DE102012008699A1

DE102012008699A1 - Vorrichtung zur berührungslosen Messung eines Abstands

Info

Publication number: DE102012008699A1
Application number: DE201210008699
Authority: DE
Inventors: Anmelder Gleich
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2012-04-28
Filing date: 2012-04-28
Publication date: 2013-10-31
Anticipated expiration: 2032-04-29
Also published as: DE102012008699B4

Abstract

Die Erfindung betrifft ein induktives Wegmeßsystem zur proportionalen und berührungslosen Erfassung von linearen und rotatorischen Bewegungsvorgängen als auch deren Überlagerungsformen. Die Überlagerungstypen machen ein im Abstands-Volumenmodell der Meßstrecke integrierendes System notwendig, welches ohne mechanische Ankopplung an die Meßaufgabe ausgeführt ist. Als Meßelement dient ein halbseitig offener, ferritischer Schalenkern mit Spule, mit dem der Abstand zu beliebigen, metallischen Targets detektiert werden kann. Zunächst werden Ausführungsformen beschrieben, mit denen die in einem elektrischen Schwingsystem (30) befindliche Schalenkernspule L mit ideal hoher Güte und in Konsequenz daraus maximaler Reichweite betrieben wird. Darüber hinaus wird die Einführung einer geregelten Energierückführung (50) in den Schwingkreis vorgeschlagen, die eine weitere und einstellbare Erhöhung der Schwingkreisgüte gestattet. Damit kann die Meßreichweite eines solchen, nach dem induktiven Prinzip arbeitenden Sensors nochmals erheblich gesteigert werden.

Description

Die Erfindung betrifft ein induktives Wegmeßsystem zur proportionalen und berührungslosen Erfassung von linearen und rotatorischen Bewegungsvorgängen als auch deren Überlagerungsformen. Insbesondere finden solcherlei Sensoren in der Kraftfahrzeug- als auch in der industriellen Automatisierungstechnik Anwendung. Hier besteht die Notwendigkeit zur sowohl quasi-statischen als auch dynamischen Messung von Abständen, Wegen und Winkeln. Häufig treten aufgrund der mechanischen Auslegung in der Applikation Überlagerungstypen dieser Bewegungsformen auf, so dass ein im Abstands-Volumenmodell der Meßstrecke integrierendes System notwendig wird, welches in Konsequenz und darüber hinaus in bevorzugter Weise ohne mechanische Ankopplung an die Meßaufgabe ausgeführt werden sollte.
In den genannten Anwendungsgebieten, insbesondere aber in der Kraftfahrzeugtechnik, werden ausgesprochen flexible Sensorkonzepte gefordert, die sich möglichst einfach an verschiedene Gehäusebauformen und Applikationssituationen anpassen lassen und darüber hinaus klein und leicht bauen. Des weiteren wird eine abgestimmte Entwicklung von Aufnehmern für die unterschiedlichsten Bewegungsformen zur dezidierten Erfassung diesbezüglicher Messgrößen gefordert. Technische Notwendigkeiten entstehen aus den Bereichen Getriebe, Kupplungen, Fahrwerke, Bremssysteme sowie den Brems-, Kupplungs- und Gaspedalen. Die sensorische Erfassung der einhergehenden Positionswerte ist oder wird erforderlich, da die Systeme zunehmend elektrisch gesteuert und geregelt oder sogar komplett elektrifiziert werden sollen.
In der Automatisierungstechnik dominieren Näherungsschalter, die auf unterschiedlichen, physikalisch-technischen Prinzipien basierend aufgebaut sind. Die Geräte üben durchgehend Schaltfunktionen mit fest definierten Schaltabständen und -hysteresen aus. Mit der zunehmenden Elektronifizierung in der Steuerungstechnik und damit einhergehend immer anspruchsvoller werdenden Regelvorgängen zur exakten Ablaufsteuerung der Anlagen- und Automatisierungskomponenten werden allerdings zunehmend Sensorsignale mit proportionalem Positionserfassungscharakter gefordert.
Es wird also ein Weg- und Winkelmeßsystem vorgeschlagen, welches meßtechnische Eigenschaften aufweist, welche um etwa Faktor zwei bis drei über denen vergleichbarer Systeme liegen und darüber hinaus Anwendungsbereiche erschließt, die sich mit heutigen Systemen noch gar nicht abdecken lassen.
Stand der Technik
In der Weg- und Winkelsensorik haben sich für Anwendungen in der Kraftfahrzeug- und der industriellen Automatisierungstechnik in der Hauptsache folgende, technisch-physikalische Wirkprinzipien durchgesetzt: Induktiv spulenbasiert, wobei hier das Wirbelstromprinzip und das PLCD-Prinzip (Permanentmagnetic Linear Contactless Displacement – Sensor) zu nennen sind, kapazitiv, optisch, Ultraschall und HALL-Effekt. Die Automatisierungstechnik verwendet diese Prinzipien hauptsächlich, um berührungslose Positions- und Endlagenschalter aufzubauen. Im Kraftfahrzeug fand der HALL-Effekt als berührungsloser Schalter weite Verbreitung, heute auch als linearer Sensor in weg- und winkelproportionalen Meßaufgaben im Einsatz. Induktive und PLCD-Sensoren finden im Fahrzeug breite Anwendung, kapazitiv und optisch werden hier so gut wie nicht eingesetzt. Ultraschall findet als Fernfeldmeßsystem für die PDC (Park Distance Control) Anwendung.
Der Vollständigkeit halber sei erwähnt, dass widerstandspotentiometrische Prinzipien als Weg- aber insbesondere Winkelsensoren zahlreiche Anwendungssegmente bedienten, sie befinden sich aber nicht mehr im Fokus von Forschung und Entwicklung und stellen nicht mehr den aktuellen Stand der Technik dar.
Die weitverbreiteten Prinzipien HALL-Effekt und PLCD benötigen für ihre Ansteuerung vom Grundsatz her einen entlang der Meßstrecke beweglichen Magneten und sollen von daher für eine weitere Beurteilung entfallen.
Im folgenden wird der Fokus nun auf das induktive Prinzip gelegt, da die Erfindung hierauf basiert.
Ein induktiv arbeitender Linearsensor ist in DE 20 2008 008 477 beschrieben, bei dem das Meß- und Auswerteelement als Stator in einem stabförmigen Gehäuse untergebracht ist. Ein ringförmiges Indexelement bewegt sich entlang des stabförmigen Gehäuses und erzeugt somit seine Positionsinformation relativ zu dem Meßelement.
Ebenfalls induktiv und einen linearen Weg detektierend findet sich in DE 10 2006 055 409 eine Konfiguration aus zwei Sende- und einer Empfangsspule, die entlang des zu messenden Weges in einem Sensorgehäuse untergebracht und als Leiterbahnen auf einer Leiterplatte realisiert sind. Zur Positionsbestimmung und folglich Messwegerfassung dienen zwei Resonatorkreise, die sich parallel und längsseitig zur Oberfläche der Spulenanordnung bewegen.
Das Konzept von gedruckten oder geätzten Leiterbahnspulen auf Leiterplatten zur Umsetzung des induktiven Prinzips als Drehwinkelgeber greift DE 101 56 238 auf, in der jeweils eine Erreger- und zwei Empfangsspulen vorgeschlagen werden, die sämtlich kreisförmig und entlang des Messwinkels als Leiterbahnen auf einer Leiterplatte angeordnet sind. Zur Positionsbestimmung und folglich Messwinkelerfassung dienen zwei Resonatorkreise, die parallel zur Oberfläche der Spulenanordnung dem Drehwinkel folgen. Eine solche Konfiguration findet sich auch in DE 199 41 464 , wobei hier zur Erhöhung der Messgenauigkeit eine spezielle Ausgestaltung der Empfangsspulengeometrien vorgeschlagen wird. Der Sensor soll insbesondere zur Torsionsmessung an Wellen eingesetzt werden. Das grundsätzlich identische Wirkprinzip wird auch in DE 197 38 841 beschrieben, wobei hier ein dualer Aufbau zweier Systeme zur gegenseitigen Synchronisation und Erfüllung der Redundanzbedingung vorgeschlagen wird. Weitergehend setzt DE 197 38 836 ebenfalls auf dem Prinzip gekoppelter Leiterplattenspulen auf, wobei das Koppelelement als Kurzschlußleitung in periodisch wiederholter Schleifenstruktur ausgebildet ist. DE 197 38 834 beschreibt einen Aufbau, bestehend aus einer Erreger- und drei Empfangsspulenkonfigurationen mit einem beweglichen Koppelelement, die Anmeldung zielt auf eine ,weiche' Oszillatorschaltung zur Ansteuerung der Erregerspule ab.
Ebensolche leiterplattenbasierten Spulen können auch zum Aufbau von induktiven Linearsensoren eingesetzt werden, was in DE 100 26 019 mit einer Erreger- und mehreren Empfangsspulen realisiert ist, die entlang des zu messenden Weges im Sensorgehäuse angeordnet sind. Zur Positionsbestimmung und folglich Messwegerfassung dient ein Resonatorkreis, der sich parallel und längsseitig zur Oberfläche der Spulenanordnung bewegt. Insbesondere wird hier noch berücksichtigt, dass bei fehlendem Resonator die Spulenausgangsspannung zu Null wird. In DE 199 20 190 wird eine Optimierung dergestalt vorgeschlagen, dass eine spezielle Ausgestaltung des Resonatorkreises vorgesehen ist, mit der sich Inhomogenitäten in den Koppelmagnetfeldern minimieren lassen.
Mit den besagten leiterplattenbasierten Spulen lassen sich ebenso induktive Näherungsschalter realisieren, was DE 10 2006 053 023 als Vorschlag zur Anordnung dreier Spulen, einer Hauptsende-, einer Kompensations- und einer Empfangsspule sowie deren entsprechender Signalbeaufschlagung mit dem Ziel maximaler Störfestigkeit beschreibt. DE 103 50 733 zeigt eine Anordnung aus einer Sende-, einer Kompensations- und zweier Empfangsspulen mit dem Ziel eines erhöhten Schaltabstands. In DE 103 62 165 wird eine Anordnung aus einer Sende- und einer Vielzahl miteinander verbundener Empfangsspulen beschrieben, die die Sendespule überlappen. Im Schaltabstand ergibt sich der in den Empfangsspulen induzierte, magnetische Fluss gerade zu Null. Ebenso beschreibt DE 103 18 350 einen Vorschlag einer speziellen Geometrie für eine Sende- und eine Empfangsspule sowie deren entsprechende Positionierung zueinander. Im Schaltabstand ergibt sich der in der Empfangsspule induzierte, magnetische Fluss gerade zu Null. Letztlich werden in DE 100 57 773 eine Sende- und zwei Empfangsspulen mechanisch und örtlich getrennt aufgebaut, wobei die als Leiterbahnen auf Leiterplatten aufgebrachten Empfangsspulen wiederum aus einer Vielzahl einzelner Teilspulen bestehen.
Eine andere Klasse von Realisierungskonzepten beinhaltet ferritische Halbschalenkerne als induktives Sensorelement, allerdings sind diese durchweg als induktive Näherungsschalter und nicht als Linearweggeber aufgebaut. Sie seien dennoch der Vollständigkeit halber erwähnt, da sich die vorliegende Erfindung den Einsatz einer Ferritspule als Sensorelement zunutze macht.
So beschreibt DE 10 2004 006 901 eine Oszillatorschaltung für die Ferritspule mit einer Oszillatorspeisung, die mit einem aus vier Dioden bestehenden Temperaturfühler ausgestattet ist. Die Temperatursensierung greift dergestalt in die Oszillatorspannungsversorgung ein, dass eine temperaturkompensierte Schaltschwelle und ein damit einhergehend kompensierter Auslöseabstand erzielt werden können.
Weitere induktive Näherungsschalter: DE 43 05 385 – Automatische Detektion der Ausgangsbeschaltung in entweder Zwei- oder Dreidrahtbetrieb. Nach der Detektion stellt sich das Gerät automatisch auf den vom Benutzer angeschlossenen Lastzustand ein und betreibt den Sensor dauerhaft in dieser Konfiguration. DE 41 41 264 – LC-Schwingkreis mit Meßspule L im oberen und eine steuerbare Strom- oder Spannungsquelle im unteren Halbzweig einer Vollbrückenschaltung. Die Strom- oder Spannungsquelle wird vom Brückenspannungsverstärker je nach Impedanzverhältnissen an der Meßspule so nachgeregelt, dass sich die Brückenspannung immer zu Null ergibt. DE 41 07 457 – Sensorspule auf einem Amorphmetallkörper, welche diesen mit dem durch sie angeregten Magnetfeld durchflutet. Nähert man nun einen magnetischen Auslöser (Permanentmagnet) an die Spule an, so wird der Amorphmetallkörper rasch in die magnetische Sättigung getrieben. Dies hat zur Folge, dass der Amorphmetallkörper – mit entsprechend steiler Hysteresekurve versehen – bereits für sich einen definiten Zustandswechsel erfährt und damit allein schon ein Schaltverhalten hervorruft, in Konsequenz die nachfolgende Schaltung sehr einfach gehalten werden kann. Darüber hinaus lässt sich mit dem Konzept eine gute Temperaturstabilität erzielen. DE 41 02 542 – LC-Oszillator, wobei die Spule hier nicht als Meßspule fungiert sondern nur zur Erzeugung der Basis-Schwingfrequenz verwendet wird. Zur Messung enthält die Anordnung zwei weitere Sensorspulen, die gegensinnig verschaltet und so ausgelegt sind, dass deren Differenzwechselspannung beim gewünschten Schaltabstand zu Null wird. Die Anordnung dient zur Erreichung eines möglichst großen Schaltabstands.
Aus der Analyse des Standes der Technik wird folgende, technische Segmentierung bei den induktiven Sensoren deutlich:
Ferritkerne kommen in der Bauform ,halboffener Schalenkern' als Sensorelemente ausschließlich in induktiven Näherungsschaltern zum Einsatz. Diese Geräte werden als berührungslos arbeitende Schalter ausgeführt und entsprechend so eingesetzt. Ausführungsformen mit einer analogen Wegkennlinie als Übertragungscharakteristik existieren nur in einigen wenigen, unterrepräsentierten Produktsegmenten, womit sie als durchweg uninteressant für die weitere Betrachtung gewichtet werden können. Darüber hinaus sind diese keinesfalls für die angedachten Anwendungen in der Automobilindustrie geeignet.
Moderne Positionsgeber für die Weg- oder Winkelerfassung arbeiten durchweg berührungslos und sind in Konsequenz entweder nach dem induktiven Prinzip, oder als Unterkategorie hiervon induktiv-leiterplattenspulenbasiert, aufgebaut. Reine induktive Geber besitzen Langspulen mit einer, zwei oder drei Drahtwicklungen, in der sich ein metallischer oder ferromagnetischer Kern bzw. Tauchanker bewegt. Arbeitet man hier mit einer Wicklung, so wird das Dämpfungsprinzip ausgenutzt, im Falle zweier Wicklungen handelt es sich um die Wirkungsweise des sogenannten Differentialtransformators und drei Wicklungen sind zum Aufbau eines LVDT (Linear Variable Differential Transducer) notwendig. Als Konstruktionsmerkmal ist all diesen Sensoren gemeinsam, dass sie aufgrund des bevorzugt geraden Aufbaus der Spule nur als Linearweggeber eingesetzt werden können.
Des weiteren ist ihre Funktionsweise nur bedingt als berührungslos zu bezeichnen, da der Kern immer in die Spule eintauchen muß, infolge dessen eine gewisse örtliche Nähe zwischen Spule und Kern erforderlich ist und folglich keine echte Wirkung über Distanz erzielt wird. Anwendungen finden solcherlei aufgebaute Produkte ausschließlich in speziellen Meßaufgaben der Automatisierungstechnik, sie sind durchweg auch relativ groß, schwer und teuer.
Induktive Sensoren mit Leiterplattenspulen stellen den letzten Stand der Technik dar und können sowohl als Linearweg- oder Drehwinkelgeber realisiert werden. Hier werden die Spulen in Form von Leiterbahnen auf Leiterplatten ausgeführt, womit dann keine Spulen- oder Drahtwickelkörper mehr erforderlich sind. Die Leiterplattenspulen senden und empfangen hochfrequente Wechselfelder. Gegenüber der Leiterplatte befindet sich ein als Target oder Resonator bezeichnetes Gegenstück, dessen Position der Meßposition entspricht. Dieses kann wiederum auch als einfaches Leiterplättchen mit einigen Kurzschlußleiterbahnen ausgeführt sein. Bewegt man nun das Target parallel zur Leiterplatte, so kann man bei entsprechender Auslegung der Leiterplattenspulengeometrie die Position des Targets relativ zur Leiterplatte bestimmen.
Entsprechende Leiterbahngeometrien und Targetkonstruktionen in kreisrunder Form ermöglichen den Aufbau von Drehgebern, in Längsform entsprechend den Aufbau von Lineargebern.
Hier ist als Einschränkung allerdings wie oben zu nennen, dass diese Anordnungen nicht ohne Nahfeldkopplung zwischen den Spulen und den Targets auskommen. Somit kann zwar der Nahbereich zwischen Spule und Target ohne mechanische Berührung konstruiert werden, die eigentliche Meßstrecke kann jedoch nicht in berührungsloser Form bzw. ohne mechanische Hilfsteile oder Aktoren überwunden werden.
Aufgabenstellung
Die Erfindung macht es sich zur Aufgabe, die Vorteile der Magnetfelderzeugung mit einer Ferritspule zur induktiven Wegmessung für die Umsetzung in einen vollkommen berührungslos arbeitenden Weg- und Winkelsensor zu nutzen und durch geeignete, schaltungs-, spulen- und aufbautechnische Maßnahmen so auszuführen, dass nicht nur die Grundfunktion einer berührungslosen Wegmessung über Abstand optimal ist, sondern auch die technischen Eigenschaften im zum jeweils entsprechenden Parameter anderer Wirkprinzipien weit über den vergleichbaren Parametern dieser jeweils bekannten Wirkprinzipien liegen.
Darüber hinaus liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine zuverlässig arbeitende Vorrichtung zu schaffen, welche den Abstand zu einem bevorzugt axial zur Ferritspulenoberfläche bewegten Meßobjekt detektiert. Durch eine geeignete Anordnung zwischen Spule und Meßobjekt lassen sich mit dem System aufgrund des durch die Magnetfeldeigenschaften hervorgerufenen Integrationsverhaltens im Abstands-Volumenmodell der Meßstrecke jedoch mit gleicher Genauigkeit auch Drehbewegungen erfassen. Das Meßobjekt wird im folgenden als Target bezeichnet.
Weiterhin soll sich der Sensor durch ausgesprochen geringe Baugröße und ein geringes Gewicht auszeichnen. Ein relativ einfacher Aufbau und die Möglichkeiten einer – gegebenenfalls mehrstufigen – Integration der Sensorelektronik ermöglichen a priori geringe Kosten. Das System soll hermetisch komplett gekapselt herstellbar sein, so dass einer ganzen Reihe von Umweltanforderungen wie mechanischer Robustheit und Dichtigkeit gegen Verschmutzungen und Fremdstoffeinträgen jeglicher Art, beispielsweise Festkörpern, Stäuben, Flüssigkeiten oder Ölen, Rechnung getragen werden kann. Auch soll das Problem der Vereisung, speziell im Fall von Außenanwendungen wie beispielsweise im Fahrwerk eines Kraftfahrzeugs, hier nachhaltig gelöst werden können.
Weiterhin sollen der elektronische und elektro-mechanische Aufbau so gehalten werden, dass eine hohe Immunität gegenüber elektrischen – leitungsgebundenen als auch eingestrahlten – Störungen erreicht werden kann. Umgekehrt sind die elektrischen Spannungen und Ströme im System so gering und niederfrequent wie möglich auszulegen, so dass die Anordnung keine oder nur sehr geringe elektrische Störungen an die Umwelt abgibt.
Die Lösung dieser Aufgaben erfolgt erfindungsgemäß mit den in den Patentansprüchen 1 bis 8 angegebenen Merkmalen. Bevorzugte Ausführungsformen sind Gegenstand der Unteransprüche.
Vorzugsweise wird für die Sensorspule ein ferritischer, einseitig halboffener Schalenkern verwendet, da diese Bauform von ihrer geometrischen Auslegung her bereits auf eine besonders günstige, örtliche Verteilung des zwischen Sensoroberfläche und Meßobjekt (= Target) abgestrahlten Magnetfelds ausgelegt ist. Diese Bauformen sind auch sehr einfach herstellbar. Der Schalenkern benötigt zum Betrieb eine gewickelte Spule, deren Wickel- und Materialparameter im Hinblick auf eine optimale Funktion des Sensors optimiert werden müssen. Die Induktivität der Schalenkernspule soll im folgenden mit L bezeichnet werden. Da es sich um ein Wechselstrom-Schwingsystem handelt, ist noch ein geeignet zu dimensionierender Kondensator erforderlich. Dieser soll im folgenden mit C bezeichnet werden.
Hierbei ist der grundsätzliche, elektrische Aufbau des Schwingkreises – seriell, parallel oder als geteiltes System – zunächst von untergeordneter Bedeutung. Wichtig ist, und dies ist für die Auslegung solcher Systeme bekannt, dass die elektrische Güte der Verschaltung so hoch wie möglich zu treiben ist, da sich dies günstig auf die erzielbare Reichweite des Sensors auswirkt. Im Gegenzug müssen hier wiederum andere, und zwar gegenläufige Parameter wie elektronische Stabilitätskriterien und die Systembandbreite, Berücksichtigung finden.
Vorzugsweise besteht das Target aus einer ebenen Metallfläche, wobei die genaue Form für die Funktion keine Rolle spielt. Das induktive Prinzip ist in der Lage, jede Form von metallischen Gegenständen zu erkennen. Hier gibt es nur Unterschiede in der Meßempfindlichkeit bezüglich der Art von Metall. So kann beispielsweise Eisen besser detektiert werden als Edelstahl, dieses wiederum besser als Messing, dieses wiederum besser Aluminium und dieses wiederum besser als Kupfer. Nicht ferromagnetische Materialien, wie zum Beispiel Kunststoffe, organische Materialien oder die meisten Flüssigkeiten, beeinflussen das System nicht, werden bei ihrer Anwesenheit also nicht mitgemessen und sind somit nicht störend.
Um aufwändige Simulationsprozesse, die die komplexe Magnetfeldverteilung vor der Spule sowie die Wirbelstromeffekte im metallischen Target beinhalten müssten, für die Auslegung des Schwingkreises inklusive des abgestrahlten Magnetfelds zur Optimierung der Schwingkreisgüte zu vermeiden, soll vorzugsweise folgende Methodik eingesetzt werden: Die Spule habe die Induktivität L, der Wickelwiderstand sei Rl. Die elektrischen Verluste um den Schwingkreis setzen sich aus zwei Komponenten zusammen: 1) Die Abstrahlung des Magnetfelds benötigt Energie. Diese kann als Feldverlustwiderstand dargestellt und auf die Klemmenseite der Spule transformiert werden. 2) Da die Spule notwendigerweise in einer realen Schaltungsumgebung betrieben wird, hat man hier nur eine endlich ideale Quelle zur Einspeisung der elektrischen Energie als auch nur einen endlich hochohmigen Signalabgriff zur Signalgewinnung vorliegen. Beide Verlusteffekte 1) und 2) können im Ersatzschaltbild als Parallelwiderstand zur Spule dargestellt werden. Dieser sei mit Rv bezeichnet. Der eingesetzte Kondensator habe die Kapazität C.
Zunächst sind alle Parameter als Variable anzusehen. Allerdings verhält es sich nun so, dass die beiden Größen L und Rl miteinander verknüpft sind und sich somit nicht beliebig getrennt einstellen lassen. Man muß diese also wiederum unter anderen Optimierungskriterien bestimmen. In die Auslegung gehen ein: Die gewünschte Induktivität und die gewünschte Stromaufnahme. Beide Größen hängen wiederum mit Parametern wie Schwingfrequenz, Ferritkernmaterialeigenschaften und Wicklungsauslegung zusammen. Ebenso ist Rv magnetfeldseitig durch die Schalenkerngeometrie und elektrischerseits durch die Schaltungsauslegung beeinflusst, man erhält hier nach Auswahl gewisser Konfigurationen für die Spule feste Werte. Auf der Seite der elektronischen Schaltung lassen sich diese, wie weiter unten noch beschrieben wird, jedoch optimieren. Ziel ist, all diese Parameter so hochohmig wie möglich zu legen, um eine möglichst geringe Bedämpfung des Schwingkreises zu erhalten. Der transformierte Feldverlustwiderstand kann beispielsweise für eine gegebene Konfiguration durch einige, relativ einfache Messungen ermittelt werden.
Nun bleibt als Variable nur noch die Schwingkreiskapazität C übrig. Man errechnet im folgenden den Dämpfungsfaktor d der aus L, Rl, C und Rv gebildeten Konfiguration, differenziert diesen nach C (lokales Minimum) und erhält dann eine Berechnungsgleichung für C. Für einen einfachen Parallelschwingkreis lautet diese beispielsweise: C = L/(Rl × Rv). Damit hat man zunächst die Auslegung der Schwingkreiskomponenten güteoptimiert. Andere Methoden sind selbstverständlich denkbar. Ziel ist allerdings immer, eine möglichst hohe Inertialgüte des Schwingsystems zu erhalten.
Die durch die elektronische Beschaltung beeinflusste Komponente des transformierten Feldverlustwiderstands Rv hängt davon ab, wie der Schwingkreis elektrisch angesteuert und das Schwingkreissignal, welches die Weginformation des Sensors enthält, elektrisch abgegriffen wird. Im folgenden soll nur auf die Verwendung eines Parallelschwingkreises aus L und C eingegangen werden, da die verwendete Schaltungstechnik hierauf abgestimmt und optimiert wurde. Für einen solchen Schwingkreis wäre die Ansteuerung über eine ideale Wechselstromquelle optimal, da diese unendlich hochohmig einkoppelt. Für die Signalauskopplung wiederum wäre ein unendlich hochohmiger Verstärkereingangswiderstand der Bestfall. Beides lässt sich in der Realität nicht erreichen. Setzt man jedoch als Bedingung an, dass alle angeschlossenen, elektrischen Impedanzen um etwa sechs Größenordnungen (also Faktor 10⁶) über der Schwingkreisimpedanz im Resonanzfall liegen, so kommt man den Idealbedingungen eines freilaufenden Resonanzkreises schon sehr nahe.
Des weiteren besteht die Forderung, den Schwingkreis unabhängig von der durch das Target erzeugten Bedämpfungssituation immer in Resonanz zu betreiben, da hier die Gütewerte natürlicherweise am höchsten sind.
All diese Forderungen lassen sich vorzugsweise dadurch erreichen, dass man den Schwingkreis in einem freilaufenden Oszillator dergestalt verschaltet, dass der erste Anschluß <A1> in einem entsprechend im Oszillator realisierten Regelreis zwar nur endlich hochohmig angesteuert wird, der zweite Anschluß <A2> jedoch durch den Regelkreis invertiert so mit Energie versorgt wird, dass die durch die nichtideale Ansteuerung bedingten Verluste exakt wieder kompensiert werden können. Die Ansteuerung des zweiten Anschlusses <A2> kann durch eine Wechselspannungsquelle, also niederohmig erfolgen. Damit bleibt nur noch die Ungenauigkeit der Regelstrecke als Verlustmerkmal übrig, die entsprechend der obigen Forderung sehr klein gehalten werden kann.
Für den Signalabgriff und gleichzeitig als Eingangsverstärker des Regelkreises mit dem Oszillator lässt sich vorzugsweise ein Operationsverstärker einsetzen, dessen Eingangsimpedanz die geforderten sechs Größenordnungen über der Resonanzimpedanz des Schwingkreises liegt. Der Schwingkreis sollte so dimensioniert sein, dass seine eigene Maximalimpedanz – die Impedanz ohne Bedämpfungswirkung durch ein Target – in der Größenordnung von 1 MOhm liegt. Damit benötigt man einen Verstärkereingangswiderstand von etwa 1 TOhm, was mit handelsüblichen Operationsverstärkern ohne großen Aufwand und Kosten erreichbar ist.
Die Schaltung, bestehend aus dem Oszillator mit dem Regelkreis zum Schwingkreisbetrieb, soll unter allen Bedingungen frei- und selbstanschwingend sein und darüber hinaus immer auf der Resonanzfrequenz des Schwingkreises laufen. Die Selbstschwingbedingung ist bekannter weise bei hohen Schwingkreisbedämpfungen, also geringen Meßabständen schwierig, da hier alle Nutzsignalamplituden im System sehr klein werden. Hier muß darauf geachtet werden, dass es nicht zu einem sogenannten ,Abreißen' der Schwingung kommt, da infolgedessen die Sensorkennlinie nicht mehr durchgehend geschlossen und stetig – also sprungfrei – wäre. Durch die Rückkanal-Regelstrecke im Regelkreis werden die genannten Bedingungen erfüllt. Diese greift die Oszillatorausgangsspannung Uo ab und führt sie als Synchronsignal zum Ansteuern des L-C-Schwingkreises wieder in den Oszillator bzw. den Schwingkreis zurück. Unter anderem wird in dieser Rückkanalstrecke eine Signalkonditionierung von Uo durchgeführt, z. B. eine Sinus-Rechteck-Wandlung.
Unter Berücksichtigung der oben aufgeführten Kriterien, also Optimierung der L-Rl-C-Konfiguration der Ferritspule und optimale Schwingkreisbeschaltung, hat man nun zunächst ein System geschaffen, welches die Idealkonfiguration für den güteoptimierten Betrieb der Sensorspule darstellt. Damit erzielt man optimale Reichweiteergebnisse bezüglich des Meßwegs des Systems, die jetzt schwerpunktmäßig nur noch durch die durch den Schwingkreis verursachten, internen Verluste begrenzt werden.
Um diese zu überwinden, muß man weitergehende Überlegungen anstellen. Für den Aufbau des Magnetfelds, welches zwischen Sensorspule und Target zur Wegmessung benötigt wird, wird natürlicherweise immer Energie verbraucht. Die hierdurch erzeugte Schwingkreisbedämpfung liegt um einige Größenordnungen über die durch interne Verluste im Ferritmaterial und in der Spulenwicklung erzeugten Bedämpfungseffekte. Die immanenten Magnetfeldverluste kann man nun vorzugsweise auf der elektrischen Seite kompensieren, da das System voll-reversibel ist, das heißt Effekte im Magnetfeld bilden sich auf der elektrischen Seite ab und umgekehrt. Aufgrund der Tatsache, daß die oben beschriebenen Schaltungseigenschaften ja bereits ideal mit der Schwingkreisankopplung umgehen, müssen zusätzliche Maßnahmen getroffen werden, mit denen die im Magnetfeld verbrauchte Energie kompensiert werden kann. Hierzu wird vorzugsweise – aktiv und schaltungstechnisch gesteuert – zusätzliche Hilfsenergie in den Schwingkreis zurückgeführt.
Dies kann beispielsweise dadurch geschehen, dass man das Signal am zweiten Anschluss des Schwingkreises <A2> oder das Signal Uo abgreift. Dies ist leicht und ohne Aufwand möglich, da hier jeweils Wechselspannungsquellen liegen und man hier niederohmig ist. Nun wird durch eine entsprechende Schaltungstechnik ein geringer Zusatzstrom erzeugt, der als phasenrichtiges Überlagerungssignal in den Schwingkreis (Anschluß <A1>) eingesteuert wird. Da hier wiederum In-Phase-Bedingung vorliegt, sind die Anforderungen an die Hochohmigkeit nur bedingt gegeben. Man wird einen Impedanzwert für die Stromquelle wählen, der in etwa bei der Resonanzimpedanz des Schwingkreises liegt (sogenannte Leistungsanpassung). Die zusätzliche Energie dieser Energierückführung kompensiert die internen Feldverluste, erhöht elektrisch gesehen somit die Güte des Systems und trägt damit zu einer Vergrößerung der Meßreichweite des Sensors bei.
Die Oszillatorausgangsspannung Uo steht als Wechselspannungssignal an, welches in der Eigenfrequenz des Schwingkreises oszilliert und in seiner Amplitude die Abstandsinformation des Sensors enthält. Dieses Signal wird für fast alle Anwendungen noch nicht brauchbar sein, muß also dementsprechend elektronisch nachbearbeitet werden. Man wird vorzugsweise, unabhängig vom technischen Einsatzgebiet, einen Mikrocontroller (uC) einsetzen, um verschiedene Signalverarbeitungsaufgaben zu erledigen. Hierbei kann Uo beispielsweise in einem Synchrongleichrichter in eine Gleichspannung umgewandelt und einem ADC-Eingang des uC zugeführt werden (ADC = Analog-Digital-Converter). Eine andere Möglichkeit ist eine phasenfeste, aber nicht in jeder Periode erfolgende Abtastung von Uo und Messung im ADC, die eine Synchrongleichrichtung einspart und nur entsprechend dem Abtasttheorem zur Sicherstellung der Systembandbreite ausgelegt sein muß. Einen Synchrontakt erhält man zum Beispiel aus dem Ausgangssignal der Rückkanal-Regelstrecke.
Des weiteren kann ein NTC-Thermistor eingesetzt werden, um die Sensor- und die Umgebungstemperatur zu messen. Dessen Werte werden vorzugsweise ebenfalls in den uC eingelesen. Der uC besitzt Algorithmen zur Temperaturkompensation des Systems und gegebenenfalls zur Linearisierung von Kennlinien, sofern dies – je nach Charakteristik der Übertragungsfunktion des Sensors in der Applikation – erforderlich sein sollte.
Das Ausgangssignal des Sensors kann ebenfalls über die Software im uC entsprechend aufbereitet und am Ausgang zur Verfügung gestellt werden. Gängig sind: Analoge Spannungs- oder Strompegel, PWM (Pulse Width Modulation) und diverse Bus-Systeme, wie LIN (Local Interconnection Network), LAN (Local Area Network), SENT (Single Edge Nibble Transmission) oder PSI (Peripheral Component Interconnect).
Ausführungsbeispiel
Im folgenden wird die Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläutert.
Es zeigen:
1: den Zusammenhang zwischen Oszillatorausgangsspannung Uo und Meßabstand x des erfindungsgemäßen Systems, Parameter ist die Schwingkreisgüte Q.
2: den Zusammenhang zwischen Schwingkreisimpedanz Z und Kreisfrequenz ω des erfindungsgemäßen Systems, Parameter ist der Meßabstand x.
3: das Blockschaltbild der elektronischen Verschaltung für den Sensor mit den zur Erzielung der erforderlichen Systemeigenschaften notwendigen Schaltungsblöcken.
4: eine schematische Darstellung der Meßwege x zwischen drei Schalenkernspulen und Targets zum Vergleich verschiedener, induktiver Systeme.
5: die Übertragungskennlinien der in 4 dargestellten Konfigurationen.
In 1 ist zunächst der Zusammenhang zwischen der Oszillator-Ausgangsspannung Uo und dem Meßabstand x aufgetragen. Hierbei ist die verwendete Oszillatorschaltung oder die exakte Schwingkreisbeschaltung zunächst weitgehend unerheblich. Verwendet man einen Oszillator, dessen Ausgangsspannung Uo der Resonanzimpedanz des Schwingkreises folgt, so entspricht dieser Verlauf ergo der Schwingkreisimpedanzkurve über Meßweg x. Da die Werte der Schwingkreiselemente L, Rl und C fest gegeben sind, entspricht der Verlauf des weiteren auch dem Verlauf des transformierten Feldwiderstands. Die Form der Kurve folgt exakt einer tanhyp-Funktion. Für große Werte von x – entsprechend des Zustands ,kein Target' – erreicht die Funktion ihr Maximum, der Schwingkreis läuft hier quasi ohne äußere Bedämpfung.
Der Bereich für kleine x ist allerdings in der Realisierung wesentlich anspruchsvoller: Für ein Wegsensorsystem kann nur eine Kennlinie akzeptabel sein, die durchgehend geschlossen und stetig ist, also einen sprungfreien Verlauf zeigt. Dies hat wiederum zur Folge, dass der Oszillator unter allen Betriebsbedingungen nicht-abreißende Schwingeigenschaften aufzuweisen hat. Für x = 0, dass heißt im worst-case auf dem Schalenkern aufliegendes Target, können die Schwingamplituden im Oszillator durch die hohen Dämpfungswerte sehr klein werden. Als Funktionsbedingung kann man hier 0,1 ... 1‰ vom Endwert ansetzen. Nimmt man an, dass in einem mit 5 V versorgten System die sinusförmige Oszillatorausgangsspannung Uo = 2 Vss beträgt, so müssen hier 0,2 ... 2 mVss einer Signalregenerierung unterzogen werden, um eine permanente Rückspeisung für ein selbstschwingendes System zu erhalten.
Als Parameter ist in den Kurven der 1 der Einfluß der Güte Q aufgetragen. Die durchgezogene Linie stellt eine Anordnung mit niedriger Inertialgüte dar, die gestrichelte Linie beschreibt eine mittlere und die gepunktete Linie ein hohe Güte. Der Begriff Inertialgüte steht hier für den jeweilige Basisparameter, also für ein System ohne äußere Bedämpfung (ohne Target, x → ∞). Mit steigender Schwingkreisgüte werden die Wegkurven immer flacher. Das bedeutet in Konsequenz, dass der erzielbare Meßweg, bei sonst exakt gleicher Konfiguration der Schalenkernspule, zunimmt. Dabei ist es unerheblich, über welche Parameter die Güte beeinflußt wird, also elektrisch, durch Materialwahl oder Magnetfeldeigenschaften.
2 zeigt Verläufe der L-C-Schwingkreisimpedanz Z über der Kreisfrequenz ω. Parameter ist hier der Meßweg x, also der Abstand zwischen Spule und Target. Mit steigendem Meßweg steigt auch die Güte Q des Systems, die grundsätzlich als Q = ω₀/B (Resonanzfrequenz ω₀, –3 dB-Bandbreite B) definiert ist. Da die Gesamtschaltung als Selbstschwinger ausgelegt ist, wird die Resonanzbedingung jederzeit erfüllt, das heißt die Schwingkreisimpedanz liegt immer bei der Resonanzfrequenz ω₀ und damit immer im Maximum. Mit kleiner werdendem x, also zunehmender Bedämpfung, verschieben sich die Kurven durch eine relativ spontan und nichtlinear einsetzende Vergrößerung der Induktivität L zwar geringfügig zu niedrigeren Werten von ω₀ hin, der Effekt ist aber im Bereich weniger ppm und kann darüber hinaus vernachlässigt werden, da immer in den Resonanzbetrieb nachgeregelt wird.
Die über den Meßweg x variable Güte des Systems ist einerseits der eigentliche, signalgebende Effekt, andererseits zeigt sich hier eine Besonderheit in den Systemeigenschaften: Die Frequenzbandbreite verhält sich aussteuerungsabhängig, also abhängig vom gerade gemessenen Weg x. Frequenzgangmäßig betrachtet verhält sich der Sensor damit wie ein variabler Tiefpass erster Ordnung, wobei dessen –3 dB-Grenzfrequenz beim jeweiligen Meßabstand x der –3 dB-Bandbreite der Gütekurve entspricht.
Die in 2 dargestellten Kurvenverläufe gelten für eine bestimmte Konfiguration der Schaltungs- und Schwingkreisparameter. Bei anderer Auslegung, insbesondere der Güteerhöhung durch die Implementierung der Energierückführung, verschieben sich die Kurven dementsprechend zu höheren Werten und geringeren Bandbreiten hin. Die Resonanzfrequenz ω₀ wird immer durch die L-C-Kombination vorgegeben und bleibt unter allen Umständen nur von dieser abhängig.
In 3 ist eine bevorzugte Schaltungskonfiguration 10 zur Erzielung der beschriebenen Systemeigenschaften als Blockschaltbild wiedergegeben. Der Oszillator 20 ist mit seinen Eingangsklemmen 21 und 22 mit den Klemmen 31 und 32 des L-C-Schwingkreises 30 verbunden, wobei die Stromverläufe mit den Strompfeilen angedeutet sind. Hierbei ist es völlig unerheblich, ob 30 als Reihen- oder Parallelschwingkreis oder aus mehreren, geteilten Spulen aufgebaut ist. Klemme 21 dient als Signalabgriff für das Schwingkreissignal und ist die steuernde Größe in den gesamten, späteren Regelprozessen. Die sinusförmige Oszillatorausgangsspannung Uo steht an Klemme 23 an und enthält in ihrer Amplitude die zu messende Weginformation Uo(x).
Um den Schwingkreis nun möglichst schwach durch die Beschaltung zu bedämpfen, liegt die Eingangsimpedanz an Klemme 21 um etwa sechs Größenordnungen (also Faktor 10⁶) über der Schwingkreisimpedanz im Resonanzfall. Typischerweise wird letztere im Bereich 0,1 ... 1 MOhm liegen, so dass an Klemme 21 etwa 0,1 ... 1 TOhm erzielt werden müssen. Da die Resonanzfrequenz von 30 je nach L-C-Konfiguration zwischen 10 ... 50 kHz liegt, ist dies mit herkömmlichen Operationsverstärkern gut umsetzbar.
Klemme 22 stellt eine Wechselspannungsquelle bzw. -senke dar, deren zeitliches Signal konform mit dem Signalverlauf an Klemme 23 verläuft. Schaltungstopologisch kann 22 auch mit 23 gleichgesetzt werden. Da der Schwingkreis 30 im Resonanzfall mit allen Verlusteffekten einen rein ohmschen Widerstand darstellt, sind die Signale an <A1> und <A2>, von geringen Laufzeiteffekten im Oszillator 20 abgesehen, exakt invertiert, also um 180° phasenverschoben. Damit kann die Regelbedingung für eine permanente und immer in Resonanzfrequenz betriebene Oszillation bei gleichzeitig optimal dämpfungsfreier Schwingkreisbeschaltung jederzeit sichergestellt werden.
Um das System nun zu einem permanent und konstant erregten Selbstschwinger auszubauen, ist eine Rückkanal-Regelstrecke 40 eingeführt. Deren Eingangsimpedanz an Klemme 41 ist unerheblich, die Ausgangsimpedanz an Klemme 42 sollte wie folgt hochohmig sein: Durch den aktiv-inversen Betrieb des Resonanzkreises 30 durch den Oszillator 20 wird eine störende Bedämpfung durch die Verschaltung von Klemme 42 an Klemme 21 zwar um den Faktor der Regelverstärkung reduziert, durch die realen Verhältnisse hat man hier allerdings Einschränkungen. Als günstig hat sich erwiesen, wenn die Ausgangsimpedanz an 42 etwa um Faktor 2 ... 3 über der ungedämpften Schwingkreisresonanzimpedanz (ohne Target) liegt. Dann kann von einem nahezu idealen und durch die angeschlossenen Schaltungen 20 und 40 ungestörten Betrieb des Resonators ausgegangen werden.
Die Rückkanalstrecke 40 dient gleichzeitig der Signalkonditionierung von Uo. Im vollbedämpften Betrieb des Resonanzkreises 30, also bei x = 0, betragen die Wechselspannungsamplituden nur noch wenige mV. Diese werden durch die Schaltung 40 so aufbereitet, dass an Klemme 42 jederzeit eine konstante Wechselstromamplitude zur Rückspeisung in den Schwingkreis 30 zur Verfügung steht.
Aufgrund der 180°-Phasenbedingung zwischen <A1> und <A2> müssen auch die Signal an 41 und 42 exakt um 180° phasenverschoben sein. Geringfügige Laufzeiteffekte, wie sie bei der Umsetzung in eine reale Schaltungstechnik vorkommen, sind dabei zulässig.
Durch die beschriebene Auslegung der entsprechenden Schaltungsparameter in Oszillator 20 und Rückkanal 40 wird der Resonanzkreis 30 nun zunächst im Zustand optimaler Güte betrieben. Eine weitere Erhöhung wäre durch wie auch immer geartete Maßnahmen zur Optimierung der Schwingkreisparameter und der angeschlossenen Schaltungstechnik nicht realisierbar. Die Verluste werden durch den Energieverbrauch im Magnetfeld und den Dämpfungseffekten im Target und den Schwingkreiselementen definiert.
Um dennoch eine weitere Erhöhung der Güte des Systems zu erzielen, wird durch die Energierückführung 50 weitere Energie phasenrichtig so in den Resonator 30 eingespeist, dass die darin auftretenden Verluste weiter minimiert, die Güte des Systems damit erhöht und folglich die Reichweite des Sensors signifikant verbessert werden können.
Dazu greift die Energierückführung 50 über ihre Eingangsklemme 51 das Signal Uo an der Ausgangsklemme 23 des Oszillators 20 ab und konditioniert es dergestalt, dass es als konstanter und aussteuerungsproportionaler Hilfsstrom über die Ausgangsklemme 52 in den Resonatoreingang 31 eingespeist wird. Durch diese Maßnahme wird die elektrische Güte von 30 weiter erhöht, was gleichzeitig zu einer Vergrößerung des Sensormeßwegs führt. Die Ausgangsimpedanz der ausgangsseitigen Stromquelle an Klemme 52 sollte hierbei Idealerweise in der Größenordnung der ungedämpften Schwingkreisresonanzimpedanz (ohne Target) liegen.
Aufgrund der Möglichkeit zur individuellen Einstellung der rückgeführten Energiemenge ist die Meßreichweite des Sensors nun keine, ausschließlich von den genannten Optimierungsparametern für Spule und Schaltung quasi-statische Größe mehr, sondern lässt sich dynamisch und vor allem rein elektrisch in relativ weiten Grenzen einstellen. Die in 2 dargestellten Resonanzkurven sind infolge dessen für eine gegebene Spule-Schaltungs-Konfiguration nicht mehr allein vom Meßabstand x abhängig, sondern auch von der durch die Energierückführung eingestellten Inertialgüte des Systems. Da die Güte Q und die Systembandbreite B direkt miteinander verknüpft sind, lässt sich darüber hinaus also auch das dynamische Verhalten des Sensors beeinflussen.
4 zeigt einen Vergleich der durch verschiedene Systeme erzielbaren Meßreichweiten. Hier sind mit 61, 62, und 63 jeweils halbseitig offene Schalenkernspulen dargestellt, die aus jeweiligen Ferritkernen 64, 65 und 66 bestehen, in die die Sensorspulen 67, 68 und 69 eingebettet sind. Die Schalenkerne strahlen ihre Magnetfelder 71, 72 und 73 zur offenen Seite hin ab. 71, 72 und 73 sind nur stark vereinfacht schematisch dargestellt. Die entsprechenden Targets sind mit 81, 82 und 83 bezeichnet, ihr Durchmesser oder ihre Kantenlänge (bei quadratischem Metallstück) entspricht dem Schalenkerndurchmesser D, also eine Standard-Meßkonfiguration. Die Targets 81, 82 und 83 sind dergestalt eingezeichnet, dass sie sich auf jeweils maximaler Meßreichweitenposition befinden.
Die obere Konfiguration (61, 71, 81) steht für einen typischen induktiven Näherungsschalter, wie sie im Stand der Technik ausführlich beschrieben wurden. Die Schaltabstände solcher Geräte liegen bei etwa einem Drittel des Schalenkerndurchmessers D, hier mit sn bezeichnet, sn = 0,3 D. Die mittlere Konfiguration (62, 72, 82) steht für ein proportional messendes System, welches auf eine möglichst bedämpfungsarme Arbeitsweise des Resonators 30 ausgelegt ist. Dies entspricht einer Schaltung aus 20, 30 und 40 gemäß 3. Der maximale Meßweg xm1 entspricht hier in etwa dem Schalenkerndurchmesser D, xm1 = D.
Die untere Konfiguration (63, 73, 83) entsteht nun durch Hinzufügen der Energierückführung 50 in die Sensorschaltung 10. Hier ist der maximale Meßweg xm2 nun auf etwa das Doppelte des Schalenkerndurchmessers D eingestellt, xm2 = 2 D. Da das Maß an zurückgeführter Energie elektrisch einstellbar ist, lassen sich je nach Anwendung auch andere Werte einstellen, also beispielsweise xm2 = 1,5 D oder xm2 = 2,5 D. Eine technische Grenze ist dort erreicht, wo Stabilitätskriterien höherer Ordnung in der Schaltung nicht mehr sicher eingehalten werden können.
Die zu den Anordnungen der 4 gehörenden Übertragungskennlinien der Sensoren sind in 5 zusammengefaßt. Hierbei zeigt die gestrichelte Kurve die Schaltkennlinie des Näherungsschalters nach 61, 71, 81 mit sn = 0,3 D. Diese Schaltfunktionen haben in der Praxis natürlich immer eine Schalthysterese, was aus Gründen der Vereinfachung hier nicht dargestellt ist. Die durchgezogene Linie steht für die Anordnung 62, 72, 82 mit xm1 = D, die gepunktete Linie letztlich für die Anordnung 63, 73, 83 mit xm2 = 2 D. Man erkennt an der durchgezogenen Linie den bereits großen, proportionalen Meßweg, der durch einen näherungsweise idealen Betrieb des Resonators, nämlich weitestgehend äußerlich unbedämpft, realisiert werden kann, während die gepunktete Linie die nochmalige Verbesserung, die durch die Einführung einer kontrollierten Energierückspeisung erzielt werden kann, ausweist.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

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DE 102006055409 [0010]
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DE 4141264 [0016]
DE 4107457 [0016]
DE 4102542 [0016]

Claims

Vorrichtung zur berührungslosen Messung des Abstands x zu einem frei beweglichen, metallischen Gegenstück 81 (82, 83), welche als physikalisch-elektrisches Meßmittel einen ein entsprechendes Magnetfeld aussendenden, halbseitig offenen Schalenkern 61 (62, 63) einsetzt, dadurch gekennzeichnet, dass durch die Einführung geeigneter Maßnahmen zur Maximierung der Güte des zum Betrieb des Schalenkerns beinhalteten, elektrischen Schwingsystems 30 die erzielbare Meßreichweite x gegenüber bestehenden Systemen vergleichbarer Bauart um ein Vielfaches vergrößert wird.
Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die gesamte Anordnung 10 – oder die Teile 20 und 40 bei Nichtvorhandensein von 50 – grundsätzlich in derjenigen Resonanzfrequenz betrieben werden, die durch den, den halbseitig offenen Schalenkern beinhaltenden Resonanzkreis 30 vorgegeben wird.
Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die gesamte Anordnung 10 – oder die Teile 20 und 40 bei Nichtvorhandensein von 50 – grundsätzlich den, den halbseitig offenen Schalenkern beinhaltenden Resonanzkreis 30 dergestalt elektrisch ansteuern, dass eine möglichst geringe Bedämpfung desselben durch die Ansteuerung und infolge dessen eine maximale Systemgüte der Anordnung erzielt werden kann.
Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die gesamte Anordnung 10 – oder die Teile 20 und 40 bei Nichtvorhandensein von 50 – grundsätzlich den, den halbseitig offenen Schalenkern beinhaltenden Resonanzkreis 30 dergestalt elektrisch abgreifen, dass eine möglichst geringe Bedämpfung desselben durch den Signalabgriff und infolge dessen eine maximale Systemgüte der Anordnung erzielt werden kann.
Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Energierückführung 50 die elektrische Güte des Schwingkreises 30 und damit die Güte des Gesamtsystems 10, über die Maßnahmen aus Ansprüchen 3 und 4 hinaus, dergestalt erhöht, dass sie um ein einstellbares und signifikantes Maß über derjenigen Güte liegt, die nur durch die Konfiguration aus Oszillator 20 und Rückkanal 40 erzielbar wäre.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass der halbseitig offene Schalenkern 61 (62, 63) mit der Induktivität L in Verbindung mit dem Schwingkreiskondensator C einen Parallelschwingkreis, einen Reihenschwingkreis oder ein beliebiges, elektrisch resonanzfähiges System ausbildet, welches ein meßempfindliches Magnetfeld abzustrahlen in der Lage ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Ausgang 42 des Rückkanals 40 dem elektrischen Verhalten nach einer Wechselstromquelle mit einer Quellimpedanz vom 2- bis 3-fachen der ungedämpften Schwingkreisresonanzimpedanz entspricht, die in der Resonanzfrequenz von 30 arbeitet.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Ausgang 52 der Energierückführung 50 dem elektrischen Verhalten nach einer Wechselstromquelle mit einer Quellimpedanz in der Größenordnung der ungedämpften Schwingkreisresonanzimpedanz entspricht, die in der Resonanzfrequenz von 30 arbeitet.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass mittels eines mehr oder minder planparallelen Targets in axialer und paralleler Richtung zur Spulenoberfläche eine lineare Bewegungsform detektiert wird.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass in axialer Richtung zur Spulenoberfläche eine rotatorische, also drehende Bewegungsform detektiert wird, dadurch gekennzeichnet, dass die Drehbewegung mittels einer über den Drehwinkel verlaufenden, geeigneten Targetgeometriekontur in eine Linearbewegung umgesetzt wird.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass in axialer Richtung zur Spulenoberfläche eine rotatorische, also drehende Bewegungsform detektiert wird, dadurch gekennzeichnet, dass der Kippwinkel der Drehbewegung lateral außerhalb der Fluchtrichtung des ausgesendeten Magnetfelds liegt und mittels des mehr oder minder planparallelen Targets eine Mischform aus Linear- und Kippbewegung erzeugt wird.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass eine Anwendung im Kraftfahrzeug zur berührungslosen Messung dynamischer Vorgänge von bewegten, bevorzugt metallischen Teilen stattfindet.