Die Erfindung betrifft einen kapazitiven Sensor zur Lage- oder Bewegungserkennung gemäß den Merkmalen des Oberbegriffs des Patentanspruchs 1. Weiterhin wird ein Verfahren zum Betreiben eines erfindungsgemäßen kapazitiven Sensors beansprucht. The invention relates to a capacitive sensor for position or motion detection according to the features of the preamble of claim 1. Furthermore, a method for operating a capacitive sensor according to the invention claimed.
Kapazitiver Sensoren zur Lage- oder Bewegungserkennung, insbesondere Drehgeber oder auch Drehwinkelgeber, werden hauptsächlich in der Automatisierungstechnik aber auch im Fahrzeugbau als Drehwinkelsensoren eingesetzt, um Winkelstellungen bei Drehbewegungen zu erfassen. Beispiele sind die Lenkwinkelerfassung im Kraftfahrzeug und die Positionserfassung von rotierenden Bauteilen von Maschinen. Man unterscheidet hierbei zwischen Inkremental-Drehgebern und absolut messenden Sensoren. Beide Sensortypen werden in den verschiedensten Ausführungen unter anderem auch von der Anmelderin hergestellt und vertrieben. Kapazitive Sensoren werden vor allem wegen ihres einfachen Aufbaus, der damit verbundenen geringen Herstellungskosten, ihres niedrigen Energiebedarfs und ihrer Unempfindlichkeit gegenüber Magnetfeldern geschätzt. Nachteilig ist ihr Driftverhalten, insbesondere die Temperaturdrift und ihre Anfälligkeit gegen elektromagnetische Strahlung wegen der als Empfangsantennen wirkenden Elektroden. Solche Sensoranordnungen weisen üblicherweise mehrere gegeneinander versetzte meist auf konzentrischen Ringen angeordnete Sendeelektroden und eine gemeinsame oft abgeschirmte Empfangselektrode auf. Ein als Fahne bezeichnetes bewegliches Element, insbesondere ein Rotor, mit einer elektrisch leitfähigen Struktur beeinflusst die Amplitude der seriell übertragenen Signale der Sendeelektroden in Abhängigkeit vom Drehwinkel. Die elektrisch leitfähige Struktur auf der Fahne muss weder geerdet noch elektrisch mit der Sensorelektronik verbunden sein. Sie verkürzt lediglich den effektiven Plattenabstand. Capacitive sensors for position or motion detection, in particular rotary encoders or rotary encoders, are mainly used in automation technology but also in vehicle construction as rotational angle sensors to detect angular positions during rotational movements. Examples are the steering angle detection in the motor vehicle and the position detection of rotating components of machines. A distinction is made here between incremental encoders and absolute measuring sensors. Both sensor types are manufactured and distributed in various designs, among others, also by the applicant. Capacitive sensors are valued above all for their simple construction, the associated low production costs, their low energy requirement and their insensitivity to magnetic fields. A disadvantage is their drift behavior, in particular the temperature drift and their susceptibility to electromagnetic radiation because of acting as receiving antennas electrodes. Such sensor arrangements usually have a plurality of mutually offset transmission electrodes, usually arranged on concentric rings, and a common, often shielded, reception electrode. A movable element designated as a flag, in particular a rotor, with an electrically conductive structure influences the amplitude of the serially transmitted signals of the transmitting electrodes as a function of the angle of rotation. The electrically conductive structure on the flag need not be grounded or electrically connected to the sensor electronics. It merely shortens the effective plate spacing.
Die EP1251338A1 zeigt einen kapazitiven Sensor und ein Verfahren zur Messung von Kapazitätsänderungen. Der Sensor ist als strukturierter Drehkondensator aufgebaut. Er weist vier konzentrisch in zwei Ringen jeweils halbkreisförmig um die Drehachse angeordnete Sendeelektroden auf. Dabei überlappen sich die halbringförmigen Sendeelektroden um 90°. Zwischen dieser unbeweglichen Anordnung und einer ebenfalls unbeweglichen Empfangselektrode ist eine um mindestens 360° verdr ehbare Fahne (Rotor) angeordnet, die eine vom Drehwinkel abhängige Änderung der Kapazitätsverteilung zwischen den vier Sendeelektroden und der Empfangselektrode bewirkt. Von einer Steuereinheit werden die vier Sendeelektroden nacheinander mit einem Rechteckgenerator verbunden. An die Empfangselektroden sind ein Messverstärker und danach ein Analog-Digitalwandler angeschlossen. Als ungünstig wird die serielle Abwicklung der Messung angesehen, die sich bei höherer Elektrodenzahl (Lupenfunktion) extrem nachteilig bemerkbar macht. Neben der Verringerung der Schaltfrequenz gehen alle Schwankungen des Sendesignals, aber auch die Drift der Empfangselektronik in das Messergebnis ein. Die WO2000063653A2 ( DE60016395 ) zeigt verschiedene kapazitive Drehwinkelsensoren, die zur Erfassung der Position einer rotierenden Welle dienen. Sie umfassen entweder einen mehrteiligen Sender und einen einteiligen Empfänger oder einen einteiligen Sender und einen sektorierten Empfänger. Ein an sich bekanntes Grob- und Feinmuster der Elektroden soll die Winkelauflösung erhöhen. In einer ersten Ausführung in 9 sind mindestens 4 Sendeelektroden vorhanden, die durch eine Vier-Phasen-Wechselstromquelle mit einem 10 kHz-Rechtecksignal angeregt werden. Ein als Strom-Spannungswandler ausgeführter Ladungsverstärker verstärkt die vom Drehwinkel abhängigen Verschiebungsströme und bildet das gewichtete Summensignal der vier Erregungsspannungen. Ein von der Wechselstromquelle gesteuerter Aktivgleichrichter erzeugt zwei um 90° gegeneinander versetzte Signale, die als Sinus- und Cosinusfunktion bezeichnet werden. Deren konkreter Verlauf hängt allerdings von der Elektrodeformform ab. In einer zweiten Ausführung in 10 dieser Druckschrift wird das Sendesignal einer einteiligen Sendeelektrode von vier kreisringsektorförmigen Empfangselektroden (Empfängerquadrantenplatten) erfasst und Strom-Spannungswandlern zugeführt. Paarweise mit deren Ausgängen verbundene Differenzverstärker erzeugen die oben genannten um 90° gegeneinander versetzten vom Drehwinkel abhängigen Sinus- bzw. Cosinussignale. Problematisch ist die Trägerfrequenz von lediglich 10 kHz, weil sie relativ nahe bei den Signalfrequenzen der Drehzahlmessung liegt. Das erfordert insbesondere bei den fein strukturierten Rotoren Tiefpässe höherer Ordnung zur Glättung des Empfangssignals. Bei höheren Trägerfrequenzen würden Strom-Spannungswandler mit entsprechend hoher Bandbreite benötigt. Außerdem besteht die Gefahr des kapazitiven Übersprechens zwischen den vier Empfangskanälen, aus denen die Sinus- und Cosinussignale gewonnen werden. Bei der seriellen Verarbeitung nach 9 gehen die Amplitudenschwankungen des Sendesignals und bei der parallelen Verarbeitung nach 10 die Toleranzen der Strom-Spannungswandler in das Messergebnis ein. The EP1251338A1 shows a capacitive sensor and a method for measuring capacitance changes. The sensor is constructed as a structured rotary capacitor. It has four concentrically arranged in two rings each semicircular around the axis of rotation arranged transmitting electrodes. In this case, the semi-annular transmitting electrodes overlap by 90 °. Between this immovable arrangement and a likewise immovable receiving electrode, a flag (rotor) which can be rotated by at least 360 ° is arranged which effects a change in the capacitance distribution between the four transmitting electrodes and the receiving electrode, which is dependent on the angle of rotation. From a control unit, the four transmitting electrodes are connected in succession to a square wave generator. To the receiving electrodes, a measuring amplifier and then an analog-to-digital converter are connected. As unfavorable, the serial processing of the measurement is considered, which makes extremely disadvantageous at higher electrode number (magnifying glass function). In addition to the reduction of the switching frequency, all fluctuations of the transmission signal, but also the drift of the receiving electronics, are included in the measurement result. The WO2000063653A2 ( DE60016395 ) shows various capacitive rotation angle sensors which serve to detect the position of a rotating shaft. They comprise either a multi-part transmitter and a one-part receiver or a one-part transmitter and a sectored receiver. A known coarse and fine pattern of the electrodes should increase the angular resolution. In a first version in nine There are at least 4 transmitting electrodes excited by a four-phase AC source with a 10 kHz square wave signal. A charge amplifier designed as a current-voltage converter amplifies the shift-dependent displacement currents and forms the weighted sum signal of the four excitation voltages. An active rectifier controlled by the AC source generates two signals offset by 90 °, referred to as sine and cosine functions. Their concrete course, however, depends on the Elektrodeformform. In a second embodiment in 10 This document, the transmission signal of a one-piece transmitting electrode of four circular sector-shaped receiving electrodes (receiver quadrant plates) is detected and supplied to current-voltage transformers. Differential amplifiers connected in pairs to their outputs generate the abovementioned sine or cosine signals which are offset by 90 ° relative to one another and are dependent on the angle of rotation. The problem is the carrier frequency of only 10 kHz, because it is relatively close to the signal frequencies of the speed measurement. This requires in particular in the finely structured rotors low passes higher order to smooth the received signal. At higher carrier frequencies, current-voltage converters with a correspondingly high bandwidth would be required. In addition, there is the risk of capacitive crosstalk between the four receiving channels, from which the sine and cosine signals are obtained. For serial processing to nine The amplitude fluctuations of the transmission signal and in the parallel processing follow 10 the tolerances of the current-voltage converter in the measurement result.
Die für eine hochgenaue Messung erforderliche Regelung des Sendesignals wird in der DE102007038225A1 gezeigt. Das hierzu benötigte Referenzsignal wird mit Hilfe einer zusätzlichen Referenzelektrode gewonnen. Diese zusätzliche Elektrode benötigt natürlich Sensorfläche und damit Platz auf den Winkelkodierscheiben, der bei manchen Applikationen gar nicht vorhanden ist. Als Ausweg bleibt die sicherlich nachteilige Verkleinerung der für die eigentliche Winkelmessung wirksamen Empfangsfläche. The control of the transmission signal required for a highly accurate measurement is described in US Pat DE102007038225A1 shown. The reference signal required for this purpose is obtained by means of an additional reference electrode. Of course, this additional electrode requires sensor area and thus space on the angle coding discs, which is not present in some applications. As a way out, the certainly disadvantageous reduction of the remains for the actual angle measurement effective receiving surface.
Aufgabe der Erfindung ist es, einen insbesondere als Drehgeber geeigneten kapazitiven Sensor anzugeben, der störsicher ist und bei geringen äußeren Abmessungen eine hohe Messgenauigkeit besitzt. The object of the invention is to provide a suitable in particular as a rotary encoder capacitive sensor, which is immune to interference and has a high accuracy with low external dimensions.
Diese Aufgabe wird entsprechend den Merkmalen des Patentanspruchs 1 gelöst. Die Unteransprüche betreffen die vorteilhafte Ausgestaltung der Erfindung. Weiterhin wird ein Verfahren zum Betreiben eines erfindungsgemäßen kapazitiven Sensors angegeben. This object is achieved according to the features of patent claim 1. The subclaims relate to the advantageous embodiment of the invention. Furthermore, a method for operating a capacitive sensor according to the invention is specified.
Die wesentliche Idee der Erfindung besteht darin, die phasensynchrone Gleichrichtung und die Differenzbildung unmittelbar an den Empfangselektroden vorzunehmen. Dazu werden die Empfangselektroden paarweise mit Aktivgleichrichtern, bzw. Schaltmischern verbunden. Das Differenzsignal entsteht an deren antiparallel geschalteten Ausgängen. Die dazu verwendeten analogen Multiplexer können das Differenzsignal nicht verfälschen, weil über deren Bahnwiderstand von 2,5 Ohm fällt praktisch keine Spannung abfällt. Die aus dem o. g. Stand der Technik bekannte Strommessung durch virtuelle Erdung der Empfangselektroden wird also beibehalten. Allerdings erfolgt die Strom-Spannungswandlung vorteilhafterweise erst nach der Gleichrichtung bzw. Mischung und der Differenzbildung. Auf diese Weise haben die nachgeordneten Strom-Spannungswandler nur noch Gleichstrom bzw. die aus der Drehbewegung resultierenden vergleichsweise niederfrequenten Signale zu verarbeiten. Deren Toleranzen, insbesondere die der Widerstände, gehen weniger in das Messergebnis ein. Das Signal-Rausch-Verhältnis kann durch Erhöhung der Arbeitsfrequenz verbessert werden, ohne dass die Anforderungen an die Bandbreite der Empfangskanäle steigen. Eine Verkleinerung der wirksamen Elektrodenflächen ist auf diese Weise ebenfalls möglich. So kann der Hohlwellendurchmesser erhöht oder die Baugröße verringert werden. Weil die Spannung an den Eingängen der Strom-Spannungswandler Null beträgt, kann praktisch kein Übersprechen zwischen den Leitungen bzw. Elektroden der Empfangskanäle stattfinden. The essential idea of the invention is to carry out the phase-synchronized rectification and the difference formation directly at the receiving electrodes. For this purpose, the receiving electrodes are connected in pairs with active rectifiers or switching mixers. The difference signal is produced at their antiparallel-connected outputs. The analog multiplexers used for this purpose can not falsify the differential signal because their track resistance of 2.5 ohms drops practically no voltage drops. The from the o. G. State of the art current measurement by virtual grounding of the receiving electrodes is thus maintained. However, the current-voltage conversion advantageously takes place only after the rectification or mixing and the subtraction. In this way, the downstream current-voltage converter only have to process DC or the resulting from the rotary motion comparatively low-frequency signals. Their tolerances, in particular those of the resistors, contribute less to the measurement result. The signal-to-noise ratio can be improved by increasing the operating frequency without increasing the bandwidth requirements of the receiving channels. A reduction of the effective electrode areas is also possible in this way. Thus, the hollow shaft diameter can be increased or the size can be reduced. Because the voltage at the inputs of the current-voltage converter is zero, virtually no crosstalk between the lines or electrodes of the receiving channels can take place.
Ein zweiter Erfindungsgedanke besteht darin, die Amplitude des Empfangssignals durch Veränderung der Sendefrequenz zu regeln. So kann der Sender mit konstanter Amplitude, beispielsweise mit digitalen Logiksignalen, wie Transistor-Transistor-Logik (TTL), arbeiten. A second inventive idea is to regulate the amplitude of the received signal by changing the transmission frequency. Thus, the transmitter can operate with constant amplitude, for example with digital logic signals, such as transistor-transistor logic (TTL).
Ein dritter Erfindungsgedanke besteht darin, das zur Amplitudenregelung benötigte Referenzsignal nicht in der bekannten Weise mit einer Referenzelektrode, sondern rechnerisch durch Summation von Empfangssignalen, insbesondere aus dem Sinussignal und dem Cosinussignal zu gewinnen. Dadurch wird wertvolle Sensorfläche eingespart. A third idea of the invention consists of obtaining the reference signal required for amplitude regulation not in the known manner with a reference electrode, but mathematically by summing received signals, in particular from the sine signal and the cosine signal. This saves valuable sensor area.
Nachfolgend ist die Erfindung anhand der Zeichnung näher erläutert The invention is explained in more detail with reference to the drawing
1 zeigt die Prinzipschaltung eines erfindungsgemäßen kapazitiven Sensors. 1 shows the basic circuit of a capacitive sensor according to the invention.
2 zeigt ein etwas detailliertes Ausführungsbeispiel für einen kapazitiven Drehgeber 2 shows a somewhat detailed embodiment of a capacitive encoder
3 zeigt eine Schaltung zur Gewinnung des Differenzsignals der Empfangselektroden. 3 shows a circuit for obtaining the difference signal of the receiving electrodes.
4 und 5 zeigen die Erzeugung eines Referenzsignals aus den Sensorsignalen 4 and 5 show the generation of a reference signal from the sensor signals
Die 1 zeigt einen kapazitiven Sensor zur Lage- oder Bewegungserkennung. Ein Hochfrequenzgenerator 1 (VCO) erzeugt ein Sendesignal S, das gleichzeitig als Taktsignal T dient. Das durch zwei Inverter verzögerte Sendesignal S wird einem Differentialkondensator 10 zugeführt, der aus einem ersten Stator 2, einem mechanischen Messelement 3 und einem zweiten Stator 4 besteht. Der Differentialkondensator 10 weist eine Sendeelektrode 21 und zwei Empfangselektroden 41 auf. Das Kapazitätsverhältnis des Differentialkondensators 10 wird vom Messelement 3 (Fahne) durch örtliche Verkürzung des effektiven Plattenabstandes (Luftspalt) beeinflusst. The 1 shows a capacitive sensor for position or motion detection. A high frequency generator 1 (VCO) generates a transmission signal S, which simultaneously serves as a clock signal T. The transmission signal S delayed by two inverters becomes a differential capacitor 10 fed from a first stator 2 , a mechanical measuring element 3 and a second stator 4 consists. The differential capacitor 10 has a transmitting electrode 21 and two receiving electrodes 41 on. The capacity ratio of the differential capacitor 10 is from the measuring element 3 (Flag) influenced by local shortening of the effective plate spacing (air gap).
Das Empfangselektrodenpaar 41 ist mit einem vom Hochfrequenzgenerator 1 (VCO) gesteuerten Schaltmischer 5 verbunden. Hier entsteht ein Differenzsignal A-B, welches die Differenz der Verschiebungsströme in den Empfangselektroden 41 repräsentiert. Bei ruhendem Messelement 3 ist das ein Gleichstromsignal, welches in der Mittelstellung mit zwei identischen Teilkapazitäten des Differentialkondensators 10 zu Null wird. Das am Schaltmischer 5 entstehende Stromsignal wird zunächst geglättet, um es von Resten des hochfrequenten Sendesignals zu befreien und anschließend in eine Spannung verwandelt. Das geschieht mit Hilfe des integrierenden Strom-Spannungswandlers 6, der aus einem Tiefpass 6a und dem eigentlichen Strom-Spannungswandler 6b besteht. Diese Spannung ist ein Maß für das vom Messelement 3 abhängige Kapazitätsverhältnis im Differentialkondensator 10. Nach Digitalisierung und Weiterverarbeitung im Mikrocontroller 7 kann sie als Positions- oder Schaltsignal ausgegeben werden. Der Mikrocontroller 7 ist über ein Stellglied 9 mit dem Hochfrequenzgenerator 1 verbunden. So kann die Oszillatorfrequenz des VCO über ein pulsweitenmoduliertes Signal (PWM) vom Mikrocontroller 7 gesteuert werden. Über ein ebenfalls mit dem Mikrocontroller verbundenes Widerstandsnetzwerk ist zusätzlich eine Frequenzspreizung möglich, die zur Verbesserung der Störfestigkeit und zur Verringerung der Störabstrahlung dient. The receiving electrode pair 41 is with one from the high frequency generator 1 (VCO) controlled switching mixer 5 connected. Here arises a difference signal AB, which is the difference of the displacement currents in the receiving electrodes 41 represents. With stationary measuring element 3 this is a DC signal, which in the middle position with two identical partial capacitances of the differential capacitor 10 becomes zero. That at the switch mixer 5 The resulting current signal is first smoothed to rid it of the remains of the high-frequency transmission signal and then transformed into a voltage. This is done with the help of the integrating current-voltage converter 6 that made a low pass 6a and the actual current-voltage converter 6b consists. This tension is a measure of that of the measuring element 3 dependent capacitance ratio in the differential capacitor 10 , After digitization and further processing in the microcontroller 7 it can be output as a position or switching signal. The microcontroller 7 is about an actuator nine with the high frequency generator 1 connected. Thus, the oscillator frequency of the VCO via a pulse width modulated signal (PWM) from the microcontroller 7 to be controlled. About one too with The resistor network connected to the microcontroller additionally permits a frequency spread which serves to improve the immunity to interference and to reduce the emission of interference.
Die 2 zeigt einen erfindungsgemäßen kapazitiven Drehgeber in einer vereinfachten Darstellung. Der Hochfrequenzgenerator 1, ein spannungsgesteuerter Oszillator (VCO), erzeugt ein Rechtecksignal von 2–4 MHz. Da als Betriebsspannung 5 Volt gewählt wurde, entsteht ein TTL-Signal. Dieses TTL-Signal steuert die Schaltmischer 5 und speist eine auf alle Empfangselektroden 41 wirkende Sendeelektrode 21 auf dem ersten Stator 2. Um die Umschaltzeiten der Schaltmischer 5 zu kompensieren und ihnen darüber hinaus noch einen zeitlichen Vorsprung gegenüber den Schaltflanken des Sendesignals zu geben, wird das Sendesignal S durch zwei Inverter des Typs 74HC14 um ca. 2 × 12 Nanosekunden verzögert. So schalten Schaltmischer 5 im stromlosen Zustand um. Als Schaltmischer 5 wurden hier monolithische Analogmultiplexer des Typs ADG749 von Analog Devices eingesetzt. Sie haben einen typischen Durchlasswiderstand Ron = 2 Ohm. Die Umschaltung im stromlosen Zustand vermeidet die Temperaturdrift der analogen Multiplexer und verringert so den Einfluss der Umschaltvorgänge auf das Messergebnis. Der Verzicht auf Vorverstärker, d. h. die niederohmige Umschaltung ohne vorherige Verstärkung, vermeidet den Einfluss von Widerstandstoleranzen bei der Differenzbildung. Auf dem zweiten Stator 4 sind Empfangselektroden A bis H paarweise so angeordnet, dass die sie von den Rotorelektroden 31 und 32 beeinflussbare Differentialkondensatoren bilden. Die Empfangselektrodenpaare 41 sind über Schaltmischer 5 mit den integrierenden Strom-Spannungswandlern 6 verbunden. Die Integrierenden Strom-Spannungswandler 6 sind nur symbolisch dargestellt. Sie weisen einen Tiefpass und einen entsprechend beschalteten Operationsverstärker auf. Der Eingang des Operationsverstärkers befindet sich virtuell auf Massepotential, so dass eine Strommessung stattfinden kann. Die Ausgänge der integrierenden Strom-Spannungswandler 6 sind mit dem Mikrocontroller 7 verbunden. Hier werden die Signale digitalisiert und weiter verarbeitet. The 2 shows a capacitive encoder according to the invention in a simplified representation. The high frequency generator 1 , a voltage controlled oscillator (VCO), generates a square wave signal of 2-4 MHz. Since the operating voltage was 5 volts, a TTL signal is generated. This TTL signal controls the switching mixer 5 and feeds one to all the receiving electrodes 41 acting transmitting electrode 21 on the first stator 2 , To the switching times of the switching mixer 5 To compensate and in addition to give them a time advantage over the switching edges of the transmission signal, the transmission signal S is delayed by two inverters of the type 74HC14 by about 2 × 12 nanoseconds. How to switch mixer 5 in the de-energized state. As a switch mixer 5 Here, ADG749 monolithic analog multiplexers from Analog Devices were used. They have a typical on-resistance Ron = 2 ohms. The switchover in the de-energized state avoids the temperature drift of the analog multiplexer and thus reduces the influence of the switching operations on the measurement result. The absence of preamplifier, ie the low-impedance switching without prior amplification, avoids the influence of resistance tolerances in the difference formation. On the second stator 4 Receiving electrodes A to H are arranged in pairs so that they from the rotor electrodes 31 and 32 form controllable differential capacitors. The receiving electrode pairs 41 are over switch mixer 5 with the integrating current-voltage transformers 6 connected. The integrating current-voltage converter 6 are shown only symbolically. They have a low pass and a correspondingly wired operational amplifier. The input of the operational amplifier is virtually at ground potential, so that a current measurement can take place. The outputs of the integrating current-voltage transformers 6 are with the microcontroller 7 connected. Here the signals are digitized and processed further.
Der Rotor 3 besteht vorzugsweise aus einer 1,5 mm starken FR4-Platte. Das Material FR4 ist selbst nicht leitfähig, trägt aber beidseitig leitfähige, vorzugsweise gleichgroße über Durchkontaktierungen jeweils miteinander verbundene Kreisringsektoren. Sie dienen als Rotorelektroden 31 und 32, weil sie den effektiven Plattenabstand (Luftspalt) zwischen der Sendeelektrode 21 und den Empfangselektrodenpaaren 41 verkürzen. Die Gesamtkapazität der einzelnen Differentialkondensatoren bleibt dabei konstant. Die Drehbewegung verändert lediglich das Verhältnis der beiden Teilkapazitäten der Differentialkondensatoren. Hier sei angemerkt, dass die Darstellung mit vier Rotorwellen zum bessern Verständnis so gewählt wurde. Vorzugsweise ist eine gemeinsame Rotorwelle vorhanden. The rotor 3 preferably consists of a 1.5 mm thick FR4 plate. The material FR4 itself is not conductive, but carries both sides conductive, preferably the same size via interconnections each interconnected circular ring sectors. They serve as rotor electrodes 31 and 32 because it determines the effective plate spacing (air gap) between the transmitting electrode 21 and the receiving electrode pairs 41 shorten. The total capacity of the individual differential capacitors remains constant. The rotational movement only changes the ratio of the two partial capacitances of the differential capacitors. It should be noted here that the representation with four rotor shafts was chosen for better understanding. Preferably, a common rotor shaft is present.
Wie man sieht, sind die Elektrodenpaare AB und CD auf dem Stator 4 um 90° zueinander versetzt angeordnet. Man erhält zwei um 90° verset zte Signale, die als Sinus und Cosinus des Drehwinkels bezeichnet werden, obwohl ihre Gestalt von der Elektrodenform abhängt. Anhand der Werte A-B und C-D kann man eindeutig bestimmen, wo sich die halbringförmige innere Rotorelektrode 31 auf dem die Rotor 3 befindet. Die Genauigkeit ist aber noch nicht ausreichend. Deshalb werden diese Elektrodenpaare nur zur Unterteilung in 8 Kreissektoren verwendet. Die äußeren Kreisringsektoren E, F, G, H auf dem Stator 4 dienen zur genaueren Positionsbestimmung (Lupe). Sie werden von den Rotorelektroden 32 auf die beschriebene Weise beeinflusst. Diese Anordnung ist innerhalb von 45° eindeutig. Diese zweistufige Winkelbestimmung anhand der Grob- und Lupensignale ist hinlänglich bekannt und nicht Gegenstand der Erfindung. As you can see, the pairs of electrodes AB and CD are on the stator 4 arranged offset by 90 ° to each other. Two signals are obtained which are offset by 90 °, which are called the sine and cosine of the angle of rotation, although their shape depends on the shape of the electrodes. Using the values AB and CD, one can clearly determine where the semi-annular inner rotor electrode is located 31 on which the rotor 3 located. The accuracy is not enough. Therefore, these pairs of electrodes are only for subdivision into 8th Circular sectors used. The outer circular sectors E, F, G, H on the stator 4 serve for more accurate position determination (magnifying glass). They are from the rotor electrodes 32 influenced in the manner described. This arrangement is unique within 45 °. This two-stage angle determination based on the coarse and magnifying signals is well known and not the subject of the invention.
Das an den Empfangselektroden 41 anliegende Stromsignal wird von den Schaltmischern 5 phasensynchron gleichgerichtet und durch den Tiefpass geglättet. Die antiparallel geschalteten Multiplexerausgänge sorgen für die Differenzbildung. Anschließend wird das Stromsignal in den integrierenden Strom-Spannungswandlern 6 verstärkt und in eine Spannung umgewandelt. That at the receiving electrodes 41 applied current signal is from the switching mixer 5 phase synchronized rectified and smoothed by the low pass. The antiparallel multiplexer outputs provide for difference formation. Subsequently, the current signal in the integrating current-voltage transformers 6 amplified and transformed into a voltage.
Die Auswertung kann vollständig in einer digitalen Auswerteeinheit 7, vorzugsweise in einem Mikrocontroller (µC) erfolgen. Eine Vor- oder Zwischenverarbeitung in einer oder mehreren analogen Auswerteeinheiten 8 kann aber von Vorteil sein. Wie gezeigt, kann neben der aktuellen Winkelposition des Rotors 3 bei jeder Umdrehung zusätzlich ein Null-Impuls erzeugt werden. Das geschieht durch die NAND Verknüpfung der Signale D1 bis D7. Diese Verknüpfung kann im Mikrocontroller 7, aber auch vorteilhaft in einem NAND-Gatter mit 8 Eingängen vom Typs 74HC30 geschehen. So wird der Mikrocontroller entlastet und die Anordnung ist als Drehzahlmesser für hohe Drehzahlen geeignet. Darüber hinaus können wie in der 4 gezeigt, die zur Auswertung der Sensorsignale erforderlichen Additionen, Subtraktionen und Vergleichsoperationen, insbesondere die zur Ermittlung eines Referenzsignals aus den Lupensignalen notwendigen Rechenoperationen effizient mit Operationsverstärkern bzw. Komparatoren ausgeführt werden. The evaluation can be done completely in a digital evaluation unit 7 , preferably in a microcontroller (μC). A preliminary or intermediate processing in one or more analog evaluation units 8th but it can be an advantage. As shown, besides the current angular position of the rotor 3 each additional revolution produces a zero pulse. This is done by the NAND linking of the signals D1 to D7. This link can be in the microcontroller 7 but also beneficial in a NAND gate with 8th Inputs of type 74HC30 happen. Thus, the microcontroller is relieved and the arrangement is suitable as a tachometer for high speeds. In addition, as in the 4 2, the additions, subtractions and comparison operations necessary for the evaluation of the sensor signals, in particular the arithmetic operations necessary for determining a reference signal from the magnifying glass signals, are carried out efficiently with operational amplifiers or comparators.
Die elektronische Schaltung kann weitgehend temperaturkompensiert ausgeführt werden. So bleiben noch die von der Mechanik, wie Taumeln des Rotors 3, und von den Medien, wie Wasserdampf und Kondenswasser (Betauung) hervorgerufenen Amplitudenschwankungen zu berücksichtigen. Eine direkte Amplitudenregelung ist wegen der Festlegung des Sendesignals auf TTL-Pegel nicht möglich bzw. nicht ausreichend. The electronic circuit can be made largely temperature compensated. So still remain of the mechanics, such as tumbling of the rotor 3 , and caused by the media, such as water vapor and condensation (condensation) Amplitude fluctuations to take into account. A direct amplitude control is not possible or not sufficient because of the definition of the transmission signal to TTL level.
Da die Differentialkondensatoren frequenzabhängige Widerstände darstellen, kann die Amplitude des Empfangssignals vorteilhaft über die Frequenz des als spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) ausgeführten Hochfrequenzgenerators 1 geregelt werden. Since the differential capacitors represent frequency-dependent resistors, the amplitude of the received signal can advantageously be determined by the frequency of the high-frequency generator designed as a voltage-controlled oscillator (VCO) 1 be managed.
Um die bekannte Referenzelektrode nebst Referenzempfänger einzusparen, und damit Sensorfläche zu gewinnen, wird erfindungsgemäß aus den Signalen der äußeren Kreisringsektoren E bis H (Lupe) ein Referenzsignal erzeugt und vom Mikrocontroller 7 als pulsweitenmoduliertes Signal (PWM-Signal) ausgegeben. Näheres dazu in den 4 und 5. Damit dieses Signal als Ist-Regelgröße verwendet werden kann, wird es zunächst integriert, dann in einem im Stellglied 9 mit einem Sollwert verglichen und über einen PID-Regler als Steuerspannung für den Hochfrequenzgenerator 1 (VCO) verwendet. Eine zu hohe Regelgröße (Amplitude) wird durch Absenkung der Arbeitsfrequenz und eine zu niedrige Regelgröße durch Erhöhung der Arbeitsfrequenz ausgeregelt. Die mit PN x bezeichneten Modulationseingänge am VCO können zur Frequenzspreizung verwendet werden. So wird die aktive und die passive Störfestigkeit des Gerätes verbessert. In order to save the known reference electrode together with reference receiver, and thus to gain sensor surface, a reference signal is generated according to the invention from the signals of the outer circular ring sectors E to H (magnifying glass) and from the microcontroller 7 output as pulse width modulated signal (PWM signal). More details in the 4 and 5 , So that this signal can be used as an actual control variable, it is first integrated, then in one in the actuator nine compared with a setpoint and via a PID controller as a control voltage for the high-frequency generator 1 (VCO) used. Too high a controlled variable (amplitude) is compensated by lowering the operating frequency and too low a controlled variable by increasing the operating frequency. The modulation inputs at the VCO designated PN x can be used for frequency spreading. This improves the active and passive immunity of the device.
Da die Schaltmischer 5 unmittelbar mit den Empfangselektrodenpaaren 41 verbunden sind, erfolgen Gleichrichtung bzw. Mischung mit dem Sendsignal und die Differenzbildung gleichzeitig in einem Schritt. Die integrierenden Spannungswandler 6 müssen nicht mehr die Arbeitsfrequenz des VCO, sondern nur noch die aus der Drehbewegung resultierenden Impulse verarbeiten. So kann die Arbeitsfrequenz gegenüber den bekannten technischen Lösungen erhöht werden, ohne die Anforderungen an das Verstärkungs-Bandbreiteprodukt der Operationsverstärker zu verschärfen. Arbeitsfrequenzen von 10 MHz erlauben Messkapazitäten im Bereich von Picofarad, ohne dass hochfrequenztaugliche Strom-Spannungswandler 6 erforderlich sind. Das spart Kosten und erlaubt kleinere Bauformen und/oder eine höhere Messgenauigkeit. Because the switch mixer 5 directly with the receiving electrode pairs 41 are connected, carried rectification or mixing with the send signal and the difference formation simultaneously in one step. The integrating voltage transformers 6 no longer have to process the operating frequency of the VCO, but only the pulses resulting from the rotational movement. Thus, the operating frequency can be increased over the known technical solutions, without tightening the requirements for the gain bandwidth product of the operational amplifier. Working frequencies of 10 MHz allow measuring capacities in the range of Picofarad, without high frequency suitable current-voltage transformers 6 required are. This saves costs and allows smaller designs and / or higher measurement accuracy.
Durch die Erzeugung eines Referenzsignals aus den Messsignalen und dem dadurch möglichen Verzicht auf die bekannte Referenzelektrode wird zusätzlich Rotorfläche frei. So kann der Rotor weiter verkleinert werden. Dadurch ergeben sich konstruktive Vorteile, beispielsweise die Möglichkeit der Vergrößerung der Hohlwelle. Auf den Referenzempfänger kann vollständig verzichtet werden. Das spart nochmals Kosten und Leiterplattenfläche. Die aus den Nutzsignalen gewonnene Referenz kann natürlich auch zur rechnerischen Korrektur der Messwerte im Mikrocontroller 7 verwendet werden. By generating a reference signal from the measurement signals and thereby eliminating the known reference electrode rotor surface is also free. So the rotor can be further reduced. This results in constructive advantages, for example the possibility of enlarging the hollow shaft. The reference receiver can be completely dispensed with. This saves even more costs and PCB area. Of course, the reference obtained from the useful signals can also be used to computationally correct the measured values in the microcontroller 7 be used.
Die 3 zeigt eine Schaltung zur Gewinnung der Differenzsignale A-B und C-D aus den vier inneren Elektroden zur groben Positionsbestimmung. Die Auswertung der äußeren Elektroden E bis H (Sensorlupe) kann auf die gleiche Weise erfolgen. Diese Signale werden wie bereits erwähnt, in der Literatur als Sinus,- bzw. Cosinussignal bezeichnet, obwohl ihre Form von der Geometrie der Elektroden abhängt. Hier handelt es sich um Dreieckssignale. Der Hochfrequenzgenerator 1 (VCO) speist die Sendeelektrode des Differentialkondensators 10 mit geringfügig gegenüber dem Taktsignal T verzögerten Sendeimpulsen S. Die beiden Empfangselektroden A und B sind jeweils einem Analogmultiplexer verbunden. Der hier gezeigte ADG749 von Analog Devices kann bei einer Einschaltzeit typisch 20 ns und einer Abschaltzeit von nur 6 ns Signale bis etwa 10 MHz problemlos verarbeiteten. Für noch höhere Arbeitsfrequenzen werden Dioden-Ringmischer erforderlich. Die Analogmultiplexer ADG749 arbeiten als Schaltmischer 5. Sie sind so beschaltet, dass die Elektroden A und B abwechselnd mit der halben Betriebsspannung oder mit dem invertierenden Eingang desselben Strom-Spannungswandlers 6 verbunden sind. Während die Elektrode A mit der halben Betriebsspannung beaufschlagt wird, ist die Elektrode B mit einem 10 nF Kondensator verbunden und umgekehrt. So werden die Verschiebungsströme der Elektroden in den beiden 10 nF-Glättungskondensatoren gesammelt. Die halbe Betriebsspannung definiert das Nullpotential. Durch die phasenrichtige Steuerung der Analogmultiplexer durch den Takt T wird den Strom-Spannungswandlern 6 ein Gleichstromsignal zugeführt, das über einen Gegenkopplungswiderstand von 100 kΩ in die Ausgangsspannung U(A-B) umgewandelt wird. Der Strom-Spannungswandler 6 ist so beschaltet, dass er Tiefpasseigenschaften aufweist. Deshalb kann man ihn auch als integrierenden Strom-Spannungswandler bezeichnen. So wird das Signal der Schaltmischer 6 zusätzlich geglättet. Die Gegenkopplungskapazität von 1 nF dient zur Stabilisierung. The 3 shows a circuit for obtaining the difference signals AB and CD from the four inner electrodes for coarse position determination. The evaluation of the outer electrodes E to H (sensor magnifier) can be carried out in the same way. As already mentioned, these signals are referred to in the literature as sine or cosine signals, although their shape depends on the geometry of the electrodes. These are triangular signals. The high frequency generator 1 (VCO) feeds the transmitting electrode of the differential capacitor 10 with slightly delayed from the clock signal T transmit pulses S. The two receiving electrodes A and B are each connected to an analog multiplexer. The ADG749 from Analog Devices shown here can easily process signals up to about 10 MHz with a turn-on time of typically 20 ns and a turn-off time of only 6 ns. For even higher operating frequencies, diode ring mixers are required. The analog multiplexers ADG749 work as switching mixer 5 , They are wired so that the electrodes A and B alternately with half the operating voltage or with the inverting input of the same current-voltage converter 6 are connected. While the electrode A is supplied with half the operating voltage, the electrode B is connected to a 10 nF capacitor and vice versa. Thus, the displacement currents of the electrodes are collected in the two 10 nF smoothing capacitors. Half the operating voltage defines the zero potential. Due to the in-phase control of the analog multiplexer by the clock T is the current-voltage converters 6 a direct current signal is supplied, which is converted via a negative feedback resistor of 100 kΩ in the output voltage U (AB). The current-voltage converter 6 is wired to have low pass characteristics. Therefore, it can also be called an integrating current-voltage converter. So the signal is the switching mixer 6 additionally smoothed. The negative feedback capacity of 1 nF serves for stabilization.
An dieser Stelle wird der Erfindungsgedanke, die phasensynchrone Gleichrichtung ohne temperaturabhängige Diodengleichrichter und die Differenzbildung unmittelbar an den Empfangselektroden ohne toleranzbehaftete Widerstände vorzunehmen, deutlich. Die Glättungskondensatoren werden ständig gegen virtuelles Massepotential entladen. At this point, the idea of the invention, the phase-synchronous rectification without temperature-dependent diode rectifier and the difference to make directly on the receiving electrodes without tolerance-sensitive resistors, clearly. The smoothing capacitors are constantly discharged against virtual ground potential.
Die 4 zeigt weitere Schaltungsdetails. Auf der linken Seite wird das Referenzsignal gewonnen. Dazu werden die Beträge der symmetrisch zur halben Betriebsspannung (Ub/2) verlaufenden Signale E-F und G-H der Sensorlupe („Cosinus“ und „Sinus“) erzeugt und zur halben Betriebsspannung addiert. Das geschieht mit Hilfe eines optionalen Inverters in folgender Weise:
Ein erster Komparator vergleicht das Signal E-F mit der halben Betriebsspannung. Liegt es darüber, schaltet der Ausgang des ersten Analogmultiplexer ADG749 auf halber The 4 shows further circuit details. On the left side, the reference signal is obtained. For this purpose, the amounts of symmetrical to half the operating voltage (Ub / 2) extending signals EF and GH of the sensor loupe ("cosine" and "sine wave") are generated and half the operating voltage added. This is done with the help of an optional inverter in the following way:
A first comparator compares the signal EF with half the operating voltage. If this is the case, the output of the first analog multiplexer ADG749 switches halfway
Betriebsspannung und der angeschlossene erste Operationsverstärker wird zum Inverter (invertierender Verstärker). Es entsteht ein negatives Ausgangssignal, das nach einer weiteren Invertierung einen positiven Beitrag zum Referenzsignal liefert. Liegt das Signal E-F unterhalb der halben Betriebsspannung, schaltet der Ausgang des ersten Komparators auf Betriebsspannung und der Analogmultiplexer ADC749 schaltet um. Nun ist der positive Eingang des Operationsverstärkers frei und er wird zum Folger (nichtinvertierenden Verstärker). Die Beschaltung wurde hier so gewählt, dass der Verstärkungsfaktor in beiden Fällen 1 beträgt. Das ist allerdings nicht erfindungswesentlich. So liefert auch die andere Halbwelle einen positiven Beitrag zum Referenzsignal. Auf diese Weise wird das durch die Differenzbildung E-F entstandene Dreieckssignal „hochgeklappt“, so dass ein mit der halben Betriebsspannung vorgespanntes Dreieckssignal der doppelten Frequenz entsteht. Die verbleibenden Lücken werden durch das um 90° phasenverschobene auf die gleiche Weise verarbeitete „Sinussinussignal“ G-H ausgefüllt, so dass eine von der Drehbewegung unabhängige, die Empfangsamplitude repräsentierende Gleichspannung entsteht, die erfindungsgemäß vorteilhaft als Referenzsignal verwendet werden kann. Weiterhin wird die zur groben Positionsbestimmung mit 8 Sektoren erforderliche logische Verknüpfung der beiden Differenzsignale A-B und C-D, der Grobsignale A-B und C-D gezeigt, die natürlich auch im Mikrocontroller 7 erfolgen kann. So wird er aber entlastet. Operating voltage and the connected first operational amplifier becomes the inverter (inverting amplifier). The result is a negative output signal that provides a positive contribution to the reference signal after another inversion. If the signal EF is below half the operating voltage, the output of the first comparator switches to operating voltage and the analog multiplexer ADC749 switches over. Now the positive input of the operational amplifier is free and it becomes the follower (noninverting amplifier). The wiring was chosen here so that the gain factor in both cases 1 is. However, this is not essential to the invention. Thus, the other half wave also provides a positive contribution to the reference signal. In this way, the triangular signal resulting from the difference formation EF is "folded up" so that a double-frequency triangular signal which is biased with half the operating voltage is produced. The remaining gaps are filled by the "sinusoidal signal" GH, which is phase-shifted by 90.degree. In the same way, so that a direct voltage independent of the rotational movement and representing the reception amplitude is produced, which can advantageously be used according to the invention as a reference signal. Furthermore, the required for coarse positioning with 8 sectors logical combination of the two difference signals AB and CD, the coarse signals AB and CD shown, of course, in the microcontroller 7 can be done. But he is relieved.
Die zeitliche Auflösung der gezeigten Anordnung reicht für mittlere Drehzahlen aus. Eine logische Verknüpfung der digitalen Signale D1 bis D7 von allen 7 Komparatoren in einem NAND-Gatter liefert einen schmalen Null-Impuls pro Umdrehung. Auch das kann durch Software geschehen. Bei sehr hohen Drehzahlen ist keine genaue Winkel-Bestimmung mehr notwendig, sondern ein Null-Impuls pro Umdrehung ausreichend. Durch den Einsatz des NAND-Gatters können die Anforderungen an die Arbeitsgeschwindigkeit des Mikrocontrollers verringert werden. The temporal resolution of the arrangement shown is sufficient for medium speeds. A logical combination of the digital signals D1 to D7 of all 7 Comparators in a NAND gate provide a narrow zero pulse per revolution. That too can be done through software. At very high speeds no accurate angle determination is necessary, but one zero pulse per revolution is sufficient. By using the NAND gate, the demands on the operating speed of the microcontroller can be reduced.
Die 5 verdeutlicht die Erzeugung des Referenzsignals. Die beiden um 90° versetzten mit „sin“ und „cos“ bezeichneten Differenzsignale G-H und E-F (Lupensignale) werden von den in der 4 dargestellten optionalen Invertern an der Mittelachse (2,5 V) gespiegelt, d. h. „hochgeklappt“ und anschließend aufsummiert. Wie man sieht, füllen die in beiden Kanälen und damit doppelt vorhandenen mit „a+b“ bezeichneten Flächen die Lücken zwischen den Flächen „a“ und „b“ aus, so dass eine von der aktuellen Rotorstellung unabhängige Gleichspannung, die Referenzspannung Uref entsteht. Weiterhin erkennt man, dass eine dreieckige Signalform hier besonders günstig ist. So ergibt sich für Winkel w zwischen 0° und 90° die einfache Beziehung: w = 90°·(„sin“(w) – Ub/2)/(Uref – Ub/2). Andere Signalformen, insbesondere Sinussignale, sollen aber nicht ausgeschlossen werden. The 5 illustrates the generation of the reference signal. The two offset by 90 ° with "sin" and "cos" differential signals GH and EF (Lupensignale) are of the in the 4 mirrored optional inverters on the central axis (2.5 V), ie "folded up" and then added up. As you can see, the surfaces in both channels and thus doubly present with "a + b" fill the gaps between the surfaces "a" and "b" so that a DC voltage independent of the current rotor position, the reference voltage Uref, is created. Furthermore, it can be seen that a triangular waveform is particularly favorable here. Thus, for angles w between 0 ° and 90 °, the simple relationship results: w = 90 ° * ("sin" (w) -Ub / 2) / (Uref-Ub / 2). Other signal forms, in particular sinusoidal signals, but should not be excluded.
Die vorliegende Erfindung betrifft einen kapazitiven Sensor zur Lage- und/oder Bewegungserkennung, insbesondere einen Drehgeber mit einem Differentialkondensator 10. Er weist zwei durch ein Messelement 3 gegensinnig beeinflussbare Teilkapazitäten auf. Diese bestehen aus einer von einem Hochfrequenzgenerator 1 gespeisten gemeinsamen Sendeelektrode 21 und mindestens zwei Empfangselektroden 41. Die Empfangselektroden 41 sind jeweils direkt mit einem Schaltmischer 5 verbunden. Dem Schaltmischer 5 ist ein integrierender Strom-Spannungswandler 6 nachgeschaltet. Er dient auch als Tiefpass zur Glättung des am Schaltmischer 5 entstehenden Differenzsignals. Der Strom-Spannungswandler 6 wandelt den Verschiebungsstrom der Empfangselektrode 41 in ein Spannungssignal um. Das vom integrierenden Strom-Spannungswandler 6 ausgegebene Signal repräsentiert die Differenz der Teilkapazitäten des Differentialkondensators 10 und ist somit ist ein Maß für die Stellung des Messelements 3. The present invention relates to a capacitive sensor for position and / or motion detection, in particular a rotary encoder with a differential capacitor 10 , He points two through a measuring element 3 oppositely influenced partial capacities. These consist of one of a high-frequency generator 1 fed common transmitting electrode 21 and at least two receiving electrodes 41 , The receiving electrodes 41 are each directly with a switch mixer 5 connected. The switch mixer 5 is an integrating current-voltage converter 6 downstream. It also serves as a low-pass filter for smoothing the switch mixer 5 resulting difference signal. The current-voltage converter 6 converts the displacement current of the receiving electrode 41 into a voltage signal. That of the integrating current-voltage converter 6 output signal represents the difference of the partial capacitances of the differential capacitor 10 and is thus a measure of the position of the measuring element 3 ,
Eine bevorzugte Ausgestaltung der Erfindung betrifft einen kapazitiven Drehgeber mit einem Hochfrequenzgenerator 1 zur Erzeugung eines Sendesignals S, dessen Frequenz und Amplitude wesentlich für das Messergebnis sind. Das Sendesignal S wird einem Differentialkondensator zugeführt, auf dessen ersten Stator 2 sich die Sendeelektrode 21 befindet. Auf einem zweiten Stator 4 sind Empfangselektrodenpaare 41 derart angeordnet, dass eine Rotorelektrode 31 auf einem Rotor 3, der als Winkelgeber dient, die Verteilung der Verschiebungsströme der Empfangselektrodenpaare 41 abhängig von der Winkelstellung des Rotors 3 gegensinnig beeinflusst. Die Empfangselektrodenpaare 41 sind mit einem synchron zum Sendesignal S wirkenden Schaltmischer 5 verbunden. Ein integrierender Strom-Spannungswandler 6 wandelt den empfangenen Strom in eine Spannung um. Diese wird einer digitalen Auswerteeinheit 7 und in vorteilhafter Weise auch analogen Auswerteeinheiten 8 zugeführt. Ein Stellglied 9 dient zur Beeinflussung der Amplitude oder der Frequenz des Hochfrequenzgenerators 1 in einem Regelkreis zur Regelung der Empfangsamplitude. Die Empfangselektrodenpaare 41 werden über die Schaltmischer 5 alternierend mit den integrierenden Strom-Spannungswandlern 6 verbunden. Hier erfolgt mit der Gleichrichtung auch eine Subtraktion der beiden von dem betreffenden Elektrodenpaar 41 empfangenen Verschiebungsströme. Die Ausgänge der integrierenden Strom-Spannungswandler 6 sind mit der digitalen Auswerteeinheit 7 und/oder mit analogen Auswerteeinheiten 8 verknüpft. Die analogen Auswerteeinheiten 8 ermöglichen die schnelle Ausführung von einfachen Rechenoperationen zur Auswertung der Sensorsignale. Die Auswertung umfasst zunächst eine grobe Positionsbestimmung anhand der Signale der Elektroden A bis D, die bereits eine eindeutige Winkelstellung liefert. Die Elektroden E bis H dienen zur Feinauswertung (Lupe) zur genaueren Positionsbestimmung. A preferred embodiment of the invention relates to a capacitive encoder with a high frequency generator 1 for generating a transmission signal S whose frequency and amplitude are essential for the measurement result. The transmission signal S is supplied to a differential capacitor, on the first stator 2 the transmitting electrode 21 located. On a second stator 4 are receiving electrode pairs 41 arranged such that a rotor electrode 31 on a rotor 3 , which serves as an angle sensor, the distribution of the displacement currents of the receiving electrode pairs 41 depending on the angular position of the rotor 3 influenced in opposite directions. The receiving electrode pairs 41 are with a synchronous to the transmission signal S acting switching mixer 5 connected. An integrating current-voltage converter 6 converts the received current into a voltage. This becomes a digital evaluation unit 7 and advantageously also analog evaluation units 8th fed. An actuator nine is used to influence the amplitude or the frequency of the high-frequency generator 1 in a control loop for regulating the reception amplitude. The receiving electrode pairs 41 be over the switch mixer 5 alternating with the integrating current-voltage transformers 6 connected. Here, with the rectification also a subtraction of both of the respective pair of electrodes 41 received displacement currents. The outputs of the integrating current-voltage transformers 6 are with the digital evaluation unit 7 and / or with analog evaluation units 8th connected. The analogue evaluation units 8th enable fast execution of simple arithmetic operations for evaluation of sensor signals. The evaluation initially comprises a rough position determination based on the signals of the electrodes A to D, which already provides a clear angular position. The electrodes E to H are used for fine evaluation (magnifying glass) for more accurate position determination.
In einer vorteilhaften Ausgestaltung des erfindungsgemäßen kapazitiver Drehgebers werden die von der Winkelstellung des Rotors 3 beeinflussten dielektrischen Verschiebungsströme in den Empfangselektrodenpaaren 41 statt einer Referenzelektrode als Hauptbestandteil der Stellgröße für das Stellglied 9 zur Regelung der Empfangsamplitude genutzt. In einer speziellen Ausgestaltung erfolgt die Regelung der Empfangsamplitude durch Änderung der Frequenz des Sendesignals S. Das ist möglich, weil die Messkapazitäten frequenzabhängige Widerstände aufweisen. Der wesentliche Vorteil besteht darin, dass die Sendeamplitude konstant gehalten werden kann. Die Sendeelektrode wird vorteilhaft mit einem Logikpegel, beispielsweise einem zur Transistor-Transistor-Logik (TTL) kompatiblen Signal angesteuert. So können die Schaltmischer 5 (gesteuerte Gleichrichter) parallel zur Sendeelektrode 21 mit dem Sendesignal S angesteuert werden. Weiterhin ist es vorteilhaft die Sendesignale um eine definierte Zeitspanne gegenüber dem Umschaltsignal für den Schaltmischer 5 zu verzögern. Dazu können die Schaltzeiten von zwei in der Sendeleitung hintereinander geschalteten Logikgattern genutzt werden (2). In einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung kann bei jeder Umdrehung ein Nullsignal generiert werden. Das kann durch die NAND Verknüpfung der Signale D1 bis D7 im Mikrocontroller 7 geschehen. Vorteilhaft wird ein NAND-Gatter des Typs 74HC30 mit 8 Eingängen eingesetzt, dessen Ausgang bei jeder vollen Umdrehung ein Signal abgibt. In an advantageous embodiment of the capacitive encoder according to the invention are the of the angular position of the rotor 3 influenced dielectric displacement currents in the receiving electrode pairs 41 instead of a reference electrode as the main component of the manipulated variable for the actuator nine used to control the reception amplitude. In a special embodiment, the regulation of the reception amplitude is effected by changing the frequency of the transmission signal S. This is possible because the measuring capacitances have frequency-dependent resistors. The main advantage is that the transmission amplitude can be kept constant. The transmitting electrode is advantageously controlled by a logic level, for example a transistor-transistor logic (TTL) compatible signal. So can the switch mixer 5 (controlled rectifier) parallel to the transmitting electrode 21 be controlled with the transmission signal S. Furthermore, it is advantageous the transmission signals by a defined period of time relative to the switching signal for the switching mixer 5 to delay. For this, the switching times of two logic gates connected in series in the transmission line can be used ( 2 ). In a further embodiment of the invention, a zero signal can be generated at each revolution. This can be done by the NAND linking of the signals D1 to D7 in the microcontroller 7 happen. Advantageous is a NAND gate type 74HC30 with 8th Inputs whose output emits a signal every full revolution.
Das erfindungsgemäße Verfahren umfasst den Betrieb der beschriebenen Anordnung. Ein kapazitiver Sensor, der einen ein Differentialkondensator mit einer Sendeelektrode 21 und mindestens einem Empfangselektrodenpaar 41 aufweist, wird mit Wechselspannung im Bereich von 1 bis 100 MHz beaufschlagt. Die Kapazitäten des Differentialkondensators werden vom Messelement 3 gegensinnig beeinflusst. Vorzugsweise verkürzt das Messelement 3 den effektiven Plattenabstand. Zur Messung der dielektrischen Verschiebungsströme sind die Empfangselektrodenpaare 41 mit einem Schaltmischer 5 verbunden. Vorteilhaft wird hier ein phasensynchron zum Sendesignal arbeitender Schaltmischer eingesetzt. Dessen Ausgangstrom wird geglättet und niederohmig gemessen. Dazu wird er einem auf virtuellem Massepotential befindlichen Strom-Spannungswandler 6 zugeführt. Weil der Eingang des integrierenden Strom-Spannungswandlers 6 wechselstrommäßig auf Masse liegt, werden auch die Empfangselektroden virtuell mit Masse verbunden. So erfolgt eine echte Strommessung. Weil die Eingangsspannung wegen der virtuellen Erdung Null wird, kann kein kapazitives Übersprechen stattfinden. Da der Schaltmischer 5 direkt mit den Empfangselektrodenpaaren 41 verbunden ist, erfolgt die Gleichrichtung/Mischung mit dem Sendesignal und die Differenzbildung in einem gemeinsamen Schritt. Dem integrierenden Spannungswandler 6 werden niederfrequente Stromimpulse zugeführt. Damit muss er nicht hochfrequenztauglich sein. In einer vorteilhaften Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Verfahrens wird die Amplitude des Empfangssignals durch Veränderung der Sendefrequenz geregelt. Der Vorteil besteht darin, dass die Sendeamplitude konstant auf TTL-Pegel bleiben kann. In einer weiteren Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Verfahrens wird ein Referenzsignal zur Amplitudenregelung durch Summation der Empfangssignale bzw. der invertierten Empfangssignale gewonnnen. Insbesondere werden dazu die um 90° zueinander versetzten Sinus- und Cosinussignale der flächenmäßig größeren Empfangselektroden E bis H der Lupe ausgewertet. Das mit einer analogen Auswerteeinheit 8 und/oder im Mikrocontroller 7 erzeugte Referenzsignal kann zur Amplitudenregelung oder zur Bewertung des Empfangsignals verwendet, oder an eine übergeordnete Steuereinheit übergeben werden. The method according to the invention comprises the operation of the described arrangement. A capacitive sensor comprising a differential capacitor with a transmitting electrode 21 and at least one receiving electrode pair 41 has an AC voltage in the range of 1 to 100 MHz is applied. The capacitances of the differential capacitor are from the measuring element 3 influenced in opposite directions. Preferably, the measuring element shortens 3 the effective plate distance. For measuring the dielectric displacement currents are the receiving electrode pairs 41 with a switch mixer 5 connected. Advantageously, a phase-synchronous to the transmission signal working switching mixer is used here. Its output current is smoothed and measured with low impedance. For this purpose, it becomes a current-voltage converter located at virtual ground potential 6 fed. Because the input of the integrating current-voltage converter 6 AC-connected to ground, the receiving electrodes are virtually connected to ground. So a real current measurement takes place. Because the input voltage becomes zero due to virtual grounding, no capacitive crosstalk can occur. Because the switch mixer 5 directly with the receiving electrode pairs 41 is connected, the rectification / mixing with the transmission signal and the difference takes place in a common step. The integrating voltage transformer 6 Low-frequency current pulses are supplied. He does not have to be suitable for high frequencies. In an advantageous embodiment of the method according to the invention, the amplitude of the received signal is regulated by changing the transmission frequency. The advantage is that the transmit amplitude can remain constant at TTL levels. In a further embodiment of the method according to the invention, a reference signal for amplitude control by summation of the received signals or the inverted received signals is obtained. In particular, the mutually offset by 90 ° sine and cosine signals of the larger area receiving electrodes E to H of the magnifying glass are evaluated. That with an analogue evaluation unit 8th and / or in the microcontroller 7 generated reference signal can be used to control the amplitude or to evaluate the received signal, or be passed to a higher-level control unit.
BezugszeichenlisteLIST OF REFERENCE NUMBERS
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1 1
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Hochfrequenzgenerator, spannungsgesteuerter Oszillator (VCO) High Frequency Generator, Voltage Controlled Oscillator (VCO)
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2 2
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Erster Stator First stator
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3 3
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Rotor (Fahne), Messelement Rotor (flag), measuring element
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4 4
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Zweiter Stator Second stator
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5 5
-
Schaltmischer (gesteuerter Gleichrichter) Switch mixer (controlled rectifier)
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6 6
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Integrierender Strom-Spannungswandler Integrating current-voltage converter
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6a 6a
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Integrator integrator
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6b 6b
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Strom-Spannungswandler Current-voltage converter
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7 7
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Digitale Auswerteeinheit (Mikrocontroller) Digital evaluation unit (microcontroller)
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8 8th
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Analoge Auswerteeinheit (Komparator, Differenzverstärker) Analogue evaluation unit (comparator, differential amplifier)
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9 9
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Stellglied actuator
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10 10
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Differentialkondensator differential capacitor
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21 21
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Sendeelektrode transmitting electrode
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31 31
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Innere Rotorelektrode (grob) Inner rotor electrode (coarse)
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32 32
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Äußere Rotorelektrode (fein) Outer rotor electrode (fine)
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41 41
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Empfangselektrodenpaar Receiving electrode pair
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A bis H A to H
-
Empfangselektroden receiving electrodes
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PN x PN x
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Modulationseingang bzw. Ausgang Modulation input or output
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R R
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Regelsignal control signal
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S S
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Sendesignal send signal
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T T
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Taktsignal clock signal
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TP TP
-
Tiefpass lowpass
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w w
-
Winkel angle
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG QUOTES INCLUDE IN THE DESCRIPTION
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Zitierte PatentliteraturCited patent literature
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EP 1251338 A1 [0003] EP 1251338 A1 [0003]
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WO 2000063653 A2 [0003] WO 2000063653 A2 [0003]
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DE 60016395 [0003] DE 60016395 [0003]
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DE 102007038225 A1 [0004] DE 102007038225 A1 [0004]
