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Gebiet der Erfindung
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Die Erfindung bezieht sich auf das Sichern einer Antriebssteuerung für einen elektrischen Antrieb, beispielsweise einen bürstenlosen Gleichstrommotor, gegen Ausfälle der Versorgungsspannung, um einen verlängerten Betrieb der Antriebssteuerung zu ermöglichen.
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Hintergrund und Stand der Technik
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Bei elektrischen Antrieben, beispielsweise bürstenlosen Gleichstrommotoren, werden oft der Antriebsschaltkreis mit der Brückenschaltung und der Steuerschaltkreis für den elektrischen Antrieb aus einer gemeinsamen Versorgungsspannungsquelle betrieben. Bei Schwankungen oder Ausfällen der Versorgungsspannung fällt dann nicht nur der Antriebsschaltkreis aus, sondern ist gleichzeitig auch die Motorsteuerung betroffen. Dadurch kann es zu kritischen Betriebszuständen kommen, welche die Funktion und Sicherheit des Systems beeinträchtigen.
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Es ist daher wünschenswert, das System bei einem Ausfall der Versorgungsspannung kontrolliert in einen sicheren Zustand zu überführen oder zumindest die wesentlichen Betriebsparameter zu speichern, sodass ein erneutes Anfahren des elektrischen Antriebs nach der Wiederherstellung der Versorgungsspannung erleichtert wird. Um diesen sicheren Zustand zu erreichen, sollten die im System vorhandenen Steuer- und Stelleinrichtungen, beispielsweise der Mikrokontroller und die Motorendstufe, trotz des Spannungseinbruchs noch für eine gewisse Zeit mit Energie versorgt werden. Eine Möglichkeit besteht im Vorsehen einer separaten, von der Versorgungsspannung unabhängigen Notstromversorgung. Sie ist jedoch aufwändig und erfordert zusätzliche Komponenten im System, welche sowohl die Baugröße als auch die Herstellungskosten in unerwünschter Weise erhöhen.
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Aus der Offenlegungsschrift
DE 10 2012 102 869 A1 ist ein Verfahren zur Ansteuerung eines bürstenlosen Elektromotors mittels Pulsweitenmodulation bekannt, bei welchem in der Bremsphase Bremsenergie in die Spannungsversorgung rückgespeist wird.
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Vor dem Hintergrund des Standes der Technik stellt sich die Erfindung die Aufgabe, eine kompakte, effiziente Vorrichtung zum Sichern einer Antriebssteuerung gegen Ausfälle der Versorgungsspannung bereitzustellen.
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Übersicht über die Erfindung
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Diese Aufgabe wird mit der Vorrichtung und dem Verfahren gemäß den unabhängigen Ansprüchen 1 bzw. 9 gelöst. Die abhängigen Ansprüche beziehen sich auf vorteilhafte Weiterbildungen.
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Eine erfindungsgemäße Vorrichtung zum Sichern einer Antriebssteuerung gegen Versorgungsspannungsausfälle umfasst einen Antriebsschaltkreis für einen elektrischen Antrieb mit einer mit dem Antrieb elektrisch verbindbaren oder verbundenen Brückenschaltung und einer mit der Brückenschaltung elektrisch verbundenen Energiespeichereinheit, wobei der Antriebsschaltkreis dazu eingerichtet ist, auf einem ersten Spannungsniveau betrieben zu werden. Die Vorrichtung umfasst ferner einen Steuerschaltkreis für den elektrischen Antrieb mit einer Steuereinheit zum Ansteuern der Brückenschaltung, wobei der Steuerschaltkreis dazu eingerichtet ist, auf einem zweiten Spannungsniveau betrieben zu werden, welches sich von dem ersten Spannungsniveau unterscheidet. Die Vorrichtung umfasst auch einen Spannungswandler, welcher den Antriebsschaltkreis elektrisch mit dem Steuerschaltkreis verbindet. Antriebsschaltkreis und Steuerschaltkreis sind dazu eingerichtet, mit einer Versorgungsspannung aus einer gemeinsamen Versorgungsspannungsquelle betrieben zu werden, wobei die Steuereinheit dazu eingerichtet ist, ein Abfallen der Versorgungsspannung zu erfassen und in Reaktion auf das Abfallen der Versorgungsspannung den Spannungswandler zu aktivieren, und wobei der Spannungswandler dazu eingerichtet ist, in Reaktion auf ein Aktivierungssignal von der Steuereinheit den Steuerschaltkreis mit Energie aus der Energiespeichereinheit zu versorgen.
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Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass ein System, welches einen elektrischen Antrieb umfasst, mit der elektrisch im Antriebsschaltkreis und mechanisch im Antrieb gespeicherten Energie über einen von der Versorgungsspannung unabhängigen Energiespeicher verfügt, welcher genutzt werden kann, um beim Ausfall der Versorgungsspannung den Betrieb des Steuerschaltkreises so lange aufrechtzuerhalten, bis das System kontrolliert abgeschaltet worden ist. Eine Sicherung der Antriebssteuerung gegen Versorgungsspannungsausfälle lässt sich daher erfindungsgemäß allein mit einem Spannungswandler und den ohnehin für den Motorbetrieb erforderlichen Komponenten erreichen. Eine zusätzliche Notversorgungsspannungsquelle ist nicht erforderlich. Ein Antrieb mit der erfindungsgemäßen Vorrichtung kann daher besonders kompakt und kostengünstig hergestellt werden.
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Ein Ausfall der Versorgungsspannung kann im Sinne der Erfindung jedwede Abweichung der Versorgungsspannung und/oder des Versorgungsstroms von einem Bereich umfassen, in welchem ein regulärer Motorbetrieb möglich ist. Darunter fallen sowohl Schwankungen als auch ein vollständiger Ausfall der Versorgungsspannung.
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Das erste Spannungsniveau, bei welchem der Antriebsschaltkreis betrieben wird, ist vorzugsweise höher als das zweite Spannungsniveau, bei welchem der Steuerschaltkreis betrieben wird. Entsprechend ist der im Antriebsschaltkreis gespeicherte Energieinhalt in der Regel wesentlich höher als der im Steuerschaltkreis gespeicherte Energieinhalt. Die erfindungsgemäße Vorrichtung macht den im Antriebsschaltkreis und im elektrischen Antrieb gespeicherten Energieinhalt für die Aufrechterhaltung der Spannungsversorgung des Steuerschaltkreises nutzbar.
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Der Spannungswandler kann insbesondere eine digital ansteuerbare Einrichtung zur intervallweisen Übertragung von Ladung zwischen unterschiedlichen Spannungsniveaus umfassen.
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Die Energiespeichereinheit kann einen Kondensator umfassen, insbesondere einen Glättungskondensator der Brückenschaltung. Solche Kondensatoren können beispielsweise zur Pufferung der verschiedenen Versorgungsspannungen bei der Kommutierung eines bürstenlosen Gleichstrommotors verwendet werden und sind üblicherweise über Dioden an die entsprechenden Spannungsquellen angeschlossen, um eine Entladung über die beim Spannungsausfall oder Spannungseinbruch niederohmig werdenden Quellen zu verhindern. Diese Kondensatoren stellen einen Energiespeicher beträchtlicher Größe dar, welcher für den Fall eines Spannungsausfalls über den Spannungswandler an die Steuereinheit bereitgestellt werden kann.
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In einer bevorzugten Ausführungsform umfasst die Steuereinheit einen Mikrokontroller.
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Die erfindungsgemäße Vorrichtung kann auch den elektrischen Antrieb umfassen, vorzugsweise einen bürstenlosen Gleichstrommotor.
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In einer Ausführungsform umfasst die erfindungsgemäße Vorrichtung auch die Versorgungsspannungsquelle. Die Versorgungsspannung kann beispielsweise mittels eines Transformators in ein erstes Spannungsniveau und ein zweites Spannungsniveau, welche dem Antriebsschaltkreis bzw. dem Steuerschaltkreis zur Verfügung gestellt werden, umgewandelt werden.
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In einer bevorzugten Ausführungsform ist die Steuereinheit dazu eingerichtet, in Reaktion auf ein Abfallen der Versorgungsspannung, insbesondere des Spannungsniveaus im Antriebsschaltkreis und/oder im Steuerschaltkreis, unter einen vorbestimmten ersten Schwellwert den Spannungswandler zu aktivieren.
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Beispielsweise verfügen viele Mikrokontroller über interne Überspannungsinterrupts (Unterspannungsunterbrecher), die ausgelöst werden, bevor die Betriebsspannung des Mikrokontrollers Werte erreicht, die dessen normalen Betriebsbereich unterschreiten. Diese internen Interrupts benötigen keinerlei zusätzliche Ressourcen wie Anschlusspins oder Analog-Digital-Wandler. Sie können auf einfache Weise dazu verwendet werden, den Spannungswandler anzusteuern, um Energie aus dem Antriebsschaltkreis in den Steuerschaltkreis zu transferieren. Ein Interrupt bedingt eine vorübergehende Unterbrechung eines laufenden Programms, beispielsweise eines laufenden Programms eines Mikrocontrollers, die durch eine Unterbrechungsanforderung (Interrupt Request) ausgelöst wird.
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In einer Weiterbildung der Erfindung ist die Steuereinheit dazu eingerichtet, in Reaktion auf ein Ansteigen der Versorgungsspannung, insbesondere des Spannungsniveaus im Antriebsschaltkreis und/oder im Steuerschaltkreis, über einen vorbestimmten zweiten Schwellwert den Spannungswandler zu deaktivieren.
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Zur Deaktivierung kann ein Überspannungsinterrupt, mit dem viele Mikrokontroller ausgerüstet sind, verwendet werden. Beispielsweise kann nach einem Ausfall der Versorgungsspannung über den Spannungswandler solange Energie von dem Antriebsschaltkreis in den Steuerschaltkreis transferiert werden, bis der zweite Schwellwert erreicht ist, beispielsweise bis ein interner Überspannungsinterrupt des Mikrocontrollers ausgelöst wird. Dann wird der Spannungswandler deaktiviert, bis die Spannung am Steuerschaltkreis wieder soweit abgesunken ist, dass der erste Schwellwert unterschritten wird und der Spannungswandler erneut aktiviert wird. Diese Folge kann über mehrere Zyklen fortgesetzt werden.
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In einer bevorzugten Ausführungsform ist der Antrieb ein bürstenloser Gleichstrommotor.
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Die Brückenschaltung kann mehrere Schaltelemente, insbesondere Halbleiterschaltelemente wie MOSFETs, umfassen.
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In einer bevorzugten Ausführungsform sind den Schaltelementen dabei jeweils Freilaufdioden parallel geschaltet.
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Eine solche Brückenschaltung erlaubt das Ansteuern eines mehrphasigen bürstenlosen Gleichstrommotors, beispielsweise in Sternschaltung.
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In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform umfasst die Brückenschaltung drei Halbbrücken. Eine solche Brückenschaltung wird auch als H6-Brücke bezeichnet und umfasst im Wesentlichen sechs Schaltelemente, die insbesondere durch Halbleiterschaltelemente wie MOSFETs realisiert sein können. H6-Brücken können insbesondere auch zur Ansteuerung eines dreiphasigen bürstenlosen Gleichstrommotors verwendet werden. Bürstenlose Gleichstrommotoren werden beispielsweise für Industrieanwendungen, für Stellmotoren im Automobil oder zum Antrieb von Lüftern oder Speicherplatten in einem Festplattenlaufwerk verwendet. Solche bürstenlosen Gleichstrommotoren können verschiedenartig Lager zur Lagerung des Rotors aufweisen. Beispielsweise kann solch ein Motor ein oder mehrere Kugellager, Gleitlager, Rollenlager oder fluiddynamische Lager aufweisen.
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In einer bevorzugten Ausführungsform ist die Steuereinheit dazu eingerichtet, in Reaktion auf das Abfallen der Versorgungsspannung die Brückenschaltung derart anzusteuern, dass der elektrische Antrieb Energie in die Energiespeichereinheit und/oder an den Spannungswandler speist.
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In dieser Ausführungsform wird unmittelbar die in der Trägheit der Masse des Antriebs gespeicherte Energie in die Energiespeichereinheit und/oder an den Spannungswandler gespeist. Von dort kann sie in den Steuerschaltkreis übertragen werden, um beim Ausfall der Versorgungsspannung den Betrieb der Steuereinheit aufrechtzuerhalten. Der Antrieb wirkt in dieser Ausführungsform also als mechanischer Energiespeicher zum verlängerten Betrieb der Steuereinheit beim Ausfall der Versorgungsspannung.
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Der elektrische Antrieb wirkt in dieser Konfiguration mit der Brückenschaltung als Gleichspannungswandler bzw. Synchronwandler zusammen.
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In einer bevorzugten Ausführungsform ist die Steuereinheit dazu eingerichtet, die Brückenschaltung für eine Pulsweitenmodulation des elektrischen Antriebs anzusteuern.
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Durch Variation des Tastverhältnisses der Pulsweitenmodulation, d. h. des Verhältnisses von Einschaltzeit zu Ausschaltzeit, kann die Leistung bzw. Drehzahl des Antriebs geeignet eingestellt werden.
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In einer bevorzugten Ausführungsform ist die Steuereinheit dazu eingerichtet, die Brückenschaltung während der Ausschaltzeiten der Pulsweitenmodulation im aktiven Freilauf zu betreiben.
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In dieser Konfiguration wird während der Ausschaltzeiten ein Schalter der Brückenschaltung geschlossen, um die dem Schalter parallel geschaltete Freilaufdiode zu umgehen.
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Einerseits wird dadurch die Verlustleistung an dem betreffenden Schalter verringert. Andererseits ermöglicht der aktive Freilauf einen bidirektionalen Stromfluss durch den entsprechenden Schalter.
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In einer Weiterbildung der Erfindung ist die Steuereinheit dazu eingerichtet, in Reaktion auf das Abfallen der Versorgungsspannung ein Tastverhältnis der Pulsweitenmodulation herabzusetzen.
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Dadurch kann erreicht werden, dass sich die Richtung des Stromflusses während des Freilaufs umkehrt, sodass während dieser Freilaufphase Energie in der Motorinduktivität gespeichert und am Ende der Freilaufphase in die Energiespeichereinheit und/oder an den Spannungswandler zurückgespeist wird.
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Die Erfindung bezieht sich auch auf ein Verfahren zum Sichern einer Antriebssteuerung gegen Versorgungsspannungsausfälle mit dem Schritt des Bereitstellens einer ersten Spannung aus einer Versorgungsspannung an einen Antriebsschaltkreis für einen elektrischen Antrieb, wobei der Antriebsschaltkreis eine mit dem Antrieb elektrisch verbindbare oder verbundene Brückenschaltung und eine mit der Brückenschaltung elektrisch verbundene Energiespeichereinheit umfasst. Das erfindungsgemäße Verfahren umfasst ferner das Bereitstellen einer zweiten Spannung aus der Versorgungsspannung an einen Steuerschaltkreis für den elektrischen Antrieb, wobei sich die zweite Spannung von der ersten Spannung unterscheidet und wobei der Steuerschaltkreis eine Steuereinheit zur Ansteuerung der Brückenschaltung umfasst. Ferner umfasst das erfindungsgemäße Verfahren das Erfassen eines Abfallens der Versorgungsspannung, das Aktivieren eines Spannungswandlers, welcher den Antriebsschaltkreis elektrisch mit dem Steuerschaltkreis verbindet, in Reaktion auf das erfasste Abfallen der Versorgungsspannung sowie das Versorgen des Steuerschaltkreises mit Energie aus der Energiespeichereinheit über den Spannungswandler.
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In einer bevorzugten Ausführungsform umfasst das Verfahren den Schritt des Aktivierens des Spannungswandlers in Reaktion auf ein Abfallen der Versorgungsspannung, insbesondere des Spannungsniveaus im Antriebsschaltkreis und/oder im Steuerschaltkreis, unter einen vorbestimmten ersten Schwellwert.
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In einer Weiterbildung der Erfindung umfasst das Verfahren das Deaktivieren des Spannungswandlers in Reaktion auf ein Ansteigen der Versorgungsspannung, insbesondere des Spannungsniveaus im Antriebsschaltkreis und/oder im Steuerschaltkreis, über einen vorbestimmten zweiten Schwellwert.
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In einer bevorzugten Ausführungsform umfasst das Verfahren den Schritt des Speisens von Energie in die Energiespeichereinheit und/oder an den Spannungswandler in Reaktion auf das Abfallen der Versorgungsspannung.
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Das Verfahren kann in einer bevorzugten Ausführungsform das Ansteuern der Brückenschaltung für eine Pulsweitenmodulation, insbesondere im aktiven Freilauf, umfassen.
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In einer Weiterbildung umfasst das Verfahren das Herabsetzen eines Tastverhältnisses der Pulsweitenmodulation in Reaktion auf das Abfallen der Versorgungsspannung, so dass während der in der Ausschaltzeit befindlichen Freilaufphase Energie in der Motorinduktivität des elektrischen Antriebs gespeichert und am Ende der Freilaufphase in die Energiespeichereinheit und/oder an den Spannungswandler zurückgespeist wird.
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Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen
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Die Merkmale und zahlreichen Vorteile der erfindungsgemäßen Lösung lassen sich am besten anhand einer detaillierten Beschreibung bevorzugter Ausführungsbeispiele unter Bezugnahme auf die anliegenden Figuren erläutern, in denen:
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1 ein schematisches Blockschaltbild einer Vorrichtung zum Sichern einer Antriebssteuerung gegen Versorgungsspannungsausfälle gemäß einer Ausführungsform der Erfindung zeigt;
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2 einen schematischen Schaltplan eines Spannungswandlers, wie er in der Vorrichtung nach 1 Verwendung finden kann, zeigt;
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3 ein vereinfachtes Blockschaltbild einer Brückenschaltung für einen dreiphasigen bürstenlosen Gleichstrommotor gemäß einer Ausführungsform der Erfindung zeigt;
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4 schematisch den Verlauf der in den Motorphasen des dreiphasigen bürstenlosen Gleichstrommotors gemäß 3 induzierten Spannungen über eine volle Umdrehung zeigt;
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5a die Schaltungskonfiguration der Brückenschaltung und den Stromverlauf im Schaltkreis der 3 während der Einschaltphase des PWM-Betriebs zeigt;
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5b die Schaltungskonfiguration der Brückenschaltung und den Stromverlauf im Schaltkreis der 3 in einem Pulsweitenmodulationsbetrieb während der Ausschaltphase des Pulsweitenmodulationsbetriebs veranschaulicht;
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5c den zeitlichen Verlauf der Stromstärke im Pulsweitenmodulationsbetrieb während der Anschalt- und Ausschaltzeiten zeigt;
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5d die Schaltungskonfiguration und den Stromverlauf im Schaltkreis der 3 bei einer Umkehrung der Stromrichtung im Pulsweitenmodulationsbetrieb mit aktivem Freilauf veranschaulicht;
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5e schematisch den zeitlichen Verlauf der Stromstärke im Pulsweitenmodulationsbetrieb bei aktivem Freilauf mit Rückspeisung in die Quelle Q darstellt;
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5f die Schaltungskonfiguration und den Stromverlauf des Schaltkreises gemäß 3 bei Rückspeisung von Energie in die Quelle Q zeigt; und
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6a eine vereinfachte Darstellung des Schaltungsdiagramms der 3 in einer ersten Kommutierungsphase zeigt;
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6b eine zusammengefasste Darstellung des Schaltungsdiagramms der 6a zeigt;
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7a/7b den Stromverlauf im Schaltkreis der 6b im Abwärtswandler-Betrieb bei eingeschaltetem Schalter S1 (7a) bzw. ausgeschaltetem Schalter S1 (7b) zeigen; und
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8a/8b den Stromverlauf im Schaltkreis der 6b im Aufwärtswandler-Betrieb bei eingeschaltetem Schalter S4 (8a) bzw. ausgeschaltetem Schalter S4 (8b) zeigen.
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1 ist ein Blockschaltbild einer Vorrichtung 10 zum Sichern einer Antriebssteuerung gegen Versorgungsspannungsausfälle. Die Vorrichtung 10 umfasst einen Antriebsschaltkreis 12 für einen elektrischen Antrieb 14, beispielsweise einen bürstenlosen Gleichstrommotor M mit Last L.
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Der Antriebsschaltkreis 12 umfasst eine mit dem Antrieb 14 elektrisch verbundene Brückenschaltung 16 und einen mit der Brückenschaltung 16 elektrisch verbundenen Pufferkondensator 18. Der Pufferkondensator 18 puffert die an dem Antriebsschaltkreis 12 anliegende erste Versorgungsspannung, die von einer ersten Spannungsquelle 20 bereitgestellt wird.
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In dem schematischen Blockschaltbild der 1 ist nur ein einziger Pufferkondensator 18 dargestellt. Ein Antriebsschaltkreis 12 kann jedoch je nach Schaltungskonfiguration auch mehrere solche Kondensatoren umfassen. Die Kondensatoren können beispielsweise über Dioden an die erste Spannungsquelle 20 angeschlossen sein, um eine Entladung über die bei einem Spannungsausfall oder Spannungseinbruch niederohmig werdenden Quellen zu verhindern. Diese Funktion wird durch die Diode 22 zwischen dem Pufferkondensator 18 und der Spannungsquelle 22 erfüllt.
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Der Schaltkreis 10 umfasst ferner einen Steuerschaltkreis 24 zur Steuerung des elektrischen Antriebs 14 über die Brückenschaltung 16. Der Steuerschaltkreis 24 umfasst einen Mikrocontroller 26, welcher über Mess- und Steuerleitungen 28 (in 1 der Übersichtlichkeit der Darstellung halber als nur eine Leitung dargestellt) mit der Brückenschaltung 16 verbunden ist. Der Mikrocontroller 26 steuert über die Steuerleitungen 28 die Brückenschaltung 16 zur Kommutierung des Antriebs 14 an. Über die Messleitungen 28 kann der Mikrocontroller 26 das Spannungsniveau der Versorgungsspannung an der Brückenschaltung 16 überwachen.
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Der Steuerschaltkreis 24 umfasst seinerseits einen elektrisch mit dem Mikrocontroller 26 verbundenen Pufferkondensator 30. Der Mikrocontroller 26 und der Pufferkondensator 30 werden über eine zweite Spannungsquelle 32 für den Steuerschaltkreis 24 versorgt. Eine Diode 34 zwischen dem Pufferkondensator 30 und der zweiten Spannungsquelle 32 dient als Schutz gegen die Entladung des Pufferkondensators 30 über die im Fehlerfall niederohmige Spannungsquelle 32 für den Steuerschaltkreis 24.
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In vielen Anwendungen werden der Antriebsschaltkreis 12 und der Steuerschaltkreis 24 auf unterschiedlichen Spannungsniveaus betrieben. Beispielsweise kann in Anwendungen in der Automobilindustrie der Antriebsschaltkreis 12 auf einem höheren Spannungsniveau (zum Beispiel 36 V) betrieben werden als der Steuerschaltkreis 24 (zum Beispiel 12 V oder 5 V). Dennoch ist es in vielen Anwendungen sinnvoll, den Antriebsschaltkreis 12 und den Steuerschaltkreis 24 aus einer gemeinsamen Spannungsquelle zu versorgen. Beispielsweise können sowohl die erste Spannungsquelle 20 für den Antriebsschaltkreis 12 als auch die zweite Spannungsquelle 32 für den Steuerschaltkreis 24 aus einer gemeinsamen Versorgungsspannungsquelle (in 1 nicht gezeigt) versorgt werden. Die Versorgungsspannung für den Steuerschaltkreis 24 ist dann beispielsweise die herabtransformierte Versorgungsspannung für den Antriebsschaltkreis 12.
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Eine solche Konfiguration mit einer gemeinsamen Versorgungsspannungsquelle für den Antriebsschaltkreis 12 und den Steuerschaltkreis 24 ist in der Praxis vorteilhaft, da die Steuerung kompakter ausgeführt und kostengünstiger hergestellt werden kann. Sie birgt jedoch Risiken, weil bei einem Ausfall der Versorgungsspannung für den Antrieb 14 gleichzeitig auch stets der Mikrocontroller 26 betroffen ist. Ein Ausfall des Mikrocontrollers 26 zusammen mit der Brückenschaltung 16 kann dazu führen, dass nicht mehr genügend Zeit bleibt, um den Antrieb 14 kontrolliert in einen sicheren Zustand zu überführen oder dessen Betriebsparameter zu speichern. Der Pufferkondensator 30 des Steuerschaltkreises 24 verfügt häufig über keine ausreichende Kapazität, um die Funktionalität des Mikrocontrollers 26 für eine ausreichend lange Zeit aufrechtzuerhalten. Dagegen weist der bei höherer Spannung betriebene Pufferkondensator 18 des Antriebsschaltkreises 12 üblicherweise eine deutlich höhere Kapazität auf.
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Mit der erfindungsgemäßen Lösung kann der in dem Pufferkondensator 18 gespeicherte Energieinhalt bei Ausfall der Versorgungsspannung für den fortgesetzten Betrieb des Steuerschaltkreises 24 nutzbar gemacht werden. Der Steuerschaltkreis 24 ist zu diesem Zweck mit dem Antriebsschaltkreis 12 über einen Spannungswandler 36 elektrisch verbunden, welcher die höhere Versorgungsspannung des Antriebsschaltkreises 12 in die benötigte niedrigere Spannung des Steuerschaltkreises 24 umwandelt. Der Spannungswandler 36 ist über eine Steuerleitung 38 von dem Mikrocontroller 26 ansteuerbar. Der Mikrocontroller 26 ist dazu über eine Messleitung 40 mit einer Spannungsmessvorrichtung verbunden, welche ein Abfallen der Versorgungsspannung im Antriebsschaltkreis 12 und/oder im Steuerschaltkreis 24 erfasst. Die Spannungsmessung kann beispielsweise mittels zweier Widerstandselemente 42a, 42b erfolgen. Fällt die im Antriebsschaltkreis 12 oder im Steuerschaltkreis 24 detektierte Spannung unter ein vorbestimmtes Schwellniveau, aktiviert der Mikrocontroller 26 über die Steuerleitung 38 den Spannungswandler 36, so dass Energie zur Aufrechterhaltung des Betriebs des Steuerschaltkreises 24, insbesondere des Mikrocontrollers 26, von dem Pufferkondensator 18 an den Steuerschaltkreis 24 bereitgestellt wird.
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Die im Antriebsschaltkreis 12 gespeicherte Energie wird daher beim Ausfall oder bei einer Schwankung der Versorgungsspannung für den Betrieb des Steuerschaltkreises 24 nutzbar gemacht, damit der Mikrocontroller 26 weiterhin funktionsgemäß die Brückenschaltung 16 ansteuern und den Antrieb 14 in einen sicheren Betriebszustand überführen kann. Gleichzeitig steht dem Mikrocontroller 26 aufgrund der erfindungsgemäßen Lösung ausreichend Energie zur Verfügung, um den Betriebszustand des Antriebs 14 abzuspeichern, so dass ein sicheres Wiederanfahren des Antriebs 14 nach Wiederherstellung der Versorgungsspannung möglich wird.
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Im Rahmen der erfindungsgemäßen Lösung kann in der Schaltung 10 jede Wandlereinrichtung, bzw. jeder Spannungswandler Verwendung finden, welcher geeignet ist, die höhere Versorgungsspannung des Antriebsschaltkreises 12 in die niedrigere Versorgungsspannung des Steuerschaltkreises 24 umzuwandeln. Eine beispielhafte Schaltungskonfiguration für den Spannungswandler 36 ist in 2 gezeigt. Dieser umfasst einen Transistor 44, dessen Quelle mit dem Anschluss für den Pufferkondensator 18 des Antriebsschaltkreises 12 verbunden ist und dessen Senke mit dem Anschluss für den Pufferkondensator 30 des Steuerschaltkreises 24 verbunden ist. Mit dem Transistor 44 des Spannungswandlers 36 ist ein Widerstand 46 zur Begrenzung des Stroms in Reihe geschaltet. Die Ansteuerung des Gates des Transistors 44 erfolgt über einen Ansteuerungstransistor 48, dessen Gate mit der Steuerleitung 38 und darüber mit dem Mikrocontroller 26 verbunden ist. Desweiteren ist der Emitter-Anschluss des Ansteuerungstransistors 48 ist über einen Widerstand 56 mit Masse GND verbunden. Der Kollektor-Anschluss des Ansteuerungstransistors 48 ist über einen Widerstand 52 mit dem Transistor 48 und über einen Widerstand 54 mit dem Pufferkondensator 18 verbunden.
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Die erfindungsgemäße Vorrichtung und das erfindungsgemäße Verfahren zum Sichern einer Antriebssteuerung gegen Versorgungsspannungsausfälle kann für die Antriebssteuerung einer Vielzahl unterschiedlicher elektrischer Antriebe verwendet werden. 3 zeigt ein Beispiel für einen Antriebsschaltkreis 12 zum Antrieb eines dreiphasigen bürstenlosen Gleichstrommotors in Sternschaltung. Der Antrieb 14 wird in dem schematischen Blockdiagramm der 3 durch drei Phasen U, V, W dargestellt.
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Die mit dem Motor 14 verbundene Brückenschaltung 16 umfasst sechs Halbleiterschaltelemente S1, S2, S3, S4, S5, S6, denen jeweils Freilauf-Dioden 50-1 bis 50-6 parallel geschaltet sind. Eine solche Brückenschaltung 16 ist zur Ansteuerung eines dreiphasigen bürstenlosen Gleichstrommotors 14 wohlbekannt. Von den übrigen Komponenten des in 1 gezeigten Antriebsschaltkreises 12 ist im vereinfachten Blockdiagramm der 3 der Übersichtlichkeit halber nur der Pufferkondensator 18 dargestellt. Die Halbleiterschaltelemente S1 bis S6 sind symbolisch mit Widerständen 58, 60, 62 der Motorphasen U. V, W verbunden.
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4 veranschaulicht den Verlauf der beim Betrieb der Schaltung gemäß 1 und 3 in den Motorphasen U, V, W induzierten Spannungen (back electromotive force, BEMF) über eine volle Motorumdrehung von 0° bis 360° elektrisch, wobei die Spannungen über ein maximale Phasenspannung U0 normiert dargestellt sind. 4 zeigt zur Veranschaulichung darüber hinaus auch die aus dem Phasenspannungen abgeleiteten Spannungsdifferenzen UV (U – V), UW (U – W), VW (V – W), VU (V – U), WU (W – U) und WV (W – V).
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Um ein optimales Drehmoment des Antriebs 14 zu erreichen, wird die zur Kommutierung verwendete Brückenschaltung 16 im Allgemeinen so angesteuert, dass der Strom jeweils durch diejenigen beiden Motorphasen fließt, deren BEMF betragsmäßig die größtmögliche Spannungsdifferenz aufweist. Aus dem in 4 dargestellten Spannungsverlauf ergibt sich, dass im Bereich zwischen 0° und 60° die von den Motorphasen U und V aufgespannte Differenzspannung U – V die betragsmäßig größte vorhandene Spannung ist. Im Bereich zwischen 0° und 60° wird also auf die Phasen U und V kommutiert. Damit der Antrieb 14 dabei Energie aus der Quelle Q aufnehmen kann, muss der Strom I so durch die beiden Motorphasen fließen, dass er der BEMF entgegenwirkt. Dies kann beispielsweise erreicht werden, indem der Schalter S1 und der Schalter S5 der Brückenschaltung 16 geschlossen werden. 5a zeigt die entsprechende Schaltungskonfiguration. Stromfluss und -richtung sind im Schaltungsdiagramm der 5a durch gestrichelte Linien bzw. Pfeile kenntlich gemacht.
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Der Motorbetrieb und Kommutierungszustand in den sich anschließenden fünf Phasen 60° bis 120°, 120° bis 180°, 180° bis 240°, 240° bis 300° und 300° bis 360° ergibt sich entsprechend durch Wahl der jeweils größtmöglichen Spannungsdifferenz aus dem Verlaufsdiagramm der 4 und entsprechende Ansteuerung der Brückenschaltung 16.
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Wenn bei 0° auf die Phasen U und V kommutiert wird, begrenzen zunächst die Induktivitäten der beiden Phasen U und V den Stromanstieg. Die Stromstärke steigt in diesem Bereich näherungsweise linear an und verläuft dann auf konstantem Niveau. Im konstanten Bereich wird der Strom durch den Wicklungswiderstand der beiden Phasen bestimmt. Bei 60° wird dann auf die Phasen W und V kommutiert. Das Abfallen des Stroms wird vor dem Phasenwechsel wieder von den Induktivitäten der beiden Phasen U und V bestimmt.
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Bleibt der in dargestellte Schaltzustand, bei welchem die Schalter S1 und S5 geschlossen sind, über den gesamten Bereich von 0° bis 60° erhalten, spricht man vom „Vollblockbetrieb”. Im Vollblockbetrieb hängt die im Leerlauf erreichbare maximale Motordrehzahl im Wesentlichen von der Höhe der angelegten Versorgungsspannung Vcc ab, wobei für die gegebene Versorgungsspannung Vcc der Stromfluss durch die Motorwicklungen maximal ist.
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Eine Variation der Drehzahl des Motors zwischen Stillstand und der bei der Versorgungsspannung Vcc erreichbaren maximalen Drehzahl wird in der Praxis häufig durch eine Pulsweitenmodulation (PWM) erreicht. Im Pulsweitenbetrieb wird einer der beiden beim Vollblockbetrieb dauerhaft aktiven Schalter im Verlauf einer Kommutierungsphase mehrmals ein- und ausgeschaltet. Das Tastverhältnis, d. h., das Verhältnis zwischen Einschaltzeit und Ausschaltzeit, bestimmt dabei die Höhe der im Mittel an dem Antrieb 14 anliegenden Spannung und daher dessen Drehzahl.
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Ausgehend von der in 5a dargestellten Schaltungskonfiguration im Vollblockbetrieb, kann für eine Pulsweitenmodulation beispielsweise der Schalter S1 geöffnet werden, während der Schalter S5 geschlossen bleibt. 5b zeigt diese Schaltungskonfiguration. Stromfluss und Stromrichtung sind wiederum durch gestrichelte Linien bzw. Pfeile dargestellt. Wie dem Blockdiagramm der 5b zu entnehmen ist, fließt der Strom jetzt über die zum Schalter S4 gehörende Freilaufdiode 50-4. Im Pulsweitenbetrieb wird der Schalter S1 periodisch geöffnet (off-time) und geschlossen (on-time). Im eingeschwungenen Zustand stellt sich der in 5c dargestellte periodisch sägezahnförmige Stromverlauf ein.
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Wird der Widerstand der Wicklungen der Phasen U und V als vernachlässigbar klein angenommen, steigt die Stromstärke während der Einschaltzeiten jeweils nach folgender Gleichung an: I = I0 + (VCC – BEMF UV) × t / LU + LV, (1) wobei I0 das Stromstärkeniveau zu Beginn der Einschaltzeit, Vcc die Versorgungsspannung, BEMF UV die in den Motorphasen U und V induzierte Spannung, LU und LV die Induktivitäten der Phasen U bzw. V und t die Zeit bezeichnen.
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Während der Ausschaltzeit nimmt die Stromstärke dagegen gemäß I = I1 – BEMF UV × t / LU + LV (2) ab, wobei I1 das zu Beginn der Ausschaltzeit erreichte Stromstärkeniveau bezeichnet.
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Da der Strom bei geöffnetem Schalter S1 durch die zum Schalter S4 gehörende Freilaufdiode 50-4 fließt, entstehen dort Verluste P, die sich aus der Flussspannung UF der Diode 50-4 und dem Mittelwert des Stroms I AVG während der Einschaltzeit gemäß P = UF × I AVG (3) berechnen.
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Um die Verlustleistungen am Schalter S4 zu verringern, kann die Brückenschaltung 16 im sogenannten „aktiven Freilauf” („active freewheeling”) betrieben werden. Dazu wird nach dem Ausschalten des Schalters S1 der Schalter S4 für die Dauer ungefähr der Ausschaltzeit eingeschaltet. Der Stromfluss erfolgt dann nicht mehr über die Freilaufdiode 50-4, sondern über den Schalter S4. Dessen am Einschaltwiderstand entstehende Verluste sind bei modernen Halbleiterschaltern, wie beispielsweise MOSFETs, deutlich geringer als die Verluste einer Freilaufdiode 50-4.
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Um ungewollte Stromstöße durch den aus Schalter S1 und Schalter S4 bestehenden Brückenzweig zu vermeiden, wird zwischen dem Ausschalten des Schalters S1 und dem Einschalten des Schalters S4 üblicherweise eine kleine Totzeit eingefügt. Eine entsprechende Totzeit kann auch zwischen dem Ausschalten von Schalter S4 und dem Einschalten von Schalter S1 eingefügt werden.
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Eine Pulsweitenmodulation mit aktivem Freilauf eröffnet die Möglichkeit, die als kinetische Energie im Antrieb 14 gespeicherte Energie in den Antriebsschaltkreis 12 bzw. dessen Pufferkondensator 18 rückzuspeisen. Die im Antrieb 14 gespeicherte Energie kann auf diese Weise über den Spannungswandler 36 an den Steuerschaltkreis 24 bereitgestellt werden, um bei einem Ausfall der Versorgungsspannung den Betrieb des Mikrocontrollers 26 aufrechtzuerhalten. Dazu steuert der Mikrocontroller 26 in Reaktion auf ein detektiertes Abfallen der Versorgungsspannung an den Spannungsmesswiderständen 42a, 42b über die Steuerleitung 28 die Motorbrücke 16 an, um das Tastverhältnis der Motorkommutierung herabzusetzen. Ist das Tastverhältnis klein genug, d. h. die Ausschaltzeit lang genug, wird der durch Gleichung (2) beschriebenen Ausschaltstrom negativ, d. h. er kehrt seine Flussrichtung um. Die Umkehr der Stromrichtung gegenüber dem in 5b gezeigten Stromverlauf bei geschlossenem Schalter S4 ist in 5d dargestellt.
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5e zeigt den zeitlichen Verlauf des Stroms zwischen 0° und 60°. Die Bereiche negativer Stromstärke, d. h. einer Umkehr der Stromflussrichtung, sind in 5e schraffiert gezeichnet. Da die BEMF UV die treibende Kraft ist, wird dem Antrieb 14 während der Stromflussumkehr Energie entnommen. Der Motor wird von der Senke zur Quelle, wird also abgebremst.
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Wird nach der Umkehrung der Stromrichtung der Schalter S4 geöffnet, treiben die beiden Phaseninduktivitäten LU und LV den Strom in derselben Richtung weiter. Solange der Schalter S1 noch geöffnet ist, fließt der Strom durch die zu S1 gehörende Freilaufdiode 50-1. Wird dann der Schalter S1 geschlossen, fließt der Strom über den Schalter S1, wie im Schaltungsdiagramm der 5f dargestellt. Energie wird dabei weiterhin zunächst aus dem Antrieb 14 in den Pufferkondensator 18 gemäß Gleichung (1) rückgespeist, wobei I0 beim Einschalten von Schalter S1 negativ ist. Nach einer bestimmten Zeit wird der Strom jedoch positiv, d. h., er kehrt seine Richtung wieder um, so dass sich erneut der in 5a dargestellte Stromverlauf einstellt. Ab diesem Zeitpunkt wird wieder Energie aus dem Motorkondensator 18 entnommen.
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Über das Verhältnis zwischen Einschaltzeit und Ausschaltzeit, d. h. das Tastverhältnis, lässt sich steuern, wie viel Energie jeweils in den Motor eingespeist bzw. aus dem Motor entnommen wird.
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Bei der Rückspeisung im aktiven Freilauf wirkt der Antrieb 14 im Zusammenspiel mit der Brückenschaltung 16 als Synchronwandler bzw. Gleichspannungstransformator. Für eine vereinfachte Darstellung dieser Wirkungsweise können aus der Schaltungskonfiguration der 3 zunächst alle an der betrachteten Kommutierungsphase UV unbeteiligten Komponenten entfernt werden, d. h. die Schalter S3, S6 und die Phase W. Der dauerhaft geöffnete Schalter S2 kann gleichfalls entfernt, und der dauerhaft geschlossene Schalter S5 kann durch eine feste Verbindung ersetzt werden. 6a zeigt die sich auf diese Weise ergebende Schaltungskonfiguration.
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Ein Zusammenfassen der Induktivitäten und der induzierten Spannungen der Phasen U und V entsprechend einer Phase U + V ergibt die Darstellung der 6b, das Schaltbild eines Synchronwandlers. Die Widerstände 58, 60 wurden dabei zu einem Widerstand 64 zusammengefasst.
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Im normalen Pulsweitenmodulationsbetrieb wird der Schalter S1 mit einem vorbestimmten Tastverhältnis angesteuert. 7a zeigt gestrichelt den Verlauf des Stromes bei geschlossenem Schalter S1, wobei die Stromrichtung durch Pfeile angegeben ist. 7b zeigt entsprechend den Stromverlauf bei offenem Schalter S1. Die 7a und 7b entsprechen einem Synchronwandler im Abwärtswandler-Betrieb.
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Die 8a und 8b zeigen entsprechend den Synchronwandler im Aufwärtswandler-Betrieb. In 8a ist der Schalter S4 geschlossen. Der Stromverlauf wird wiederum durch gestrichelte Linien wiedergegeben, wobei die Pfeile die Stromrichtung anzeigen. Entsprechend zeigt 8b den Stromverlauf bei geöffnetem Schalter S4.
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Viele Mikrocontroller 26 verfügen über interne Überspannungs- und Unterspannungsinterrupts, die ausgelöst werden, bevor die Betriebsspannung des Mikrocontrollers 26 Werte erreicht, mit denen ein zuverlässiger Betrieb nicht mehr möglich ist. Diese internen Spannungsinterrupts benötigen keine zusätzlichen Ressourcen wie Anschluss-Pins oder Analog-Digital-Wandler und können erfindungsgemäß auf einfache Weise dazu verwendet werden, den Spannungswandler 36 anzusteuern. Wie vorangehend unter Bezugnahme auf die Ausführungsbeispiele beschrieben wurde, kann die Ansteuerung in Reaktion auf einen detektierten Spannungsabfall entweder durch ein festes Signal oder über ein pulsweitenmoduliertes Signal erfolgen. In beiden Konfigurationen wird dem Pufferkondensator 18 des Antriebsschaltkreises 12 über den Spannungswandler 36 Energie entnommen und in den Pufferkondensator 30 des Steuerschaltkreises eingespeist. Die Energieentnahme kann fortgesetzt werden, bis die Betriebsspannung des Mikrocontrollers 26 soweit angestiegen ist, dass der interne Überspannungsinterrupt ausgelöst wird. Dann wird der Spannungswandler 36 wieder abgeschaltet, bis die Spannung am Mikrocontroller 26 soweit abgesunken ist, dass der interne Unterspannungsinterrupt ausgelöst wird. Der Zyklus beginnt daraufhin von neuem.
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Gleichzeitig kann der Mikrocontroller 26 über die Messleitung 28 oder über die Messleitung 40 und die Spannungsmesswiderstände 42a, 42b die Spannung an der Brückenschaltung 16 überwachen und die Brückenschaltung 16 derart ansteuern, dass die Spannung an der Brückenschaltung 16 innerhalb eines vordefinierten Bereiches bleibt.
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Die Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen und die Figuren dienen allein der Veranschaulichung der Erfindung und sollen die Erfindung nicht beschränken. Der Schutzumfang ergibt sich aus den nachfolgenden Ansprüchen.
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Bezugszeichenliste
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- 10
- Schaltkreis
- 12
- Antriebsschaltkreis
- 14
- bürstenloser Gleichstrommotor
- 16
- Brückenschaltung
- 18
- Pufferkondensator des Antriebsschaltkreises 12
- 20
- erste Spannungsquelle für Antriebsschaltkreis 12
- 22
- Verpolschutz-Diode für Antriebsschaltkreis 12
- 24
- Steuerschaltkreis
- 26
- Mikrocontroller
- 28
- Mess- und Steuerleitungen
- 30
- Pufferkondensator des Steuerschaltkreises 24
- 32
- zweite Spannungsquelle für Steuerschaltkreis 24
- 34
- Verpolschutz-Diode für Steuerschaltkreis 24
- 36
- Spannungswandler
- 38
- Steuerleitung für Spannungswandler 36
- 40
- Messleitung
- 42a, 42b
- Spannungsmesswiderstände
- 44
- Transistor des Spannungswandlers 36
- 46
- Strombegrenzungswiderstand des Spannungswandlers 36
- 48
- Ansteuerungstransistor des Spannungswandlers 36
- 50-1–50-6
- Freilaufdioden
- 52, 54, 56, 58, 60, 62, 64
- Widerstand
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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- DE 102012102869 A1 [0004]
