Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung beziehen sich auf einen Empfänger und ein Verfahren zur Bestimmung einer Phaseninformation eines empfangenen Signals. Weitere Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung beziehen sich auf ein System und ein Verfahren zur Messung einer Information über eine Entfernung zu einem Objekt. Weiter Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung beziehen sich auf eine Methode zur Messung der Entfernung und der Reflektivitätseigenschaft eines Objekts mit einem CW(„Continous Wave”)-LIDAR(„Light Detection and Ranging”)-Verfahren, beispielsweise unter Verwendung eines echtzeitfähigen Algorithmus.Embodiments of the present invention relate to a receiver and a method for determining phase information of a received signal. Further embodiments of the present invention relate to a system and method for measuring information about a distance to an object. Further embodiments of the present invention relate to a method for measuring the distance and the reflectivity property of an object with a CW ("Continuous Wave") LIDAR ("Light Detection and Ranging") method, for example using a real-time algorithm.
Bei einem bekannten CW(„Continous Wave”)-LIDAR(„Light Detection and Ranging”)-Verfahren wird ein intensitätsmoduliertes Lichtsignal zum Objekt gesendet, welches am Objekt zu einem Detektor reflektiert wird. Durch die Laufzeit des Lichts, die der Strahl zum Objekt und zurück zum Detektor benötigt, ist eine Phasenverschiebung zwischen ausgesendetem, intensitätsmoduliertem Licht und detektiertem Signal zu erkennen, denn Strecke = Geschwindigkeit·Zeit
R* = c·tL (1) wobei R* die Strecke, c die Geschwindigkeit und tL die Zeit sind.In a known CW ("Continuous Wave") - LIDAR ("Light Detection and Ranging") - method, an intensity-modulated light signal is sent to the object, which is reflected at the object to a detector. Due to the duration of the light, which the beam needs to the object and back to the detector, a phase shift between emitted, intensity-modulated light and detected signal can be seen, because Distance = speed · time R * = c · t L (1) where R * is the distance, c the speed and t L the time.
Kann die Phasenverschiebung zwischen beiden Signalen ermittelt werden, so kann ein Rückschluss auf die Entfernung zum Objekt gemacht werden (vgl. 12, 13). In 12 ist eine Illustration eines CW-Verfahrens (ausgehende Welle 2, reflektierte Welle 4) gezeigt. In 13 ist ein Aufbau eines bekannten CW-Systems gezeigt.If the phase shift between the two signals can be determined, a conclusion can be drawn as to the distance to the object (cf. 12 . 13 ). In 12 is an illustration of a CW process (outgoing wave 2 , reflected wave 4 ). In 13 a construction of a known CW system is shown.
Wird die Intensität des Lasers AT (T = ”Transmit”) beispielsweise mit einer Sinusfunktion der Periode TCW moduliert so enthält das empfangene Detektorsignal AR (R = „Receive”) beispielsweise ebenfalls eine sinusförmige Funktion der Periode TCW If the intensity of the laser A T (T = "Transmit"), for example, modulated with a sine function of the period T CW For example, the received detector signal A R (R = "Receive") also contains a sinusoidal function of the period T CW
Die Phasendifferenz Δφ zwischen ausgesendetem Signal AT(t) und empfangenem Signal AR(t) bestimmt sich durch die Subtraktion beider Phasen Δφ = φT – φR (4) The phase difference Δφ between the transmitted signal A T (t) and the received signal A R (t) is determined by the subtraction of both phases Δφ = φT - φR (4)
Aus dem Zusammenhang zwischen der Laufzeit des Signals tL und der Periode TCW sowie der Phasendifferenz Δφ/2π ergibt sich das Verhältnis From the relationship between the transit time of the signal t L and the period T CW and the phase difference Δφ / 2π, the ratio
Aus dieser Beziehung lässt sich die Entfernung R („Range”) zum Objekt berechnen From this relationship, the distance R ("Range") to the object can be calculated
Bekannt sind aus der obigen Gleichung 6 die Lichtgeschwindigkeit c und die Periode TCW, des intensitätsmodulierten Lichtsignals. Der Faktor ½ ist dadurch zu erklären, dass das Licht die doppelte Strecke 2R (Hin- und Rückweg) zurücklegt. Da jedoch nur die Entfernung zum Objekt gemessen wird, wird durch den Faktor 2 dividiert. Um die Entfernung bestimmen zu können, sollte die Phasendifferenz Δφ zwischen der ausgesendeten und der empfangenen, intensitätsmodulierten Lichtwelle bestimmt werden.From the above equation 6, the speed of light c and the period T CW of the intensity-modulated light signal are known. The factor ½ can be explained by the fact that the light is twice the distance 2R (Round trip). However, since only the distance to the object is measured, it is divided by the factor 2. In order to be able to determine the distance, the phase difference Δφ between the emitted and the received, intensity-modulated light wave should be determined.
In 13 ist ein beispielhafter Aufbau eines bekannten CW-LIDAR-Systems zu erkennen. Wie in 13 gezeigt, wird eine Laserdiode (LD) mit der sinusförmigen Funktion AT(t) angesteuert, wodurch der Laser in der Intensität sinusförmig moduliert wird. Eine Photodiode (PD) wandelt das reflektierte Licht in elektrische Signale um. Eine nachfolgende Signalaufbereitung erzeugt das empfangene Signal AR(t). Die Funktionen AT(t) und AR(t) unterscheiden sich in der Amplitude und Phasenlage, aber nicht in der Frequenz.In 13 is an exemplary structure of a known CW LIDAR system to recognize. As in 13 As shown, a laser diode (LD) with the sinusoidal function A T (t) is driven, whereby the intensity of the laser is sinusoidally modulated. A photodiode (PD) converts the reflected light into electrical signals. Subsequent signal conditioning generates the received signal A R (t). The functions A T (t) and A R (t) differ in amplitude and phase, but not in frequency.
Eine Schwierigkeit bei einem scannenden CW-LIDAR-System liegt in den sich stetig wechselnden Phase am Detektor. Hierfür stelle man sich eine Kammstruktur vor (vgl. 14). In 14 ist ein Scan einer Kammspitze (links) und ein Scan eines Tals (rechts) gezeigt. Zeigt der Lichtstrahl auf eine Kammspitze, so liegt am Detektor eine andere Phasenverschiebung an, als würde der Lichtstrahl genau zwischen zwei Kammspitzen strahlen. Je schneller der Lichtstrahl über eine Kammspitze und das Kammtal gescannt wird, desto schneller sollte der Auswertealgorithmus die unterschiedlichen Phasensignale detektieren und auswerten können.One difficulty with a scanning CW LIDAR system is the constantly changing phase at the detector. For this, imagine a comb structure (cf. 14 ). In 14 a scan of a ridge tip (left) and a scan of a valley (right) is shown. If the light beam points to a crest tip, the detector is subject to a different phase shift, as if the light beam were radiating exactly between two crest tips. The faster the light beam is scanned over a crest peak and the ridge, the faster the evaluation algorithm should be able to detect and evaluate the different phase signals.
In 15 sind zwei beispielhafte Messungen zu erkennen, die zueinander (resultierend aus der Entfernung zwischen Sender und Objekt) eine unterschiedliche Phasendifferenz besitzen. In 15 ist eine Phasenlage zwischen ausgehendem und detektiertem Signal gezeigt.In 15 Two exemplary measurements can be seen, which have a different phase difference to one another (resulting from the distance between transmitter and object). In 15 a phase relationship between outgoing and detected signal is shown.
Wenn wie im Vorhergehenden beschrieben die Intensität mit einer Sinusfunktion moduliert wird, so ist die ausgesendete (ausgehende), intensitätsmodulierte Lichtwelle bandbegrenzt. Wenn im rückführenden Pfad, also vom Detektor zum Empfänger, wie beispielsweise zum ADC („Analog-to-Digital-Converter”, Analog-Digital-Umsetzer), ebenfalls eine Filterstufe vorhanden ist, so wird ein Bandpasssignal am Empfänger bzw. am ADC abgetastet.As described above, when the intensity is modulated with a sine function, the emitted (outgoing) intensity modulated light wave is bandlimited. If a filter stage is also present in the return path, ie from the detector to the receiver, for example to the ADC (analog-to-digital converter), then a bandpass signal is sampled at the receiver or at the ADC ,
Die Phaseninformation lässt sich aus einem Bandpasssignal unter anderem aus einer Quadraturabwärtsmischung extrahieren. Dabei wird ein ideales BP2-Signal angenommen UBP(t) = û·sin(2πfMt + φ) (7) The phase information can be extracted from a bandpass signal inter alia from a quadrature downmix. This assumes an ideal BP 2 signal U BP (t) = û · sin (2πf M t + φ) (7)
Bei der Quadraturabwärtsmischung wird das reelle BP-Signal (Bandpasssignal) mit zwei um 90° gegeneinander phasenverschobenen Sinusschwingungen multipliziert. Dies ist in 16 gezeigt. In 16 ist eine beispielhafte Quadratur-Demodulation gezeigt. Aus den trigonometrischen Funktionen sin(a)·sin(b) = 1 / 2·(cos(a – b) – cos(a + b)) (8) sin(a)·cos(b) = 1 / 2·(sin(a – b) + sin(a + b)) (9) ist zu erkennen, dass, sobald die Argumente (a und b) identisch sind, zwei Signalanteile entstehen. Dabei sollte der Anteil auf der zweifachen Frequenz durch einen geeigneten Filter entfernt werden. Auf die Gleichung 7 angewendet ergibt sich nach einem TP(Tiefpass)-Filter 1 / 2cos(φ) (10) 1 / 2sin(φ) (11) In quadrature down-conversion, the real BP signal (bandpass signal) is multiplied by two sine waves phase-shifted by 90 °. This is in 16 shown. In 16 an exemplary quadrature demodulation is shown. From the trigonometric functions sin (a) · sin (b) = 1/2 · (cos (a - b) - cos (a + b)) (8) sin (a) * cos (b) = 1/2 * (sin (a-b) + sin (a + b)) (9) It can be seen that as soon as the arguments (a and b) are identical, two signal components are created. The proportion should be removed at twice the frequency by a suitable filter. Applied to Equation 7 results after a TP (low pass) filter 1 / 2cos (φ) (10) 1 / 2sin (φ) (11)
Somit erhalten wir nach dem TP-Filter ein komplexes Wertepaar (Gleichungen 10 und 11) mit zwei verschiedenen Werten, aus denen die Phasenbeziehung und Amplitude berechnet werden können.Thus, after the TP filter, we obtain a complex value pair (Equations 10 and 11) with two different values from which the phase relationship and amplitude can be calculated.
Ein Nachteil der Quadratur-Demodulation gemäß 16a ist jedoch, dass durch die Demodulation die Hälfte der Amplitude verlorengeht und eine Gruppenlaufzeit durch den TP-Filter hinzukommt.A disadvantage of quadrature demodulation according to 16a however, demodulation will lose half of the amplitude and add a group delay through the TP filter.
In der DE 100 01 015 A1 wird ein Verfahren zur Messung der Entfernung von Objekten, atmosphärischen Partikeln und dergleichen mittels LIDAR oder Laserradar-Signalen beschrieben. Dieses bekannte Verfahren basiert im Wesentlichen auf einer FFT („Fast Fourier Transform”).In the DE 100 01 015 A1 For example, a method of measuring the distance of objects, atmospheric particles, and the like by LIDAR or laser radar signals is described. This known method is essentially based on an FFT ("Fast Fourier Transform").
In der US 2011/0317147 A1 wird ein bekanntes Verfahren unter Verwendung von zeitversetzten PN(„Pseudorandom Noise”)-Codes für CW-LIDAR, Radar und Sonar beschrieben. Bei diesem bekannten Verfahren wird eine FM(Frequenzmodulation)-Demodulation für ein CW-Signal durchgeführt. Diese FM-Demodulation geschieht, wie in 10 dieser Schrift gezeigt, vor der Datenaufnahme. Insbesondere benötigt dieses bekannte Verfahren weitere Ressourcen.In the US 2011/0317147 A1 For example, a known method using time-shifted PN ("pseudo-random noise") codes for CW LIDAR, radar, and sonar is described. In this known Method, an FM (Frequency Modulation) demodulation is performed for a CW signal. This FM demodulation happens as in 10 shown in this document, before the data acquisition. In particular, this known method requires additional resources.
In Bogatscher, S. et al., „Laser-Rangefinder auf Basis von MEMS-Spiegeln für adaptive Robotik”, Mikrosystemtechnik Kongress 2013, 14.–16. Oktober 2013 in Aachen , wird ein weiteres bekanntes LIDAR-System beschrieben. Insbesondere wird anhand eines Blockdiagramms von 3 ein LIDAR-System und dessen Auswertung beschrieben. Zu erkennen ist unter anderem ein Laser, der mit der Frequenz fm moduliert wird. Ferner ist zu erkennen, dass ein ADC mit der 8-fachen Modulationsfrequenz abgetastet wird. Im Anschluss wird eine klassische Demodulation über zwei Multiplizierer und unter Verwendung von Tiefpassfiltern durchgeführt.In Bogatscher, S. et al., "Laser Range Finder Based on MEMS Levels for Adaptive Robotics", Microsystems Technology Congress 2013, 14.-16. October 2013 in Aachen , another well-known LIDAR system is described. In particular, reference will be made to a block diagram of FIG 3 a LIDAR system and its evaluation described. Among other things, a laser can be seen, which is modulated with the frequency f m . It can also be seen that an ADC is sampled at 8 times the modulation frequency. This is followed by classical demodulation via two multipliers and using low-pass filters.
Ein generelles Problem der im Vorhergehenden beschriebenen LIDAR-Systeme ist somit, dass diese relativ kompliziert sind und gleichzeitig mit einem vergleichsweisen hohen Rechenaufwand bzw. mit dem Einsatz von weiteren Ressourcen verbunden sind.A general problem of the LIDAR systems described above is thus that they are relatively complicated and at the same time involve comparatively high computational effort or the use of additional resources.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht daher darin, ein Konzept zur Bestimmung einer Phaseninformation eines empfangenen Signals zu schaffen, das eine einfachere, effizientere und ressourcensparendere Implementierung ermöglicht.The object of the present invention is therefore to provide a concept for determining a phase information of a received signal, which enables a simpler, more efficient and resource-saving implementation.
Diese Aufgabe wird durch einen Empfänger nach Anspruch 1, ein System nach Anspruch 8, ein Verfahren nach Anspruch 13, ein Verfahren nach Anspruch 14 und ein Computerprogramm nach Anspruch 15 gelöst.This object is achieved by a receiver according to claim 1, a system according to claim 8, a method according to claim 13, a method according to claim 14 and a computer program according to claim 15.
Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung schaffen ein Konzept zur Bestimmung einer Phaseninformation eines empfangenen Signals mit einem Abtastwertbereitsteller, wobei der Abtastwertbereitsteller ausgelegt ist, um das empfangene Signal mit einer Abtastrate abzutasten, die kleiner als eine mittlere Frequenz des empfangenen Signals ist. Hierbei ist der Abtastwertbereitsteller ausgelegt, um als Paar von Abtastwerten zwei Abtastwerte bereitzustellen, die einen zeitlichen Abstand von 1 / 4TCW(4m + 1) oder von 1 / 4TCW(4m + 3) aufweisen, wobei m eine ganze Zahl größer gleich (≥) 1 ist, und wobei TCW eine mittlere Periodendauer des empfangenen Signals ist.Embodiments of the present invention provide a concept for determining phase information of a received signal with a sample provider, wherein the sample provider is arranged to sample the received signal at a sampling rate less than a mean frequency of the received signal. In this case, the sample value generator is designed to provide, as a pair of samples, two samples which are separated by a time interval 1 / 4T CW (4m + 1) or from 1 / 4T CW (4m + 3) where m is an integer greater than or equal to (≥) 1, and where T CW is an average period of the received signal.
Der Kerngedanke der vorliegenden Erfindung ist, dass die oben genannte einfachere, effizientere und ressourcensparendere Implementierung erreicht werden kann, falls das empfangene Signal mit einer Abtastrate abgetastet wird, die kleiner als eine mittlere Frequenz des empfangenen Signals ist, und falls als Paar von Abtastwerten zwei Abtastwerte bereitgestellt werden, die den oben genannten zeitlichen Abstand aufweisen. Dadurch kann eine hohe Komplexität der Implementierung und gleichzeitig ein vergleichsweise hoher Rechenaufwand bzw. der Einsatz von weiteren Ressourcen vermieden werden. Somit kann die einfachere, effizientere und ressourcensparendere Implementierung ermöglicht werden.The gist of the present invention is that the above simpler, more efficient, and more resource efficient implementation can be achieved if the received signal is sampled at a sample rate less than an average frequency of the received signal and if two samples as a pair of samples be provided, which have the above-mentioned time interval. As a result, a high level of implementation complexity and at the same time a comparatively high computational effort or the use of additional resources can be avoided. Thus, the simpler, more efficient and resource-saving implementation can be made possible.
Bei weiteren Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung weist der Empfänger einen Parameterberechner zum Berechnen der Phaseninformation des empfangenen Signals basierend auf dem Paar von Abtastwerten auf. Somit kann die Phaseninformation des empfangenen Signals für die Berechnung einer Information über die Entfernung zu einem Objekt ermittelt werden.In further embodiments of the present invention, the receiver includes a parameter calculator for calculating the phase information of the received signal based on the pair of samples. Thus, the phase information of the received signal can be determined for the calculation of information about the distance to an object.
Weitere Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung schaffen ein System zur Messung einer Information über eine Entfernung zu einem Objekt mit einem Sender, einem Empfänger und einer Steuerungseinheit. Der Sender ist ausgelegt, um ein Sendesignal zu senden. Der Empfänger ist ausgelegt, um ein Empfangssignal zu empfangen. Hierbei ist der Empfänger wie im Vorhergehenden ausgelegt, um eine Phaseninformation eines empfangenen Signals zu bestimmen. Die Steuerungseinheit ist ausgelegt, um eine mittlere Frequenz des Sendesignals und die Abtastrate in Abhängigkeit von einer Taktfrequenz des Systems zu kontrollieren.Further embodiments of the present invention provide a system for measuring information about a distance to an object comprising a transmitter, a receiver and a control unit. The transmitter is designed to transmit a transmission signal. The receiver is designed to receive a received signal. Here, the receiver is designed as above to determine phase information of a received signal. The control unit is designed to control an average frequency of the transmission signal and the sampling rate as a function of a clock frequency of the system.
Bei weiteren Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung weist der Empfänger des Systems einen Parameterberechner zum Berechnen der Phaseninformation des empfangenen Signals basierend auf dem Paar von Abtastwerten auf. Ferner ist der Parameterberechner ausgelegt, um die Information über die Entfernung zu dem Objekt basierend auf einer Phaseninformation des gesendeten Signals und der Phaseninformation des empfangenen Signals zu berechnen.In further embodiments of the present invention, the receiver of the system has a parameter calculator for calculating the phase information of the received signal based on to the pair of samples. Further, the parameter calculator is configured to calculate the information about the distance to the object based on phase information of the transmitted signal and the phase information of the received signal.
Somit kann gemäß Ausführungsbeispielen die Phaseninformation des empfangenen Signals bzw. die Information über die Entfernung zu dem Objekt ermittelt werden.Thus, according to embodiments, the phase information of the received signal or the information about the distance to the object can be determined.
Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf die beiliegenden Figuren, in denen gleiche oder gleichwirkende Elemente mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet sind, näher erläutert. Es zeigen:Embodiments of the present invention will be explained in more detail below with reference to the accompanying figures, in which identical or equivalent elements are designated by the same reference numerals. Show it:
1a einen Empfänger zur Bestimmung einer Phaseninformation eines empfangenen Signals gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung; 1a a receiver for determining phase information of a received signal according to an embodiment of the present invention;
1b eine beispielhafte Veranschaulichung eines Bereitstellens zumindest eines Paares von Abtastwerten mit einem Abtastwertbereitsteller des Ausführungsbeispiels des Empfängers gemäß 1a; 1b an exemplary illustration of providing at least one pair of samples with a sample provider of the embodiment of the receiver according to 1a ;
2 ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels des Abtastwertbereitstellers des Ausführungsbeispiels des Empfängers gemäß 1a; 2 a block diagram of an embodiment of the sample value provider of the embodiment of the receiver according to 1a ;
3 ein Blockdiagramm eines weiteren Ausführungsbeispiels des Abtastwertbereitstellers des Ausführungsbeispiels des Empfängers 100 gemäß 1a; 3 a block diagram of another embodiment of the sample value provider of the embodiment of the receiver 100 according to 1a ;
4 ein Blockdiagramm eines weiteren Ausführungsbeispiels des Abtastwertbereitstellers des Ausführungsbeispiels des Empfängers gemäß 1a; 4 a block diagram of another embodiment of the sample value provider of the embodiment of the receiver according to 1a ;
5 ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels des Wertepaarbestimmers des Ausführungsbeispiels des Abtastwertbereitstellers gemäß 4; 5 a block diagram of an embodiment of the Wertbaararbimmers the embodiment of the sample value according to 4 ;
6a ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels eines Parameterberechners des Ausführungsbeispiels des Empfängers gemäß 1a; 6a a block diagram of an embodiment of a parameter calculator of the embodiment of the receiver according to 1a ;
6b, c ein schematisches Diagramm bzw. ein Blockdiagramm zur Veranschaulichung einer beispielhaften zeitversetzten Abtastung; 6b c is a schematic diagram and a block diagram, respectively, for illustrating an exemplary time-shifted sample;
6d ein beispielhaftes Ersatzschaltbild eines ideellen Abtasters; 6d an exemplary equivalent circuit diagram of an ideal sampler;
7a–d Ausführungsbeispiele einer zeitversetzten Abtastung mit verschiedenen beispielhaften Parametern; 7a -D embodiments of a time-shifted sample with various exemplary parameters;
8a eine Veranschaulichung einer beispielhaften Leistungsverteilung beim Scannen; 8a an illustration of an exemplary power distribution during scanning;
8b eine Veranschaulichung eines beispielhaften Scanbereichs eines 2D-Scanners ohne Anpassung bzw. mit adaptiver Scanbereichsanpassung; 8b an illustration of an exemplary scan area of a 2D scanner without adaptation or with adaptive Scanbereichsanpassung;
8c eine Veranschaulichung einer beispielhaften Messung gemäß dem Ausführungsbeispiel von 4; 8c an illustration of an exemplary measurement according to the embodiment of 4 ;
9 ein System zur Messung einer Information über eine Entfernung zu einem Objekt gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung; 9 a system for measuring information about a distance to an object according to an embodiment of the present invention;
10a–c Einzelheiten des in 9 gezeigten Systems gemäß weiteren Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung; 10a -C details of in 9 shown system according to further embodiments of the present invention;
11 ein weiteres Ausführungsbeispiel einer zeitversetzten Abtastung; 11 another embodiment of a time-shifted sample;
12, 13 eine Illustration bzw. ein Aufbau eines bekannten CW-Systems; 12 . 13 an illustration or a structure of a known CW system;
14 eine Veranschaulichung eines Scans einer Kammspitze und eines Scans eines Tals bei einem bekannten CW-System; 14 an illustration of a scan of a ridge tip and a scan of a valley in a known CW system;
15 eine Phasenlage zwischen ausgehendem und detektiertem Signal bei einem bekannten CW-System; 15 a phase relationship between outgoing and detected signal in a known CW system;
16 ein Blockdiagramm einer bekannten Quadratur-Demodulation; 16 a block diagram of a known quadrature demodulation;
17 eine Tabelle zur Zusammenfassung verschiedener Bezeichnungen der Beschreibung; und 17 a table summarizing various terms of description; and
18a–f erfindungsgemäße Algorithmen mit Legende zur Simulation einer beispielhaften zeitversetzten Abtastung. 18a -F inventive algorithms with legend for simulating an example time-shifted sampling.
Bevor im Folgenden die vorliegende Erfindung anhand der Figuren erläutert wird, wird darauf hingewiesen, dass in den nachfolgend dargestellten Ausführungsbeispielen gleiche Elemente oder funktionell gleiche Elemente in den Figuren mit den gleichen Bezugszeichen versehen sind. Eine Beschreibung von Elementen mit gleichen Bezugszeichen ist daher gegenseitig austauschbar und/oder in den verschiedenen Ausführungsbeispielen aufeinander anwendbar.Before the present invention is explained below with reference to the figures, it is pointed out that in the exemplary embodiments illustrated below, identical elements or functionally identical elements in the figures are provided with the same reference numerals. A description of elements with the same reference numerals is therefore interchangeable and / or applicable to each other in the various embodiments.
1a zeigt einen Empfänger 100 zur Bestimmung einer Phaseninformation 125, φR eines empfangenen Signals 105, AR, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Wie in 1a gezeigt, umfasst der Empfänger 100 einen Abtastwertbereitsteller 110 zum Bereitstellen zumindest eines Paares von Abtastwerten 115 (A, B; A1, B1). Hierbei ist der Abtastwertbereitsteller 110 ausgelegt, um das empfangene Signal 105, AR, mit einer Abtastrate 111, fAbt, abzutasten, die kleiner als eine mittlere Frequenz (fCW) des empfangenen Signals 105, AR, ist. 1a shows a receiver 100 for determining a phase information 125 , φ R of a received signal 105 , A R , according to an embodiment of the present invention. As in 1a shown includes the recipient 100 a sample provider 110 for providing at least one pair of samples 115 (A, B, A 1 , B 1 ). Here is the sample provider 110 designed to receive the received signal 105 , A R , at a sampling rate 111 , f Abt , which is less than a mean frequency (f CW ) of the received signal 105 , A R , is.
Bei Ausführungsbeispielen ist das empfangene Signal 105, AR, ein sinusförmiges Signal âRsin(2πfCWt + φR) wobei âR und φR die Amplitudeninformation bzw. die Phaseninformation und fCW die mittlere Frequenz des empfangenen Signals 105, AR, darstellen.In embodiments, the received signal is 105 , A R , a sinusoidal signal â R sin (2πf CW t + φ R ) where â R and φ R are the amplitude information and the phase information and f CW the average frequency of the received signal 105 , A R , represent.
1b veranschaulicht beispielhaft ein Bereitstellen zumindest eines Paares von Abtastwerten 115 (A, B; A1, B1) mit dem Abtastwertbereitsteller 110 des Ausführungsbeispiels des Empfängers 100 gemäß 1a. In 1b sind beispielhafte Diagramme 10, 20, 30 und 40 dargestellt. Hierbei verdeutlichen die beispielhaften Diagramme 10, 20 jeweils einen zeitlichen Abstand TAbt zweier Abtastwerte bzw. des Paares von Abtastwerten 115 (A, B; A1, B1), während die beispielhaften Diagramme 30, 40 jeweils das entsprechende Paar von Abtastwerten 115 (A, B; A1, B1) verdeutlichen. 1b exemplifies providing at least one pair of samples 115 (A, B; A 1 , B 1 ) with the sample provider 110 of the embodiment of the receiver 100 according to 1a , In 1b are exemplary diagrams 10 . 20 . 30 and 40 shown. Here illustrate the exemplary diagrams 10 . 20 each time interval T Abt two samples or the pair of samples 115 (A, B, A 1 , B 1 ) while the exemplary diagrams 30 . 40 each the corresponding pair of samples 115 (A, B, A 1 , B 1 ).
In dem beispielhaften Diagramm 10 ist ein zeitlicher Abstand TAbt von 1 / 4TCW(4m + 1) verdeutlicht, wobei m beispielsweise gleich 1 ist, und wobei TCW die mittlere Periodendauer des empfangenen Signals 105, AR, ist. In dem beispielhaften Diagramm 20 ist ein zeitlicher Abstand TAbt von 1 / 4TCW(4m + 3) verdeutlicht, wobei m eine ganze Zahl, beispielsweise gleich 1 ist, und wobei TCW die mittlere Periodendauer des empfangenen Signals 105, AR, ist.In the exemplary diagram 10 is a time interval T abbot of 1 / 4T CW (4m + 1) for example, where m is equal to 1, and where T CW is the average period of the received signal 105 , A R , is. In the exemplary diagram 20 is a time interval T abbot of 1 / 4T CW (4m + 3) illustrates where m is an integer, for example equal to 1, and where T CW is the average period of the received signal 105 , A R , is.
Ferner entspricht in dem beispielhaften Diagramm 10 der zeitliche Abstand TAbt einem 5/4-fachen der mittleren Periodendauer des empfangenen Signals 105, AR, während in dem beispielhaften Diagramm 20 der zeitliche Abstand TAbt einem 7/4-fachen der mittleren Periodendauer des empfangenen Signals 105, AR, entspricht. Wie in den beispielhaften Diagrammen 10, 20 gezeigt, ist der zeitliche Abstand TAbt jeweils größer als die mittlere Periodendauer TCW des empfangenen Signals 105, AR. Der jeweilige zeitliche Abstand TAbt in den beispielhaften Diagrammen 10, 20 entspricht beispielsweise der Abtastrate 111, fAbt, während die mittlere Periodendauer TCW des empfangenen Signals 105, AR, der mittleren Frequenz (fCW) des empfangenen Signals 105, AR, entspricht. Somit stellen die beispielhaften Diagramme 10, 20 im Wesentlichen ein Abtasten des empfangenen Signals 105, AR, mit einer Abtastrate 111, fAbt, dar, wobei die Abtastrate 111, fAbt, kleiner als die mittlere Frequenz (fCW) des empfangenen Signals 105, AR, ist. Anders ausgedrückt, die beispielhaften Diagramme 10, 20 veranschaulichen im Wesentlichen eine Unterabtastung des empfangenen Signals 105, AR.Further, in the exemplary diagram, it corresponds 10 the time interval T Abt a 5/4 times the average period of the received signal 105 , A R , while in the example diagram 20 the time interval T Abt a 7/4 times the average period of the received signal 105 , A R , corresponds. As in the example diagrams 10 . 20 shown, the time interval T Abt is greater than the average period T CW of the received signal 105 , A R. The respective time interval T Abt in the exemplary diagrams 10 . 20 for example, corresponds to the sampling rate 111 , f Abt , while the average period T CW of the received signal 105 , A R , the average frequency (f CW ) of the received signal 105 , A R , corresponds. Thus, the exemplary diagrams represent 10 . 20 essentially a sampling of the received signal 105 , A R , at a sampling rate 111 , f abbot , being the sampling rate 111 , f Abt , less than the average frequency (f CW ) of the received signal 105 , A R , is. In other words, the exemplary diagrams 10 . 20 essentially illustrate undersampling of the received signal 105 , A R.
Bei Ausführungsbeispielen kann für m eine ganze Zahl größer gleich (≥) 1 gewählt werden. Durch die Einstellung von m kann somit der zeitliche Abstand TAbt entsprechend vergrößert bzw. die Abtastrate 111, fAbt, entsprechend verkleinert werden. In embodiments, for m, an integer greater than or equal to (≥) 1 can be selected. By setting m, the time interval T Abt can be correspondingly increased or the sampling rate 111 , f abbot , be scaled down accordingly.
In den beispielhaften Diagrammen 10, 20 sind jeweils vier Abtastwerte A, B; A1, B1 dargestellt, wobei die Abtastwerte A, B ein erstes Paar und die Abtastwerte A1, B1 ein zweites Paar von Abtastwerten bilden. Hierbei ist der Zeitversatz zwischen dem ersten Paar A, B und dem zweiten Paar A1, B1 von Abtastwerten jeweils durch den zeitlichen Abstand TAbt gegeben.In the exemplary diagrams 10 . 20 each are four samples A, B; A 1 , B 1 , wherein the samples A, B form a first pair and the samples A 1 , B 1 form a second pair of samples. Here, the time offset between the first pair A, B and the second pair A 1 , B 1 of samples is given by the time interval T Abt .
Die beispielhaften Diagramme 30, 40 zeigen jeweils die entsprechenden Abtastwerte A, B; A1, B1 als Folge s (n) von Abtastwerten. Hierbei bezeichnet n einen Index (n = 0, 1, 2, 3 ...) des jeweiligen Abtastwerts A, B; A1, B1 der Folge s(n).The exemplary diagrams 30 . 40 each show the corresponding samples A, B; A 1 , B 1 as a result s (n) of samples. Here, n denotes an index (n = 0, 1, 2, 3...) Of the respective sample A, B; A 1 , B 1 of the sequence s (n).
2 zeigt ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels des Abtastwertbereitstellers 110 des Ausführungsbeispiels des Empfängers 100 gemäß 1a. Bei dem in 2 gezeigten Ausführungsbeispiel umfasst der Abtastwertbereitsteller 110 einen Analog-Digital-Umsetzer 112 (ADC, ”Analog-to-Digital-Converter”) zum Abtasten des empfangenen Signals 105, AR, und einen Wertepaarbestimmer 114 zum Bestimmen des zumindest einen Paares von Abtastwerten 115 (A, B; A1, B1) basierend auf einem von dem Analog-Digital-Umsetzer 112 (ADC) abgetasteten Abtastsignal 113. Hierbei ist der Analog-Digital-Umsetzer 112 (ADC) beispielsweise ausgelegt, um das empfangene Signal 105, AR, mit der Abtastrate 111, fAbt, abzutasten. 2 shows a block diagram of an embodiment of the sample provider 110 of the embodiment of the receiver 100 according to 1a , At the in 2 The exemplary embodiment shown includes the sample value provider 110 an analog-to-digital converter 112 (ADC, "Analog-to-Digital Converter") for sampling the received signal 105 , A R , and a value-pairing tester 114 for determining the at least one pair of samples 115 (A, B; A 1 , B 1 ) based on one of the analog-to-digital converter 112 (ADC) sampled sampling signal 113 , Here is the analog-to-digital converter 112 (ADC), for example, designed to receive the received signal 105 , A R , at the sampling rate 111 , f Abt , to scan.
3 zeigt ein Blockdiagramm eines weiteren Ausführungsbeispiels des Abtastwertbereitstellers 110 des Ausführungsbeispiels des Empfängers 100 gemäß 1a. In 3 ist eine zeitversetzte Abtastung mit einem ADC gezeigt. Bei dem in 3 gezeigten Ausführungsbeispiel umfasst der Abtastwertbereitsteller 110 einen Analog-Digital-Umsetzer 112 (ADC) zum Abtasten des empfangenen Signals 105, AR, und einen Wertepaarbestimmer 114 zum Bestimmen des zumindest einen Paares von Abtastwerten 115 (A, B; A1, B1) basierend auf einem von dem Analog-Digital-Umsetzer 112 (ADC) abgetasteten Abtastsignal 113. Hierbei ist der Analog-Digital-Umsetzer 112 (ADC) ausgelegt, um das empfangene Signal 105, AR, mit der Abtastrate 111, fAbt, abzutasten. Beispielsweise ist der Wertepaarbestimmer 114 ausgelegt, um das von dem Analog-Digital-Umsetzer 112 (ADC) abgetastete Abtastsignal 113 mit einem Dezimationsfaktor 4 zu dezimieren (Block 312), um einen ersten Abtastwert A des zumindest einen Paares von Abtastwerten 115 (A, B; A1, B1) zu erhalten. Ferner kann der Wertepaarbestimmer 114 ausgelegt sein, um das von dem Analog-Digital-Umsetzer 112 (ADC) abgetastete Abtastsignal 113 um den zeitlichen Abstand TAbt zu verzögern (Block 322) und um ein um den zeitlichen Abstand TAbt verzögertes Verzögerungssignal 323 mit dem Dezimationsfaktor 4 zu dezimieren (Block 324), um einen zweiten Abtastwert B des zumindest einen Paares von Abtastwerten 115 (A, B; A1, B1) zu erhalten. 3 shows a block diagram of another embodiment of the sample provider 110 of the embodiment of the receiver 100 according to 1a , In 3 a time-shifted sample with an ADC is shown. At the in 3 The exemplary embodiment shown includes the sample value provider 110 an analog-to-digital converter 112 (ADC) for sampling the received signal 105 , A R , and a value-pairing tester 114 for determining the at least one pair of samples 115 (A, B; A 1 , B 1 ) based on one of the analog-to-digital converter 112 (ADC) sampled sampling signal 113 , Here is the analog-to-digital converter 112 (ADC) designed to receive the received signal 105 , A R , at the sampling rate 111 , f Abt , to scan. For example, the value pairer is 114 designed to be that of the analog-to-digital converter 112 (ADC) sampled sampling signal 113 with a decimation factor of 4 to decimate (block 312 ) to a first sample A of the at least one pair of samples 115 (A, B, A 1 , B 1 ). Furthermore, the value pair tester 114 be designed to that of the analog-to-digital converter 112 (ADC) sampled sampling signal 113 to delay the time interval T Abt (Block 322 ) and delayed by the time interval T Abt delay signal 323 to decimate with the decimation factor 4 (block 324 ) to a second sample B of the at least one pair of samples 115 (A, B, A 1 , B 1 ).
Der Block 322 in 3 ist beispielsweise eine Verzögerungseinheit zum Verzögern um den zeitlichen Abstand TAbt, während die Blöcke 312, 324 in 3 beispielsweise Dezimierer zum Dezimieren mit dem Dezimationsfaktor 4 sind.The block 322 in 3 is for example a delay unit for delaying by the time interval T Abt while the blocks 312 . 324 in 3 For example, decimators for decimation with the decimation factor 4 are.
4 zeigt ein Blockdiagramm eines weiteren Ausführungsbeispiels des Abtastwertbereitstellers 110 des Ausführungsbeispiels des Empfängers 100 gemäß 1a. In 4 ist ein erweiterter Aufbau der zeitversetzten Abtastung bzw. ein Blockschaltbild eines ”LIDAR Core Algorithm” gezeigt. Bei dem in 4 gezeigten Ausführungsbeispiel umfasst der Abtastwertbereitsteller 110 einen Analog-Digital-Umsetzer 112 (ADC) zum Abtasten des empfangenen Signals 105, AR, und einen Wertepaarbestimmer 114 zum Bestimmen eines ersten Paares A, B und eines zweiten Paares A1, B1 des zumindest einen Paares von Abtastwerten 115 (A, B; A1, B1) basierend auf einem von dem Analog-Digital-Umsetzer 112 (ADC) abgetasteten Abtastsignal 113. Hierbei ist der Analog-Digital-Umsetzer 112 (ADC) ausgelegt, um das empfangene Signal 105, AR, mit der Abtastrate 111, fAbt, abzutasten. Beispielsweise ist der Wertepaarbestimmer 114 ausgelegt, um das von dem Analog-Digital-Umsetzer 112 (ADC) abgetastete Abtastsignal 113 mit einem Dezimationsfaktor 4 zu dezimieren (Block 312), um einen ersten Abtastwert A des ersten Paares A, B des zumindest einen Paares von Abtastwerten 115 (A, B; A1, B1) zu erhalten. Ferner kann der Wertepaarbestimmer 114 ausgelegt sein, um das von dem Analog-Digital-Umsetzer 112 (ADC) abgetastete Abtastsignal 113 um den zeitlichen Abstand TAbt zu verzögern (Block 322) und um ein um den zeitlichen Abstand TAbt verzögertes Verzögerungssignal 323 mit dem Dezimationsfaktor 4 zu dezimieren (Block 324), um einen zweiten Abtastwert B des ersten Paares A, B des zumindest einen Paares von Abtastwerten 115 (A, B; A1, B1) zu erhalten. 4 shows a block diagram of another embodiment of the sample provider 110 of the embodiment of the receiver 100 according to 1a , In 4 an extended structure of the time-shifted sampling or a block diagram of a "LIDAR Core Algorithm" is shown. At the in 4 The exemplary embodiment shown includes the sample value provider 110 an analog-to-digital converter 112 (ADC) for sampling the received signal 105 , A R , and a value-pairing tester 114 for determining a first pair A, B and a second pair A 1 , B 1 of the at least one pair of samples 115 (A, B; A 1 , B 1 ) based on one of the analog-to-digital converter 112 (ADC) sampled sampling signal 113 , Here is the analog-to-digital converter 112 (ADC) designed to receive the received signal 105 , A R , at the sampling rate 111 , f Abt , to scan. For example, the value pairer is 114 designed to be that of the analog-to-digital converter 112 (ADC) sampled sampling signal 113 with a decimation factor 4 to decimate (block 312 ) to a first sample A of the first pair A, B of the at least one pair of samples 115 (A, B, A 1 , B 1 ). Furthermore, the value pair tester 114 be designed to that of the analog-to-digital converter 112 (ADC) sampled sampling signal 113 to delay the time interval T Abt (Block 322 ) and delayed by the time interval T Abt delay signal 323 to decimate with the decimation factor 4 (block 324 ) to obtain a second sample B of the first pair A, B of the at least one pair of samples 115 (A, B, A 1 , B 1 ).
Ferner kann der Wertepaarbestimmer 114 ausgelegt sein, um das von dem Analog-Digital-Umsetzer 112 (ADC) abgetastete Abtastsignal 113 um ein Doppeltes des zeitlichen Abstands TAbt zu verzögern (Block 332) und um ein um ein Doppeltes des zeitlichen Abstands TAbt verzögertes Verzögerungssignal 333 mit dem Dezimationsfaktor 4 zu dezimieren (Block 334), um einen ersten Abtastwert A1 des zweiten Paares A1, B1 des zumindest einen Paares von Abtastwerten 115 (A, B; A1, B1) zu erhalten. Ferner kann der Wertepaarbestimmer 114 ausgelegt sein, um das von dem Analog-Digital-Umsetzer 112 (ADC) abgetastete Abtastsignal 113 um ein Dreifaches des zeitlichen Abstands TAbt zu verzögern (Block 342) und um ein um ein Dreifaches des zeitlichen Abstands TAbt verzögertes Verzögerungssignal 343 mit dem Dezimationsfaktor 4 zu dezimieren (Block 344), um einen zweiten Abtastwert B1 des zweiten Paares A1, B1 des zumindest einen Paares von Abtastwerten 115 (A, B; A1, B1) zu erhalten.Furthermore, the value pair tester 114 be designed to that of the analog-to-digital converter 112 (ADC) sampled sampling signal 113 to delay a double of the time interval T Abt (block 332 ) and a delayed by a double of the time interval T Abt delay signal 333 with the Decimation factor 4 to decimate (block 334 ) to obtain a first sample A 1 of the second pair A 1 , B 1 of the at least one pair of samples 115 (A, B, A 1 , B 1 ). Furthermore, the value pair tester 114 be designed to that of the analog-to-digital converter 112 (ADC) sampled sampling signal 113 to delay a threefold of the time interval T Abt (block 342 ) and a delayed by a triple of the time interval T Abt delay signal 343 to decimate with the decimation factor 4 (block 344 ) to obtain a second sample B 1 of the second pair A 1 , B 1 of the at least one pair of samples 115 (A, B, A 1 , B 1 ).
Beispielsweise sind die Blöcke 322, 332, 342 in 4 eine Verzögerungseinheit zum Verzögern um den zeitlichen Abstand TAbt, eine Verzögerungseinheit zum Verzögerung um das Doppelte des zeitlichen Abstands TAbt bzw. eine Verzögerungseinheit zum Verzögern um ein Dreifaches des zeitlichen Abstands TAbt, während die Blöcke 312, 324, 334, 344 in 4 jeweils ein Dezimierer zum Dezimieren mit dem Dezimationsfaktor 4 sind.For example, the blocks 322 . 332 . 342 in 4 a delay unit for delaying by the time interval T Abt , a delay unit for delaying by twice the time interval T Abt or a delay unit for delaying by three times the time interval T Abt while the blocks 312 . 324 . 334 . 344 in 4 are each a decimator for decimation with the decimation factor 4.
Optional ist der Wertepaarbestimmer 114 ausgelegt, um den ersten Abtastwert A1 des zweiten Paares A1, B1 des zumindest einen Paares von Abtastwerten 115 (A, B; A1, B1) mit einem Faktor (–1) zu multiplizieren (Block 335), um einen modifizierten ersten Abtastwert A1' zu erhalten. Ferner ist der Wertepaarbestimmer 114 ausgelegt (optional), um den zweiten Abtastwert B1 des zweiten Paares A1, B1 des zumindest einen Paares von Abtastwerten 115 (A, B; A1, B1) mit einem Faktor (–1) zu multiplizieren (Block 345), um einen modifizierten zweiten Abtastwert B1' zu erhalten.Optional is the value pairing tester 114 adapted to the first sample A 1 of the second pair A 1 , B 1 of the at least one pair of samples 115 (A, B, A 1 , B 1 ) multiplied by a factor (-1) (Block 335 ) to obtain a modified first sample A 1 '. Further, the value pairer is 114 designed (optional) to the second sample B 1 of the second pair A 1 , B 1 of the at least one pair of samples 115 (A, B, A 1 , B 1 ) multiplied by a factor (-1) (Block 345 ) to obtain a modified second sample B 1 '.
Die Blöcke 335, 345 in 4 sind beispielsweise Multiplizierer zum Multiplizieren mit dem Faktor (–1).The blocks 335 . 345 in 4 For example, multipliers are multiplied by the factor (-1).
Bezug nehmend auf 4 kann eine Erweiterung der Unterabtastung realisiert werden. Gemäß Ausführungsbeispielen kann die Unterabtastung erweitert werden, um beispielsweise den Signal-Rauschabstand (SNR) zu verbessern. Man vergleicht beispielsweise 3 mit der dazu gehörenden Simulation in 7a. Der Real- bzw. Imaginäranteil bestimmt sich beispielsweise aus jeweils einem von vier Abtastwerten (7a). Bei Ausführungsbeispielen werden die letzten zwei Abtastwerte (A1, B1) verworfen. Es ist jedoch zu erkennen, dass die zwei letzteren Abtastwerte (A1, B1) den vorherigen Abtastwerten (A, B) entsprechen, wenn diese mit dem Faktor –1 multipliziert werden. In 4 ist der erweiterte Aufbau schematisch dargestellt. Alle anderen Randbedingungen, wie beispielsweise das Verhältnis von der Abtastfrequenz fAbt zu der anliegenden Frequenz fCW sind identisch zu denen gemäß dem Ausführungsbeispiel von 3. Die ersten beiden Zweige sind aus 3 übernommen. Bei dem dritten Zweig wird das Signal um zwei Takte verzögert (Block 332) und anschließend mit dem Faktor 4 dezimiert (Block 334). Im vierten Zweig wird um drei Takte verzögert (Block 342) und ebenfalls mit dem Faktor 4 dezimiert (Block 344). In diesem Aufbau erhalten wir neben dem schon bekannten komplexen Wertepaar (A + jB) ein weiteres komplexes Wertepaar (A1 + jB1) bzw. (A1' + jB1'). Bei Ausführungsbeispielen kann durch die Addition (z. B. Blöcke 510, 520 in 5) beider Wertepaare zu wiederum einem Wertepaar die Signalqualität gesteigert werden. Ferner kann bei weiteren Ausführungsbeispielen durch das Beibehalten der Wertepaare ein Pixel jetzt in zwei Sub-Pixel aufgeteilt werden.Referring to 4 an extension of the subsampling can be realized. According to embodiments, sub-sampling may be extended to improve signal-to-noise ratio (SNR), for example. For example, one compares 3 with the associated simulation in 7a , The real or imaginary part is determined for example from one of four samples ( 7a ). In embodiments, the last two samples (A 1 , B 1 ) are discarded. However, it will be appreciated that the two latter samples (A 1 , B 1 ) correspond to the previous samples (A, B) when multiplied by the factor -1. In 4 is the expanded structure shown schematically. All other boundary conditions, such as the ratio of the sampling frequency f Abt to the applied frequency f CW are identical to those according to the embodiment of FIG 3 , The first two branches are off 3 accepted. In the third branch, the signal is delayed by two bars (block 332 ) and then decimated by a factor of 4 (block 334 ). The fourth branch is delayed by three bars (block 342 ) and also decimated by the factor 4 (block 344 ). In this structure we obtain, in addition to the already known complex value pair (A + jB), another complex value pair (A 1 + jB 1 ) or (A 1 '+ jB 1 '). In embodiments, addition (e.g., blocks 510 . 520 in 5 ) of both value pairs in turn to a value pair the signal quality can be increased. Further, in further embodiments, by maintaining the value pairs, one pixel may now be split into two sub-pixels.
Die Erweiterung gemäß dem Ausführungsbeispiel von 4 ermöglicht gegenüber dem Ausführungsbeispiel von 3 eine Verdopplung der Pixelauflösung oder eine Verbesserung des SNR, und zwar durch eine doppelte Messung innerhalb eines Pixels.The extension according to the embodiment of 4 allows compared to the embodiment of 3 a doubling of the pixel resolution or an improvement of the SNR by a double measurement within one pixel.
Hierzu ist in 8c ein Beispiel zu erkennen, inwieweit die Zweifachmessung die Bildqualität (Betrag) eines verrauschten Bildes weiter erhöht. In 8c ist ein Vergleich beider Methoden (gemäß den Blockdiagrammen von 3 und 4) gezeigt. Oben ist ein ideales Betragsbild gezeigt, unten links die ursprüngliche Methode (gemäß dem Ausführungsbeispiel von 3), unten rechts die modifizierte Methode (gemäß dem Ausführungsbeispiel von 4), und zwar bei einem SNR von jeweils –10 dB.This is in 8c to see an example of the extent to which the double measurement further increases the picture quality (amount) of a noisy picture. In 8c is a comparison of both methods (according to the block diagrams of 3 and 4 ). Above is shown an ideal amount image, bottom left the original method (according to the embodiment of 3 ), bottom right, the modified method (according to the embodiment of 4 ), with an SNR of -10 dB each.
Die oben beschriebene Erweiterung der Unterabtastung gemäß 4 wird auch anhand des Simulationsergebnisses von 7a deutlich. Für ein komplexes Wertepaar (”Real Value”/”Imag Value”) wurden gemäß 3 zwei Abtastwerte aus der Zeile ”Sampled Values” genommen (erster und zweiter Abtastwert A, B). Der dritte und vierte Abtastwert (A1, B1) werden gemäß 3 beispielsweise verworfen.The above-described extension of sub-sampling according to 4 is also based on the simulation result of 7a clear. For a complex value pair ("Real Value" / "Imag Value") according to 3 taken two samples from the line "Sampled Values" (first and second samples A, B). The third and fourth sample values (A 1 , B 1 ) are determined according to 3 for example discarded.
Es wurde jedoch erkannt, dass die verworfenen Abtastpunkte (A1, B1) mit dem Faktor –1 multipliziert werden können, um die Werte des ersten und zweiten Abtastwertes (A, B) anzunehmen. Auf dieser Erkenntnis beruht das Ausführungsbeispiel von 4.However, it has been recognized that the discarded sample points (A 1 , B 1 ) can be multiplied by the factor -1 to take the values of the first and second samples (A, B). Based on this finding, the embodiment of 4 ,
5 zeigt ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels des Wertepaarbestimmers 114 des Ausführungsbeispiels des Abtastwertbereitstellers 110 gemäß 4. Bei dem in 5 gezeigten Ausführungsbeispiel ist der Wertepaarbestimmer 114 ausgelegt, um den ersten Abtastwert A des ersten Paares A, B des zumindest einen Paares von Abtastwerten 115 (A, B; A1, B1) und den ersten Abtastwert A1 des zweiten Paares A1, B1 des zumindest einen Paares von Abtastwerten 115 (A, B; A1, B1) zu kombinieren (Block 510), um einen ersten Kombinationswert C zu erhalten. Ferner kann der Wertepaarbestimmer 114 ausgelegt sein, um den zweiten Abtastwert B des ersten Paares A, B des zumindest einen Paares von Abtastwerten 115 (A, B; A1, B1) und den zweiten Abtastwert B1 des zweiten Paares A1, B1 des zumindest einen Paares von Abtastwerten 115 (A, B; A1, B1) zu kombinieren (Schritt 520), um einen zweiten Kombinationswert C1 zu erhalten. 5 shows a block diagram of an embodiment of the Wertbaararbestimmers 114 the embodiment of the sample value provider 110 according to 4 , At the in 5 the embodiment shown is the Wertepaarbestimmer 114 adapted to the first sample A of the first pair A, B of the at least one pair of samples 115 (A, B; A 1 , B 1 ) and the first sample A 1 of the second pair A 1 , B 1 of the at least one pair of samples 115 (A, B, A 1 , B 1 ) to combine (block 510 ) to obtain a first combination value C. Furthermore, the value pair tester 114 be adapted to the second sample B of the first pair A, B of the at least one pair of samples 115 (A, B; A 1 , B 1 ) and the second sample B 1 of the second pair A 1 , B 1 of the at least one pair of samples 115 (A, B, A 1 , B 1 ) (step 520 ) to obtain a second combination value C 1 .
In 5 wird das von dem Analog-Digital-Umsetzer 112 (ADC) abgetastete Abtastsignal 113 auch als „ADC_Sample” bezeichnet. Ferner wird in 5 der erste Kombinationswert C mit „real” bezeichnet, während der zweite Kombinationswert C1 mit „imag” bezeichnet wird. Die Blöcke 322, 332, 342, 312, 324, 334, 344 in 5 entsprechen im Wesentlichen den entsprechenden Blöcken in 4. Die Blöcke 322, 332, 342 in 5 sind jeweils mit dem Symbol 501, Z–n, bezeichnet. Hierbei stellt das Symbol 501 ein Verzögerungsglied n-ter Ordnung bzw. eine Verzögerungseinheit zum Verzögern um das n-fache des zeitlichen Abstands TAbt dar. Ferner sind die Blöcke 312, 324, 334, 344 in 5 mit dem Symbol 502 gekennzeichnet. Hierbei stellt das Symbol 502 ein „Downsampling” um den Faktor 4 bzw. einen Dezimierer zum Dezimieren um den Dezimationsfaktor 4 dar. Ferner sind in 5 die Blöcke 510, 520 mit dem Symbol 503 gekennzeichnet. Hierbei stellt das Symbol 503 einen Kombinierer (z. B. Addierer) dar.In 5 will do that from the analog-to-digital converter 112 (ADC) sampled sampling signal 113 also called "ADC_Sample". Further, in 5 the first combination value C is called "real" while the second combination value C 1 is called "imag". The blocks 322 . 332 . 342 . 312 . 324 . 334 . 344 in 5 essentially correspond to the corresponding blocks in 4 , The blocks 322 . 332 . 342 in 5 are each with the symbol 501 , Z -n , called. Here is the symbol 501 an nth-order delay element or a delay unit for delaying n times the time interval T Abt . Further, the blocks are 312 . 324 . 334 . 344 in 5 with the symbol 502 characterized. Here is the symbol 502 a downsampling by a factor of 4 or a decimator for decimation by the decimation factor 4 5 the blocks 510 . 520 with the symbol 503 characterized. Here is the symbol 503 a combiner (eg, adder).
Die in 3 bis 5 gezeigten Ausführungsbeispiele stellen im Wesentlichen verschiedene Implementierungen für eine Wertepaarbestimmung mit dem Wertepaarbestimmer 114 dar. Beispielsweise können die Abtastwerte A, B, A1, B1, A1', B1' bzw. die Kombinationswerte C, C1 flexibel bestimmt werden. Somit kann bei den Ausführungsbeispielen gemäß 3 bis 5 eine flexible Implementierung für die Abtastwert- bzw. Kombinationswertbestimmung realisiert werden.In the 3 to 5 Embodiments shown essentially represent different implementations for a value pair determination with the value pair determiner 114 For example, the samples A, B, A 1 , B 1 , A 1 ', B 1 ' or the combination values C, C 1 can be determined flexibly. Thus, in the embodiments according to 3 to 5 a flexible implementation for the sample or combination value determination can be realized.
6a zeigt ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels eines Parameterberechners 120 des Ausführungsbeispiels des Empfängers 100 gemäß 1a. Wie in 6a gezeigt, umfasst der Empfänger 100 beispielsweise einen Parameterberechner 120 zum Berechnen der Phaseninformation 125, φR, des empfangenen Signals 105, AR, basierend auf dem zumindest einen Paar von Abtastwerten 115 (A, B; A1, B1). 6a shows a block diagram of an embodiment of a parameter calculator 120 of the embodiment of the receiver 100 according to 1a , As in 6a shown includes the recipient 100 for example, a parameter calculator 120 for calculating the phase information 125 , φR, of the received signal 105 , A R , based on the at least one pair of samples 115 (A, B, A 1 , B 1 ).
Beispielsweise ist der Parameterberechner 120 ausgelegt, um die Phaseninformation 125, φR, des empfangenen Signals 105, AR, unter Verwendung der Gleichung φR = tan–1(B/A) zu berechnen, wobei A und B zwei Abtastwerte des Paares von Abtastwerten 115 (A, B; A1, B1) sind, die den zeitlichen Abstand TAbt haben.For example, the parameter calculator 120 designed to the phase information 125 , φ R , of the received signal 105 , A R , using the equation φ R = tan -1 (B / A) where A and B are two samples of the pair of samples 115 (A, B, A 1 , B 1 ), which have the time interval T Abt .
Somit kann gemäß Ausführungsbeispielen die Phaseninformation des empfangenen Signals für eine Messung einer Information über eine Entfernung zu einem Objekt ermittelt werden.Thus, according to exemplary embodiments, the phase information of the received signal can be determined for a measurement of information about a distance to an object.
Das im Vorhergehenden beschriebene Abtasten des empfangenen Signals mit dem Abtastwertbereitsteller 110 kann auch als eine zeitversetzte Abtastung des empfangenen Signals bzw. des Detektorsignals bezeichnet werden. Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung haben den Vorteil, dass es durch die zeitversetzte Abtastung des Detektorsignals möglich ist, bei der Wahl einer bestimmten Abtastfrequenz bzw. Abtastrate (fAbt) eine direkte Herabmischung (Faltung) in die Nulllage (Gleichanteil) durchführen zu können.The above-described sampling of the received signal with the sample provider 110 may also be referred to as a time-shifted sample of the received signal or the detector signal. Embodiments of the present invention have the advantage that it is possible by the time-shifted sampling of the detector signal to be able to perform a direct down-mixing (convolution) in the zero position (DC component) when choosing a particular sampling frequency or sampling rate (f Abt ).
Bildlich vorzustellen ist die erfindungsgemäße zeitversetzte Abtastung mit einem Rad, welches sich mit einer uns bekannten Geschwindigkeit dreht. Dieses Rad wird mit einem Stroboskop beleuchtet. Da die Geschwindigkeit des Rads bekannt ist, kann eine Frequenz für das Stroboskop berechnet werden, bei der man den Eindruck gewinnt, dass sich das Rad nicht dreht.Figuratively imagine the inventive time-shifted scan with a wheel which rotates at a speed known to us. This wheel is illuminated with a stroboscope. Since the speed of the wheel is known, it is possible to calculate a frequency for the stroboscope that gives the impression that the wheel is not rotating.
Wir stellen uns weiter vor, dass das Rad nur eine Speiche besitzt und diese Speiche einem Zeiger im Einheitskreis entspricht (vgl. 6b). In 6b sind verschiedene Stellungen im Einheitskreis dargestellt. Kann der Real- und der Imaginäranteil des Zeigers bestimmt werden, so kann daraus die Phasenlage des Rads errechnet werden.We also imagine that the wheel has only one spoke and that spoke corresponds to a pointer in the unit circle (cf. 6b ). In 6b Different positions are shown in the unit circle. If the real and imaginary parts of the pointer can be determined, then the phase position of the wheel can be calculated from this.
Im Folgenden wird die mathematische Herleitung beschrieben, wie die passende Abtastfrequenz bestimmt werden kann, mit der sozusagen das Rad stillsteht.In the following, the mathematical derivation is described, how the suitable sampling frequency can be determined, with which, as it were, the wheel stands still.
6d zeigt ein Ersatzschaltbild eines beispielhaften idealen Abtasters. Wie in 6d zu sehen ist, kann bei einem ideellen (idealen) ADC ein BP-Signal (Umdrehungsgeschwindigkeit des Rads) mit einem Dirac-Impuls multipliziert werden. 6d shows an equivalent circuit diagram of an exemplary ideal scanner. As in 6d can be seen, in a ideal (ideal) ADC, a BP signal (wheel spin speed) can be multiplied by a Dirac pulse.
Bei der folgenden Herleitung werden die Multiplikatoren aus 16 beispielsweise durch zwei ADC ersetzt. Diese ADC tasten das Bandpasssignal UBP(t) mit der Frequenz fAbt ab. Dabei ist der Takt eines ADC zum anderen ADC beispielsweise um 90° phasenverschoben (vgl. 6c). In 6c ist ein schematischer Aufbau einer zeitversetzten Abtastung mit zwei ADC gezeigt.In the following derivation, the multipliers are off 16 for example, replaced by two ADC. These ADCs sample the bandpass signal U BP (t) at the frequency f Abt . In this case, the clock of one ADC to the other ADC is, for example, phase-shifted by 90 ° (cf. 6c ). In 6c FIG. 3 shows a schematic construction of a time-shifted scan with two ADCs.
Der Dirac-Impuls als Fourier-Reihendarstellung lautetThe Dirac pulse is a Fourier series representation
und dessen Fourier-Transformierte lautetand whose Fourier transform is
Das Spektrum eines um φ zeitversetzten Dirac-Pulses ergibt sich durch die Multiplikation mit e–j2πfφ zu Aus dem idealen Bandpasssignal (Signal einer Frequenz, d. h. Bandbreite = 0), vgl. 16, UBP(t) = cos(2πfCWt) (17) und dessen Fourier-Transformierten UBP(f) = 1 / 2δ(f – fCW) + 1 / 2δ(f + fCW) (18) entstehen durch eine Faltung mit dem Spektrum des zeitversetzten Dirac-Pulses die Spektren der abgetasteten Signale.The spectrum of a Dirac pulse offset by φ is given by the multiplication by e -j2πfφ From the ideal bandpass signal (signal of one frequency, ie bandwidth = 0), cf. 16 . U BP (t) = cos (2πf CW t) (17) and its Fourier transform U BP (f) = 1 / 2δ (f -f CW ) + 1 / 2δ (f + f CW ) (18) arise by a convolution with the spectrum of the time-shifted Dirac pulse, the spectra of the sampled signals.
Für den Kanal A, der durch eine Abtastung des Signals UBP(t) entsteht, ergibt sich For the channel A, which results from a sampling of the signal U BP (t), the result is
Für den Kanal B, der durch eine Abtastung des Signals UBP(t) entsteht, wobei jedoch die Abtastung zum Kanal A um 90° phasenverschoben ist, ergibt sich For the channel B, which results from a sampling of the signal U BP (t), but the sampling is out of phase with the channel A by 90 ° results
Um die Mittenfrequenz fCW in die Nulllage mischen zu können, kann die Abtastfrequenz fAbt so gewählt werden, dass die Mittenfrequenz fCW einem ganzzahligen Vielfachen der Abtastfrequenz fAbt entspricht, also fCW = x·fAbt (21) aus denen die Spektren der beiden Kanäle dann wie folgt aussehen. To be able to mix the center frequency f CW in the zero position, the sampling frequency f Abt can be selected so that the center frequency f CW corresponds to an integer multiple of the sampling frequency f Abt , ie f CW = x · f abbot (21) then the spectra of both channels will look like this.
Für Kanal A ergibt während sich für Kanal B ergibt. In den Kanälen sind die Spektralanteile für die Nulllage für i = ±x enthalten.For channel A results while for channel B results. The channels contain the spectral components for the zero position for i = ± x.
Somit ergibt sich für Kanal A UA(f) = 1 / 2δ(f – 0) + 1 / 2δ(f + 0) (24) während sich für Kanal B ergibt. Es wurde erkannt, dass UA(f) und UB(f) dann zueinander um 90° phasenverschoben sind, wenn die Bedingung 2πxfAbtφ = π / 2 + 2π·m|m = integer (26) erfüllt ist. Ferner wurde erkannt, dass diese Bedingung durch eine passende Wahl des Zeitversatzes φ erfüllt ist, und zwar This results for channel A U A (f) = 1 / 2δ (f - 0) + 1 / 2δ (f + 0) (24) while for channel B results. It has been found that U A (f) and U B (f) are then out of phase with each other by 90 ° when the condition 2πxf abbot φ = π / 2 + 2π · m | m = integer (26) is satisfied. Furthermore, it has been recognized that this condition is satisfied by an appropriate choice of the time offset φ, namely
Einen Zeitversatz von π/2 erhält man unter anderem dadurch, dass der ADC mit der 4-fachen Abtastfrequenz betrieben wird. Beispielsweise kann das Eingangssignal bzw. das empfangene Signal 105, AR, in zwei Zweigen mit dem Faktor 4 dezimiert werden, wobei in einem der zwei Zweige vorerst um einen Takt verzögert wird (vgl. das Ausführungsbeispiel von 3). In diesem Fall kann der Zeitversatz φ beispielsweise so gewählt werden, dass gilt und 1 + 4m / x = 1 (29) ist. Gemäß Ausführungsbeispielen kann eine passende Abtastfrequenz fAbt aus der folgenden Formel berechnet werden. Diese Formel lautet Among other things, a time offset of π / 2 is achieved by operating the ADC at 4 times the sampling frequency. For example, the input signal or the received signal 105 , A R , are decrimped in two branches by a factor of 4, wherein in one of the two branches is initially delayed by one clock (see the embodiment of 3 ). In this case, the time offset φ can be selected, for example, such that applies and 1 + 4m / x = 1 (29) is. According to embodiments, a suitable sampling frequency f Abt can be calculated from the following formula. This formula is
Im Folgenden werden Ausführungsbeispiele für eine zeitversetzte Abtastung anhand von beispielhaften Diagrammen (7a–d) verdeutlicht, wobei die zeitversetzte Abtastung auf der gerade genannten Gleichung basiert. Mit anderen Worten, 7a–d veranschaulichen beispielhaft das Bereitstellen des zumindest einen Paares von Abtastwerte 115 (A, B; A1, B1) mit dem Abtastwertbereitsteller 110 des Ausführungsbeispiels des Empfängers 100 gemäß 1a.In the following, exemplary embodiments for time-shifted sampling are described with reference to exemplary diagrams ( 7a -D), the time-shifted sampling being based on the equation just mentioned. In other words, 7a By way of example, Figure-d illustrate providing the at least one pair of samples 115 (A, B; A 1 , B 1 ) with the sample provider 110 of the embodiment of the receiver 100 according to 1a ,
Beispiele für eine zeitversetzte Abtastung sind im „Attachment A” von 18a–f zu finden.Examples of time-shifted sampling are in "Attachment A" of 18a -F to find.
7a zeigt ein Ausführungsbeispiel einer zeitversetzten Abtastung mit den beispielhaften Parametern fCW = 1 MHz, m = 1 und fAbt = 4/5 MHz = 800 kHz. In 7a ist im ersten Diagramm 710 ein beispielhaftes überabgetastetes 1 MHz-Cosinus-Signal mit der Phase 0 zu erkennen. Die Amplitude wurde beispielhaft auf 1 festgelegt. Zur Darstellung des zweiten Diagramms 720 wurde das 1 MHz-Cosinus-Signal mit der Abtastrate fAbt = 800 kHz abgetastet, wobei im zweiten Diagramm 720 insgesamt vier Abtastwerte mit den beispielhaften Werten von [1 0 –1 0] zu erkennen sind. Das dritte Diagramm 730 und das vierte Diagramm 740 entsprechen dem um den Faktor 4 dezimierten Signal, wobei der imaginäre Anteil (”Imag”) erst um 1 taktverzögert wird. In dem ersten bis vierten Diagramm 710, 720, 730, 740 von 7a entspricht das 1 MHz-Cosinus-Signal im Wesentlichen dem empfangenen Signal 105, AR, während die vier Abtastwerte mit den beispielhaften Werten von [1 0 –1 0] im Wesentlichen dem zumindest einen Paar von Abtastwerten 115 (A, B; A1, B1) entsprechen. 7a shows an embodiment of a time-shifted sample with the exemplary parameters f CW = 1 MHz, m = 1 and f Abt = 4/5 MHz = 800 kHz. In 7a is in the first diagram 710 to recognize an exemplary 0 MHz oversampled cosine signal. The amplitude has been set to 1 by way of example. To display the second diagram 720 In the second diagram, the 1 MHz cosine signal was sampled at the sampling rate f Abt = 800 kHz 720 a total of four samples with the exemplary values of [1 0 -1 0] can be seen. The third diagram 730 and the fourth diagram 740 correspond to the decimated by a factor of 4 signal, the imaginary part ("Imag") is delayed until 1 clock. In the first to fourth diagram 710 . 720 . 730 . 740 from 7a the 1 MHz cosine signal substantially corresponds to the received signal 105 , A R , while the four samples having the exemplary values of [1 0 -1 0] substantially correspond to the at least one pair of samples 115 (A, B, A 1 , B 1 ).
Bei Ausführungsbeispielen kann die Phasenlage φR aus φR = tan–1( B / A) bestimmt werden (vgl. das Ausführungsbeispiel von 6a), wobei B = „Imag” (Imaginäranteil) und A = ”Real” (Realteil) sind, während die Amplitude âR des empfangenen Signals 105, AR, bzw. der Betrag des komplexen Wertepaares aus bestimmt werden kann.In embodiments, the phase angle φ R out φ R = tan -1 (B / A) be determined (see the embodiment of 6a ), where B = "Imag" (imaginary part) and A = "Real" (real part) while the amplitude â R of the received signal 105 , A R , or the amount of the complex value pair can be determined.
7b zeigt ein Ausführungsbeispiel einer zeitversetzten Abtastung mit den beispielhaften Parametern fCW = 1 MHz, m = 2 und fAbt = 4/9 MHz = 444, 44 kHz. Hierbei entspricht das 1 MHz-Cosinus-Signal im ersten Diagramm 710 von 7b im Wesentlichen dem empfangenen Signal 105, AR, von 1a, während die vier Abtastwerte mit den beispielhaften Werten von [1 0 –1 0] im zweiten bis vierten Diagramm 720, 730, 740 von 7b im Wesentlichen dem zumindest einen Paar von Abtastwerten 115 (A, B; A1, B1) von 1a entsprechen. 7b shows an embodiment of a time-shifted sample with the exemplary parameters f CW = 1 MHz, m = 2 and f Abt = 4/9 MHz = 444, 44 kHz. This corresponds to the 1 MHz cosine signal in the first diagram 710 from 7b essentially the received signal 105 , A R , from 1a while the four samples with the exemplary values of [1 0 -1 0] in the second to fourth graph 720 . 730 . 740 from 7b essentially the at least one pair of samples 115 (A, B; A 1 , B 1 ) of 1a correspond.
7c zeigt ein Ausführungsbeispiel einer zeitversetzten Abtastung mit den beispielhaften Parametern fCW = 1 MHz, m = 6 und fAbt = 4/25 MHz = 160 kHz. Hierbei entspricht das 1 MHz-Cosinus-Signal im ersten Diagramm 710 von 7c im Wesentlichen dem empfangenen Signal 105, AR, von 1a, während die vier Abtastwerte mit den Werten von [1 0 –1 0] im zweiten bis vierten Diagramm 720, 730, 740 von 7c im Wesentlichen dem zumindest einen Paar von Abtastwerten 115 (A, B; A1, B1) von 1a entsprechen. 7c shows an embodiment of a time-shifted sampling with the exemplary parameters f CW = 1 MHz, m = 6 and f Abt = 4/25 MHz = 160 kHz. This corresponds to the 1 MHz cosine signal in the first diagram 710 from 7c essentially the received signal 105 , A R , from 1a while the four samples with the values of [1 0 -1 0] in the second to fourth graph 720 . 730 . 740 from 7c essentially the at least one pair of samples 115 (A, B; A 1 , B 1 ) of 1a correspond.
7d zeigt ein Ausführungsbeispiel einer zeitversetzten Abtastung mit dem beispielhaften Parametern fCW = 1 MHz, m = 1 und fAbt = 4/5 MHz = 800 kHz und mit einer beispielhaften 45°-Phasenverschiebung. Hierbei entspricht das um beispielsweise 45° phasenverschobene 1 MHz-Cosinus-Signal im ersten Diagramm 710 von 7d im Wesentlichen dem empfangenen Signal 105, AR, von 1a, während die vier Abtastwerte mit den beispielhaften Werten von [1/√2 –1/√2 –1/√2 1/√2] im zweiten bis vierten Diagramm 720, 730, 740 von 7d im Wesentlichen dem zumindest einen Paar von Abtastwerten 115 (A, B; A1, B1) von 1a entsprechen. 7d shows an embodiment of a time-shifted sample with the exemplary parameters f CW = 1 MHz, m = 1 and f Abt = 4/5 MHz = 800 kHz and with an exemplary 45 ° phase shift. In this case, the 1 MHz cosine signal, which is phase-shifted by, for example, 45 °, corresponds to the first diagram 710 from 7d essentially the received signal 105 , A R , from 1a while the four samples with the exemplary values of [1 / √2 -1 / √2 -1 / √2 1 / √2] in the second through fourth graphs 720 . 730 . 740 from 7d essentially the at least one pair of samples 115 (A, B; A 1 , B 1 ) of 1a correspond.
In Bezug auf 7a–d ist anzumerken, dass dort jeweils der zeitliche Abstand TAbt der jeweiligen Abtastwerte dargestellt ist. Hierbei entspricht der zeitliche Abstand TAbt der Abtastrate bzw. Abtastfrequenz fAbt gemäß der oben hergeleiteten Gleichung (Gleichung 30). Somit kann gemäß Ausführungsbeispielen der zeitliche Abstand TAbt bzw. die Abtastfrequenz fAbt in Abhängigkeit von m (m = 1, 2, 3, 4, ...) eingestellt werden.In relation to 7a It should be noted that in each case the time interval T Abt of the respective samples is shown. Here, the time interval T Abt corresponds to the sampling rate f Abt according to the above-derived equation (Equation 30). Thus, according to exemplary embodiments, the time interval T Abt or the sampling frequency f Abt can be set as a function of m (m = 1, 2, 3, 4,...).
Es wurde also erkannt, dass der zeitliche Abstand TAbt bzw. die Abtastfrequenz fAbt beispielsweise abhängig von einer Umgebungsbedingung des Empfängers flexibel eingestellt werden kann. Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung ermöglichen somit eine flexiblere Einstellung der Abtastrate für eine Abtastung des empfangenen Signals im Empfänger. It has therefore been recognized that the time interval T Abt or the sampling frequency f Abt can be set flexibly, for example, depending on an ambient condition of the receiver. Embodiments of the present invention thus allow a more flexible adjustment of the sampling rate for a sample of the received signal in the receiver.
Ferner wurde es erkannt, dass, falls die Frequenzlage eines Bandpasssignals bekannt ist, durch die Wahl einer bestimmen Abtastfrequenz eine direkte Herabmischung in die Nulllage durch die Abtastung an sich erreicht werden kann.Furthermore, it has been recognized that if the frequency position of a bandpass signal is known, by choosing a particular sampling frequency a direct down-conversion to the null position by the sample per se can be achieved.
Im Folgenden wird Bezug nehmend auf die im Vorhergehenden beschriebenen Ausführungsbeispiele erläutert, dass gemäß diesen Ausführungsbeispielen verschiedene Empfangssignalparameter, wie beispielsweise die Phaseninformation φR bzw. die Amplitudeninformation aR des empfangenen Signals AR sowie eine Reflektivitätsinformation des Objekts p ermittelt werden kann.In the following, it will be explained with reference to the exemplary embodiments described above that according to these exemplary embodiments, different received signal parameters, such as the phase information φ R or the amplitude information a R of the received signal A R and reflectivity information of the object p can be determined.
Bezug nehmend auf das Ausführungsbeispiel von 3 liegt am Eingang des ADC 112 ein Signal 105, AR, an, dessen Frequenz fCW (bzw. mittlere Periodendauer TCW) mit der Modulationsfrequenz des Lasers (bzw. mit der Modulationsfrequenz eines von einem Sender ausgesendeten Sendesignals AT) übereinstimmt, wobei das Signal 105, AR mit einer unbekannten Phasenlage bzw. Phaseninformation φR versehen ist. Wie in 3 gezeigt, wird das digitale Signal 113 nach der Abtastung mit dem ADC 112 in zwei Zweige aufgeteilt. Im ersten Zweig wird das abgetastete Signal 113 mit dem Faktor 4 dezimiert (Block 312). Im zweiten Zweig wird zuerst um einen Abtasttakt (TAbt) verzögert (Block 322) und anschließend mit dem Faktor 4 dezimiert (Block 324). Nach der Dezimation wird beispielsweise mit dem Takt der Pixelclock (fclk) weitergearbeitet (vgl. 3).Referring to the embodiment of 3 is located at the entrance of the ADC 112 a signal 105 , A R , whose frequency f CW (or average period T CW ) with the modulation frequency of the laser (or with the modulation frequency of a transmitted by a transmitter transmission signal A T ) matches, the signal 105 , A R is provided with an unknown phase position or phase information φ R. As in 3 shown, becomes the digital signal 113 after sampling with the ADC 112 divided into two branches. The first branch is the sampled signal 113 decimated by the factor 4 (block 312 ). The second branch is first delayed by one sampling clock (T Abt ) (block 322 ) and then decimated by a factor of 4 (block 324 ). After decimation, for example, the clock of the pixel clock (f clk ) is continued (cf. 3 ).
Bezug nehmend auf das Ausführungsbeispiel von 6 kann aus dem zumindest einen Paar von Abtastwerten 115 (A, B; A1, B1) bzw. aus dem komplexen Wertepaar (A, B), wobei A der Realteil und B der Imaginärteil des komplexen Wertepaars ist, die Phaseninformation 125, φR, des empfangenen Signals 105, AR, bzw. die Phasenlage des Detektorsignals unter Verwendung der folgenden Gleichung berechnet werden φR = tan–1( B / A) (31) Referring to the embodiment of 6 may be from the at least one pair of samples 115 (A, B; A 1 , B 1 ) or from the complex value pair (A, B), where A is the real part and B is the imaginary part of the complex value pair, the phase information 125 , φ R , of the received signal 105 , A R , or the phase angle of the detector signal can be calculated using the following equation φ R = tan -1 (B / A) (31)
Da die Phasenlage der Laserintensität bzw. die Phaseninformation φT des mit einem Sender ausgesendeten Signals AT bekannt ist, kann gemäß Ausführungsbeispielen die Phasendifferenz Δφ berechnet werden. Bei weiteren Ausführungsbeispielen kann aus dieser Phasendifferenz Δφ weiter die Entfernung R zum Objekt berechnet werden (siehe Gleichung 6).Since the phase position of the laser intensity or the phase information φ T of the signal A T emitted by a transmitter is known, the phase difference Δφ can be calculated according to exemplary embodiments. In further embodiments, from this phase difference Δφ, the distance R to the object can be further calculated (see Equation 6).
Bei weiteren Ausführungsbeispielen kann die Amplitudeninformation âR des empfangenen Signals 105, AR, bzw. die Amplitude des an einem Objekt reflektieren Signals als der Betrag des komplexen Wertepaares (A, B) unter Verwendung der folgenden Gleichung berechnet werden In further embodiments, the amplitude information â R of the received signal 105 , A R , and the amplitude of the signal reflected on an object, respectively, are calculated as the magnitude of the complex value pair (A, B) using the following equation
Ferner können gemäß Ausführungsbeispielen aus der Amplitude des Detektorsignals (âR) Rückschlüsse auf die Reflektivitätseigenschaft des Objekts geschlossen werden. Gegeben sind in einem LIDAR-System der optische Aufbau sowie die Empfindlichkeit der Photodiode. 8a zeigt eine schematische Darstellung einer Leistungsverteilung beim Detektieren bzw. Scannen mit einem LIDAR-System. In 8a sind beispielhafte Gleichungen für die von einem Sender (z. B. Flugzeug) transmittierte Leistung, PT, für die von dem Sender (z. B. Flugzeug) empfangene Leistung, die an einem Objekt (z. B. Bodenoberfläche) empfangene Leistung, M·PT, sowie die an dem Objekt (z. B. Bodenoberfläche) reflektierte Leistung Ψ / 2π·ρ·M·PT unter der Annahme einer Lambert'schen Oberfläche angegeben. Hierbei sind PR die empfangene Lichtleistung, PT die gesendete Lichtleistung, M die atmosphärische Transmission, Ar die Fläche der Empfangsoptik, p die Reflektivität der Oberfläche und R die Entfernung zur Oberfläche.Furthermore, according to embodiments, conclusions about the reflectivity property of the object can be drawn from the amplitude of the detector signal (â R ). Given in a LIDAR system, the optical structure and the sensitivity of the photodiode. 8a shows a schematic representation of a power distribution when detecting or scanning with a LIDAR system. In 8a are exemplary equations for the power transmitted by a transmitter (eg, aircraft), P T , for the power received by the transmitter (eg, aircraft), the power received at an object (eg, ground surface), M · P T , and the power reflected at the object (eg, ground surface) Ψ / 2π · ρ · M · P T given on the assumption of a Lambertian surface. Here P R is the received light power, P T is the transmitted light power, M is the atmospheric transmission, A r is the surface of the receiving optics, p is the reflectivity of the surface and R is the distance to the surface.
Wird die Gleichung für die von dem Sender empfangene Leistung aus 8a nach p umgestellt, so ergibt sich Does the equation turn off for the power received by the transmitter 8a converted to p, it follows
Der Faktor PR/PT kann hierbei mit der Amplitude des ausgehenden Signals âT und des empfangenen Signals âR gleichgesetzt werden. Somit kann gemäß Ausführungsbeispielen die Reflektivität des Objekts mit der folgenden Formel berechnet werden The factor P R / P T can be equated here with the amplitude of the outgoing signal â T and the received signal â R. Thus, according to embodiments, the reflectivity of the object may be calculated by the following formula
9 zeigt ein System 200 zur Messung einer Information über eine Entfernung zu einem Objekt 129, Δφ, R. Wie in 9 gezeigt, umfasst das System 200 einen Sender 10, einen Empfänger 100 und eine Steuerungseinheit 210. Der Sender 10 ist ausgelegt, um ein Sendesignal 15, AT, zu senden. Der Empfänger 100 ist ausgelegt, um ein Empfangssignal 105, AR, zu empfangen. Hierbei entspricht der Empfänger 100 des Ausführungsbeispiels von 9 im Wesentlichen dem Empfänger des Ausführungsbeispiels von 1a. Die Steuerungseinheit 210 ist ausgelegt, um eine mittlere Frequenz 11, fCW', des Sendesignals 15, AT, und die Abtastrate 111, fAbt, in Abhängigkeit von einer Taktfrequenz 205, fclk, des Systems 200 zu kontrollieren. 9 shows a system 200 for measuring information about a distance to an object 129 , Δ φ , R. As in 9 shown, the system includes 200 a transmitter 10 , a receiver 100 and a control unit 210 , The transmitter 10 is designed to receive a transmission signal 15 , A T , to send. The recipient 100 is designed to receive a received signal 105 , A R , to receive. Here, the receiver corresponds 100 of the embodiment of 9 essentially the receiver of the embodiment of 1a , The control unit 210 is designed to be a medium frequency 11 , f CW ', of the transmission signal 15 , A T , and the sampling rate 111 , f abbot , depending on a clock frequency 205 , f clk , of the system 200 to control.
Bei Ausführungsbeispielen ist das Sendesignal 15, AT, ein sinusförmiges Signal wobei âT und φT die Amplitudeninformation bzw. die Phaseninformation und fCW' die mittlere Frequenz des Sendesignals 15, AT, darstellen.In embodiments, the transmit signal is 15 , A T , a sinusoidal signal where â T and φ T are the amplitude information and the phase information and f CW 'is the average frequency of the transmission signal 15 , A T , represent.
Ferner wurde erkannt, dass sich bei dem System 200 die Funktionen AT(t) und AR(t) für das Sendesignal 15 bzw. das empfangene Signal 105 nur bezüglich ihrer Amplitudeninformation und ihrer Phaseninformation unterscheiden. Hierbei unterscheiden sich diese Funktionen AT(t) und AR(t) im Wesentlichen nicht in ihrer Frequenz (fCW' = fCW). Mit anderen Worten, wird ein Lichtsignal (z. B. das Sendesignal 15) mit einer bandbegrenzten Funktion in der Intensität moduliert, so erhalten wir ebenfalls ein bandbegrenztes Signal (Signal 105) am Detektor.It was also recognized that the system 200 the functions A T (t) and A R (t) for the transmission signal 15 or the received signal 105 differ only in terms of their amplitude information and their phase information. Here, these functions A T (t) and A R (t) essentially do not differ in their frequency (f CW '= f CW ). In other words, a light signal (eg, the transmission signal 15 ) is intensity modulated with a band limited function, we also get a band limited signal (signal 105 ) at the detector.
Bei Ausführungsbeispielen weist die Steuerungseinheit 210 einen Mittenfrequenzbereitsteller 212 und einen Abtastratenbereitsteller 214 auf. Hierbei ist der Mittenfrequenzbereitsteller 212 beispielsweise ausgelegt, um die mittlere Frequenz 11, fCW', des Sendesignals 15, AT, in Abhängigkeit von der Taktfrequenz 205, fclk, bereitzustellen. Ferner kann der Abtastratenbereitsteller 214 ausgelegt sein, um die Abtastrate 111, fAbt, in Abhängigkeit von der Taktfrequenz 205, fclk, bereitzustellen.In embodiments, the control unit 210 a center frequency provider 212 and a sample rate provider 214 on. Here is the center frequency provider 212 for example, designed to the mean frequency 11 , f CW ', of the transmission signal 15 , A T , depending on the clock frequency 205 , f clk , to provide. Furthermore, the sample rate provider 214 be designed to the sampling rate 111 , f abbot , depending on the clock frequency 205 , f clk , to provide.
Bei Ausführungsbeispielen ist die Steuerungseinheit 210 ausgelegt, um die Taktfrequenz 205, fclk, mit einem Faktor 4 zu multiplizieren, um die Abtastrate 111, fAbt, bereitzustellen.In embodiments, the control unit 210 designed to the clock frequency 205 , f clk , multiply by a factor of 4 to the sampling rate 111 , f abbot .
Bei Ausführungsbeispielen umfasst das System 200 einen Taktfrequenzbereitsteller 201 zum Liefern der Taktfrequenz 205, fclk, für die Steuerungseinheit 210. Beispielsweise ist der Taktfrequenzbereitsteller 201 ausgelegt, um die Taktfrequenz 205, fclk, für die Steuerungseinheit 210 basierend auf einer gewünschten Auflösung (Npx) eines Scanbereichs des Systems 200 und auf einer Schwingungsfrequenz (fs) eines Scan-Spiegels des Systems 200 zu liefern.In embodiments, the system includes 200 a clock frequency provider 201 to provide the clock frequency 205 , f clk , for the control unit 210 , For example, the clock frequency provider 201 designed to the clock frequency 205 , f clk , for the control unit 210 based on a desired resolution (N px ) of a scan area of the system 200 and at a vibration frequency (f s ) of a scanning mirror of the system 200 to deliver.
Bei Ausführungsbeispielen umfasst der Empfänger 100 einen Parameterberechner 120 zum Berechnen der Phaseninformation 125, φR, des empfangenen Signals 105, AR, basierend auf dem zumindest einen Paar von Abtastwerten 115 (A, B; A1, B1). Hierbei entspricht der Parameterberechner 120 für das System 200 gemäß 9 im Wesentlichen dem Parameterberechner 120 von 6. Beispielsweise ist der Parameterberechner 120 ausgelegt, um die Information über die Entfernung zu dem Objekt 129, Δφ, R, basierend auf einer Phaseninformation φT des Sendesignals 15, AT, und der Phaseninformation 125, φR, des empfangenen Signals 105, AR, zu berechnen.In embodiments, the receiver comprises 100 a parameter calculator 120 for calculating the phase information 125 , φ R , of the received signal 105 , A R , based on the at least one pair of samples 115 (A, B, A 1 , B 1 ). Here the parameter calculator corresponds 120 for the system 200 according to 9 essentially the parameter calculator 120 from 6 , For example, the parameter calculator 120 designed to provide information about the distance to the object 129 , Δ φ , R, based on phase information φ T of the transmission signal 15 , A T , and the phase information 125 , φ R , of the received signal 105 , A R , to calculate.
Beispielsweise ergibt sich eine Phasendifferenz Δφ aus einer Differenz zwischen der Phaseninformation φT des Sendesignals 15 und der Phaseninformation φR des empfangenen Signals 125. For example, a phase difference Δφ results from a difference between the phase information φ T of the transmission signal 15 and the phase information φ R of the received signal 125 ,
Ferner kann die Reflektivitätsinformation des Objekts p basierend auf der Amplitudeninformation âT des Sendesignals 15 und der Amplitudeninformation âR des empfangenen Signals 105 unter Verwendung der Gleichung 34 berechnet werden.Further, the reflectivity information of the object p may be based on the amplitude information â T of the transmission signal 15 and the amplitude information â R of the received signal 105 be calculated using Equation 34.
Bei Ausführungsbeispielen gemäß 9 hat der Empfänger 100 Kenntnis von der mittleren Frequenz 11, fCW', des Sendesignals 15, AT. Beispielsweise ist der Parameterberechner 120 ausgelegt, um die Entfernung zu dem Objekt R basierend auf der mittleren Frequenz fCW' des Sendesignals 15, AT, zu berechnen. Hierbei kann beispielsweise die Gleichung 6 verwendet werden.In embodiments according to 9 has the receiver 100 Knowledge of the mean frequency 11 , f CW ', of the transmission signal 15 , A T. For example, the parameter calculator 120 adapted to the distance to the object R based on the average frequency f CW 'of the transmission signal 15 , A T , to calculate. Here, for example, the equation 6 can be used.
10a–c zeigen nähere Einzelheiten des Systems 200 mit der Steuerungseinheit 210 gemäß weiteren Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung. Hierbei umfassen die Ausführungsbeispiele von 10a–c die bereits im Vorhergehenden beschriebenen Elemente mit den gleichen Bezugszeichen. In 10a ist ein Blockschaltbild eines scannenden Systems gezeigt. Bei dem in 10a gezeigten Ausführungsbeispiel umfasst der Empfänger 100 ferner einen Detektor 1010 zum Liefern eines Detektionssignals als Eingangssignal 1015. Ferner umfasst der Empfänger 100 in 10a einen Filter 1020 zum Filtern des Eingangssignals 1015, wobei das Empfangssignal 105 geliefert wird. Der Filter 1020 (”AA”) ist beispielsweise ein Anti-Aliasing-Filter, der ausgelegt ist, um eine Tiefpassfilterung auf das Eingangssignal 1015 anzuwenden. Ferner umfasst der Parameterberechner 120 in 10a zwei Blöcke 1022, 1024, die ausgelegt sind, um die Phaseninformation φR bzw. die Amplitudeninformation âR des Empfangssignals 105 zu liefern. Ferner ist in 10a die Steuerungseinheit 210 mit ”Clock Gen” bezeichnet. Das System 200 gemäß 10a umfasst ferner eine Kontrolllogik 1002, die ausgelegt ist, um verschiedene Parameter des Systems 200 zu steuern. Die Kontrolllogik 1002 und die Steuerungseinheit 210 von 10a werden wiederum von einem Spiegeltreiber 1001 kontrolliert, so dass Parameter eines Scan-Spiegels des Systems 200 eingestellt werden können. Der Sender 10 von 10a umfasst ferner einen Block 1030 (”DAC”) und einen Block 1040 (”Laser”). Hierbei entspricht der Block 1030 einem Digital-Analog-Umsetzer (DAC, ”Digital-to-Analog-Converter”), während der Block 1040 einem Laser zum Senden des Sendesignals entspricht. 10a -C show details of the system 200 with the control unit 210 according to further embodiments of the present invention. Here, the embodiments of 10a C the elements already described above with the same reference numerals. In 10a a block diagram of a scanning system is shown. At the in 10a The embodiment shown includes the receiver 100 also a detector 1010 for providing a detection signal as an input signal 1015 , Furthermore, the receiver comprises 100 in 10a a filter 1020 to filter the input signal 1015 , where the received signal 105 is delivered. The filter 1020 ("AA") is, for example, an anti-aliasing filter designed to provide low-pass filtering on the input signal 1015 apply. Furthermore, the parameter calculator includes 120 in 10a two blocks 1022 . 1024 , which are adapted to the phase information φ R and the amplitude information â R of the received signal 105 to deliver. Furthermore, in 10a the control unit 210 denoted by "clock gene". The system 200 according to 10a also includes a control logic 1002 , which is designed to different parameters of the system 200 to control. The control logic 1002 and the control unit 210 from 10a turn from a mirror driver 1001 controlled, allowing parameters of a system scan mirror 200 can be adjusted. The transmitter 10 from 10a further comprises a block 1030 ("DAC") and a block 1040 ("Laser"). Here the block corresponds 1030 a digital-to-analog converter (DAC, "Digital-to-Analog Converter"), while the block 1040 a laser for transmitting the transmission signal corresponds.
Bezug nehmend auf 10a wird ein vereinfachtes Blockschaltbild eines scannenden LIDAR-Systems gezeigt. Die Phase φR entspricht beispielsweise dem Ergebnis der Gleichung 31, während die Amplitude âR beispielsweise dem Ergebnis aus Gleichung 32 entspricht. Des Weiteren wird das Detektorsignal 1015 beispielsweise durch einen geeigneten Antialiasing-Filter (AA) bandbegrenzt.Referring to 10a A simplified block diagram of a scanning LIDAR system is shown. For example, the phase φ R corresponds to the result of Equation 31, while the amplitude â R corresponds, for example, to the result from Equation 32. Furthermore, the detector signal 1015 for example, by a suitable anti-aliasing filter (AA) band-limited.
In 10b ist ein Blockschaltbild eines Gesamtsystems gezeigt. In 10b ist der Detektor 1010 beispielsweise eine Lawinenphotodiode (”Avalanche Photo Diode”, APD). Die Lawinenphotodiode 1010 ist ausgelegt, um das Eingangssignal 1015 bereitzustellen. Ferner umfasst der Empfänger 100 von 10b einen Block 1012 (”Analog Back End”). Der Block 1012 stellt eine analoge Schnittstelle für den Empfang des Empfangssignals 105 dar. Die Steuerungseinheit 210 ist in 10b mit ”LIDAR Core Clock Gen.” bezeichnet. Die in 10b gezeigte Steuerungseinheit 210 stellt die mittlere Frequenz 11 (”f_cw”), die Abtastrate 111, fAbt, und eine weitere Frequenz 1111 (”fs_dac”) als Steuerungsfrequenz für den Block 1030 (DAC) bereit. Wie in 10b gezeigt, kann die Steuerungseinheit 210 von einem Block 1001 (”Mirror IP”) mittels einer Frequenz f_reso1,2 gesteuert werden. Der Block 1001 ist beispielsweise ausgelegt, um die Frequenz f_reso1,2 für die Steuerungseinheit 210 bereitzustellen, um eine gewünschte Auflösung des Scanbereichs des Systems zu realisieren. Ferner umfasst der in 10b gezeigte Sender 10 einen Block 1032 (”Analog Front End”) als Schnittstelle zwischen dem DAC 1030 und dem Laser 1040. Ferner umfasst der Sender 10 in 10b einen Spiegel 1050, der von dem Block 1001 gesteuert werden kann. Hierbei sind der Spiegel 1050 und der Block 1001 über eine Kommunikationsverbindung 1055 miteinander verbunden. Beispielsweise kann die Schwingungsfrequenz (fs) des Spiegels 1050 mit dem Block 1001 eingestellt werden. Der Spiegel 1050 ist ausgelegt, um das von dem Laser 1040 gesendete Sendesignal auf ein Objekt abzulenken. Wie in 10b gezeigt, wird das auf das Objekt abgelenkte Sendesignal nach einer Reflexion an dem Objekt in Richtung der Lawinenphotodiode 1010 reflektiert.In 10b a block diagram of an overall system is shown. In 10b is the detector 1010 For example, an avalanche photodiode ("avalanche photo diode", APD). The avalanche photodiode 1010 is designed to be the input signal 1015 provide. Furthermore, the receiver comprises 100 from 10b a block 1012 ("Analog Back End"). The block 1012 provides an analog interface for receiving the received signal 105 dar. The control unit 210 is in 10b labeled "LIDAR Core Clock Gen.". In the 10b shown control unit 210 represents the mean frequency 11 ("F_cw"), the sample rate 111 , f abbot , and another frequency 1111 ("Fs_dac") as the control frequency for the block 1030 (DAC) ready. As in 10b shown, the control unit 210 from a block 1001 ("Mirror IP") are controlled by means of a frequency f_reso 1,2 . The block 1001 For example, it is designed to set the frequency f_reso 1,2 for the control unit 210 to realize a desired resolution of the scan area of the system. Furthermore, the in 10b shown transmitter 10 a block 1032 ("Analog Front End") as an interface between the DAC 1030 and the laser 1040 , Furthermore, the transmitter includes 10 in 10b a mirror 1050 that from the block 1001 can be controlled. Here are the mirror 1050 and the block 1001 via a communication connection 1055 connected with each other. For example, the oscillation frequency (f s ) of the mirror 1050 with the block 1001 be set. The mirror 1050 is designed to be that of the laser 1040 to divert the transmitted signal to an object. As in 10b is shown, the deflected to the object transmission signal after reflection on the object in the direction of the avalanche photodiode 1010 reflected.
10c zeigt ein Ausführungsbeispiel einer Steuerungseinheit 210 des Ausführungsbeispiels des Systems 200 gemäß 10b. In 10b ist ein Blockschaltbild eines ”LIDAR Core Clock Generator” gezeigt. Wie in 10c gezeigt, umfasst die Steuerungseinheit 210 den Mittenfrequenzbereitsteller 212 und den Abtastratenbereitsteller 214. Hierbei sind die Blöcke 212, 214 ausgelegt, um die Signale 11 (f_cw), 111 (fAbt) und 1111 (fs_dac) in Abhängigkeit von der Eingangsfrequenz f_reso1,2 zu liefern. Ferner ist in 10c gezeigt, dass die Blöcke 212, 214 von einem Block, der mit ”Register” bezeichnet ist, mittels eines Steuerungssignals (”Resolution”) eingestellt werden kann. 10c shows an embodiment of a control unit 210 of the embodiment of the system 200 according to 10b , In 10b a block diagram of a "LIDAR Core Clock Generator" is shown. As in 10c shown, includes the control unit 210 the center frequency provider 212 and the sample rate provider 214 , Here are the blocks 212 . 214 designed to receive the signals 11 (F_cw) 111 (f abbot ) and 1111 (fs_dac) depending on the input frequency f_reso 1,2 to deliver. Furthermore, in 10c shown, that the blocks 212 . 214 from a block labeled "Register" can be adjusted by means of a control signal ("Resolution").
Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung ermöglichen eine statische LIDAR-Messung. Bei einer statischen Messung (d. h. der intensitätsmodulierte Laser strahlt konstant in eine Richtung) kann gemäß Ausführungsbeispielen eine beliebige, sinnvolle Frequenz fCW für die Intensitätsmodulation gewählt werden. Beispielsweise kann mithilfe der Gleichung 30 zu dieser Frequenz eine Abtastrate des ADC 112 (fAbt) berechnet werden, mit der das ”intensitätsmodulierte” Detektorsignal (bzw. das empfangene Signal 105) durch die Abtastrate fAbt in die Nulllage gemischt wird. Gemäß Ausführungsbeispielen liegt demnach ein neues Wertepaar bzw. das zumindest eine Paar von Abtastwerten 115 (A, B; A1, B1) mit einer Frequenz von fAbt/4 zur Verfügung. Dies wurde anhand der beispielhaften Diagramme von 7a–d verdeutlicht (siehe auch „Attachment A” von 18a–f). Es wurde erkannt, dass mit dem Faktor m aus Gleichung 30 die Samplefrequenz der Messung beeinflusst werden kann. Ferner wurde erkannt, dass mit der Frequenz fCW die Auflösung des Messergebnisses beeinflusst werden kann, da mit einer niedrigeren Frequenz die modulierte Wellenlänge größer wird und somit in der Entfernung weiter gemessen werden kann. Bei einer höheren Frequenz wird die Wellenlänge des modulierten Signals kürzer.Embodiments of the present invention enable a static LIDAR measurement. In a static measurement (ie, the intensity-modulated laser radiates constantly in one direction), any useful frequency f CW for the intensity modulation can be selected according to exemplary embodiments. For example, using equation 30 at this frequency, a sample rate of the ADC 112 (f Abt ), with which the "intensity-modulated" detector signal (or the received signal 105 ) is mixed by the sampling rate f Abt in the zero position. According to embodiments, therefore, a new value pair or the at least one pair of samples is located 115 (A, B, A 1 , B 1 ) with a frequency of f abb / 4 available. This was done using the example diagrams of 7a -D clarified (see also "Attachment A" from 18a -f). It was recognized that the sample frequency of the measurement can be influenced by the factor m from equation 30. Furthermore, it was recognized that with the frequency f CW, the resolution of the measurement result can be influenced, since with a lower frequency, the modulated wavelength becomes larger and thus can be further measured in the distance. At a higher frequency, the wavelength of the modulated signal becomes shorter.
Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung schaffen ein Konzept für eine zeitversetzte Abtastung, wobei der Vorteil der zeitversetzten Abtastung bei einer statischen LIDAR-Messung in der frei wählbaren Wiederholzeit einer Messung (bzw. in dem frei wählbaren zeitlichen Abstand TAbt) liegt. Diese Wiederholzeit bzw. dieser zeitliche Abstand kann von dem Stundenbereich bis hin zum Mikrosekunden-Bereich gewählt werden. Im Vergleich dazu sind die Abgaben zu der Messzeit bei einem typischen Laser-Entfernungsmesser beispielsweise < 0,5 Sekunden und maximal 4 Sekunden. Des Weiteren kann gemäß Ausführungsbeispielen die Intensitätsfrequenz (fCW') frei variiert werden. Das hat den weiteren Vorteil, dass der Messbereich variiert werden kann. Zusätzlich können gemäß Ausführungsbeispielen die erforderlichen Aufgaben von einem sehr kleinen μ-Controller erledigt werden, da keine großen Berechnungen oder aufwendiges Datahandling erforderlich sind.Embodiments of the present invention provide a concept for time-shifted sampling, wherein the advantage of time-shifted sampling in a static LIDAR measurement lies in the freely selectable repetition time of a measurement (or in the freely selectable time interval T Abt ). This repetition time or interval can be selected from the hour range to the microsecond range. By comparison, in a typical laser rangefinder, the outputs at the time of measurement are, for example, <0.5 seconds and a maximum of 4 seconds. Furthermore, according to embodiments, the intensity frequency (f CW ') can be varied freely. This has the further advantage that the measuring range can be varied. In addition, according to embodiments, the required tasks can be done by a very small μ-controller, since no large calculations or expensive data handling are required.
Weitere Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung schaffen eine scannende LIDAR-Messung (1D/2D). Bei einem scannenden System liegt die Herausforderung darin, je nach Scangeschwindigkeit (Hz, kHz, ...) und Art des Scanners (Rasterscanner, Lissajous-Scanner, etc.) sowie der Auflösung des zu scannenden Bereichs (vgl. 8b), die Phase eines jeden Pixels exakt erfassen zu können. In 8b ist ein Scanbereich eines 2D-Scanners ohne Anpassung (links) bzw. mit adaptiver Scanbereichsanpassung (rechts) gezeigt. Ausführungsbeispiele schaffen ein Konzept, das dahin gehend vorteilhaft ist, dass es unabhängig von der Art und der Scangeschwindigkeit des Scanners ist. Hierfür wird beispielsweise ein Raster über den zu scannenden Bereich geworfen. Die Abstände in dem Raster entsprechen einer Pixelclock (bzw. der Taktfrequenz fclk). Nach jedem Takt der Pixelclock wird der Laser vom Scanner beispielsweise einen anderen Bereich des Rasters bestrahlen. Die Pixelclock wird jetzt beispielsweise mit fAbt/4 gleichgesetzt, also einem Viertel der Abtastrate fAbt des ADC 112. Wird jetzt beispielsweise aus der Pixelclock die Abtastrate fAbt des ADC 112 berechnet und stellt man Gleichung 30 nach fCW um, so erhält man passend zu der Abtastrate eine Frequenz, mit der automatisch eine Herabmischung in die Nulllage möglich ist und wobei jeder Pixelclock-Takt ein neues komplexes Wertepaar für einen neuen Pixel erhält.Further embodiments of the present invention provide a scanning LIDAR measurement (1D / 2D). For a scanning system, the challenge is, depending on the scanning speed (Hz, kHz, ...) and the type of scanner (raster scanner, Lissajous scanner, etc.) as well as the resolution of the area to be scanned (cf. 8b ) to accurately capture the phase of each pixel. In 8b shows a scan area of a 2D scanner without adaptation (left) or with adaptive scan area adaptation (right). Embodiments provide a concept that is advantageous in that it is independent of the type and scanning speed of the scanner. For this example, a grid is thrown over the area to be scanned. The distances in the grid correspond to a pixel clock (or the clock frequency f clk ). For example, after each bar of the pixel clock, the laser will irradiate the scanner with another area of the grid. The pixel clock is now equated example f Abt / 4, ie a quarter of the sampling rate f abbot of ADC 112 , Now, for example, the sampling rate f Abt of the ADC from the pixel clock 112 If one calculates and converts Equation 30 to f CW , one obtains a frequency suitable for the sampling rate with which a reduction to the zero position is automatically possible and each pixel clock cycle receives a new complex value pair for a new pixel.
Die Voraussetzung für eine erfindungsgemäße zeitversetzte Abtastung liegt bei einem scannenden System darin, dass die Schwingungsfrequenz des Scanners (fMirror bzw. fs) bekannt ist, die Ortsauflösung des Scanners bekannt ist, die geforderte Auflösung des Scanbereichs (Pixel in x- bzw. in x/y-Richtung bzw. der Parameter ”resolution”) gegeben ist, die Intensitätsmodulation eine sinusförmige Funktion ist, die Frequenz des intensitätsmodulierten CW-Signals bekannt ist (fCW) und das Detektorsignal bandbegrenzt ist.The prerequisite for a time-shifted scanning according to the invention lies in a scanning system in that the oscillation frequency of the scanner (f Mirror or f s ) is known, the spatial resolution of the scanner is known, the required resolution of the scan area (pixels in x- or in x / y direction or the parameter "resolution"), the intensity modulation is a sinusoidal function, the frequency of the intensity-modulated CW signal is known (f CW ) and the detector signal is band-limited.
Aus den gegebenen Anforderungen kann gemäß Ausführungsbeispielen zum einen ein veränderliches (Frequenz-)Ausgangssignal berechnet werden. Dabei wird die Frequenz fCW beispielsweise aus Gleichung fCW = fpclk·(4·m + 1) (35) berechnet. Sie besteht aus der Frequenz der Pixelclock fpclk = 2·resolution·fMirror (36) (bzw. fclk) versehen mit einem Faktor. Dieser Faktor resultiert aus der Umformung der Gleichung 30.From the given requirements, according to embodiments, on the one hand, a variable (frequency) output signal can be calculated. The frequency f CW, for example, from equation f CW = f pclk * (4 * m + 1) (35) calculated. It consists of the frequency of the pixel clock f pclk = 2 · resolution · f mirror (36) (or f clk ) provided with a factor. This factor results from the transformation of Equation 30.
Da die Frequenz der Intensitätsmodulation bekannt ist, kann entsprechend zu dieser Frequenz ein Takt generiert werden, mit welchem der Abtaster des ADC 112 betrieben werden kann. Dieser Takt kann ebenfalls wie die Modulationsfrequenz im Betrieb nachgeregelt werden und entspricht beispielsweise der vierfachen Pixelclock fAbt = 4·fpclk (37) Since the frequency of the intensity modulation is known, a clock can be generated corresponding to this frequency, with which the scanner of the ADC 112 can be operated. This clock can also be readjusted like the modulation frequency during operation and corresponds, for example, to four times the pixel clock f abb = 4 · f pclk (37)
Wird der m-Faktor in Gleichung 35 erhöht, so wird die Modulationsfrequenz des CW-Signals erhöht (was einer kürzeren Wellenlänge entspricht), wodurch wiederum eine genauere Phasenbestimmung ermöglicht wird. Es ist durch eine Positionsbestimmung des beispielsweise MEMS-Spiegels ebenfalls möglich, eine Mehrfachmessung des gleichen Pixels durchzuführen. Somit kann durch Mittelung der Messwerte über den gleichen Pixel die Genauigkeit der Phasenbestimmung weiter erhöht werden.Increasing the m-factor in Equation 35 increases the modulation frequency of the CW signal (which corresponds to a shorter wavelength), which in turn allows more accurate phase determination. It is also possible by a position determination of the example MEMS mirror to perform a multiple measurement of the same pixel. Thus, by averaging the measured values over the same pixel, the accuracy of the phase determination can be further increased.
Diese erfindungsgemäße Messmethode hat z. B. bei Scannern den Vorteil, dass keine Daten für eine weitere Signalverarbeitung gespeichert werden müssen (wie es z. B. unter Verwendung von FFT, digitalen Filtern etc. der Fall ist), sondern dass pro Pixeltakt in dem Scan (fAbt/4) genau ein komplexes Messpaar (A + jB) existiert. Aus diesem Messpaar können Phasenverschiebung und Amplitude des gesampelten Signals berechnet werden. Aus diesen Werten können weiter Entfernung und Helligkeit des Pixels bestimmt werden.This measuring method according to the invention has z. In the case of scanners, for example, there is the advantage that no data has to be stored for further signal processing (as is the case, for example, using FFT, digital filters, etc.), but that per pixel clock in the scan (f Abt / 4 ) exactly one complex measuring pair (A + jB) exists. From this pair of measurements phase shift and amplitude of the sampled signal can be calculated. From these values, further distance and brightness of the pixel can be determined.
In 11 wird ein solcher Scan beispielhaft simuliert, bei dem sich die Phasenlage des Detektorsignals von Pixel zu Pixel linear verändert. Im Folgenden wird der beispielhafte Scan von 11 näher erläutert. In 11 wurde das MATLAB-Skript ”Simulation – Zeitversetzte Abtastung LIDAR-” von 18a–f verwendet. Im ersten Diagramm 1110 wird ein Cosinus-förmiges Signal mit einer Frequenz von 68 MHz beispielhaft mit 54,4 MHz abgetastet. Die jeweiligen Samples sind im ersten Diagramm 1110 zu sehen (”Function Values”). Im zweiten und dritten Diagramm 1120, 1130 wurde das abgetastete Signal um den Faktor 4 dezimiert bzw. zuerst um einen Takt verzögert und im Anschluss dezimiert (”Real Value”, ”Imag Value”). Im vierten Diagramm 1140 wurde die Phasenbeziehung des abgetasteten Signals berechnet (”Phase [deg]”). Wie in 11 zu erkennen, besitzen diese Samples einen Abstand von 1/fclk. Somit kann jedem Pixel ein Phasenwert zugeordnet werden, genauer gesagt, zu jedem Pixel kann eine individuelle Entfernung berechnet werden.In 11 For example, such a scan is simulated in which the phase position of the detector signal changes linearly from pixel to pixel. The following is the exemplary scan of 11 explained in more detail. In 11 was the MATLAB script "Simulation - Timed Scan LIDAR-" by 18a -F used. In the first diagram 1110 For example, a cosine-shaped signal having a frequency of 68 MHz is sampled at 54.4 MHz by way of example. The respective samples are in the first diagram 1110 to see ("Function Values"). In the second and third diagram 1120 . 1130 The sampled signal was decimated by a factor of 4 or first delayed by one clock and then decimated ("Real Value", "Imag Value"). In the fourth diagram 1140 the phase relationship of the sampled signal was calculated ("phase [deg]"). As in 11 to recognize, these samples have a distance of 1 / fclk. Thus, each pixel can be assigned a phase value, more specifically, an individual distance can be calculated for each pixel.
Das gerade beschriebene Konzept ist dahin gehend vorteilhaft, dass es unabhängig von dem verwendeten Scanner angewandt werden kann (1D/2D Scanner, Rasterscanner/Lissajous-Scanner, etc.). Gemäß Ausführungsbeispielen ist es möglich, während des Betriebs die Auflösung zu variieren sowie eine Mehrfachmessung eines Pixels durchzuführen.The concept just described is advantageous in that it can be used independently of the scanner used (1D / 2D scanner, raster scanner / Lissajous scanner, etc.). According to embodiments, it is possible to vary the resolution during operation and to perform a multiple measurement of a pixel.
Weitere Ausführungsbeispiele schaffen ein Konzept für eine adaptive Scanauflösung. Gemäß Ausführungsbeispielen kann unabhängig vom Scanverfahren (statische oder scannende Messung) die Auflösung des Scanbereichs angepasst werden. Wird beispielsweise der Scanbereich erhöht, so bedeutet dies, dass das Raster engmaschiger wird. Dies wiederum bedeutet, dass die Pixelclock (Gleichung 36) in diesem Bereich erhöht wird, wodurch die Frequenz des CW-Signals (Gleichung 35) und die Abtastrate des ADC 112 (Gleichung 37) erhöht werden. Soll es beispielsweise einen Bereich geben, der weniger hochauflösend gescannt werden soll, dann kann in diesem Bereich die Pixelclock verringert werden, was dazu führt, dass die Frequenz des CW-Signals (fCW) und die Abtastrate (fAbt) des ADC 112 ebenfalls verringert werden. Diese erfindungsgemäße adaptive Scanauflösung kann beispielsweise bei Kantendetektionen oder Kanteninspektionen von Interesse sein. Hier wird beispielsweise in einem ersten Scan eine Kante/Spalte detektiert. Ferner kann in einem nachfolgenden Scan in dem Bereich der Kante/Spalte die Auflösung erhöht werden, um die Kante/Spalte besser auflösen zu können.Other embodiments provide a concept for adaptive scan resolution. According to embodiments, the resolution of the scan area can be adjusted independently of the scanning method (static or scanning measurement). If, for example, the scan area is increased, this means that the grid becomes more narrow. This in turn means that the pixel clock (Equation 36) is increased in this range, reducing the frequency of the CW signal (Equation 35) and the sampling rate of the ADC 112 (Equation 37). For example, if there is an area to be scanned with less high-resolution, then the pixel clock in that area can be reduced, resulting in the frequency of the CW signal (f CW ) and the sampling rate (f Abt ) of the ADC 112 also be reduced. This adaptive scan resolution according to the invention can be of interest, for example, in edge detections or edge inspections. Here, for example, an edge / column is detected in a first scan. Further, in a subsequent scan in the area of the edge / column, the resolution can be increased to better resolve the edge / column.
Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung schaffen einen echtzeitfähigen Auswertealgorithmus, der bei einem CW-Verfahren die Entfernung und Reflektivität des zu scannenden Bereichs ermittelt. Dabei kann über die Mittelung mehrerer Messungen die Genauigkeit des Messwerts stetig erhöht werden.Embodiments of the present invention provide a real-time evaluation algorithm that determines the distance and reflectivity of the area to be scanned in a CW method. In this case, the accuracy of the measured value can be steadily increased by averaging several measurements.
Anwendungen der im Vorhergehenden beschriebenen Ausführungsbeispiele sind statische Messungen (z. B. Methoden zur Überwachung einer mechanischen Bewegung) und die scannende Messung. Hierbei umfassen die statischen Messungen beispielsweise eine Dopplermessung, während die scannende Messung eine variable Anpassung auf eine Scanfrequenz, eine adaptive Pixelauflösung, eine mögliche Mehrfachmessung eines Pixels und die 3D-Photographie (Inspektionsanwendungen, biometrische Anwendungen, ...) umfasst.Applications of the embodiments described above are static measurements (eg methods for monitoring mechanical motion) and the scanning measurement. Here, the static measurements include, for example, a Doppler measurement, while the scanning measurement includes a variable adjustment to a scan frequency, an adaptive pixel resolution, a possible multiple measurement of a pixel and 3D photography (inspection applications, biometric applications, ...).
Im Gegensatz zu bekannten Verfahren schaffen Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung ein Konzept, das deutlich ressourcensparender ist. Ebenso ist für den erfindungsgemäßen Algorithmus keine Datensammlung (wie beispielsweise bei einer FFT) nötig. In contrast to known methods, embodiments of the present invention provide a concept that is significantly more resource efficient. Similarly, no data collection (such as in an FFT) is needed for the inventive algorithm.
Ferner ist die vorliegende Erfindung dahin gehend vorteilhaft, dass im Gegensatz zu bekannten Verfahren, bei denen eine FM-Demodulation für ein CW-Signal durchgeführt wird, wobei diese Demodulation der Datenaufnahme vorgeschaltet ist, keine weiteren Ressourcen benötigt werden.Furthermore, the present invention is advantageous in that, in contrast to known methods in which an FM demodulation is carried out for a CW signal, with this demodulation preceding the data acquisition, no further resources are required.
Anhand von 16 wurde gezeigt, dass die Demodulation beispielsweise durch eine Multiplikation erreicht wird. Da im Ersatzschaltbild eines Abtasters (vgl. 6d) ebenfalls ein Multiplikator enthalten ist, ist es möglich, durch die Wahl einer bestimmten Abtastfrequenz (fAbt) eine Quadratur-Demodulation durchführen zu können. Es wurde erkannt, dass hierfür die Multiplikatoren aus 16 durch ADC ersetzt werden können. Ferner wurde erkannt, dass hierbei die anschließende TP-Filterung entfällt.Based on 16 it was shown that the demodulation is achieved, for example, by a multiplication. Since in the equivalent circuit of a scanner (see. 6d ) Also a multiplier is included, it is possible to be able to perform a quadrature demodulation by the choice of a certain sampling frequency (f Abt ). It was recognized that this multipliers out 16 can be replaced by ADC. It was also recognized that this eliminates the subsequent TP filtering.
Gemäß Ausführungsbeispielen kann das erfindungsgemäße Computerprogramm (Algorithmus) beispielsweise mit dem Simulationsprogramm MATLAB realisiert werden, wie es in 18 aufgeführt ist.According to embodiments, the computer program (algorithm) according to the invention can be realized, for example, with the simulation program MATLAB, as shown in FIG 18 is listed.
Obwohl manche Aspekte im Zusammenhang mit einer Vorrichtung beschrieben wurden, versteht es sich, dass diese Aspekte auch eine Beschreibung des entsprechenden Verfahrens darstellen, sodass ein Block oder ein Bauelement einer Vorrichtung auch als ein entsprechender Verfahrensschritt oder als ein Merkmal eines Verfahrensschrittes zu verstehen ist. Analog dazu stellen Aspekte, die im Zusammenhang mit einem oder als ein Verfahrensschritt beschrieben wurden, auch eine Beschreibung eines entsprechenden Blocks oder Details oder Merkmals einer entsprechenden Vorrichtung dar. Einige oder alle der Verfahrensschritte können durch einen Hardware-Apparat (oder unter Verwendung eine Hardware-Apparats), wie zum Beispiel einen Mikroprozessor, einen programmierbaren Computer oder eine elektronische Schaltung ausgeführt werden. Bei einigen Ausführungsbeispielen können einige oder mehrere der wichtigsten Verfahrensschritte durch einen solchen Apparat ausgeführt werden.Although some aspects have been described in the context of a device, it will be understood that these aspects also constitute a description of the corresponding method, so that a block or a component of a device is also to be understood as a corresponding method step or as a feature of a method step. Similarly, aspects described in connection with or as a method step also represent a description of a corresponding block or detail or feature of a corresponding device. Some or all of the method steps may be performed by a hardware device (or using a hardware device). Apparatus), such as a microprocessor, a programmable computer or an electronic circuit. In some embodiments, some or more of the most important method steps may be performed by such an apparatus.
Ein erfindungsgemäßes Signal, wie beispielsweise ein die Abtastwerte 115 (A, B; A1, B1) umfassendes Signal, kann auf einem digitalen Speichermedium gespeichert sein oder kann auf einem Übertragungsmedium wie beispielsweise einem drahtlosen Übertragungsmedium oder einem verdrahteten Übertragungsmedium, z. B. dem Internet, übertragen werden.An inventive signal, such as one of the samples 115 (A, B; A 1 , B 1 ), may be stored on a digital storage medium or may be stored on a transmission medium such as a wireless transmission medium or a wired transmission medium, e.g. As the Internet, are transmitted.
Das erfindungsgemäße Signal kann auf einem digitalen Speichermedium gespeichert sein, oder kann auf einem Übertragungsmedium, wie beispielsweise einem drahtlosen Übertragungsmedium oder einem drahtgebundenen Übertragungsmedium, wie beispielsweise dem Internet, übertragen werden.The signal according to the invention may be stored on a digital storage medium, or may be transmitted on a transmission medium, such as a wireless transmission medium or a wired transmission medium, such as the Internet.
Je nach bestimmten Implementierungsanforderungen können Ausführungsbeispiele der Erfindung in Hardware oder in Software implementiert sein. Die Implementierung kann unter Verwendung eines digitalen Speichermediums, beispielsweise einer Floppy-Disk, einer DVD, einer Blu-ray Disc, einer CD, eines ROM, eines PROM, eines EPROM, eines EEPROM oder eines FLASH-Speichers, einer Festplatte oder eines anderen magnetischen oder optischen Speichers durchgeführt werden, auf dem elektronisch lesbare Steuersignale gespeichert sind, die mit einem programmierbaren Computersystem derart zusammenwirken können oder zusammenwirken, dass das jeweilige Verfahren durchgeführt wird. Deshalb kann das digitale Speichermedium computerlesbar sein.Depending on particular implementation requirements, embodiments of the invention may be implemented in hardware or in software. The implementation may be performed using a digital storage medium, such as a floppy disk, a DVD, a Blu-ray Disc, a CD, a ROM, a PROM, an EPROM, an EEPROM or FLASH memory, a hard disk, or other magnetic disk or optical memory are stored on the electronically readable control signals that can cooperate with a programmable computer system or cooperate such that the respective method is performed. Therefore, the digital storage medium can be computer readable.
Manche Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung umfassen also einen Datenträger, der elektronisch lesbare Steuersignale aufweist, die in der Lage sind, mit einem programmierbaren Computersystem derart zusammenzuwirken, dass eines der hierin beschriebenen Verfahren durchgeführt wird.Thus, some embodiments according to the invention include a data carrier having electronically readable control signals capable of interacting with a programmable computer system such that one of the methods described herein is performed.
Allgemein können Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung als Computerprogrammprodukt mit einem Programmcode implementiert sein, wobei der Programmcode dahin gehend wirksam ist, eines der Verfahren durchzuführen, wenn das Computerprogrammprodukt auf einem Computer abläuft.In general, embodiments of the present invention may be implemented as a computer program product having a program code, wherein the program code is operable to perform one of the methods when the computer program product runs on a computer.
Der Programmcode kann beispielsweise auch auf einem maschinenlesbaren Träger gespeichert sein.The program code can also be stored, for example, on a machine-readable carrier.
Andere Ausführungsbeispiele umfassen das Computerprogramm zum Durchführen eines der hierin beschriebenen Verfahren, wobei das Computerprogramm auf einem maschinenlesbaren Träger gespeichert ist. Mit anderen Worten ist ein Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Verfahrens somit ein Computerprogramm, das einen Programmcode zum Durchführen eines der hierin beschriebenen Verfahren aufweist, wenn das Computerprogramm auf einem Computer abläuft.Other embodiments include the computer program for performing any of the methods described herein, wherein the computer program is stored on a machine-readable medium. In other words, an embodiment of the method according to the invention is thus a A computer program comprising program code for performing one of the methods described herein when the computer program runs on a computer.
Ein weiteres Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Verfahren ist somit ein Datenträger (oder ein digitales Speichermedium oder ein computerlesbares Medium), auf dem das Computerprogramm zum Durchführen eines der hierin beschriebenen Verfahren aufgezeichnet ist.A further embodiment of the inventive method is thus a data carrier (or a digital storage medium or a computer-readable medium) on which the computer program is recorded for carrying out one of the methods described herein.
Ein weiteres Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Verfahrens ist somit ein Datenstrom oder eine Sequenz von Signalen, der bzw. die das Computerprogramm zum Durchführen eines der hierin beschriebenen Verfahren darstellt bzw. darstellen. Der Datenstrom oder die Sequenz von Signalen kann bzw. können beispielsweise dahin gehend konfiguriert sein, über eine Datenkommunikationsverbindung, beispielsweise über das Internet, transferiert zu werden.A further embodiment of the method according to the invention is thus a data stream or a sequence of signals, which represent the computer program for performing one of the methods described herein. The data stream or the sequence of signals may be configured, for example, to be transferred via a data communication connection, for example via the Internet.
Ein weiteres Ausführungsbeispiel umfasst eine Verarbeitungseinrichtung, beispielsweise einen Computer oder ein programmierbares Logikbauelement, die dahin gehend konfiguriert oder angepasst ist, eines der hierin beschriebenen Verfahren durchzuführen.Another embodiment includes a processing device, such as a computer or a programmable logic device, that is configured or adapted to perform one of the methods described herein.
Ein weiteres Ausführungsbeispiel umfasst einen Computer, auf dem das Computerprogramm zum Durchführen eines der hierin beschriebenen Verfahren installiert ist.Another embodiment includes a computer on which the computer program is installed to perform one of the methods described herein.
Ein weiteres Ausführungsbeispiel gemäß der Erfindung umfasst eine Vorrichtung oder ein System, die bzw. das ausgelegt ist, um ein Computerprogramm zur Durchführung zumindest eines der hierin beschriebenen Verfahren zu einem Empfänger zu übertragen. Die Übertragung kann beispielsweise elektronisch oder optisch erfolgen. Der Empfänger kann beispielsweise ein Computer, ein Mobilgerät, ein Speichergerät oder eine ähnliche Vorrichtung sein. Die Vorrichtung oder das System kann beispielsweise einen Datei-Server zur Übertragung des Computerprogramms zu dem Empfänger umfassen.Another embodiment according to the invention comprises a device or system adapted to transmit a computer program for performing at least one of the methods described herein to a receiver. The transmission can be done for example electronically or optically. The receiver may be, for example, a computer, a mobile device, a storage device or a similar device. For example, the device or system may include a file server for transmitting the computer program to the recipient.
Bei manchen Ausführungsbeispielen kann ein programmierbares Logikbauelement (beispielsweise ein feldprogrammierbares Gatterarray, ein FPGA) dazu verwendet werden, manche oder alle Funktionalitäten der hierin beschriebenen Verfahren durchzuführen. Bei manchen Ausführungsbeispielen kann ein feldprogrammierbares Gatterarray mit einem Mikroprozessor zusammenwirken, um eines der hierin beschriebenen Verfahren durchzuführen. Allgemein werden die Verfahren bei einigen Ausführungsbeispielen seitens einer beliebigen Hardwarevorrichtung durchgeführt. Diese kann eine universell einsetzbare Hardware wie ein Computerprozessor (CPU) sein oder für das Verfahren spezifische Hardware, wie beispielsweise ein ASIC.In some embodiments, a programmable logic device (eg, a field programmable gate array, an FPGA) may be used to perform some or all of the functionality of the methods described herein. In some embodiments, a field programmable gate array may cooperate with a microprocessor to perform one of the methods described herein. In general, in some embodiments, the methods are performed by any hardware device. This may be a universal hardware such as a computer processor (CPU) or hardware specific to the process, such as an ASIC.
Ein Aspekt gemäß der Erfindung sind daher Konfigurationsdaten für einen programmierbaren Logikbaustein oder für ein feldprogrammierbares Gatterfeld (FPGA), zum Durchführen der hierin beschriebenen Verfahrens, wenn die Konfigurationsdaten in den programmierbaren Logikbaustein oder das feldprogrammierbare Gatterfeld geladen sind.One aspect of the invention is therefore configuration data for a programmable logic device or field programmable gate array (FPGA) for performing the method described herein when the configuration data is loaded into the programmable logic device or field programmable gate array.
Die oben beschriebenen Ausführungsbeispiele stellen lediglich eine Veranschaulichung der Prinzipien der vorliegenden Erfindung dar. Es versteht sich, dass Modifikationen und Variationen der hierin beschriebenen Anordnungen und Einzelheiten anderen Fachleuten einleuchten werden. Deshalb ist beabsichtigt, dass die Erfindung lediglich durch den Schutzumfang der nachstehenden Patentansprüche und nicht durch die spezifischen Einzelheiten, die anhand der Beschreibung und der Erläuterung der Ausführungsbeispiele hierin präsentiert wurden, beschränkt sei.The embodiments described above are merely illustrative of the principles of the present invention. It will be understood that modifications and variations of the arrangements and details described herein will be apparent to others of ordinary skill in the art. Therefore, it is intended that the invention be limited only by the scope of the appended claims and not by the specific details presented in the description and explanation of the embodiments herein.
Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung schaffen ein Verfahren zur Bestimmung einer Phaseninformation 125, φR, eines empfangenen Signals 105, AR. Das Verfahren umfasst ein Bereitstellen zumindest eines Paares von Abtastwerten 115 (A, B; A1, B1), ein Abtasten des empfangenen Signals 105, AR, mit einer Abtastrate 111, fAbt, die kleiner als eine mittlere Frequenz 101, fCW, des empfangenen Signals 105, AR, ist, und ein Bereitstellen zweier Abtastwerte als Paar von Abtastwerten 115 (A, B; A1, B1), die einen zeitlichen Abstand (TAbt) von 1 / 4TCW(4m + 1) oder von 1 / 4TCW(4m + 3) aufweisen, wobei m eine ganze Zahl größer gleich (≥) 1 ist, und wobei TCW eine mittlere Periodendauer des empfangenen Signals 105, AR, ist.Embodiments of the present invention provide a method for determining phase information 125 , φ R , of a received signal 105 , A R. The method includes providing at least a pair of samples 115 (A, B; A 1 , B 1 ), a sample of the received signal 105 , A R , at a sampling rate 111 , f abbot , which is smaller than a medium frequency 101 , f CW , of the received signal 105 , A R , and providing two samples as a pair of samples 115 (A, B, A 1 , B 1 ), which is a time interval (T Abt ) of 1 / 4T CW (4m + 1) or from 1 / 4T CW (4m + 3) where m is an integer greater than or equal to (≥) 1, and where T CW is an average period of the received signal 105 , A R , is.
Weitere Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung schaffen ein Verfahren zur Messung einer Information über eine Entfernung zu einem Objekt 129 (Δφ, R) mit einem System 200. Das Verfahren umfasst ein Senden eines Sendesignals 15, AT, mit einem Sender 10, ein Empfangen eines Empfangssignals 105, AR, mit einem Empfänger, wie er im Vorhergehenden beschrieben wurde, und ein Kontrollieren einer mittleren Frequenz 11, fCW', des Sendesignals 15, AT, und der Abtastrate 111, fAbt, in Abhängigkeit von einer Taktfrequenz 205, fclk des Systems 200.Further embodiments of the present invention provide a method of measuring information about a distance to an object 129 (Δφ, R) with a system 200 , The method includes transmitting a transmission signal 15 , A T , with a transmitter 10 , receiving a received signal 105 , A R , with a receiver as described above and controlling a medium frequency 11 , f CW ', of the transmission signal 15 , A T , and the sampling rate 111 , f abbot , depending on a clock frequency 205 , f clk of the system 200 ,
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Zitierte PatentliteraturCited patent literature
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DE 10001015 A1 [0017] DE 10001015 A1 [0017]
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US 2011/0317147 A1 [0018] US 2011/0317147 A1 [0018]
Zitierte Nicht-PatentliteraturCited non-patent literature
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Bogatscher, S. et al., „Laser-Rangefinder auf Basis von MEMS-Spiegeln für adaptive Robotik”, Mikrosystemtechnik Kongress 2013, 14.–16. Oktober 2013 in Aachen [0019] Bogatscher, S. et al., "Laser Range Finder Based on MEMS Levels for Adaptive Robotics", Microsystems Technology Congress 2013, 14.-16. October 2013 in Aachen [0019]
