DE102013022378B3 - Device for operating passive infrared sensors - Google Patents

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Abstract

Vorrichtung zum Betreiben eines passiven Infrarot-Detektors (PIR), – wobei der passive Infrarot-Detektor (PIR) ein Zweipol ist – und wobei der passive Infrarot-Detektor (PIR) im Ersatzschaltbild durch eine Stromquelle symbolisiert werden kann, • die einen Strom (IPIR) abhängig von der Änderung der Bestrahlung liefert und • der eine Kapazität (CPIR) parallel geschaltet ist, und – wobei der passive Infrarot-Detektor (PIR) mit zwei elektrischen Anschlüssen, einem ersten Anschluss und einem zweiten Anschluss, versehen ist und – wobei die Vorrichtung mit einer Differenzstufe • mit einem ersten Eingangstransistor (T1) der Differenzstufe und • mit einem zweiten Eingangstransistor (T2) der Differenzstufe versehen ist und – wobei der erste elektrische Anschluss des besagten passiven Infrarot-Detektors (PIR) mit dem Steuereingang des zugeordneten ersten Eingangstransistors (T1) der Differenzstufe der Vorrichtung verbunden ist, und – wobei der zweite elektrische Anschluss des besagten passiven Infrarot-Detektors (PIR) mit dem Steuereingang des zugeordneten zweiten Eingangstransistors (T2) der Differenzstufe der Vorrichtung verbunden ist, und – wobei ein Kontakt des ersten Eingangstransistors (T1) der Differenzstufe der Vorrichtung mit dem ersten Stromteilerausgang (Ia1) eines steuerbaren Stromteilers (MUX, RM1 bis RMn) der Vorrichtung verbunden ist und – wobei ein Kontakt des zweiten Eingangstransistors (T2) der Differenzstufe der Vorrichtung mit dem zweiten Stromteilerausgang (Ia2) des steuerbaren Stromteilers (MUX, RM1 bis RMn) der Vorrichtung verbunden ist und – wobei der besagte Stromteiler (MUX, RM1 bis RMn) der Vorrichtung den Strom einer Referenzstromquelle (Iref) der Vorrichtung in Abhängigkeit von einem Steuereingang (Val) auf den ersten Stromteilerausgang (Ia1) und den zweiten Stromteilerausgang (Ia2) aufteilt und – wobei der andere Kontakt des ersten Eingangstransistors (T1) der Differenzstufe der Vorrichtung mit einem integrierenden Filter (C1, R1) der Vorrichtung und/oder einem ersten Anschluss einer ersten Kapazität (C1) der Vorrichtung verbunden ist und – wobei der andere Kontakt des zweiten Eingangstransistors (T2) der Differenzstufe der Vorrichtung mit einem integrierenden Filter (C2, R2) der Vorrichtung und/oder einem ersten Anschluss einer zweiten Kapazität (C2) der Vorrichtung verbunden ist und – wobei die Ausgangswerte dieser vorgenannten integrierenden Filter ([C1, R1], [C2, R2]) und/oder Kapazitäten (C1, C2) durch mindestens einen Komparator (CP) der Vorrichtung miteinander verglichen werden und – wobei das Komparatorausgangssignal (CPO) dieses Komparators (CP) der Vorrichtung mindestens ein ...Device for operating a passive infrared detector (PIR), - wherein the passive infrared detector (PIR) is a dipole - and wherein the passive infrared detector (PIR) in the equivalent circuit diagram can be symbolized by a current source, • a current ( IPIR) depending on the change in irradiation and • of which a capacitance (CPIR) is connected in parallel, and - wherein the passive infrared detector (PIR) is provided with two electrical connections, a first connection and a second connection, and - the device is provided with a differential stage • with a first input transistor (T1) of the differential stage and • with a second input transistor (T2) of the differential stage and - wherein the first electrical connection of said passive infrared detector (PIR) to the control input of the associated first Input transistor (T1) of the differential stage of the device is connected, and - wherein the second electrical connection said passive infrared detector (PIR) is connected to the control input of the associated second input transistor (T2) of the differential stage of the device, and - wherein contact of the first input transistor (T1) of the differential stage of the device with the first current divider output (Ia1) of a controllable Current divider (MUX, RM1 to RMn) of the device is connected and - wherein a contact of the second input transistor (T2) of the differential stage of the device with the second current divider output (Ia2) of the controllable current divider (MUX, RM1 to RMn) of the device is connected, and said current divider (MUX, RM1 to RMn) of the device dividing the current of a reference current source (Iref) of the device in response to a control input (Val) to the first current divider output (Ia1) and the second divider output (Ia2), and the other Contact of the first input transistor (T1) of the differential stage of the device with an integrating one Filter (C1, R1) of the device and / or a first terminal of a first capacitor (C1) of the device is connected and - wherein the other contact of the second input transistor (T2) of the differential stage of the device with an integrating filter (C2, R2) of Device and / or a first terminal of a second capacitance (C2) of the device is connected and - wherein the output values of these aforementioned integrating filters ([C1, R1], [C2, R2]) and / or capacitances (C1, C2) by at least a comparator (CP) of the device are compared with each other and - wherein the comparator output signal (CPO) of this comparator (CP) of the device at least one ...

Description

Einleitungintroduction

Für Messung von infraroter Strahlung sind verschiedene Verfahren bekannt. Ein wesentliches Sensorprinzip ist die Verwendung von passiven Infrarot-Detektoren (PIR-Detektoren).Various methods are known for measuring infrared radiation. An important sensor principle is the use of passive infrared detectors (PIR detectors).

Diese zeichnen sich durch eine einfache und kostengünstige Herstellung aus.These are characterized by a simple and inexpensive production.

Solche PIR-Detektoren sind Zweipole und können im Ersatzschaltbild durch eine Stromquelle symbolisiert werden, die einen Strom IPIR abhängig von der Änderung der Bestrahlung und damit der Temperatur liefert und der eine Kapazität CPIR parallel geschaltet ist. (Siehe auch 1.)Such PIR detectors are two-pole and can be symbolized in the equivalent circuit diagram by a current source which supplies a current I PIR as a function of the change of the irradiation and thus of the temperature and to which a capacitance C PIR is connected in parallel. (See also 1 .)

Bei der Auswertung des Signals eines PIR-Sensors treten nun verschiedene Probleme auf:
Zum einen kommt es zu einer Verschiebung des Arbeitspunkts des PIR-Detektors durch eine Selbstaufladung. Zum anderen liefert die Stromquelle IPIR in der Regel nur einen sehr geringen Strom bei einem relativ hohen Innenwiderstand. Dieser Innenwiderstand RPIR ist in 1 eingezeichnet. Diese Randbedingungen resultieren in der Forderung nach einem großen Dynamikbereich und einem sehr hohen Innenwiderstand für die nachfolgende Verstärker- und Analog-zu-Digital-Wandler-Schaltung (Auswerteschaltung).When evaluating the signal of a PIR sensor, various problems now occur:
On the one hand, there is a shift in the operating point of the PIR detector due to self-charging. On the other hand, the current source I PIR usually provides only a very low current with a relatively high internal resistance. This internal resistance R PIR is in 1 located. These boundary conditions result in the requirement for a large dynamic range and a very high internal resistance for the subsequent amplifier and analog-to-digital converter circuit (evaluation circuit).

Durch den hohen Innenwiderstand einer optimalen Auswerteschaltung, können einmal generierte Ladungen jedoch nicht mehr abfließen. Dies kann dazu führen, dass die Schaltung den Arbeitsbereich der Auswerteschaltung verlässt, da diese übersteuert wird.Due to the high internal resistance of an optimal evaluation circuit, once generated charges can no longer flow away. This can lead to the circuit leaving the working range of the evaluation circuit, since this is overdriven.

Aus dem Stand der Technik ist die US 2013/0 082 179 A1 bekannt. Bei dieser Schrift wird in vorgegebenen Zeitabstanden der Integrationskondensator (Bezugszeichen C1 der US 2013/0 082 179 A1) durch Kurzschließen mittels eines Schalters (Bezugszeichen 33 der US 2013/0 082 179 A1) entladen. Der Arbeitspunkt des Eingangsdifferenzverstärkers (Bezugszeichen 31 der US 2013/0 082 179 A1) ist hierdurch nicht stabil, sondern schwankt sägezahnförmig in undefinierter Weise, da die Amplitude dieser Sägezahnspannung von dem jeweiligen pyroelektrischen Element abhängt.From the prior art is the US 2013/0 082 179 A1 known. In this document, the integration capacitor (reference C1 of US 2013/0 082 179 A1) is short-circuited by means of a switch (reference numeral 33 US 2013/0 082 179 A1). The operating point of the input differential amplifier (reference numeral 31 US 2013/0 082 179 A1) is not stable as a result, but varies in a sawtooth manner in an undefined manner, since the amplitude of this sawtooth voltage depends on the respective pyroelectric element.

Aus der US 2004/0 092 236 A1 ist ein Differenzverstärker als Ausgangsverstärker für eine HF-Sendeeinrichtung bekannt, der eine einstellbare symmetrische Stromgegenkopplung aufweist (7 der US 2004/0 092 236 A1). Diese versagt aber, wenn beide Eingänge des Operationsverstärkers (Bezugszeichen IN der US 2004/0 092 236 A1) ein nahezu gleiches Potenzial aufweisen. In dem Fall fließt über die Gegenkopplungswiderstände (Bezugszeichen Re11 bis Rein der US 2004/0 092 236 A1) kein signifikanter Strom mehr und die Gegenkopplung versagt. Daher ist ein HF-Sendeverstärker entsprechend der US 2004/0 092 236 A1 nicht als Eingangsverstärker zur Auswertung eines pyroelektrischen Elements geeignet.From the US 2004/0 092 236 A1 a differential amplifier is known as an output amplifier for an RF transmitting device having an adjustable symmetric current negative feedback ( 7 US 2004/0 092 236 A1). However, this fails if both inputs of the operational amplifier (reference number IN of US 2004/0 092 236 A1) have a virtually identical potential. In the case flows over the negative feedback resistors (reference Re11 to Rein of US 2004/0 092 236 A1) no significant current more and the negative feedback fails. Therefore, an RF transmission amplifier according to US 2004/0 092 236 A1 is not suitable as an input amplifier for evaluating a pyroelectric element.

Aus der US 4 377 808 (Erfinder L. Kao) ist ein bipolarer Eingangsverstärker bekannt, der einen manuell einstellbaren Stromteiler in Form eines Potentiometers zur Einstellung der Symmetrie der Arbeitswiderstände eines ungeregelten Differenzverstärkers aufweist.From the US 4,377,808 (Inventor L. Kao) discloses a bipolar input amplifier having a manually adjustable current divider in the form of a potentiometer for adjusting the symmetry of the working resistances of an unregulated differential amplifier.

Aus der WO 2004/090 570 A2 ist ein Messgerät zum Messen physikalischer Parameter mit einem passiven Infrarotsensor bekannt, mit einem Analog-Digital-Wandler (Bezugszeichen 22 der WO 2004/090 570 A2), der an ein analoges PIR-Element (Bezugszeichen 12 der WO 2004/090 570 A2) angeschlossen ist. Dieser Analog-Digital-Wandler) Bezugszeichen 22 der WO 2004/090 570 A2) beinhaltet einen Integrator (Bezugszeichen 24 der WO 2004/090 570 A2), der einen Komparator (Bezugszeichen 26 der WO 2004/090 570 A2) steuert, welcher ein digitales Filter (Bezugszeichen 28 der WO 2004/090 570 A2) steuert, deren Ausgang über einen Digital-Analog-Wandler (Bezugszeichen 30 der WO 2004/090 570 A2) und eine geeignete Schnittstellenschaltung auf den Summationsknoten (Bezugszeichen 32 der WO 2004/090 570 A2) rückgekoppelt ist, der auch mit dem Ausgang des passiven PIR-Elements (Bezugszeichen 12 der WO 2004/090 570 A2) verbunden ist. Die technische Lehre der WO 2004/090 570 A2 offenbart nicht, wie der Eingang dea Analog-Digital-Wandlers (Bezugszeichen 22 der WO 2004/090 570 A2) mit einem vergrößerten Eingangsspannungsbereich versehen werden kann.From the WO 2004/090 570 A2 is a measuring device for measuring physical parameters with a passive infrared sensor known with an analog-to-digital converter (reference numeral 22 WO 2004/090 570 A2), which is connected to an analog PIR element (reference numeral 12 WO 2004/090 570 A2) is connected. This analog-to-digital converter) 22 WO 2004/090 570 A2) includes an integrator (reference numeral 24 WO 2004/090 570 A2), which has a comparator (reference numeral 26 WO 2004/090 570 A2), which controls a digital filter (reference numeral 28 WO 2004/090 570 A2) controls whose output via a digital-to-analog converter (reference numeral 30 WO 2004/090 570 A2) and a suitable interface circuit to the summation node (reference numeral 32 WO 2004/090 570 A2) is fed back, which is also connected to the output of the passive PIR element (reference numeral 12 WO 2004/090 570 A2). The technical teaching of WO 2004/090 570 A2 does not disclose how the input of the analog-to-digital converter (reference numeral 22 WO 2004/090 570 A2) can be provided with an increased input voltage range.

Aufgabe der ErfindungObject of the invention

Es ist die Aufgabe der Erfindung, ein Auswerteverfahren und eine hochohmige Messschaltung mit großem Dynamikbereich für die Auswertung des Signals eines PIR-Detektor bereitzustellen, ohne dass es zu einer Übersteuerung durch die Aufladung der Eingänge der PIR-Detektorauswerteschaltung kommen kann. Dabei soll die Stromaufnahme minimiert werden.It is the object of the invention to provide an evaluation method and a high-impedance measuring circuit with a large dynamic range for the evaluation of the signal of a PIR detector, without it being too Override by charging the inputs of the PIR detector evaluation circuit can come. The power consumption should be minimized.

Diese Aufgabe wird durch eine Vorrichtung nach dem Anspruch 1 gelöst.This object is achieved by a device according to claim 1.

Beschreibungdescription

Das vorschlagsgsgemäße System ist in 1 dargestellt. Der passive Infrarot-Detektor (PIR) ist mit seinen zwei Anschlussleitungen an ein Entladenetzwerk RG angeschlossen. Dieses wiederum ist mit einem Analog-zu-Digital-Wandler (ADC) verbunden. Der Ausgang des Analog-zu-Digital-Wandlers ist über einen ersten Bus (T) mit einer ersten Busbandbreite mit einem digitalen Filter (DF) verbunden, dessen Ausgang Out typischerweise eine größere zweite Busbandbreite als die erste Busbandbreite aufweist.The proposed system is in 1 shown. The passive infrared detector (PIR) is connected with its two connection lines to a discharge network R G. This in turn is connected to an analog-to-digital converter (ADC). The output of the analog-to-digital converter is connected via a first bus (T) having a first bus bandwidth to a digital filter (DF) whose output Out typically has a larger second bus bandwidth than the first bus bandwidth.

Bei der Entwicklung de vorschlagsgemäßen Verfahrens zum Betreiben eines passiven Infrarot-Detektors (PIR) wurde erkannt, dass die Aufladung der Eingänge ein wesentlicher Hinderungsgrund für einen korrekten Betrieb des Systems darstellt. Wie später noch weiter erläutert werden wird, ist der erfindungsgemäße ΔΣ-Wandler (ADC) gegen solche Arbeitspunkt-Drift empfindlich. Dieser erhöhte Empfindlichkeit des erfindungsgemäßen ΔΣ-Wandlers (ADC) ermöglicht jedoch eine besonders effiziente Unterdrückung der Quantisierungsfehler durch den Komparator des erfindungsgemäßen ΔΣ-Wandlers (ADC). Daher bilden der erfindungsgemäße ΔΣ-Wandler und die Entladung des passiven Infrarot-Detektors mittels des vorschlagsgemäßen Entladungsnetzwerks (RG) eine Einheit. Basierend auf dieser besagten Erkenntnis der fehlerhaften Aufladung der Eingänge, kann die einfachste Lösung dieses Problems dadurch erreicht werden, dass die Eingangsknoten mittels eines Schalters entladen werden, wenn die Spannung am Detektor den Dynamikbereich erreicht. In diesem Fall kann während der Entladung und kurz danach keine Bewertung der Spannung am Detektor vorgenommen werden. Alternativ kann die Entladung durch einen Ableitwiderstand zwischen den Anschlüssen des Sensors oder von den Anschlüssen nach Bezugsmasse (Rdis_1, Rdis_2) erfolgen. Ein wesentlicher Nachteil dieser Lösung ist die kontinuierliche Bedämpfung des Signals und das Eigenrauschen des Detektors. Außerdem lässt sich nicht mit vertretbarem Aufwand ein Giga-Ohm Widerstand in einer Low-Cost-CMOS-Technologie implementieren. Im Rahmen der Entwicklung wurde erkannt, dass die Entladung des zweiten Ausgangs über den Innenwiderstand der Stromquelle des PIR-Sensors (PIR) nicht zu befriedigenden Ergebnissen führt. Es hat sich gezeigt, dass der Widerstandswert dieser Ableitwiderstände größer als 1 MOhm und/oder vorzugsweise größer als 10 MOhm und/oder vorzugsweise größer als 100 MOhm und/oder vorzugsweise größer als 1 GOhm und/oder vorzugsweise größer als 10 GOhm sein sollte. Hierbei hängt der optimale Ableitwert von dem jeweiligen PIR-Detektor und der jeweiligen Applikation ab und sollte von Fall zu Fall angepasst werden. Bei großen Ladungsverschiebungen durch schnelle Temperaturänderungen (Temperaturschock) wären unverhältnismäßig niedrige Ableitwiderstandswerte nötig, die das zu detektierende Signal nahezu eliminieren.In developing the proposed method of operating a passive infrared (PIR) detector, it has been recognized that charging the inputs is a significant impediment to proper operation of the system. As will be explained later, the ΔΣ converter (ADC) according to the invention is sensitive to such operating-point drift. However, this increased sensitivity of the ΔΣ converter (ADC) according to the invention enables a particularly efficient suppression of the quantization errors by the comparator of the ΔΣ converter (ADC) according to the invention. Therefore, the ΔΣ converter according to the invention and the discharge of the passive infrared detector by means of the proposed discharge network (R G ) form a unit. Based on this cognition of the faulty charging of the inputs, the simplest solution to this problem can be achieved by discharging the input nodes by means of a switch when the voltage at the detector reaches the dynamic range. In this case, during the discharge and shortly thereafter, no evaluation of the voltage at the detector can be made. Alternatively, the discharge may be by a leakage resistance between the terminals of the sensor or from the terminals to reference ground (R dis_1 , R dis_2 ). A major disadvantage of this solution is the continuous attenuation of the signal and the inherent noise of the detector. In addition, a giga-ohm resistor can not be implemented with reasonable effort in a low-cost CMOS technology. During the development, it was recognized that the discharge of the second output via the internal resistance of the power source of the PIR sensor (PIR) does not lead to satisfactory results. It has been found that the resistance value of these bleeder resistors should be greater than 1 MOhm and / or preferably greater than 10 MOhm and / or preferably greater than 100 MOhm and / or preferably greater than 1 GOhm and / or preferably greater than 10 GOhm. In this case, the optimum conductance value depends on the particular PIR detector and the respective application and should be adapted on a case-by-case basis. For large charge shifts due to rapid temperature changes (temperature shock), disproportionately low bleeder resistance values would be necessary, which virtually eliminate the signal to be detected.

Hierbei ist klar, dass die Ableitwiderstände des Entladenetzwerks (RG) vorzugsweise gleich und möglichst symmetrisch, in der Fachsprache „matchend”, ausgeführt werden sollten. Dabei können diese Ableitwiderstände auch komplexere Schaltungen sein, die nur unter anderem auch die Funktion eines Ableitwiderstands wahrnehmen. Im Rahmen der Ausarbeitung des Vorschlags wurde es als vorteilhaft erkannt, die Ableitwiderstände zumindest teilweise als Switched-Capacitor-Schaltung auszuführen. Mit solchen Schaltungen können die ggf. erforderlichen relativ hochohmigen Ableitwiderstände relativ einfach ausgeführt werden. Für den Betrieb eines solchen Switched-Capacitor-Netzwerkes ist es besonders vorteilhaft, wenn diese Netzwerke mit einem nichtüberlappenden Zweiphasentakt betrieben werden. Natürlich können auch Einphasen- und Mehrphasentakte verwendet werden, die aber in der Regel aufwendiger zu realisieren sind.It is clear that the discharge resistors of the discharge network (R G ) should preferably be the same and as symmetrical as possible, in the terminology "matching". These bleeder resistors can also be more complex circuits, which only perform the function of a bleeder resistor among other things. As part of the preparation of the proposal, it has been found advantageous to perform the bleeder at least partially as a switched-capacitor circuit. With such circuits, the possibly required relatively high-impedance bleeder resistors can be relatively easily performed. For the operation of such a switched-capacitor network, it is particularly advantageous if these networks are operated with a non-overlapping two-phase clock. Of course, single-phase and multi-phase clocks can be used, but they are usually more complex to implement.

Die Anforderung einer zuverlässigen Entladung des PIR-Detektors steht im Gegensatz zu einem möglichst hohen Eingangswiderstand der Auswerteschaltung. Im Rahmen des Vorschlags wurde daher erkannt, dass es sinnvoll ist, den mittlere Äquivalentwiderstand zumindest der Entladewiderstände des passiven Infrarot-Detektors davon abhängig zu machen, ob gerade eine Messung des infraroten Strahlungspotenzials mittels des passiven Infrarotsensors (PIR-Detektor) durchgeführt wird oder nicht. Vor einer Messung werden die Entladewiderstände in einen sehr hochohmigen Zustand geschaltet (Messzustand). Nach dem Ende der Messung werden die Entladewiderstände in einen Zustand geschaltet, der gegenüber dem Messzustand niederohmiger ist.The requirement of a reliable discharge of the PIR detector is in contrast to the highest possible input resistance of the evaluation circuit. The proposal therefore recognized that it makes sense to make the average equivalent resistance of at least the discharge resistances of the passive infrared detector dependent on whether or not a measurement of the infrared radiation potential is carried out by means of the passive infrared sensor (PIR detector). Before a measurement, the discharge resistors are switched to a very high-impedance state (measuring state). After the end of the measurement, the discharge resistors are switched to a state which is lower impedance compared to the measurement state.

Alternativ kann die Messung des Ladezustands (Spannung am Detektor) erfolgen und die Größe der Entladewiderstände in Abhängigkeit vom Ladezustand nachgeregelt werden.Alternatively, the measurement of the state of charge (voltage at the detector) can take place and the size of the discharge resistances can be readjusted as a function of the state of charge.

Denkbar ist es, dass andere Betriebsbedingungen ebenfalls ein Umschalten erfordern. Beispielsweise ist es denkbar, den PIR-Detektor über einen Schalter definiert zu entladen. In einem solchen Modus wäre ebenfalls ein Hochohmigschalten der Entladewiderstände sinnvoll. Im Extremfall kann der Messzustand also ein komplettes abkoppeln eines Entladewiderstands bedeuten. It is conceivable that other operating conditions also require switching. For example, it is conceivable to discharge the PIR detector in a defined manner via a switch. In such a mode, high impedance switching of the discharge resistors would also be useful. In extreme cases, the measurement state can thus signify a complete decoupling of a discharge resistor.

Die Widerstandswerte sind dabei immer an Mittelwerten über mehrere Takte des Betriebstaktes des jeweiligen Switched-Capacitor-Netzwerkes orientiert, sofern ein solches für die Realisierung der Entladewiderstände verwendet wird. Es ist also ein wesentlicher Gedanke, dass die Entladewiderstände des PIR-Detektors in Abhängigkeit von Zuständen des Sensorsystems unterschiedliche Werte annehmen, wobei mindestens die Zustände Messung und keine Messung/Entladung realisiert werden sollten.The resistance values are always oriented to average values over several cycles of the operating clock of the respective switched-capacitor network, if such is used for the realization of the discharge resistors. It is therefore an essential idea that the discharge resistors of the PIR detector assume different values as a function of states of the sensor system, wherein at least the states measurement and no measurement / discharge should be realized.

Der erfindungsgemäße ΔΣ-Wandler (ADC), besteht unter anderem aus einem Differenzverstärker, dessen Stromquelle nicht, wie bei normalen Differenzverstärkern üblich, auf zwei Äste bei symmetrischer Ansteuerung der Transistoren des Differenzverstärkers symmetrisch aufgeteilt wird, sondern der statt des normalerweise vorhandenen gemeinsamen Kontenpunktes für die Transistoren in den Zweigen des Differenzverstärkers und der Betriebsstromquelle einen Stromteiler aufweist, der den Strom in Abhängigkeit von einem externen Steuerwert unterschiedlich aufteilt. Dabei kann angenommen werden, dass die Betriebsstromquelle einen endlichen Innenwiderstand aufweist. Insofern ist auch die Verwendung einer realen Spannungsquelle möglich. Dieser Stromteiler wird in der erfindungsgemäßen Vorrichtung durch eine Widerstandskette realisiert, die mit dem einen Ende mit einem Transistor des Differenzverstärkers und mit dem anderen Ende mit dem anderen Transistor des Differenzverstärkers verbunden ist. Ein Multiplexer verbindet nun die Betriebsstromquelle in Abhängigkeit von dem externen Steuerwert mit einem Knoten dieser Widerstandskette. Der Stromteiler verhält sich also wie ein digital gesteuertes Potentiometer, dessen Abgriff durch den externen Parameter eingestellt wird.The ΔΣ converter according to the invention (ADC), inter alia, consists of a differential amplifier whose current source is not divided symmetrically, as is usual with normal differential amplifiers, into two branches with symmetrical control of the transistors of the differential amplifier, but instead of the common common node for the Transistors in the branches of the differential amplifier and the operating current source comprises a current divider which differentiates the current in dependence on an external control value. It can be assumed that the operating current source has a finite internal resistance. In this respect, the use of a real voltage source is possible. This current divider is realized in the device according to the invention by a resistor chain which is connected at one end to a transistor of the differential amplifier and at the other end to the other transistor of the differential amplifier. A multiplexer now connects the operating power source to a node of this resistor string in response to the external control value. The current divider behaves like a digitally controlled potentiometer whose tap is set by the external parameter.

Hierdurch wird eine unterschiedliche Stromgegenkopplung für die verschiedenen Zweige des Differenzverstärkers eingestellt. Die Stromaufteilung erfolgt dabei derart, dass die Gate-Source-Spannungen der Transistoren sich durch den Spannungsabfall über die Widerstände des Stromteilers so einstellen, dass die Stromsumme durch die beiden Zweige dem Strom der Betriebsstromquelle entspricht. Die anderen Anschlüsse der Transistoren sind mit je einem Arbeitswiderstand verbunden. Es hat sich als besonders vorteilhaft herausgestellt, wenn diese Arbeitswiderstände als reale Stromquellen ausgeführt werden, da dann der differentielle Arbeitswiderstand und damit die differentielle Verstärkung besonders groß sind.This sets a different current negative feedback for the different branches of the differential amplifier. The current distribution is effected in such a way that the gate-source voltages of the transistors are adjusted by the voltage drop across the resistors of the current divider so that the current sum through the two branches corresponds to the current of the operating current source. The other terminals of the transistors are each connected to a load resistor. It has been found to be particularly advantageous if these load resistors are designed as real power sources, since then the differential load resistance and thus the differential gain are particularly large.

Parallel zu diesen Arbeitswiderständen können Kapazitäten geschaltet sein, die das Ausgangssignal integrieren. Die Verwendung von Miller-Kapazitäten ist ebenfalls denkbar. Im Falle des erfindungsgemäßen ΔΣ-Wandlers führen diese Kapazitäten die summierende Σ-Funktion des ΔΣ-Wandlers durch und eliminieren damit den Quantisierungsfehler durch einen nachgeschalteten Komparator.Capacitors that integrate the output signal can be connected in parallel with these load resistors. The use of Miller capacities is also conceivable. In the case of the ΔΣ converter according to the invention, these capacitances carry out the summing Σ function of the ΔΣ converter and thus eliminate the quantization error by means of a downstream comparator.

Für das Betreiben eines passiven Infrarot-Detektors bietet sich folgendes Verfahren an: Jeder der Ausgänge des besagten passiven Infrarot-Detektors wird mit dem Steuereingang jeweils eines zugeordneten Eingangstransistors des beschriebenen Differenzverstärkers verbunden. Dabei ist jeweils ein Kontakt jedes dieser Eingangstransistoren mit einem zugehörigen Stromteilerausgang eines steuerbaren Stromteilers verbunden. Der besagte Stromteiler verteilt den Strom einer Referenzstromquelle (Iref) in Abhängigkeit von einem Steuereingang auf die Stromteilerausgänge auf. Die anderen Kontakte der Transistoren sind jeweils mit je einem Arbeitswiderstand, vorzugsweise einem integrierenden Filter oder einer Kapazität (C1, C2) verbunden. Die Ausgangswerte dieser integrierenden Filter, Arbeitswiderstände und Kapazitäten werden nun durch mindestens einen Komparator miteinander verglichen. Dieser erzeugt einen unvermeidlichen Quantisierungsfehler der durch die im Folgenden beschriebene Rückkopplung minimiert wird. Das Komparatorausgangssignal dieses Komparators ist mit einem digitalen integrierenden Filter verbunden, das neben den besagten Kapazitäten eine zweite Integration durchführt. Der Steuereingang des besagten Stromteilers, der den Strom einer Betriebsstromquelle aufteilt ist mit dem Ausgang des digitalen integrierenden Filters verbunden. Wird der Stromteiler analog gesteuert, so sind ein Digital-zu-Analog-Wandler (DAC) und/oder ein Signalformatwandler erforderlich, der das Ausgangssignal des digitalen integrierenden Filters in ein geeignetes Format wandelt. In dem hier beschriebenen Beispiel ist dies jedoch nicht erforderlich, da der Multiplexer digital angesteuert werden kann.For the operation of a passive infrared detector, the following method offers: Each of the outputs of said passive infrared detector is connected to the control input of an associated input transistor of the differential amplifier described. In each case one contact of each of these input transistors is connected to an associated current divider output of a controllable current divider. Said current divider distributes the current of a reference current source (I ref ) as a function of a control input to the current divider outputs. The other contacts of the transistors are each connected to a respective working resistor, preferably an integrating filter or a capacitor (C 1 , C 2 ). The output values of these integrating filters, load resistors and capacitors are now compared by at least one comparator. This generates an unavoidable quantization error which is minimized by the feedback described below. The comparator output of this comparator is connected to a digital integrating filter which performs a second integration in addition to said capacitances. The control input of said current divider which splits the current of an operating power source is connected to the output of the digital integrating filter. If the current divider is controlled analogously, a digital-to-analogue converter (DAC) and / or a signal format converter is required, which converts the output signal of the digital integrating filter into a suitable format. In the example described here, however, this is not necessary because the multiplexer can be digitally controlled.

Ähnliches kann bei der Anpassung eines digitalen Steuereingangs für den Stromteiler an den digitalen Ausgang des digitalen integrierenden Filters erforderlich sein.The same may be required when fitting a digital control input to the current divider to the digital output of the digital integrating filter.

Neben dieser zweiphasigen Version kann auch eine einphasige Version einer Auswerteschaltung Verwendung finden. Hierbei steuert ein Ausgang des passiven Infrarot-Detektors mindestens eine zweite Stromquelle. Diese zweite Stromquelle speist Strom in einen ersten Konten (Sb) ein. Dieser erste Knoten (Sb) ist über ein integrierendes Filter mit dem Eingang eines Komparators verbunden, der den Signalpegel dieses ersten Knotens (Sb) mit einem internen Pegel vergleicht. Der Ausgang dieses Komparators ist wieder mit dem besagten digitalen integrierenden Filter direkt oder indirekt verbunden und steuert dieses somit an. Der Ausgang dieses digitalen integrierenden Filters steuert nun wieder einen Digital-zu-Analog-Wandler (DAC) an. Der Ausgang dieses Digital-zu-Analog-Wandlers steuert nun eine erste Stromquelle (I1), die wiederum ihren Strom ebenfalls in den ersten Knoten (Sb) einspeist.In addition to this two-phase version, a single-phase version of an evaluation circuit can also be used. In this case, an output of the passive infrared detector controls at least a second one Power source. This second current source feeds electricity into a first account (S b ). This first node (S b ) is connected via an integrating filter to the input of a comparator, which compares the signal level of this first node (S b ) with an internal level. The output of this comparator is again directly or indirectly connected to said digital integrating filter and thus drives it. The output of this digital integrating filter will again drive a digital-to-analog converter (DAC). The output of this digital-to-analog converter now controls a first current source (I 1 ), which in turn feeds their current into the first node (S b ).

Im Unterschied zur vorausgehenden Version wird in dieser Version ein Anschluss des passiven Infrarot-Detektors mit Masse verbunden, während der andere Anschluss an die zuvor beschriebene Auswerteschaltung angeschlossen wird. Eine solche Schaltung ist auch für die Auswertung von Thermopiles geeignet.Unlike the previous version, in this version, one port of the passive infrared detector is connected to ground, while the other port is connected to the previously described evaluation circuit. Such a circuit is also suitable for the evaluation of thermopiles.

Für beide Verfahren ist es vorteilhaft, wenn das digitale integrierende Filter als ein Aufwärts-/Abwärtszähler realisiert wird, der in Messphasen in einem vorgegebenen oder programmierbaren Takt zählt. Die Zählrichtung wird dabei vorzugsweise durch den Ausgang des Komparators festgelegt. Auch die Schrittweite dieser Zählung und die zeitlichen Abstände, in denen eine Zählung erfolgt, können konstant und vorgegeben oder programmierbar sein. In manchen Anwendungsfällen hat es sich bewährt, die Schrittweite der Zählung vom Zählerstand selbst abhängig zu machen, um ein Über- oder Unterlaufen und damit eine totale Funktionsuntüchtigkeit zu vermeiden.For both methods it is advantageous if the digital integrating filter is realized as an up / down counter which counts in measuring phases in a predetermined or programmable cycle. The counting direction is preferably determined by the output of the comparator. Also, the increment of this count and the time intervals in which a count is made, can be constant and predetermined or programmable. In some applications, it has been proven to make the increment of the count of the meter itself dependent to avoid over or under running and thus a total inoperability.

Überschreitet der Zählerstand einen kritischen oberen Wert, so kann dies beispielsweise detektiert werden und ein Verlassen des Messzustands und ein Aktivieren des Entladezustands des Detektorelementes bewirken. Dies ist insbesondere bei der einhändigen Variante sinnvoll, da diese in der Lage ist, den absoluten Pegel eines Eingangssignals zu messen. Der Ausgang des digitalen integrierenden Filters stellt den Messwert dar.If the counter reading exceeds a critical upper value, then this can be detected, for example, and cause a departure from the measuring state and an activation of the discharge state of the detector element. This is particularly useful in the one-handed variant, since this is able to measure the absolute level of an input signal. The output of the digital integrating filter represents the measured value.

In jedem Fall ist es jedoch noch zweckmäßig dem digitalen integrierenden Filter ein weiteres digitales Filter (DF) nachzuordnen, bevor der Messwert Verwendung findet. Dies unterdrückt die Quantisierungsfehler ab einer Grenzfrequenz.In any case, it is still appropriate to rearrange the digital integrating filter another digital filter (DF) before the measured value is used. This suppresses the quantization errors from a cutoff frequency.

Es kann gezeigt werden, dass der Quantisierungsfehler bei einer Frequenz von 0 Hz im Störspektrum null wird und für unendlich hohe Frequenzen gegen einen endlichen Wert strebt. Die Grenzfrequenzen hängen dabei wesentlich von den besagten Lastkapazitäten (C1, C2) und dem Widerstand (RM) des Stromteilers ab und können damit gut eingestellt werden.It can be shown that the quantization error becomes zero at a frequency of 0 Hz in the interference spectrum and tends towards a finite value for infinitely high frequencies. The cutoff frequencies depend essentially on the said load capacitances (C 1 , C 2 ) and the resistance (R M ) of the current divider and can therefore be set well.

Selbstverständlich ist es sinnvoll, wesentliche Teile dieses Verfahrens in einem Signalprozessor ablaufen zulassen. Nur die Eingangsstufen dürften dann in speziell ausgeführter Elektronik erstellt werden. Eine solche Vorrichtung ist dann in der Lage das oben beschriebene Verfahren durchzuführen.Of course it makes sense to allow essential parts of this process to run in a signal processor. Only the input levels should then be created in specially designed electronics. Such a device is then able to perform the method described above.

Im Folgenden wird der Vorschlag anhand der beiliegenden Figuren erläutert:The proposal is explained below with reference to the attached figures:

1 zeigt die grundsätzlichen Blöcke einer vorschlagsgemäßen Vorrichtung eines passiven Infrarot-Detektors. Die Vorrichtung besteht aus einem passiven Infrarot-Detektor (PIR), das mit dem Entladenetzwerk RG gekoppelt ist. Die Aufgabe dieses Entladenetzwerks ist es, Aufladungen des PIR-Detektors zu beseitigen und den PIR-Detektor in einem für den nachfolgenden Analog-zu-Digital-Wandler günstigen Arbeitspunkt zu halten ohne die Dynamik des Systems zu belasten. Der Analog-zu-Digital-Wandler wandelt das Signal des Entladenetzwerks in ein erstes digitales Signal auf einem Bus T mit einer ersten Busbreite (Anzahl Bits) um. Ein nachfolgendes digitales Filter (DF) filtert das Signal auf dem ersten Bus T und gibt über einen Ausgangsbus (Out) die Daten mit einer größeren Auflösung aus. Daher besitzt der Ausgangsbus Out typischerweise eine größere Busbreite als der erste Bus T. 1 shows the basic blocks of a proposed device of a passive infrared detector. The device consists of a passive infrared detector (PIR) coupled to the discharge network R G. The task of this unloading network is to eliminate charges from the PIR detector and to keep the PIR detector in an operating point favorable for the subsequent analog-to-digital converter without burdening the dynamics of the system. The analog-to-digital converter converts the discharge network signal into a first digital signal on a bus T having a first bus width (number of bits). A subsequent digital filter (DF) filters the signal on the first bus T and outputs the data at a higher resolution via an output bus (Out). Therefore, the output bus Out typically has a larger bus width than the first bus T.

2 zeigt das nicht beanspruchte Ersatzschaltbild eines passiven Infrarot-Detektors (PIR) mit Ersatzstromquelle (IPIR) und einer Serienschaltung von parasitärem Detektorkapazität (CPIR) und zugehörigem Verlustwiderstand RPIR_C sowie den Innenwiderstand der Ersatzstromquelle (RPIR). Dieser Innenwiderstand der Stromquelle (RPIR) liegt parallel zur Stromquelle (IPIR) und ist typischerweise sehr hoch. Eine zu große Belastung des Detektors lässt daher die Ausgangsspannung zusammenbrechen. 2 shows the unclaimed equivalent circuit of a passive infrared detector (PIR) with a backup power source (I PIR ) and a series circuit of parasitic detector capacitance (C PIR ) and associated loss resistance R PIR_C and the internal resistance of the backup power source (R PIR ). This internal resistance of the current source (R PIR ) is parallel to the current source (I PIR ) and is typically very high. Excessive loading of the detector therefore causes the output voltage to collapse.

3 zeigt eine einhändige Version des Analog-zu-Digital-Wandlers (ADC) aus 1. Eine erste gesteuerte Stromquelle (I1) (auch als weitere Stromquelle bezeichnet) wird durch den Rückkoppelpfad gesteuert und speist in den ersten Knoten (Sb) ein. Eine zweite gesteuerte Stromquelle (I2) (auch als Stromquelle bezeichnet) wird durch einen Ausgang des passiven Infrarot-Detektors gesteuert und speist ebenfalls in den ersten Knoten (Sb) ein. Die Summe der beiden Stromquellenströme lädt eine Kapazität (C1b) auf oder entlädt diese. Ist der Regelkreis stabil, so liefert die zweite Stromquelle (I2) einen im Vorzeichen unterschiedlichen, jedoch betragsgleichen Strom, wie die erste Stromquelle (I1). Der Komparator (CPb) ist mit seinem Eingang mit diesem Kondensator (C1b) verbunden und vergleicht den Spanungswert an diesem Kondensator und damit am ersten Knoten (Sb) mit einem internen Vergleichswert. Der Auf-/Abzähler (Intb) zählt nun in diesem Beispiel mit jedem Systemtakt entweder um eins aufwärts oder um ein abwärts je nachdem, ob der Eingang des Komparators (CPb) über oder unter der Schaltschwelle des Komparators (CPb) liegt. 6 Bit des Zählerstandes des Auf-/Abzählers (Intb) werden beispielsweise für die Rückkopplung verwendet. In diesem Beispiel werden diese 6 Bit durch einen Digital-zu-Analog-Wandler (DAC) in ein analoges Signal gewandelt, dass die weitere Stromquelle (I1) steuert. 3 shows a one-handed version of the analog-to-digital converter (ADC) 1 , A first controlled current source (I 1 ) (also referred to as a further current source) is controlled by the feedback path and feeds into the first node (Sb). A second controlled current source (I 2 ) (also as a power source is controlled by an output of the passive infrared detector and also feeds into the first node (S b ). The sum of the two current source currents charges or discharges a capacitor (C 1b ). If the control loop is stable, then the second current source (I 2 ) supplies a current that is different in sign, but the same amount as the first current source (I 1 ). The comparator (CP b ) has its input connected to this capacitor (C 1b ) and compares the voltage value at this capacitor and thus at the first node (S b ) with an internal comparison value. The up / down counter (Int b ) now counts in this example with each system clock either one up or down depending on whether the input of the comparator (CP b ) is above or below the switching threshold of the comparator (CP b ). For example, 6 bits of the meter count of the up / down counter (Int b ) are used for the feedback. In this example, these 6 bits are converted by a digital-to-analog converter (DAC) into an analog signal that controls the further current source (I 1 ).

Ein digitales Filter (DF) filtert den Zählerstand des Auf-Ab-Zählers (Intb) zum Ausgangssignal (Out), welches der Ausgangsbus des digitalen Filters DF ist.A digital filter (DF) filters the count of the up-down counter (Int b ) to the output signal (Out), which is the output bus of the digital filter DF.

4 zeigt ebenfalls eine einhändige Version des Analog-zu-Digital-Wandlers (ADC) aus 1. Allerdings ist anstelle der steuerbaren Stromquelle die eine Quelle des einen Bezugssignals nun so realisiert, dass der Zählerstand (Val) des Auf-/Abzählers (Intb) nun den Abgriff (INFB) an einer Widerstandskaskade (RFB) aus einzelnen Widerständen (nicht gezeichnet) steuert. Dieser Abgriff kann dann einem Differenz-Transkonduktanz-Verstärker zugeführt werden, der den Stromausgang (CS) besitzt. Die Stromausgänge laden und entladen jeweils einen Kondensator (C1, C2). Die dabei auftretenden Spannungen an den Kondensatoren (C1, C2) werden durch einen Komparator (CP) miteinander verglichen, der wiederum den Auf-/Abzähler (Intb) steuert. 4 also shows a one-handed version of the analog-to-digital converter (ADC) 1 , However, instead of the controllable current source, the one source of the one reference signal is now realized in such a way that the count (Val) of the up / down counter (Int b ) now the tap (IN FB ) at a resistor cascade (R FB ) of individual resistors (not drawn) controls. This tap may then be applied to a differential transconductance amplifier having the current output (CS). The current outputs charge and discharge one capacitor each (C 1 , C 2 ). The occurring voltages at the capacitors (C 1 , C 2 ) are compared by a comparator (CP), which in turn controls the up / down counter (Int b ).

5 zeigt einen steuerbaren Stromteiler als Teil einer vorschlagsgemäßen Differenzstufe bestehend aus der Widerstandskette von n Widerständen RM1 bis RMn, die typischerweise aber nicht notwendigerweise identisch ausgeführt werden. Von den in diesem Beispiel n + 1 Abgriffen der Widerstandskette wird durch einen analogen Multiplexer (MUX) einer mit der Betriebsstromquelle (Iref) verbunden. Die Busbreite des Steuerbusse (Val) des analogen Multiplexers (Mux) muss dabei ausreichend gewählt werden und dürfte typischerweise größer als der Logarithmus der von n zur Basis 2 sein. Der Stromteiler, die Stromquelle und die Transistoren (T1, T2) bilden eine vorschlagsgemäße Differenzstufe. 5 shows a controllable current divider as part of a proposed differential stage consisting of the resistor chain of n resistors R M1 to R Mn , which are typically but not necessarily performed identical. Of the n + 1 taps of the resistor string in this example, an analog multiplexer (MUX) connects one to the operating current source (I ref ). The bus width of the control bus (Val) of the analog multiplexer (Mux) must be sufficiently selected and should typically be greater than the logarithm of the n to the base 2. The current divider, the current source and the transistors (T 1 , T 2 ) form a proposed differential stage.

6 Zeigt die Differenzstufe aus 5 mit zwei Arbeitswiderständen (RL1, RL2). Es ist offensichtlich, dass die Stromteilerwiderstände (RM1 bis RMn) zu einer unterschiedlichen Stromgegenkopplung für die beiden Zweige des Differenzverstärkers führen. Diese unterschiedliche Stromgegenkopplung wird durch das Steuersignal (Val) eingestellt. In diesem Beispiel sind zwei beispielhafte Ausgänge (ON, OP) eingezeichnet. 6 Shows the difference level 5 with two load resistors (R L1 , R L2 ). It is obvious that the current divider resistors (R M1 to R Mn ) lead to a different current negative feedback for the two branches of the differential amplifier. This different current negative feedback is set by the control signal (Val). In this example, two exemplary outputs (ON, OP) are shown.

7 zeigt die Differenzstufe aus 6 als Teil einer Konstruktion entsprechend 3. An Stelle der Arbeitswiderstände (RL1, RL2) aus 6 sind je ein Kondensator (C1, C2) parallelgeschaltet mit einem Arbeitswiderstand (R1, R2) eingesetzt. An den Anschlüssen IN und IP wird der passive Infrarotsensor (PIR) entsprechend der 1 und 2 angeschlossen. 7 shows the difference level 6 as part of a construction accordingly 3 , Instead of the working resistors (R L1 , R L2 ) off 6 are each a capacitor (C 1 , C 2 ) connected in parallel with a load resistor (R 1 , R 2 ) used. At the connections IN and IP, the passive infrared sensor (PIR) according to the 1 and 2 connected.

8 entspricht 7 mit dem Unterschied, dass die Widerstände (R1, R2) durch reale Stromquellen (IW1, IW2) ersetzt sind. Dies hat den Vorteil, dass diese einen erhöhten differentiellen Widerstand aufweisen. Bei der Realisierung als integrierte Halbleiterschaltung stellt diese Konstruktion eine gegen parametrische Schwankungen robuste Lösung dar. Die Konstruktion ist sehr einfach und verbraucht aus diesem Grund nur sehr wenig Strom. Dabei weist sie gleichzeitig einen sehr hohen Eingangswiderstand auf. Da die Source-Anschlüsse durch die Gegenkopplung über den Stromteiler den jeweiligen Gate-Spannungen (im Mittel) folgen, schwanken die Gate-Source-Spannungen nicht. Daher sind die komplexen Eingangsimpedanzen sehr hoch. Die Gate-Source-Kapazitäten müssen nicht wesentlich umgeladen werden. Das Quantisierungsrauschen des Analog-zu-Digital-Wandlers wird mit steigender Anzahl n der Widerstände RMi geringer. Die zuvor genannten Punkte stellen wesentliche Vorteile der Erfindung gegenüber dem Stand der Technik dar. 8th corresponds to 7 with the difference that the resistors (R 1 , R 2 ) are replaced by real current sources (I W1 , I W2 ). This has the advantage that they have an increased differential resistance. When implemented as a semiconductor integrated circuit, this design provides a robust solution against parametric variations. The design is very simple and therefore consumes very little power. At the same time, it has a very high input resistance. Since the source connections follow the respective gate voltages (on average) due to the negative feedback via the current divider, the gate-source voltages do not fluctuate. Therefore, the complex input impedances are very high. The gate-source capacitances do not have to be significantly reloaded. The quantization noise of the analog-to-digital converter becomes smaller as the number n of resistors R Mi increases . The aforementioned points represent significant advantages of the invention over the prior art.

9 zeigt eine mögliche Realisierung der Entladeschaltung RG aus 1 bzw. der Entladewiderstände (Rdis_1, Rdis_2) in 1. Diese Widerstände müssen einen relativ hohen Widerstandswert aufweisen und sollten typischerweise möglichst gleich sein. Die in dieser 8 gezeigte Switch-Capacitor-Realisierung arbeitet mit Transfergattern, die wechselweise mit einem von zwei nicht überlappenden Takten (ϕ1, ϕ2) geschaltet werden. Abgesehen von der Nichtüberlappung ist der eine Takt der inverse des anderen Taktes. Die Speicherkapazitäten befördern dabei jeweils eine gewisse Ladungsmenge mit jedem Halbtakt um einen Knoten weiter. Die Figur zeigt zwei Stränge. Die Stränge werden um jeweils einen Halbtakt versetzt betrieben. Hierdurch kommt es zu einem kontinuierlichen Ladungsabfluss. Werden die Takte abgeschaltet, was insbesondere in den Messphasen vorzugsweise der Fall ist, so fließt kein Strom mehr. Der so gebildete Arbeitswiderstand wird hochohmig. Wird der Takt der Entladung als von der Eingangsspannung abhängig gewählt, so kann die Entladung beispielsweise so gesteuert werden, dass sie bei größeren Eingangsspannungsdifferenzen größer und bei kleineren Eingangsspannungsdifferenzen kleiner ist und in einem vorgebbaren Bereich verschwindet. 9 shows a possible implementation of the discharge circuit R G 1 or the discharge resistors (R dis_1 , R dis_2 ) in 1 , These resistors must have a relatively high resistance and should typically be as equal as possible. The in this 8th shown switch-capacitor implementation works with transfer gates, which are switched alternately with one of two non-overlapping clocks (φ 1 , φ 2 ). Apart from the non-overlap, one clock is the inverse of the other clock. The storage capacities each transport a certain amount of charge with each half-cycle by one node on. The figure shows two strands. The strands are operated offset by a half-cycle each. This leads to a continuous charge discharge. If the clocks are turned off, which in particular In the measuring phases is preferably the case, then no more current flows. The working resistance formed in this way becomes high-impedance. If the cycle of the discharge is selected to be dependent on the input voltage, the discharge can be controlled, for example, so that it is larger with larger input voltage differences and smaller with smaller input voltage differences and disappears within a predefinable range.

10 zeigt ein weiteres Beispiel eines Entladenetzwerks RG als aktives Netzwerk. Die Transistoren T3 und T4 werden in Abhängigkeit von der Differenz der Eingangsspannung zwischen IP und IN leitend geschaltet. Der Differenzverstärker bildet dabei den Betrag der Differenz an seinen Eingängen und öffnet die Transistoren T3 und T4 entsprechend einer vorgegebenen Funktion in Abhängigkeit von diesem Differenzbetrag. Da die Kennlinie der Transistoren nicht linear ist, führt dies bei einem verschwindenden Differenzbetrag der Eingangsspannung zwischen IP und IN zu einem verschwindenden Leitwert der Transistoren T3 und T4. 10 shows another example of a discharge network R G as an active network. The transistors T 3 and T 4 are turned on in dependence on the difference of the input voltage between IP and IN. The differential amplifier forms the amount of the difference at its inputs and opens the transistors T 3 and T 4 according to a predetermined function in dependence on this difference. Since the characteristic of the transistors is not linear, this leads to a vanishing difference in the input voltage between IP and IN to a vanishing conductance of the transistors T 3 and T 4 .

11 zeigt eine weitere mögliche Implementierung eines Entladenetzwerkes RG. Eine erste Stromquelle speist mit dem Strom I jeweils zur Hälfte die MOS-Dioden T9 und T14. Der Strom durch die MOS-Diode T14 wird durch T13 vermindert. Der Strom durch die MOS-Diode T9 wird durch T11 vermindert. Eine zweite Stromquelle liefert einen Strom, der typischerweise 80% des Wertes des Stroms der ersten Stromquelle beträgt. 11 shows another possible implementation of a discharge network R G. A first current source feeds the current I in each case half of the MOS diodes T9 and T14. The current through the MOS diode T14 is reduced by T13. The current through the MOS diode T9 is reduced by T11. A second power source provides a current that is typically 80% of the value of the current of the first power source.

Da der Transistor T11 mit der MOS-Diode T12 einen Stromspiegel bildet und der Transistor T13 mit der gleichen MOS-Diode T12 einen Stromspiegel bildet, wird ein auf typischerweise 80% des Stromes I bezogener Offsetstrom von den Strömen durch T9 bzw. durch T14 angezogen.Since the transistor T11 forms a current mirror with the MOS diode T12 and the transistor T13 forms a current mirror with the same MOS diode T12, an offset current referred to typically 80% of the current I is attracted by the currents through T9 and T14, respectively.

Sind die Eingänge IP und IN ungleich vorgespannt, so führt dies zu einer unausgeglichenen Stromaufteilung durch die Differenzstufe aus T5 und T6. Dies äußert sich dann so, dass zusätzlicher Strom durch die MOS Dioden T9 oder T14 fließen kann, was zu einer Öffnung der Transistoren T7 und T15 oder T8 und T16 führt und somit zu einer Entladung der Eingangsknoten IP und IN.If the inputs IP and IN are biased unevenly, this results in an unbalanced current distribution by the differential stage of T5 and T6. This then manifests itself in that additional current can flow through the MOS diodes T9 or T14, resulting in an opening of the transistors T7 and T15 or T8 and T16 and thus a discharge of the input nodes IP and IN.

12 zeigt eine beispielhafte Entladewiderstandskennlinie einer Schaltung gemäß 11. Durch die geeignete Wahl der Stromspiegel- und Transistorverhältnisse kann erreicht werden, dass die Kennlinie des Eingangswiderstands einen extrem hochohmigen Bereich A aufweist, in dem der Eingangswiderstand praktisch nur vom Leckstrom der Schaltung bestimmt wird und einen Bereich B in dem eine Spannungsbegrenzung einsetzt und einen Bereich C, in dem der Eingangswiderstand sehr niederohmig ist. 12 shows an exemplary discharge resistance characteristic of a circuit according to 11 , By suitably selecting the current mirror and transistor ratios, it can be achieved that the characteristic curve of the input resistor has an extremely high-impedance region A, in which the input resistance is practically only determined by the leakage current of the circuit and a region B in which a voltage limitation is used and a region C. , in which the input resistance is very low impedance.

Die beiden Anschlüsse werden somit durch diese elektrische Schaltungsanordnung entladen, deren Äquivalentwiderstand bei einem Arbeitspunkt im Bereich A signifikant größer als bei Arbeitspunkt in den Bereichen B oder C ist.The two terminals are thus discharged by this electrical circuit arrangement whose equivalent resistance at a working point in the area A is significantly greater than at the operating point in the areas B or C.

Dies ermöglicht es, einen passiven Infrarot-Detektors so zu betreiben, dass die elektrischen Anschlüsse durch einen Strompfad entladen werden, wenn die Spannung außerhalb eines vorbestimmten Bereiches A liegt. Dabei hängt der Entladestrom durch diese Schaltung von der Eingangsspannung zwischen den elektrischen Anschlüssen IP und IN ab. In dem durch die Dimensionierungen vorgegebenen Bereich A der Eingangsspannung verschwindet der Entladestrom bis auf den Leckstrom der Transistoren. Dabei steigt der Entladestrom mit steigendem Betragsabstand der Eingangsspannung außerhalb dieses Bereiches A an. Der Eingangswiderstand RIN(IP-IN) hängt von der Differenzspannung V(IP-IN) zwischen den Eingängen IP und IN des Netzwerks RG ab. Der hier betrachtete Eingangswiderstand kann dabei sowohl als zwischen den Anschlüssen IP und IN befindlich angenommen werden als auch zwischen einem Anschluss IP oder IN auf der einen und dem Bezugspotenzial, beispielsweise Masse, auf der anderen Seite. Das Verhalten in 12 sollte vorzugsweise in jedem dieser beiden Betrachtungsfälle ähnlich sein. Bezugszeichenliste A Spannungsbereich in dem das Entladenetzwerk hochohmig ist ADC Analog zu Digital Wandler B Spannungsbereich in dem das Entladenetzwerk eine mittlere Leitfähigkeit aufweist C Spannungsbereich in dem das Entladenetzwerk eine höhere Leitfähigkeit aufweist C1 Erste Kapazität C1b Erstes integrierendes Filter (dritte Kapazität) C2 Zweite Kapazität CP Komparator CPb Komparator CPO Komparatorausgang CPIR Parasitäre Kapazität des PIR-Sensors PIR CS Stromausgang des Differenz-Transkonduktanz-Verstärkers DAC Digital-zu-Analog-Converter DF Nachgeschaltetes digitales Filter I1 Weitere Stromquelle 12 Stromquelle Ia1 Erster Stromteilerausgang Ia2 Zweiter Stromteilerausgang IN Erster Anschluss für den PIR Sensor Int Integrierendes Filter (im einfachsten Fall ein Auf-/Ab-Zähler) Intb Integrierendes Filter (im einfachsten Fall ein Auf-/Ab-Zähler) IN Zweiter Anschluss für den PIR Sensor INFB Abgriff an einer Widerstandskaskade (RFB) aus einzelnen Widerständen IPIR Stromquelle des Ersatzschaltbildes des PIR-Sensors Iref Referenzstromquelle IW1 Erste, als Arbeitswiderstand benutzte Stromquelle IW2 Zweite, als Arbeitswiderstand benutzte Stromquelle MUX Analoger 1:(n – 1) oder 1:n oder 1:(n + 1) Multiplexer. Dabei hat n vorzugsweise einen Wert größer als drei und/oder 4. Besonders vorteilhaft sind Werte von n = (2m – 2) mit m > 2 oder m > 3. Im vorliegenden Beispiel ist m = 6 gewählt. ON Erster Ausgang der Differenzstufe OP Zweiter Ausgang der Differenzstufe Out Ausgangsbus des digitalen Filters DF (= nachgeschaltetes Filter DF) ϕ1 Erster Takt des SC-Netzwerks zur Bildung eines Entladewiderstands ϕ2 Zweiter Takt des SC-Netzwerks zur Bildung eines Entladewiderstands. Der Takt ist im Wesentlichen invers zu ϕ1 und überlappt sich mit ϕ1 nicht. PIR PIR-Sensor R1 Erster Arbeitswiderstand R2 Zweiter Arbeitswiderstand Rdis_1 Erster ungünstiger Entladewiderstand im Stand der Technik. Dieser führt zu einer Belastung des Ausgangs IP und zu einer Reduzierung des Ausgangssignals. In der vorschlagsgemäßen Vorrichtung wird dieser Widerstand moduliert. Rdis_2 Zweiter ungünstiger Entladewiderstand im Stand der Technik. Dieser führt zu einer Belastung des Ausgangs IN und zu einer Reduzierung des Ausgangssignals. In der vorschlagsgemäßen Vorrichtung wird dieser Widerstand moduliert. RFB Widerstandskaskade aus einzelnen Widerständen. Ein Steuersignal (Val) steuert den Abgriff des Ausgangssignals INFB. Die Widerstandskaskade verhält sich also wie ein durch die Größe Val gesteuertes Potentiometer. Die Realisierung erfolgt ähnlich der Realisierung des Stromteilers aus Multiplexer MUX und Widerstandskaskade RM1 bis RMn. RG Entladenetzwerk. Diese Entladenetzwerk verhindert eine Aufladung des PIR-Sensors sowohl gegen Masse als auch der Anschlüsse des PIR-Sensors gegeneinander. RIN(IP-IN) Von der Differenzspannung V(IP-IN) zwischen den Eingängen IP und IN abhängiger Eingangswiderstand des Netzwerks RG. Der Eingangswiderstand kann dabei sowohl als zwischen den Anschlüssen IP und IN befindlich angenommen werden als auch zwischen einem Anschluss IP oder IN auf der einen und dem Bezugspotenzial, beispielsweise Masse, auf der anderen Seite. Das Verhalten in Fig. 12 sollte vorzugsweise in jedem dieser beiden Fälle ähnlich sein. RL1 Erster Arbeitswiderstand RL2 Zweiter Arbeitswiderstand RM Widerstand des Stromteilers. Es handelt sich um den Summenwert der Widerstandskette RM1 bis RMn aus n Widerständen. RM1 bis RMn Widerstände der Widerstandskette aus n Widerständen des Stromteiles der erfindungsgemäßen Differenzstufe RPIR Innenwiderstand des PIR-Sensors PIR, der parallel zu den Ausgängen des PIR Sensors liegt (siehe Fig. 1) RPIR_C Serienwiderstand der parasitären Kapazität CPIR. Sb Erster Knoten T ADC Ausgang mit typischerweise geringerer Bit-breite als der Bus Out T1 Erster Transistor der Differenzstufe T2 Zweiter Transistor der Differenzstufe T3 Dritter Transistor T4 Vierter Transistor T5 bis T16 Transistoren eines beispielhaften weiteren Entladenetzwerks. Val Steuereingang des Multiplexers MUX V(IP-IN) Spannung zwischen den Ausgängen des PIR Sensors und damit zwischen den Eingängen des Entladenetzwerks RG Vref Referenzspannung This makes it possible to operate a passive infrared detector so that the electrical connections are discharged through a current path when the voltage is outside a predetermined range A. The discharge current through this circuit depends on the input voltage between the electrical connections IP and IN. In the predetermined by the dimensions range A of the input voltage of the discharge current disappears except for the leakage current of the transistors. In this case, the discharge current increases with increasing absolute value of the input voltage outside this range A. The input resistance RIN (IP-IN) depends on the differential voltage V (IP-IN) between the inputs IP and IN of the network R G. The input resistance considered here can be assumed to be located between the terminals IP and IN as well as between a terminal IP or IN on the one hand and the reference potential, for example ground, on the other hand. The behavior in 12 should preferably be similar in each of these two cases. LIST OF REFERENCE NUMBERS A Voltage range in which the Entladenetzwerk is high impedance ADC Analog to digital converter B Voltage range in which the discharge network has a medium conductivity C Voltage range in which the discharge network has a higher conductivity C 1 First capacity C 1b First integrating filter (third capacity) C 2 Second capacity CP comparator CP b comparator CPO comparator output C PIR Parasitic capacity of the PIR sensor PIR CS Current output of the differential transconductance amplifier DAC Digital-to-Analog Converter DF Downstream digital filter I 1 Further power source 12 power source I a1 First flow divider output I a2 Second flow divider output IN First connection for the PIR sensor Int Integrating filter (in the simplest case an up / down counter) Int b Integrating filter (in the simplest case an up / down counter) IN Second connection for the PIR sensor IN FB Tap on a resistor cascade (RFB) of individual resistors I PIR Current source of the equivalent circuit of the PIR sensor I ref Reference current source IW 1 First, used as a working resistor power source IW 2 Second, used as a working resistor power source MUX Analog 1: (n-1) or 1: n or 1: (n + 1) multiplexer. In this case, n preferably has a value greater than three and / or 4. Values of n = (2 m -2) with m> 2 or m> 3 are particularly advantageous. M = 6 is selected in the present example. ON First output of the differential stage operating room Second output of the differential stage Out Output bus of the digital filter DF (= downstream filter DF) φ 1 First clock of the SC network to form a discharge resistor φ 2 Second clock of the SC network to form a discharge resistor. The clock is essentially inverse to φ 1 and does not overlap with φ 1 . PIR PIR sensor R 1 First resistance to work R 2 Second resistance to work R dis_1 First unfavorable discharge resistor in the prior art. This leads to a load on the output IP and to a reduction of the output signal. In the proposed device, this resistance is modulated. R dis_2 Second unfavorable discharge resistor in the prior art. This leads to a load on the output IN and to a reduction of the output signal. In the proposed device, this resistance is modulated. R FB Resistor cascade of individual resistors. A control signal (Val) controls the tap of the output signal IN FB . The resistance cascade behaves like a potentiometer controlled by the size Val. The implementation is similar to the realization of the current divider multiplexer MUX and resistor cascade R M1 to R Mn . R G Entladenetzwerk. This discharge network prevents charging of the PIR sensor against both ground and the terminals of the PIR sensor against each other. RIN (IP-IN) From the differential voltage V (IP-IN) between the inputs IP and IN dependent input resistance of the network R G. The input resistance can be assumed to be both between the terminals IP and IN and between a terminal IP or IN on one side and the reference potential, for example ground, on the other side. The behavior in Figure 12 should preferably be similar in each of these two cases. R L1 First resistance to work R L2 Second resistance to work R M Resistor of the current divider. It is the sum of the resistance chain R M1 to R Mn of n resistors. R M1 to R Mn Resistors of the resistor chain of n resistors of the current portion of the differential stage according to the invention R PIR Internal resistance of the PIR sensor PIR, which is parallel to the outputs of the PIR sensor (see FIG. 1) R PIR_C Series resistance of the parasitic capacitance C PIR . S b First node T ADC output with typically lower bit width than the bus out T 1 First transistor of the differential stage T 2 Second transistor of the differential stage T 3 Third transistor T 4 Fourth transistor T5 to T16 Transistors of an exemplary further discharge network. Val Control input of the multiplexer MUX V (IP-IN) Voltage between the outputs of the PIR sensor and thus between the inputs of the discharge network R G V ref reference voltage

Claims (3)

Vorrichtung zum Betreiben eines passiven Infrarot-Detektors (PIR), – wobei der passive Infrarot-Detektor (PIR) ein Zweipol ist – und wobei der passive Infrarot-Detektor (PIR) im Ersatzschaltbild durch eine Stromquelle symbolisiert werden kann, • die einen Strom (IPIR) abhängig von der Änderung der Bestrahlung liefert und • der eine Kapazität (CPIR) parallel geschaltet ist, und – wobei der passive Infrarot-Detektor (PIR) mit zwei elektrischen Anschlüssen, einem ersten Anschluss und einem zweiten Anschluss, versehen ist und – wobei die Vorrichtung mit einer Differenzstufe • mit einem ersten Eingangstransistor (T1) der Differenzstufe und • mit einem zweiten Eingangstransistor (T2) der Differenzstufe versehen ist und – wobei der erste elektrische Anschluss des besagten passiven Infrarot-Detektors (PIR) mit dem Steuereingang des zugeordneten ersten Eingangstransistors (T1) der Differenzstufe der Vorrichtung verbunden ist, und – wobei der zweite elektrische Anschluss des besagten passiven Infrarot-Detektors (PIR) mit dem Steuereingang des zugeordneten zweiten Eingangstransistors (T2) der Differenzstufe der Vorrichtung verbunden ist, und – wobei ein Kontakt des ersten Eingangstransistors (T1) der Differenzstufe der Vorrichtung mit dem ersten Stromteilerausgang (Ia1) eines steuerbaren Stromteilers (MUX, RM1 bis RMn) der Vorrichtung verbunden ist und – wobei ein Kontakt des zweiten Eingangstransistors (T2) der Differenzstufe der Vorrichtung mit dem zweiten Stromteilerausgang (Ia2) des steuerbaren Stromteilers (MUX, RM1 bis RMn) der Vorrichtung verbunden ist und – wobei der besagte Stromteiler (MUX, RM1 bis RMn) der Vorrichtung den Strom einer Referenzstromquelle (Iref) der Vorrichtung in Abhängigkeit von einem Steuereingang (Val) auf den ersten Stromteilerausgang (Ia1) und den zweiten Stromteilerausgang (Ia2) aufteilt und – wobei der andere Kontakt des ersten Eingangstransistors (T1) der Differenzstufe der Vorrichtung mit einem integrierenden Filter (C1, R1) der Vorrichtung und/oder einem ersten Anschluss einer ersten Kapazität (C1) der Vorrichtung verbunden ist und – wobei der andere Kontakt des zweiten Eingangstransistors (T2) der Differenzstufe der Vorrichtung mit einem integrierenden Filter (C2, R2) der Vorrichtung und/oder einem ersten Anschluss einer zweiten Kapazität (C2) der Vorrichtung verbunden ist und – wobei die Ausgangswerte dieser vorgenannten integrierenden Filter ([C1, R1], [C2, R2]) und/oder Kapazitäten (C1, C2) durch mindestens einen Komparator (CP) der Vorrichtung miteinander verglichen werden und – wobei das Komparatorausgangssignal (CPO) dieses Komparators (CP) der Vorrichtung mindestens ein weiteres digitales integrierendes Filter (Int) der Vorrichtung steuert und – wobei der Steuereingang (Val) des besagten Stromteilers (MUX, RM1 bis RMn), der den Strom der Referenzstromquelle (Iref) der Vorrichtung aufteilt, direkt oder indirekt vom Zahlenwert des weiteren digitalen integrierenden Filters (Int) der Vorrichtung abhängt.Device for operating a passive infrared detector (PIR), - wherein the passive infrared detector (PIR) is a dipole - and wherein the passive infrared detector (PIR) in the equivalent circuit diagram can be symbolized by a current source, • a current ( I PIR ) depending on the change in irradiation and • of which a capacitance (C PIR ) is connected in parallel, and - wherein the passive infrared detector (PIR) is provided with two electrical connections, a first connection and a second connection, and - wherein the device is provided with a differential stage • with a first input transistor (T 1 ) of the differential stage and • with a second input transistor (T 2 ) of the differential stage and - wherein the first electrical connection of said passive infrared detector (PIR) with the Control input of the associated first input transistor (T 1 ) of the differential stage of the device is connected, and - wherein the second electrical Connection of said passive infrared detector (PIR) is connected to the control input of the associated second input transistor (T 2 ) of the differential stage of the device, and - Wherein a contact of the first input transistor (T 1 ) of the differential stage of the device with the first current divider output (I a1 ) of a controllable current divider (MUX, R M1 to R Mn ) of the device is connected and - wherein a contact of the second input transistor (T 2 ) of the differential stage of the device is connected to the second current divider output (I a2 ) of the controllable current divider (MUX, R M1 to R Mn ) of the device, and - said current divider (MUX, R M1 to R Mn ) of the device receiving the current of a reference current source (I ref ) of the device as a function of a control input (Val) to the first current divider output (I a1 ) and the second current divider output (I a2 ) divided and - wherein the other contact of the first input transistor (T 1 ) of the differential stage of the device with a integrating filter (C 1 , R 1 ) of the device and / or a first terminal of a first capacitor (C 1 ) of the device is connected and - the other contact of the second input transistor (T 2 ) of the device's differential stage is connected to an integrating filter (C 2 , R 2 ) of the device and / or a first terminal of a second capacitance (C 2 ) of the device, and the output values of the aforementioned integrating filters ([C 1 , R 1 ], [C 2 , R 2 ]) and / or capacitances (C 1 , C 2 ) are compared by at least one comparator (CP) of the device and - the comparator output signal (CPO) this comparator (CP) of the device controls at least one further digital integrating filter (Int) of the device, and - the control input (Val) of said current divider (MUX, R M1 to R Mn ) representing the current of the reference current source (I ref ) of the Device divides, directly or indirectly depends on the numerical value of the further digital integrating filter (Int) of the device. Vorrichtung nach Anspruch 1 – wobei das weitere digitale integrierende Filter der Vorrichtung ein Aufwärts-/Abwärtszähler (Int, Intb) der Vorrichtung ist und – das Komparatorausgangssignal (CPO) eines Komparators (CP) der Vorrichtung mindestens diesen Aufwärts-/Abwärtszähler (Int) der Vorrichtung in seiner Zählrichtung steuert und – wobei der Aufwärts-/Abwärtszähler (Int) der Vorrichtung in vorgegebenen und/oder programmierbaren Zeitabständen seinen Zahlenwert inkrementiert oder dekrementiert.Device according to claim 1 - the further digital integrating filter of the device being an up / down counter (Int, Int b ) of the device and - the comparator output signal (CPO) of a comparator (CP) of the device comprising at least this up / down counter (Int) the device controls in its counting direction and - wherein the up / down counter (Int) of the device increments or decrements its numerical value at predetermined and / or programmable time intervals. Vorrichtung Anspruch 1 oder 2, wobei dem weiteren digitalen integrierenden Filter (Int) ein zweites weiteres digitales Filter (DF) der Vorrichtung nachgeordnet ist.Device according to claim 1 or 2, wherein the further digital integrating filter (Int) a second further digital filter (DF) is arranged downstream of the device.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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US4377808A (en) 1980-07-28 1983-03-22 Sound Engineering (Far East) Limited Infrared intrusion alarm system
WO2004090570A2 (en) 2003-04-07 2004-10-21 Microsystems On Silicon (Pty) Ltd. Sensing device for sensing a physical parameter

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