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Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Erfassen eines Magnetfelds und Verfahren zum Ermitteln dessen magnetischer Feldstärke.
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MR-Sensoren, insbesondere GMR-Sensoren, stellen in der magnetfeldbasierten Positions-, Geschwindigkeits-, Drehzahl-, Feld- oder auch Stromsensorik eine Alternative zu Hall-Sensoren dar. Vor allem im Bereich der Positions- und Stromsensorik sind während der letzten Jahre verstärkt MR-basierte Sensoren in den Markt eingeführt worden. Die Hauptvorteile, im Vergleich zu Hall-Sensoren, liegen im einfacheren Systemaufbau, der größeren Störsicherheit – bedingt durch die stark reduzierte Fremdfeldempfindlichkeit – und dem geringeren Rauschen.
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Für viele Anwendungen – vor allem in der Positions-, Drehzahl- und Stromsensorik – werden jeweils vier MR-Elemente zu einer so genannten Wheatstone-Brücke verschaltet, um eine genauere, von Temperaturschwankungen, Fremdfeldern etc. unabhängigere, Messung zu erreichen. Die Sensorelemente sind oft als monolithisch integrierten Feldsensorelementen ausgebildet, deren Referenzschichten durch aufwändige Prozesse in unterschiedliche Richtungen ausgerichtet werden. Ein Beispiel für einen solchen Prozess ist in
DE 100 28 640 B4 dargestellt.
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Eine vorteilhaften Gestaltung eines GMR-Spinvalve Sensorelementes mit einem Verfahren zur Minimierung der Temperaturabhängigkeit von Mess-Signalen von Spinvalve-Magnetfeldsensoren und damit aufgebaute intrinsisch temperaturkompensierte GMR/TMR-Brücke ist aus
DE 10 2008 030 332 A1 bekannt.
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Bisher werden MR-Sensoren – um eine hohe Genauigkeit zu erreichen – als Wheatstone-Brücke verschaltet. Die Ausgangsspannung der Wheatstone-Brücke stellt dabei die Messgröße für die weitere Auswerteelektronik dar. Sie wurde entweder direkt oder über eine Vorverstärkerstufe einem AD-Wandler zugeführt oder als Störgröße von einem Regler für einen so genannten ”closed loop” Betrieb verwendet.
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Sensoren setzen prinzipiell eine physikalische Große wie z. B. Temperatur, Druck, Position, Magnetfeldstärke, Luftfeuchte etc. in eine besser verarbeitbare, physikalische Größe um. Die am häufigsten gewählte physikalische Zielgröße ist wegen ihrer einfachen Verarbeitbarkeit, beispielsweise Verstärkbarkeit, Filterbarkeit und Quantifizierbarkeit bei Analog-Digitalwandlung, die elektrische Spannung. Die am genauesten messbare physikalische Basisgröße ist jedoch die Zeit. Um eine möglichst hoch aufgelöste Messung zu erreichen, ist die Anordnung in einer Wheatstone-Brücke nicht ideal, da durch das Rauschen und die zur Verfügung stehenden AD-Wandler das Auflösungsvermögen stark begrenzt wird. Selbst bei massivem Einsatz von ”noise shaping” und ”over sampling” durch ein Delta-Sigma-Prinzip konnten bisher mit verfügbaren Komponenten nur eine gültige Anzahl von Bits von ca. 14 Bits plus Vorzeichen nachgewiesen werden.
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Bei der direkten AD-Wandlung wird häufig auf einen Sigma-Delta-Wandler zurückgegriffen, um durch ”noise shaping” und ”over sampling” eine möglichst hohe Auflösung zu erzielen. Mit verfügbaren Komponenten konnte bisher eine gültige Anzahl von Bits von ca. 14 Bits plus Vorzeichen nachgewiesen werden.
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Aufgabe der Erfindung ist es, eine hochgenaue und gleichzeitig schnelle Magnetfeldmessung zur Verfügung zu stellen.
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Die Aufgabe wird gelöst durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche.
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Weiterbildungen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen beschrieben.
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Die Schaltungsanordnung zum Erfassen eines Magnetfelds weist zwei RC-Oszillatoren mit einem magnetfeldabhängigen Widerstand in jedem RC-Oszillator auf. Durch einen Zähler an jedem Ausgang des RC-Oszillators werden die jeweilige Zeitdauer einer jeweils vorgegebenen Anzahl der jeweiligen Schwingungen erfasst. Eine Logikeinheit wertet die Zeitdauer aus. Die Magnetisierungsrichtungen der beiden magnetfeldabhängigen Widerstände sind entgegengesetzt zueinander angeordnet, vorzugsweise um 180° zueinander versetzt. Dadurch sind bei der Messung des Magnetfelds parasitäre Einflussgrößen beispielsweise durch Temperatureinflüsse verringerbar.
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Bevorzugt enthält jeder RC-Oszillator im Rückkopplungszweig einen Komparator zur Vereinfachung der Schaltstruktur.
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Bevorzugt sind die magnetfeldabhängigen Widerstände jeweils als CMR-, TMR- oder GMR-Sensoren ausgebildet, wodurch ein breites Einsatzgebiet verfügbar ist.
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Die Schwingungsdauer der RC-Oszillatoren liegt bevorzugt jeweils im Bereich zwischen 10 μs und ins, wodurch kostengünstige Komponenten einsetzbar sind.
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Schaltungsanordnung nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die vorgegebene Anzahl von vom Zähler gezählten Schwingungen aus der Menge der Zahlen der n-ten Potenz mit der Basis 2 stammt, mit n aus der Menge der natürlichen Zahlen. Dadurch erreicht der Zähler eine hohe Genauigkeit im Verhältnis zu seiner Grundauflösung.
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Die durch den jeweiligen Zähler ermittelte Zeitdauer liegt bevorzugt zwischen ins und 100 μs, wodurch eine schnelle Auswertung erzielbar ist.
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Die zeitliche Auflösung der jeweiligen Zähler liegen etwa zwischen von 5 ps und 15 ps (Picosekunden), wobei deren Genauigkeiten etwa 50 ps betragen. Es ist eine hochgenaue und schnelle Messerfassung möglich.
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In den Figuren sind weitere Ausführungsformen der Erfindung beschrieben.
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Es zeigen:
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1 eine Schaltungsanordnung zum Auswerten von Signalen von Magnetfeldsensoren
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2 eine Spannungs-Zeit-Diagramm, darstellend einige Spannungsverläufe in der Schaltungsanordnung aus 1,
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3 eine Spannungs-Zeit-Diagramm, darstellend einige Spannungsverläufe in der Schaltungsanordnung aus 1,
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4 eine Spannungs-Zeit-Diagramm, darstellend die periodischen Spannungsverläufe am Ausgang der RC-Oszillatoren der Schaltungsanordnung aus 1,
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In den folgenden Figuren haben gleiche bzw. sich funktionell entsprechende Einheiten die gleichen Bezugszeichen. Die Figuren werden gruppenweise gemeinsam beschrieben.
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Die in 1 dargestellte Schaltungsanordnung dient zum Erfassen eines Magnetfelds H mit Hilfe von magnetfeldabhängigen Widerständen RG1, RG2. Die Schaltungsanordnung weist einen ersten RC-Oszillator RG1, C1, COMP1, S1, +Vref, –Vref, R11, R12 auf, der ein erstes RC-Glied RG1, C1 enthält, das eine erste Serienkapazität C1 und einen mit ihr in Reihe geschalteten ersten magnetfeldabhängigen Widerstand RG1 mit einer ersten Magnetisierungsrichtung M1 aufweist. Der Knoten zwischen der ersten Serienkapazität C1 und dem ersten magnetfeldabhängigen Widerstand RG1 ist mit dem Eingang einer ersten Rückkopplungseinheit COMP1, S1, +Vref, –Vref, R11, R12 verbunden, mit der zusammen erste oszillierenden Schwingungen i mit einer ersten Schwingungsdauer T1 im Betrieb angeregt werden. Weiterhin ist ein erster Zähler TDC1 zum Erfassen der ersten Zeitdauer TD1 einer vorgegebenen Anzahl N1, N von ersten oszillierenden Schwingungen i des ersten RC-Oszillators RG1, C1, COMP1, S1, +Vref, –Vref, R11, R12 vorgesehen.
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Die erste Rückkopplungseinheit COMP1, S1, +Vref, –Vref, R11, R12 weist einen ersten Komparator COMP1, einen ersten Spannungsteiler R11, R12 und einen ersten elektronischen Schalter S1 aufweist, der im Betrieb eine erste oder eine zweite Referenzspannung –Vref, +Vref abwechselnd als Speisespannung US1 auf das erste RC-Glied RG1, C1 und den ersten Spannungsteiler R11, R12 in Abhängigkeit vom Ausgangssignal Ucomp_1 des ersten Komparators COMP1 durchschaltet. Dabei ist der Ausgang des ersten Spannungsteilers R11, R12 am invertierenden Eingang ”–” des ersten Komparators COMP1 und der der Knoten zwischen der ersten Serienkapazität C1 und dem ersten magnetfeldabhängigen Widerstand RG1 am nicht-invertierenden Eingang ”+” des ersten Komparators COMP1 angeschlossen. Der Ausgang des ersten Komparators COMP1 ist mit dem Eingang des ersten Zählers TDC 1 und der Auswerteinheit LU verbunden und steht mit dem Eingang des ersten elektronischen Schalters S1 derart in logischer Verbindung, dass das erste RC-Glied RG1, C1 zusammen mit der ersten Rückkopplungseinheit COMP1, S1, +Vref, –Vref, R11, R12 im Betrieb oszillierende Schwingungen i ausführt.
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Weiterhin ist ein zweiter RC-Oszillator RG2, C2, COMP2, S2, +Vref, –Vref, R21, R22 vorgesehen, aufweisend ein zweites RC-Glied RG2, C, das eine zweite Serienkapazität C2 und einen mit ihr in Reihe geschalteten zweiten magnetfeldabhängigen Widerstand RG2 mit einer zweiten Magnetisierungsrichtung M2 aufweist, wobei der Knoten zwischen der zweiten Serienkapazität C2 und dem zweiten magnetfeldabhängigen Widerstand RG2 mit dem Eingang einer zweiten Rückkopplungseinheit COMP2, S2, +Vref, –Vref, R21, R22 verbunden ist, mit der zusammen zweite oszillierenden Schwingungen j mit einer zweiten Schwingungsdauer T2 anregbar sind. Weiterhin ist ein zweiter Zähler TDC 2 zum Erfassen der zweiten Zeitdauer TD2 einer vorgegebenen Anzahl N2, N von zweiten oszillierenden Schwingungen j vorgesehen.
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Die zweite Rückkopplungseinheit S2, +Vref, –Vref, R21, R22 weist einen zweiten Komparator COMP2, einen zweiten Spannungsteiler R21, R22 und einen zweiten elektronischen Schalter S2 aufweist, der im Betrieb die erste oder die zweite Referenzspannung –Vref, +Vref abwechselnd als Speisespannung US2 auf das zweite RC-Glied RG2, C2 und den zweiten Spannungsteiler R11, R12 in Abhängigkeit vom Ausgangssignal Ucomp_2 des zweiten Komparators COMP2 durchschaltet. Der der Ausgang des zweiten Spannungsteilers R21, R22 liegt am invertierenden Eingang ”–” des zweiten Komparators COMP2 und der der Knoten zwischen der zweiten Serienkapazität C2 und dem zweiten magnetfeldabhängigen Widerstand RG2 am nicht-invertierenden Eingang ”+” des zweiten Komparators COMP2 an. Der Ausgang des zweiten Komparators COMP2 ist mit dem Eingang des ersten Zählers TDC 1 verbunden und steht mit dem Eingang des zweiten Schalters S2 derart in logischer Verbindung, dass das zweite RC-Glied RG2, C2 zusammen mit der zweiten Rückkopplungseinheit S2, +Vref, –Vref, R21, R22 im Betrieb oszillierende Schwingungen j ausführt.
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Die beiden magnetfeldabhängigen Widerstände RG1, G2 sind jeweils als CMR-, TMR- oder GMR-Sensoren ausgebildet.
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Eine Logikeinheit LU dient zum Auswerten der ersten und zweiten Zeitdauern TD1, TD2 und zum Ermitteln des auf die beiden widerstandsabhängigen Widerständen RG1, RG2 wirkenden Magnetfelds H nach dem untenstehenden Verfahren. Zum Ausgleichen von störenden Sensorparametern wie Temperaturdrift ist die erste Magnetisierungsrichtung M1 entgegengesetzt zur zweiten Magnetisierungsrichtung M2 gerichtet, vorzugsweise im Wesentlichen um 180° zueinander versetzt.
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Durch die in 1 dargestellten Schaltungstopologie mit dem ersten RC-Oszillator RG1, C1, COMP1, S1, +Vref, –Vref, R11, R12 ist im Betrieb ein Spannungsverlauf UC1 an der ersten Serienkapazität C1 messbar, deren zeitlicher Verlauf in 2 dargestellt ist. Die Schwingung UC1 weist den typischen Verlauf eines ansteigenden und abfallenden RC-Glieds auf, verursacht durch den umschaltenden ersten Komparator Ucomp_1 und hat eine erste Periodendauer T1, die stark von der RC-Zeitkonstante des ersten RC-Glieds RG1, C1 abhängig ist. Weiterhin ist der zeitliche Verlauf der Ausgangsspannung Ucomp_1 des ersten Komparators COMP1 dargestellt, der die gleiche Periodendauer T1 aufweist. Durch Messen der in 4 dargestellten Zeitdauer TD1 von einer vorgegebenen Anzahl N1 von Schwingungen i der Periodendauer T1 bei einer ersten Serienkapazität C1 kann damit der Widerstandswert RG1 des RC-Glieds über eine unten näher beschriebene Zeitmessung ermittelt werden.
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Entsprechendes gilt für den in 1 dargestellten zweiten RC-Oszillator RG2, C2, COMP2, S2, +Vref, –Vref, R21, R22 der bis auf die Magnetisierrichtung M1, M2 der beiden magnetfeldabhängigen Widerstände RG1, RG2 dem ersten RC-Oszillator RG1, C1 COMP1, S1, +Vref, –Vref, R11, R12 im Wesentlichen entspricht. Der zweite RC-Oszillator, C2, COMP2, S2, +Vref, –Vref, R21, R22 weist im Betrieb einen in 3 dargestellten zeitlichen Spannungsverlauf UC2 an der zweiten Serienkapazität C2 auf. Die Schwingung UC2 weist den typischen Verlauf eines ansteigenden und abfallenden RC-Glieds auf, verursacht durch den umschaltenden zweiten Komparator Ucomp_2 und hat eine zweite Periodendauer T2, die stark von der RC-Zeitkonstante des zweiten RC-Glieds RG2, C2 abhängig ist. Weiterhin ist der zeitliche Verlauf der Ausgangsspannung Ucomp_2 des zweiten Komparators COMP2 dargestellt, der die gleiche Periodendauer T2 aufweist. Durch Messen der in 4 dargestellten Zeitdauer TD1 von einer vorgegebenen Anzahl N2 von Schwingungen j der Periodendauer T1 bei einer ersten Serienkapazität C1 kann damit der Widerstandswert RG2 des RC-Glieds über eine unten näher beschriebene Zeitmessung ermittelt werden.
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Bevorzugt ist die vorgegebene Anzahl N1 von Schwingungen i gleich der vorgegebene Anzahl N2 von Schwingungen j, d. h. N1 = N2 = N, was die untenstehende Auswertung bzw. die Formeln vereinfachen.
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Für die von dem ersten und dem zweiten Zähler TDC1, TDC2 gemessenen Zeitdauern TD1 bzw. TD2 ergeben sich folgende Zusammenhänge: TD1 = N·(K·RG1·C1 + tdely_1) + tdely_m1 ≈ N·T1 (F1) TD2 = N·(K·RG2·C2 + tdely_2) + tdely_m2 ≈ N·T2 (F2) Mit:
- TDC1, TDC2:
- die vom ersten bzw. zweiten Zähler TDC1, TDC2 gemessenen Zeitdauern TD1 bzw. TD2
- N:
- vorgegebene Anzahl der gezählten Perioden für den ersten bzw. den zweiten Oszillator
- T1, T2:
- mittlere Schwingungs- bzw. Periodendauer des ersten bzw. zweiten Oszillators
- RG1, RG2:
- Erster bzw. zweiten magnetfeldabhängiger Wider stand
- C1, C2:
- Erste bzw. zweite Serienkapazität K: Formfaktor der RC-Kennlinie
- tdely_1, tdely_2:
- Verzögerung des (Um-)schaltvorgangs des ersten bzw. zweiten Komparators COMP1, COMP2
- tdely_m2, tdely_m1:
- Verzögerung des Schaltschaltvorgangs des ersten bzw. zweiten Zählers TDC1, TDC2
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Dabei ist der magnetfeldabhängige Widerstand RG1 bzw. RG2 und wie folgt näherungsweise von der Temperaturänderung Δϑ und von der senkrechten (d. h. zur Vorzugsrichtung der free layer des jeweiligen magnetfeldabhängigen Widerstands RG1 bzw. RG2) Feldkomponente H⊥ des Magnetfeld H abhängig: RG1 = (h1 + h1ϑ·Δϑ)·H⊥ + R1ϑ·Δϑ + R01 (F3) RG2 = (h2 + h2ϑ·Δϑ)·H⊥ + R2ϑ·Δϑ + R02 (F3a) Mit
- h1, h2:
- temperaturunabhängiger, feldabhängiger Material-Koeffizient
- h1ϑ, h2ϑ:
- temperaturabhängiger, feldabhängiger Materialkoeffizient
- R01, R02:
- Basiswiderstand (”Offset”) des ersten bzw. zweiten magnetfeldabhängigen Widerstands RG1, RG2
- R1ϑ, R2ϑ:
- temperaturabhängiger, feldunabhängiger Koeffizient des Basiswiderstands R01, R02
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Durch Messung der von dem ersten bzw. zweiten Zähler TDC1, TDC2 Zeitdauern TD1, TD2 (aus 2, 3 bzw. T4) über eine Schaltungstopologie aus 1 kann mit Hilfe der untenstehenden Formeln F4 und F5 und Interpolationsverfahren auf den Widerstand RG1 und damit auf die magnetische Feldstärke H geschlossen werden. Vorteilhaft hier ist die sehr präzise und gleichzeitig kostengünstige Zeitmessung zur Erzeugung eines bzw. mehrerer numerischen Werte.
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Da sich die magnetfeldabhängige Änderung (h1 + h1ϑ·Δϑ)·H⊥ des Widerstandes RG1 nur im Bereich von wenigen Prozent des Grundwiderstandes bewegt, ist auch die magnetfeldabhängige Änderung der Zeitdauer TD1 im Bereich einiger weniger Prozent der mittleren Dauer. Entsprechendes gilt für die Zeitdauer TD2. Um diesen Nachteil zu umgehen und gleichzeitig eine Kompensation des Einflusses der Temperatur auf das Messsignal zu ermöglichen, ist eine Schaltungstopologie aus 1 besonders geeignet. Wobei die gewonnenen Zeitdauern TD1, TD2 wie folgt weiterverarbeitet werden:
Es wird nach Formel F4 die Differenzzeit TH der gegenläufig vom Magnetfeld abhängigen Zeiten TD1 – TD2 ermittelt. Die Gegenläufigkeit wird durch die unterschiedlichen Referenzrichtungen/Magnetisierrichtungen M1, M2 der magnetfeldabhängigen Sensoren bzw. Widerstände RG1, RG2 (beispielsweise des Typs ”GMR-Sensor – Spinvalve”) erzeugt. TH = TD1 – TD2 ≈ N·K·C(RG1 – RG2) ≈ N·K·C·(h1 + h2)·H⊥ + (hϑ1 + hϑ2)·Δϑ (F4) mit C = C1 = C2
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Die so gewonnene Zeit TH ist hauptsächlich von der magnetischen Feldstärke und nur sehr schwach von der Temperatur abhängig. Die Temperaturabhängigkeit der Magnetfeldmessung ist mit Hilfe dieser Formel durch die gegenläufigen Magnetisierungsrichtungen stark reduziert.
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Die Summenzeit Tϑ nach Formel F5 ist hingegen nur in geringem Umfang von der magnetischen Feldstärke H und in großem Umfang von der Temperaturänderung Δϑ abhängig. Tϑ = TD1 + TD2 ≈ +tdely_m1 + tdely_m2 + N·(tdely_1 + tdely_2) + (R1ϑ + R2ϑ)·Δϑ + R01 + R02 (F5)
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Damit wird näherungsweise ein orthogonales System erzeugt. Dieses System kann wiederum genutzt werden, um z. B. über ein digitales Intrapolationsverfahren Verfahren zur Linearisierung und Temperaturkompensation von Sensoren sehr genaue Feldwerte zu ermitteln. So werden beispielsweise ein oder mehrere Kennfelder K
Tϑ(H, T)
TH(H, T)
bei bekannten unterschiedlichen Feldstärke/Temperaturkombinationen Hi, Tj ausgemessen und in einem Speicher als Matrix hinterlegt. Die Kennfelder werden für die Linearisierung und Temperaturkompensation in den entsprechenden Intrapolationsverfahren genutzt.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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- DE 10028640 B4 [0003]
- DE 102008030332 A1 [0004]
