DE102010053993A1

DE102010053993A1 - Vorrichtung zur Entfernungsmessung nach dem Prinzip der Phasenmessung mit zusätzlicher Trägermodulation

Info

Publication number: DE102010053993A1
Application number: DE102010053993A
Authority: DE
Inventors: Dr. Ihhlefeld Joachim
Original assignee: Baumer Innotec AG
Current assignee: Baumer Electric AG
Priority date: 2010-12-09
Filing date: 2010-12-09
Publication date: 2012-06-14

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Entfernungsmessung nach dem Prinzip der Phasenmessung mit zusätzlicher Trägermodulation zur Steigerung des Eindeutigkeitsbereiches.

Description

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Entfernungsmessung nach dem Prinzip der Phasenmessung mit zusätzlicher Trägermodulation zur Steigerung des Eindeutigkeitsbereiches.
Es ist allgemein bekannt und akzeptiert, dass die dreidimensionale Erfassung der Umgebung, für industrielle Anwendungen eine immer wichtigere Rolle einnehmen wird. Durch die Erfassung der umliegenden Gegenstände und Objekte in ihrer räumlichen Lage und Ausdehnung, kann eine dreidimensionale Umgebungskarte erstellt werden, was vielfältigste Anwendungen mit sich bringt. Speziell im Bereich der Robotik, der Mensch-Maschinen-Kommunikation, der industriellen Bildverarbeitung aber auch im automobilen Umfeld sind derartige Sensoren gefragt.
Für die Entfernungsmessung, aus der auch die Objektform abgeleitet werden kann, haben sich verschiedene Verfahren etabliert. Neben der Laufzeitmessung (auch TOF, Time of flight-Verfahren genannt) über die direkte Zeitmessung, die jedoch für geringe Distanzen unter einem Meter elektronisch nur aufwendig zu realisieren ist, hat sich hier die Phasenmessung etabliert. Dabei wird die Beleuchtungseinheit moduliert betrieben. Diese Modulation wird dem Empfänger auf zwei verschiedenen Pfaden zugeleitet. Einer der Pfade – der sog. Signalpfad – wird nach der Reflexion/Streuung am Zielgegenstand auf den Detektor abgebildet, der andere Pfad – der Referenzpfad – gelangt auf direktem Wege zur Detektoreinheit. Dieser Pfad kann auf elektronischen oder optischen Wege erfolgen. Durch die Modulation bzw. den Umweg des einen Strahls zum Objekt und wieder zurück, hat sich eine Phasenverschiebung zwischen den beiden Pfaden ergeben, die proportional zur Entfernung bzw. der Laufzeit des Zielgegenstandes ist. Die Funktionsweise ist einem klassischen Interferometer sehr ähnlich. Komplizierte und hochgenaue elektronische Zähler zur Messung der tatsächlichen Laufzeit werden somit vermieden. Aufgrund der periodischen Modulation ist die Distanz allerdings nicht mehr eindeutig. Signale die aus verschiedenen aber bestimmten Tiefenebenen kommen, können Fehlerinterpretation verursachen. Beträgt dieser Eindeutigkeitsbereich beispielsweise 15 m können Signale, die aus einer Entfernung von beispielsweise 0.01 m und 15.01 m kommen, nicht unterschieden werden, da sie dasselbe Mischsignal erzeugen würden. Diese Nachteile weisen die direkt Laufzeitmessenden System nicht auf.
Wünschenswert und in hohem Maße wirtschaftlich bedeutend, wäre demnach eine Vorrichtung, die in der Lage ist, diese Uneindeutigkeiten zur reduzieren bzw. gänzlich zu vermeiden.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zu Grunde, eine entfernungsmessende Vorrichtung zu schaffen, die die erwähnten Nachteile vermeidet und absolute Entfernungsmessungen mit erhöhtem Eindeutigkeitsbereich trotz Verwendung einer Phasenmessung zu schaffen.
Das erfindungsgemäße Entfernungsmessung nach dem Prinzip der Phasenmessung, sieht dabei einen Sender zum Erzeugen von moduliertem Licht, einen Empfänger zum Empfangen des vom dem, sich in der Gegenstandsentfernung befindlichen Zielgegenstandes, zurückgeworfenen modulierten Lichtes, eine Referenzstrecke und eine Auswerteeinrichtung zum Ermitteln der Zielgegenstandsentfernung durch Phasenvergleich zwischen der Referenzstrecke und der Gegenstandsentfernung vor, wobei der Sender so eingerichtet ist, dass das modulierte Licht zusätzlich eine weitere Modulation erfährt, und wobei der Empfänger so eingerichtet ist, dass er diese zusätzliche Modulation detektiert, und wobei die Auswerteeinrichtung so eingerichtet ist, dass mit dieser zusätzlichen Modulation, der Eindeutigkeitsbereich der Phasenmessung vergrößert wird.
Die Lösung der Aufgabe erfolgt erfindungsgemäß dadurch, dass

– durch zusätzliche Modulation der Trägerfrequenz eine zeitabhängige Modulation geschaffen wird, anhand derer mittels des Vergleichs zwischen Signal- und Referenzpfad ein zusätzliches Kriterium zur Unterscheidung bereitgestellt wird und somit ein absolutes Entfernungssignal hoher Eindeutigkeit abgeleitet werden kann.

Dazu ist der Empfänger eingerichtet, diese zusätzliche Modulation zu detektieren. Die Auswerteeinrichtung ist weiterhin eingerichtet, anhand der zusätzlichen Modulation aus dem vom Empfänger detektierten Signal ein absolutes Entfernungssignal abzuleiten.
Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind in den entsprechenden Unteransprüchen angegeben.
Die Auflösung herkömmlicher Laufzeitsensoren ist begrenzt.
Die Ursachen hierfür sind:

– Begrenzungen der mittleren Laserleistung durch Sicherheitsvorschriften
– Rauschgrenzen der Signalverarbeitung
– Phasenrauschen der Generatoren
– Falschlicht
– Phasendrift von Treibern und optoelektronischen Bauelementen

Um die Auflösung zu verbessern können folgende Maßnahmen getroffen werden:

– Verbesserung des Signal-Rauch-Verhältnisses (auch SNR, engl. für signal to noise ratio) und der Empfindlichkeit (Laserklasse) durch synchrone Verarbeitungsverfahren
– Einführung einer präzisen Referenzmessung

Die Ortsauflösung wird durch die zeitliche Auflösung im Signal bestimmt. Die Lösung der zugrundeliegenden Differentialgleichung ergibt, dass es – vereinfacht ausgedrückt – vorteilhaft ist, innerhalb eines Messintervalls einen möglichst großen Gradienten int(dE/dt)² dt bei geringem Rauschen des Systems zu übertragen. Ein hoher Gradient wird dann erreicht, wenn das System in der Nähe der Grenzfrequenz des Lasers und des Detektors, wie beispielsweise einer Pin/Avalanche-Diode betrieben wird. Eine exakte Optimierung der Frequenz ist möglich. Als typischer Wert kann eine Frequenz f_laser = 150 MHz angenommen werden.
Für eine Auflösung von Δz = 0.0001 m Gesamtlaufweg, entsprechend einem Abstand von 0.05 mm würde dazu eine Phasenauflösung von 0.33 ps benötigt: ν := 299792458 m / s z := .0001 m t := .3335640952 ps
Diese Phasenauflösung kann auf direktem Wege durch AD-Wandlung nach dem Stand der Technik nicht oder nur unter Schwierigkeiten erreicht werden.
Die unter Kostengesichtspunkten einfachste Lösung ist die Verwendung eines Obertonquarzes oder einer äquivalenten Generatorschaltung, möglichst ohne Phasenregelschleife (engl. PLL, Phase locked loop). Der Generator sollte mit einer möglichst hohen Quarzgüte und geringem Rauschen aufgebaut werden. Um eine gute Phasenauflösung zu erreichen ist eine Signalakkumulation über mehrere Perioden einer Signalgruppe vorteilhaft, realisierbare Werte ergeben sich bei n ~ 15, damit erhält man im obigen Rechenbeispiel einen Puls-Jitter von 1,483 ps.
Phasenstabile spannungsgesteuerte Oszillatoren (engl. VCO, voltage controlled oscillator) mit einem mittleren Jitter von kleiner 1 ps sind am Markt verfügbar und können für die Erfindung verwendet werden.
Ein weiterer wichtiger Parameter ist die Autokorrelationsfunktion des VCO. Bei Einführung von Referenzgliedern kann ein guter Kohärenzwert (mittlerer Phasenfehler im Abstand einiger 100 ns bis μs) über einige 1000 Perioden erreicht werden. Man erreicht bei sorgfältiger Auslegung als Weiterbildung der Erfindung Werte kleiner 0.2 ps.
Bekannte TOF-Sensoren arbeiten typischerweise mit Einzelpulsen. Von Vorteil ist dabei die einfache Signalverarbeitung, nachteilig ist das durch die AD-Wandlung und durch den geringen hochfrequenten Signalanteil (nur zwei Flanken, siehe FFT) bedingte geringe S/N. Wesentlich ist ferner, dass durch geeignete Signalformen weniger Laserenergie für das gleiche Ergebnis benötigt wird, da oftmals Lasereinsatzklassen wesentliche Beschränkungen erzeugen. Es ergeben sich wirtschaftliche Vorteile durch Reduzierung der erforderlichen Spitzenleistung des Lasers.
Für die Detektion von Impulsgruppen stehen kostengünstige Präzisions-Vierquadrantendemodulatoren-Bauelemente, auch Gilbert-Zellen oder engl. Gilbert-Cells genannt, zur Verfügung. Diese werden mit ähnlicher Einsatzcharakteristik und in hohen Stückzahlen im Mobilfunkbereich eingesetzt. Diese Bauelemente haben neben einem sehr guten Signal/Rauschverhältnis einen kreuzmodulationsfesten, hohen Dynamikbereich. Prinzipbedingt entfällt das Quantisierungsrauschen komplett und diese Demodulatoren können in der Nähe der thermisch bedingten Rauschgrenze arbeiten. Die Erfindung sieht demgemäß eine Gilbert-Zelle als bevorzugten Demodulator der Auswerteeinrichtung vor.
Am Ausgang der Gilbert-Zelle entsteht ein (nahezu ideales) Signalprodukt aus dem Signal der Photodiode bzw. der Modulation des Signalpfades und der Mischerfrequenz. Wenn beide phasenstarr verkoppelt sind, erhält man nach einem Tiefpass direkt die Phase als Spannung. Die Phase gibt Auskunft über die Zielgegenstandsentfernung, allerdings noch wie bei jeder Phasenmessung mit einer Uneindeutigkeit behaftet.
Das Signalprodukt am Ausgang der Gilbert-Zelle ist gegeben durch: cos(a)cos(b) = ½cos(a – b) + ½cos(a + b) (1)
Es ist zu beachten, dass durch die Reduktion der Impulsleistung auch die Unterdrückung des Umgebungslichts reduziert wird, d. h. im Signal ist ein Gleichanteil oder Offset enthalten. Dieser Gleichanteil kann jedoch in Weiterbildung der Erfindung mit einer 4-fach Phasensprungmethode (engl. PSK, Phase shift keying) eliminiert werden. Dazu werden die entsprechenden Signalgruppen mit um 180° gedrehten Signalen moduliert und die Differenz gebildet. Für die Triangulation der Phase ist ferner eine Signalgruppe mit 90°/270° Phasenverschiebung von Vorteil. Dabei ist es signaltheoretisch unerheblich, ob die Frequenz des Senders oder die des Empfängers phasenmoduliert wird. Wegen des Ausbleibens thermischer Effekte am Lasermodulator ist die Modulation des Empfängers jedoch vorziehen.
Als optimal wird erachtet, einen kontinuierlich sinus- oder rechteckförmig modulierten Laser und einen in 4 Gruppen mit 0°/90°/180°/270° modulierten Empfänger zu verwenden.
Für den Betrieb ist weiterhin eine kurz korrelierte Referenzmessung günstig, weil durch Drift die Messauflösung reduziert wird. Am einfachsten geschieht dies gemäß einer Ausführungsform der Erfindung durch eine optische Verzögerungsleitung, vorzugsweise mittels eines Lichtwellenleiters (LWL).
Ein Teil der Laserleistung wird in die Faser eingekoppelt und verzögert auf den Sensor ausgegeben. Die Lichtleitung kann auch durch andere bekannte Maßnahmen (z. B. zweiter, schaltbarer Kanal, schaltbare Spiegel etc.) ersetzt werden. Kleine Spulen aus Stufenindexfasern (<45 μm Kern, ca. 10 mm Durchmesser) sind relativ preisgünstige Bauelemente und daher bevorzugt. Die Länge wird durch den Messbereich bestimmt, bei 25 m Meßstrecke ergibt sich eine günstige Länge L_ref der Referenzstrecke von: L_ref := 150 m N_glass := 1.58 t_ref := .7905469056 μs
Bei 150 m Länge der Referenzstrecke als Beispiel, ergeben sich ca. 0.5 μs Verzögerung ohne Berücksichtigung des Brechungsindex. Das Signal hat mit diesen Parametern eine maximale Länge von 0.55 μs. Die Phase ergibt sich dann zu:
Anhand von Gleichung (2) wird die Möglichkeit der Falschlichtunterdrückung durch die Quotientenbildung ersichtlich, ferner die Unabhängigkeit von der Objektfarbe/Objektremission. Referenziert wird die Phasenmessung gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung auf den letzten empfangenen Takt einer Gruppe.
Die exakte Phasenlage ist zum Zeitpunkt der Decodierung unbekannt. Es genügt, dass mindestens 3 Abtastzeitpunkte im gültigen Signalbereich liegen, z. B. kann interpoliert werden, wenn das Signal zur Phasenverschiebung von 270° fehlt:
Für die exakte Referenzierung und die Bestimmung der Gültigkeit der Gruppen wird in Weiterbildung der Erfindung ein Detektorsignal für die Anwesenheit des Lasersignals eingesetzt. Dies kanndirekt aus dem ADU-Signal abgeleitet werden.
Die Laufzeit ergibt sich dann durch die Addition der Gruppenlaufzeit und dem Phasenwinkel φ.
Das vom Objekt stammende Signal und das Referenzsignal folgen unmittelbar aufeinander. Die Phasendifferenz dieser Signale ergibt die gewünschte thermisch stabile Messgrösse gemäß folgender Gleichung: z = ½τ·ν₀ – ½L_ref·n(4)
Für die Signalverarbeitung ist weiterhin ein Tiefpass von Vorteil, der die doppelte Generatorfrequenz, beziehungsweise die doppelte Modulations-Frequenz des Lichtstrahls sicher unterdrückt. Weiterhin kann dann die Gilbert-Zelle selber so balanciert sein, dass die Generatorfrequenz selbst ausreichend gut unterdrückt wird. Die benötigte Bandbreite kann mit Standardverfahren berechnet werden. Hierbei ist zu berücksichtigen, dass das Filter nicht zu eng bemessen wird, damit die Lage des letzten Gruppenpulses sicher erkannt wird.
Die Gilbert-Zelle weist typischerweise einen sehr hohen Dynamikbereich auf, ferner kann der Analog-Digital-Umsetzer (ADU) bei 10 MHz Samplingrate mit einer hohen Dynamik (12 bit 14 bit) realisiert werden. Eine Laserleistungsregelung ist ebenfalls möglich.
Die Verarbeitung ist einfach und kann ohne Digitalen Signalprozessor (engl. Digital signal processor, DSP)auf kleinen FPGA (engl. field programmabel gate array, FPGA) erfolgen, für den arctan existiert ein Systemansatz mit Prädikator. Die Verarbeitung erfordert in diesem Fall einige μs, so dass eine hohe Messrate bis 100000 s^–1 möglich ist.
Bei Bedarf können mehrere Impulsgruppen akkumuliert werden, um die Messgenauigkeit weiter zu erhöhen. Da dabei die die Messrate sinkt, muss die mittlere Strahlungsleistung berücksichtigt werden.
Wie schon in der Einführung beschrieben, kann bei der Phasenmessung die Entfernung nur innerhalb einer Phase eindeutig gemessen werden. Signale durch starke Reflektoren wie von Reflektoren werden immer in die erste Phase projiziert.
Als Gegenmaßnahme kann das sinusförmige Sendesignal weiter moduliert werden. Dazu kann eine Phasenmodulation des Sinus-Signals als auch eine Amplitudenmodulation dienen.
Als einfache Amplitudenmodulation kann das Ein- und Ausschaltendes Sendeträgers benutzt werden. Der Zeitpunkt wann zu diesem Ereignis relativ die Empfangsamplitude auf einen signifikanten Wert steigt, kann als Maß für die Entfernung herangezogen werden. Wenn neben dieser Auswertung der Amplitude auch noch die Phasenlage des Sinus ausgewertet wird, so kann diese Information als „Nonius” benutzt werden, so dass es ausreicht auf der Basis der Amplitude nur die Entfernung innerhalb einer Phase ungefähr zu ermitteln. Die genaue Auswertung erfolgt dann auf der Basis der Phasenmessung.
In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung umfasst die Modulation eine Amplituden-, Phasen- und/oder Frequenzmodulation.
In einer besonders bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird mittels einer separate Verzögerungsstrecke ein Nulldistanzabgleich mittels einer entsprechenden Einrichtung, insbesondere einer entsprechend zur Durchführung des Nulldistanzabgleichs ausgebildeten Schaltung durchgeführt, um Drifterscheinungen die die Genauigkeit des Entfernungssignals beeinflussen zu reduzieren.
Dabei ist es besonders vorteilhaft, wenn die separate Verzögerungsstrecke aus einer Glasfaser besteht, da auf diese Weise leicht durch die Faserlänge bedingt eine definierte Verzögerung festgelegt werden kann.
In einer besonders bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird der Sender als Halbleiterlaser ausgeführt um von dessen hoher Effizienz, der kompakten Bauweise und der guten Modulierbarkeit Gebrauch zu machen.
Die Modulierbarkeit kann dabei je nach Anwendung eine Amplituden-, Phasen- oder Frequenzmodulation umfassen.
In einer bevorzugten Ausführungsform ist der Sender eingerichtet, Pulsbreiten zwischen 0.2 ns und 200 ns, vorzugsweise zwischen 1 ns–40 ns und besonders bevorzugt zwischen 4 ns und 10 ns abzugeben um die Genauigkeit mit der die Zielgegenstandsentfernung bestimmt wird zu steigern.
Es ist vorteilhaft wenn der Empfänger aus einer Avalanche- oder PIN-Photodiode besteht um von deren hohen Empfindlichkeit zu profitieren.
In einer besonders bevorzugten Ausführungsform wird mittels einer Phasenumtastung der Einfluss des Umgebungslichtes reduziert, um keine Fehlinterpretation der Entfernungsbestimmung zu verursachen.
In einer besonders bevorzugten Ausführungsform wird des Weiteren als Mischerelement eine Gilbert Zelle eingesetzt die neben der kreuzmodulationsfesten hohen Dynamikbereich auch neben einem guten Preis/Leistungsverhälnis auch ein sehr gutes Signal zu Rauschverhältnis aufweisen.
Es bietet sich an, die Auswerteinrichtung auf einen FPGA oder einen DSP zu implementieren da so die gesamte Steuerung des Entfernungsmessgerätes zentral erfolgen kann.
Um die Auswertung der Signalgruppen zu erleichtern, ist es besonders vorteilhaft, in der Auswerteeinrichtung ein Tiefpass vorgesehen der die höheren harmonische des Pulsfrequenz herausfiltert.
Wenn die Auswerteeinheit über mehrere Modulationsperioden des Trägersignals mittelt, kann die Genauigkeit anhand signaltheoretischer Gründe weiter gesteigert werden Es ist vorteilhaft wenn die Realisierung des Referenzpfades auf elektronischem Wege erfolgt, da so unnötige optoelektronische Wandlungen vermieden werden.
Es ist weiterhin vorteilhaft wenn die Auswerteeinheit einen Analog-Digital-Umsetzer umfasst.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand von Ausführungsbeispielen und unter Bezugnahmen auf die beigefügten Zeichnungen näher erläutert. Dabei bezeichnen gleiche Bezugszeichen in verschiedenen Figuren auf gleiche oder entsprechende Elemente.
Es zeigen:
1 ein Prinzipbild der Entfernungsbestimmung mittels Phasenmessung nach dem Stand der Technik mit einem Objekt in einem bestimmten Abstand,
2 ein Prinzipbild der Entfernungsbestimmung mittels Phasenmessung nach dem Stand der Technik mit einem Objekt in einem bestimmten, um die halbe Modulationsperiode vergrößerten Abstand,
3 ein Prinzipbild der Entfernungsbestimmung der erfindungsgemäßen Entfernungsmessung nach dem Prinzip der Phasenmessung mit zusätzlicher Frequenzmodulation der Trägerwelle,
4 ein Diagramm der Frequenzmodulation der Trägerwellen und der Schwebungsfrequenz zwischen Signal- und Referenzpfad,
5 eine Detailansicht der Auswerteeinheit mit der Gilbert-Zelle als Mischerelement zur Auswertung der Schwebungsfrequenz zwischen Signal- und Referenzpfad, und
6 ein Diagramm der Pulsmodulation der Trägerwelle unter Verwendung der Phasensprungmethode zur Beseitigung des Gleichanteils.
1 zeigt ein Prinzipbild der Entfernungsbestimmung mittels Phasenmessung nach dem Stand der Technik. Dabei wird ein Sendesignal (20) in seiner Intensität moduliert. Nach der Reflexion am Zielgegenstand (50) trifft dieses moduliert Signal (60) am Empfänger (30) auf. Da diesen Empfänger (30) das modulierte Signal auch auf einem zweiten Weg erreicht hat, dem Referenzpfad (70), kann durch einen Phasenvergleich zwischen Referenzpfad (70) und Signalpfad (60) auf die Tiefenposition (40) geschlossen werden. Ist beispielsweise der Referenzpfad (70) und der Signalpfad (40) gleichlang, überdecken sich die beiden Signale exakt. Vergrößert man nun den Signalpfad (40) kommt es zu einer Verschiebung der Signale untereinander. Das Maximum des Signalpfades (40) liegt nun nicht mehr exakt auf dem Maximum des Referenzpfades (70). Diese Verschiebung wird immer größer, bis sich die beiden Signale wieder genau überdecken.
Diese Situation ist in 2 gezeigt. Hier hat sich der Abstand zwischen Entfernungsmessgerät (1) Kamera und Zielgegenstand um eine halbe Modulationsperiode (41) der Trägerwellenmodulation vergrößert. Eine Entfernungsbestimmung über diesen Bereich hinaus ist, wie in dem Beschreibungsteil schon dargelegt, nicht mehr möglich, da sich, wie in 1 zuvor, beide Signale wiederum exakt gleich überdecken und kein Kriterium der Unterscheidung zwischen der Situation aus 1 und 2 vorliegt.
Dieses zusätzliche Kriterium ist erst durch Frequenzmodulation (90) der Trägerwelle gegeben, wie in 3 anschaulich dargestellt. Da sich die Frequenz der Modulation nun mit der Zeit ändert, beispielsweise mit einem rampenförmigen Verlauf, liegt ein zeitabhängiges Signal bzw. eine zusätzliche Modulation der Trägerwelle vor. Dieses Signal kann genutzt werden um eine grobe Positionsbestimmung des Zielgegenstandes durchzuführen. Eine Feinbestimmung erfolgt dann durch die Phasenmessung. Wichtig ist zu erwähnen, dass der Referenzpfad auch auf elektronischem Wege umgesetzte werden kann.
In 4 ist anhand eines Diagramms gezeigt, wie dieses grobe Signal bestimmt werden kann. In dem Diagramm ist die Frequenzmodulation (90) der Trägerwelle über der Zeit aufgetragen. Der Verlauf ist dabei rampenförmig. Eingezeichnet sind die jeweiligen Modulationsverläufe des Referenz- (70) bzw. Signalpfades (40). Da die beiden Pfade unterschiedlich lang sind, kommt es zu einer – laufzeitanhängigen (Δf) – Frequenzverschiebung (Δf) zwischen den beiden Signalen. Diese Schwebungsfrequenz (Δf) kann detektiert werden bzw. erzeugt eine entsprechende Modulation im Empfänger und ist direkt proportional zu der Zielgegenstandsentfernung. Die Größen ΔT bzw. ΔF bezeichnen dabei die Periodendauer bzw. den Frequenzhub der Frequenzmodulation. Diese Schwebung kann mit der Schaltung nach 5 detektiert werden. In 5 ist die Auswerteeinheit (80) genauer beschrieben. Mittels eines Spannungsgesteuerten Oszillators (81) (engl. Voltage controlled Oscillator, VCO) wird der Sender (10) mittels eines Schalters (88) gepulst betrieben. Diese gepulste Licht wird aufgeteilt und über eine separate Glasfaserstrecke (82) und den Signalpfad (40) auf den Empfänger (30) gegeben. Die Glasfaserstrecke (82) kann herangezogen werden, Drifterscheinungen der Komponenten (Sender (10), Empfänger (30), etc.) die die Genauigkeit der Entfernungsbestimmung negativ beeinflussen auszugleichen. Die Mischung des Referenzpfades (70) – in 5 elektronisch ausgeführt – mit dem des Signalpfades erfolgt in der Gilbert-Zelle (83). Die Gilbert-Zelle ist dabei ein Mischer, der aus der Trägerfrequenz von Referenzpfad und Signalpfad eine die Schwebungsfrequenz ableitet. Nach einer Tiefpassfilterung (84) und anschließender Analog-Digital-Umsetzung (85) wird das Digitalsignal in der Signalverarbeitungseinheit (86) weiterverarbeitet. Ergebnis der Verarbeitung ist ein Entfernungsmesswert hoher Genauigkeit mit verminderter Uneindeutigkeit. In 5 wurde dabei keine Frequenzmodulation angewandt, sondern eine Amplitudenmodulation. Die Funktionsweise ist dabei der Frequenzmodulation äquivalent.
Problematisch ist, wie schon oben erwähnt, der Gleichanteil. Dieser wird von dem Empfänger (30) ebenfalls detektiert. Dieser Gleichanteil kann aber durch das sogenannte Phasensprungverfahren beseitigt werden. Dabei werden min. drei Messungen bei unterschiedlichen Phasenlagen (0°), (90°), (180°) durchgeführt. Die Phasenlagen sind künstlich eingeführte Phasensprünge um einen bestimmten Betrag. Durch Quotientenbildung dieser einzelnen Messungen kann der Gleichanteil reduziert werden, da er sich bei den Phasensprüngen nicht ändert, und durch die Quotientenbildung eliminiert wird.
In 6 wird das für die Erfindung verwendete Prinzip der Modulation eines Trägers zur Erweiterung des Eindeutigkeitsbereichs dargestellt. Diese Modulation kann auch komplexer gestaltet werden. Es können neben einfachen pulsförmigen Modulationen beliebig komplexe Signale moduliert werden um die Signalqualität zu verbessern und um die Störfertigkeit zu erhöhen. Im Speziellen ist anhand eines Diagramms gezeigt, wie die Phasensprünge mittels der Pulsmodulation umgesetzt werden. In dem Diagramm sind dazu die Pulse gegenüber der Zeitaufgetragen. Nach jeder Impulsgruppe (101), (102) und (103) wird dabei die Phase der Trägerwelle um 90° weitergedreht.
Nach entsprechender Auswertung ist der Gleichanteil beseitigt.
In 6 ist weiterhin im Speziellen die auch als optimal angesehene Lösung eines kontinuierlich sinus- oder rechteckförmig modulierten Lasers und eines in 4 Gruppen mit 0°/90°/180°/270° modulierten Empfängers dargestellt. Da der Gleichanteil bereits aus zwei Komponenten berechnet werden kann, kann die letzte Phase (270°) ggf. entfallen.
Neben der Amplitude kann auch die Phase oder die Frequenz moduliert werden, bei all diesen Verfahren wird neben dem Grundsignal ein langsameres, zweites oder drittes oder n-tes Signal mit aufmoduliert um so das Problem der Eindeutigkeit zu lösen oder um höhere Sendeenergien realisieren zu dürfen (Augensicherheit) oder um die Störfestigkeit gegenüber anderen Störquellen zu erhöhen. Es können auch mehrere Modulationsarten (Phase, Amplitude, Frequenz) miteinander kombiniert werden.

Claims

Vorrichtung zur Entfernungsmessung nach dem Prinzip der Phasenmessung, umfassend einen Sender (10) zum Erzeugen von moduliertem Licht (20), einen Empfänger (30) zum Empfangen des vom dem, sich in der Gegenstandsentfernung (40) befindlichen Zielgegenstandes (50), zurückgeworfenen modulierten Lichtes (60), eine Referenzstrecke (10) und eine Auswerteeinrichtung (80) zum Ermitteln der Zielgegenstandsentfernung durch Phasenvergleich zwischen der Referenzstrecke (60) und der Gegenstandsentfernung (40), wobei – der Sender (10) so eingerichtet ist, dass das modulierte Licht (20) zusätzlich eine weitere Modulation (90) erfährt, und wobei – der Empfänger (30) so eingerichtet ist, dass er diese zusätzliche Modulation (90) detektiert, und wobei – die Auswerteeinrichtung (80) eingerichtet ist, anhand der zusätzlichen Modulation (90) aus dem vom Empfänger (30) detektierten Signal ein absolutes Entfernungssignal abzuleiten.
Vorrichtung zur Entfernungsmessung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Sender (10) so eingerichtet ist, dass die zusätzliche Modulation (90) eine Amplituden-, Phasen- und/oder Frequenzmodulation umfasst.
Vorrichtung zur Entfernungsmessung nach einem der vorstehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch eine separate Verzögerungsstrecke und einer Schaltung zur Durchführung eines Nulldistanzabgleichs.
Vorrichtung zur Entfernungsmessung nach vorstehendem Anspruch, dadurch gekennzeichnet, dass die separate Verzögerungsstrecke (82) eine Glasfaser umfasst.
Vorrichtung zur Entfernungsmessung nach einem der vorstehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch einen Halbleiterlaser als Sender (10) des modulierten Lichtes (90).
Vorrichtung zur Entfernungsmessung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Sender (10) eingerichtet ist, eine Amplituden-, Phasen- und/oder Frequenzmodulation vorzunehmen.
Vorrichtung zur Entfernungsmessung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Sender (10) eingerichtet ist, Pulsbreiten zwischen 0.2 ns und 200 ns, vorzugsweise zwischen 1 ns–40 ns und besonders bevorzugt zwischen 4 ns und 10 ns abzugeben.
Vorrichtung zur Entfernungsmessung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Empfänger (10) eine Avalanche- oder PIN-Photodiode umfasst.
Vorrichtung zur Entfernungsmessung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Auswerteeinheit (60) eingerichtet ist, mittels einer Phasenumtastung (101), (102) und (103) den Einfluss des Umgebungslichtes zu reduzieren.
Vorrichtung zur Entfernungsmessung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Auswerteeinheit (60) eine Gilbert Zelle (61) umfasst.
Vorrichtung zur Entfernungsmessung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Auswerteeinheit (80) einen FPGA oder einen DSP zur Datenauswertung umfasst.
Vorrichtung zur Entfernungsmessung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Auswerteeinheit (80) einen Tiefpass (84) umfasst.
Vorrichtung zur Entfernungsmessung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Auswerteeinheit (80) über mehrere Modulationsperioden des Trägersignals mittelt.
Vorrichtung zur Entfernungsmessung nach einem der vorstehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch einen elektronischen Referenzpfad (70).
Vorrichtung zur Entfernungsmessung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Auswerteeinheit einen Analog-Digital-Umsetzer (85) umfasst.