DE102013223330A1

DE102013223330A1 - Wandlerschaltungsanordnung zum Wandeln einer Eingangsgleichspannung in eine Ausgangsgleichspannung

Info

Publication number: DE102013223330A1
Application number: DE102013223330.2A
Authority: DE
Inventors: Daniel Findeisen; Gerhard Woelfl; Carsten Riefle; Horst Edel
Original assignee: Bayerische Motoren Werke AG
Current assignee: Bayerische Motoren Werke AG
Priority date: 2013-11-15
Filing date: 2013-11-15
Publication date: 2015-05-21

Abstract

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Wandlerschaltungsanordnung zum Wandeln einer Eingangsgleichspannung in eine Ausgangsgleichspannung, mit einer Gegentaktwandlerschaltung, die dazu ausgebildet ist, mittels einer Vielzahl von entsprechend einem vorgegebenen Ansteuermuster angesteuerter Schaltelemente die ihr zugeführte Eingangsgleichspannung in eine erste Ausgangswechselspannung zu wandeln, einer Resonanzschaltung, die eingangsseitig mit der Gegentaktwandlerschaltung und ausgangsseitig mit einer Primärseite eines Transformators verbunden ist, wobei die Resonanzschaltung als Resonanzelement zumindest eine Resonanzkapazität aufweist, die im Zusammenwirken mit einer der Resonanzschaltung zugeordneten diskreten Resonanzinduktivität und/oder einer dem Transformator inhärenten Streuinduktivität einen Resonanzschwingkreis definierten Resonanzfrequenz ausbildet, einer Gleichrichterschaltung, die eingangsseitig mit einer Sekundärseite des Transformators und ausgangsseitig mit einem kapazitiven Abschlusselement verbunden ist, wobei die Gleichrichterschaltung dazu ausgebildet ist, eine von dem Transformator sekundärseitig ausgegebene zweite Ausgangswechselspannung in die Ausgangsgleichspannung zu wandeln, und einer Ansteuerschaltung, die dazu ausgebildet ist, zum Begrenzen einer von der Wandlerschaltungsanordnung abgegebenen Ausgangsleistung das der Gegentaktwandlerschaltung zugeführte Ansteuermuster unter Beibehaltung eines durch die Resonanzfrequenz vorgegebenen Ansteuerkriteriums zu modifizieren.

Description

Die Erfindung betrifft eine Wandlerschaltungsanordnung zum Wandeln einer Eingangsgleichspannung in eine Ausgangsgleichspannung.
Derartige Wandlerschaltungsanordnungen sind häufig als sogenannte Schaltnetzteile ausgeführt. Diese weisen zumindest ein Schaltglied auf, mit dem bei einer hohen Taktfrequenz einer Spannungsquelle Energie entnommen wird. Dabei wird der mittlere Energiefluss von dem Verhältnis von Einschaltzeit zu Ausschaltzeit bestimmt, die das Signal aufweist, mit dem das Schaltglied angesteuert wird. Am Ausgang des Schaltnetzteils ist ein Filter mit Tiefpasscharakteristik angeordnet, um die Ausgangsspannung zu glätten,
Schaltnetzteile können unterschiedlich ausgeführt sein. Unter anderem können Schaltnetzteile unter Verwendung eines Transformators aufgebaut sein, wodurch eine von der Eingangsgleichspannung galvanisch getrennte Ausgangsgleichspannung bereitgestellt werden kann. Derart ausgeführte Schaltnetzteile bzw. Wandlerschaltungsanordnungen können beispielsweise in Fahrzeugen zum Einsatz kommen. Insbesondere können sie in Hybridfahrzeugen oder Elektrofahrzeugen zum Einsatz kommen. Solche Fahrzeuge weisen eine elektrische Maschine als Antriebsmaschine auf, die aus einer sogenannten Traktionsbatterie mit elektrischer Energie versorgt wird. Bei einer Traktionsbatterie handelt es sich um einen Hochvoltspeicher, der ein Spannungsniveau von durchaus 250 bis 420 Volt aufweisen kann. Vorzugsweise ist eine Traktionsbatterie aus Li-Ionen-Speicherzellen aufgebaut. Bei einem Hybridfahrzeug wird neben der elektrischen Maschine ein weiteres Aggregat für den Antrieb eingesetzt, in der Regel ein Verbrennungsmotor. Wohingegen ein Elektrofahrzeug ausschließlich durch eine elektrische Maschine angetrieben wird. Die zum Einsatz kommenden elektrischen Maschinen sind in der Regel als Innenläufermaschinen ausgelegt, bei denen ein drehbar gelagerter Rotor von einem ortsfesten Stator umschlossen ist. Der Stator erzeugt ein sich drehendes Magnetfeld, durch das der Rotor mitgenommen wird. Der Rotor weist eine Rotorwelle auf, die wirktechnisch mit einer Antriebswelle des Fahrzeugs verbunden ist. Als Antriebsmaschinen können Synchronmaschinen, insbesondere Hybrid-Synchronmaschinen zum Einsatz kommen. Bei einer Hybrid-Synchronmaschine handelt es sich um eine permanent erregte Synchronmaschine, die zusätzlich einen stark ausgeprägten, durch eine entsprechend gewählte Rotorgeometrie bedingten Reluktanzeffekt aufweist, der für die Erzeugung des auf den Rotor wirkenden Drehmoments mit genutzt wird.
Elektrofahrzeuge bzw. Hybridfahrzeuge weisen neben einem die Traktionsbatterie umfassenden Hochvoltbordnetz ferner noch ein Niedervoltbordnetz auf. Das Niedervoltbordnetz weist als Energiequelle einen herkömmlichen Bleiakkumulator auf, wobei das Spannungsniveau üblicherweise bei 12 V liegt. Bei dieser Netztopologie bietet es sich an, bei Bedarf Energie aus dem Hochvoltbordnetz in das Niedervoltbordnetz einzuspeisen, beispielsweise zum Laden des Bleiakkumulators. Hierzu ist in dem Fahrzeug eine Wandlerschaltungsanordnung vorzusehen, mit der ausgehend von einer Eingangsgleichspannung, bei der es sich um die von dem Hochvoltbordnetz bereitgestellte Gleichspannung handelt, eine von dieser galvanisch getrennte Ausgangsgleichspannung bereitgestellt wird, die das Spannungsniveau des Niedervoltbordnetzes aufweist.
Derartige Wandlerschaltungsanordnungen können in Elektrofahrzeugen bzw. Hybridfahrzeugen ferner auch für das Laden bzw. Speisen der Traktionsbatterie aus dem öffentlichen Stromnetz zum Einsatz kommen.
Schaltnetzteile und somit Wandlerschaltungsanordnungen, mit denen sich eine Ausgangsgleichspannung bereitstellen lässt, die von der Eingangsgleichspannung galvanisch getrennt ist, können unter anderem als Resonanzwandler ausgeführt sein. Ein Resonanzwandler weist einen Resonanzschwingkreis auf, der es ermöglicht, das Schaltglied oder sofern mehrere Schaltglieder vorhanden sind, die Schaltglieder im Strom- oder Spannungsnulldurchgang auszuschalten. Dadurch werden zum einen die Schaltverluste in den Schaltgliedern reduziert. Zum anderen kann dadurch die Funkstörung vermindert werden. Resonanzwandler, die auch als Resonanzkonverter bezeichnet werden, werden mit Taktfrequenzen betrieben, die im höheren Kilohertz-Bereich liegen. Dies ermöglicht eine Potentialtrennung und somit ein Bereitstellen einer von der Eingangsgleichspannung galvanisch getrennten Ausgangsgleichspannung mittels Transformatoren, die sehr kleine Induktivitäten aufweisen.
Allerdings sind bekannte Resonanzwandler hinsichtlich des Begrenzens der abgegebenen Ausgangsleistung noch nicht optimal. Wird zum Begrenzen der Ausgangsleistung das Tastverhältnis durch reduzieren der Einschaltdauer der Schaltelemente auf einen Wert unterhalb von 50% verkleinert, so führt dies bei einer gleichbleibenden Taktfrequenz dazu, dass der Resonanzwandler überresonant betrieben wird. Dadurch steigen die Schaltverluste in den und somit die thermische Beanspruchung der Schaltelemente.
Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine verbesserte Wandlerschaltungsanordnung zum Wandeln einer Eingangsgleichspannung in eine Ausgangsgleichspannung zu schaffen, die bei nach wie vor sehr hohem Wirkungsgrad, kleiner Bauweise, sowie sehr guter elektromagnetischer Verträglichkeit und demzufolge geringer Rückwirkung auf andere elektrische Schaltungsanordnungen, ein Begrenzen der abgegebenen Ausgangsleistung ermöglicht, das die Arbeitsweise der Wandlerschaltungsanordnung weitestgehend unbeeinflusst lässt.
Diese Aufgabe wird durch eine Wandlerschaltungsanordnung der eingangs genannten Art gelöst, die folgende Mittel aufweist: eine Gegentaktwandlerschaltung, die dazu ausgebildet ist, mittels einer Vielzahl von entsprechend einem vorgegebenen Ansteuermuster angesteuerter Schaltelemente die ihr zugeführte Eingangsgleichspannung in eine erste Ausgangswechselspannung zu wandeln, eine Resonanzschaltung, die eingangsseitig mit der Gegentaktwandlerschaltung und ausgangsseitig mit einer Primärseite eines Transformators verbunden ist, wobei die Resonanzschaltung als Resonanzelement zumindest eine Resonanzkapazität aufweist, die im Zusammenwirken mit einer der Resonanzschaltung zugeordneten diskreten Resonanzinduktivität und/oder einer dem Transformator inhärenten Streuinduktivität einen Resonanzschwingkreis definierten Resonanzfrequenz ausbildet, eine Gleichrichterschaltung, die eingangsseitig mit einer Sekundärseite des Transformators und ausgangsseitig mit einem kapazitiven Abschlusselement verbunden ist, wobei die Gleichrichterschaltung dazu ausgebildet ist, eine von dem Transformator sekundärseitig ausgegebene zweite Ausgangswechselspannung in die Ausgangsgleichspannung zu wandeln, und eine Ansteuerschaltung, die dazu ausgebildet ist, zum Begrenzen einer von der Wandlerschaltungsanordnung abgegebenen Ausgangsleistung das der Gegentaktwandlerschaltung zugeführte Ansteuermuster unter Beibehaltung eines durch die Resonanzfrequenz vorgegebenen Ansteuerkriteriums zu modifizieren.
Der erfindungsgemäßen Wandlerschaltungsanordnung liegt die Idee zugrunde, das modifizierte Ansteuermuster in vorteilhafterweise zu ermitteln, und zwar so, dass ein durch die Resonanzfrequenz des Resonanzschwingkreises vorgegebenes Ansteuerkriterium beibehalten bleibt. Dadurch kann die Resonanzschaltung auch dann resonant betrieben werden, wenn die Ausgangsleistung der Wandlerschaltungsanordnung begrenzt wird. Somit bleiben auch in diesem Betriebszustand die günstigen Betriebseigenschaften der Resonanzschaltung erhalten, mit anderen Worten: auch dann, wenn die Ausgangsleistung begrenzt wird, weist die Wandlerschaltungsanordnung einen sehr hohen Wirkungsgrad auf und zeigt eine sehr gute elektromagnetische Verträglichkeit. Es liegt somit eine Wandlerschaltungsanordnung vor, die die Charakteristik eines Tiefsetzstellers bzw. Abwärtswandlers zeigt und die es erlaubt, die Wandlerschaltungsanordnung insgesamt geregelt zu betreiben.
Die obengenannte Aufgabe ist daher vollständig gelöst.
In einer bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung handelt es sich bei dem Ansteuerkriterium um eine Schaltzeitpunktlage und/oder um eine Einschaltdauer der Schaltelemente. Diese Maßnahme stellt sicher, dass auch dann, wenn die Ausgangsleistung der Wandlerschaltungsanordnung begrenzt wird, die Schaltelemente in den Strom- oder Spannungsnulldurchgängen geschaltet werden und somit die Resonanzschaltung bzw. er Resonanzwandler in dem optimalen Resonanzbereich betrieben wird. Dadurch sind auch in diesem Betriebszustand die Schaltverluste in den Schaltelementen weitestgehend eliminiert und die Wandlerschaltungsanordnung zeigt auch in diesem Betriebszustand eine sehr gute elektromagnetische Verträglichkeit. Wie bereits ausgeführt, ergeben sich die günstigen Eigenschaften eines Resonanzwandlers dadurch, dass die Schaltelemente in den Strom- oder Spannungsnulldurchgängen geschaltet werden. Demzufolge sind auch bei dem Betriebszustand, bei dem die Ausgangsleistung begrenzt wird, die Schaltzeitpunkte, und zwar sowohl die Einschaltzeitpunkte als auch die Ausschaltzeitpunkte von ihrer Lage her, d. h. dem Grunde nach beizubehalten. Mit anderen Worten: die Schaltzeitpunklage bleibt beibehalten. Alternativ bzw. konsequenterweise bleibt die Einschaltzeitdauer der Schaltelemente beibehalten.
Bei dem Ansteuermuster handelt es sich konsequenterweise um eine Impulsfolge, bei der die einzelnen Impulse eine vorgegebene Impulsbreite aufweisen und die einzelnen Impulse untereinander einen vorgegebenen zeitlichen Abstand aufweisen. Dies gilt für das unmodifizierte Ansteuermuster. Vorteilhafterweise modifiziert die Ansteuerschaltung das Ansteuermuster derart, dass unter Beibehaltung der Impulsbreite der zeitliche Abstand der einzelnen Impulse untereinander variiert wird. D. h. zum Begrenzen der Ausgangsleistung bleibt die Schaltzeitpunktlage beibehalten, es wird jedoch die Anzahl der Schaltzeitpunkte reduziert bzw. ausgedünnt. Folglich bleibt die für den resonanten Betrieb einzuhaltende definierte Impulsbreite erhalten. Vorteilhafterweise legt das Maß, um das die Ausgangsleistung begrenzt werden soll, diejenige Zeitspanne fest, um die der zeitliche Abstand der Impulse untereinander variiert wird. Vorzugsweise wird für alle Impulse der Impulsfolge deren zeitlicher Abstand untereinander einheitlich variiert. Da eine Begrenzung der Ausgangsleistung erreicht werden soll, wird der zeitliche Abstand der Impulse vorzugsweise vergrößert. Dies führt dazu, dass die Resonanzschaltung bzw. der Resonanzwandler im sogenannten Burst Mode betrieben wird.
Vorzugsweise wird zum Begrenzen der Ausgangsleistung ein der Wandlerschaltungsanordnung entnehmbarer Ausgangsstroms begrenzt. Diese Maßnahme hat folgenden Vorteil: für den Fall, dass beispielsweise eine in einem Fahrzeug angeordnete Traktionsbatterie oder eine in einem Niedervoltbordnetz enthaltene Batterie mit Hilfe der erfindungsgemäßen Wandlerschaltungsanordnung geladen werden soll, kann somit die Arbeitsweise der Wandlerschaltungsanordnung an den Ladezustand der zu ladenden Batterie angepasst werden. D. h. bei Bedarf kann in Abhängigkeit des Ladezustands der Batterie eine Strombegrenzung vorgenommen werden. Somit kann verhindert werden, dass eine tiefentladene Batterie der Wandlerschaltungsanordnung einen beliebig großen Strom entnimmt. Dadurch können zum einen Spannungseinbrüche im Bordnetz verhindert werden. Zum anderen kann eine Beschädigung der Wandlerschaltungsanordnung verhindert werden.
Alternativ kann auch die von der Wandlerschaltungsanordnung bereitgestellte Ausgangsspannung begrenzt werden.
Vorzugsweise ist die Resonanzkapazität derart angeordnet, dass es sich bei dem Resonanzschwingkreis um einen Serienresonanzschwingkreis handelt. Durch diese Maßnahme wird erreicht, dass die Schaltelemente in den Stromnulldurchgängen geschaltet werden, was eine einfach handzuhabende Begrenzung des Ausgangstroms ermöglicht.
Vorzugsweise ist die Gegentaktwandlerschaltung als Vollbrücke ausgebildet. Durch diese Maßnahme wird sichergestellt, dass die Wandlerschaltungsanordnung dem Grunde nach für das Bereitstellen hoher Ausgangsleistungen ausgelegt ist und somit diese bei Bedarf auch bereitstellen kann.
In einer ersten Ausführungsform weist der Transformator eine Primärwicklung und eine Sekundärwicklung auf und die Gleichrichterschaltung ist als Brückengleichrichter ausgebildet. In dieser Ausgestaltung ist die Wandlerschaltungsanordnung für das Bereitstellen hoher Ausgangsgleichspannungen ausgelegt.
In einer alternativen zweiten Ausführungsform weist der Transformator eine Primärwicklung und Sekundärwicklung mit Mittenanzapfung auf und die Gleichrichterschaltung ist als Zweiweggleichrichter ausgebildet. In dieser Ausgestaltung ist die Wandlerschaltungsanordnung für das Bereitstellen hoher Ausgangsströme ausgelegt.
Vorteilhafterweise kommt die erfindungsgemäße Wandlerschaltungsanordnung in einer Ladeschaltung zum Einsatz, wobei die Ladeschaltung dazu ausgebildet ist, eine in einem Fahrzeug angeordnete Traktionsbatterie über das öffentliche Stromnetz zu laden. Zu diesem Zweck weist die Ladeschaltung eine Netzgleichrichterschaltung und eine dieser nachgeschaltete Leistungsfaktorkorrekturschaltung auf, die beide zwischen dem öffentlichen Stromnetz und der Wandlerschaltungsanordnung angeordnet sind.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert. Es zeigen:
1 anhand einer schematischen Darstellung eine erste Einsatzmöglichkeit der erfindungsgemäßen Wandlerschaltungsanordnung,
2 anhand einer schematischen Darstellung eine zweite Einsatzmöglichkeit der erfindungsgemäßen Wandlerschaltungsanordnung,
3 anhand von drei Teilfiguren den schematischen Aufbau der erfindungsgemäßen Wandlerschaltungsanordnung,
4 anhand eines Schaltungsschemas den Aufbau der erfindungsgemäßen Wandlerschaltungsanordnung gemäß einer ersten Ausführungsform,
5 anhand eines Schaltungsschemas den Aufbau der erfindungsgemäßen Wandlerschaltungsanordnung gemäß einer zweiten Ausführungsform,
6 ein die zweite Einsatzmöglichkeit betreffendes Schaltungsschema,
7 anhand eines Schaltungsschemas einen ersten Schaltzustand der gemäß der zweiten Ausführungsform ausgeführten Wandlerschaltungsanordnung,
8 anhand eines Schaltungsschemas einen zweiten Schaltzustand der gemäß der zweiten Ausführungsform ausgeführten Wandlerschaltungsanordnung,
9 anhand zweier Teilfiguren Signalverläufe für den Betrieb der gemäß der zweiten Ausführungsform ausgeführten Wandlerschaltungsanordnung,
10 anhand zweier Teilfiguren eine in einer Ansteuerschaltung für das Modifizieren des Ansteuermusters zu hinterlegende Logik, und
11 anhand einer schematischen Darstellung den Aufbau einer entsprechenden Ansteuerschaltung.
1 zeigt in einer schematischen Darstellung eine erste Einsatzmöglichkeit einer erfindungsgemäß aufgebauten Wandlerschaltungsanordnung 10. Bei dieser Einsatzmöglichkeit wird die Wandlerschaltungsanordnung 10 dazu verwendet, um eine von einer Gleichspannungsquelle 12 bereitgestellte Eingangsgleichspannung UEG in eine Ausgangsgleichspannung UAG zu wandeln. Bei der Gleichspannungsquelle 12 kann es sich beispielsweise um einen Hochvoltspeicher handeln, der zur Speisung einer in einem Fahrzeug als Antriebsmaschine eingesetzten elektrischen Maschine dient und dessen bereitgestellte Eingangsgleichspannung UEG beispielsweise im Bereich von 250 bis 400 Volt liegen kann. Der Wert der gewandelten Ausgangsspannung kann beispielsweise bei 12 Volt, demjenigen Wert also, der für ein konventionelles Niedervoltbordnetz vorliegt. Demzufolge wäre es möglich, ein Niedervoltbordnetz über einen Hochvoltspeicher zu speisen. Alternativ kann es sich bei der Gleichspannungsquelle 12 auch um einen Energiespeicher bzw. um eine Batterie handeln, die in einem weiteren Niedervoltbordnetz angeordnet ist, wobei das Spannungsniveau dieses weiteren Niedervoltbordnetzes größer als 12 Volt aber deutlich kleiner als das Spannungsniveau des zuvor erwähnten Hochvoltspeichers ist. Bei dieser Einsatzmöglichkeit handelt es sich mit Blick auf die Funktionalität um die Realisierung eines DC/DC-Wandlers.
2 zeigt anhand einer schematischen Darstellung eine zweite Einsatzmöglichkeit der erfindungsgemäßen Wandlerschaltungsanordnung 10. Bei dieser Einsatzmöglichkeit wird die Wandlerschaltungsanordnung 10 zur Leistungsbegrenzung, bzw. zur Strom- und/oder Spannungsbegrenzung einer Ladeschaltung 14 eingesetzt, wobei die Ladeschaltung 14 dazu ausgebildet ist, eine in einem Fahrzeug vorhandene (in 2 nicht dargestellte) Traktionsbatterie, die als Hochvoltspeicher ausgebildet ist, über ein öffentliches Stromnetz 16 zu laden. Bei dieser Einsatzmöglichkeit wird eine von dem öffentlichen Stromnetz 16 bereitgestellte Wechselspannung UW in eine Gleichspannung UEG' umgesetzt. Hierfür weist die Ladeschaltung 14 eine Netzgleichrichterschaltung 18 und eine Leistungsfaktorkorrekturschaltung 20 auf, die beide noch im Zusammenhang mit 6 näher beschrieben werden. Die Wandlerschaltungsanordnung 10 wandelt die ihr als Eingangsgleichspannung zugeführte Gleichspannung UEG' in eine Ausgangsgleichspannung UAG'. Bei dem öffentlichen Stromnetz 16 soll es sich um eines handeln, das eine sinusförmige Wechselspannung mit einem Amplitudenwert von 230 Volt aufweist. Die Ausgangsgleichspannung soll Werte von 250 bis 400 Volt annehmen können. Ferner kann vorgesehen sein, dass die Speisung aus dem öffentlichen Stromnetz 16 je nach den vorliegenden Gegebenheiten einphasig oder dreiphasig erfolgt, entsprechend sind dann die Netzgleichrichterschaltung 18 und die Leistungsfaktorkorrekturschaltung 20 aufgebaut.
3 zeigt anhand von drei Teilfiguren den schematischen Aufbau der erfindungsgemäßen Wandlerschaltungsanordnung 10. Teilfigur 3a sind die Komponenten zu entnehmen, aus denen die Wandlerschaltungsanordnung 10 aufgebaut ist. Dabei soll die Darstellung, gemäß der für die Eingangsgleichspannung die Bezeichnung UEG und für die Ausgangsgleichspannung die Bezeichnung UAG verwendet wird, keine einschränkende Wirkung dahingehend haben, dass der dargestellte Aufbau der Wandlerschaltungsanordnung 10 lediglich im Zusammenhang mit der ersten Einsatzmöglichkeit (1) verwendet werden kann. Selbstverständlich kann dieser Aufbau auch im Zusammenhang mit der zweiten Einsatzmöglichkeit (2) Verwendung finden.
Die Wandlerschaltungsanordnung 10 weist folgende Komponenten auf, wobei einzelne Komponenten im Zusammenhang mit den nachfolgenden Figuren noch ausführlicher beschrieben werden:

– Eine Gegentaktwandlerschaltung 22, die dazu ausgebildet ist, die ihr zugeführte Eingangsgleichspannung UEG in eine erste Ausgangswechselspannung UAW1 zu wandeln. Hierzu wird eine Vielzahl von (in Teilfigur 3a nicht dargestellten) Schaltelementen 24 entsprechend einem vorgegebenen Ansteuermuster 26 angesteuert.
– Eine Resonanzschaltung 28, die eingangsseitig mit der Gegentaktwandlerschaltung 22 verbunden ist.
– Ein Transformator 30, mit dessen Primärseite 32 die Resonanzschaltung 28 ausgangsseitig verbunden ist.
– Eine Gleichrichterschaltung 34, die eingangsseitig mit einer Sekundärseite 36 des Transformators 30 verbunden ist. Die Gleichrichterschaltung 34 ist dazu ausgebildet, eine von dem Transformator 30 sekundärseitig ausgegebene zweite Ausgangswechselspannung UAW2 in die Ausgangsgleichspannung UAG zu wandeln.
– Ein kapazitives Abschlusselement 38, mit dem die Gleichrichterschaltung 34 ausgangsseitig verbunden ist. Das kapazitive Abschusselement 38 ist erforderlich, damit die Funktion der Resonanzschaltung 28 bzw. des Resonanzschwingkreises sichergestellt ist. Wäre dieses Element nicht vorhanden, würden die sekundärseitigen Widerstände und Induktivitäten auf die Primärseite transformiert werden, wodurch die Resonanzfrequenz des Resonanzschwingkreises verstimmt werden würde.
– Eine Ansteuerschaltung 40, die dazu ausgebildet ist, zum Begrenzen einer von der Wandlerschaltungsanordnung 10 abgegebenen Ausgangsleistung PA das der Gegentaktwandlerschaltung 22 zugeführte Ansteuermuster 26 unter Beibehaltung eines durch die Resonanzfrequenz vorgegebenen Ansteuerkriteriums zu modifizieren. Auf die Ansteuerschaltung wird im Zusammenhang mit 11 noch ausführlicher eingegangen.

Wie den beiden Teilfiguren 3b und 3c zu entnehmen ist, weist die Resonanzschaltung 28 als Resonanzelement zumindest eine Resonanzkapazität 42 auf. Ob die Resonanzschaltung 28 als weiteres Resonanzelement ferner noch eine diskrete Resonanzinduktivität aufweist, hängt von der Ausgestaltung des Transformators 30 ab. Ein realer Transformator weist immer ein Streuverhalten auf, welches durch eine ihm inhärente Streuinduktivität charakterisiert ist. Für gewöhnlich sind Transformatoren derart ausgeführt, dass dieses Streuverhalten und somit die Streuinduktivität möglichst klein sind, um die Verluste im Transformator möglichst klein zu halten. Nun ist es aber so, dass für das Ausbilden eines Resonanzschwingkreises neben einer Resonanzkapazität auch eine Resonanzinduktivität erforderlich ist. Ist die dem Transformator inhärente Streuinduktivität ausreichend groß, kann eine gemäß Teilfigur 3b ausgeführte Resonanzschaltung 28' zum Einsatz kommen, d. h. zum Ausbilden des Resonanzschwingkreises wirkt die Resonanzkapazität 42 mit der (in in den Teilfiguren 3a und 3b nicht dargestellten Streuinduktivität) des Transformators zusammen. Ist dagegen die Streuinduktivität des Transformators zu klein, dann kommt eine in Teilfigur 3c dargestellte Resonanzschaltung 28'' zum Einsatz, die neben der Resonanzkapazität 42 ferner noch eine diskrete Resonanzinduktivität 44 aufweist. In diesem Fall wirkt die Resonanzkapazität 42 zum Ausbilden eines Resonanzschwingkreises mit einer Gesamtinduktivität zusammen, deren Induktivitätswert sich als Summe des Induktivitätswerts der diskreten Resonanzinduktivität 44 und des Werts der Streuinduktivität ergibt.
Die Resonanzfrequenz des Resonanzschwingkreises lässt sich anhand folgen Formel bestimmen, die auch als Thomson-Formel bezeichnet wird:
wobei C_Res den Kapazitätswert der Resonanzkapazität 42 repräsentiert. L_Res repräsentiert, je nach Ausführung der Resonanzschaltung, entweder den Wert der dem Transformator 30 inhärenten Streuinduktivität (Resonanzschaltung gemäß Teilfigur 3b) oder die Summe, die sich aus besagter Streuinduktivität und der diskreten Resonanzinduktivität 44 ergibt (Resonanzschaltung gemäß Teilfigur 3c).
Das Verhältnis Von L_Res zu C_Res muss dabei so gewählt werden, dass sich eine sehr geringe Dämpfung einstellt und somit der Resonanzschwingkreis frei schwingen kann. Hierbei sind in der Wandlerschaltungsanordnung vorhandene Widerstände zu berücksichtigen. Unter anderem sind den Schaltelementen der Gegentaktwandlerschaltung 22 innewohnende Widerstände zu berücksichtigen, beispielsweise für den Fall, dass es sich bei diesen Schaltelementen um MOSFET-Transistoren handelt, deren Drain-Source-Widerstand im eingeschalteten Zustand.
Die Dimensionierung der Resonanzkapazität 42 und der ggf. vorzusehenden diskreten Resonanzinduktivität 44 kann beispielsweise anhand folgender Formel vorgenommen werden:
Wie bereits vorstehend ausgeführt, muss der Wert von D niedrig sein, damit der Resonanzschwingkreis schwingen kann. Bei dieser Dimensionierung ist folgender Zusammenhang zu beachten: je größer die Induktivität und somit je kleiner die Kapazität gewählt wird, desto niedriger fällt der von der Wandlerschaltungsanordnung bereitgestellte Strom aus. Umgekehrt gilt: je kleiner die Induktivität und somit größer die Kapazität gewählt wird, desto niedriger fällt die von der Wandlerschaltungsanordnung bereitgestellte Spannung aus.
Durch die Resonanzschaltung 28 bzw. durch den sich aufgrund ihr ausbildenden Resonanzschwingkreis kann ein sinusförmiger Strom erzwungen werden. Dabei ist die Resonanzfrequenz des Resonanzschwingkreises und somit die Frequenz des sinusförmigen Stroms auf die Schaltfrequenz der Gegentaktwandlerschaltung 22 abzustimmen. Ist diese Abstimmung gegeben, dann schaltet die Gegentaktwandlerschaltung 22 immer in den Nulldurchgängen des sinusförmigen Stroms. Dadurch können die Schaltverluste in den Schaltelementen der Gegentaktwandlerschaltung 22 weitestgehend eliminiert werden bzw. auf ein Mindestmaß reduziert werden. Ferner bewirkt diese „weiche Kommutierung” der Schaltelemente ein günstiges Verhalten der Wandlerschaltungsanordnung 10 hinsichtlich der elektromagnetischen Verträglichkeit.
Durch die Gegentaktwandlerschaltung 22 wird die Eingangsgleichspannung UEG abwechselnd positiv und negativ auf die Resonanzschaltung 28 und somit auf den Transformator 32 geschaltet. Somit liegt an dem Transformator 32 eine Wechselspannung an.
Um nachteilige Einflüsse kompensieren zu können, die durch die Bauteilstreuung entstehen, kann der durch die Resonanzkapazität fließende Strom erfasst werden und dieser beim Ansteuern der Schaltelemente berücksichtigt werden. Bauteilstreuungen können beispielsweise durch Toleranzen und/oder Temperatureinflüsse und/oder Sättigungsvorgänge bedingt sein.
4 zeigt eine gemäß einer ersten Ausführungsform aufgebaute erfindungsgemäße Wandlerschaltungsanordnung 10'. Bei dieser Ausführungsform ist die Gegentaktwandlerschaltung 22 als Vollbrücke mit insgesamt vier Schaltelementen ausgeführt, von denen eines exemplarisch mit der Bezugsziffer 24 gekennzeichnet ist. Eine so ausgeführte Gegentaktwandlerschaltung kommt dann zum Einsatz, wenn große Leistungen übertragen bzw. bereitgestellt werden sollen. Alternativ kann die Gegentaktwandlerschaltung auch als Halbbrücke mit dann zwei Schaltelementen ausgeführt sein, die bei kleineren Leistungen zum Einsatz kommt. Wie der Darstellung in 4 zu entnehmen ist, sind den Schaltelementen 24 jeweils sogenannte Freilaufdioden parallel geschaltet. Bei dem Transformator 30' soll es sich um einen mit geringer Streuinduktivität handeln, weswegen die Resonanzschaltung 28'' neben einer Resonanzkapazität 42 ferner eine diskrete Resonanzinduktivität 44 aufweist. Dies soll keine einschränkende Wirkung haben. Selbstverständlich kann auch ein Transformator zum Einsatz kommen, der eine für das Ausbilden des Resonanzschwingkreises ausreichende Streuinduktivität aufweist, weswegen dann eine Resonanzschaltung verwendet werden kann, die lediglich eine Resonanzkapazität und keine diskrete Resonanzinduktivität aufweist. Gemäß der Darstellung in 4. Weist der Transformator 30' eine Primärwicklung 46 und eine Sekundärwicklung 48 auf. Die Gleichrichteschaltung 34' ist als Brückengleichrichter und somit für große Ausgangsspannung ausgeführt. Gemäß der Darstellung in 4 ist der Brückengleichrichter aus vier Dioden aufgebaut, was jedoch keine einschränkende Wirkung haben soll. Selbstverständlich kann der Brückengleichrichter auch unter Verwendung von Transistoren aufgebaut sein, vorzugsweise mittels MOSFET-Transistoren. Die Verwendung von Transistoren hat den Vorteil, dass durch Einstellen der Schaltzeiten eine Spannungswandlung erzielt werden kann, was beispielsweise im Zusammenhang mit der anhand von 2 beschriebenen zweiten Einsatzmöglichkeit der Wandlerschaltungsanordnung von Vorteil ist. Bei dem kapazitiven Abschlusselement 38 handelt es sich um eine entsprechend dimensionierte Kapazität.
In 5 ist eine gemäß einer zweiten Ausführungsform aufgebaute erfindungsgemäße Wandlerschaltungsanordnung 10'' dargestellt, wobei nachfolgend lediglich diejenigen Komponenten beschrieben werden, die sich von denen der 4 unterscheiden. Bei dieser Ausführungsform weist der Transformator 30'' eine Primärwicklung 46' und eine Sekundärwicklung 48', wobei die Sekundärwicklung 48' eine Mittenanzapfung 50 aufweist. Bei dieser Ausführungsform ist die Gleichrichterschaltung 34'' als Zweiweggleichrichter ausgeführt. Diese Ausführungsform kommt vorzugsweise dann zum Einsatz, wenn hohe Ausgangsströme bereit gestellt werden sollen. Auch hier gilt, dass der Zweigweggleichrichter sowohl mittels Dioden als auch mittels Transistoren, vorzugsweise MOSFET-Transistoren aufgebaut sein kann.
In 6 ist in einer detaillierteren Darstellung nochmals die zweite Einsatzmöglichkeit der erfindungsgemäßen Wandlerschaltungsanordnung 10' gezeigt. Auch hier sollen nachfolgend lediglich diejenigen Komponenten beschrieben werden, die sich von denen der 4 unterscheiden.
Wie bereits im Zusammenhang mit 2 ausgeführt, wird bei dieser Einsatzmöglichkeit die Wandlerschaltungsanordnung 10' zur Leistungsbegrenzung, bzw. zur Strom- und/oder Spannungsbegrenzung einer Ladeschaltung 14' eingesetzt. Mit dieser Ladeschaltung 14' kann eine in einem Fahrzeug angeordnete (in 6 nicht dargestellte) Traktionsbatterie über ein öffentliches Stromnetz 16 geladen werden. Hierzu wird eine von dem öffentlichen Stromnetz 16 bereitgestellte Wechselspannung UW mittels einer Netzgleichrichterschaltung 18 und einer dieser nachgeschalteten Leistungsfaktorkorrekturschaltung 20 in eine Gleichspannung UEG' umgesetzt. Die der Leistungsfaktorkorrekturschaltung 20 nachgeschaltete Wandlerschaltungsanordnung 10' wandelt die ihr als Eingangsgleichspannung zugeführte Gleichspannung UEG' in eine Ausgangsgleichspannung UAG'.
Die Netzgleichrichterschaltung 18 kann, wie in 6 dargestellt, als Vollbrücke ausgebildet sein. Bei der Leistungsfaktorkorrekturschaltung 20 handelt es sich um einen sogenannten Leistungsfaktor-Vorregler (Power Factor Preregulator; Power Factor Correction, PFC). Mit der Leistungsfaktorkorrekturschaltung 20 wird ein pulsierender Netzstrom vermieden, d. h. der Netzstrom wird weitestgehend sinusförmig gehalten. D. h. der durch di in der Netzgleichrichterschaltung 18 erfolgende Gleichrichtung im Netzstrom hervorgerufene Oberschwingungsgehalt wird reduziert. Es kann vorgesehen sein, dass die Speisung aus dem öffentlichen Stromnetz 16 einphasig oder dreiphasig erfolgen kann. Entsprechend sind dann die Netzgleichrichterschaltung 18 und die Leistungsfaktorkorrekturschaltung 20 aufzubauen.
Wie beispielsweise der Darstellung in den 4, 5 und 6 zu entnehmen ist, ist die Resonanzkapazität 42 derart angeordnet, dass es sich bei dem Resonanzschwingkreis um einen Serienresonanzschwingkreis handelt. Aufgrund der Tatsache, dass der Resonanzschwingkreis mittels einer der dem Trafo inhärenten Streukapazität, ggf. einer diskreten Resonanzinduktivität und einer Resonanzkapazität aufgebaut ist, kann die erfindungsgemäße Wandlerschaltungsanordnung auch als LLC-Konverter bezeichnet werden.
7 zeigt einen ersten Schaltzustand und 8 zeigt einen zweiten Schaltzustand der gemäß der zweiten Ausführungsform ausgeführten Wandlerschaltungsanordnung 10''. Bei der Darstellung in 7 und in 8 sind die Schaltelemente mit Blick auf die in den Teilfiguren 9a und 9b 9 dargestellten Signalverläufe mit S1 bis S4 bezeichnet. Gleichzeitig wurde aus Gründen der Übersichtlichkeit auf die Darstellung der zu den Schaltelementen S1 bis S4 jeweils parallel geschalteten Freilaufdioden verzichtet. Bei der Darstellung in den 7 und 8 ist die Eingangsgleichspannung mit U_In und die Ausgangsgleichspannung mit U_Out bezeichnet. Darüber hinaus ist in den 7 und 8 eine Darstellung bzw. ein Ersatzschaltbild für den Transformator 30'' gewählt, der bzw. dem neben einem idealen Übertrager 52 eine Hauptinduktivität 54 und eine primärseitige Streuinduktivität 56 zu entnehmen ist. Bei der primärseitigen Streuinduktivität 56 handelt es sich um diejenige Streuinduktivität, die es hinsichtlich der Auslegung des Resonanzschwingkreises zu berücksichtigen gilt.
Die Tatsache, dass die nachfolgenden Ausführungen anhand der gemäß der zweiten Ausführungsform ausgeführten Wandlerschaltungsanordnung 10'' gemacht werden, soll keine einschränkende Wirkung haben. In entsprechender Weise gelten diese auch für die gemäß der ersten Ausführungsform ausgeführten Wandlerschaltungsanordnung 10'.
Bei dem in 7 dargestellten ersten Schaltzustand sind die Schaltelemente so angesteuert, dass die beiden Schaltelemente S1 und S4 geschlossen und somit in einem leitenden Zustand sind, und die beiden Schaltelemente S2 und S3 offen und somit in einem sperrenden Zustand sind. Hierzu wird an die beiden Schaltelemente S1 und S4 ein Schaltimpuls 58a angelegt, mit dem die beiden Schaltelemente in den leitenden Zustand gebracht werden. Der Schaltimpuls 58a ist in dem in Teilfigur 9a dargestellten und mit PWM bezeichneten Signalverlauf gezeigt. An die beiden Schaltelemente S2 und S3 wird dagegen kein Schaltimpuls angelegt, weshalb sie im sperrenden Zustand sind. Der Schaltimpuls hat die Impulsdauer bzw. Impulsbreite t_On. Anders formuliert: die beiden Schaltelemente S1 und S4 werden für die Einschaltdauer t_On eingeschaltet.
Dadurch dass sich die beiden Schaltelemente S1 und S4 im leitenden Zustand befinden, liegt die Eingangsgleichspannung U_In als Spannung UT_Prim am Eingang der Resonanzschaltung 28'' an. Der entsprechende Eingangsspannungsimpuls ist in dem in Teilfigur 9a dargestellten und mit UT_Prim bezeichneten Signalverlauf mit der Bezugsziffer 60a gekennzeichnet. Als Folge des Aufschaltens der Eingangsspannung auf die Resonanzschaltung 28'' ergibt sich ein Stromimpuls 62a, wie er in dem in Teilfigur 9a dargestellten und mit I_C bezeichneten Signalverlauf dargestellt ist. Durch die mittels des Transformators 30'' erfolgende Wandlung führt dies zu einem Ausgangsspanungsimpuls 64a, wie er in dem in Teilfigur 9a dargestellten und mit U_Out bezeichneten Signalverlauf dargestellt ist. Der Ausgangsspannungsimpuls 64a bewirkt einen Ausgangsstromimpuls 66a, wie er dem in Teilfigur 9a dargestellten und mit I_Out bezeichneten Signalverlauf entnehmbar ist. Auf die Darstellung einer entsprechenden Last am Ausgang der Wandlerschaltungsanordnung 10'' wurde aus Gründen der Übersichtlichkeit verzichtet.
Bei dem in 8 dargestellten zweiten Schaltzustand sind die Schaltelemente so angesteuert, dass die beiden Schaltelemente S2 und S3 geschlossen und somit in einem leitenden Zustand sind, und die beiden Schaltelemente S1 und S4 offen und somit in einem sperrenden Zustand sind. Hierzu wird an die beiden Schaltelemente S2 und S3 ein Schaltimpuls 58b angelegt, mit dem die beiden Schaltelemente in den leitenden Zustand gebracht werden. Der Schaltimpuls 58b ist in dem in Teilfigur 9a dargestellten und mit PWM bezeichneten Signalverlauf gezeigt. An die beiden Schaltelemente S1 und S4 wird dagegen kein Schaltimpuls angelegt, sie befinden sich somit im sperrenden Zustand sind. Der Schaltimpuls 58b hat ebenfalls die Impulsdauer t_On.
Dadurch dass sich die beiden Schaltelemente S2 und S3 im leitenden Zustand befinden, liegt die Eingangsgleichspannung U_In invertiert als Spannung UT_Prim am Eingang der Resonanzschaltung 28'' an. Der entsprechende Eingangsspannungsimpuls ist in dem in Teilfigur 9a dargestellten und mit UT_Prim bezeichneten Signalverlauf mit der Bezugsziffer 60b gekennzeichnet. Als Folge des Aufschaltens der invertierten Eingangsspannung auf die Resonanzschaltung 28'' ergibt sich ein Stromimpuls 62b, wie er in dem in Teilfigur 9a dargestellten und mit I_C bezeichneten Signalverlauf dargestellt ist. Durch die mittels des Transformators 30'' erfolgenden Wandlung und der durch die Gleichrichterschaltung 34'' erfolgenden Gleichrichtung führt dies zu einem Ausgangsspanungsimpuls 64b, wie er in dem in Teilfigur 9a dargestellten und mit U_Out bezeichneten Signalverlauf dargestellt ist. Der Ausgangsspannungsimpuls 64b bewirkt einen Ausgangsstromimpuls 66b, wie er dem in Teilfigur 9a dargestellten und mit I_Out bezeichneten Signalverlauf entnehmbar ist. Auch in 8 wurde auf die Darstellung einer entsprechenden Last am Ausgang der Wandlerschaltungsanordnung 10'' verzichtet.
Wie der Darstellung in Teilfigur 9a wird zwischen den beiden Schaltimpulsen 58a und 58b eine sogenannte Schutzzeit t_Guard eingehalten. Dadurch werden Brückenkurzschlüsse in der Gegentaktwandlerschaltung 22 vermieden.
Wie der Darstellung in Teilfigur 9a ferner zu entnehmen ist, widerholen sich die Schaltimpulse 58a und 58b mit der Periodendauer t_Period, unter Einhaltung der jeweiligen Schutzzeiten t_Guard. D. h. die Schaltelemente S1 bis S4 werden mit einem Ansteuermuster 26 angesteuert. Aufgrund der Periodizität in der Ansteuerung der Schaltelemente S1 bis S4 ergeben sich die in der Teilfigur 9a dargestellten periodischen Signalverläufe. Am Ausgang der Wandlerschaltungsanordnung kann über eine in den 7 und 8 nicht dargestellte Last ein effektiver Ausgangsstrom I_{Out_eff} abgegriffen bzw. entnommen werden. Die Ansteuerung mit dem in Teilfigur 9a dargestellten Ansteuermuster 26 entspricht einer Ansteuerung der Schaltelemente S1 bis S4 mit vollem Tastverhältnis, d. h. es gilt f_Schalt ist ungefähr f_Resonanz. Bei dieser Ansteuerung kann der Wandlerschaltungsanordnung 10'' der volle Ausgangstrom I_Out entnommen werden.
Soll nun eine Begrenzung der von der Wandlerschaltungsanordnung 10'' abgegebenen Ausgangsleistung bzw. eine Begrenzung des der Wandlerschaltungsanordnung 10'' entnehmbaren Ausgangsstroms erreicht werden, so sind die Schaltelemente S1 bis S4 der Gegentaktwandlerschaltung 22 mit einem modifizierten Ansteuermuster 26' anzusteuern. Dieses ist in dem in Teilfigur 9b dargestellten und mit PWM bezeichneten Signalverlauf gezeigt. Wie dieser Darstellung zu entnehmen ist, ergibt sich das modifizierte Ansteuermuster 26' unter Beibehaltung eines durch die Resonanzfrequenz f_Resonanz vorgegebenen Ansteuerkriteriums aus dem unmodifizierten Ansteuermuster 26. Wie der Darstellung in Teilfigur 9b zu entnehmen ist, ergibt sich das modifizierte Ansteuermuster 26' aus dem unmodifizierten Ansteuermuster 26 dadurch, dass die Einschaltdauer bzw. Impulsbreite t_On der einzelnen Schaltimpulse 58a bzw. 58b unverändert bleibt, allerdings durch das Einfügen einer Pausenzeit t_Variable zwischen die einzelnen Schaltimpulse 58a bzw. 58b der zeitliche Abstand zwischen diesen vergrößert wird und dadurch die Periodendauer t_Period verlängert wird. Diese Art der Modifikation des Ansteuermusters bzw. das Ansteuern der Schaltelemente S1 bis S4 mittels diesem modifizierten Ansteuermuster 26' hat den Vorteil, dass die Schaltelemente S1 bis S4 nach wie vor in bzw. möglichst nahe bei den Nulldurchgängen des Stroms IC geschaltet werden, d. h. sie werden nach wie vor nahezu leistungslos ein- bzw. ausgeschaltet. Folglich handelt es sich bei dem durch die Resonanzfrequenz f_Resonanz vorgegebenen Ansteuerkriterium, unter dessen Beibehaltung das Ansteuermuster modifiziert wird, um die Lage der Schaltzeitpunkte, zu denen die Schaltelemente S1 bis S4 ein- bzw. ausgeschaltet werden, bzw. um die Einschaltdauer der Schaltelemente S1 bis S4.
Wie der Darstellung in Teilfigur 9b zu entnehmen ist, werden die Schaltelemente S1 bis S4 mit halbem Tastverhältnis geschaltet, d. h. gilt f_Schalt ist ungefähr ½ f_Resonanz.
Durch das Auslassen von Schaltimpulsen zwischen den aktiven Phasen der Schaltelemente S1 und S4 bzw. S2 und S3 entstehen Lücken im primärseitigen Resonanzstrom I_C und in Folge in den durch die sekundärseitigen Wicklungen des Transformators fließenden Strömen. Anders formuliert: es werden Pausen zwischen den einzelnen Schaltimpulsen eingefügt. Dadurch wird der mittlere Ausgangsstrom der Wandlerschaltungsanordnung bei gleicher Ausgangsspannung reduziert. Mithilfe einer noch zu beschreibenden, als Regler aufgebauten Ansteuerschaltung kann das Tastverhältnis variabel eingestellt und damit der Ausgangstrom und somit die Ausgangsleistung geregelt werden. Alternativ könnte die Ausgangsspannung gezielt geregelt werden.
An dieser Stelle sei angemerkt, dass es sich bei der Darstellung der Signalverläufe in den Teilfiguren 9a bzw. 9b um idealisierte zeitliche Verläufe handelt. Auf die Darstellung von auf Kapazitäten und Induktivitäten zurückgehende Einflüsse im zeitlichen Verlauf der einzelnen Signale wurde verzichtet.
Anhand der beiden Teilfiguren 10a und 10b wird eine mögliche Realsierung einer Logik aufgezeigt, die in einer Ansteuerschaltung für das Modifizieren des Ansteuermusters zu hinterlegen ist. Mit dieser Logik lässt sich für die Schaltelemente S1 bis S4 der Gegentaktwandlerschaltung 22 ein variables Tastverhältnis realisieren. Mit d1 ist das Ansteuersignal bzw. sind die Schaltimpulse für die Schaltelemente S1 und S4 bezeichnet. Mit d1s ist das Ansteuersignal bzw. sind die Schaltimpulse für die Schaltelemente S2 und S3 bezeichnet. Mit T_S ist die Periodendauer bezeichnet, diese entspricht der in den Teilfiguren 9a bzw. 9b verwendeten Bezeichnung t_Period.
Der in den Teilfiguren 10a bzw. 10b dargestellten Logik liegt ein Sägezahnverlauf 68 zugrunde. Wie der Darstellung zu entnehmen ist, wird durch den Wert des Signals u1 die Impulsdauer festgelegt. Durch den Wert des Signals u2 kann ein Hub 70 des Sägezahnverlaufs 68 variiert und somit die Periodendauer T_S festgelegt bzw. eingestellt werden.
11 zeigt einen möglichen Aufbau einer Ansteuerschaltung 40.
Die Ansteuerschaltung 40 weist eine erste Ermittlungseinheit 72 auf, mit der das Signal d1s ermittelt werden kann. Hierzu wird aus den beiden Signalen u1 und u2 mittels einer ersten Verarbeitungseinheit 74 ein Summenwert u2/2 + u1 gebildet. Mittels einer zweiten Verarbeitungseinheit 76 wird aus dem Signal u2 ein Wert u2/2 gebildet. Sowohl der Summenwert u2/2 + u1 als auch der Wert u2/2 werden einem Fensterkomparator 78 zugeführt, dem ferner ein von einem Sägezahngenerator 80 erzeugtes Signal zugeführt wird, dessen Hub in Abhängigkeit des Signals u2 variiert werden kann. Am Ausgang des Fensterkomparators liegt dann das Signal d1s vor. Die Ansteuerschaltung 40 weist ferner eine zweite Ermittlungseinheit 72 auf, mit der das Signal d1 ermittelt werden kann. Hierzu wird das Signal u1 und das von dem Sägezahngenerator bereitgestellte Signal einem Komparator 84 zugeführt, an dessen Ausgang dann das Signal d1 vorliegt. Beide Signale d1s und d1 werden über eine Ausgabeeinheit 86 ausgegeben.
Vorteilhafterweise kann das Signal u1 mit der Eingangsgleichspannung und das Signal u2 mit der Ausgangsgleichspannung korreliert sein. Weiter vorteilhafterweise ist in der Ansteuereinheit 40 ein Regler vorgesehen, mit dem beispielsweise der von der Wandlerschaltungsanordnung ausgegebene Strom oder die ausgegebene Spannung auf einen vorgegebenen Wert eingeregelt werden kann.
Mit der erfindungsgemäßen Wandlerschaltungsanordnung liegt somit ein mit vergleichsweise wenigen Bauelementen aufgebauter, sehr effizienter Resonanzwandler mit Potenzialtrennung vor, der bei Regelung im sogenannten Burst Mode sowohl im Ausgangsstrom als auch in der Ausgangsspannung geregelt werden kann. Im zweiten Fall wäre die Schaltung als vollwertiger Tiefsetzsteller für hohe Leistungen im kW-Bereich einsetzbar.
Bezugszeichenliste

10: Wandlerschaltungsanordnung
12: Gleichspannungsquelle
14: Ladeschaltung
16: öffentliches Stromnetz
18: Netzgleichrichterschaltung
20: Leistungsfaktorkorrekturschaltung
22: Gegentaktwandlerschaltung
24: Schaltelement
26: Ansteuermuster
28: Resonanzschaltung
30: Transformator
32: Primärseite
34: Gleichrichterschaltung
36: Sekundärseite
38: kapazitives Abschlusselement
40: Ansteuerschaltung
42: Resonanzkapazität
44: diskrete Resonanzinduktivität
46: Primärwicklung
48: Sekundärwicklung
50: Mittenanzapfung
52: idealer Übertrager
54: Hauptinduktivität
56: primärseitige Streuinduktivität
58: Schaltimpuls
60: Eingangsspannungsimpuls
62: Stromimpuls
64: Ausgangsspanungsimpuls
66: Ausgangsstromimpuls
68: Sägezahnverlauf
70: Hub
72: erste Ermittlungseinheit
74: erste Verarbeitungseinheit
76: zweite Verarbeitungseinheit
78: Fensterkomparator
80: Sägezahngenerator
82: zweite Ermittlungseinheit
84: Komparator
86: Ausgabeeinheit

Claims

Wandlerschaltungsanordnung zum Wandeln einer Eingangsgleichspannung in eine Ausgangsgleichspannung, mit einer Gegentaktwandlerschaltung, die dazu ausgebildet ist, mittels einer Vielzahl von entsprechend einem vorgegebenen Ansteuermuster angesteuerter Schaltelemente die ihr zugeführte Eingangsgleichspannung in eine erste Ausgangswechselspannung zu wandeln, einer Resonanzschaltung, die eingangsseitig mit der Gegentaktwandlerschaltung und ausgangsseitig mit einer Primärseite eines Transformators verbunden ist, wobei die Resonanzschaltung als Resonanzelement zumindest eine Resonanzkapazität aufweist, die im Zusammenwirken mit einer der Resonanzschaltung zugeordneten diskreten Resonanzinduktivität und/oder einer dem Transformator inhärenten Streuinduktivität einen Resonanzschwingkreis definierten Resonanzfrequenz ausbildet, einer Gleichrichterschaltung, die eingangsseitig mit einer Sekundärseite des Transformators und ausgangsseitig mit einem kapazitiven Abschlusselement verbunden ist, wobei die Gleichrichterschaltung dazu ausgebildet ist, eine von dem Transformator sekundärseitig ausgegebene zweite Ausgangswechselspannung in die Ausgangsgleichspannung zu wandeln, und einer Ansteuerschaltung, die dazu ausgebildet ist, zum Begrenzen einer von der Wandlerschaltungsanordnung abgegebenen Ausgangsleistung das der Gegentaktwandlerschaltung zugeführte Ansteuermuster unter Beibehaltung eines durch die Resonanzfrequenz vorgegebenen Ansteuerkriteriums zu modifizieren.
Wandlerschaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass es sich bei dem Ansteuerkriterium um eine Schaltzeitpunktlage und/oder um eine Einschaltdauer der Schaltelemente handelt.
Wandlerschaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass es sich bei dem Ansteuermuster um eine Impulsfolge handelt, wobei die einzelnen Impulse eine vorgegebene Impulsbreite und einen vorgegebenen zeitlichen Abstand untereinander aufweisen, wobei die Ansteuerschaltung das Ansteuermuster derart modifiziert, dass unter Beibehaltung der Impulsbreite der zeitliche Abstand variiert wird.
Wandlerschaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass zum Begrenzen der Ausgangsleistung ein der Wandlerschaltungsanordnung entnehmbarer Ausgangsstroms begrenzt wird.
Wandlerschaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Resonanzkapazität derart angeordnet ist, dass es sich bei dem Resonanzschwingkreis um einen Serienresonanzschwingkreis handelt.
Wandlerschaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Gegentaktwandlerschaltung als Vollbrücke ausgebildet ist.
Wandlerschaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Transformator eine Primärwicklung und eine Sekundärwicklung aufweist und die Gleichrichterschaltung als Brückengleichrichter ausgebildet ist.
Wandlerschaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Transformator eine Primärwicklung und Sekundärwicklung mit Mittenanzapfung aufweist und die Gleichrichterschaltung als Zweiweggleichrichter ausgebildet ist.
Verwendung einer Wandlerschaltungsanordnung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 8 in einer Ladeschaltung, wobei die Ladeschaltung dazu ausgebildet ist, eine in einem Fahrzeug angeordnete Traktionsbatterie über das öffentliche Stromnetz zu laden, wobei die Ladeschaltung hierfür eine Netzgleichrichterschaltung und eine dieser nachgeschaltete Leistungsfaktorkorrekturschaltung aufweist, die beide zwischen dem öffentlichen Stromnetz und der Wandlerschaltungsanordnung angeordnet sind.