DE102013104899A1

DE102013104899A1 - Control for a switch and method for its operation

Info

Publication number: DE102013104899A1
Application number: DE201310104899
Authority: DE
Inventors: Ralf Schroeder genannt Berghegger; Michael Frey
Original assignee: Power Systems Technologies Ltd
Current assignee: Power Systems Technologies Ltd
Priority date: 2013-05-13
Filing date: 2013-05-13
Publication date: 2014-11-13
Anticipated expiration: 2033-05-14
Also published as: DE102013104899B4

Abstract

Steuerung für einen Schalter und Verfahren zu deren Betrieb. In einer Ausführungsform ist die Steuerung eingerichtet, eine Spannung eines Steueranschlusses des Schalters zu messen und einen ersten Betriebsmodus zu wählen, falls die Spannung des Steueranschlusses höher ist als eine Schwellenspannung, und einen zweiten Betriebsmodus zu wählen, falls die Spannung des Steueranschlusses niedriger ist als die Schwellenspannung.Control for a switch and method for its operation. In one embodiment, the controller is configured to measure a voltage of a control terminal of the switch and to select a first operating mode if the voltage of the control terminal is higher than a threshold voltage, and to select a second operating mode if the voltage of the control terminal is lower than that threshold voltage.

Description

Technisches GebietTechnical area

Die vorliegende Erfindung richtet sich im Allgemeinen auf Leistungselektronik und genauer auf eine Steuerung für einen Schalter und ein Verfahren zu deren Betrieb.The present invention is generally directed to power electronics, and more particularly to a controller for a switch and a method of operating the same.

Hintergrundbackground

Ein Schaltnetzteil (auch als ”Leistungswandler” bezeichnet) ist eine Versorgungs- oder Netzteilschaltung, die eine Eingangsspannungswellenform in eine festgelegte Ausgangsspannungswellenform wandelt. DC-DC-Leistungswandler wandeln eine Eingangsgleichspannung (”DC”) in eine Ausgangsgleichspannung (”DC”) um. Zu den Leistungswandlern gehörige Steuerungen verwalten deren Betrieb, indem sie Leitungszeiten von darin verwendeten Leistungsschaltern steuern. Im Allgemeinen sind die Steuerungen zwischen einem Eingang und Ausgang des Leistungswandlers in einer Rückkopplungsschleifenanordnung (auch als ”Regelschleife” bezeichnet) gekoppelt.A switched mode power supply (also referred to as a "power converter") is a supply or power supply circuit that converts an input voltage waveform into a specified output voltage waveform. DC-DC power converters convert a DC input voltage ("DC") into a DC output voltage ("DC"). Controllers associated with the power converters manage their operation by controlling the conduction times of power switches used therein. In general, the controllers are coupled between an input and output of the power converter in a feedback loop arrangement (also referred to as a "control loop").

Typischerweise misst die Steuerung eine Ausgangskenngröße (z. B. eine Ausgangsspannung, einen Ausgangsstrom oder eine Kombination einer Ausgangsspannung und eines Ausgangsstroms) des Leistungswandlers und verändert auf dieser Grundlage einen Tastgrad eines Leistungsschalters des Leistungswandlers. Der Tastgrad ”D” ist ein Verhältnis einer Leitungsdauer eines Leistungsschalters zu seiner Schaltperiode. Mit anderen Worten, die Schaltperiode enthält die Leitungsdauer des Leistungsschalters (angegeben durch den Tastgrad ”D”) und eine Pausendauer des Leistungsschalters (angegeben durch den komplementären Tastgrad ”1-D”). Somit beträgt, falls ein Leistungsschalter während der Hälfte der Schaltperiode leitet, der Tastgrad des Leistungsschalters 0,5 (oder 50 Prozent).Typically, the controller measures an output characteristic (eg, an output voltage, an output current, or a combination of an output voltage and an output current) of the power converter and, based thereon, alters a duty cycle of a power switch of the power converter. The duty cycle "D" is a ratio of a conduction time of a power switch to its switching period. In other words, the switching period includes the conduction time of the circuit breaker (indicated by the duty "D") and a break time of the breaker (indicated by the complementary duty "1-D"). Thus, if a power switch conducts during the half of the switching period, the duty cycle of the power switch is 0.5 (or 50 percent).

Die Schaltnetzteile können mit verschiedenen Typen von Leistungsschaltern, wie etwa Bipolartransistoren, Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren (”MOSFETs”) oder Bipolartransistoren mit isoliertem Gate (”IGBTs”) aufgebaut werden. Bei niedrigen Leistungspegeln, zum Beispiel einer Ausgangsleistung von weniger als 100 Watt (”W”) werden am häufigsten MOSFETs und Bipolartransistoren als Leistungsschalter verwendet. Während MOSFETs bei höheren Schaltfrequenzen arbeiten können, was kleinere Aufbauten ermöglicht, sind Bipolartransistoren zu niedrigeren Kosten erhältlich. Außerdem verwenden die verschiedenen Schalter verschiedene Ansteuerungen für ihre jeweiligen Steueranschlüsse. Als Ergebnis werden getrennte integrierte Ansteuerschaltungen auf Lager gelegt, um der Verwendung verschiedener Schalter bei einer Auslegung eines Schaltkreises (z. B. eines Leistungswandlers) Rechnung zu tragen, der diese verwendet.The switching power supplies may be constructed with various types of power switches, such as bipolar transistors, metal oxide semiconductor field effect transistors ("MOSFETs"), or insulated gate bipolar transistors ("IGBTs"). At low power levels, for example, an output power of less than 100 watts ("W") MOSFETs and bipolar transistors are most commonly used as power switches. While MOSFETs can operate at higher switching frequencies, allowing for smaller constructions, bipolar transistors are available at a lower cost. In addition, the various switches use different controls for their respective control terminals. As a result, separate integrated drive circuits are stocked to accommodate the use of various switches in a design of a circuit (eg, a power converter) that uses them.

Was demgemäß in der Technik benötigt ist, sind eine Schaltung und ein zugehöriges Verfahren für einen Schalter, die es ermöglichen, dass eine Ansteuerung für verschiedene Schaltertypen, wie etwa MOSFETs und Bipolartransistoren, verwendet wird, die an Massenfertigungstechniken für einen Leistungswandler oder dergleichen angepasst werden kann, der diesen verwendet.Accordingly, what is needed in the art is a circuit and associated method for a switch that allows a driver to be used for various types of switches, such as MOSFETs and bipolar transistors, that can be adapted to mass production techniques for a power converter or the like who uses this.

Zusammenfassung der ErfindungSummary of the invention

Durch vorteilhafte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung, darunter eine Steuerung für einen Schalter und ein Verfahren zum Betreiben derselben, werden diese und weitere Probleme im Allgemeinen gelöst oder umgangen, und es werden allgemein technische Vorteile erzielt. In einer Ausführungsform ist die Steuerung eingerichtet, eine Spannung eines Steueranschlusses des Schalters zu messen und einen ersten Betriebsmodus zu wählen, falls die Spannung des Steueranschlusses höher ist als eine Schwellenspannung, und einen zweiten Betriebsmodus zu wählen, falls die Spannung des Steueranschlusses niedriger ist als die Schwellenspannung.Advantageous embodiments of the present invention, including a controller for a switch and a method of operating the same, generally solve or circumvent these and other problems, and generally provide technical advantages. In one embodiment, the controller is configured to measure a voltage of a control terminal of the switch and to select a first mode of operation if the voltage of the control terminal is higher than a threshold voltage and to select a second mode of operation if the voltage of the control terminal is lower than that threshold voltage.

Im vorangegangenen Abschnitt wurden die Merkmale und technischen Vorteile der vorliegenden Erfindung eher weit gefasst dargestellt, damit die folgende genaue Beschreibung der Erfindung besser verstanden werden kann. Im Folgenden werden weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung beschrieben, die den Gegenstand der Ansprüche der Erfindung bilden. Für den Fachmann versteht sich, dass das Konzept und die besondere Ausführungsform, die offenbart sind, einfach als Grundlage für Modifikationen oder die Auslegung anderer Strukturen oder Prozesse verwendet werden können, um die gleichen Zwecke wie die vorliegende Erfindung zu erfüllen. Für den Fachmann sollte einzusehen sein, dass solche äquivalenten Konstruktionen nicht vom Erfindungsgedanken und Schutzbereich der Erfindung, wie in beigefügten Ansprüchen dargelegt, abweichen.In the preceding paragraph, the features and technical advantages of the present invention have been presented rather broadly so that the following detailed description of the invention may be better understood. In the following, further features and advantages of the invention will be described, which form the subject of the claims of the invention. It will be understood by those skilled in the art that the concept and particular embodiment disclosed may be readily utilized as a basis for modification or interpretation of other structures or processes to accomplish the same purposes as the present invention. It should be understood by those skilled in the art that such equivalent constructions do not depart from the spirit and scope of the invention as set forth in the appended claims.

Kurze Beschreibung der ZeichnungenBrief description of the drawings

Für ein umfassenderes Verständnis der vorliegenden Erfindung wird nun auf die folgenden Beschreibungen verwiesen, die in Verbindung mit der beigefügten Zeichnung vorgenommen wurden, worin:For a more complete understanding of the present invention, reference is now made to the following descriptions, taken in conjunction with the accompanying drawings, in which:

1 und 2 Schaltpläne von Ausführungsformen von Leistungswandlern darstellen, die entsprechend den Grundgedanken der vorliegenden Erfindung ausgebildet sind; 1 and 2 Illustrate circuit diagrams of embodiments of power converters formed in accordance with the principles of the present invention;

3 einen Schaltplan verschiedener Schalter darstellt, der die Grundgedanken der vorliegenden Erfindung zeigt; 3 a circuit diagram of various switches, showing the principles of the present invention;

4 und 5 grafische Darstellungen zeigen, die die Unterschiede zwischen Schaltern gemäß den Grundgedanken der vorliegenden Erfindung aufzeigen, 4 and 5 show graphs showing the differences between switches in accordance with the principles of the present invention;

6 einen Blockschaltplan einer Ausführungsform einer Steuerung darstellt, die entsprechend den Grundgedanken der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist; und 6 Fig. 10 illustrates a block diagram of one embodiment of a controller constructed in accordance with the principles of the present invention; and

7 bis 12 Schaltbilder von Ausführungsformen von Teilen einer Steuerung darstellen, die entsprechend den Grundgedanken der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist. 7 to 12 Illustrate circuit diagrams of embodiments of parts of a controller constructed in accordance with the principles of the present invention.

Entsprechende Zahlen und Symbole in den verschiedenen Figuren beziehen sich im Allgemeinen auf entsprechende Teile, sofern nichts anderes angegeben ist, und werden der Kürze wegen nach ihrem ersten Vorkommen nicht nochmals beschrieben. Die Figuren sind gezeichnet, um die relevanten Aspekte beispielhafter Ausführungsformen darzustellen.Corresponding numbers and symbols in the various figures generally refer to corresponding parts unless otherwise indicated, and will not be described again for brevity after their first occurrence. The figures are drawn to illustrate the relevant aspects of example embodiments.

Genaue Beschreibung veranschaulichender AusführungsformenDetailed description of illustrative embodiments

Im Folgenden werden die Herstellung und die Verwendung der vorliegenden beispielhaften Ausführungsbeispiele ausführlich erörtert. Es sollte jedoch leicht nachvollziehbar sein, dass die vorliegende Erfindung viele anwendbare erfinderische Ideen vorsieht, die in sehr vielfältigen spezifischen Kontexten ausgeführt werden können. Die besonderen Ausführungsformen, die erörtert werden, veranschaulichen lediglich besondere Weisen, um die Erfindung herzustellen und zu nutzen, schränken jedoch den Umfang der Erfindung nicht ein.In the following, the manufacture and use of the present exemplary embodiments will be discussed in detail. It should be readily understood, however, that the present invention provides many applicable inventive ideas that can be embodied in a variety of specific contexts. The particular embodiments discussed are merely illustrative of particular ways to make and use the invention, but do not limit the scope of the invention.

Die vorliegende Erfindung wird mit Bezug auf beispielhafte Ausführungsformen in einem speziellen Kontext beschrieben, nämlich eine Steuerung, die mit verschiedenen Schaltertypen, wie etwa einem MOSFET oder einem Bipolartransistor, betrieben werden kann. Die Grundgedanken der vorliegenden Erfindung werden zwar im Umfeld eines Leistungswandlers beschrieben werden, doch ist jede Anwendung, die von der Steuerung, wie sie hier beschrieben ist, einen Vorteil ziehen kann, darunter ein Leistungsverstärker oder eine Motorsteuerung, ebenfalls in den weiten Anwendungsbereich der vorliegenden Erfindung eingeschlossen.The present invention will be described with reference to exemplary embodiments in a specific context, namely, a controller that may be operated with various types of switches, such as a MOSFET or a bipolar transistor. While the principles of the present invention will be described in the context of a power converter, any application that may benefit from the controller as described herein, including a power amplifier or motor controller, is also within the broad scope of the present invention locked in.

Nun zu 1, in der ein Schaltplan einer Ausführungsform eines Leistungswandlers dargestellt ist, die entsprechend den Grundgedanken der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist. Der Leistungswandler ist eingerichtet, Netzwechselspannung (bezeichnet als ”Vac in”) in eine geregelte Ausgangsgleichspannung Vout umzuwandeln. Eine Leistungsübertragung (z. B. eine Sperrwandler-Leistungsübertragung) des Leistungswandlers (auch als ”Sperrwandler” bezeichnet) enthält einen Leistungsschalter Q1, der mit einer Quelle elektrischer Leistung (z. B. dem Wechselspannungsnetz) über ein Eingangsfilter (enthaltend die Kondensatoren C1, C2 und eine Induktivität L2) gekoppelt ist, um eine gefilterte Eingangsgleichspannung Vin für eine magnetische Vorrichtung (z. B. einen Trenntransformator oder Transformator TX1) vorzusehen. Ein Widerstand R1 stellt eine Impedanz des Wechselspannungsnetzes dar. Obwohl nicht dargestellt, kann der Leistungswandler auch ein elektromagnetisches Entstörfilter zwischen der Netzwechselspannung Vac und einem Brückengleichrichter 110 enthalten. Der Transformator TX1 weist eine Primärwicklung P1 und eine Sekundärwicklung S1 mit einem Windungsverhältnis auf, das so gewählt ist, dass es die Ausgangsspannung Vout unter Berücksichtigung eines sich ergebenden Tastgrads und der Beanspruchung der Bauteile der Leistungsübertragung vorsieht.now to 1 FIG. 12 is a circuit diagram of one embodiment of a power converter constructed in accordance with the principles of the present invention. The power converter is configured to convert AC line voltage (referred to as "Vac in") to a regulated DC output voltage Vout. A power transmission (eg, a flyback power transmission) of the power converter (also referred to as a "flyback converter") includes a power switch Q1 coupled to a source of electrical power (eg, the AC power network) via an input filter (including the capacitors C1, C1, C2). C2 and an inductor L2) to provide a filtered input DC voltage Vin for a magnetic device (eg, an isolation transformer or transformer TX1). A resistor R1 represents an impedance of the AC mains. Although not shown, the power converter may also include an electromagnetic noise filter between AC mains voltage Vac and a bridge rectifier 110 contain. The transformer TX1 has a primary winding P1 and a secondary winding S1 having a turns ratio selected to provide the output voltage Vout taking into account a resulting duty cycle and the stress on the components of the power transmission.

Der Leistungsschalter Q1 (z. B. ein MOSFET) wird durch eine Steuerung (z. B. eine anwendungsspezifische integrierte Schaltung (”ASIC”)) 120 angesteuert, die den Leistungsschalter Q1 so ansteuert, dass er während eines Tastgrads leitet. Der Leistungsschalter Q1 leitet als Reaktion auf ein Ansteuersignal, wie etwa eine Gate-Ansteuerspannung drv, die durch die Steuerung 120 mit einer Schaltfrequenz (oft als ”f_s” bezeichnet) erzeugt wird. Der Tastgrad wird durch die Steuerung 120 gesteuert (z. B. eingestellt), um eine Ausgangskenngröße des Leistungswandlers, wie etwa eine Ausgangsspannung Vout, einen Ausgangsstrom Iout oder eine Kombination davon, zu regeln. Ein Rückkopplungssignal FB läuft über einen Rückkopplungspfad (von dem ein Teil als 130 gekennzeichnet ist), der von einer Vorspannungswicklung P2 des Transformators TX1 ausgeht, um der Steuerung 120 zu ermöglichen, den Tastgrad zu steuern, um die Ausgangskenngröße des Leistungswandlers proportional zu einer Vorspannung VP von der Vorspannungswicklung P2 zu regeln. Eine Reihenschaltungsanordnung der Widerstände R14, R23 sieht eine Spannungsteilerfunktion vor, um die für das Rückkopplungssignal FB durch die Vorspannungswicklung P2 des Transformators TX1 erzeugte Spannung maßstäblich abzubilden. Die Vorspannung VP ist im Wesentlichen proportional zu einer Spannung über der Sekundärwicklung S1, abhängig von einem Windungsverhältnis zwischen der Primärwicklung P1 und der Sekundärwicklung S1.The power switch Q1 (eg, a MOSFET) is controlled by a controller (eg, an application specific integrated circuit ("ASIC")). 120 which controls the circuit breaker Q1 so that it conducts during a duty cycle. The power switch Q1 conducts in response to a drive signal, such as a gate drive voltage drv, through the controller 120 with a switching frequency (often referred to as "f _s ") is generated. The duty cycle is controlled by the controller 120 controlled (eg, adjusted) to control an output characteristic of the power converter, such as an output voltage Vout, an output current Iout, or a combination thereof. A feedback signal FB passes through a feedback path (part of which is referred to as 130 ), which originates from a bias winding P2 of the transformer TX1, to the controller 120 to enable the duty cycle to be controlled to control the output characteristic of the power converter in proportion to a bias voltage VP from the bias winding P2. A series arrangement of the resistors R14, R23 provides a voltage divider function for scaling the voltage generated for the feedback signal FB by the bias winding P2 of the transformer TX1. The bias voltage VP is substantially proportional to a voltage across the secondary winding S1, depending on a turns ratio between the primary winding P1 and the secondary winding S1.

Die über der Wicklung P2 erzeugte Spannung wird durch eine Diode D6 gleichgerichtet und lädt einen Kondensator C4, um eine Vorspannung VP für die Steuerung 120 vorzusehen. Ein Widerstand R25 sieht eine Strombegrenzungsfunktion zum Begrenzen eines Ladestroms in den Kondensator C4 vor. Ein Widerstand R8 sieht eine Anfangsladung für den Kondensator C4 vor. Die an der Sekundärwicklung S1 des Transformators TX1 erscheinende Wechselspannung wird durch einen Hilfs-Leistungsschalter (z. B. die Diode D7 oder alternativ durch einen nicht gezeigten Synchrongleichrichter) gleichgerichtet, und die Gleichkomponente der resultierenden Wellenform wird über das Tiefpass-Ausgangsfilter, das einen Ausgangsfilterkondensator C9 enthält, zum Ausgang gekoppelt, um die Ausgangsspannung Vout zu erzeugen. Ein Widerstand R18 ist im Schaltkreis enthalten, um dafür zu sorgen, dass es immer noch Leistungsverbrauch gibt, wenn eine Last von den Ausgangsanschlüssen out+, out– des Leistungswandlers getrennt wird. Dies stellt sicher, dass die Schaltfrequenz im Leerlauf hoch genug ist, um ausreichend auf eine Laständerung zu reagieren. Ein Stromsensor R15 ist mit dem Leistungsschalter Q1 gekoppelt und sieht eine Spannung vor, die proportional zu einem Strom im Primärschalter (Ip ≅ Ipri, wobei Ipri ein Primärstrom ist, der durch die Primärwicklung P1 des Transformators TX1 fließt) für die Steuerung 120 ist. Diese Spannung wird benutzt, um die Leitungsdauer des Leistungsschalters Q1 zu bestimmen.The voltage generated across the winding P2 is rectified by a diode D6 and charges a capacitor C4 to a bias voltage VP for the controller 120 provided. A resistor R25 provides a current limiting function for limiting a charging current to the capacitor C4. A resistor R8 provides an initial charge for the capacitor C4. The AC voltage appearing on the secondary winding S1 of the transformer TX1 is rectified by an auxiliary power switch (eg, the diode D7 or alternatively by a synchronous rectifier, not shown), and the DC component of the resulting waveform is passed through the low pass output filter, which is an output filter capacitor C9 coupled to the output to produce the output voltage Vout. A resistor R18 is included in the circuit to ensure that there is still power consumption when a load is disconnected from the output terminals out +, out- of the power converter. This ensures that the switching frequency at idle is high enough to respond sufficiently to a load change. A current sensor R15 is coupled to the power switch Q1 and provides a voltage proportional to a current in the primary switch (Ip ≅ Ipri, where Ipri is a primary current flowing through the primary winding P1 of the transformer TX1) for the controller 120 is. This voltage is used to determine the duration of the circuit breaker Q1.

Während eines ersten Teils des Tastzyklus erhöht sich ein Primärstrom Ipri (z. B. ein Induktivitätsstrom), der durch die Primärwicklung P1 des Transformators TX1 fließt, während Strom vom Eingang durch den Leistungsschalter Q1 fließt. Während eines komplementären Teils des Tastzyklus (im Allgemeinen gleichzeitig mit einem komplementären Tastzyklus 1-D des Leistungsschalters Q1) wird der Leistungsschalter Q1 in einen nicht leitenden Zustand umgeschaltet. Im Transformator TX1 gespeicherte magnetische Restenergie verursacht ein Leiten eines Sekundärstroms Isec durch die Diode D7, wenn der Leistungsschalter Q1 ausgeschaltet ist. Die Diode D7, die mit dem Ausgangs-Filterkondensator C9 gekoppelt ist, sieht einen Pfad vor, um Kontinuität eines Magnetisierungsstroms des Transformators TX1 aufrecht zu erhalten. Während des komplementären Teils des Tastzyklus verringert sich der durch die Sekundärwicklung S1 des Transformators TX1 fließende Magnetisierungsstrom. Im Allgemeinen kann der Tastgrad des Leistungsschalters Q1 gesteuert (z. B. eingestellt) werden, um eine Regelung der Ausgangsspannung Vout des Leistungswandlers aufrecht zu erhalten oder um sie zu regeln.During a first part of the duty cycle, a primary current Ipri (eg, an inductor current) flowing through the primary winding P1 of the transformer TX1 increases as current flows from the input through the power switch Q1. During a complementary part of the duty cycle (generally concurrent with a complementary duty cycle 1-D of the power switch Q1), the power switch Q1 is switched to a non-conducting state. Magnetic residual energy stored in the transformer TX1 causes a secondary current Isec to conduct through the diode D7 when the power switch Q1 is turned off. The diode D7, which is coupled to the output filter capacitor C9, provides a path to maintain continuity of magnetization current of the transformer TX1. During the complementary part of the duty cycle, the magnetizing current flowing through the secondary winding S1 of the transformer TX1 decreases. In general, the duty cycle of the power switch Q1 may be controlled (eg, adjusted) to maintain or regulate regulation of the output voltage Vout of the power converter.

Um die Ausgangsspannung Vout zu regeln, wird in der Steuerung 120 ein Wert oder ein maßstäblicher Wert des Rückkopplungssignals FB mit einer Referenzspannung verglichen, um den Tastgrad D zu steuern. Ein größerer Tastgrad bedingt, dass der Leistungsschalter Q1 über einen längeren Bruchteil der Schaltperiode des Leistungswandlers geschlossen ist. Somit wird der Leistungswandler mit einem Schaltzyklus betrieben, in dem eine Eingangsspannung Vin mit dem Transformator TX1 über einen Bruchteil der Schaltperiode durch den durch die Steuerung 120 gesteuerten Leistungsschalter Q1 gekoppelt ist.To control the output voltage Vout is in the controller 120 a value or a scale value of the feedback signal FB is compared with a reference voltage to control the duty cycle D. A larger duty cycle causes the power switch Q1 to be closed for a longer fraction of the switching period of the power converter. Thus, the power converter is operated with a switching cycle in which an input voltage Vin to the transformer TX1 is supplied by the controller over a fraction of the switching period 120 controlled circuit breaker Q1 is coupled.

In einem Schaltnetzteil, das mit einer Sperrwandler-Leistungsübertragung aufgebaut ist, kann eine Spannung, die während eines Sperrteils eines Schaltzyklus durch die Vorspannungswicklung P2 erzeugt ist, mit der Ausgangsspannung Vout in Beziehung gesetzt werden, indem ein Windungsverhältnis des Transformators TX1 und Spannungsabfälle über Dioden und anderen Schaltkreiselementen berücksichtigt werden. Die über der Vorspannungswicklung P2 erzeugte Spannung wird benutzt, um eine Abschätzung der Ausgangsspannung Vout zu erzeugen, die wiederum benutzt wird, um diese zu regeln, ohne die Trenngrenze des Transformators TX1 zu überschreiten.In a switching power supply constructed with a flyback power transmission, a voltage generated by the bias winding P2 during a blocking part of a switching cycle may be related to the output voltage Vout by a turn ratio of the transformer TX1 and voltage drops across diodes and other circuit elements are taken into account. The voltage generated across the bias winding P2 is used to generate an estimate of the output voltage Vout, which in turn is used to control it without exceeding the isolation limit of the transformer TX1.

Nun zu 2, in der ein Schaltplan einer weiteren Ausführungsform eines Leistungswandlers dargestellt ist, die entsprechend den Grundgedanken der vorliegenden Erfindung ausgebildet ist. Der Leistungsschalter Q2 von 2 ist ein Bipolartransistor anstelle des in 1 dargestellten MOSFET-Leistungsschalters Q1. Die Steuerung 120 der 1 und 2 ist eingerichtet, mit verschiedenen Schaltertypen zu arbeiten, wie nachstehend dargelegt. Als Ergebnis kann die Steuerung 120 den ersten und den zweiten Betriebsmodus abhängig von dem Typ des im Leistungswandler verwendeten Leistungsschalters wählen. Zum Beispiel kann die Steuerung den ersten Betriebsmodus wählen, falls der Leistungsschalter ein MOSFET ist (siehe MOSFET-Leistungsschalter Q1 in 1), und den zweiten Betriebsmodus wählen, falls der Leistungsschalter ein Bipolartransistor ist (siehe Bipolartransistor-Leistungsschalter Q2 in 2). Es versteht sich, dass die Grundgedanken der vorliegenden Erfindung nicht nur auf MOSFETs und Bipolartransistoren beschränkt sind. Die Leistungswandler der 1 und 2 enthalten sonst ähnliche Bauteile, die auf ähnliche Weise arbeiten und daher nachstehend nicht wieder beschrieben werden.now to 2 FIG. 12 is a circuit diagram of another embodiment of a power converter constructed in accordance with the principles of the present invention. The circuit breaker Q2 of 2 is a bipolar transistor instead of in 1 illustrated MOSFET circuit breaker Q1. The control 120 of the 1 and 2 is set up to work with different types of switches, as set out below. As a result, the controller 120 select the first and second modes of operation depending on the type of circuit breaker used in the power converter. For example, the controller may select the first mode of operation if the power switch is a MOSFET (see MOSFET power switch Q1 in FIG 1 ), and select the second mode of operation if the power switch is a bipolar transistor (see bipolar transistor power switch Q2 in FIG 2 ). It should be understood that the principles of the present invention are not limited only to MOSFETs and bipolar transistors. The power converter of 1 and 2 otherwise contain similar components that operate in a similar manner and therefore will not be described again below.

Nun zu 3, in der ein Schaltplan verschiedener Schalter dargestellt ist, der die Grundgedanken der vorliegenden Erfindung zeigt. Der erste Schalter ist ein npn-Bipolartransistor Q1 mit einem Basisanschluss Q1-Basis, der durch ein Ansteuersignal, wie etwa eine positive Ansteuerspannung V1, über einen Widerstand R1 angesteuert wird. Der zweite Schalter ist ein n-Kanal-MOSFET Q2 mit einem Gateanschluss Q2-G, der durch die positive Ansteuerspannung V1 über den Widerstand R2 angesteuert wird. Die Widerstände R1, R2 sind Widerstände mit jeweils einem Kiloohm (”kΩ”). Da der Bipolartransistor Q1 an seinem Basisanschluss Q1-Basis einen in Vorwärtsrichtung vorgespannten Übergang aufweist, steigt die Spannung am Basisanschluss nicht über ungefähr 0,7 Volt (”V”). Der Gateanschluss Q2-G des MOSFETs Q2 weist im Wesentlichen einen offenen Stromkreis für eine Ansteuerung auf; seine Spannung steigt im Wesentlichen auf die Spannung der Ansteuerspannung V1, die ungefähr 10 Volt betragen kann. Demgemäß kann die Spannung am jeweiligen Steueranschluss jedes Schalters verwendet werden, um zu erkennen, ob der Schalter ein Bipolartransistor oder ein MOSFET ist.now to 3 in which a circuit diagram of various switches is shown, showing the principles of the present invention. The first switch is an npn bipolar transistor Q1 having a base terminal Q1-based, which is driven by a drive signal, such as a positive drive voltage V1, through a resistor R1. The second switch is an n-channel MOSFET Q2 having a gate terminal Q2-G which is driven by the positive drive voltage V1 via the resistor R2. The resistors R1, R2 are resistors with each a kiloohm ("kΩ"). Since the bipolar transistor Q1 has a forward biased junction at its base terminal Q1-based, the voltage at the base terminal does not rise above about 0.7 volts ("V"). The gate terminal Q2-G of the MOSFET Q2 has substantially an open circuit for driving; its voltage substantially increases to the voltage of the driving voltage V1, which may be about 10 volts. Accordingly, the voltage at each control terminal of each switch can be used to detect whether the switch is a bipolar transistor or a MOSFET.

Nun zu den 4 und 5, in denen grafische Darstellungen gezeigt sind, die die Unterschiede zwischen Schaltern gemäß den Grundgedanken der vorliegenden Erfindung aufzeigen. 4 stellt ein Ansteuersignal, wie etwa eine Ansteuerspannung drv über der Zeit dar, erzeugt von einer Pulsbreitenmodulator-Steuerung mit einer Ansteuerspannung von 10 Volt, und die jeweiligen Spannungen VQ2-G, VQ1-Basis an den Steueranschlüssen eines MOSFETs bzw. eines Bipolartransistors. Wie gezeigt, steigt die Spannung VQ2-G am Steueranschluss des MOSFETs auf etwa 10 Volt, und die Spannung VQ1-Basis am Steueranschluss des Bipolartransistors steigt nur auf etwa 0,7 Volt.Now to the 4 and 5 in which are shown graphs showing the differences between switches in accordance with the principles of the present invention. 4 represents a drive signal, such as a drive voltage drv over time, generated by a pulse width modulator controller with a drive voltage of 10 volts, and the respective voltages VQ2-G, VQ1-base at the control terminals of a MOSFET and a bipolar transistor, respectively. As shown, the voltage VQ2-G at the control terminal of the MOSFET rises to about 10 volts, and the voltage VQ1-base at the control terminal of the bipolar transistor only rises to about 0.7 volts.

Außer der Ansteuerspannung drv über der Zeit stellt 5 Strom IQ2-G dar, der in den Gateanschluss des MOSFETs fließt, und Strom IQ1-Basis, der in den Basisanschluss des Bipolartransistors fließt. Wie gezeigt, fließt ein kurzer Stromimpuls in den Gateanschluss des MOSFETs, wenn seine Gate-Source-Kapazität geladen wird. Auch fließt ein dauernder Strom von etwa 10 Milliampere (”mA”) in den Basisanschluss des Bipolartransistors. Demgemäß kann der in den Steueranschluss eines Schalters fließende Strom ebenfalls verwendet werden, um den Schaltertyp zu erkennen, der in einem Schaltkreis verwendet wird.Save the drive voltage drv over time 5 Current IQ2-G, which flows into the gate of the MOSFET, and current IQ1-base, which flows into the base terminal of the bipolar transistor. As shown, a short current pulse flows into the gate of the MOSFET when its gate-source capacitance is charged. Also, a continuous current of about 10 milliamps ("mA") flows into the base terminal of the bipolar transistor. Accordingly, the current flowing in the control terminal of a switch can also be used to detect the type of switch used in a circuit.

Nun zu 6, in der ein Blockschaltplan einer Ausführungsform einer Steuerung (z. B. einer anwendungsspezifischen integrierten Schaltung (”ASIC”)) dargestellt ist, die entsprechend den Grundgedanken der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist. Die Steuerung sieht eine anpassbare Ansteuerfunktion vor, abhängig von einem erkannten Schalter, der in einem Schaltkreis eingebaut ist, der diese verwendet (siehe z. B. den Leistungswandler der 1 und 2). Andere Typen von Steuerungen, die eine anpassbare Ansteuerfunktion für jeden Schalter abhängig vom erkannten Schalter vorsehen, liegen ebenfalls im weiten Anwendungsbereich der vorliegenden Erfindung.now to 6 Fig. 12 is a block diagram of one embodiment of a controller (eg, an application specific integrated circuit ("ASIC")) constructed in accordance with the principles of the present invention. The controller provides a customizable drive function depending on a detected switch installed in a circuit using it (see, for example, the power converter of FIG 1 and 2 ). Other types of controllers that provide a customizable drive function for each switch depending on the detected switch are also within the broad scope of the present invention.

Die Steuerung enthält eine Abtast-Halte-Schaltung (Sample und Hold) SundH, die die Ausgangsspannung abschätzt, indem sie eine Spannung einer Vorspannungswicklung eines Transformators abtastet (z. B. der Vorspannungswicklung P2 des Transformators TX1 in den 1 und 2). Ein Komparatorschaltkreis Comp enthält mehrere Komparatoren, um eine Spannung VSuH, die durch die Abtast-Halte-Schaltung SundH erzeugt ist, mit einer Rampenspannung Ref_exp zu vergleichen, um die Ausschaltzeit der Ansteuerspannung drv zu bestimmen. Ein Ausgang des Komparatorschaltkreises ist ein mit Freig bezeichnetes Signal. Wenn das Signal Freig auf High ist, wurde Entmagnetisierung des Transformators erkannt, und die Ansteuerspannung drv der Steuerung kann eingeschaltet werden. Ein Zeitgeber (mit ”Timer” bezeichnet) der Steuerung erzeugt ein pulsbreitenmoduliertes Signal Gin, das verschiedene Bedingungen bestimmt, unter denen die Ansteuerspannung drv eingeschaltet wird. Somit bestimmen der Komparatorschaltkreis Comp und der Zeitgeber ”Timer”, wann die Ansteuerspannung drv für einen Schalter eingeschaltet werden kann. Ein Referenzschaltkreis (mit ”Reference” bezeichnet) erzeugt verschiedene Referenzspannungen, die intern durch die Steuerung verwendet werden.The controller includes a sample and hold circuit, SundH, which estimates the output voltage by sampling a voltage of a bias winding of a transformer (eg, the bias winding P2 of the transformer TX1 into the 1 and 2 ). A comparator circuit Comp includes a plurality of comparators for comparing a voltage VSuH generated by the sample-and-hold circuit SundH with a ramp voltage Ref_exp to determine the turn-off time of the drive voltage drv. An output of the comparator circuit is a signal denoted by Freig. When the signal Enable is high, demagnetization of the transformer has been detected, and the drive voltage drv of the controller can be turned on. A timer (referred to as "timer") of the controller generates a pulse width modulated signal Gin which determines various conditions under which the drive voltage drv is turned on. Thus, the comparator circuit Comp and the timer "timer" determine when the drive voltage drv for a switch can be turned on. A Reference Circuit (referred to as "Reference") generates various reference voltages that are used internally by the controller.

Ein Zeitgeberschaltkreis SuHclk sieht einen Takt vor, wenn die Abtastung durchgeführt wird. Der Zeitgeberschaltkreis SuHclk verwendet den Ausgang des Zeitgebers ”Timer”, um die Zeitgebung zu steuern, wenn ein Rückkopplungssignal FB (z. B. das durch die Vorspannungswicklung P2 des Transformators Tx1 der 1 und 2 erzeugte Rückkopplungssignal FB) abgetastet wird. Verschiedene Schaltkreisanordnungen zum Steuern der Zeitgebung eines Rückkopplungssignals FB können zum Vorteil verwendet werden. Ein Stromsteuerschaltkreis CC_control berechnet, wann die Steuerung eingeschaltet werden kann, um einen konstanten Ausgangsstrom vorzusehen, weil die Steuerung verwendet werden kann, um eine Kombination von Konstantspannungs-/Konstantstrom-Charakteristik eines Schaltkreises, wie etwa eines Leistungswandlers, zu steuern. Somit wird die Ausschaltzeit der Ansteuerspannung drv für einen Schalter durch eine Kombination des Zeitgeberschaltkreises SuHclk und des Stromsteuerschaltkreises CC_control gesteuert.A timer circuit SuHclk provides a clock when sampling is performed. The timer circuit SuHclk uses the timer output to control the timing when a feedback signal FB (e.g., the signal through the bias winding P2 of the transformer Tx1 of FIG 1 and 2 generated feedback signal FB) is sampled. Various circuit arrangements for controlling the timing of a feedback signal FB may be used to advantage. A current control circuit CC_control calculates when the controller can be turned on to provide a constant output current, because the controller can be used to control a combination of constant voltage / constant current characteristics of a circuit, such as a power converter. Thus, the turn-off time of the drive voltage drv for a switch is controlled by a combination of the timer circuit SuHclk and the current control circuit CC_control.

In der Steuerung wird die längere der durch den Zeitgeberschaltkreis SuHclk und den Stromsteuerschaltkreis CC_control berechneten Ausschaltzeiten zum Steuern der Ausschaltzeit der Ansteuerspannung drv für einen Schalter genommen. In einem Spannungssteuermodus ist die Berechnung der Ausschaltzeit im Zeitgeberschaltkreis SuHclk länger. In einem Konstantstrommodus ist die Zeitgebung des Stromsteuerschaltkreises CC_control länger. Somit arbeiten der Komparatorschaltkreis Comp, der Zeitgeberschaltkreis SuHclk und der Stromsteuerschaltkreis CC_control, um die Zeitgebung der Ansteuerspannung drv für den Schalter zu bestimmen. Eine Überspannungsschutzschaltung OVP der Steuerung sieht Überspannungsschutz für den Leistungswandler vor und bringt die Steuerung in einen sicheren Modus (d. h. die Ansteuerspannung drv wird ausgeschaltet), wenn ein unnormaler Zustand der Vorspannung VP erkannt wird. Die Steuerung enthält auch eine Startschaltung (mit ”startup” bezeichnet), eine Schaltererkennung (mit ”switch_detector” bezeichnet) und eine Ansteuerung (mit ”driver” bezeichnet), die nachstehend genauer beschrieben werden.In the control, the longer the turn-off times calculated by the timer circuit SuHclk and the current control circuit CC_control for controlling the turn-off time of the drive voltage drv for a switch is taken. In a voltage control mode, the calculation of the turn-off time in the timer circuit SuHclk is longer. In a constant current mode, the timing of the current control circuit CC_control is longer. Thus, the comparator circuit Comp, the timer circuit SuHclk and the current control circuit CC_control operate to determine the timing of the drive voltage drv for the switch. An overvoltage protection circuit OVP of the controller provides overvoltage protection for the power converter and places the controller in a safe mode (ie, the drive voltage drv is turned off) when an abnormal condition of the bias voltage VP is detected. The controller also includes a startup circuit (labeled "startup"), a switcher identifier (labeled "switch_detector") and a driver (referred to as "driver"), which are described in greater detail below.

Nun zu den 7 bis 11, in denen Schaltbilder von Ausführungsformen von Teilen einer Steuerung dargestellt sind, die entsprechend den Grundgedanken der vorliegenden Erfindung ausgebildet ist. Beginnend mit 7 ist eine Startschaltung dargestellt, die als die (mit ”startup” bezeichnete) Startschaltung von 6 verwendbar ist. Die Startschaltung misst die Vorspannung VP, und wenn die Vorspannung VP höher ist als ein Startpegel, wird ein Startsignal ”start” auf High gesetzt, um den Betrieb der Steuerung freizugeben. Wenn die Vorspannung VP niedriger ist als ein Unterspannungs-Abschaltpegel, wird das Startsignal ”start” auf Low gesetzt, um den Betrieb der Steuerung zu sperren. Der Unterspannungs-Abschaltpegel hängt von einem Schaltererkennungssignal FET auf, das angibt, ob ein MOSFET oder ein Bipolartransistor in dem Schaltkreis, wie etwa einem Leistungswandler, erkannt wurde. Wieder veranlasst das Erkennen eines MOSFETs die Steuerung, einen ersten Betriebsmodus zu wählen, während das Erkennen eines Bipolartransistors die Steuerung veranlasst, einen zweiten Betriebsmodus zu wählen. Der Unterspannungs-Abschaltpegel wird auf einen höheren Pegel gesetzt, wenn die Steuerung im ersten Betriebsmodus arbeitet, als wenn die Steuerung im zweiten Betriebsmodus arbeitet. In der in den 1 und 2 dargestellten Umgebung ist der Startpegel höher als der Unterspannungs-Abschaltpegel, um dafür zu sorgen, dass genügend Energie im Kondensator C4 gespeichert ist, um den Betrieb der Steuerung 120 nach dem Start aufrecht zu erhalten, bis die Spannung am Ausgang hoch genug gestiegen ist, um die Steuerung 120 über die Vorspannungswicklung P2 des Transformators TX1 zu versorgen.Now to the 7 to 11 in which diagrams of embodiments of parts of a controller are shown, which is formed in accordance with the principles of the present invention. Starting with 7 a start-up circuit is shown as the startup circuit (labeled "startup") of FIG 6 is usable. The start circuit measures the bias voltage VP, and when the bias voltage VP is higher than a start level, a start signal "start" is set high to enable the operation of the controller. When the bias voltage VP is lower than an undervoltage cutoff level, the start signal "start" is set to low to inhibit the operation of the controller. The undervoltage shutdown level depends on a switch detection signal FET indicating whether a MOSFET or a bipolar transistor has been detected in the circuit, such as a power converter. Again, the detection of a MOSFET causes the controller to select a first mode of operation, while the detection of a bipolar transistor causes the controller to select a second mode of operation. The undervoltage shutoff level is set to a higher level when the controller is operating in the first mode of operation than when the controller is operating in the second mode of operation. In the in the 1 and 2 environment, the start level is higher than the undervoltage cut-off level to cause enough energy to be stored in the capacitor C4 to stop the operation of the controller 120 to maintain after starting until the voltage at the output has risen high enough to control 120 to supply via the bias winding P2 of the transformer TX1.

Die Schaltung 710 sieht eine Pegelwandlerfunktion vor, um den Unterspannungs-Abschaltpegel niedriger zu setzen, wenn ein Bipolartransistor erkannt ist. Die Schaltung 710 enthält den Komparator U2, den Inverter U3, die 5-Volt-Spannungsreferenz V1 und die Widerstände R2, R3, R4, R5, R6, R7. Ein MOSFET erfordert oft eine höhere Ansteuerspannung an seinem Gateanschluss als der Basisanschluss eines Bipolartransistors, um den MOSFET vollständig einzuschalten. Demgemäß wird der Unterspannungs-Abschaltpegel, bei dem der Betrieb der Steuerung freigegeben ist, höher eingestellt, wenn ein MOSFET erkannt wird. Der in 7 dargestellte Schaltkreis ist eingerichtet, eine niedrigere Ausschaltspannung als eine Einschaltspannung zu erzeugen. Die Schaltung 720 erzeugt einen logischen Ausgang, der mit dem nichtinvertierenden Eingang eines Komparators E1 gekoppelt ist. Der Ausgang des Komparators E1 ist mit beiden Eingängen eines ODER-Gatters U1 gekoppelt, dessen Ausgang mit dem nichtinvertierenden Eingang des Komparators E2 gekoppelt ist. Der Ausgang des Komparators E2 erzeugt das Startsignal ”start”. Der Komparator E2 und das ODER-Gatter U1 erhöhen den Anstieg des Startsignals während des Übergangs zwischen dem High- und dem Low-Zustand. Die Schaltung 720 stellt einen simulierten Strom dar, der durch die Steuerung verbraucht wird, um die Genauigkeit ihres Betriebs zu verbessern.The circuit 710 provides a level converter function to lower the undervoltage shutdown level when a bipolar transistor is detected. The circuit 710 includes the comparator U2, the inverter U3, the 5 volt voltage reference V1 and the resistors R2, R3, R4, R5, R6, R7. A MOSFET often requires a higher drive voltage at its gate terminal than the base terminal of a bipolar transistor to fully turn the MOSFET on. Accordingly, the undervoltage cut-off level at which the operation of the controller is enabled is set higher when a MOSFET is detected. The in 7 The illustrated circuit is configured to generate a lower turn-off voltage than a turn-on voltage. The circuit 720 generates a logic output coupled to the noninverting input of a comparator E1. The output of the comparator E1 is coupled to both inputs of an OR gate U1 whose output is coupled to the noninverting input of the comparator E2. The output of the comparator E2 generates the start signal "start". The comparator E2 and the OR gate U1 increase the rise of the start signal during the transition between the high and the low state. The circuit 720 represents a simulated stream consumed by the controller to improve the accuracy of its operation.

Nun zu 8, in der eine Schaltererkennung dargestellt ist, die als die (als ”switch_detector” bezeichnete) Schaltererkennung von 6 verwendbar ist. In der dargestellten Ausführungsform erkennt die Schaltererkennung, ob ein mit einem Ansteuersignal, wie etwa der Ansteuerspannung drv, gekoppelter Schalter ein MOSFET oder ein Bipolartransistor ist. Wenn das Startsignal ”start” auf High geht, das über das mit einem Kondensator C1 und einem Widerstand R1 ausgebildete Hochpassnetzwerk mit einem ”set”-Eingangsanschluss von Latch 2 gekoppelt ist, wird der Ausgang Q von Latch 2 auf High gesetzt, um anfangs Betrieb in einem MOSFET-Modus zu signalisieren (einem ersten Betriebsmodus). Die in 8 angegebene Logik arbeitet so, dass bei jedem Puls, wie er durch ein pulsbreitenmoduliertes Signal Gin (auch als ”GIN” bezeichnet) bestimmt ist, der Ausgang Q von Latch 2 auf Low zurückgesetzt werden kann, um einen Bipolartransistor anzuzeigen (für einen bipolaren Modus oder zweiten Betriebsmodus), falls die Ansteuerspannung drv der Ansteuerung niedriger wird als ein Schwellwertpegel (z. B. drei Volt), wenn das pulsbreitenmodulierte Signal auf High ist.now to 8th , in which a switch detection is shown, as the (called "switch_detector") switch detection of 6 is usable. In the illustrated embodiment, the switch detection detects whether a switch coupled to a drive signal, such as the drive voltage drv, is a MOSFET or a bipolar transistor. When the start signal "start" goes high coupled to a "set" input terminal of latch 2 via the high pass network formed with a capacitor C1 and a resistor R1, the output Q of latch 2 is set high to initially operate in a MOSFET mode (a first mode of operation). In the 8th The logic indicated in FIG. 1 is such that at each pulse, as determined by a pulse width modulated signal Gin (also referred to as "GIN"), the output Q of latch 2 can be reset to low to indicate a bipolar transistor (for a bipolar mode or second mode of operation) if the drive voltage drv of the drive becomes lower than a threshold level (eg, three volts) when the pulse width modulated signal is high.

Umgekehrt wird der Ausgang Q von Latch 2 auf High belassen oder kann auf High gesetzt werden, um einen MOSFET anzuzeigen, falls die Ansteuerspannung drv der Ansteuerung höher wird als der Schwellwertpegel, wenn das pulsbreitenmodulierte Signal GIN auf High ist. Die Zeitgebung für diese Vorgänge wird durch den Komparator U1 gesteuert, an dessen invertierenden Eingang die 3-Volt-Referenz Vref gekoppelt ist. Der Ausgang des Komparators U1 ist mit dem ”set”-Eingang von Latch 1 gekoppelt, dessen Ausgang mit einem ODER-Gatter U2 gekoppelt ist, um zu signalisieren, wenn die Ansteuerspannung drv mehr als drei Volt beträgt. Der Ausgang des ODER-Gatters U2 ist mit einem D-Flipflop U5 gekoppelt. Der Ausgang des D-Flipflops U5 ist mit dem ”reset”-Eingang von Latch 2 gekoppelt. Weitere Zeitgebung für diese Vorgänge wird durch das pulsbreitenmodulierte Signal GIN gesteuert, das über das mit dem Kondensator C2 und dem Widerstand R2 ausgebildete Hochpassnetzwerk gekoppelt ist, dessen Ausgang mit dem ”reset”-Eingang von Latch 1 gekoppelt ist. Das pulsbreitenmodulierte Signal GIN ist auch mit dem ”reset”-Eingang des D-Flipflops U5 gekoppelt.Conversely, the output Q of latch 2 is left high or can be set high to indicate a MOSFET if the drive voltage drv of the drive becomes higher than the threshold level when the pulse width modulated signal GIN is high. The timing for these operations is controlled by the comparator U1, to whose inverting input the 3 volt reference Vref is coupled. The output of the comparator U1 is coupled to the "set" input of latch 1, the output of which is coupled to an OR gate U2 to signal when the drive voltage drv is greater than three volts. The output of the OR gate U2 is coupled to a D flip-flop U5. The output of the D flip-flop U5 is coupled to the "reset" input of latch 2. Further timing for these operations is controlled by the pulse width modulated signal GIN, via that with the capacitor C2 and the resistor R2 trained high pass network whose output is coupled to the "reset" input of Latch 1. The pulse width modulated signal GIN is also coupled to the "reset" input of the D flip-flop U5.

Nun zu 9, in der eine Ansteuerung dargestellt ist, die als die (mit ”driver” bezeichnete) Ansteuerung von 6 verwendbar ist. Die Ansteuerung erzeugt eine Reihe von Pulsen für das Ansteuersignal, wie etwa die Ansteuerspannung drv, um einen Schalter zu steuern. Das Schaltererkennungssignal FET zeigt an, ob der Schalter ein MOSFET (für einen ersten Betriebsmodus) oder ein Bipolartransistor ist (für einen zweiten Betriebsmodus). Falls das Schaltererkennungssignal FET auf High ist, wurde der Schalter als ein MOSFET erkannt; sonst wurde der Schalter als Bipolartransistor erkannt. Das pulsbreitenmodulierte Signal Gin ist das Signal, das bestimmt, wann die Ansteuerspannung drv auf High oder Low ist. Wenn das pulsbreitenmodulierte Signal Gin auf High ist, ist die Ansteuerspannung drv auf High, und umgekehrt. Das komplementäre pulsbreitenmodulierte Signal GinN ist das Komplement des pulsbreitenmodulierten Signals Gin. Das Startsignal ”start” ist ein Signal, das auf High gesetzt wird, wenn sich die Steuerung in einem aktiven Modus befindet. Das Signal GND stellt die lokale Schaltkreismasse dar.now to 9 , in which a control is shown, as the (with "driver" designated) control of 6 is usable. The drive generates a series of pulses for the drive signal, such as the drive voltage drv, to control a switch. The switch detection signal FET indicates whether the switch is a MOSFET (for a first mode of operation) or a bipolar transistor (for a second mode of operation). If the switch detection signal FET is high, the switch has been recognized as a MOSFET; otherwise the switch was recognized as a bipolar transistor. The pulse width modulated signal Gin is the signal that determines when the drive voltage drv is high or low. When the pulse width modulated signal Gin is high, the drive voltage drv is high, and vice versa. The complementary pulse width modulated signal GinN is the complement of the pulse width modulated signal Gin. The start signal "start" is a signal that is set high when the controller is in an active mode. The signal GND represents the local circuit ground.

Wenn im Betrieb das Schaltererkennungssignal FET auf High ist, ist ein Schalter S6 ausgeschaltet, und ein Schalter S5 ist eingeschaltet. Ein Inverter U2 sieht Signalumkehrung vor, um die Schalter S5, S6 zu steuern. Demgemäß wird ein Strombegrenzer ”Strombegrenzer” oder der Spannungsbegrenzer ”Spannungsbegrenzer” durch das Schaltererkennungssignal FET gewählt, um eine Charakteristik der Ansteuerspannung drv zu steuern. Wenn die Steuerung beim Start den Betrieb einleitet, wird das Schaltererkennungssignal FET auf High gesetzt und stellt dadurch den ersten Betriebsmodus dar. (D. h. es wird angenommen, dass der angesteuerte Schalter ein MOSFET ist.) Ein Schalter S4 wird eingeschaltet, wenn das Startsignal ”start” auf High ist, um den Betrieb der Ansteuerung freizugeben. Der Schalter S4 ist so angeordnet, dass er die Vorspannung VP vom Strombegrenzer ”Strombegrenzer” oder vom Spannungsbegrenzer ”Spannungsbegrenzer” verbindet oder trennt. Ein Schalter S3 soll dafür sorgen, dass die Ansteuerspannung drv auf Low ist, wenn das Startsignal ”start” auf Low ist, und ein Schalter S1 zieht die Ansteuerspannung auf Low, wenn das komplementäre pulsbreitenmodulierte Signal GinN auf High ist. Somit erzeugt die Ansteuerung die Ansteuerspannung drv für den Schalter auf Grundlage des pulsbreitenmodulierten Signals Gin.In operation, when the switch detection signal FET is high, a switch S6 is turned off and a switch S5 is turned on. An inverter U2 provides signal inversion to control the switches S5, S6. Accordingly, a current limiter "current limiter" or the voltage limiter "voltage limiter" is selected by the switch detection signal FET to control a characteristic of the drive voltage drv. When the controller starts to operate at startup, the switch detection signal FET is set high, thereby representing the first operation mode. (That is, it is assumed that the driven switch is a MOSFET.) A switch S4 is turned on when the Start signal "start" is high to enable the operation of the control. The switch S4 is arranged to connect or disconnect the bias voltage VP from the current limiter "current limiter" or from the voltage limiter "voltage limiter". A switch S3 is to cause the drive voltage drv to be low when the start signal "start" is low, and a switch S1 to pull the drive voltage low when the complementary pulse width modulated signal GinN is high. Thus, the driver generates the drive voltage drv for the switch based on the pulse width modulated signal Gin.

Nun zu 10, in der ein Schaltbild des in 9 dargestellten Strombegrenzers ”Strombegrenzer” dargestellt ist, der einen Strom der Ansteuerspannung drv begrenzt, wenn durch die Steuerung (während des zweiten Betriebsmodus) ein Bipolartransistor erkannt wurde, wie es durch das auf Low gesetzte Schaltererkennungssignal FET angezeigt wird. Das pulsbreitenmodulierte Signal Gin ist über einen Widerstand R2 mit der Basis eines Bipolartransistors Q1 gekoppelt. Das Signal Vdd ist über Schalter S4, S6 mit der Vorspannung VP gekoppelt, wenn das Schaltererkennungssignal FET auf Low gesetzt ist, wie in 9 angegeben. Ein Ausgang des Strombegrenzers ist die Ansteuerspannung drv. Der Bipolartransistor Q1 ist ein aktives Bauelement, um einen am Ausgang des Strombegrenzers erzeugten Strom zu begrenzen. Ein Diodenpaar D1, D2 begrenzt eine Basisspannung des Bipolartransistors Q1 bezüglich der Ansteuerspannung drv auf ungefähr eine Dioden-Durchlassspannung (d. h. etwa 0,7 Volt). Demgemäß wird über einen Widerstand R1 eine konstante Spannung erzeugt, wenn das pulsbreitenmodulierte Signal Gin auf High ist, und begrenzt dadurch einen Strom, der aus dem Ausgang des Strombegrenzers fließen kann. Somit ist der Strombegrenzer eingerichtet, einen Strom für den Steueranschluss des Schalters (über die Ansteuerspannung drv) auf einen Stromgrenzwert zu begrenzen, wenn die Steuerung im zweiten Betriebsmodus arbeitet.now to 10 in which a diagram of the in 9 current limiter "current limiter" is shown, which limits a current of the drive voltage drv when a bipolar transistor was detected by the controller (during the second operating mode), as indicated by the set to low switch detection signal FET. The pulse width modulated signal Gin is coupled via a resistor R2 to the base of a bipolar transistor Q1. The signal Vdd is coupled to the bias VP via switches S4, S6 when the switch detection signal FET is set low, as in FIG 9 specified. An output of the current limiter is the drive voltage drv. The bipolar transistor Q1 is an active device to limit a current generated at the output of the current limiter. A diode pair D1, D2 limits a base voltage of the bipolar transistor Q1 with respect to the drive voltage drv to approximately one diode forward voltage (ie, about 0.7 volts). Accordingly, a constant voltage is generated across a resistor R1 when the pulse width modulated signal Gin is high, thereby limiting a current that can flow out of the output of the current limiter. Thus, the current limiter is configured to limit a current for the control terminal of the switch (via the drive voltage drv) to a current limit when the controller is operating in the second mode of operation.

Nun zu 11, in der ein Schaltbild des in 9 dargestellten Spannungsbegrenzers ”Spannungsbegrenzer” dargestellt ist, der eine Spannung der Ansteuerspannung drv begrenzt, wenn ein MOSFET durch die Steuerung (während des ersten Betriebsmodus) erkannt wurde, wie es durch das auf High gesetzte Schaltererkennungssignal FET angezeigt wird. Wie zuvor mit Bezug auf 10 beschrieben, ist ein Eingang zum Spannungsbegrenzer das pulsbreitenmodulierte Signal Gin, und ein Ausgangssignal ist die Ansteuerspannung drv. Das Signal Vdd ist über Schalter S4, S5 mit der Vorspannung VP gekoppelt, wenn das Schaltererkennungssignal FET auf High gesetzt ist, wie in 9 angegeben. Der Pegelumsetzer E1 verschiebt den Spannungspegel des pulsbreitenmodulierten Signals Gin, das etwa fünf Volt beträgt, auf das Dreifache und erzeugt ein 15-Volt-Signal am linken Anschluss eines Widerstands R1. Der Widerstand R1 erzeugt in Verbindung mit einer Z-Diode D1 (z. B. einer 10-Volt-Z-Diode) ein 10-Volt-Signal an der Basis des Bipolartransistors Q1, dessen Kollektor über einen Widerstand R2 mit dem Signal Vdd gekoppelt ist. Demgemäß wird das Signal Vdd, das dasselbe ist wie die Ansteuerspannung drv, am Emitter des Bipolartransistors Q1 auf ungefähr 10 Volt minus einer zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Q1 erzeugten Dioden-Durchlassspannung geklemmt. Somit arbeitet die in 11 dargestellte Schaltung als Spannungsbegrenzer, wenn das Schaltererkennungssignal FET auf High gesetzt ist und damit Erkennen eines MOSFETs anzeigt. Somit ist der Spannungsbegrenzer eingerichtet, eine Spannung für den Steueranschluss des Schalters (über die Ansteuerspannung drv) auf einen Spannungsgrenzwert zu begrenzen, wenn die Steuerung im ersten Betriebsmodus arbeitet.now to 11 in which a diagram of the in 9 voltage limiter, which limits a voltage of the drive voltage drv when a MOSFET has been detected by the controller (during the first operation mode) as indicated by the switch detection signal FET set high. As before with reference to 10 described, an input to the voltage limiter is the pulse width modulated signal Gin, and an output signal is the drive voltage drv. The signal Vdd is coupled to the bias VP via switches S4, S5 when the switch detection signal FET is high, as in FIG 9 specified. The level shifter E1 triples the voltage level of the pulse width modulated signal Gin, which is about five volts, and generates a 15 volt signal at the left terminal of a resistor R1. The resistor R1, in conjunction with a zener diode D1 (eg, a 10 volt zener diode), generates a 10 volt signal at the base of the bipolar transistor Q1, the collector of which is coupled to the signal Vdd via a resistor R2 is. Accordingly, the signal Vdd, which is the same as the drive voltage drv, is clamped at the emitter of the bipolar transistor Q1 to about 10 volts minus a diode forward voltage generated between the base and emitter of the transistor Q1. Thus, the works in 11 shown circuit as a voltage limiter when the switch detection signal FET is set high, thus indicating detection of a MOSFET. Thus, the voltage limiter is configured to limit a voltage for the control terminal of the switch (via the drive voltage drv) to a voltage limit when the controller is operating in the first mode of operation.

Nun zu 12, in der eine weitere Ausführungsform einer Schaltererkennung dargestellt ist. Während die Schaltererkennung von 12 in einer Steuerung nach den Grundgedanken der vorliegenden Erfindung ausgeführt sein kann, ist der Anfangszustand des Schaltererkennungssignals Q_M-B entgegengesetzt zu demjenigen des zuvor oben beschriebenen Schaltererkennungssignals FET. In beiden Fällen erkennt jedoch die Schaltererkennung, ob ein mit einem Ansteuersignal, wie etwa der Ansteuerspannung drv, gekoppelter Schalter ein MOSFET oder ein Bipolartransistor ist. Nach dem anfänglichen Anlegen der Vorspannung Vp an die Steuerung steigt die Vorspannung Vp und übersteigt schließlich eine Schwellenspannung von zum Beispiel zwei Volt. Dieser Zustand wird durch den Komparator C04 erkannt, der ein mit einem Hochpassfilter F05 gekoppeltes Ausgangssignal erzeugt. Der Ausgang des Hochpassfilters F05 ist mit dem ”reset”-Eingang eines Flipflops FF03 gekoppelt. Das Flipflop FF03 setzt demgemäß das Schaltererkennungssignal Q_M-B auf einen Low-Zustand und zeigt damit an, dass anfänglich angenommen wird, dass der Schalter ein Bipolartransistor ist. Das Schaltererkennungssignal Q_M-B verbleibt im Low-Zustand, bis die Ansteuerspannung drv, die mit dem Tiefpassfilter F01 verbunden ist, eine höhere Spannung als zwei Volt aufweist, was durch den Komparator C02 erkannt wird. Das Tiefpassfilter F01 ist in der Schaltung enthalten, um mögliche äußere Störsignale von der Ansteuerspannung drv zu entfernen. Falls der Komparator C02 erkennt, dass die gefilterte Ansteuerspannung drv höher ist als zwei Volt, geht sein Ausgang auf High, der mit dem ”set”-Eingang des Flipflops FF03 gekoppelt ist. In diesem Fall setzt das Flipflop FF03 das Schaltererkennungssignal Q_M-B auf High und zeigt damit an, dass der Schalter ein MOSFET ist.now to 12 in which a further embodiment of a switch detection is shown. While the switch detection of 12 In a control according to the principles of the present invention, the initial state of the switch detection signal Q _{MB is} opposite to that of the above-described switch detection signal FET. In both cases, however, the switch detection detects whether a switch coupled to a drive signal, such as the drive voltage drv, is a MOSFET or a bipolar transistor. After the initial application of the bias voltage Vp to the controller, the bias voltage Vp increases and eventually exceeds a threshold voltage of, for example, two volts. This condition is detected by the comparator C04, which generates an output signal coupled to a high pass filter F05. The output of the high pass filter F05 is coupled to the "reset" input of a flip flop FF03. The flip-flop FF03 accordingly sets the switch detection signal Q _MB to a low state, indicating that it is initially assumed that the switch is a bipolar transistor. The switch detection signal Q _MB remains in the low state until the drive voltage drv, which is connected to the low-pass filter F01, has a higher voltage than two volts, which is detected by the comparator C02. The low pass filter F01 is included in the circuit to remove possible external noise from the drive voltage drv. If the comparator C02 detects that the filtered drive voltage drv is higher than two volts, its output goes high, which is coupled to the "set" input of the flip-flop FF03. In this case, the flip-flop FF03 sets the switch detection signal Q _MB high, thereby indicating that the switch is a MOSFET.

Somit wurden hier eine Steuerung für einen Schalter und Verfahren zu deren Betrieb eingeführt. In einer Ausführungsform ist die Steuerung eingerichtet, eine Spannung eines Steueranschlusses des Schalters zu messen und einen ersten Betriebsmodus zu wählen (z. B. durch Anzeigen, dass der Schalter ein MOSFET ist), falls die Spannung des Steueranschlusses höher ist als eine Schwellenspannung, und einen zweiten Betriebsmodus zu wählen (z. B. durch Anzeigen, dass der Schalter ein Bipolartransistor ist), falls die Spannung des Steueranschlusses niedriger ist als die Schwellenspannung. Die Steuerung kann einen Spannungsbegrenzer enthalten, eingerichtet, während des ersten Betriebsmodus eine Spannung für den Steueranschluss des Schalters auf einen Spannungsgrenzwert zu begrenzen. Die Steuerung kann einen Strombegrenzer enthalten, eingerichtet, während des zweiten Betriebsmodus einen Strom für den Steueranschluss des Schalters zu begrenzen. Ein Unterspannungs-Abschaltpegel der Steuerung kann während des ersten Betriebsmodus auf einen höheren Pegel als während des zweiten Betriebsmodus gesetzt werden. Die Steuerung kann einen Zeitgeber enthalten, der eingerichtet ist, ein pulsbreitenmoduliertes Signal zu erzeugen. Die Steuerung ist eingerichtet, den Tastgrad des Schalters zu steuern, um eine Ausgangsspannung eines Leistungswandlers zu regeln. Die Steuerung kann den Betrieb beim Start im ersten Betriebsmodus einleiten.Thus, a controller for a switch and method for operating it have been introduced here. In one embodiment, the controller is configured to measure a voltage of a control terminal of the switch and select a first mode of operation (eg, by indicating that the switch is a MOSFET) if the voltage of the control terminal is higher than a threshold voltage, and select a second mode of operation (eg, by indicating that the switch is a bipolar transistor) if the voltage of the control terminal is lower than the threshold voltage. The controller may include a voltage limiter configured to limit a voltage for the control terminal of the switch to a voltage limit during the first mode of operation. The controller may include a current limiter configured to limit current to the control terminal of the switch during the second mode of operation. An undervoltage shutdown level of the controller may be set to a higher level during the first operating mode than during the second operating mode. The controller may include a timer configured to generate a pulse width modulated signal. The controller is configured to control the duty cycle of the switch to control an output voltage of a power converter. The controller may initiate the operation at the start in the first mode of operation.

Für den Fachmann versteht sich, dass die zuvor beschriebenen Ausführungsformen eines Schaltkondensator-Leistungswandlers und die zugehörigen Betriebsverfahren dafür nur zwecks Veranschaulichung vorgebracht wurden. Während die Grundgedanken der vorliegenden Erfindung im Umfeld eines Leistungswandlers beschrieben wurden, können diese Grundgedanken auch auf andere Systeme angewendet werden, wie etwa, ohne Einschränkung, einen Leistungsverstärker oder eine Motorsteuerung. Für eine besseres Verständnis von Leistungswandlern, siehe ”Modern DC-to-DC Power Switch-mode Power Converter Circuits” von Rudolph P. Severns und Gordon Bloom, Van Nostrand Reinhold Company, New York, New York (1985) und ”Principles of Power Electronics” von J. G. Kassakian, M. F. Schlecht und G. C. Verghese, Addison-Wesley (1991) .It will be understood by those skilled in the art that the above-described embodiments of a switched capacitor power converter and the associated methods of operation thereof have been presented for purposes of illustration only. While the principles of the present invention have been described in the context of a power converter, these principles may be applied to other systems such as, without limitation, a power amplifier or motor controller. For a better understanding of power converters, see "Modern DC-to-DC Power Switch Mode Power Converter Circuits" by Rudolph P. Severns and Gordon Bloom, Van Nostrand Reinhold Company, New York, New York (1985) and "Principles of Power Electronics" by JG Kassakian, MF Schlecht and GC Verghese, Addison-Wesley (1991) ,

Obwohl die vorliegende Erfindung und ihre Vorteile ausführlich beschrieben wurden, sollte auch selbstverständlich sein, dass hieran verschiedene Änderungen, Ersetzungen und Veränderungen vorgenommen werden können, ohne vom Erfindungsgedanken und Umfang der Erfindung, wie durch die beigefügten Ansprüche definiert, abzuweichen. Zum Beispiel können viele der oben erörterten Prozesse nach verschiedenen Methoden umgesetzt werden und durch andere Prozesse oder eine Kombination davon ersetzt werden.Although the present invention and its advantages have been described in detail, it should also be understood that various changes, substitutions and alterations can be made herein without departing from the spirit and scope of the invention as defined by the appended claims. For example, many of the processes discussed above may be implemented by various methods and replaced by other processes or a combination thereof.

Außerdem soll der Umfang der vorliegenden Anmeldung nicht auf die besonderen Ausführungsformen des Prozesses, der Maschine, der Herstellung, der Stoffzusammensetzung, der Mittel, der Verfahren und der Schritte, die in der Offenbarung beschrieben sind, beschränkt sein. Wie ein Durchschnittsfachmann ohne Weiteres aus der Offenbarung der vorliegenden Erfindung erfassen kann, können Prozesse, Maschinen, Herstellungsarten, Stoffzusammensetzungen, Mittel, Verfahren oder Schritte, die derzeit existieren oder später entwickelt werden, und im Wesentlichen dieselbe Funktion erfüllen oder im Wesentlichen zum gleichen Ergebnis führen, gemäß der vorliegenden Erfindung genutzt werden. Dementsprechend sollen die beigefügten Ansprüche solche Prozesse, Maschinen, Herstellungsarten, Stoffzusammensetzungen, Mittel, Verfahren oder Schritte in ihren Umfang einschließen.Additionally, the scope of the present application is not intended to be limited to the particular embodiments of the process, machine, manufacture, composition, means, methods, and steps described in the disclosure. As one of ordinary skill in the art can readily appreciate from the disclosure of the present invention, processes, machines, manufacturing methods, compositions, means, methods, or steps that exist or will be developed later, and perform substantially the same function or result in substantially the same result used in accordance with the present invention become. Accordingly, the appended claims are intended to include within their scope such processes, machines, methods of manufacture, compositions of matter, means, methods or steps.

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG QUOTES INCLUDE IN THE DESCRIPTION

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Zitierte Nicht-PatentliteraturCited non-patent literature

"Modern DC-to-DC Power Switch Mode Power Converter Circuits" by Rudolph P. Severns and Gordon Bloom, Van Nostrand Reinhold Company, New York, New York (1985) [0041]
"Principles of Power Electronics" by JG Kassakian, MF Schlecht and GC Verghese, Addison-Wesley (1991) [0041]

Claims

A switch controller configured to measure a voltage of a control terminal of the switch and to select a first mode of operation if the voltage of the control terminal is higher than a threshold voltage and to select a second mode of operation if the voltage of the control terminal is lower than the threshold voltage ,

The controller of claim 1, further comprising a voltage limiter configured to limit a voltage for the control terminal of the switch to a voltage limit during the first mode of operation.

The controller of claim 1 or 2, further comprising a current limiter configured to limit a current for the control terminal of the switch to a current limit during the second mode of operation.

The controller of any one of claims 1 to 3, wherein an undervoltage shutdown level is arranged to be set to a higher level during the first operating mode than during the second operating mode.

The controller of any one of claims 1 to 4, further comprising a timer configured to generate a pulse width modulated signal.

The controller of any one of claims 1 to 5, wherein the controller is configured to control the duty cycle of the switch to control an output voltage of a power converter.

Control according to one of claims 1 to 6, wherein the controller is adapted to initiate the operation in the first operating mode at start.

Method, comprising: Measuring a voltage of a control terminal of a switch; and Selecting a first mode of operation if the voltage of the control terminal is higher than a threshold voltage, and a second mode of operation if the voltage of the control terminal is lower than the threshold voltage.

The method of claim 8, further comprising limiting a voltage for the control terminal of the switch to a voltage limit during the first mode of operation.

The method of claim 8 or 9, further comprising limiting a current for the control terminal of the switch to a current limit during the second mode of operation.

The method of claim 8, further comprising setting an undervoltage shutoff level to a higher level during the first mode of operation than during the second mode of operation.

The method of any one of claims 8 to 11, further comprising generating a pulse width modulated signal.

The method of any one of claims 8 to 12, further comprising controlling a duty cycle of the switch to control an output voltage of a power converter.

Method according to one of claims 8 to 13, further comprising initiating the operation at the start in the first operating mode.

Power converter, comprising: a power switch coupled to an input of the power converter; a transformer set between the power switch and an output of the power converter; and a circuit breaker controller configured to measure a voltage of a control terminal of the circuit breaker and to select a first mode of operation if the voltage of the control terminal is higher than a threshold voltage and to select a second mode of operation if the voltage of the control terminal is lower than that threshold voltage.

The power converter of claim 15, wherein the controller comprises a voltage limiter configured to limit a voltage for the control terminal of the switch to a voltage limit during the first mode of operation.

The power converter of claim 15 or 16, wherein the controller comprises a current limiter configured to limit a current for the control terminal of the switch to a current limit during the second mode of operation.

A power converter according to any one of claims 15 to 17, wherein an undervoltage cut-off level is arranged to be set to a higher level during the first operating mode than during the second operating mode.

A power converter according to any one of claims 15 to 18, wherein the controller comprises a timer configured to generate a pulse width modulated signal.

A power converter according to any one of claims 15 to 19, wherein the controller is arranged Start operation at startup in the first operating mode.