DE102012005488A1

DE102012005488A1 - Composite-operational amplifier e.g. single-step difference trans-conductance amplifier, has connector formed as amplifier's inverted input, and main-forward signal path whose input is connected with output of auxiliary-forward signal path

Info

Publication number: DE102012005488A1
Application number: DE201210005488
Authority: DE
Inventors: Anmelder Gleich
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2012-03-19
Filing date: 2012-03-19
Publication date: 2013-09-19
Anticipated expiration: 2032-03-20
Also published as: DE102012005488B4

Abstract

The amplifier has a main-forward signal path (M) whose signal output serves as an output (Uo) of the amplifier. The main-forward signal path and an auxiliary-forward signal path (A) are serially switched, and a signal input of the auxiliary-forward signal path serves as a non-inverted input (positive-IN) of the amplifier. Minus-inputs of trans-conductance amplifier parts are connected with each other, and an electrical connector forms as an inverted input (negative-IN) of the amplifier. An input of the main-forward signal path is connected with an output of the auxiliary-forward signal path.

Description

1. Einleitung: Die Erfindung betrifft einen für den Einsatz in der Audiotechnik bevorzugten VF-(voltage feedback)-Komposit-Operationsverstärker mit paralleler oder serieller Architektur mit aktiver Aufhebung von Nichtlinearitäten. Die beiden Architekturen sind mit identischen Bauelementen ausgestaltet, intern jedoch unterschiedlich beschaltet. Der Komposit-Operationsverstärker setzt sich aus zwei schaltungsidentischen, spannungsgesteuerten Differenzverstärkern und aus einem Feedforward-Spannungsfolger mit zwei emittergekoppelten Transistoren in Kollektorschaltung zusammen. Die parallele und serielle Architektur besitzen verschiedene Schleifenverstärkung, sodass der Einfluss vom Parameter „Schleifenverstärkung” auf nichtlineare Verzerrungen mit einer Vergleichsmessung genauer untersucht werden kann. In der Audiotechnik kommen heute diverse monolitische integrierte Schaltungen mm Einsatz, welche als „Audio-Operationsverstärker” bezeichnet werden. Der hier in Betracht gezogene Audio-Operationsverstärker ist für typische Anwendungen gedacht, d. h. wenn der gewünschte Verstärkungsfaktor mit der negativen Gegenkoppelung auf einen Wert zwischen 1 und 10 eingestellt wird (Aktivfilter, Spannungsfolger, Verstärkerstufe usw.). Besondere Sorgfalt bezüglich der Stabilität muss auf den Schaltungsentwurf bei einem Verstärkungsfaktor gleich eins verwendet werden.1. Introduction: The invention relates to a VF (voltage feedback) composite operational amplifier with parallel or serial architecture with active cancellation of non-linearities which is preferred for use in audio technology. The two architectures are designed with identical components, but internally wired differently. The composite operational amplifier is composed of two circuit-identical, voltage-controlled differential amplifiers and of a feedforward voltage follower with two emitter-coupled transistors in the collector circuit. The parallel and serial architectures have different loop gain, so the influence of the loop gain parameter on non-linear distortion can be more accurately examined with a comparative measurement. Various monolithic integrated circuits mm are used in audio technology today, which are referred to as "audio operational amplifiers". The audio op-amp considered here is intended for typical applications, i. H. when the desired amplification factor with the negative feedback is set to a value between 1 and 10 (active filter, voltage follower, amplifier stage, etc.). Particular care for stability must be applied to the circuit design with a unity gain.

2. Stand der Technik: Wie aus der Feedback-Theorie bekannt, wirkt eine zu große Leerlaufverstärkung (etwa 120 dB) bei herkömmlichen monolithischen Operationsverstärkern derer Stabilität entgegen, wobei nichtlineare Verzerrungen durch eine starke Gegenkopplung nicht vollständig neutralisiert sondern teilweise stark unterdrückt werden. Abgesehen vom Stabilitätsproblem besitzen Standard-OV, sowohl monolithische als auch diskret aufgebaute Schaltungen, keine Mechanismen zur Reduzierung von Nichtlinearitäten am Ort ihrer Entstehung. Eine der wenigen Ausnahmen ist der FET-OV Typ OPA2604 von Texas Instruments oder der BJT-OV Typ AD797 von Analog Devices, siehe [1]: ABS Preprint 3231, Wurcer Scott, „An Operational Amplifier Architecture with a Single Gain Stage and Distortion Gancellation” sowie die Patentschrift [2]: US5,166,637 . Nichtlinearität am Eingang verursacht ein nichtlineares Verhalten von Kapazitäten und Widerständen am Eingang und die Übertragungskennlinie des Differenzverstärkers, siehe [3]: William H. Gross, „Source Resistance Induced Distortion in Op Amps”, Design Note 84. Tests für „output linearity” zeigen, dass bei großem Pegel Verzerrunen in Abhängigkeit vom Ausgangsstrom mit Oberschwingungen gerader und ungerader (dominant) 2–3 mal grösser sind im Vergleich zum Verzerrungsanteil aufgrund von der Eingang-Nichlinearität, siehe den Bericht von Samuel Groner, „Operational Amplifier Distortion”, October 19, 2009 , mit den Verzerrungsmessungen an diversen OVn. Induzierte Nichtlinearität infolge der Basis-Emitter-Spannungsmodulation mit dem Ausgangsstrom lässt sich folgendermaßen reduzieren: Der Strom jedes Verstärkerelements in Klasse A soll im Wechselstrombetrieb möglichst wenig abweichen von seinem Wert im statischen Arbeitspunkt (Ruhepunkt). Diese Technik „der Aufhebung von Wechselstromanteilen” ist beispielsweise aus der Zusammenfassung von [6]: JP 3284004 (A) , 1991 bekannt: Dort wird der statische Stromanteil eines Spannungsfolgers mit einem Bipolar-Transistor (TR1) in Kollektorschaltung entsprechend verringert, wenn sich der dynamische Stromanteil durch eine Last vergrößert und umgekehrt. Leider muss mit einem größeren Leistungsverbrauch gerechnet werden, da der Emitter-Ruhestrom vom TR 1 mindestens den Wert besitzen muss, wie die maximale Stromamplitude am Ausgang unter der Berücksichtigung einer maximalen Ausgangsspannung und einer minimalen Last.2. Description of the Related Art: As known from feedback theory, excessive open loop gain (about 120 dB) counteracts stability in conventional monolithic operational amplifiers, with nonlinear distortions not being completely neutralized by strong negative feedback, but sometimes greatly suppressed. Apart from the stability problem, standard OVs, both monolithic and discrete circuits, have no mechanism for reducing non-linearities at the site of their formation. One of the few exceptions is the FET-OV type OPA2604 from Texas Instruments or the BJT-OV type AD797 from Analog Devices, see [1]: ABS Preprint 3231, Wurcer Scott, "An Operational Amplifier Architecture with a Single Gain Stage and Distortion Gancellation" and the patent specification [2]: US5,166,637 , Nonlinearity at the input causes a non-linear behavior of capacitors and resistors at the input and the transfer characteristic of the differential amplifier, see [3]: William H. Gross, "Source Resistance Induced Distortion in Op Amps," Design Note 84. Tests for "output linearity" show that at high level, distortions are 2-3 times larger depending on the output current with harmonics even and odd, compared to the distortion due to the input nonlinearity, see the report of Samuel Groner, "Operational Amplifier Distortion", October 19, 2009 , with the distortion measurements on various OVn. Induced non-linearity due to the base-emitter voltage modulation with the output current can be reduced as follows: The current of each amplifier element in class A should differ as little as possible in the AC operation from its value in the static operating point (rest point). For example, this technique of "canceling AC shares" is taken from the summary of [6]: JP 3284004 (A) , 1991: There, the static current portion of a voltage follower with a collector-connected bipolar transistor (TR1) is correspondingly reduced as the dynamic current component increases by a load and vice versa. Unfortunately, a larger power consumption must be expected, since the emitter quiescent current from the TR 1 must have at least the value, such as the maximum current amplitude at the output, taking into account a maximum output voltage and a minimum load.

Eine Kreuzanordnung mit zwei Transistoren jedoch ohne Basis-Widerstände ist aus der Patentschrift [7]: US5,113,147 bekannt und ihre Wirkung kann auch oben im Kontext mit den Nichtlinearitäten am Eingang ausgeführt werden: In [7] ist mit der Kreuzanordnung ein Problem gelöst, nämlich dass die Verstärkung eines Differenz-Transistorpaars unabhängig von den Parameter des statischen Arbeitspunktes ist und lediglich mit dem Quotient von zwei Widerstandswerten festgelegt ist. Dieser Effekt von „Gm Cancellation” ist im Buch, [8], Johan H. Huijsing „Operational Amplifiers, Theory and Design”, Seite 271–272, ISBN 0-7923-7284-0 beschrieben worden.A cross arrangement with two transistors but without base resistors is from the patent specification [7]: US5,113,147 Its effect can also be described above in the context of the nonlinearities at the input: In [7] a problem is solved with the cross arrangement, namely that the gain of a differential transistor pair is independent of the parameters of the static operating point and only with the quotient of two resistance values. This effect of "Gm Cancellation" is in the book, [8] Johan H. Huijsing "Operational Amplifiers, Theory and Design", pages 271-272, ISBN 0-7923-7284-0 been described.

Der Erfindung liegt die Hauptaufgabe zur Grunde, optimale Schaltungsanordnung des eingangs genannten Audio-Operationsverstärkers zu definieren, wobei induzierte Nichtlinearitäten aktiv reduziert werden, ohne große Schleifenverstärkung anwenden zu müssen. Ein rückgekoppelter VF-Operationsverstärker mit optimaler Architektur für Audioanwendungen soll möglichst exakt folgende Eigenschaften besitzen, aufgelistet nach ihrer Wichtigkeit: 1. geringe nichtlineare Verzerrungen im Wechselstrombetrieb, 2. eine Open-Loop-Übertragungsfunktion in Form einer 1-Pol-Funktion (dominanter RC-Pol) für bedingungslose Stabilität, 3. hohe Gleichtakt-(CMRR) sowie Versorgungsspannungsunterdrückung (PSRR) und 4. geringe Offsetspannung und einfache Realisierung.The main object of the invention is to define an optimal circuit arrangement of the aforementioned audio operational amplifier, wherein induced non-linearities are actively reduced without having to apply large loop amplification. A feedback VF operational amplifier with optimal architecture for audio applications should have the following properties as precisely as possible, listed according to their importance: 1. low non-linear distortion in AC operation 2. an open-loop transfer function in the form of a 1-pole function (dominant RC) Pol) for unconditional stability, 3. high common mode (CMRR) and supply voltage suppression (PSRR) and 4. low offset voltage and easy realization.

Die Aufgabe ist mit einem Komposit-Design und mit einer Feedforward-Architektur der Ausgangstufe gelöst: Bei den Komposit-Verstärkern werden generell mindestens zwei konventionelle Operationsverstärker so beschaltet, dass gesamte Performance besser werden, als wenn jeder einzelne Operationsverstärker die Funktion allein hätte übernehmen müssen. Also frequenzgangkompensierte Standard-OV wie Typ LM833 (dual) oder LM837 (quad) von National Semiconductor oder Typ NE5534 (mit externer Frequenzgangkompensation für Verstärkung gleich eins) von Texas Instruments können beispielsweise eingesetzt werden. Die Erfindung sieht jedoch den Einsatz von nicht-frequenzgangkompensierten Differenzverstärkern mit einer 1-Pol-Übertragungsfunktion wie bei OTA vor, auch wenn eine verringerte Schleifenverstärkung in Kaufgenommen werden muss. So können effizient dynamische Verzerrungen (TIM- und SID-Typ) in Entstehung unterbunden werden. Erfindungsgemäße Schaltungsanordnung verbindet den Vorteil der Feedforward-Architektur, nämlich die Gestaltungsfreiheit beim Schaltungsentwurf einer symmetrischen Struktur (für hohen CMRR- und PSRR-Faktor), mit dem Vorteil der Feedback-Architektur, nämlich einfache Einstellung des Verstärkungsfaktors.The task is solved with a composite design and with a feedforward architecture of the output stage: In composite amplifiers, at least two conventional operational amplifiers are generally connected in such a way that overall performance is better than if each individual operational amplifier had to perform the function alone. So frequency response compensated Standard OV such as type LM833 (dual) or LM837 (quad) from National Semiconductor or type NE5534 (with external gain compensation equal to unity) from Texas Instruments can be used, for example. However, the invention contemplates the use of non-frequency response compensated differential amplifiers with a 1-pole transfer function as in OTA, although reduced loop gain must be accommodated. Thus, dynamic distortions (TIM and SID type) can be effectively prevented from occurring. Circuitry according to the invention combines the advantage of the feedforward architecture, namely the design freedom in the circuit design of a symmetrical structure (for high CMRR and PSRR factor), with the advantage of the feedback architecture, namely simple adjustment of the amplification factor.

Die erfindungsgemäße Lösung der Hauptaufgabe ist durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs 1 gegeben. Die Unteransprüche 2 bis 4 enthalten vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung.The inventive solution of the main task is given by the characterizing features of claim 1. The subclaims 2 to 4 contain advantageous embodiments and further developments of the invention.

3. Beschreibung der Erfindung: Die Zeichnung 1 und erfindungsgemäße Schaltungen, welche in den Zeichnungen dargestellt sind, werden nachfolgend beschrieben:3. Description of the invention: The drawing 1 and circuits according to the invention, which are illustrated in the drawings, are described below:

1 zeigt einen Differenzverstärker mit zwei Bipolar-Transistoren T₁ und T₂ zur Verdeutlichung der Rückkopplung-Wirkungsweise gemäß dem PA4; 1 shows a differential amplifier with two bipolar transistors T ₁ and T ₂ to illustrate the feedback operation according to the PA4;

2a) zeigt ein Blockdiagramm der parallelen Architektur (weiter P-Architektur) gemäß PA1, aus welchem die Übertragungsfunktion des Komposit-Operationsverstärkers mit der P-Architektur zu bestimmen ist; 2a) shows a block diagram of the parallel architecture (further P-architecture) according to PA1, from which to determine the transfer function of the composite operational amplifier with the P-architecture;

2b) zeigt eine Grundschaltung des Komposit-Operationsverstärkers mit der P-Architektur gemäß PA1; mit zwei emittergekoppelten Transistoren T₃₁ und T₃₂; 2 B) shows a basic circuit of the composite operational amplifier with the P-architecture according to PA1; with two emitter-coupled transistors T ₃₁ and T ₃₂ ;

2c) zeigt eine Schaltung des Komposit-Operationsverstärkers mit der P-Architektur gemäß PA2 mit der Kreuzanordnung mit den Transistoren T₄₁ und T₄₂; 2c) shows a circuit of the composite op amp with the P-architecture according to PA2 with the cross arrangement with the transistors T ₄₁ and T ₄₂ ;

3a) zeigt ein Blockdiagramm der seriellen Architektur (weiter S-Architektur) gemäß PA1, aus welchem die Übertragungsfunktion des Komposit-Operationsverstärkers mit der S-Architektur zu bestimmen ist; 3a) shows a block diagram of the serial architecture (further S-architecture) according to PA1, from which to determine the transfer function of the composite operational amplifier with the S-architecture;

3b) zeigt eine Grundschaltung des Komposit-Operationsverstärkers mit der S-Architektur gemäß PA1 mit zwei emittergekoppelten Transistoren T₃₁ und T₃₂; 3b) shows a basic circuit of the composite operational amplifier with the S-architecture according to PA1 with two emitter-coupled transistors T ₃₁ and T ₃₂ ;

3c) zeigt eine Schaltung des Komposit-Operationsverstärkers mit der S-Architektur gemäß PA2 mit der Kreuzanordnung mit den Transistoren T₄₁ und T₄₂; 3c) shows a circuit of the composite op-amp with the S-architecture according to PA2 with the cross-arrangement with the transistors T ₄₁ and T ₄₂ ;

4 zeigt eine detalierte Grundschaltung des Komposit-Operationsverstärkers mit der P-Architektur gemäß PA1, wobei die beiden Differenzverstärker als einstufige Differenz-Transkonduktanzverstärker gemäß PA3 ausgeführt sind, und entsprechende DC-Bias-Rückkopplung für ein weiches Übersteuerungsverhalten gemäß PA4 angewandt ist. 4 shows a detailed basic circuit of the composite operational amplifier with the P-architecture according to PA1, wherein the two differential amplifiers are designed as single-stage differential transconductance amplifier according to PA3, and corresponding DC bias feedback is applied for a soft overdrive behavior according to PA4.

Grundgedanke der Erfindung zur Aufhebung von Nichtlinearitäten am Eingang besteht darin, die beiden Eingänge von zwei nahezu identischen Differenzverstärkern immer in Reihe miteinander zu beschalten, jedoch in Bezug auf Polarität entgegengesetzt, damit die Spannungen zwischen den beiden Eingängen in Summe voneinander abgezogen werden können. Zwei mögliche Architekturen mit dem Designmerkmal sind gefunden, abhängig davon, wie jeweilige Vorwärtssignalpfade von den beiden Differenzverstärkern intern beschaltet sind: parallel, 2b, oder seriell, 3b. Prinzip bedingt müssen zwei schaltungsidentische und im Aufbau nahezu gleiche Differenzverstärker eingesetzt werden (zwei schaltungsidentische und auf einem Halbleiterchip eng benachbart angeordnete integrierte Differenzverstärker). Genauere Betrachtung der parallelen Architektur enthüllt ein Designprinzip, dass aus der Offenlegungsschrift [4]: DE 19614996A1 bekannt ist: Die beiden Vorwärtssignalpfade, nämlich die von jedem Eingang eines Operationsverstärkers – während der andere Eingang auf der Masse liegt – zum unsymmetrischen Ausgang müssen möglichst untereinander gleich sein, d. h. die entsprechenden Stromkonturen, die diese Vorwärtssignalpfade ausbilden, enthalten möglichst identische passive und aktive Elementen. Auf diesem Konzept beruht „Feedforward-Fehlerkorrektion”, wenn die beiden Signale in Gegenphase (Addition am Ausgang), oder in Phase sind (Subtraktion am Ausgang, siehe die Patentschrift US6,788,148 B2 ). Abgesehen von der in hohem Maß erreichten Symmetrie, welche Feedforward-Fehlerkorrektion generell voraussetzt, weist parallele Architektur einen Frequenzgang auf, der praktisch der Übertragungsfunktion M(ω) entspricht. Für eine 1-Pol-Übetragungsfunktion von M wird also der Komposit-OV bedingungslos stabil und benötigt keinen frequenzkompensierenden Kondensator im Gegenkopplungsnetzwerk β_F, das lediglich mit zwei Widerständen (R_F1 und R_F2), siehe 4, realisiert ist. Diese Argumente sprechen dafür, dass parallele Architektur die Anforderungen eines für Audioanwendungen optimierten Operationsverstärkers nahezu optimal erfüllt. Im Gegenzug weist serielle Architektur eine größere Schleifenverstärkung auf und bietet dadurch ein deutlich besseres Potenzial für Fehlerkorrektion durch eine Gegenkopplung. Aus diesem Grund kann generell hier die Frage nicht beantwortet werden, welche der beiden Architekturen geringere Verzerrungen verursacht. Außerdem hat serielle Architektur bei gleicher Schleifenverstärkung den Vorteil, nämlich bessere Stabilität für die Verstärkung gleich eins im Vergleich mit dem Fall, wenn die beiden Differenzverstärker konventionell in Reihe und mit einer Über-alles-Gegenkopplung betrieben werden. Siehe [5]: JAES Vol. 39, No. 3, 1991 March, J. Scott and G. Spears, ”On the Advantages of Nested Feedback Loops , und vergleiche dort 1 wenn B₁ = B₂ mit 3a). Grundgedanke der Erfindung zur Aufhebung von Nichtlinearitäten am Ausgang beruht auf dem Prinzip der Aufhebung von Wechselstromanteilen. Im Wechselstrombetrieb und bei einer Verstärkung > 1 sind die Widerstände R_E1 und R_E2 immer mit identischen Stromamplituden in Gegenphase durchflossen. Zusätzliche Transistor-Kreuzanordnung mit den Transistoren T₄₁ und T₄₂ bewirkt folgende Vorteile: Zum ersten kann einen größeren Spannungshub am Ausgang bei gleichem Strom der Konstantstromquelle CS3 und bei gleicher Last erzeugt werden, da die Transistoren T4x sich als nichtlineare Widerstände verhalten. Folglich kann mit kleinem Strom der Konstantstromquelle CS3 die Leistungsaufnahme verringert werden. Zum zweiten ist erfindungsgemäß vorgesehen, die Basis-Widerstandswerte (R_B1 und R_B2) bei einer nominaler Last (standardweise 600 Ohm) und einer Verstärkung > 1 so einzustellen, dass der Emitterstrom vom Ausgangstransistor T32 im Wechselstrombetrieb nahezu konstant bleibt. Dimensionierung des Differenzverstärkers am Eingang: Die Funktionsweise eines Differenzverstärkers wird nachstehend in Bezug auf 1 genauer untersucht. Die Transistoren T₁ und T₂ besitzen im gemeinsamen Emitterzweig eine Konstantstromquelle CS1, wobei die statischen Kollektorströme Ic (Basisströme sind vernachlässigt) mit dem Widerstand R₁₁ eingestellt sind. Ausgegangen von der Formel für Basis-Emitter-Spannung Vbe = V_Tln(Ic/Ise), V_T = Temperaturspannung und Ise = Kollektor-Sperrsättigungsstrom, kann eine Differenzspannung am Eingang des Differenzverstärkers berechnet werden, vorausgesetzt, dass vom Transistorpaar ein Stromdifferenz 2ΔIc, der immer in gleicher Richtung fließt, abgenommen wird, um die Ausgangsspannung Vo zu erzeugen, wenn am Eingang ein Eingangssignal Vin vorliegt und eine Gegenkopplung über ein passives Netzwerk βF angeschlossen ist. Zusammenfassend lasst sich folgendes feststellen:
Ein Differenzverstärker mit Bipolar-Transistoren erzeugt Verzerrungen durch kubische Kennlinie, wodurch im Signalspektrum die ungeradzahligen Harmonischen (k3, k5, k7 usw.) enthalten sind, siehe 1a. Diese Teiltöne werden vom Ohr als gedeckt, hohl und weniger wohlklingend empfunden (z. B. Klarinette, gedeckte Orgelpfeife). Ungeradzahlige Harmonische deuten auf ein härteres Übersteuerungsverhalten hin. Das geht aus der graphischen Darstellung der Funktion ln((1 + x)/(1 – x)) (= Umkehrfunktion von tanh(x)) hervor, welche links und rechts parallel zur Y-Achse eine asymptotische Begrenzug aufweist, siehe 1c). Diese Kennlinie kann durch die Maßnahme gemäß PA4 in eine verwandte Funktion, nämlich ln(1 + x), umgewandelt werden, welche für positive x-Werte keine Begrenzung mehr aufweist und damit ein weicheres Übersteuerungsverhalten bewirkt, siehe 1b). Dieses sogenannte Soft-Clipping ist an den geradzahligen Harmonischen (k2, k4, k6 usw.) erkennbar, die mit dem Grundton harmonisch nah verwandt sind und daher vom Ohr eher wohlklingend empfunden werden. Zum Thema siehe das AES-Dokument, Russel O. Hamm, „Tubes versus Transistors-Is There an Audible Difference?” Erfindungsgemäß ist ein weicheres Übersteuerungsverhalten über den Widerstand R₁₂ realisiert, indem der Widerstandswert von R₁₂ so eingestellt ist, dass bei einer Stromabnahme am Ausgang um den Wert 2ΔIc, der Strom der Konstantstromquelle CS1 um den gleichen Wert zunimmt. Die beiden Kollektorströme nehmen also um den Wert ΔIc zu. Je hochohmiger der Lastwiderstand RL am Ausgang des Differenzverstärkers und grösser der statische Kollektorstromwert Ic werden, unter der Berücksichtigung des vorgegeben Rauschfaktors, desto geringere sind Verzerrungen am Eingang. Angenommen, der Buffer B hat eine Verstärkung A >> 1, so wäre die Eingangsdifferenzspannung kleiner, und die Kennlinie des Differenzverstärkers im Wechselstrombetrieb mehr auf einen linearen Bereich um den Null-Null-Koordinaten (1c) begrenzt. Also je grössere Schleifenverstärkung dessto mehr können die Verzerrungen am Eingang reduziert werden. Da parallele Architektur eine geringere Schleifenverstärkung aufweist, wird die Differenzspannung am Eingang grösser und die Wahrscheinlichkeit einer Übersteuerung zunimmt. Deswegen ist bei paralleler Architektur sinnvoll, wie das in 4 dargestellt ist, ein weiches Übersteuerungsverhalten herbeizuführen, indem jeder Bias-Eingang (E_B1 und E_B2) mit jeweiligem Signalausgang des zugehörigen Vorwärtssignalpfades über einen Widerstand (R × 2) elektrisch verbunden ist, wobei die Widerstandswerte bei einer minimalen Last und maximaler Ausgangsamplitude bei der Verstärkung gleich eins, βF = 1, berechnet sind.The basic idea of the invention for eliminating nonlinearities at the input is to connect the two inputs of two nearly identical differential amplifiers always in series with each other, but opposite in polarity, so that the voltages between the two inputs can be subtracted from each other in total. Two possible architectures with the design feature are found, depending on how respective forward signal paths from the two differential amplifiers are internally connected: parallel, 2 B , or serial, 3b , Due to the principle, it is necessary to use two differential amplifiers which are identical in terms of structure and almost identical in construction (two circuit-identical differential amplifiers arranged closely adjacent one another on a semiconductor chip). Closer consideration of the parallel architecture reveals a design principle that from the published patent application [4]: DE 19614996A1 It is known that the two forward signal paths, namely that of each input of an operational amplifier - while the other input is grounded - to the unbalanced output must be equal to each other as possible, ie the corresponding current contours that form these forward signal paths, preferably identical passive and active elements , This concept is based on "feedforward error correction" when the two signals are in antiphase (out-of-addition) or in-phase (subtraction at output, see patent US6,788,148 B2 ). Apart from the highly achieved symmetry, which generally requires feedforward error correction, parallel architecture has a frequency response that is practically equivalent to the transfer function M (ω). Thus, for a 1-pole transfer function of M, the composite OV becomes unconditionally stable and does not require a frequency-compensating capacitor in the negative feedback network β _F , which only has two resistors (R _F1 and R _F2 ) 4 , is realized. These arguments suggest that parallel architecture almost optimally meets the requirements of an operational amplifier optimized for audio applications. In turn, serial architecture has a larger loop gain and thus provides significantly better potential for error correction by negative feedback. For this Reason can not be answered in general the question, which causes the two architectures less distortion. In addition, serial architecture with the same loop gain has the advantage of better unity gain stability compared to the case where the two differential amplifiers are conventionally operated in series and over all negative feedback. See [5]: JAES Vol. 39, no. 3, 1991 March, J. Scott and G. Spears, "On the Advantages of Nested Feedback Loops , and compare there 1 if B ₁ = B ₂ with 3a ). The basic idea of the invention for eliminating nonlinearities at the output is based on the principle of cancellation of alternating current components. In AC operation and with a gain> 1, the resistors R _E1 and R _{E2 are} always traversed with identical current amplitudes in the opposite phase. Additional transistor cross-arrangement with the transistors T ₄₁ and T _{42 has the} following advantages: First, a larger voltage swing at the output can be generated at the same current of the constant current source CS3 and at the same load, since the transistors T4x behave as non-linear resistors. Consequently, with a small current of the constant current source CS3, the power consumption can be reduced. Secondly, according to the invention, the basic resistance values (R _B1 and R _B2 ) are set at a nominal load (600 ohms by default) and a gain> 1 so that the emitter current from the output transistor T32 remains almost constant in AC operation. Dimensioning of the Differential Amplifier at the Input: The operation of a differential amplifier will be described below with reference to FIG 1 examined more closely. The transistors T ₁ and T ₂ have in the common emitter branch a constant current source CS1, wherein the static collector currents Ic (base currents are neglected) are set with the resistor R ₁₁ . Starting from the formula for the base-emitter voltage Vbe = V _T ln (Ic / Ise), V _T = temperature voltage and Ise = collector reverse saturation current, a differential voltage can be calculated at the input of the differential amplifier, provided that the transistor pair, a current difference 2ΔIc which is always flowing in the same direction, is taken off to produce the output voltage Vo when there is an input signal Vin at the input and a negative feedback via a passive network βF is connected. In summary, the following can be stated:
A differential amplifier with bipolar transistors generates distortions due to cubic characteristic, which in the signal spectrum, the odd harmonics (k3, k5, k7, etc.) are included, see 1a , These partials are perceived by the ear as covered, hollow and less well-sounding (eg clarinet, covered organ pipe). Odd harmonics indicate a harder oversteer behavior. This can be seen from the graphical representation of the function ln ((1 + x) / (1 - x)) (= inverse of tanh (x)), which has an asymptotic boundary on the left and right parallel to the Y axis, see 1c ). This characteristic can be converted by the measure according to PA4 into a related function, namely ln (1 + x), which no longer has any limitation for positive x values and thus produces a softer overdrive behavior, see 1b ). This so-called soft-clipping is recognizable by the even-numbered harmonics (k2, k4, k6, etc.), which are harmonically closely related to the fundamental tone and therefore are perceived by the ear as being more agreeable. On the subject, see the AES document, Russel O. Hamm, "Tubes versus Transistors-Is There an Audible Difference?" According to the invention, a softer overdrive behavior is realized across the resistor R ₁₂ by setting the resistance of R ₁₂ so that when the current decreases at the output by the value 2ΔIc, the current of the constant current source CS1 increases by the same value. The two collector currents thus increase by the value ΔIc. The higher resistance of the load resistor RL at the output of the differential amplifier and greater the static collector current value Ic, taking into account the predetermined noise factor, the lower are distortions at the input. Assuming that the buffer B has a gain A >> 1, the input differential voltage would be smaller, and the characteristic of the differential amplifier in AC operation more on a linear range around the zero-zero coordinates ( 1c ) limited. So the bigger the loop gain, the more the distortion at the input can be reduced. Since parallel architecture has a lower loop gain, the differential voltage at the input increases and the probability of overdriving increases. That's why it makes sense in parallel architecture, as in 4 is shown to cause a soft overdrive behavior by electrically connecting each bias input (E _B1 and E _B2 ) to respective signal output of the associated forward signal path via a resistor (R × 2), the resistance values being at a minimum load and maximum output amplitude at the Gain equal to one, βF = 1, are calculated.

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG QUOTES INCLUDE IN THE DESCRIPTION

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Zitierte PatentliteraturCited patent literature

US 5166637 [0002]
JP 3284004 A [0002]
US 5113147 [0003]
DE 19614996 A [0016]
US 6788148 B2 [0016]

Zitierte Nicht-PatentliteraturCited non-patent literature

ABS Preprint 3231, Wurcer Scott, "An Operational Amplifier Architecture with a Single Gain Stage and Distortion Gancellation" [0002]
William H. Gross, "Source Resistance Induced Distortion in Op Amps," Design Note 84. Tests for "output linearity" [0002]
Samuel Groner, "Operational Amplifier Distortion", October 19, 2009 [0002]
Johan H. Huijsing "Operational Amplifiers, Theory and Design", pages 271-272, ISBN 0-7923-7284-0 [0003]
Standard OV such as type LM833 (dual) or LM837 (quad) from National Semiconductor or type NE5534 [0005]
JAES Vol. 39, no. 3, 1991 March, J. Scott and G. Spears, "On the Advantages of Nested Feedback Loops [0016]
Russel O. Hamm, "Tubes versus Transistors-Is There an Audible Difference?" [0016]

Claims

Parallel operational amplifier with parallel or serial architecture with three external connections: a non-inverting input (+ IN), an inverting input (-IN) and an output (U _O ), in particular for operating as a feedback standard op-amp with a negative feedback via a passive RC network β _F , realized with two circuit-identical, voltage-controlled differential amplifiers, these being arranged closely adjacent to one another on a monolithic substrate and thus almost identical in construction, namely a main differential amplifier (M) and an aux differential amplifier (A), each having an inverting input (called minus input), a non-inverting input (called positive input) and having a single-ended output, and having two similar transistors (NPN bipolar transistor, Darlington circuit or JFET-N transistor) in Collector circuit, a first output transistor (T ₃₁ ) and a second output Transistor (T ₃₂ ) whose emitters are connected to the current-feedback resistors (R _E1 and R _E2 ) in the emitter branch via a common constant current source (CS ₃ ) with a terminal for a negative supply potential (-V _EE ) connected such that two forward signal paths formed are: a Main forward signal path, from the signal input to the signal output following: the plus input of the main differential amplifier (M), the base terminal and the emitter terminal of the zweten output transistor (T ₃₂ ) and an aux forward signal path, from the signal input to the signal output following: the plus input of the aux differential amplifier (A), the base terminal and the emitter terminal of the first output transistor (T ₃₁ ), the architecture of which is characterized by a) the signal output of the main forward signal path being the output Uo of the composite Operational amplifier is used, and b) that the main and the aux forward signal path is connected either in parallel by: the signal input of the main forward signal path serves as the non-inverting input (+ IN) of the composite operational amplifier, the signal input of the auxiliary forward signal path serves as the inverting input (-IN) of the composite operational amplifier, and the two minus inputs from the differential amplifiers (A and M) are connected to the signal output of the aux forward signal path, or that the main and aux forward signal paths are connected in series: by the signal input of the aux forward signal path as the non-inverting input (+ IN) of the composite Operational amplifier is used, the two minus inputs from the differential amplifiers (A and M) are interconnected and form an electrical connection, which serves as the inverting input (-IN) of the composite operational amplifier, and the input of the main forward signal path with the Output of the aux forward signal path is connected.

A parallel or serial architecture composite operational amplifier according to claim 1, characterized in that the two emitter resistors (R _E1 and R _E2 ) are replaced by two similar NPN bipolar transistors (T ₄₁ and T ₄₂ ) connected between their collector and emitter terminals in that the two emitter terminals with the emitter current source (CS ₃ ) and the base terminals are cross-connected to the collector terminals via two base resistors (R _B1 and R _B2 ), the base resistance values being adjusted so that the emitter current of the second output transistor T ₃₂ in AC operation with a nominal load at the output and with a gain> 1 only DC component.

Composite operational amplifier with parallel or serial architecture according to claim 1 or 2, characterized in that the two differential amplifiers (A and M) are single-stage differential Transkoduktanzverstärker: each with an emitter-coupled transistor pair (T _1x and T _2x) with differential input and an emitter current source ( CS ₁ and CS ₂ ) whose current is adjusted via a bias input (E _B1 and E _B2 ) with a resistor R _x 1, wherein collector currents with the current mirrors (CM _1x and CM _2x ) are guided to the output so that at the output a maximum output voltage swing (output voltage swing) for given voltage supply is to be achieved (see OTA type LM13700) and whose transfer functions are 1-pole functions with an identical dominant RC pole: A (ω) = M (ω) = A ₀ · Ωg / (ωg + jω), where A ₀ = DC open loop gain and ωg = 1 / R · C, ωg a -3 dB cutoff frequency of the function | A (ω) | is.

A parallel or serial architecture composite operational amplifier according to claim 3, characterized in that the current of each emitter current source (CS ₁ and CS ₂ ) of the associated transistor pair (T _1x and T _2x ), in AC operation and in the constant gain frequency range | A (ω ) | and | M (ω) |, increases by at least a current difference value taken at the output of the associated differential transconductance amplifier (A or M) from the output transistors (T ₃₁ and T ₃₂ ) to generate the load currents in AC operation by each Bias input (E _B1 and E _B2 ) is connected to the respective signal output of the associated forward signal path via a resistor (R × 2), wherein the resistance values at a minimum load and maximum output amplitude at gain equal to one, βF = 1, which are set accordingly.