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Die
Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Detektion
und Lokalisierung eines Quench in einem supraleitenden Leiter.
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Bei
supraleitenden Leitern wie bspw. bei den supraleitenden Magnetspulen
einer Magnetresonanztomographie-Anlage ist nicht auszuschließen, dass
die Leiter aufgrund lokaler Wärmeentwicklung punktuell
normalleitend werden. Dies führt zu einem zunächst
lokal begrenzten Zusammenbruch der Supraleitung, d. h. zu einem Übergang
in den normalleitenden Zustand. Einen derartigen Übergang
vom supraleitenden in den normalleitenden Zustand bezeichnet man
als „Quench”. Die Normalleitung resultiert aufgrund
des die normalleitende Stelle durchfließenden Stroms in
einer zusätzlichen Wärmeentwicklung. Die entstehende
Wärme muss abgeführt werden, was einen erhöhten
Bedarf an Kühlmittel bedingt. Nicht ungewöhnlich
ist es, dass beim Auftreten eines Quench eine erhebliche Menge des
Kühlmittels innerhalb kürzester Zeit verdampft.
Darüber hinaus breitet sich der normalleitende Bereich
aufgrund der Wärmeentwicklung immer weiter aus, so dass
im Endeffekt der komplette Leiter normalleitend wird. Bspw. im Falle
einer Anwendung eines supraleitenden Leiters in einem Magneten einer
Magnetresonanztomographie-Anlage (MRT) muss der gesamte Magnet beim
Auftreten eines Quench abgeschaltet werden. Da sich auch der Magnet
aufgrund der beim Quench entstehenden Wärme aufheizt, muss
eine gewisse Zeit abgewartet werden, bis der Magnet bzw. das Magnetfeld
wieder hochgefahren werden kann.
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Ein
Quench kann bspw. auftreten, wenn der supraleitende Leiter im Magnetsystem
unvorhergesehenen Umständen ausgesetzt ist wie bspw. zu
hohen Temperaturen oder Magnetfeldern, unzureichender mechanischer
Fixierung etc. Auch kann ein Quench auf Fehler in der Auslegung
oder im Herstellungsprozess des supraleitenden Magneten zurückzuführen
sein. Um also die Wahrscheinlichkeit des Auftretens eines solchen
Ereignisses im fertigen Produkt zu minimieren, ist es beim ersten.
Test eines neu entwickelten supraleitenden Magnetsystems von Interesse,
den Ort zu kennen, an dem ein Quench aufgetreten ist bzw. seinen
Ausgangspunkt hatte. Mit dieser Information kann die Qualität
und die Produktivität bei der Produktion erhöht
werden. Hierzu sind natürlich auch Daten nützlich,
die von einem supraleitenden Leiter gewonnen werden, bei dem nicht
schon in der Testphase sondern erst im laufenden Routinebetrieb
ein Quench aufgetreten ist.
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Ein
Verfahren zur Lokalisierung eines Quench wird in der
DE 10 2006 022 363 A1 beschrieben.
Hier wird ein TDR-Verfahren (Time Domain Reflektometrie, d. h. eine
im Zeitbereich stattfindende Reflektometrie) verwendet, bei dem
ein gepulstes elektromagnetisches Signal in eine supraleitende TDR-Leiteranordnung
gespeist wird. Die TDR-Leiteranordnung befindet sich in unmittelbarer
Umgebung eines supraleitenden Leiters, der hinsichtlich des Auftretens
eines Quench überwacht werden soll. Tritt in diesem Leiter
ein Quench auf, so erwärmt sich der Leiter und mit ihm
die supraleitende TDR-Leiteranordnung, resultierend in einer Impedanzänderung. Dies
führt dazu, dass ein in die TDR-Leiteranordnung eingespeister
elektromagnetischer Puls an der Stelle der Erwärmung aufgrund
der veränderten Impedanz zumindest teilweise reflektiert
wird. Aus der zeitlichen Differenz zwischen dem Einspeisen des Pulses
und dem Empfang der Reflektion an einem Empfänger lässt
sich der Ort des Quenches bestimmen.
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Der
elektromagnetische Puls breitet sich bei leitungsgebundenen Systemen
typischerweise mit annähernd 2/3 der Lichtgeschwindigkeit
aus, d. h. der Puls legt innerhalb von Ins etwa 0,2 m zurück.
Unter Berücksichtigung der Tatsache, dass der Puls zur Stelle
der Impedanzänderung und wieder zurück laufen
muss, ist es notwendig, bspw. um eine Entfernungsänderung
von 1 m erfassen zu können, das reflektierte Signal mindestens
alle 10 ns abzutasten. Dies entspricht einer Abtastfrequenz ei nes
Analog-Digital-Wandlers von 10^8 Samples/s. Derart schnelle Analog-Digital-Wandler
erfordern eine schnelle digitale Schnittstelle. Sowohl der Wandler als
auch die Schnittstelle sind jedoch sehr kostenintensiv.
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Es
ist daher die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Quench in
einer supraleitenden Leitung mit kostengünstigen und einfachen
Mitteln zu lokalisieren.
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Diese
Aufgabe wird durch die in den unabhängigen Ansprüchen
angegebenen Erfindungen gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen
ergeben sich aus den abhängigen Ansprüchen.
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Bei
der erfindungsgemäßen Lösung zur Lokalisierung
eines Quenches in einem supraleitenden Leiter wird die Impedanzänderung
einer supraleitenden Detektorleitung genutzt, die dadurch ausgelöst wird,
dass aufgrund des Quenches im supraleitenden Leiter auch die Detektorleitung
normalleitend wird. Die Detektorleitung ist in unmittelbarer Nähe
des supraleitenden Leiters angeordnet, welcher hinsichtlich des
Auftretens eines Quenches überwacht werden soll. Quencht
der supraleitende Leiter, so wird aufgrund der hierbei erzeugten
Wärme und der unmittelbaren Nähe auch die supraleitende
Detektorleitung normalleitend. Dies bewirkt, dass sich die Impedanz der
Detektorleitung am Ort des Auftretens des Quenches ändert.
Da die Detektorleitung derart in unmittelbarer Nähe des
supraleitenden Leiters angeordnet ist, dass ein Ort auf der Detektorleitung
eindeutig einem Ort auf dem supraleitenden Leiter zugeordnet ist,
kann auf den Ort des Auftretens des Quenches in dem supraleitenden
Leiter geschlossen werden, indem der Quench-Ort in der Detektorleitung
lokalisiert wird.
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Zur
Detektion und Lokalisierung des Quenches wird mit Hilfe einer Sendeeinrichtung
ein elektromagnetisches Signal erzeugt und in die Detektorleitung
eingespeist. Am Ort der Impedanzänderung wird das Signal
zumindest teilweise reflektiert und gelangt so über die
Detektorleitung zurück zu einer Empfangseinrichtung.
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Erfindungsgemäß wird
die Frequenz des elektromagnetischen Signals in der Sendeeinrichtung
nach einem vorgegebenen Muster zeitlich variiert, d. h. es ist zu
jedem Zeitpunkt bekannt, mit welcher Frequenz das elektromagnetische
Signal in die Detektorleitung eingespeist wurde. Aus einem Vergleich
der Frequenz des empfangenen, reflektierten Signals und der Frequenz
des zu einem bestimmten Zeitpunkt erzeugten Signals wird schließlich
der Ort des Auftretens des Quenches ermittelt.
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Dabei
wird zur Bestimmung des Quench-Ortes insbesondere die Differenzfrequenz
zwischen der Frequenz des empfangenen, reflektierten Signals und
der Frequenz des zu dem bestimmten Zeitpunkt erzeugten Signals ermittelt.
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Das
empfangene, reflektierte Signal und das in der Sendeeinrichtung
erzeugte Signal werden zur Bestimmung der Differenzfrequenz zwischen
der Frequenz des empfangenen, reflektierten Signals und der Frequenz
des zu dem bestimmten Zeitpunkt erzeugten Signals in einen Mischer
eingespeist und dort gemischt. Die Frequenz des Ausgangssignals des
Mischers entspricht dann der Differenzfrequenz.
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Aus
der Differenzfrequenz wird anhand des vorgegebenen Musters eine
Laufzeit des elektromagnetischen Signals und aus der Laufzeit der
Ort des Auftretens des Quenches ermittelt.
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Bei
dem bestimmten Zeitpunkt handelt es sich vorteilhafterweise um denjenigen
Zeitpunkt, zu dem ein reflektiertes Signal empfangen wird.
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Vorteilhafterweise
wird die Frequenz des ausgesendeten Signals einer linearen Frequenzrampe
folgend variiert. Dies hat den Vorteil, dass die Genauigkeit der
Messung zeitlich konstant ist.
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Ein
Vorteil des erfindungsgemäßen Verfahrens gegenüber
dem TDR-Verfahren liegt darin, dass prinzipbedingt eine wesentlich
niedrigere Abtastfrequenz ausreicht.
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Ein
weiterer Vorteil des erfindungsgemäßen Verfahrens
mit einem FMCW- oder einem FSCW-Radar gegenüber dem TDR-Verfahren
liegt darin, dass eine an die Sendefrequenz angepasste Leistung ausgesendet
werden kann. Bei den verwendeten Detektorleitungen ist üblicherweise
die Dämpfung bei zunehmender Frequenz höher. Dies
führt dazu, dass hohe Frequenzen nur noch sehr schwach
empfangen werden können. Bei einem TDR-System wird nur ein
Puls ausgesendet, zu dessen Erzeugung bekanntermaßen ein
sehr breites Frequenzspektrum benötigt wird. Wird ein stärkerer
Puls ausgesendet, so müssen immer alle Frequenzen verstärkt
werden. Da beim FMCW- bzw. beim FSCW-Verfahren die verschiedenen
Frequenzen nicht zu ein und demselben Zeitpunkt ausgesendet werden,
hat man hier die Möglichkeit, die Verstärkung
bzw. Dämpfung des ausgesendeten Signals je nach Frequenz
anzupassen. Dadurch wird es möglich, eine höhere
Bandbreite für die Messung zu nutzen, was zu einer besseren Auflösung
bzw. zu einer höheren Genauigkeit führt.
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Weitere
Vorteile, Merkmale und Einzelheiten der Erfindung ergeben sich aus
dem im Folgenden beschriebenen Ausführungsbeispiel sowie
anhand der Zeichnungen.
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Dabei
zeigt:
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1 eine MRT-Anlage mit einer Vorrichtung
zur Quench-Lokalisierung,
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2 den
zeitlichen Verlauf der Frequenz eines gesendeten und eines empfangenen
Signals,
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3 einen
Transceiver mit einer Sende- und einer Empfangseinrichtung.
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In
den Figuren sind identische bzw. einander entsprechende Bereiche,
Bauteile, Bauteilgruppen oder Verfahrensschritte mit denselben Bezugsziffern gekennzeichnet.
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Die 1A zeigt
eine Anordnung zur Lokalisierung eines Quenches Q in einem supraleitenden Leiter 10.
Ausgehend von einem Transceiver 30, der eine Sendeeinrichtung 31 und
eine Empfangseinrichtung 32 enthält, erstreckt
sich eine supraleitende Detektorleitung 20 über
einen Einspeisepunkt A in eine kryogene Umgebung 40, in
der sich auch der supraleitende Leiter 10 befindet. Die
Detektorleitung 20 kann bspw. eine koaxiale Leitung oder
eine symmetrische Wellenleitung sein.
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Im
Ausführungsbeispiel handelt es sich bei dem supraleitenden
Leiter 10 um die ein magnetisches Grundfeld erzeugende
supraleitende Spule 10 einer MRT-Anlage. Die Spule 10 hat
die Form eines Hohlzylinders mit einem Außenradius r und
einer Länge b. Ein derartiger Hohlzylinder entspricht im Prinzip
einer aufgerollten zweidimensionalen ebenen Fläche mit
einer Breite 2πr und einer Länge b. Die dritte
Dimension, d. h. die Stärke bzw. Dicke der Fläche
wird hier nicht betrachtet. Der Ort d1 des Auftretens des Quenches
Q ist demnach in zwei Dimensionen zu bestimmen.
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Eine
Draufsicht auf eine solche supraleitende Spule 10 zeigt
die 1B. Die supraleitende Detektorleitung 20 umgibt
die Spule 10 spiralförmig in mehreren Wicklungen.
In der 1A ist die Detektorleitung 20 aus
Gründen der Veranschaulichung beabstandet zu der supraleitenden
Spule 10 dargestellt. Tatsächlich wird die Detektorleitung 20 jedoch in
unmittelbarer Nähe der supraleitenden Spule 10 angeordnet,
d. h. idealerweise direkt auf der Oberfläche der Spule 10.
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Wenn
in der supraleitenden Spule 10 ein Quench Q auftritt, so
erwärmt sich zwangsläufig auch die supraleitende
Detektorleitung 20, resultierend in einem lokalen Zusammenbruch
der Supraleitung und einer lokalen Impedanzänderung in
der Detektorleitung 20. Zur Lokalisierung des Quench Q
in der supraleitenden Spule 10 wird zunächst die
Impedanzänderung in der Detektorleitung 20 lokalisiert.
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Es
wird nun bspw. zu einem Zeitpunkt t1 in der Sendeeinrichtung 31 ein
Signal S(f(t1)) mit einer Frequenz f(t1) erzeugt und in die Detektorleitung 20 eingespeist.
Das Signal S(f(t1)) wandert über eine Strecke x entlang
der Detektorleitung 20 bis zum Ort der Impedanzänderung,
wobei sich die Strecke x = x0 + x1 aus einer konstanten und bekannten
Strecke x0 von der Sendeeinrichtung 31 bis zum Einspeisepunkt
A und aus der Strecke x1 vom Einspeisepunkt A zum Querich-Ort zusammensetzt.
Am Quench-Ort wird das Signal S(f(t1)) zumindest teilweise reflektiert.
Das reflektierte Signal R(f(t1)) mit der Frequenz f(t1) wandert
zurück zum Transceiver 30 und wird zu einem Zeitpunkt
t2 in der Empfangseinrichtung 32 empfangen. Zwischen den
Zeitpunkten t1 und t2 ist eine Zeit Δt vergangen, die der
Laufzeit Δt des Signals in der Detektorleitung 20 von
der Sendeeinrichtung zum Ort der Impedanzänderung und zurück
entspricht und die vom Ort des Auftretens des Quenches Q bzw. von
der Strecke x = x0 + x1 abhängt.
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Erfindungsgemäß wird
zur Bestimmung der Koordinate x bzw. x1 die Frequenz f des elektromagnetischen
Signals S nach einem vorgegebenen Muster f(t) zeitlich variiert,
d. h. es ist zu jedem Zeitpunkt t bekannt, mit welcher Frequenz
f(t) das elektromagnetische Signal S in die Detektorleitung 20 eingespeist
wurde.
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Die 2 zeigt
ein periodisches Muster f(t) für den zeitlichen Verlauf
der Frequenz, bei dem sich die Frequenz in aufeinander folgenden
identischen Intervallen verändert: Innerhalb eines dieser
Intervalle steigt die Frequenz in einem ersten Halbintervall, d.
h. in der 2 zwischen den Zeitpunkten ta
und tb, von einem Minimalwert fmin auf einen Maximalwert fmax mit
der Zeit t an. Im zweiten Halbintervall, d. h. zwischen den Zeitpunkten
tb und tc, fällt die Frequenz von fmax auf fmin zurück,
um im darauf anschließenden nächsten Halbintervall
zwischen tc und td wieder auf fmax anzusteigen.
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Die
durchgezogene Linie stellt den Verlauf fS(t)
der Frequenz des erzeugten und in die Detektorleitung eingespeisten
Signals S dar, während die gestrichelte Linie den Verlauf
fR(t) der Frequenz eines am Ort einer Impedanzänderung
teilweise reflektierten und an der Empfangseinrichtung empfangenen Signals
R darstellt. Der Frequenzverlauf fR(t) des
Signals R ist gegenüber dem Frequenzverlauf fS(t)
des Signals S um einen Betrag Δt verschoben, der wie bereits
erwähnt der Laufzeit entspricht. Die Lokalisierung der
Impedanzänderung bzw. die Bestimmung von x lässt
sich bei Kenntnis der Ausbreitungsgeschwindigkeit des Signals in
der Detektorleitung über die Messung der Laufzeit Δt
realisieren.
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Aus
der 2 ist ersichtlich, dass die Laufzeit Δt
direkt mit der Differenzfrequenz Δf zwischen der Frequenz
fS(t) des Signals S und der Frequenz fR(t) des reflektierten, empfangenen Signals
R zusammenhängt. Aus einem Vergleich der Frequenzen der
Signale S und R bzw. aus der Differenzfrequenz Δf = |f(t1) – f(t2)|
lässt sich demnach bei bekannten Verläufen fS(t) und fR(t) auf
die Laufzeit und so auf den Ort x schließen.
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Bspw.
wird zum Zeitpunkt t1 ein Signal S(f(t1)) mit der Frequenz f(t1)
in die Detektorleitung 20 eingespeist. Dieses Signal wird
an der Impedanzänderung teilweise reflektiert, und das
reflektierte Signal R(f(t1)) wird zum Zeitpunkt t2 = t1 + Δt
an der Empfangseinrichtung 32 empfangen. Zu diesem Zeitpunkt
t2 weist das in der Sendeeinrichtung erzeugte Signal S eine Frequenz
f(t2) auf, die sich von der Frequenz f(t1) um den Betrag Δf
unterscheidet.
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Die
Messung von Δf erfolgt wie in der 3 dargestellt
im Transceiver 30. Die Empfangseinrichtung 32 des
Transceivers 30 weist einen an sich bekannten Mischer 33 auf,
in den das reflektierte Signal R(f(t1)) und das an der Sendeeinrichtung 31 erzeugte Signal
S(f(t)) kontinuierlich eingespeist werden. Zum Zeitpunkt t2, zu
dem das reflektierte Signal R(f(t1)) in den Mischer 33 eingespeist
wird, erzeugt die Sendeeinrichtung 31 ein Signal S(f(t2))
mit einer Frequenz f(t2), die sich von der Frequenz f(t1) um den
Betrag Δf unterscheidet. Das dem Mischer 33 zum
Zeitpunkt t2 entnehmbare Signal M weist bekanntermaßen eine
Frequenz fM auf, die der Differenz Δf
der Frequenzen der gemischten Signale S(f(t2)), R(f(t1)) entspricht,
d. h. die Frequenz fM des Signals M beträgt
fM = Δf = |f(t1) – f(t2)|.
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Das
Signal M wird schließlich einer Auswertevorrichtung 34 zugeführt,
in der die Differenzfrequenz Δf und aus dieser der Ort
d1 des Auftretens des Quenches in dem supraleitenden Leiter bestimmt
wird. In der Auswertevorrichtung 34 wird das Signal M(t)
bspw. zunächst digitalisiert und in einem digitalen Signalprozessor
weiterverarbeitet. Eine spektrale Zerlegung des Signals M(t) mittels
einer schnellen Fouriertransformation FFT (Fast Fourier Transformation)
zeigt einen Peak bei einer Frequenz f = fM = Δf.
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Aus
dem oben beschriebenen Zusammenhang lässt sich dann x aus
der Peakposition bestimmen. Hierbei lässt sich aus der
Differenzfrequenz Δf = fM wie in
der 2 veranschaulicht die Zeit Δt ermitteln,
da der zeitliche Verlauf fS(t) der Frequenz
des erzeugten Signals und damit auch der zu erwartende zeitliche
Verlauf fR(t) der Frequenz des empfangenen Signals
bekannt ist. Da Δt eindeutig von x abhängt, kann
demnach mit dem erfindungsgemäßen Verfahren der
Ort x der Impedanzänderung in der Detektorleitung 20 bestimmt
werden. Sämtliche Berechnungen sowie die Fouriertransformation
erfolgen mit Hilfe der entsprechenden Software in dem digitalen
Signalprozessor der Auswertevorrichtung 34.
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Wird
mit dem oben beschriebenen Verfahren bspw. ermittelt, dass die Impedanzänderung
in der supraleitenden Detektorleitung 20 am Ort x = x0
+ x1 aufgetreten ist, so lässt sich mit einfachen mathematischen
Mitteln der zweidimensionale Ort d1 des Auftretens des Quenches
Q in der supraleitenden Spule 10 bestimmen.
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Um
im Falle der zylindrisch geformten supraleitenden Spule 10 den
Ort d1 anzugeben, wird eine Koordinate in Umfangsrichtung und eine
Koordinate in Achsrichtung des Zylinders benötigt. Als
Koordinate in Umfangsrichtung bietet sich wie in der 1 angedeutet eine azimutale Winkelkoordinate φ an.
Dabei lässt sich φ in [°] berechnen gemäß φ = 360°·x'/2πr
mit x' = (x1 mod 2πr), wobei „mod” für
die mathematische Modulo-Funktion steht, die den Rest aus der Division
zweier Zahlen angibt. Zur Berechnung der Position y in Richtung
der Zylinderlängsachse muss neben dem Ort x1 auch bekannt
sein, wie dicht die Detektorleitung 20 um die supraleitenden Spule 10 gewickelt
ist. Bspw. sei angenommen, dass auf eine Länge von 1 m
in Richtung der Zylinderlängsachse 100 Wicklungen
aufgebracht sind, einhergehend mit einer Wicklungsdichte n = 100/m.
Die Position y Lässt sich dann berechnen gemäß y
= (x1/2πr)/n.
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Somit
lässt aus der eindimensionalen Messung des Quench-Ortes
x1 bzw. x auf der Detektorleitung 20 eindeutig der zweidimensionale Quench-Ort
d1 mit den Koordinaten φ, y auf der supraleitenden Spule 10 bestimmen.
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Andere
Verfahren bzw. Koordinatensysteme zur Berechung des Ortes d1 sind
natürlich ebenfalls denkbar. Bspw. können auch
Koordinaten in einem kartesischen Koordinatensystem zur Beschreibung des
Quench-Ortes d1 verwendet werden, wobei zur Umrechnung von x bzw.
von x1 in die gewählten Koordinaten entsprechende Formeln
verwendet werden müssen.
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Alternativ
können parallel zueinander mehrere unabhängige
Detektorleitungen gewickelt werden, um so bei gleicher Wicklungsdichte
n jeder einzelnen Detektorleitung die Genauigkeit in y-Richtung
zu erhöhen.
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Wie
die 2 zeigt führt die Messung der Differenzfrequenz Δf
zu jedem beliebigen Zeitpunkt t zum selben Ergebnis Δf.
Auch die Differenz zwischen den Frequenzen eines zum Zeitpunkt t3
erzeugten Signals und eines zum Zeitpunkt t4 = t3 + Δt empfangenen
Signals beträgt Δf. Voraussetzung hierfür
ist natürlich, dass das Signal S(t3) an derselben Impedanzänderung
reflektiert wurde.
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Es
ist nicht zwingend notwendig, dass das zu demjenigen Zeitpunkt t2,
zu dem das reflektierte Signal R(f(t1)) empfangen wird, erzeugte
Signal S(f(t2)) zum Vergleich der Frequenzen verwendet wird. Im Prinzip
kann das reflektierte Signal R(f(t1)) zur Bestimmung von Δf
mit einem zu einem beliebigen Zeitpunkt t' erzeugten Signal S(f(t'))
verglichen werden. Das dem Mischer 33 entnehmbare Signal
weist dann eine Frequenz fM = Δf'
= |f(t1) – f(t')| auf. Da t', t2 und fS(t)
bekannt sind, lässt sich aus Δf' auf Δf
schließen. Die Verwendung desjenigen Signals S, das gerade zum
Zeitpunkt t2 des Empfangs von R(f(t1)) erzeugt wird, ist jedoch
vorteilhaft, da dies zum Einen schaltungstechnisch den wenigsten
Aufwand erfordert, da das Signals S direkt ohne Umwege in der Mischer eingespeist
werden kann, und da zum Anderen der Schluss von Δf' auf Δf
entfällt.
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Die
Frequenzrampen in den jeweiligen Halbintervallen steigen und fallen
idealerweise wie in der 2 linear mit der Zeit. Grundsätzlich
ist jedoch auch bspw. ein sinusförmiger oder sonstiger
Verlauf der Frequenzrampe denkbar. Voraussetzung ist lediglich,
dass die Frequenz in einem ersten Zeitraum streng monoton von fmin
auf fmax ansteigt und in einem zweiten Zeitraum ebenfalls streng
monoton von fmax auf fmin fällt. Um jedoch eine konstante
Genauigkeit der Messung von Δt zu gewährleisten,
ist eine lineare Frequenzrampe vorzuziehen, wobei der Betrag der
Steigung der Frequenzrampe die Genauigkeit der Messung von Δt
bedingt.
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Die
Sendeeinrichtung kann bspw. als FMCW-Radar (frequency modulated
continuous wave) oder als FSCW-Radar (frequency stepped continuous
wave) ausgebildet sein. Je nachdem, wie die Sendeeinrichtung ausgebildet
ist, wird nun die Frequenzrampe abgefahren.
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In
dem Fall, in dem die Sendeeinrichtung ein FMCW-Radar ist, soll ein
möglichst linearer Frequenzverlauf erzeugt werden. Dies
wird in der Regel dadurch erreicht, dass mit Hilfe eines an sich
bekannten DDS-Verfahrens (direct digital synthesis bzw. direkte
digitale Synthese) eine Frequenzrampe erzeugt wird. Diese Rampe
ist jedoch zunächst nicht unbedingt linear, sondern besteht
aus vielen kleinen Frequenzsprüngen. Diese Frequenzrampe
wird daher einer PLL (phased locked loop bzw. Phasenregelschleife)
zugeführt, die anhand dieses Signals einen VCO (voltage
controlled oscillator bzw. spannungsgesteuerter Oszillator) regelt.
Durch die analoge Regelung des VCO werden die Frequenzschritte in
eine lineare Frequenzrampe umgewandelt.
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Das
FSCW-Radar hat im Vergleich zum FMCW-Radar den Vorteil, dass es
weniger komplex ist, da keine lineare Frequenzrampe benötigt
wird. Im Unterschied zum FMCW-Radar werden nur verschiedene diskrete
Frequenzstufen erzeugt, was bspw. schon alleine mit dem DDS-Verfahren
möglich ist, ohne dass eine PLL in Verbindung mit einem
VCO benötigt wird.
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Das
erfindungsgemäße Verfahren beschränkt
sich nicht auf die Lokalisierung eines Quench in einer hohlzylindrischen
zweidimensionalen supraleitenden Spule einer MRT-Anlage des Ausführungsbeispiels.
Das gleiche Prinzip lässt sich auch bei planaren zweidimensionalen
sowie bei eindimensionalen supraleitenden Leitern anwenden. Mit entsprechendem
Aufwand sind auch quasi-dreidimensionale Messungen möglich.
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In
einer konkreten Anwendung ist davon auszugehen, dass sich das Ausgangssignal
M(t) des Mischers 33 aus einer Vielzahl von Zeitsignalen
unterschiedlicher Frequenzen zusammensetzt. Dies resultiert daraus,
dass in der Praxis nie nur eine einzelne Impedanzänderung
in der Detektorleitung vorliegen wird. Dementsprechend werden in
der Empfangseinrichtung und am Mischer mehrere Signale R1, R2 etc.
mit unterschiedlichen Frequenzen empfangen, so dass das Ausgangssignal
M(t) des Mischers mehrere unterschiedliche Frequenzen fM1, fM2 etc. ent sprechend mehreren Differenzfrequenzen hf1, Δf2
etc. aufweist. Das aus der Digitalisierung und der anschließenden
FFT resultierende Spektrum weist daher nicht nur einen einzelnen
Peak auf, sondern eine Anzahl, die der Anzahl der Impedanzänderungen
in der Detektorleitung entspricht. Dabei stellt ein Peak bei einer
niedrigen Frequenz eine „nahe” Impedanzänderung
dar, während ein Peak bei einer hohen Frequenz einer entfernten
Impedanzänderung entspricht.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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- - DE 102006022363
A1 [0004]