zuvor die Schritte auch durchnummeriert sind, so geschieht dies nur zum Zwecke der besseren Übersicht. Typischerweise werden die Schritte parallel zueinander ausgeführt. Somit ergibt sich die Reihenfolge erstens bis sechzehntens nur als Aufzählungsreihenfolge, nicht als zeitlicher Ablauf. Hinsichtlich der Reihenfolge der Abarbeitung im Signalpfad sei auf dessen bevorzugten Verlauf in den Zeichnungen verwiesen.
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Dem hier beschriebenen Verfahren kann auch eine entsprechende Vorrichtung zugeordnet werden:
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Bei der hier beschriebenen Vorrichtung handelt es sich um eine Messvorrichtung zur Vermessung der Eigenschaften mindestens einer elektromagnetischen Übertragungsstrecke (I1, I2, I3, I4) und/oder mindestens eines Objekts (O, O2) innerhalb mindestens einer elektromagnetischen Übertragungsstrecke (I1, I2, I3, I4) zur Anwendung während eines Betrachtungszeitraums.
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Elektromagnetisch kann hier, wie aus dem Stand der Technik bekannt optisch, induktiv oder kapazitiv bedeuten. Die Figuren zeigen beispielhaft eine optische Anwendung der Vorrichtung und des Verfahrens und zwar konkret die Verwendung von Leuchtdioden (LEDs) als Sender (H, K) und einer Fotodiode als Empfänger (D). Die Vorrichtung weist einen ersten Signalgenerator (G) und einen zweiten Verstärker (V2) auf. Beide erzeugen ein moduliertes Sendesignal (S5), das zumindest im Betrachtungszeitraum eine konstante erste Modulationsamplitude aufweist. Dabei erzeugt der Generator (G) bevorzugt ein Sendevorsignal (S5v). Der zweite Verstärker (V2) erzeugt dann daraus das eigentliche Sendesignal (S5) mit dem der Sender (H) betrieben wird. Selbstverständlich kann der zweite Verstärker (V2) durch Verstärkung und Addition eines Signaloffsets sowie ggf. weitere Filterung das Sendevorsignal (S5v) an den Sender (H) geeignet anpassen. Die Vorrichtung weist nun einen zweiten Signalgenerator auf. In besonders bevorzugten und in den Figuren dargestellten Ausführungen ist dieser zweite Signalgenerator identisch mit dem ersten Signalgenerator (G).
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Typischerweise weist die Vorrichtung einen dritten Verstärker (V3) auf, der zusammen mit dem zweiten Signalgenerator bzw. dem als solchen ggf. ebenfalls bevorzugt dienenden ersten Signalgenerator (G) ein moduliertes Kompensationssignal (S3) erzeugt. Ein erster Inverter (Inv1) invertiert in besonders bevorzugten Ausprägungen der Vorrichtung das Sendevorsignal (S5v) des ersten Signalgenerators (G) zum Kompensationsvorsignal (S3v), bevor dieses wiederum durch den dritten Verstärker (V3) zum Kompensationssendesignal (S3) gewandelt wird. Selbstverständlich kann der dritte Verstärker (V3) durch Verstärkung und Addition eines Signaloffsets sowie ggf. weitere Filterung das Kompensationsvorsignal (S3v) an den Sender (H) geeignet anpassen. Das Kompensationssignal (S3) ist daher typischerweise im Vergleich zum modulierten Sendesignal (S5) zu diesem invertiert. Es kann eine von der ersten Modulationsamplitude des modulierten Sendesignals (S5) abweichende zweite Modulationsamplitude aufweisen, die im Betrachtungszeitraum aber konstant ist. Die Vorrichtung weist mindestens einen Sender (H), beispielsweise eine LED, auf. Der Sender (H) strahlt ein moduliertes elektromagnetisches Sendesignal (S5i), beispielsweise ein optisches Signal, in die eine erste Übertragungsstrecke (I1) ein, wobei die Signalintensität (Signalenergie) dieses modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) mit dem modulierten Sendesignal (S5) in der Form korreliert, dass zumindest Anteile des ausgesendeten modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) während eines Betrachtungszeitraums, der mehrere Pulse des ausgesendeten modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) umfasst, proportional zum Sendesignal (S5) sind. Die hier vorgestellte Vorrichtung weist einen Kompensationssender (K) auf, der ein elektromagnetisches moduliertes Kompensationssignal (S3i) in eine dritte Übertragungsstrecke (I3) einspeist, wobei die Signalintensität (Signalenergie) des elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) mit dem Kompensationssignal (S3) in der Form korreliert, dass zumindest Anteile des ausgesendeten elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) während des besagten Betrachtungszeitraums proportional zum Kompensationssignal (S3) sind. Die vorgestellte Vorrichtung ist dazu vorgesehen, dass im bestimmungsgemäßen Gebrauch das modulierte elektromagnetische Sendesignal (S5i) und/oder das elektromagnetische modulierte Kompensationssignal (S3i) an mindestens einem Objekt (O, O2) in mindestens einer Übertragungsstrecken (I1, I2, I3, I4) reflektiert wird und/oder durch mindestens ein Objekt (O, O2) transmittiert wird und dass das Objekt (O) anschließend das modulierte elektromagnetische Sendesignal (S5i) als modifiziertes elektromagnetisches Sendesignal (S5s) in eine zweite Übertragungsstrecke (I2) einspeist und/oder dass das zweite Objekt (O2) anschließend das elektromagnetische modulierte Kompensationssignal (S3i) als modifiziertes elektromagnetisches Kompensationssignal (S3s) in eine vierte Übertragungsstrecke (I4) einspeist. Dabei können eine oder mehrere Übertragungsstrecken (I1, I2, I3, I4) mit dem jeweiligen Objekt (O, O2) identisch sein. Die Übertragungsstrecke (I1, I2, I3, I4) selbst kann also das zu vermessende Objekt (O, O2) sein. Die vorgeschlagene Vorrichtung weist einen Empfänger (D) auf, der das modifizierte elektromagnetische Sendesignal (S5s) des Senders (H) nach Austritt aus der ersten und/oder zweiten Übertragungsstrecke (I1, I2) und nach Durchgang durch mindestens eine von diesen Übertragungsstrecken (I1, I2) empfängt. Ebenso empfängt der Empfänger (D) das modifizierte elektromagnetische Kompensationssignal (S3s) des Kompensationssenders (K) nach Austritt aus der dritten und/oder vierten Übertragungsstrecke (I3, I4) und nach Durchgang durch mindestens eine von diesen Übertragungsstrecken (I3, I4). Der Empfang im Empfänger (D) des modifizierten elektromagnetischen Kompensationssignals (S3s) erfolgt dabei vorzugsweise summierend und/oder in selteneren Fällen multiplizierend mit dem modifizierten elektromagnetischen Sendesignal (S5s) des Senders (H). Für eine Multiplikation werden dabei bevorzugt nichtlineare Empfängereigenschaften benutzt, während für den summierenden Empfang das Superpositionsprinzip der elektromagnetischen Strahlung genutzt wird. Der Empfänger (D) erzeugt auf dieser Basis des eingefallenen Gesamtsignals ein Empfängerausgangssignal (S0) in Abhängigkeit von der als eingefallenes Gesamtsignal empfangenen Überlagerung des modifizierten Sendesignals (S5s) und des Kompensationssendesignals (S3s). Ein erster Multiplizierer (M1) erzeugt ein erstes Mischsignal (S6) durch Multiplikation des Empfängerausgangssignals (S0) oder eines aus dem Empfängerausgangssignal (S0) z.B. durch Hochpassfilterung und/oder Bandpassfilterung in einem Bandpassfilter (BP) und/oder Verstärkung in einem ersten Verstärker (V1) abgeleiteten Signals, insbesondere eines gefilterten Empfängerausgangssignals (S1) oder eines verstärkten Empfängerausgangssignals (S2), einerseits mit dem Kompensationsvorsignal (S3v) andererseits. Ein dritter Multiplizierer (M3) weist bevorzugt ein Multiplikationssignal (S11) auf. Der dritte Multiplizierer (M3) bildet dieses Multiplikationssignal (S11) durch Multiplikation des Sendervorsignals (S5v) oder eines aus dem Sendervorsignal (S5v) abgeleiteten Signals einerseits mit dem Regelsignal (S4) andererseits. Ein zweiter Multiplizierer (M2) oder der dritte Multiplizierer (M3) bildet ein deformiertes Sendesignal (S5d) aus dem Multiplikationssignal (S11) des dritten Multiplizierers (M3) durch Multiplikation des Multiplikationssignals (S11) des dritten Multiplizierers (M3) oder eines aus dem Multiplikationssignal (S11) des dritten Multiplizierers (M3) abgeleiteten Signals auf der einen Seite mit einer Konstante (nc). Ein Addierer (A1) bildet ein Mischsignal (S7) durch Addition des deformierten Sendesignals (S5d) und des ersten Mischsignals (S6). Der dritte Multiplizierer (M3), der zweite Multiplizierer (M2) und der erste Addierer (A1) können in ihrer Funktion allesamt oder teilweise durch eine einzige Teilvorrichtung ersetzt werden, die Teile dieser Funktionen funktionsgleich ersetzen. Beispielsweise können statt der Multiplizierer auch eine Kombination aus Exponentierer, Logarithmierern und Addierern eingesetzt werden. Des Weiteren weist die vorgeschlagene Vorrichtung einen ersten Filter (F1) auf, der insbesondere ein Tiefpassfilter und/oder ein Integrator sein kann und der das erste Mischsignal (S7) und/oder ein daraus abgeleitetes Signal zu einem Regelvorsignal (S8) filtert. Als weiteres Element weist sie einen Analog-zu-Digital-Wandler (ADC) auf, der das Regelvorsignal (S8) zu einem digitalisierten Regelvorsignal (S9) wandelt, wobei die Digitalisierung durch den Analog-zu-Digitalwandler (ADC) auch vor der Filterung durch den ersten Filter (F1) erfolgen kann. Bei diesem Analog-zu-Digitalwandler (ADC) kann es sich um einen Ein-Bit-ADC handeln, der nur ein einziges Bit als Signalausgang ausgibt. Diese Variante ist hier bevorzugt behandelt. Es ist aber auch denkbar, dass es sich um einen Mehrbitwandler mit einem n-Bit breiten Datenbus als Ausgang - das digitalisierte Regelvorsignal (S9) - handelt. Dieses digitalisierte Regelsignal (S9) wird nun in einem digitalisierten Schleifenfilter (das Filter FF) weiterbehandelt. Die vorgeschlagene Vorrichtung weist also einen digitalen Filter (FF) auf. Dieses ist im Falle eines ein-Bit-breiten digitalen Regelvorsignals (S9) besonders bevorzugt, lediglich ein Flip-Flop (FF), das digitale Filter (FF) filtert das digitale Regelvorsignals (S9) zu dem Regelsignal (S4) und/oder verzögert dieses. Sofern es sich bei dem digitalen Regelvorsignal (S9) um ein digitales Signal mit einer Bit-Breite von mehr als einem Bit, also beispielsweise n Bit mit n>1, handelt, so wird das Regelsignal (S4) vor der Rückspeisung in die Vorrichtung wieder in ein analoges Signal gewandelt. Die Figuren zeigen lediglich den Fall eines ein-Bit breiten digitalen Regelvorsignals (S9). Ein solches ins Analoge zurückgewandelte Regelsignal (S4) mit n-Bit-Breite würde dann statt des Regelsignals (S4) das Eingangssignal für den dritten Multiplizierer (M3) darstellen. Das Regelsignal (S4) wird dann ggf. nach optionaler Filterung als Messwertsignal für die Eigenschaften zumindest einer optischen Übertragungsmessstrecke (I1, I2, I3, I4) und/oder zumindest eines Objekts (O, O2) innerhalb einer oder mehrerer optischer Übertragungsmessstrecken (I1, I2, I3, I4) durch die Vorrichtung ausgegeben. Auch ist eine Weiterverarbeitung in anderen Teilen der Vorrichtung möglich. Solche Eigenschaften können beispielsweise sein:
- • die optische Transparenz einer Übertragungsstrecke,
- • der optische Brechungsindex in einer Übertragungsstrecke,
- • die optische Streuung in einer Übertragungsstrecke,
- • die Reflexion an einer Grenzfläche in der Übertragungsstrecke - insbesondere an der Wand einer Glasfaser,
- • spektrale Eigenschaften einer Übertragungsstrecke bei Verwendung von LEDs mit unterschiedlicher Wellenlänge
- • Reflektivität eines Objekts
- • Abstand eines Objekts
- • Polarisationseigenschaften einer Übertragungstrecke oder der Oberfläche eines Objekts
- • Reflexionseigenschaften der Oberfläche eines Objekts
- • Oberflächenform eines Objekts
- • Vorhandensein eines Objekts
- • Aerosoleigenschaften eines wolkenförmigen Objekts, wie beispielsweise Rauch, Nebel oder Regen
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Figurenliste
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- 1 1 zeigt schematisch das Vorrichtungsprinzip entsprechend der EP 2 602 635 B1 aus dem Stand der Technik.
- 2 2 zeigt schematisch das Vorrichtungsprinzip entsprechend der DE 10 2015 006 174 B3 aus dem Stand der Technik.
- 3 3 zeigt schematisch das Vorrichtungsprinzip entsprechend der vorgeschlagenen Vorrichtung.
- 4 4 zeigt die Signale entsprechend der DE 10 2015 006 174 B3 . (Stand der Technik).
- 5 5 zeigt die Signale entsprechend der vorgeschlagenen Vorrichtung.
- 6 6 zeigt die Frequenzantwort einer beispielhaften Implementierung entsprechend DE 10 2015 006 174 B3 ohne einen Hochpassfilter (Gleichspannungsanteil bei 3ms Abtastfrequenz).
- 7 7 zeigt die Frequenzantwort einer beispielhaften Implementierung entsprechend DE 10 2015 006 174 B3 als entsprechenden Spitze-zu-Spitze-Wert.
- 8 8 zeigt den entsprechenden Spitze-zu-Spitze-Wert der Frequenzantwort einer beispielhaften Implementierung entsprechend DE 10 2015 006 174 B3 bei doppelt-logarithmischer Skalierung (in dB).
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Die Figuren werden im Text oben erläutert.
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Bezugszeichenliste
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- A1
- Addierer;
- ADC
- Komparator oder Analog-zu-Digital-Wandler;
- BP
- Filter, der vorzugsweise ein Bandpassfilter ist;
- CT
- Regler;
- D
- Empfänger;
- F1
- erster Filter;
- FF
- Verzögerungsstufe;
- G
- Taktgenerator;
- H
- Sender;
- I1
- erste Übertragungsstrecke;
- I2
- zweite Übertragungsstrecke;
- I3
- dritte Übertragungsstrecke;
- I4
- vierte Übertragungsstrecke;
- K
- Kompensationssender;
- M1
- erster Multiplizierer;
- M2
- zweiter Multiplizierer;
- M3
- dritter Multiplizierer;
- nc
- internes negatives konstantes Signal;
- O
- erstes Objekt;
- O2
- zweites Objekt;
- S0
- Empfängerausgangssignal des Empfängers (D);
- S1
- gefiltertes Empfänger Ausgangssignal;
- S2
- verstärktes Empfängerausgangssignal;
- S3
- Kompensationssignal;
- S3i
- moduliertes Kompensationssignal, das der Kompensationssender (K) in die dritte Übertragungsstrecke (I3) einspeist und das mit dem Kompensationssignal (S3) korreliert;
- S3v
- Kompensationsvorsignal;
- S4
- Regelsignal, das auch den Messwert darstellt;
- S4i
- Vorzeichensignal;
- S5
- Sendesignal;
- S5d
- deformiertes Sendesignal;
- S5i
- moduliertes elektromagnetisches Sendesignal, das der Sender (H) in die erste Übertragungsstrecke (I1) einspeist;
- S5s
- modifiziertes elektromagnetisches Sendesignal, das das Objekt (O) auf Basis des modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) in die zweite Übertragungsstrecke (I2) einspeist;
- S5v
- Sendevorsignal;
- S6
- erstes Mischsignal;
- S7
- Mischsignal;
- S8
- Regelvorsignal;
- S9
- digitales Regelvorsignal;
- S11
- Multiplikationssignal des dritten Multiplizierers (M3);
- S50
- Basissendesignal;
- SR
- einfallendes Störsignal;
- SW1
- erster Schalter;
- SW2
- zweiter Schalter;
- SW3
- dritter Schalter (In der Regel verhält sich der dritte Schalter wie ein Multiplizierer.);
- V1
- erster Verstärker;
- V2
- zweiter Verstärker;
- V3
- dritter Verstärker;
- VG
- Vorzeichengenerator;
- Vref2
- Referenzwert;
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Liste der zitierten Schriften
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- DE 4 339 574 C2 ,
- DE 4 411 770 C1 ,
- DE 4 411 773 C2 ,
- DE 10 2005 045 993 B4 ,
- DE 10 2014 002 194 A1 ,
- DE 10 2014 002 486 A1 ,
- DE 10 2014 002 788 A1 ,
- DE 10 2015 006 174 B3 ,
- EP 8 017 26 B1 ,
- EP 1 258 084 B1 ,
- EP 1 269 629 B1 ,
- EP 1 410 507 B1 ,
- EP 1 435 509 B1 ,
- EP 1 480 015 A1 ,
- EP 1 671 160 B1 ,
- EP 1 723 446 B1 ,
- EP 1 747 484 B1 ,
- EP 1 901 947 B1 ,
- EP 2 016 480 B1 ,
- EP 2 107 550 A2 ,
- EP 2 405 283 B1 ,
- EP 2 602 635 B1 ,
- EP 2 653 885 A1 ,
- EP 2 679 982 A1 ,
- US 2012 0 326 958 A1 ,
- WO 2012 / 007 236 A1 ,
- WO 2012/013 757 A1 ,
- WO 2013 037 465 A1 ,
- WO 2013 076 079 A1 ,
- WO 2013 083 346 A1 ,
- WO 2013 113 456 A1 ,
- WO 2013 156 557 A1 ,
- WO 2014 096 385 A1 .
