DE102010006525A1

DE102010006525A1 - Vorrichtung zum Ableiten von Stoßströmen oder transienten Überspannungen

Info

Publication number: DE102010006525A1
Application number: DE102010006525A
Authority: DE
Inventors: Martin 32760 Wetter; Gernot 34119 Finis; Joachim 33699 Cerny; Ernst-Dieter 38108 Wilkening; Björn 29339 Bünsow; Rainer 32805 Durth
Original assignee: Phoenix Contact GmbH and Co KG
Current assignee: Phoenix Contact GmbH and Co KG
Priority date: 2010-02-01
Filing date: 2010-02-01
Publication date: 2011-08-04
Anticipated expiration: 2030-02-02
Also published as: CN102142677B; FR2955986A1; US20110188162A1; US8605400B2; DE102010006525B4; FR2955986B1; CN102142677A

Abstract

Gegenstand der Erfindung ist eine Vorrichtung zum Ableiten von Stoßströmen oder transienten Überspannungen (1) mit einer Schaltstufe (2) und einem Schaltelement (3). Die Schaltstufe (2) ist bei Erkennen einer Überspannung oder eines Stromstoßes dazu eingerichtet, das Schaltelement (3) zur Einschaltung zu veranlassen. Das Schaltelement (3) ist ein wiederabschaltbares Halbleiterschaltelement, wobei die Einschaltung durch einen Betrieb des Schaltelements (3) außerhalb der spezifizierten Parameter erreicht wird.

Description

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zum Ableiten von Stoßströmen oder transienten Überspannungen und eine Verwendung von IGBTs als Schaltelement in einer Vorrichtung zum Ableiten von Stromstößen oder transienten Überspannungen.
Starke Stoßströme treten z. B. bei einem direkten Blitzeinschlag, durch Induktion bei einem Blitzeinschlag in der nahen Umgebung, beim Anlauf von Maschinen oder aber durch elektrostatische Aufladung auf.
Diese Stromstöße sind problematisch für eine Vielzahl von elektrischen Anlagen und Verbrauchern und können diese zerstören.
Bekannte Vorrichtungen zum Ableiten von Stromstößen oder Überspannungen basieren auf Varistoren und/oder Gasableiter und/oder Funkenstrecken jeweils in Kombination mit einer thermischen Trenneinrichtung. Jedes der Bauteile hat bzgl. einer Funktion in einem Überspannungsschutzgerät unterschiedliche Einsatzbereiche, und entsprechende Vor- und Nachteile.
Diese Vorrichtungen werden allgemein je nach Verwendungszweck auch als Blitzstromableiter, als Überspannungsableiter, als Überspannungsschutzgeräte oder im Englischen als surge protective device (SPD) bezeichnet.
Die bei den unterschiedlichen Ereignissen auftretenden Stoßströme werden typischerweise bezüglich einer charakteristischen Stoßstromform gekennzeichnet. Dabei wird bei der Prüfung und Zertifizierung zwischen einem sogenannten 10/350 μs Stoßstrom (nachfolgend als 10/350 μs bezeichnet), der charakteristisch für einen Blitzstrom ist, und einen 8/20 μs Stoßstrom (nachfolgend als 8/20 μs bezeichnet) unterschieden, der charakteristisch für die übrigen Fälle ist, unterschieden.
Diese Stoßstromimpulse sind genormt und beispielhaft in der 1 und der 2 wiedergegeben. In 2 ist die Fläche unter den Kurven ein Maß für die abgeleitete Energie.
Schutzeinrichtungen werden je nach Verwendungszweck mit entsprechenden Prüfimpulsen getestet und in Schutzklassen eingeteilt.
Diese Einteilung in Klassen oder Typen ermöglicht eine Klassifizierung gemäß der Stoßstromtragefähigkeit, wobei Typ-1 Ableiter eine sehr hohe Stoßstromtragefähigkeit besitzen und in entsprechender Weise Typ-2 bzw. Typ-3 Ableiter eine geringere Stoßstromtragefähigkeit aufweisen.
Bei den bekannten Vorrichtungen kann ein starker abgeleiteter Strom zur Zerstörung der Schutzvorrichtung führen.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zu Grunde, verbesserte Schutzvorrichtungen zur Verfügung zu stellen, die auch hohe Stoßströme zuverlässig ableiten können und mehrmals wiederverwendbar sind.
Die Lösung der Aufgabe erfolgt erfindungsgemäß durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.
Nachfolgend wird die Erfindung unter Bezugnahme auf die anliegende Zeichnung anhand bevorzugter Ausführungsformen näher erläutert.
Es zeigen
1 einen Prüfstoßstromverlauf eines 8/20 μs Stoßstromes,
2 einen Prüfstoßstromverlauf eines 10/350 μs Stoßstromes in Relation zu einen Prüfstoßstromverlauf eines 8/20 μs Stoßstromes,
3 eine allgemeine Anordnung einer Vorrichtung zum Ableiten von Stoßströmen,
4 eine Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Vorrichtung zum Ableiten von Stoßströmen,
5 eine detailliertere Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Vorrichtung zum Ableiten von Stoßströmen,
6 Ergebnisse für 3 verschiedene Typen von IGBTs – Typ A, Typ B und Typ C –,
7 eine weitere Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Vorrichtung zum Ableiten von Stoßströmen, und
8 eine weitere Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Vorrichtung zum Ableiten von Stoßströmen.
In 3 ist eine allgemeine Anordnung einer Vorrichtung 1 zum Ableiten von Stoßströmen aufgezeigt.
Diese Vorrichtung 1 ist auf der Ausgangsseite mit einem beispielhaften Verbraucher 5 verbunden. Dieser Verbraucher 5 soll vor Stoßströmen/Überspannungen geschützt werden.
Im Normalbetrieb ist die Vorrichtung 1 auf der Eingangsseite mit einer Energieversorgung 4 verbunden.
Die Verbindung mit einer Energieversorgung 4 ist nicht zwingend nötig, da auch nicht angeschlossene Verbraucher vor schädlichen Einflüssen geschützt werden sollen.
In 4 ist schematisch eine Schaltung widergegeben, die eine Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Vorrichtung 1 zur Ableitung von Stromstößen aufzeigt.
In dieser Vorrichtung 1 ist eine Schaltstufe 2 und ein Schaltelement 3 angeordnet.
Die Schaltstufe 2 ist dabei so eingerichtet, dass sie – bei Erkennen eines Stoßstromes – das Schaltelement 3 zur Einschaltung und damit zur Ableitung eines Stoßstromes/einer Überspannung zu veranlassen.
Das Schaltelement 3 ist dabei ein wiederabschaltbares Halbleiterschaltelement. Das wiederabschaltbare Halbleiterschaltelement wird dabei außerhalb eines spezifizierten Parameters betrieben.
In einer bevorzugten Ausführungsform ist das wiederabschaltbare Halbleiterschaltelement 3 ein IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), wie z. B. in 5 anhand des wiedergegebenen Schaltsymbols aufgezeigt.
Der Vorteil von IGBTs ist, dass IGBTs auch bei anliegender Netzspannung Ströme ein- und ausschalten können. Dadurch können zwei Anforderungen an einen Ableiter erfüllt werden, nämlich die Ableitung des Stoßstromes durch Einschalten des Halbleiters und die Unterdrückung eines möglichen Netzfolgestromes durch Abschalten des Halbleiters.
Typischerweise darf die Gate-Emitter-Spannung für den Dauerbetrieb 20 V nicht übersteigen. Hierdurch soll vermieden werden, dass die dünne isolierende Schicht unterhalb des Gates durchbricht und somit den IGBT zerstört.
In den üblichen Verwendungszwecken wird häufig der Arbeitspunkt bei 15 V gewählt, um Schaltverluste zu minimieren und die Schaltzeiten klein zu halten.
Werden IGBTs innerhalb der Parameter betrieben, so können IGBTs Nennströme von bis zu 3 kA im Dauerbetrieb schalten.
Nach Erkenntnis der Anmelderin können IGBTs bei üblicher Ansteuerung des Gates (Gate-Emitter-Spannung: U_GE = 15 V) Stoßströme bis ungefähr zum fünffachen des Nennstromwertes ableiten.
Werden die Stoßstromamplituden jedoch größer, tritt der Effekt der sogenannten „Entsättigung” auf. Dieses bedeutet, dass im Halbleiter nicht genügend Ladungsträger zur Verfügung gestellt werden, der leitfähige Kanal in der Folge entsättigt wird und sein Widerstand dadurch sehr schnell sehr stark ansteigt. Stoßströme, die deutlich über diesen Wert hinaus gehen, führen in der Regel zu einer Zerstörung des Halbleiters.
In einer weiter bevorzugten Ausführungsform ist das wiederabschaltbare Halbleiterschaltelement 3 ein IGBT, der mit einer erhöhten Gate-Emitter-Spannung betrieben wird.
Nach weiteren Erkenntnissen der Anmelderin können IGBTs bei (kurzzeitiger) Ansteuerung mit einer deutlich über die Spezifikation hinaus gehenden Gate-Emitter-Spannung erheblich höhere Impulsströme ableiten, als der zuvor beschriebene Wert des fünffachen Nennstromes.
Anhand von Ergebnissen, die in 6 dargestellt sind, wird diese Erkenntnis weiter ausgeführt.
Beispielsweise können IGBTs mit einem Nennstrom von I_N = 300 A bei einer statisch angelegten Gate-Emitter-Spannung U_GE = 45 V einen transienten Stoßstrom in î = 9,5 kA (8/20 μs) zerstörungsfrei und ohne Entsättigung ableiten.
In 6 sind Ergebnisse für 3 verschiedene Typen von IGBTs – Typ A, Typ B und Typ C – aufgeführt.
Dabei zeigt für jeden Typ die erste Säule den Nennstrom an, der bei den untersuchten Typen 300 A beträgt.
Die zweite und dritte Säule zeigt jeweils Ergebnisse bei Stoßstrombelastung und Betrieb des Gates innerhalb der spezifizierten Gate-Emitter-Spannung für Dauerbetrieb an.
Im vorliegenden Fall betrug die maximale Gate-Emitter-Spannung für Dauerbetrieb 20 V und die IGBTs wurden mit 15 V betrieben. Hier zeigt sich bereits, dass die Stoßstromtragefähigkeit um ein Vielfaches höher als die Dauerstromtragfähigkeit ist.
Die vierte und fünfte Säule zeigt jeweils Ergebnisse bei Stoßstrombelastung und Betrieb des Gates außerhalb der spezifizierten Gate-Emitter-Spannung für Dauerbetrieb an. Im vorliegenden Fall betrug die maximale Gate-Emitter-Spannung für Dauerbetrieb 20 V und die IGBTs wurden mit 30 V betrieben. Hier zeigt sich, dass die Stoßstromtragefähigkeit um ein Vielfaches höher als die Dauerstromtragfähigkeit ist und auch deutlich höher (etwa 2- bis 3-mal so hoch) als die Stoßstromtragefähigkeit bei Betrieb innerhalb der der spezifizierten Gate-Emitter-Spannung für Dauerbetrieb ist.
Die sechste und siebte Säule zeigt jeweils Ergebnisse bei Stoßstrombelastung und Betrieb des Gates weit außerhalb der spezifizierten Gate-Emitter-Spannung für Dauerbetrieb an.
Im vorliegenden Fall betrug die maximale Gate-Emitter-Spannung für Dauerbetrieb 20 V. IGBTs vom Typ A wurden mit 45 V (sechste Säule) bzw. 50 V (siebte Säule), IGBTs vom Typ B mit 40 V (sechste Säule) bzw. 45 V (siebte Säule) und IGBTs vom Typ C wurden mit 30 V (sechste Säule) bzw. 35 V (siebte Säule) betrieben.
Hier zeigt sich, dass die Stoßstromtragefähigkeit um ein Vielfaches höher als die Dauerstromtragfähigkeit ist und auch deutlich höher (etwa 2- bis 3-mal so hoch) als die Stoßstromtragefähigkeit bei Betrieb innerhalb der der spezifizierten Gate-Emitter-Spannung für Dauerbetrieb ist.
In weiteren Untersuchungen hat sich gezeigt, dass sich die mögliche Gate-Emitter-Spannung auch so weiter erhöhen lässt, wenn diese nicht statisch sondern kurzzeitig bzw. transient angelegt wird.
Nach Auffassung der Anmelderin scheint der maximal mögliche Ableitstrom von IGBTs bei deutlich überhöhter Gate-Emitter-Spannung im Wesentlichen von der Stoßstromamplitude abzuhängen, ohne wesentlich von der Kurvenform beeinflusst zu sein.
Dies kann dadurch erklärt werden, dass das Halbleiterelement lediglich genügend Ladungsträger zur Verfügung stellen muss, um den Stoßstrom tragen zu können.
Die Stromflussdauer ist wegen des extrem niedrigen Durchlasswiderstands des IGBTs vernachlässigbar.
Hierdurch ist es möglich leistungsfähige Blitzstromableiter auf Basis dieser Technologie bereitzustellen.
Eine Möglichkeit eine erfindungsgemäße Vorrichtung 1 zum Ableiten von Stoßströmen aufzubauen ist in 7 dargestellt.
Hier wird ein IGBT als Schaltelement 3 eingesetzt. Dieser IGBT wird beispielhaft als sogenannte „Crowbar” zwischen zwei Stromleitpfaden, dem „+_protected” Strompfad und dem „–_protected” Strompfad, eingesetzt.
Wird der IGBT eingeschaltet, entsteht ein Kurzschluss, der einen Verbraucher 5, der an die geschützte Seite – gekennzeichnet durch „protected” – angeschlossen ist, schützt. Die Kurzschlussdauer kann im Bereich von Mikrosekunden bis hin zu einige Millisekunden liegen.
Durch die Verwendung eines IGBT kann dieser Kurzschluss auch wieder abgeschaltet werden.
IGBTs stellen spannungsgesteuerte Schalter dar. Diese weisen jedoch in bestimmten Bereichen Verluste auf, nämlich dann, wenn die parasitäre Gate-Kapazität C_G nicht hinreichend geladen ist.
Aus diesem Grund sind in der Ausführungsform gemäß 7 noch weiter Bauteile dargestellt, von denen einige die Aufgabe haben die Gate-Kapazität in kürzester Zeit auf die vorgesehen Schaltspannung von 20 oder mehr Volt aufzuladen und somit den verlustbehafteten Steuerbereich der Teilladung schnell zu verlassen.
Ein Übersteuern der Schaltspannung ist durch geeignete Mittel zu unterbinden, da sonst eine Zerstörung des Schaltelements 3 drohen kann.
Nachfolgend wird die Funktionsweise dieser ersten Ausführungsform gemäß 7 näher erläutert werden.
Zunächst soll das Einschalten, also die Herbeiführung eines „Kurzschlusses” über das Schaltelement 3, beschrieben werden.
Zur Vereinfachung ist eine unipolare Schaltungsvariante, also eine Gleichspannungsvariante, dargestellt. Es ist für den Fachmann jedoch ohne weiteres ersichtlich, dass für Wechselspannungsbetrieb zwei dieser Schaltungsvarianten antiparallel kombiniert werden können, so dass nachfolgend nur die unipolare Variante, weiter beschrieben wird.
In der Ausführungsform gemäß 7 kann das Ansprechverhalten/der Schutzpegel durch eine geeignete Dimensionierung der Z-Diode D3 eingestellt werden. Sobald eingangsseitig – gekennzeichnet durch „+” und „–„ – die Spannung die Durchbruchspannung V_BO der Z-Diode D3 übersteigt, wird die Z-Diode D3 leitfähig.
Ohne weiteres lassen sich auch andere Schaltungen einsetzen, welche eine einstellbare Ansprechspannung realisieren oder eine automatische Nennspannungserkennung bereitstellen.
Ist die Z-Diode D3 leitfähig wird der Kondensator C1 über die Diode D4 geladen. D4 kann auch eine Entladung während eines Einschaltzustandes des Schaltelementes 3 verhindern wenn z. B. die eingangsseitige Spannung zusammenbricht.
In einer bevorzugten Ausführungsform wird die Kapazität in der Größenordnung oder größer der zum Gate hin wahrzunehmenden Kapazität gewählt. Eine vorsichtige Abschätzung für eine untere Grenze stellt dabei eine Kapazität dar, die etwa 2-mal so groß ist wie die Gate-Kapazität C_G selbst.
Weiterhin ist in der beispielhaften Ausführungsform gemäß 7 ein Sidactor vorgesehen.
Wird durch Aufladung des Kondensators C1 der Schwellenwert des Sidactors erreicht, zündet dieser. Das Zünden des Sidactors führt zu einer extrem schnellen Aufladung der Gate-Kapazität C_G durch Entladung des Kondensators C1. Hierdurch kann des Schaltelement 3 in kürzester Zeit mit der Schaltspannung beaufschlagt werden, so dass der verlustbehaftete Steuerbereich der Teilladung schnell verlassen ist.
Der Sidactor bleibt dabei solange leitfähig, bis der Haltestrom I_H unterschritten wird.
Der Widerstand R2 hat die Aufgabe den Kondensator C1 langsam zu entladen, z. B. nachdem ein Ableitvorgang beendet wurde oder aber, wenn der Kondensator zwar vorgeladen war aber kein Ableitvorgang nötig war.
Weiterhin kann in der gezeigten Ausführungsform eine Z-Diode D1 vorgesehen sein, die das Gate-Emitter-Potential auf einen maximal zulässigen Wert begrenzt. Dieser maximal zulässige Wert beträgt 20 V und mehr. Dieser maximal zulässige Wert ist höher als der Wert für Dauerbetrieb. Es versteht sich von selbst, dass die Z-Diode D1, solange das Sachaltelement 3 nicht durch gesteuert ist, Teil des Ableitpfades ist und entsprechend dimensioniert werden soll.
In einer weiteren Ausführungsform kann noch ein Widerstand R_gate zum Gate hin vorgesehen sein, um den Ladestrom bei der Ladung der Gate-Kapazität zu begrenzen.
In einer weiteren Ausführungsform kann darüber hinaus noch vorgesehen sein, im gesteuerten Pfad von Kollektor C zu Emitter E des Schaltelements 3 weiterhin eine Leistungsdiode vorzusehen (d. h. in Serienschaltung), um die Rückwärtssperrfähigkeit zu verbessern.
Nachdem nun der Einschaltvorgang beschrieben wurde, wird nachfolgend der Ausschaltvorgang näher beschrieben werden.
Es bleibt anzumerken, dass das Schaltelement 3 auf Grund seiner Spannungssteuerung solange leitfähig bleibt bis er abgeschaltet wird.
Um ein aktives Abschalten bereitzustellen wird vorgeschlagen einen Abschaltpfad vorzusehen. Dieser Abschaltpfad ist beispielhaft mittels eines Schalters Q1 und R1 realisiert.
Der Schalter Q1 kann beispielhaft ein Transistor sein ohne auf eine bestimmte Technologie beschränkt zu sein.
Befindet sich der Abschaltpfad im Ruhezustand so ist der Transistor Q1 gesperrt, im Schalterbild wäre der Schalter geöffnet.
Am Ende eines Stoßstromes/einer Überspannung schaltet der „Gate-turn-off”-Trigger den Schalter Q1 ein, d. h. der Transistor Q1 wird durch gesteuert.
Durch dieses Einschalten wird wiederum ein schnelles Entladen der Gate-Kapazität gewährleistet, so dass der Ausschaltvorgang wiederum der verlustbehaftete Steuerbereich der Teilladung schnell verlassen ist.
Die Dauer des Entladevorganges und der Entladestrom kann durch R1 bestimmt werden.
Nach einer vorbestimmten Zeit schaltet der „Gate-turn-off”-Trigger den Schalter Q1 wieder aus.
Ein geeigneter „Gate-turn-off”-Trigger kann jede Art von Erkennungsschaltung sein, die das Ende eines Stoßstromes/einer Überspannung erkennt. Vorteilhaft stellt ein geeigneter „Gate-turn-off”-Trigger ein Rechtecksignal mit bestimmter Amplitude und Dauer zur Verfügung, die so dimensioniert sind, dass das Schaltelement 3 entladen wird.
Geeignete Erkennungsschaltungen können z. B. darauf basieren, dass sie die Änderung des Stromes über der Zeit auswerten (dI/dt-Messung), z. B. Steigung und Nulldurchgänge erkannt werden. Probate Schaltungen basieren z. B. auf einer induktiven Ankopplung.
Nachfolgend wird die Funktionsweise einer zweiten Ausführungsform gemäß 8 näher erläutert werden.
Zunächst soll das Einschalten, also die Herbeiführung eines „Kurzschlusses” über das Schaltelement 3, beschrieben werden.
Zur Vereinfachung ist eine unipolare Schaltungsvariante, also eine Gleichspannungsvariante, dargestellt. Es ist für den Fachmann jedoch ohne weiteres ersichtlich, dass für Wechselspannungsbetrieb zwei dieser Schaltungsvarianten antiparallel kombiniert werden können, so dass nachfolgend nur die unipolare Variante, weiter beschrieben wird.
In der Ausführungsform gemäß 8 kann das Ansprechverhalten/der Schutzpegel durch eine geeignete Dimensionierung der TVS-Diode (Transient-Voltage-Supressordiode) D2 eingestellt werden. Sobald eingangsseitig – gekennzeichnet durch „+” und „–„ – die Spannung die Durchbruchspannung V_BO der TVS-Diode D2 übersteigt, wird die TVS-Diode D2 leitfähig.
Ohne weiteres lassen sich auch andere Schaltungen einsetzen, welche eine einstellbare Ansprechspannung realisieren oder eine automatische Nennspannungserkennung bereitstellen.
Ist die TVS-Diode D2 leitfähig wird der Kondensator C1 über die Diode D3 geladen. D3 kann auch eine Entladung während eines Einschaltzustandes des Schaltelementes 3 verhindern wenn z. B. die eingangsseitige Spannung zusammenbricht.
In einer bevorzugten Ausführungsform wird die Kapazität in der Größenordnung oder größer der zum Gate hin wahrzunehmenden Kapazität gewählt.
Hierdurch kann erreicht werden, dass neben der Gate-Kapazität, die aufgeladen werden soll, auch ausreichend Energie für die Versorgung weiterer Bauteile während des Ableitvorgangs vorhanden ist. Diese weiteren Bauteile und ihre Funktion werden nachfolgend näher beschrieben werden.
Ist die Ist die TVS-Diode D2 leitfähig geworden, Wird der Kondensator C1 aufgeladen und die Bauteile A2 und ein FlipFlop werden über den Spannungsteiler bestehend aus R5 und D4 mit Versorgungsspannung „V_Supply_Logic” versorgt.
Die Spannung über den Kondensator C1 wird mit Hilfe des Schmitt-Triggers A2 und dem aus R3 und R4 gebildeten Spannungsteilers überwacht.
Erreicht der Kondensator eine vorbestimmte Spannung, so stellt sich über den Spannungsteiler R3/R4 am Eingang des Schmitt-Triggers A2 eine Spannung über dem oberen Schaltniveau ein, und der Schmitt-Trigger A2 steuert den Eingang des FlipFlop an.
Der Ausgang des FlipFlop wiederum steuert einen komplementären Emitterfolger, der aus Q1 und Q2 gebildet ist. Q1 und Q2 können Transistoren sein ohne auf eine bestimmte Technologie beschränkt zu sein.
Der Emitterfolger, der aus Q1 und Q2 gebildet ist, steuert wiederum das Gate des Schaltelements 3, eines IGBT, an.
Die Ansteuerung der Basen der Transistoren Q1 und Q2 durch das FlipFlop entspricht dem Zünden des Sidactors in der Ausführungsform gemäß 7.
Das Ansteuern der Basen – Q2 wird gesperrt, Q1 geöffnet – führt zu einer extrem schnellen Aufladung der Gate-Kapazität C_G durch Entladung des Kondensators C1. Hierdurch kann des Schaltelement 3 in kürzester Zeit mit der Schaltspannung beaufschlagt werden, so dass der verlustbehaftete Steuerbereich der Teilladung schnell verlassen ist.
In einer weiteren Ausführungsform kann noch ein Widerstand R_gate zum Gate hin vorgesehen sein, um den Ladestrom bei der Ladung der Gate-Kapazität zu begrenzen.
Weiterhin kann in der gezeigten Ausführungsform eine TVS-Diode D1 vorgesehen sein, die das Gate-Emitter-Potential auf einen maximal zulässigen Wert begrenzt. Dieser maximal zulässige Wert beträgt 20 V und mehr. Dieser maximal zulässige Wert ist höher als der Wert für Dauerbetrieb. Es versteht sich von selbst, dass die TVS-Diode D1, solange das Sachaltelement 3 nicht durch gesteuert ist, Teil des Ableitpfades ist und entsprechend dimensioniert werden soll.
In einer weiteren Ausführungsform kann darüber hinaus noch vorgesehen sein, im gesteuerten Pfad von Kollektor C zu Emitter E des Schaltelements 3 eine Leistungsdiode vorzusehen, um die Rückwärtssperrfähigkeit zu verbessern.
Nachdem nun der Einschaltvorgang beschrieben wurde, wird nachfolgend der Ausschaltvorgang näher beschrieben werden.
Es bleibt anzumerken, dass das Schaltelement 3 auf Grund seiner Spannungssteuerung solange leitfähig bleibt bis er abgeschaltet wird.
Um ein aktives Abschalten bereitzustellen wird vorgeschlagen einen Abschaltpfad vorzusehen. Dieser Abschaltpfad ist beispielhaft über eine Rücksetzung des FlipFlop realisiert, dass wiederum über einen „Gate-turn-off”-Trigger gesteuert wird.
Am Ende eines Stoßstromes/einer Überspannung setzt der „Gate-turn-off”-Trigger das FlipFlop zurück, d. h. der Emitterfolger Q1/Q2 wird gegen gesteuert – Q1 wird gesperrt, Q2 geöffnet – und diese Steuerung führt zu einer extrem schnellen Entladung der Gate-Kapazität C_G. Hierdurch kann das Schaltelement 3 in kürzester Zeit entladen werden, so dass der verlustbehaftete Steuerbereich der Teilladung schnell verlassen ist.
Ein geeigneter „Gate-turn-off”-Trigger kann jede Art von Erkennungsschaltung sein, die das Ende eines Stoßstromes/einer Überspannung erkennt. Vorteilhaft stellt ein geeigneter „Gate-turn-off”-Trigger ein Rechtecksignal mit bestimmter Amplitude und Dauer zur Verfügung, die so dimensioniert sind, dass das Schaltelement 3 entladen wird.
Geeignete Erkennungsschaltungen können z. B. darauf basieren, dass sie die Änderung des Stromes über der Zeit auswerten (dI/dt-Messung), z. B. Steigung und Nulldurchgänge erkannt werden. Probate Schaltungen basieren z. B. auf einer induktiven Ankopplung.
Weiterhin kann über den Spannungsteiler R3/R4 der Kondensator C1 langsam entladen werden. Somit kann die Schaltung wieder in den Ausgangszustand überführt werden.
Ohne weiteres ist für den Fachmann erkennbar, dass gleichwirkende Teile der Schaltungen gemäß den Ausführungsformen dargestellt in den 7 und 8 wechselseitig austauschbar sind.
In weiteren Ausführungsformen können die Vorrichtungen auch Anzeigemittel verfügen, die das Ansprechen auf einen Stoßstrom/eine Überspannung akustisch und/oder optisch anzeigen oder aber durch Weiterleitung an andere Systeme berichtet.
Durch geeignete Wahl der Bauelemente können Schaltzeiten für das Einschalten des Schaltelements von weniger als 1 Mikrosekunde erreicht werden.
Gleichfalls können durch geeignete Wahl der Bauelemente Schaltzeiten für das Wiederabschalten des Schaltelements von weniger als 1 Mikrosekunde erreicht werden.
Bezugszeichenliste

1: Vorrichtung Ableiten von Stoßstößen
2: Schaltstufe
3: Schaltelement, IGBT
4: Energiequelle
5: Verbraucher
D1: Z-Diode (7), TVS-Diode (8)
D2: TVS-Diode (8), Diode (7)
D3: Z-Diode (7), Diode (8)
D4: Diode
C1: Kondensator
R1, R2, R3, R4: Widerstand
Q1, Q2: Transistor
A2: A2, Schmitt-Trigger

Claims

Vorrichtung zum Ableiten von Stoßströmen oder transienten Überspannungen (1) mit einer Schaltstufe (2) und einem Schaltelement (3), wobei die Schaltstufe (2) bei Erkennen einer Überspannung oder eines Stromstoßes dazu eingerichtet ist, das Schaltelement (3) zur Einschaltung zu veranlassen, dadurch gekennzeichnet, dass das Schaltelement (3) eine wiederabschaltbares Halbleiterschaltelement ist, und dass die Einschaltung durch einen Betrieb des Schaltelements (3) außerhalb der spezifizierten Parameter erreicht wird.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Einschaltung des Schaltelements (3) die Ableitung eines erkannten Stromstoßes oder einer erkannten Überspannung bewirkt.
Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, wobei das Schaltelement (3) ein IGBT ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltzeit zur Einschaltung kleiner als 1 Mikrosekunde ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltzeit zur Wiederabschaltung kleiner als 1 Sekunde ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass der spezifizierten Parameter des Schaltelements (3) eine für Dauerbetrieb spezifizierten Spannung zur Vermeidung von Spannungsdurchbrüchen ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung durch einen Stromimpuls mit Energie zum Einschalten versorgbar ist.
Verwendung von IGBTs als Schaltelement (3) in einer Vorrichtung zum Ableiten von Stoßströmen oder transienten Überspannungen (1) mit einer Schaltstufe (2) und einem Schaltelement (3), wobei die Schaltstufe (2) bei Erkennen einer Überspannung oder eines Stromstoßes dazu eigerichtet ist, das Schaltelement (3) zur Einschaltung zu veranlassen, dadurch gekennzeichnet, dass das Potential zwischen Gate und Emitter des Schaltelements (3) 20 Volt oder mehr beträgt.
Verwendung nach Anspruch 8, wobei die Einschaltung des Schaltelements (3) die Ableitung eines erkannten Stoßstromes oder einer erkannten Überspannung bewirkt.
Verwendung nach Anspruch 8 oder 9 dadurch gekennzeichnet, dass das Potential zwischen Gate und Emitter des Schaltelements (3) nur im Verlauf eines erkannten Stoßstromes oder einer erkannten Überspannung angelegt wird.