DE102012101921B4

DE102012101921B4 - Schaltungstopologien und Verfahren für die Magnetstimulation

Info

Publication number: DE102012101921B4
Application number: DE102012101921.5A
Authority: DE
Inventors: Hans-Georg Herzog; Thomas Weyh; Stefan Götz
Original assignee: Technische Universitaet Muenchen
Current assignee: Technische Universitaet Muenchen
Priority date: 2012-03-07
Filing date: 2012-03-07
Publication date: 2017-08-10
Anticipated expiration: 2032-03-08
Also published as: WO2013131639A1; DE102012101921A1

Abstract

Vorrichtung zum Erzeugen von Stimulationspulsen zur induktiven Neuronreizung mit: wenigstens einer Stimulationsspule (L); und wenigstens einer ersten Halbbrückenschaltung, deren Ausgangsanschluss mit der Stimulationsspule (L) elektrisch verbunden ist; wobei die erste Halbbrückenschaltung eine Mehrniveauhalbbrücke mit mindestens drei unterschiedlichen Spannungsniveaus ist.

Description

Gebiet der Erfindung
Die Erfindung bezieht sich auf Vorrichtungen zum Erzeugen von Stimulationspulsen zur induktiven Neuronreizung, insbesondere auf Schaltungstopologien zur Erzeugung von Magnetstimulationspulsen, unter anderem zur transkraniellen Magnetstimulation (TMS).
Hintergrund und Stand der Technik
Die Magnetstimulation, bei welcher durch von außen einwirkende elektromagnetische Felder im Körpergewebe bestimmte Zellen gereizt werden, gilt als die derzeit einzige schmerzfreie nicht-invasive Methode zur Reizung von Neuronen im Gehirn eines Patienten. Daneben findet sie in den letzten Jahren auch vermehrt Anwendungen in der Peripherie des Nervensystems bei der medizinischen Rehabilitation.
Die Magnetstimulation beruht üblicherweise auf dem Prinzip der magnetischen Induktion. Eine Leiterspule, die sogenannte Behandlungsspule oder Stimulationsspule, wird in der Nähe eines Patienten platziert und von einem zeitlich veränderlichen Strom durchflossen, so dass sich ein entsprechend zeitlich verändertes Magnetfeld einstellt, welches das Gewebe des Patienten durchdringt und darin zeitlich veränderliche elektrische Felder induziert. Diese Felder stimulieren die Neuronen. Ein Vorteil der induktiven Magnetstimulation liegt in der Berührungslosigkeit, da das Magnetfeld der Spule Körpergewebe auch in einem gewissen Abstand zur Spule erreicht. Zudem ist das Verfahren im Gegensatz zur elektrischen Stimulation über Elektroden nahezu völlig schmerzfrei, da hohe Stromdichten in Gebieten mit hoher Nociceptordichte, beispielsweise der Haut, vermieden werden. Das Verfahren eignet sich aus diesen Gründen auch gut zur Reizung tiefliegender Gewebestrukturen, z. B. der Gehirnrinde durch den Schädelknochen hindurch, sowie zur schmerzfreien Muskelstimulation.
Die zur Stimulation erforderlichen Potentialschwankungen an der Neuronmembran liegen im Bereich von nur einigen wenigen Millivolt. Die gegenwärtig verfügbaren Stimulationsgeräte, welche zumeist nach dem Prinzip des resonanten Schwingkreises arbeiten, erfordern dennoch Pulsleistungen im Megawatt-Bereich mit einer Abwärme von teilweise mehreren Kilowatt. Die Stimulationsspule erwärmt sich dabei so stark, dass die Anwendungsdauer in einer typischen Behandlungssitzung oft auf nur wenige Minuten begrenzt ist. Ferner schränkt der Leistungsbedarf, vor allem wegen der nötigen Kapazität der Netzteile und der hohen Pulsraten, die praktische Verwendbarkeit der magnetischen Stimulation stark ein. Für die derzeit effizientesten Protokolle der Neuromodulation werden für einen einzelnen Patienten bis zu vier Stimulatoren gekoppelt und alternierend betrieben, um diese Schwäche notdürftig zu umgehen. Solche Stimulationsgeräte sind jedoch groß, schwer und unhandlich und für einen Betrieb abseits von Großkliniken gegenwärtig kaum geeignet.
Eine konventionelle Schaltungstopologie zur Erzeugung von kontrollierten magnetischen Pulsen hoher Intensität für die transkranielle Magnetstimulation ist in 1 gezeigt. Sie umfasst einen Schwingkreis aus einem Hochspannungskondensator C, beispielsweise einem Folienkondensator, und einer Stimulationsspule L, welche über einen Schalter Q, beispielsweise einen Transistor, verbunden sind. Eine Ladeschaltung lädt den Kondensator C auf eine Spannung von mehreren 1000 V auf. Der Energieinhalt des Kondensators kann dabei einige 100 J betragen. Ein Schließen des Schalters Q initiiert dann den Stromfluss durch die Spule L und erzeugt dort das Stimulationsfeld. Der größte Teil der Energie geht jedoch als Abwärme über den Widerstand R verloren.
Eine Weiterentwicklung, welche die Abwärmeverluste begrenzt, ist die in 2 schematisch gezeigte Schaltungstopologie aus A. V. Peterchev et al., „Repetitive Transcranial Magnetic Stimulator with Controllable Pulse Parameters”, Journal of Neural Engineering, Vol. 8, Nr. 3 (2011) 036016. In dieser Halbbrückenkonfiguration wird die Stimulationsspule L über Schalter Q₁ bzw. Q₂ alternierend mit den Hochspannungskondensatoren C_p bzw. C_m verbunden. Die dem ersten Kondensator C_p beim Schließen des Schalters Q₁ entzogene Energie, welche nicht in der Spule L in den magnetischen Puls umgesetzt wird, kann zumindest teilweise an den zweiten Kondensator C_m zurückgespeist werden. Beim darauffolgenden Schließen des Schalters Q₂ speist der Kondensator C_m dann umgekehrt den Kondensator C_p, so dass die Abwärmeverluste im Vergleich zur Schaltkonfiguration der 1 geringer sind. Zusätzlich erhöht die Verwendung zweier unabhängiger Kondensatoren C_p und C_m mit jeweils getrennten Ladeschaltungen die Flexibilität bei der Erzeugung der Pulsformen.
Eine Weiterentwicklung der Halbbrückenschaltung der 2 zu einer Vollbrücke ist in 3 gezeigt und in A. V. Peterchev, „Circuit Topology Comparison and Design Analysis for Controllable Pulse Parameter Transcranial Magnetic Stimulators”, Proceedings of the 5th International IEEE EMBS Conference on Neural Engineering 2011, S. 646 in weiteren Einzelheiten beschrieben. Die Vollbrückenschaltung umfasst im Gegensatz zur Konfiguration der 2 vier Schalter Q₁, Q₂, Q₃, Q₄, so dass an jeden Anschluss der Stimulationsspule L zwei unterschiedliche Spannungsniveaus angelegt werden können. Wird die Ladespannung des Kondensators C_p mit V bezeichnet, kann die Stimulationsspule L daher zwischen den Spannungen V, –V und 0 geschaltet werden. Wird diese Schaltungskonfiguration durch einen zweiten Kondensatorzweig (mit Ladespannung V') ergänzt, lässt sich an der Spule auch die Differenzspannung V-V' einstellen. Weitere Einzelheiten zu den so erreichbaren Pulsformen sind den Patentschriften US 7,753,836 B2 und US 7 946 973 B2 entnehmbar.
Die Schaltungskonfigurationen der 2 und 3 erhöhen die Flexibilität bei der Ausbildung von magnetischen Pulsen und reduzieren gleichzeitig die Wärmeverluste. Die Erzeugung ausreichend hoher Potentialschwankungen an der Neuronmembran erfordert mit diesen Schaltungen aber weiterhin sehr hohe Pulsleistungen.
In der teilweise auf die Erfinder zurückgehenden Studie S. M. Götz et al., „Analysis and Optimisation of Pulse Dynamics for Magnetic Stimulation”, arXiv: 1106.3452v1, 17. Juni 2011, wurde durch aufwendige Simulationsrechnungen erkannt, dass sich die energetische Effizienz der magnetischen Stimulation durch geschickte Wahl der Pulsform entscheidend erhöhen lässt. In einer numerischen Optimierung für die magnetische Reizung von Aα-Fasern und obere Motoneuronen, die zu den Pyramidalneuronen gehören und ein bevorzugtes Ziel der Magnetstimulation darstellen, hat sich eine Vorflanke mit verhältnismäßig langsamer Dynamik, welche dem Hauptpuls vorangeht und ihm in der Stromrichtung entgegengesetzt ist, als besonders vorteilhaft und energieeffizient erwiesen. Ein entsprechender zeitlicher Verlauf des Spulenstroms ist schematisch in 4 gezeigt, welche Götz et al. entnommen ist. Die Vorflanke 10, welche mit einem Absinken des Trägers ins Negative den eigentlichen Hauptpuls 12 einleitet, ist in 4 deutlich zu erkennen. Der Vorpuls ermöglicht durch das Absinken des Trägers ins Negative eine sich anschließende relativ lange steigende Flanke des Hauptpulses 12, welche wiederum eine hohe induzierte elektrische Feldstärke ermöglicht. Gleichzeitig werden die Spitzenströme, welche sich quadratisch auf die Verlustleistung auswirken, begrenzt. Der Maximalwert der Ableitung, welche ein Maß für die Dynamik darstellt, kann in der Vorphase um mehr als das Hundertfache geringer sein als die im Hauptpuls erreichten Steigungswerte. Die Simulationsrechnungen in S. M. Götz et al. haben ergeben, dass sich durch geeignet geformte Pulse, insbesondere durch den Einsatz von Vorflanken, die Energieverluste bei der Erzeugung der magnetischen Pulse um ein Mehrfaches gegenüber den bisher angewandten Verfahren reduzieren lassen. Keine der konventionellen Magnetstimulationsvorrichtungen ist jedoch dazu eingerichtet, Pulse der Form, wie sie sich in der Studie als besonders vorteilhaft erwiesen haben, zu generieren.
Das Ziel der vorliegenden Erfindung besteht daher darin, Vorrichtungen und Verfahren zum Erzeugen von Stimulationspulsen bereitzustellen, welche die Verlustleistung beim Erzeugen der magnetischen Pulse begrenzen und die Generierung der dafür erforderlichen Pulsformen ermöglichen. Eine Steigerung der Flexibilität bei der Erzeugung der magnetischen Pulse und Pulsformen ist auch deshalb wünschenswert, weil die elektrische Dynamik von Nervenzellen vielfältig ist und die Anregung daher idealerweise auf den Typ der zu untersuchenden Nervenzellen abgestimmt werden sollte.
Überblick über die Erfindung
Diese Aufgabe wird durch eine Vorrichtung zum Erzeugen von Stimulationspulsen zur induktiven Neuronreizung mit den Merkmalen von Anspruch 1 und von Anspruch 9 und ein Verfahren zum Erzeugen eines magnetischen Stimulationspulses nach Anspruch 19 gelöst. Die abhängigen Ansprüche betreffen vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung.
Eine Vorrichtung zum Erzeugen von Stimulationspulsen zur induktiven Neuronreizung gemäß einem ersten Aspekt der Erfindung umfasst wenigstens eine Stimulationsspule und wenigstens eine erste Halbbrückenschaltung, deren Ausgangsanschluss mit der Stimulationsspule elektrisch verbunden ist. Die erste Halbbrückenschaltung ist eine Mehrniveauhalbbrücke mit mindestens drei unterschiedlichen Spannungsniveaus.
Eine Halbbrückenschaltung im Sinne der Erfindung kann jede Schaltungstopologie sein, welche Spannungsteilerelemente aufweist, um eine an die Halbbrücke angelegte Speisespannung in mindestens drei Spannungsniveaus aufzuteilen und diese Teilspannungen mittels Schaltelementen an dem Ausgangsanschluss, welcher mit der Stimulationsspule elektrisch verbunden ist, bereitzustellen. Die Teilerelemente können insbesondere Kondensatoren umfassen.
Die Teilung kann durch einen fixen Spannungsteiler erfolgen oder auch einen schaltbaren Anteil besitzen, um beispielsweise elektrische Speicherelemente (Kondensatoren) oder magnetische Speicherelemente (Induktivitäten) auf unterschiedliche Niveaus zu laden und zu entladen (oft als „flying level”, „flying capacitor”, „dynamic level shifting” oder „floating” bezeichnet), wie im Folgenden in weiteren Einzelheiten ausgeführt wird.
Das Bereitstellen der mittels der Teilerelemente aufgeteilten Spannungsniveaus an den Ausgangsanschluss kann über passive Schaltelemente, beispielsweise Dioden, und/oder aktive Schaltelemente, beispielsweise Transistoren, erfolgen.
In einer bevorzugten Ausführungsform kann die erste Halbbrückenschaltung eine Halbbrücke vom Typ eines diodengeklemmten Wechselrichters (neutral-point clamped inverter) sein, insbesondere vom Typ eines aktiven diodengeklemmten Wechselrichters (active neutral-point clamped inverter).
Die erste Halbbrückenschaltung kann auch von Typ eines kapazitätsgeklemmten Wechselrichters sein (in der Fachsprache auch als capacitor-clamped-inverter oder flying-capacitor-inverter bezeichnet).
Solche Spannungsteilerhalbbrücken sind Entwicklungen der Hochspannungsschaltungstechnik und werden dort vorzugsweise zum Schalten von Spannungen im Kilovolt-Bereich eingesetzt, beispielsweise im Hochspannungsleitungsnetz. Beispielhafte Schaltungskonfigurationen und ihre Eigenschaften sind beschrieben in J. Rodriguez et al., „Multilevel Inverters: A Survey of Topologies, Controls, and Applications”, IEEE Transactions on Industrial Electronics, Vol. 49, Nr. 4, August 2002, S. 724 ff., sowie J. S. Lai et al., „Multilevel Converters – A New Breed of Power Converters”, IEEE Transactions on Industry Applications, Vol. 32, Nr. 3, Mai/Juni 1996, S. 509 ff, ebenso in D. Schröder, ”Leistungselektronische Schaltungen”, Springer Verlag, 2. Aufl., Berlin 2008 (insbesondere S. 610 ff.). Die Erfinder haben erkannt, dass sich diese Schaltungstopologien jenseits der Hochspannungsübertragungstechnik auch in der induktiven magnetischen Stimulation einsetzen lassen, um energieeffiziente Pulsformen zu erzeugen und gleichzeitig die Flexibilität bei der Ausbildung unterschiedlicher Pulsformen zu erhöhen.
Eine Halbbrückenschaltung vom Typ eines diodengeklemmten Inverters kann eine Kondensatorreihe von mindestens zwei in Reihe geschalteten Kondensatoren sowie eine zu der Kondensatorreihe parallel geschaltete Schalterreihe von mindestens vier in Reihe geschalteten Schaltelementen umfassen, wobei die Schalterreihe über den Ausgangsanschluss mit der Stimulationsspule elektrisch verbunden ist und wobei ein neutraler Punkt zwischen einem ersten Kondensator und einem zweiten Kondensator der Kondensatorreihe über ein erstes Schaltelement (oder eine erste Diode) und über ein zweites Schaltelement (oder eine zweite Diode) mit der Schalterreihe verbunden sein kann.
Allgemein kann eine diodengeklemmte Inverterhalbbrücke mit m Niveaus m – 1 Kondensatoren in der Kondensatorreihe sowie 2(m – 1) Schaltelemente und (m – 1)·(m – 2) Dioden umfassen.
Eine kapazitätsgeklemmte Halbbrückenschaltung umfasst in einer bevorzugten Ausführungsform eine Kondensatorreihe von mindestens zwei in Reihe geschalteten Kondensatoren und eine zu der Kondensatorreihe parallel geschaltete Schalterreihe von mindestens vier in Reihe geschalteten Schaltelementen, wobei die Schalterreihe über den Ausgangsanschluss mit der Stimulationsspule elektrisch verbunden ist und wobei der Ausgangsanschluss über wenigstens zwei der Schaltelemente der Schalterreihe mit einem Klemmkreis verbunden ist, welcher zumindest einen Kondensator umfasst.
Allgemein kann eine kapazitätsgeklemmte Halbbrückenschaltung mit m Spannungsniveaus m – 1 Kondensatoren in der Kondensatorreihe und (m – 1)·(m – 2)/2 Kondensatoren in dem Klemmkreis sowie 2·(m – 1) Schaltelemente in der Schalterreihe umfassen.
In einer bevorzugten Weiterbildung ist die erste Halbbrückenschaltung eine Mehrniveauhalbbrücke mit mindestens fünf unterschiedlichen Spannungsniveaus.
In einer Weiterbildung umfasst die erste Halbbrückenschaltung eine Spannungsteilerhalbbrücke vom Typ eines diodengeklemmten Inverters mit mindestens fünf unterschiedlichen Spannungsniveaus oder eines kapazitätsgeklemmten Inverters mit mindestens fünf unterschiedlichen Spannungsniveaus. Dadurch lässt sich die Freiheit bei der Ausbildung der Pulsformen zusätzlich steigern.
In einer bevorzugten Ausführungsform umfasst die erfindungsgemäße Vorrichtung zusätzlich eine Spannungsquelle, welche mit der Kondensatorreihe in Reihe geschaltet ist. Sie kann als Ladespannungsquelle dienen, um die Kondensatoren der Kondensatorreihe auf eine jeweilige Ladespannung aufzuladen.
Die Schaltelemente der Schalterreihe können dazu eingerichtet sein, die Kondensatoren der Kondensatorreihe selektiv und/oder alternierend mit dem Ausgangsanschluss der Stimulationsspule zu verbinden, um ein vorbestimmtes Spannungsniveau an die Stimulationsspule anzulegen und auf diese Weise einen Spulenstrom in der Stimulationsspule zu erzeugen, welcher einen magnetischen Stimulationspuls induziert.
In einer Weiterbildung umfasst die Vorrichtung zusätzlich eine zweite Halbbrückenschaltung, deren Ausgangsanschluss mit der Stimulationsspule elektrisch verbunden ist. Die zweite Halbbrückenschaltung kann über die Stimulationsspule mit der ersten Halbbrückenschaltung zu einer Vollbrückenschaltung zusammengeschaltet werden. Durch Kombination der ersten Halbbrückenschaltung mit der zweiten Halbbrückenschaltung lässt sich die Anzahl der Spannungsniveaus, welche an die Stimulationsspule angelegt werden können, steigern, so dass die Flexibilität der Wahl der Pulsform weiter erhöht wird.
Die zweite Halbbrückenschaltung ist vorzugsweise gleichfalls eine Mehrniveauhalbbrücke, vorzugsweise eine Mehrniveauhalbbrücke mit mindestens drei unterschiedlichen Spannungsniveaus.
Die zweite Halbbrückenschaltung kann insbesondere vom Typ eines diodengeklemmten Inverters mit mindestens drei unterschiedlichen Spannungsniveaus oder vom Typ eines kapazitätsgeklemmten Inverters mit mindestens drei unterschiedlichen Spannungsniveaus sein.
Die Konfiguration und Eigenschaften der zweiten Halbbrückenschaltung können denen der ersten Halbbrückenschaltung gleichen.
Insbesondere kann die zweite Halbbrückenschaltung eine Kondensatorreihe von mindestens zwei in Reihe geschalteten Kondensatoren und eine zu der Kondensatorreihe parallel geschaltete Schalterreihe von mindestens vier in Reihe geschalteten Schaltelementen umfassen, wobei die Schalterreihe über den Ausgangsanschluss mit der Stimulationsspule elektrisch verbunden ist und wobei ein neutraler Punkt zwischen einem ersten Kondensator und einem zweiten Kondensator der Kondensatorreihe über ein erstes Schaltelement oder eine erste Diode und über ein zweites Schaltelement oder eine zweite Diode mit der Schalterreihe verbunden ist.
Die zweite Halbbrückenschaltung kann auch eine Kondensatorreihe von mindestens zwei in Reihe geschalteten Kondensatoren und eine zu der Kondensatorreihe parallel geschaltete Schalterreihe von mindestens vier in Reihe geschalteten Schaltelementen umfassen, wobei die Schalterreihe über den Ausgangsanschluss mit der Stimulationsspule elektrisch verbunden ist und wobei der Ausgangsanschluss über wenigstens zwei der Schaltelemente der Schalterreihe mit einem Klemmkreis verbunden ist, welcher zumindest einen Kondensator umfasst.
In einer bevorzugten Ausführungsform umfasst die zweite Halbbrückenschaltung eine Spannungsteilerhalbbrücke vom Typ eines diodengeklemmten Inverters mit mindestens fünf unterschiedlichen Spannungsniveaus oder eines kapazitätsgeklemmten Inverters mit mindestens fünf unterschiedlichen Spannungsniveaus.
Die erfindungsgemäße Vorrichtung zum Erzeugen von Stimulationspulsen erlaubt es, die erste Halbbrückenschaltung in beliebiger Weise mit einer zweiten Halbbrückenschaltung zu einer Vollbrücke zu verbinden. Sie ist insofern vollkommen modular. Die zweite Halbbrückenschaltung kann der ersten Halbbrückenschaltung gleich sein oder sich von ihr unterscheiden. Dadurch ergibt sich die Möglichkeit, auf einfache Weise eine Schaltungstopologie mit einer Vielzahl unterschiedlicher Spannungsniveaus bereitzustellen, welche für die Erzeugung von Stimulationspulsen besonders gut geeignet sind.
In einer Weiterbildung ist die zweite Halbbrückenschaltung gegenüber der ersten Halbbrückenschaltung verstimmt.
Als „verstimmt” im Sinne der Erfindung kann eine Schaltungskonfiguration bezeichnet werden, bei welcher zumindest ein Spannungsniveau der zweiten Halbbrückenschaltung nicht mit zumindest einem korrespondierenden Spannungsniveau der ersten Halbbrückenschaltung übereinstimmt. In einer bevorzugten Ausführungsform ist die relative Verstimmung der zweiten Halbbrückenschaltung gegenüber der ersten Halbbrückenschaltung größer als 1%, vorzugsweise größer als 2% und besonders vorzugsweise größer als 5%.
Die relative Verstimmung kann beispielsweise bestimmt werden als Verhältnis |V₁ – V₂| / |V₁| oder |V₁ – V₂| / |V₂| des Absolutwertes der Differenz zweier korrespondierender Spannungsniveaus V₁, V₂ in der ersten bzw. zweiten Halbbrückenschaltung zu dem Absolutwert des entsprechenden Spannungsniveaus der ersten oder zweiten Halbbrückenschaltung.
In einer bevorzugten Ausführungsform ist die relative Verstimmung kleiner als 20%, vorzugsweise kleiner als 30%.
In einer Weiterbildung weisen die erste Halbbrückenschaltung und die zweite Halbbrückenschaltung beide mindestens m Spannungsniveaus auf, wobei m jede beliebige natürliche Zahl sein kann, vorzugsweise eine natürliche Zahl nicht größer als 100, besonders vorzugsweise nicht größer als 50 und insbesondere nicht größer als 10, und wobei bei einer Ordnung der Spannungsniveaus der ersten Halbbrücke und der zweiten Halbbrücke der Große nach das n-te Spannungsniveau der zweiten Halbbrücke gegen das n-te Spannungsniveau der ersten Halbbrücke relativ verstimmt ist für zumindest ein n = 1, ..., m. Es können auch mehrere korrespondierende Spannungsniveaus oder alle korrespondierenden Spannungsniveaus gegeneinander relativ verstimmt sein.
Eine relative Verstimmung lässt sich beispielsweise erreichen, indem die Spannungsniveaus einer Halbbrücke nicht äquidistant aufgeteilt, sondern in ungleich hohe Stufen zerlegt sind.
Damit lassen sich an der Stimulationsspule die im Vergleich zum Absolutwert der Spannungsniveaus verhältnismäßig kleinen Differenzspannungen anlegen, welche für die Erzeugung der Vorflanke besonders gut geeignet sind.
Ein ähnlicher Effekt lässt sich auch erreichen, wenn die Anzahl der Spannungsniveaus in der zweiten Halbbrückenschaltung nicht mit der Anzahl der Spannungsniveaus in der ersten Halbbrückenschaltung übereinstimmt.
In einer bevorzugten Ausführungsform umfasst die erste Halbbrückenschaltung eine erste Ladespannungsquelle und die zweite Halbbrückenschaltung eine zweite Ladespannungsquelle, welche von der ersten Ladespannungsquelle verschieden und elektrisch trennbar ist.
Eine Trennung der Ladespannungen der beiden Brücken zusammen mit der Verwendung unterschiedlicher Spannungen bietet eine weitere Möglichkeit für die Erhöhung der Anzahl der Spannungsniveaus an der Stimulationsspule, ohne dabei die Zahl der Bauelemente sowie die Komplexität der Schaltung unnötig zu steigern.
Die Erfinder haben erkannt, dass sich die zur Steigerung der Effizienz der magnetischen Stimulation erforderlichen Pulsformen alternativ auch durch Kombination von Hochspannungskondensatoren mit Niederspannungskondensatoren erreichen lassen.
Eine Vorrichtung zum Erzeugen von Stimulationspulsen zur induktiven Neuronreizung gemäß diesem zweiten Aspekt der Erfindung umfasst wenigstens eine Stimulationsspule, wenigstens einen Hochspannungskondensator, wenigstens einen Niederspannungskondensator sowie Schaltelemente, welche dazu eingerichtet sind, die Hochspannungskondensatoren und/oder die Niederspannungskondensatoren schaltbar mit der Stimulationsspule zu verbinden.
Insbesondere können die Schaltelemente dazu eingerichtet sein, die Hochspannungskondensatoren und/oder die Niederspannungskondensatoren alternierend schaltbar mit der Stimulationsspule zu verbinden. Dadurch lassen sich ein Niederspannungskondensator und ein Hochspannungskondensator abwechselnd mit der Stimulationsspule verbinden, um eine Pulsdynamik zu erzeugen, bei welcher sich Vorflanken mit langsamer Dynamik und schnelle Hauptpulse abwechseln.
Während konventionelle Stimulationsvorrichtungen ausschließlich auf Hochspannungskondensatoren setzen, um in der Stimulationsspule möglichst hohe magnetische Flussdichten zu erreichen, haben die Erfinder erkannt, dass sich unter Verwendung wenigstens eines Niederspannungskondensators im Zusammenwirken mit wenigstens einem Hochspannungskondensator Pulsformen erzeugen lassen, welche die energetische Effizienz der magnetischen Stimulation deutlich steigern und die Verlustleistung der konventionellen Vorrichtungen reduzieren. Die Erfinder haben insbesondere erkannt, dass sich mit der erfindungsgemäßen Schaltungstopologie eine Pulsdynamik erzeugen lässt, bei welcher im Stromverlauf dem schnellen Hauptpuls eine kurze, entgegengesetzt gerichtete Vorflanke vorausläuft.
Vorzugsweise umfasst die Vorrichtung gemäß dem zweiten Aspekt der Erfindung mindestens zwei Hochspannungskondensatoren. Die Vorrichtung kann insbesondere zwei, drei, vier oder mehr Hochspannungskondensatoren umfassen. Damit lässt sich eine zusätzliche Freiheit beim Einstellen der Flanken des Hauptpulses, insbesondere der Flankensteilheit, erzielen.
Die Kombination von wenigstens zwei Hochspannungskondensatoren mit wenigstens einem Niederspannungskondensator ermöglicht eine große Freiheit und Flexibilität in der Wahl der Pulsformen für die Magnetstimulation. Dies ermöglicht die Abstimmung der Anregung auf die elektrische Dynamik von Nervenzellen und damit die selektive Anregung von einzelnen Neuronpopulationen.
Ferner kann die erfindungsgemäße Vorrichtung auch zwei, drei oder mehr Niederspannungskondensatoren umfassen. Auf diese Weise ist eine gezielte Anpassung der Vorflanke möglich.
Im Sinne der Erfindung sind die Begriffe „Hochspannungskondensator” und „Niederspannungskondensator” nicht notwendigerweise durch die in der Fachliteratur genannten Absolutwerte ihrer physikalischen Parameter begrenzt, sondern können in Relation zueinander verstanden werden und beispielsweise durch relative Werte ihrer physikalischen Parameter bestimmt sein.
In einer bevorzugten Ausführungsform sind die Hochspannungskondensatoren und der Niederspannungskondensator derart gewählt, dass C_NS/C_HS ≥ 2, vorzugsweise C_NS/C_HS ≥ 5 und besonders vorzugsweise C_NS/C_HS ≥ 10, wobei C_NS eine Kapazität des Niederspannungskondensators und C_HS eine Kapazität eines der Hochspannungskondensatoren, vorzugsweise des Hochspannungskondensators mit der größten Kapazität, bezeichnet.
In einer bevorzugten Ausführungsform betragt eine Kapazität des Niederspannungskondensators mindestens 5 mF, vorzugsweise mindestens 10 mF und besonders vorzugsweise mindestens 20 mF.
Der Niederspannungskondensator kann insbesondere ein Elektrolytkondensator oder ein Keramikkondensator sein.
Die Kapazität zumindest eines der Hochspannungskondensatoren, vorzugsweise aller Hochspannungskondensatoren, kann kleiner als 100 mF sein, vorzugsweise kleiner als 10 mF und besonders vorzugsweise kleiner als 2 mF.
In einer bevorzugten Ausführungsform ist zumindest einer der Hochspannungskondensatoren ein Keramikkondensator oder ein Folienkondensator. Vorzugsweise sind alle Hochspannungskondensatoren von diesem Typ.
In einer bevorzugten Ausführungsform sind der Niederspannungskondensator und die Hochspannungskondensatoren derart gewählt, dass U_HS/U_NS ≥ 5, vorzugsweise U_HS/U_NS ≥ 10 und besonders vorzugsweise U_HS/U_NS ≥ 50, wobei U_NS eine Durchbruchspannung des Niederspannungskondensators und U_HS eine Durchbruchspannung eines der Hochspannungskondensatoren, vorzugsweise die kleinste Durchbruchspannung unter den Hochspannungskondensatoren der Vorrichtung, bezeichnet.
Eine Durchbruchspannung U_HS eines der Hochspannungskondensatoren beträgt in einer bevorzugten Ausführungsform mindestens 100 V, vorzugsweise mindestens 500 V. Vorzugsweise sind alle Hochspannungskondensatoren derart ausgebildet.
In einer bevorzugten Ausführung beträgt eine Durchbruchspannung U_NS des Niederspannungskondensators höchstens 500 V, vorzugsweise höchstens 200 V und besonders vorzugsweise höchstens 100 V.
Die erfindungsgemäße Vorrichtung kann eine Ladeschaltung umfassen, welche dazu eingerichtet ist, die Hochspannungskondensatoren und die Niederspannungskondensatoren auf ihre jeweilige Ladespannung zu laden. Für die Hochspannungskondensatoren und die Niederspannungskondensatoren können jeweils eigene Ladeschaltungen vorgesehen sein. Die Hochspannungskondensatoren können sich auch eine Ladeschaltung teilen.
Die Hochspannungskondensatoren und Niederspannungskondensatoren sind vorzugsweise dazu eingerichtet, mittels der Ladeschaltung auf eine Ladespannung geladen zu werden, so dass sich beim Schließen der Schaltelemente in der Stimulationsspule ein den Stimulationspuls induzierenden Stromfluss einstellt. Die Schaltelemente können dazu jeweils im Strompfad zwischen dem Niederspannungskondensator und der Stimulationsspule bzw. im Strompfad zwischen dem Hochspannungskondensator und der Stimulationsspule angeordnet sein. Insbesondere können die Schaltelemente Transistorelemente im Strompfad zwischen der Stimulationsspule und dem Hochspannungskondensator und/oder dem Niederspannungskondensator umfassen.
Die Niederspannungskondensatoren benötigen nur eine monopolare und im Vergleich zu den Hochspannungskondensatoren um ein Mehrfaches niedrigere Ladespannung. Das Verhältnis der Ladespannung der Hochspannungskondensatoren zur Ladespannung der Niederspannungskondensatoren kann wenigstens 10, vorzugsweise wenigstens 50 und besonders vorzugsweise wenigstens 100 betragen.
In einer bevorzugten Ausführungsform umfasst der Strompfad zwischen dem Niederspannungskondensator und der Stimulationsspule ein Diodenelement. Das Diodenelement ist vorzugsweise einem Schaltelement im Strompfad zwischen dem Niederspannungskondensator und der Stimulationsspule spulenseitig vorgeschaltet. Das Diodenelement schützt den Niederspannungskondensator vor hohen Strömen und Spannungen beim Entladen der Hochspannungskondensatoren. Hierdurch kann auch der zugehörige Schalter ein preisgünstiges Niederspannungselement sein. Aufgrund der niedrigen Strombelastung sind die zusätzlichen Diodendurchlassverluste sehr gering, so dass ein günstiges Massenprodukt eingesetzt werden kann.
Vorzugsweise stimmen die Kapazitäten von wenigstens zwei der Hochspannungskondensatoren überein.
In einer weiteren Ausführungsform ist eine Kapazität eines ersten Hochspannungskondensators von einer Kapazität eines zweiten Hochspannungskondensators verschieden. Auch können die Ladespannungen der Hochspannungskondensatoren unterschiedlich gewählt werden. Dadurch erhöht sich die Flexibilität bei der Pulserzeugung.
Hybridlösungen, welche den Multilevelansatz des ersten Aspekts der Erfindung mit einem zusätzlichen Niederspannungskondensator nach dem zweiten Aspekt der Erfindung kombinieren, sind in besonderer Weise geeignet, die Flexibilität bei der Erzeugung von Pulsformen zu steigern und dadurch zu einer energieeffizienteren magnetischen Stimulation beizutragen.
In einer bevorzugten Ausführungsform umfasst die erfindungsgemäße Vorrichtung neben einer Stimulationsspule und einer ersten Halbbrückenschaltung, deren Ausgangsanschluss mit der Stimulationsspule elektrisch verbunden ist, zusätzlich auch einen Niederspannungskondensator, welcher schaltbar mit der Stimulationsspule verbunden ist.
Wie vorangehend beschrieben wurde, lässt sich mit Hilfe des zumindest einen Niederspannungskondensators ein geeigneter Vorpuls langsamer Dynamik erzeugen. Der Niederspannungskondensator kann eines oder alle der Merkmale aufweisen, wie sie vorangehend mit Bezug auf den zweiten Aspekt der Erfindung beschrieben wurden.
Die Halbbrückenschaltung kann einen oder mehrere Hochspannungskondensatoren umfassen, wie sie vorangehend mit Bezug auf den ersten Aspekt der Erfindung beschrieben wurden. Die begriffliche Unterteilung in „Niederspannungskondensatoren” und „Hochspannungskondensatoren” kann im Rahmen der Erfindung vorzugsweise wiederum durch die Größenverhältnisse ihrer Leistungsparameter erfolgen.
In einer bevorzugten Ausführungsform gilt C_NS/C_HS ≥ 2, vorzugsweise C_NS/C_HS ≥ 5 und besonders vorzugsweise C_NS/C_HS ≥ 10, wobei C_NS eine Kapazität des Niederspannungskondensators und C_HS eine Kapazität eines Hochspannungskondensators der Halbbrückenschaltung, vorzugsweise die größte Kapazität unter den Kondensatoren der Halbbrückenschaltung, bezeichnet.
Die Kapazität des Niederspannungskondensators kann mindestens 5 mF, vorzugsweise mindestens 10 mF und besonders vorzugsweise mindestens 20 mF betragen.
Der Niederspannungskondensator kann insbesondere ein Elektrolytkondensator oder ein Keramikkondensator sein.
In einer bevorzugten Ausführungsform gilt U_HS/U_NS ≥ 5, vorzugsweise U_HS/U_NS ≥ 10 und besonders vorzugsweise U_HS/U_NS ≥ 50, wobei U_NS eine Durchbruchsspannung des Niederspannungskondensators und U_HS eine Durchbruchspannung eines Kondensators der Halbbrückenschaltung, vorzugsweise die kleinste Durchbruchspannung unter den Kondensatoren der Halbbrückenschaltung, bezeichnet.
In einer bevorzugten Ausführungsform umfasst die Vorrichtung ferner eine Steuereinrichtung, welche eingerichtet ist zum Erzeugen eines Vorpulses durch elektrisches Verbinden der Stimulationsspule mit dem Niederspannungskondensator und zum darauffolgenden Erzeugen eines ersten Hauptpulses durch elektrisches Verbinden der Stimulationsspule mit einem ersten Hochspannungskondensator, wobei eine Stromrichtung des ersten Hauptpulses in der Stimulationsspule einer Stromrichtung des Vorpulses in der Stimulationsspule entgegengerichtet ist und wobei der Vorpuls kurzer ist und/oder eine geringere Flankensteilheit aufweist als der erste Hauptpuls.
Die Steuereinheit kann auch dazu eingerichtet sein, durch elektrisches Verbinden der Stimulationsspule mit einem zweiten Hochspannungskondensator einen zweiten Hauptpuls im Anschluss an den ersten Hauptpuls zu erzeugen.
In einer bevorzugten Ausführungsform ist die Steuereinrichtung dazu eingerichtet, eine vorbestimmte Pulsstärke durch Modulieren einer Zeitdauer des Vorpulses und/oder des ersten Hauptpulses und/oder des zweiten Hauptpulses einzustellen.
Die Erfinder haben erkannt, dass sich über den Freiheitsgrad der Pulslänge des Vorpulses und des ersten bzw. zweiten Hauptpulses die Polstärke in energieeffizienter Weise anpassen lässt.
Die Erfindung ist auch gerichtet auf eine Verwendung der Vorrichtung des ersten und zweiten Aspekts mit einem oder mehreren der vorangehend beschriebenen Merkmale zum Erzeugen magnetischer Stimulationspulse durch Einstellen eines zeitlichen Verlaufs eines Stromflusses durch die Stimulationsspule.
Die Verwendung kann insbesondere das Erzeugen eines Vorpulses durch elektrisches Verbinden der Stimulationsspule mit einem Niederspannungskondensator und das Erzeugen eines ersten Hauptpulses durch elektrisches Verbinden der Stimulationsspule mit einem ersten Hochspannungskondensator umfassen, wobei eine Stromrichtung des ersten Hauptpulses in der Stimulationsspule einer Stromrichtung des Vorpulses entgegengerichtet ist und wobei der Vorpuls länger ist und/oder eine geringere Flankensteilheit aufweist als der erste Hauptpuls.
Zum Erzeugen des Vorpulses kann der Niederspannungskondensator auf eine erste Spannung geladen werden. Der erste Hochspannungskondensator kann zum Erzeugen des ersten Hauptpulses auf eine zweite Spannung geladen werden, wobei die erste Spannung um wenigstens das Fünffache, vorzugsweise wenigstens das Zehnfache kleiner ist als die zweite Spannung.
Die erste Spannung ist vorzugsweise kleiner als 200 V, besonders vorzugsweise kleiner als 100 V oder kleiner als 50 V.
Die zweite Spannung ist vorzugsweise größer als 200 V, besonders vorzugsweise größer als 500 V.
In einer bevorzugten Ausführungsform umfasst die Verwendung zusätzlich das Erzeugen eines zweiten Hauptpulses durch elektrisches Verbinden der Stimulationsspule mit einem zweiten Hochspannungskondensator. Im Allgemeinen kann die Verwendung das Erzeugen einer Vielzahl von aufeinanderfolgenden Hauptpulsen umfassen, die zusammen einen resultierenden Anregungspuls ergeben. Auch eine Anregung mittels einer Schaltmodulation, insbesondere einer Pulsweitenmodulation (PWM), ist im Rahmen der Erfindung möglich.
Eine vorbestimmte Pulsstärke kann statt einer Variation der Amplituden auch durch Modulieren einer Zeitdauer des Vorpulses und/oder des ersten Hauptpulses und/oder des zweiten Hauptpulses eingestellt werden.
Die Erfinder haben erkannt, dass die erfindungsgemäßen Schaltungstopologien das Erzeugen energiesparender monophasischer Stimulationspulse ermöglichen, die sich aus mindestens drei Phasen zusammensetzen: einer Vorphase, einer sich an die Vorphase anschließenden, steil ansteigenden Flanke eines Hauptpulses und einer sich an die ansteigende Flanke des Hauptpulses anschließende abfallende Flanke, deren Steilheit betragsmäßig vorzugsweise geringer ist als die der ansteigenden Flanke, aber jedenfalls größer ist als die Steilheit der Vorflanke. Aufgrund der Asymmetrie des Hauptpulses mit sehr steiler ansteigender und flacherer abfallender Flanke weist die erfindungsgemäße Pulsform sehr selektive Neuromodulationseigenschaften auf, so dass aufgrund der geometrischen Gegebenheiten und der Orientierung von kortikalen Neuronen vorzugsweise Neuronpopulation ähnlicher Funktion (synaptisch inhibierend bzw. anregend) gereizt werden können.
Gemäß diesem unabhängigen Aspekt bezieht sich die Erfindung auf ein Verfahren zum Erzeugen eines asymmetrischen magnetischen Stimulationspulses in einer Stimulationsspule mit den Schritten des Erzeugen eines Vorpulses und des Erzeugen eines sich an den Vorpuls anschließenden Hauptpulses. Der Hauptpuls weist in einem zeitlichen Verlauf des elektrischen Stroms durch die Stimulationsspule eine ansteigende Flanke auf, welche dem Vorpuls richtungsmäßig entgegengesetzt ist. Der Hauptpuls weist eine im zeitlichen Verlauf der elektrischen Stromstärke durch die Stimulationsspule sich an die ansteigende Flanke anschließende abfallende Flanke auf, deren Flankensteilheit betragsmäßig mindestens um das Fünffache, vorzugsweise um mindestens das Zehnfache, größer als eine Flankensteilheit des Vorpulses ist.
Das erfindungsgemäße Verfahren mit einem Stimulationspuls aus drei aufeinanderfolgenden Phasen ermöglicht eine selektive Neuronenanregung bei geringen Energieverlusten.
Die Flankensteilheit von Vorpuls, ansteigender Flanke und abfallender Flanke kann aus dem zeitlichen Verlauf des Spulenstromes als Tangentensteigung bzw. Ableitung ermittelt werden bzw. aus dem zeitlichen Verlauf der elektrischen Spannung oder des induzierten elektrischen Feldes in der Stimulationsspule ermittelt werden. Der Wert der Steigung ist in den einzelnen Phasen nicht notwendigerweise konstant. Für den Vergleich der Flankensteilheit kann beispielsweise der zeitliche Mittelwert der Flankensteilheit in den einzelnen Phasen herangezogen werden. Ebenso kann für den Vergleich die Flankensteilheit am zeitlichen Mittelpunkt der jeweiligen Phase herangezogen werden.
Ebenso können dem Vergleich der Flankensteilheit die über die Dauer der einzelnen Phasen registrierten Extremalwerte der Flankensteilheit zugrunde gelegt werden. In einer bevorzugten Ausführungsform ist die betragsmäßig größte Flankensteilheit der abfallenden Phase mindestens um das Fünffache, vorzugsweise um mindestens das Zehnfache, größer als die größte über die Dauer des Vorpulses gemessene Flankensteilheit.
In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform ist die Flankensteilheit der abfallenden Flanke betragsmäßig mindestens um das Zwanzigfache, vorzugsweise um mindestens das Fünfzigfache, größer als eine Flankensteilheit des Vorpulses.
Vorzugsweise ist eine Flankensteilheit der ansteigenden Flanke betragsmäßig mindestens um das Zweifasche, vorzugsweise mindestens um das Vierfache und besonders vorzugsweise mindestens um das Zehnfache, größer als eine Flankensteilheit der abfallenden Flanke.
Auch diesem Vergleich können wiederum zeitlich gemittelte Flankensteilheiten, Flankensteilheiten am zeitlichen Mittel der Phase oder Extremalwerte der Flankensteilheit, insbesondere Maximalwerte der Flankensteilheit oder Minimalwerte der Flankensteilheit in der jeweiligen Phase, zugrunde gelegt werden.
Vorzugsweise weist ein zeitlicher Verlauf der elektrischen Spannung des Hauptpulses und/oder ein zeitlicher Verlauf des in der Stimulationsspule induzierten elektrischen Feldes eine Asymmetrie zwischen der ansteigenden Flanke und der abfallenden Flanke auf.
Eine Asymmetrie im Sinne der Erfindung liegt insbesondere dann vor, wenn ein mit der ansteigenden Flanke des Hauptpulses assoziierter Maximalwert der Spannung bzw. des induzierten elektrischen Feldes betragsmäßig um mindestens die Hälfte größer, vorzugsweise mindestens doppelt so groß und besonders vorzugsweise mindestens dreimal so groß wie ein mit der absteigenden Flanke des Hauptpulses assoziierter Maximalwert der elektrischen Spannung bzw. des induzierten elektrischen Feldes ist.
Das Erzeugen des asymmetrischen magnetischen Stimulationspulses kann vorzugsweise mit der erfindungsgemäßen Vorrichtung zum Erzeugen von Stimulationspulsen mit einem oder mehreren der vorangehend beschriebenen Merkmale erfolgen.
Das Erzeugen des Vorpulses kann insbesondere das elektrische Verbinden der Stimulationsspule mit einem Ausgangsanschluss der ersten Halbbrückenschaltung oder mit einem Niederspannungskondensator der erfindungsgemäßen Vorrichtung umfassen.
Das Erzeugen des Hauptpulses kann das elektrische Verbinden der Stimulationsspule mit dem Ausgangsanschluss einer ersten und/oder zweiten Halbbrückenschaltung umfassen, wobei die erste und/oder zweite Halbbrückenschaltung dazu eingerichtet ist, zur Erzeugung der ansteigenden Flanke des Hauptpulses eine erste Spannung mit einem ersten Spannungswert an die Stimulationsspule anzulegen und zur Erzeugung der abfallenden Flanke des Hauptpulses eine zweite Spannung mit einem zweiten Spannungswert, welcher von dem ersten Spannungswert verschieden ist, an die Stimulationsspule anzulegen.
Die erste Halbbrückenschaltung bzw. zweite Halbbrückenschaltung können ferner dazu eingerichtet sein, zum Erzeugen des Vorpulses eine dritte Spannung mit einem dritten Spannungswert, welcher sich von dem ersten Spannungswert und dem zweiten Spannungswert unterscheidet, an die Stimulationsspule anzulegen.
In einer bevorzugten Weiterbildung umfasst das erfindungsgemäße Verfahren zum Erzeugen eines asymmetrischen magnetischen Stimulationspulses das Erzeugen eines sich an die abfallende Flanke des Hauptpulses anschließenden zweiten Hauptpulses, wobei der zweite Hauptpuls in einem zeitlichen Stromstärkeverlauf wiederum eine ansteigende Flanke aufweist, welche der abfallenden Flanke des vorangegangenen Hauptpulses richtungsmäßig entgegengesetzt ist, und wobei der zweite Hauptpuls eine sich an die ansteigende Flanke anschließende abfallende Flanke aufweist.
Der erste Hauptpuls und der zweite Hauptpuls können durch einen Vorpuls getrennt sein, welcher der ansteigenden Flanke des zweiten Hauptpulses vorausläuft, aber richtungsmäßig entgegengesetzt ist.
Die Pulsform, die Flankensteilheit sowie die relativen Verhältnisse der Flankensteilheiten für den zweiten Hauptpuls bzw. zweiten Vorpuls können denen des ersten Hauptpulses bzw. ersten Vorpulses entsprechen.
In einer bevorzugten Ausführungsform können eine beliebige Zahl weiterer solcher Pulse folgen. Die Amplituden der einzelnen aneinandergereihten Hauptpulse bzw. Vorpulse müssen dabei nicht notwendigerweise übereinstimmen. Vorzugsweise ist die Amplitude der nachfolgenden Hauptpulse im Stromstärkeverlauf kleiner als die Amplitude des ersten Hauptpulses.
Jedem Hauptpuls dieser Folge kann ein Vorpuls, welcher in seinen Eigenschaften dem vorangehend beschriebenen ersten Vorpuls bzw. zweiten Vorpuls entspricht, vorangehen. Insbesondere bei betragsmäßig abnehmender Amplitude der Hauptpulse muss die Vorphase jedoch nicht notwendigerweise vor jedem Puls wiederholt werden.
Durch die Aneinanderreihung einer Mehrzahl asymmetrischer monophasischer Pulse lässt sich die Reizschwelle senken. Die nachfolgenden Pulse bringen bereits angeregte, aber knapp unterschwellig reagierende Neuronen über ihre jeweilige Reizschwelle. Aufgrund nichtlinearer Summationseffekte erzeugt das Neuron bei dicht aneinandergereihten Phasen lediglich einen Nervenreiz als Antwort. Diese Ausführungsform ist für die praktische Umsetzung energiesparender neuromodulatorischer Anregungen daher besonders vorteilhaft.
Die Erfindung ist auch gerichtet auf ein Speichermedium mit computerlesbaren Instruktionen, welche dazu eingerichtet sind, beim Ausführen auf einem Computer in einer mit einem Computer verbundenen Vorrichtung mit einem oder mehreren der vorangehend beschriebenen Merkmale das vorangehend beschriebene Verfahren auszufahren.
Beschreibung von Ausführungsbeispielen der Erfindung
Die Merkmale und zahlreiche Vorteile der Erfindung lassen sich am besten anhand einer Beschreibung bevorzugter Ausführungsbeispiele unter Bezugnahme auf die anliegenden Figuren verstehen, in denen:
1 einen konventionellen Schwingkreis zum Erzeugen magnetischer Stimulationspulse zeigt;
2 einen konventionellen Halbbrückenschaltkreis mit zwei individuellen Niveaus zum Erzeugen magnetischer Stimulationspulse zeigt;
3 eine Vollbrückenschaltung zum Erzeugen von TMS-Pulsen gemäß dem Stand der Technik zeigt;
4 schematisch einen zeitlichen Verlauf des Spulenstroms mit einem Vorpuls und einem Hauptpuls zeigt, wie er für die energieeffiziente magnetische Stimulation besonders geeignet ist;
5a und 5b schematisch erfindungsgemäße Schaltungstopologien mit zwei Hochspannungskondensatoren und mit einem Niederspannungskondensator hoher Kapazität zeigen;
6a und 6b schematisch erfindungsgemäße Schaltungstopologien zum Erzeugen von Stimulationspulsen mit einer Halbbrücke vom Typ eines diodengeklemmten Inverters zeigen;
7 eine erfindungsgemäße Schaltungstopologie zum Erzeugen von Stimulationspulsen mit einer Halbbrückenschaltung vom Typ eines kapazitätsgeklemmten Inverters („flying capacitor”) zeigt;
8 schematisch eine Vollbrückenschaltung zum Erzeugen von magnetischen Stimulationspulsen gemäß einer Ausführungsform der Erfindung zeigt;
9 schematisch eine Vollbrückenschaltung zum Erzeugen von magnetischen Stimulationspulsen gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung zeigt;
10 eine Vollbrückenschaltung mit zwei gegeneinander verstimmten Halbbrücken zur Erzeugung magnetischer Stimulationspulse gemäß einer Ausführungsform der Erfindung zeigt;
11 schematisch die Erzeugung gewünschter Pulsverläufe aus Rechteckpulsen unter Verwendung der erfindungsgemäßen Schaltungstopologien illustriert;
12 eine Hybridtopologie mit Vollbrückenschaltung und einem zusätzlichen Niederspannungskondensator gemäß einer Ausführungsform der Erfindung zeigt;
13a und 13b Hybridschaltungstopologien mit Halbbrücken vom Typ eines diodengeklemmten Inverters mit einem zusätzlichen Niederspannungskondensator gemäß einer Ausführungsform der Erfindung zeigen;
14 den zeitlichen Verlauf der Stromstärke eines erfindungsgemäßen monophasischen Pulses mit drei aufeinanderfolgenden Phasen zeigt;
15a den zu dem Stromstärkeverlauf der 14 korrespondierenden Verlauf des induzierten elektrischen Feldes zeigt; und
15b im Vergleich zu 15a den Verlauf eines induzierten elektrischen Feldes eines konventionellen symmetrischen Pulses zeigt.
Die Erfindung wird im Folgenden am Beispiel von Schaltungstopologien beschrieben, welche für die gesteuerte gepulste transkranielle Magnetstimulation (TMS) geeignet sind. Die Erfindung ist aber nicht auf diese Anwendung beschränkt, sondern lässt sich vorteilhaft überall dort einsetzen, wo die Energieeffizienz der induktiven Magnetstimulation gesteigert werden soll.
5a zeigt eine Schaltungstopologie zur Erzeugung von Stimulationspulsen mit drei jeweils von einer Stimulationsspule L über Schalter Q₁, Q₂ bzw. Q₃ elektrisch trennbaren Pulsspeicherkondensatoren C₁, C₂ bzw. C₃. In diesem Beispiel sind C₁ und C₂ Hochspannungskondensatoren, beispielsweise Folienkondensatoren mit einer Kapazität im Bereich von 10 μF bis 1 mF. Solche Hochspannungskondensatoren sind in konventionellen Magnetstimulationsgeräten weit verbreitet. Sie weisen üblicherweise eine Durchbruchspannung von über 1 kV auf.
Der dritte Kondensator C₃ ist dagegen ein Niederspannungskondensator hoher Kapazität, beispielsweise ein Elektrolytkondensator oder Keramikkondensator mit einer Kapazität von 5 mF oder höher. Die Durchbruchspannung des Niederspannungskondensators C₃ kann um den Faktor 10 oder 50 niedriger sein als die Durchbruchspannung der Hochspannungskondensatoren C₁ und C₂.
Mittels Ladeschaltungen, welche zur vereinfachten Darstellung in 5a nicht gezeigt sind, können die Kondensatoren C₁ und C₂ auf eine hohe Spannung vorgeladen werden, beispielsweise auf eine Spannung von 500 V oder 1 kV. Der Energieinhalt der Kondensatoren C₁ und C₂ kann dann einige 100 J betragen. Kondensator C₃ wird dagegen über eine separate Ladeschaltung auf eine entgegengesetzt gepolte Niederspannung, beispielsweise eine Spannung mit Absolutwerten von 100 V oder weniger, vorgeladen. Der Niederspannungskondensator C₃ dient zur Erzeugung eines Vorpulses 10, wie er in dem Stromverlaufsdiagramm der 4 schematisch gezeigt ist. Dazu wird der Schalter Q₃ geschlossen, während die Schalter Q₁ und Q₂ geöffnet bleiben, so dass sich in der Stimulationsspule L ein von dem Niederspannungskondensator C₃ gespeister Stromfluss einstellt. Die Länge des Vorpulses kann im Bereich einiger Millisekunden liegen, beispielsweise bei 1 ms. Anschließend wird der Schalter Q₃ geschlossen.
Zur Erzeugung des Hauptpulses 12 wird dann einer der Schalter Q₁ und Q₂ geöffnet, so dass der Kondensator C₁ oder C₂ mit der Spule L verbunden wird. Die überschüssige Energie kann ggf. zum Laden des jeweils anderen Kondensators eingesetzt werden, wie vorangehend mit Bezug auf die Topologie der 2 beschrieben wurde. Die Kondensatoren C₁ und C₂ können im Wechselbetrieb eine Folge von Hauptpulsen erzeugen, der Kondensator C₃ jeweils die zugehörigen Vorpulse.
Aufgrund der vergleichweise niedrigen Kapazität und der hohen Spannung geben die Kondensatoren C₁ und C₂ ihren Energieinhalt sehr schnell, üblicherweise innerhalb einiger Mikrosekunden, an die Spule L ab und erzeugen auf diese Weise die steile Flanke des Hauptpulses 12. Die Flankensteilheit des Hauptpulses 12 kann die Flankensteilheit des Vorpulses 10 um ein Vielfaches übertreffen, beispielsweise um einen Faktor 50 oder höher. Sind die Kondensatoren C₁ und C₂ gegenüber dem Kondensator C₃ gegengepolt geladen, ergibt sich in der Spule der in 4 schematisch gezeigte Stromverlauf, bei welchem der Träger zunächst ins Negative absinkt und so relativ lange steigende Flanken des Hauptpulses 12 ermöglicht, ohne dass dabei übermäßig hohe Stromwerte erreicht werden. Auf diese Weise lassen sich die Verlustleistungen, welche quadratisch von den erreichten Spitzenströmen abhängen, wirkungsvoll beschränken.
Trotz der vergleichsweise hohen Kapazität des Niederspannungskondensators C₃ halten sich Bauraum und Fertigungsaufwand in Grenzen, weil gleichzeitig die nötige Isolationsspannung sinkt. Sollen für diesen Kondensator einfache Filmkondensatoren zum Einsatz kommen, steigt die Kapazität näherungsweise invers zur Spannung. Zusätzlich sind die Ströme sehr klein. Deshalb können effizientere Dielektrika eingesetzt werden. Der äquivalente Serienwiderstand spielt nur noch eine vergleichsweise unbedeutende Rolle. Auch Keramik- oder Elektrolytkondensatoren können vorteilhafterweise eingesetzt werden. Ihre Nichtlinearitäten sind für die Vorphase vergleichsweise unkritisch.
Als Schaltelemente Q₁, Q₂ und Q₃ können jeweils Transistoren zum Einsatz kommen, wie in 5b schematisch gezeigt. 5b ist mit 5a ansonsten weitgehend identisch, zeigt aber außerdem eine zusätzliche Schutzdiode D im Strompfad zwischen dem Schalter Q₃ und der Stimulationsspule L.
Die Erfinder haben erkannt, dass sich trotz des vergleichsweise einfachen Ausbaus mit der in den 5a und 5b gezeigten Schaltungstopologie energetisch besonders vorteilhafte Pulsformen ausbilden lassen. Die Dynamik der ersten Phase, d. h. der Vorflanke, ist für die Optimierung der Energieeffizienz von untergeordneter Bedeutung, so dass sie stets identisch gewählt werden kann. Dies spiegelt sich in der Schaltungskonfiguration der 5a und 5b in einer konstanten Zeitkonstante, gebildet aus der Kapazität des Kondensators C₃, der Induktivität der Behandlungsspule L und den Innenwiderständen, wider. Eine Anpassung ist nicht nötig; die Dynamik stellt sich automatisch ein. Der Verzicht auf zusätzliche Schaltvorgänge vereinfacht nicht nur die Ansteuerung, sondern minimiert auch zusätzlich die Energieverluste.
Ein Einstellen der Flankensteilheit des Hauptpulses 12 kann vorzugsweise über eine Schaltwandleransteuerung implementiert werden. Falls nötig, kann die Schaltung dazu um weitere individuelle Kreise mit zusätzlichen Hochspannungskondensatoren ergänzt werden. Die Modulation der Pulsstärke kann durch Variation der Pulslänge bei jeweils maximaler Spannung erreicht werden. Eine Variation der Pulsamplitude ist dann nicht zwingend erforderlich. Sie kann jedoch wahlweise zusätzlich erfolgen. Sollten für bestimmte Anwendungen, z. B. für eine Strength-Duration-Analyse, Variationen der Pulsdauer erforderlich sein, lässt sich die Amplitude zur Einstellung der Reizstärke problemlos heranziehen.
Die Erfinder haben erkannt, dass sich die für eine energieeffiziente Erregung nötigen Pulsformen in vorteilhafter Weise auch mit einem verschränkten Multilevelansatz erreichen lassen, bei welchem aus der Hochspannungsschaltungstechnik bekannte Halbbrückenschaltungen zum Einsatz kommen.
Eine Halbbrückenschaltung im Sinne der Erfindung kann jede Schaltungstopologie sein, welche Spannungsteilerelemente aufweist, um aus zwei an die Halbbrücke angelegten Versorgungsspannungen, beispielsweise einer positive Spannung und einem Grundniveau Erde, an einem Ausgangsanschluss wahlweise verschiedene Spannungsniveaus bereitzustellen, welche den Versorgungsspannungen entsprechen oder dazwischen liegen.
Zur Versorgung einer Last, insbesondere einer Stimulationsspule L, kann ein Bezugsniveau von einer Gegentaktstufe, beispielsweise aus zwei zueinander invertiert stehenden Schaltern in Reihe, oder von einer zweiten Halbbrückenschaltung bereitgestellt werden.
Unabhängig von der anliegenden Spannung können derartige Halbbrückenschaltungen Stromflüsse in beiderlei Richtung erlauben. Dies ist für einen Vierquadrantenbetrieb in der Strom-Spannungs-Ebene des Gesamtsystems, umfassend beispielsweise zwei Brücken oder eine Brücke und einen großen kapazitiven Spannungsteiler auf der Gegenseite, vorteilhaft.
6a zeigt schematisch eine solche Schaltungstopologie zum Erzeugen von Stimulationspulsen unter Verwendung einer Spannungsteiler-Halbbrücke vom Typ eines diodengeklemmten Inverters („diode-clamped inverter”) mit drei Spannungsniveaus. In dieser Konfiguration wird eine über eine externe Ladevorrichtung bereitgestellte Ladespannung V_DC durch zwei in Serie geschaltete Kondensatoren C_a und C_b in drei Niveaus aufgespalten. Wird der Mittelpunkt der beiden Kondensatoren C_a und C_b als Neutralpunkt festgelegt, können an den mit der Stimulationsspule L elektrisch verbundenen Ausgangsanschluss drei Spannungen angelegt werden: V_DC/2, 0 und –V_DC/2. Das Spannungsniveau V_DC/2 lässt sich durch Schließen der Schalter Q₁ und Q₂ einstellen. Entsprechend lässt sich das Spannungsniveau –V_DC/2 durch Schließen der Schalter Q₃ und Q₄ einstellen. Für das Nullniveau können die Schalter Q₂ und Q₃ geschlossen werden. Die Schalter Q₁, Q₂, Q₃ und Q₄ können beispielsweise Transistorschalter sein.
Die beiden Dioden D_a und D_b im Strompfad zwischen dem Neutralpunkt und der Schaltermatrix nivellieren die Schaltspannung auf das halbe Niveau der Ladespannung und balancieren die Ladungsteilung aus. Wenn sowohl die Schalter Q₁ als auch Q₂ geschlossen sind, balanciert D_b die Spannungsteilung zwischen Q₃ und Q₄ aus, wobei Schalter Q₃ die an dem Kondensator Ca anliegende Spannung blockiert und Schalter Q₄ die an dem Kondensator C_b anliegende Spannung blockiert. Mit C_p ist in 6a ein Stützkondensator zur Stabilisierung der Versorgungsspannung bezeichnet.
Allgemein umfasst eine diodengeklemmte Halbbrücke mit m Spannungsniveaus eine Kondensatorreihe mit m – 1 Kondensatoren und (m – 1)·(m – 2) Dioden. Für weitere Einzelheiten wird auf die in der Einleitung genannten Übersichtsartikel von Rodriguez et al. und Lai et al. sowie auf Kapitel 8.5 des Lehrbuchs von D. Schröder verwiesen. Alle dort beschriebenen Schaltungskonfigurationen diodengeklemmter Halbbrücken können im Rahmen der Erfindung verwendet werden. Dazu gehören insbesondere auch die Kaskadierten Mehrpunkt-Wechselrichter und die Hybriden Mehrpunkt-Wechselrichter, wie sie in Kapitel 8.5.7 bzw. 8.5.8 des Lehrbuchs von D. Schröder beschrieben sind. Dabei können sowohl bidirektionale Schaltelemente, beispielsweise MOSFET-Transistoren, als auch Kombinationen von Dioden und IGBT-Schaltkreisen Verwendung finden.
Anstelle der Dioden D_a und D_b können auch aktive Schaltelemente Q_a und Q_b eingesetzt werden, wie in 6b gezeigt. Im Übrigen ist die Schaltung der 6b mit derjenigen der 6a identisch.
Alternativ kann anstelle der diodengeklemmten Halbbrücke, wie sie in 6a und 6b gezeigt ist, auch eine kapazitätsgeklemmte Halbbrücke zum Einsatz kommen, wie sie in der Hochspannungsschaltungstechnik unter der Bezeichnung „flying capacitor inverter” bekannt ist. 7 zeigt eine solche Halbbrücke mit fünf Spannungsniveaus. Die Fünf-Niveau-Halbbrücke weist entsprechend der diodengeklemmten Inverterhalbbrücke eine Kondensatorreihe von vier in Reihe geschalteten Kondensatoren auf, welche mit der Versorgungsspannungsquelle in Reihe geschalten sind, in 7 aus Gründen der Übersichtlichkeit aber nicht gezeigt sind. Eine an den Schaltkreis angelegte Ladespannung V_DC wird durch Schalten der Schalter Q₁ bis Q₈ der Schalterreihe und die vier Ausgleichskondensatoren C₁ bis C₄ in die Spannungsniveaus V_DC/2, V_DC/4, 0, –V_DC/4 und –V_DC/2 aufgespalten. Im Vergleich mit der diodengeklemmten Halbbrücke ergibt sich eine erhöhte Flexibilität bei der Schaltkonfiguration. So führen jeweils drei Kombinationen zum Spannungsniveau V_DC/4 (Schließen der Schalter Q₁, Q₂, Q₃ und Q₅ bzw. der Schalter Q₂, Q₃, Q₄ und Q₈, bzw. der Schalter Q₁, Q₃, Q₄ und Q₇) und zum Spannungsniveau –V_DC/4 (Schließen der Schalter Q₁, Q₅, Q₆ und Q₇ bzw. der Schalter Q₄, Q₆, Q₇ und Q₈ bzw. der Schalter Q₃, Q₅, Q₇ und Q₈). Sechs Schalterkonfigurationen führen zum Spannungsniveau 0 (Schließen der Schalter Q₁, Q₂, Q₅ und Q₆ bzw. der Schalter Q₃, Q₄, Q₇ und Q₈ bzw. der Schalter Q₁, Q₃, Q₅ und Q₇ bzw. der Schalter Q₁, Q₄, Q₆ und Q₇ bzw. der Schalter Q₂, Q₄, Q₆ und Q₈ bzw. der Schalter Q₂, Q₃, Q₅ und Q₈). Das Schließen der oberen vier Schaltelemente Q₁ bis Q₄ führt zum Spannungsniveau V_DC/2, das Schließen der unteren vier Schaltelemente Q₅ bis Q₈ entsprechend zum Spannungsniveau –V_DC/2.
Für weitere Einzelheiten zu der kapazitätsgeklemmten Halbbrücke wird wiederum auf die eingangs zitierten Übersichtsartikel von Rodriguez et al. und Lai et al. sowie auf Kapitel 8.5 des Lehrbuchs von D. Schröder verwiesen. Alle dort beschriebenen kapazitätsgeklemmten (flying-capacitor) Wechselrichter-Halbbrücken können im Rahmen der Erfindung verwendet werden.
Im Allgemeinen kann eine kapazitätsgeklemmte Inverterhalbbrücke mit m Spannungsniveaus m – 1 Kondensatoren in der Kondensatorreihe sowie (m – 1)·(m – 2)/2 Ausgleichskondensatoren in entsprechenden Klemmkreisen aufweisen.
Für die Erzeugung von Stimulationspulsen bieten sowohl die Halbbrückenschaltung vom Typ eines diodengeklemmenten Inverters als auch die Halbbrückenschaltung vom Typ eines kapazitätsgeklemmenten Inverters große Vorteile, weil sich mit diesen Schaltungen vergleichsweise frei und flexibel verschiedene Pulsformen abbilden und unterschiedliche Spannungsniveaus ohne vorheriges Umladen erzeugen lassen. Durch periodisches Ein- und Ausschalten der Schaltelemente bzw. Umschalten zwischen den Niveaus wird auch eine Pulsweitenmodulation (PWM) möglich, sodass sich der Zielverlauf näherungsweise im zeitlichen Mittel ergibt.
Die Stimulationsspule L kann je nach den Anforderungen an die zu erzeugenden Pulse durch Hinzufügen einer zweiten Halbbrücke in eine Vollbrücke integriert werden. Im einfachsten Fall umfasst die Gegentaktbrücke eine passive stabilisierte Erde mit zwei Kondensatoren C_c und C_d, wie sie in 8 gezeigt ist, oder eine einfache AB-Brücke mit zwei Schaltelementen Q₅ und Q₆, wie sie in 9 gezeigt ist. Im Allgemeinen kann als zweite Halbbrücke jede geeignete Halbbrücke gewählt werden, insbesondere auch eine weitere diodengeklemmte Inverterhalbbrücke oder eine weitere kapazitätsgeklemmte Inverterhalbbrücke. Die erfindungsgemäße Schaltungstopologie gewinnt dadurch weiter an Flexibilität, sodass die Freiheit bei der Pulsformgestaltung zusätzlich erhöht wird. Die beiden Zweige können sowohl identisch als auch verschieden sein. Die Anzahl der Spannungsniveaus in der linken und rechten Halbbrücke kann übereinstimmen oder unterschiedlich gewählt sein.
Mit zwei unterschiedlichen Halbbrücken, beispielsweise Halbbrücken mit unterschiedlichen Spannungsniveauzahlen oder gegeneinander verstimmten Halbbrücken, lässt sich eine besonders große Flexibilität bei der Pulsformgestaltung erzielen. Eine Verstimmung kann beispielsweise erreicht werden, indem die Spannungsniveaus eines Zweiges nicht äqudistant aufgeteilt werden, sondern in ungleich hohe Stufen zerlegt werden. Beispielsweise können in der diodennivellierten Schaltungstopologie der 8 die Kapazitätswerte in der linken Brücke ungleich verteilt werden. Bei einer Spannungsteilerbrücke, welche die Gesamtspannung beispielsweise im Verhältnis 2:1 teilt, liefert der linke Arm bei gemeinsamer Versorgungsspannung von +V_DC und –V_DC die Niveaus V_DC, –V_DC/3 und –V_DC, der rechte Arm die Spannungsniveaus V_DC, 0 und –V_DD. In Kombination ergeben sich für die Stimulationsspule L damit die Niveaus 2V_DC, V_DC, 2/3V_DC, –V_DC/3, –4/3V_DC und –2VD_DC.
Eine weitere beispielhafte Vollbrückenschaltung mit zwei gegeneinander verstimmten diodengeklemmten Inverterhalbbrücken ist in 10 gezeigt. Die Kondensatorreihe der linken Halbbrücken umfasst in dieser Konfiguration drei Kondensatoren C_a, C_b und C'_b, wobei die Kondensatoren C_b und C'_b parallel geschaltet sind, sodass sich deren Kapazitäten zur Gesamtkapazität C_b + C'_b addieren. Die rechte Halbbrücke ist eine konventionelle diodengeklemmte Spannungsteilerhalbbrücke mit drei Niveaus, wie sie in 6a gezeigt ist. In Kombination ergeben sich für die Vollbrücke damit bereits acht unterschiedliche Spannungsniveaus bei gemeinsamer Versorgungsspannung.
Unter Verwendung zweier gegeneinander verstimmter Halbbrücken lassen sich in dem Hochspannungssystem vergleichsweise kleine Spannungsniveaudifferenzen schaffen, welche zur Erzeugung der Vorphase 10 benutzt werden können, ohne dass eine zusätzliche Schaltmodulation erforderlich ist.
Alternativ kann in einem Multilevelansatz die Vorphase auch mit sehr langsam getakteter Schaltmodulation erreicht werden, vorzugsweise auf einem niedrigen Spannungsniveau. Die geringen Ströme und die langsame Dynamik belasten die Schaltung dabei kaum. Ein Vorteil besteht darin, dass die Schaltungstopologie in diesem Fall sehr einfach sein kann und nur eine minimale Anzahl von Niveaus bereitstellen muss. Mit den konventionellen Halb- oder Vollbrückentopologien, welche einleitend mit Bezug auf die 2 und 3 beschrieben wurden, wäre eine effiziente Ausbildung eines Vorpulses über die Schaltmodulation bei den gängigen Spannungen und Strömen mit derzeitig erhältlichen Halbleiterschaltelementen wegen der nötigen Schaltraten kaum möglich. Durch erfindungsgemäße zusätzliche Niveaus sinkt jedoch die nötige Schaltlast der einzelnen Halbleiter erheblich. Bei ausreichend vielen Niveaus ist sogar eine reine (unmodulierte) Stufenannäherung der Sollkurve sinnvoll, sodass die Steuerung des Systems entsprechend vereinfacht wird.
Eine weitere Möglichkeit für die Erhöhung der Anzahl der Ladungsniveaus liegt in der Trennung der Ladespannung der beiden Halbbrücken. Dazu sind nicht notwendigerweise getrennte Netzteile erforderlich. Eine Trennung kann auch lediglich über die Ladeelektronik erreicht werden, ohne dabei die Zahl der Bauelemente sowie die Komplexität unnötig zu steigern.
Die Vorteile des vorangehend mit Bezug auf die in 6A bis 10 beschriebenen Multilevelansatzes liegen darin, dass zwischen mehreren Spannungsniveaus dynamisch variiert werden kann, ohne dass dazu eine Umladung oder Balancierung der Energiespeicher nötig ist. Damit können eine große Vielfalt von energieoptimierten Pulsformen für die magnetische Stimulation generiert werden. Insbesondere erlaubt die mit dem Multilevelansatz verbundene Flexibilität die Ausbildung eines Vorpulses sowie eine große Freiheit in der Wahl der Flankensteilheiten des Hauptpulses. Auf diese Weise lassen sich TMS-Pulse nahezu beliebig synthetisieren, wobei insbesondere die Wahl der Flankensteilheit einen neuen, bisher ungenutzten Freiheitsgrad darstellt.
11 zeigt schematisch die Erzeugung eines gewünschten Profilverlaufs (A) auf zweierlei Weise aus Rechteck-Impulsen (B bzw. C), wie sie sich mit der erfindungsgemäßen Multileveltopologie erzielen lässt. In Abhängigkeit von der Schaltungskonfiguration können Phasenzahl und Phasenlänge nahezu beliebig gewählt werden. Insbesondere können auch rechteckige Pulse unterschiedlicher Frequenz, polyphasische Pulse, deren Einzelphasen ungleiche Längen aufweisen, sowie unsymmetrische Pulse ausgebildet werden.
Eine im Hinblick auf das Ziel der Energieeffizienz besonders vorteilhafte Schaltungskonfiguration ist ein Hybridsystem, welches neben den aus der Hochspannungsschalttechnik bekannten Halbbrücken zusätzlich einen oder mehrere Niederspannungskondensatoren vorsieht. Dazu kann eines der erfindungsgemäßen Multilevelsysteme mit einer parallelen Einspeisung über einen Niederspannungskondensator versehen werden. Der flexible Hochspannungsaufbau mit seinen unterschiedlichen Niveaus kann in dieser Variante zur Erzeugung aller dynamisch-schnellen Bestandteile des Pulses dienen, welche üblicherweise auch eine höhere treibende Spannung erfordern. Dazu gehört insbesondere der Hauptpuls 12. Die Niederspannungsanteile, insbesondere der Vorpuls 10, können unter Verwendung des Niederspannungskondensators generiert werden. Ein solches System erfordert nur eine vergleichsweise geringe Anzahl von Halbleitern und ist einfach anzusteuern, erlaubt aber eine große Freiheit bei der Auswahl der Pulsformen.
Ein Hybridsystem, welches eine Weiterentwicklung der konventionellen Schaltungskonfiguration der 3 darstellt, ist beispielhaft in 12 gezeigt. Die linke Halbbrücke umfasst den Hochspannungskondensator C_p sowie die Schaltelemente Q₁ und Q₂. Die rechte Halbbrücke ist eine Gegentakthalbbrücke mit den Schaltelementen Q₂ und Q₄, umfasst aber zusätzlich einen über den Schalter Q_N mit der Spule L verbundenen Niederspannungskondensator C_N. Die Hoch- und Niederspannungskondensatoren können dabei so ausgebildet sein, wie vorangehend mit Bezug auf die 5a und 5b beschrieben wurde. Als Schaltelemente können wiederum Transistorschaltelemente verwendet werden. Der Niederspannungskondensator C_N agiert in der beispielhaften Konfiguration von 12 zusammen mit Schaltelement Q₃, wenn eine Niederspannungsphase erzeugt werden soll. Zusammen mit den übrigen Transistorschaltelementen lässt sich das zusätzliche Niveau auch zur Feinmodulation einsetzen. Vorzugsweise wird die zusätzliche Niederspannungskomponente derart in die Schaltung integriert, dass sie auf der ihr gegenüberliegenden Seite der Stimulationsspule von einer aktiven Stufe, am einfachsten einer Gegentaktstufe, gekontert wird. Der Eingriff gestaltet sich dann minimal, hat allerdings aufgrund der Möglichkeit, eine langsame Vorphase zu generieren, auf die Energieeffizienz der magnetischen Stimulation eine sehr vorteilhafte Wirkung. Mit der gezeigten Konfiguration kann selbst mit einer vergleichsweise einfachen Vollbrückenanordnung ein vorphasiger, gegenüber dem Hauptpuls gegenläufiger Stromfluss durch die Stimulationsspule erzeugt werden, um den Zustand der Induktivität auf eine gegenüber der Nulllinie verschobenen Ausgangsbasis zu bringen. Für das im Hauptpuls induzierte elektrische Feld werden nun geringere Ströme benötigt.
Das Laden des zusätzlichen Kondensators C_N erfordert kein zusätzliches Netzteil, sondern kann über die Schaltung selbst erfolgen. Hierzu lässt sich beispielsweise ein von der Induktivität der Behandlungsspule gebremster Strom im Pulsweitenmodulationsbetrieb kontrollieren.
Hybridtopologien, welche auf der Schaltungskonfiguration der 9 aufbauen, sind in den 13a und 13b gezeigt. Die diodengeklemmte Spannungsteilerhalbbrücke der 9 ist hier wiederum ergänzt durch einen zusätzlichen Niederspannungskondensator C_N mit zugehörigem Schaltelement Q_N, beispielsweise einem Transistorschaltelement, welche in Reihe den linksseitigen Eingangsanschluss der Stimulationsspule L mit dem unteren (13a) bzw. dem oberen (13b) Basisversorgungszweig verbinden. Dadurch ergeben sich die vorangehend mit Bezug auf die Schaltungskonfiguration der 12 beschriebenen Vorteile.
Die Erfinder haben erkannt, dass die vorangehend beschriebenen erfindungsgemäßen Schaltungstopologien hervorragend dazu geeignet sind, energiesparende monophasische Stimulationspulse zu erzeugen. Im Vergleich zu den üblicherweise zur Stimulation eingesetzten symmetrischen Pulsformen weist ein monophasischer Puls, bei welchem die ansteigende Flanke des Hauptpulses asymmetrisch zur abfallenden Flanke des Hauptpulses verläuft, sehr selektive Neuromodulationseigenschaften auf. Aufgrund der geometrischen Gegebenheiten und Orientierungen von kortikalen Neuronen reizt diese Art von Stimulationspulsen vorzugsweise Neuronpopulation ähnlicher Funktion (synaptisch inhibierend bzw. synaptisch anregend).
Monophasische Stimulationspulse sind grundsätzlich bekannt und lassen sich konventionell beispielsweise mittels eines Schwingkreises erzeugen, der ab dem ersten Nulldurchgang des elektrischen Stromes von einem Diodenfreilaufkreis mit Widerstand kommutiert wird. Dabei entsteht in Strom und Spannung eine (kaum gedämpfte) harmonische Viertelperiode, die anschließend in einen LC-Kreis im aperiodischen Grenzfall entartet und im Strom näherungsweise exponentiell gegen Null läuft. Die Pulsenergie wird dabei fast vollständig in Wärme umgewandelt, so dass solche bekannten Pulsformen sehr ineffizient sind und die einleitend beschriebenen Nachteile aufweisen.
Mit einem schaltmodulierten Konverteransatz lassen sich monophasische Pulse mit einer zugehörigen, in Amplitude und Dynamik angepassten Vorphase zu einem deutlich energiesparsameren Stimulationspuls verbessern. Der zeitliche Verlauf der Stromstärke in der Stimulationsspule ist für eine solchen Puls schematisch in 14 gezeigt. Die durchgezogene und die gestrichelte Linie entsprechen dabei zwei unterschiedlichen Parameterkonfigurationen. Der in 14 gezeigte Puls umfasst drei aufeinanderfolgende Phasen: eine Vorphase 10, eine ansteigende Flanke 14 des Hauptpulses 12 und eine abfallende Flanke 16 des Hauptpulses 12. Ähnlich wie einleitend mit Bezug auf 4 beschrieben, schiebt die Vorphase 10 die Ausgangslinie des Stromes in die der Stromspitze des Hauptpulses 12 entgegengesetzte Richtung. Dadurch kann bei verhältnismäßig geringem Spitzenstrom eine ausreichend lange Flanke erzeugt werden. Die abschließende abfallende Flanke 16 ist deutlich flacher als die ansteigende Flanke 12, um keinen ähnlich starken Induktionseffekt in entgegengesetzter Polarität zu erzeugen, ist allerdings deutlich steiler als die Vorflanke 10, vorzugsweise um eine oder zwei Zehnerpotenzen.
Die erfindungsgemäßen monophasischen Pulse müssen nicht notwendigerweise den in 14 gezeigten harmonischen Verlauf aufweisen, sondern können auch abschnittsweise linear, dreieckig oder rechteckförmig sein.
Die Charakteristika der selektiven Stimulationswirkung der erfindungsgemäßen Pulse lassen sich am deutlichsten im zeitlichen Verlauf des elektrischen Feldes erkennen, wie er für die beiden Konfigurationen der 14 in 15a dargestellt ist. Das induzierte elektrische Feld, bzw. die dazu proportionale Spannung in der Stimulationsspule entspricht der Ableitung der in 14 gezeigten Stromstärke und dominiert deutlich in einer Polarität. Das der Vorflanke 14 entsprechende Maximum ist betragsmäßig um mehr als das Fünffache größer als das der abfallenden Flanke 16 entsprechende Minimum. Integriert über den Zeitverlauf ist das induzierte elektrische Feld gleichwertfrei, so dass die im Durchschnitt flacheren fallenden Flanken ein im Schnitt schwächeres, aber längeres elektrisches Feld induzieren, welches dem von den ansteigenden Flanken induzierten Feld richtungsmäßig entgegengesetzt ist. Die Dynamik der Vorphase 10 ist deutlich langsamer als der sich anschließende Hauptpuls 12 und ist in 15a daher kaum zu erkennen. Die Länge und Höhe der Vorphase lässt sich sowohl über computergestützte Simulation als auch über experimentelle Parameteranalyse ermitteln.
15b zeigt im Vergleich zu 15a einen zeitlichen Verlauf des induzierten elektrischen Feldes für einen konventionellen symmetrischen Puls, bei welchem die absteigende Flanke der ansteigenden Flanke entspricht. Ein entsprechender Stromstärkeverlauf für einen symmetrischen Puls ist in 4 gezeigt.
Die in 14 und 15a gezeigten erfindungsgemäßen monophasischen Pulse lassen sich beispielsweise mit einem erfindungsgemäßen schaltmodulierten Dreiniveaukonverter erzeugen. Eine erste Schaltkonfiguration stellt am Ausgangsanschluss der Halbbrückenschaltung ein erstes Spannungsniveau bereit, welche die Vorphase 10 erzeugt. Eine zweite Schaltungskonfiguration stellt am Ausgangsanschluss eine zweite, betragsmäßig größere und entgegengerichtete Spannung bereit, welche die ansteigende Flanke 14 des Hauptpulses erzeugt. Mit einer dritten Schaltungskonfiguration wird am Ausgangsanschluss eine dritte Spannung bereitgestellt, welche sich von der ersten Spannung und der zweiten Spannung unterscheidet und die abfallende Flanke 16 des Hauptpulses 12 erzeugt.
In der praktischen Anwendung können auch mehrere dieser Phasen so dicht aneinandergereiht werden, dass das Neuron aufgrund nichtlinearer Summationseffekte lediglich einen einzigen zusammenhängenden Nervenreiz als Antwort erzeugt. Dabei ist stets die Asymmetrie von ansteigenden und abfallenden Stromflanken gemäß obiger Beschreibung zu gewährleisten. Die Amplitude der einzelnen in dieser Weise aneinandergereihten Pulse müssen dabei nicht identisch sein. Vorzugsweise sinkt die Amplitude der nachfolgenden Pulse, die lediglich dazu dienen, bereits angeregte, aber knapp unterschwellig reagierende Neuronen über ihre Reizschwelle zu bringen. Bei abnehmender Amplitude muss die Vorphase nicht notwendigerweise vor jedem Puls wiederholt werden.
Die Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen und die Figuren dienen lediglich einer beispielhaften Erläuterung und Veranschaulichung der Erfindung und der mit ihr erreichten Vorteile, sollen aber die Erfindung nicht beschränken. Der Umfang der Erfindung ergibt sich allein aus den nachfolgenden Ansprüchen.

Claims

Vorrichtung zum Erzeugen von Stimulationspulsen zur induktiven Neuronreizung mit: wenigstens einer Stimulationsspule (L); und wenigstens einer ersten Halbbrückenschaltung, deren Ausgangsanschluss mit der Stimulationsspule (L) elektrisch verbunden ist; wobei die erste Halbbrückenschaltung eine Mehrniveauhalbbrücke mit mindestens drei unterschiedlichen Spannungsniveaus ist.
Vorrichtung nach Anspruch 1, bei welcher die erste Halbbrückenschaltung eine Halbbrücke vom Typ eines diodengeklemmten Inverters oder vom Typ eines kapazitätsgeklemmten Inverters ist.
Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2 mit zusätzlich einer zweiten Halbbrückenschaltung, deren Ausgangsanschluss mit der Stimulationsspule (L) elektrisch verbunden ist, wobei die zweite Halbbrückenschaltung eine Mehrniveauhalbbrücke ist, vorzugsweise eine Mehrniveauhalbbrücke mit mindestens drei unterschiedlichen Spannungsniveaus.
Vorrichtung nach Anspruch 3, bei welcher die zweite Halbbrückenschaltung gegenüber der ersten Halbbrückenschaltung verstimmt ist.
Vorrichtung nach Anspruch 4, bei welcher die relative Verstimmung der zweiten Halbbrückenschaltung gegenüber der ersten Halbbrückenschaltung größer als 1% ist, vorzugsweise größer als 2% ist und besonders vorzugsweise größer als 5% ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 3 bis 5, bei welcher die Anzahl der Spannungsniveaus der zweiten Halbbrückenschaltung von der Anzahl der Spannungsniveaus der ersten Halbbrückenschaltung verschieden ist.
Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche mit zusätzlich einem Niederspannungskondensator (C_N), welcher schaltbar mit der Stimulationsspule verbunden ist.
Vorrichtung nach Anspruch 7, bei welcher C_NS/C_HS ≥ 2, vorzugsweise C_NS/C_HS ≥ 5 und besonders vorzugsweise C_NS/C_HS ≥ 10, wobei C_NS eine Kapazität des Niederspannungskondensators (C_N) und C_HS eine Kapazität eines Kondensators (C_p; C_a, C_b) der Halbbrückenschaltung, vorzugsweise die größte Kapazität unter den Kondensatoren (C_p; C_a, C_b) der Halbbrückenschaltung, bezeichnet.
Vorrichtung zum Erzeugen von Stimulationspulsen zur induktiven Neuronreizung mit: wenigstens einer Stimulationsspule (L); wenigstens einem Hochspannungskondensator (C₁, C₂; C_p; C_a, C_b); wenigstens einem Niederspannungskondensator (C₃; C_N); und Schaltelementen (Q₁, Q₂, Q₃, Q₄; Q_N), welche dazu eingerichtet sind, die Hochspannungskondensatoren (C₁, C₂; Cp; C_a, C_b) und/oder die Niederspannungskondensatoren (C₃; C_N) schaltbar mit der Stimulationsspule (L) zu verbinden.
Vorrichtung nach Anspruch 9, bei welcher C_NS/C_HS ≥ 2, vorzugsweise C_NS/C_HS ≥ 5 und besonders vorzugsweise C_NS/C_HS ≥ 10, wobei C_NS eine Kapazität eines Niederspannungskondensators und C_HS eine Kapazität eines Hochspannungskondensators bezeichnet.
Vorrichtung nach Anspruch 9 oder 10, bei welcher U_HS/U_NS ≥ 5, vorzugsweise U_HS/U_NS ≥ 10 und besonders vorzugsweise U_HS/U_NS ≥ 50, wobei UNS eine Durchbruchspannung eines Niederspannungskondensators (C₃; C_N) und U_HS eine Durchbruchspannung eines der Hochspannungskondensatoren (C₁, C₂; C_p; C_a, C_b) bezeichnet.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 7 bis 11, bei welcher eine Kapazität C_NS des Niederspannungskondensators mindestens 5 mF, vorzugsweise mindestens 10 mF und besonders vorzugsweise mindestens 20 mF beträgt.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 7 bis 12 mit einer Steuereinrichtung, welche eingerichtet ist zum Erzeugen eines Vorpulses (10) durch elektrisches Verbinden der Stimulationsspule (L) mit dem Niederspannungskondensator (C₃; C_N) und zum darauffolgenden Erzeugen eines ersten Hauptpulses (12) durch elektrisches Verbinden der Stimulationsspule (L) mit einem ersten Hochspannungskondensator (C₁, C₂; C_p; C_a, C_b), wobei eine Stromrichtung des ersten Hauptpulses (12) in der Stimulationsspule (L) einer Stromrichtung des Vorpulses (10) in der Stimulationsspule (L) entgegengerichtet ist und wobei der Vorpuls (10) länger ist und/oder eine geringere Flankensteilheit aufweist als der erste Hauptpuls (12).
Vorrichtung nach Anspruch 13, bei welcher die Steuereinrichtung dazu eingerichtet ist, eine vorbestimmte Pulsstärke durch Modulieren einer Zeitdauer des Vorpulses (10) und/oder des ersten Hauptpulses (12) einzustellen.