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Die
Erfindung betrifft ein Verfahren zur Abstandsmessung, insbesondere
zur Füllstandsmessung, nach dem Radarprinzip, bei dem mittels
kurzer elektromagnetischer Wellen (= Mikrowellen) der Abstand zwischen
einem Mikrowellensender bzw. einem Mikrowellenempfänger
und einem die Mikrowellen reflektierenden Objekt gemessen wird,
nämlich die Summe der Laufzeit der gesendeten Mikrowellen (=
Sendeimpulse) zwischen dem Mikrowellensender und dem Objekt sowie
der Laufzeit der reflektierten Mikrowellen (= Reflektionsimpulse)
zwischen dem Objekt und dem Mikrowellenempfänger gemessen und
aus der Summe der Laufzeiten der zu messende Abstand errechnet wird,
wobei zur Messung der Laufzeiten aufeinanderfolgende zeitverzögerte
Abtastimpulse erzeugt werden und festgestellt wird, mit welchen
Abtastimpulsen die Reflektionsimpulse koinzidieren.
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Bei
dem zuvor beschriebenen Verfahren erfolgt die Reflexion der Mikrowellen,
also die Erzeugung der Reflektionsimpulse, häufig dadurch,
daß die Mikrowellen an eine sprunghafte Änderung
der Dielektrizitätskonstanten gelangen, z. B. zunächst die
Dielektrizitätskonstante von Luft, dann die Dielektrizitätskonstante
eines flüssigen Mediums. Diese Ausgestaltung des eingangs
beschriebenen Verfahrens ist unter der Bezeichnung ”Zeitbereichsreflektometrie” bekannt,
häufiger unter der englischsprachigen Bezeichnung ”Time
Domain Reflectometry”, abgekürzt TDR. Bei der
Reflexion der Sendeimpulse an der Grenzschicht zwischen Materialien
mit unterschiedlichen Dielektrizitätskonstanten ist die
Amplitude der Reflektionsimpulse proportional zur Größe des
dielektrizitätskonstanten Sprunges.
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Beim
TDR-Verfahren werden die Sendeimpulse in eine Sonde eingekoppelt
und von der Sonde in Richtung des Mediums, dessen Füllstand
bzw. Füllhöhe ermittelt werden soll, geführt.
Von dieser Sonde werden dann auch die generierten Reflektionsimpulse
zum Mikrowellenempfänger geführt. Die Sonde ist
in der Regel stabförmig oder seilförmig ausgeführt.
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Eingangs
ist gesagt, daß das in Rede stehende Verfahren insbesondere
zur Füllstandsmessung bestimmt ist, also zur Bestimmung
des Füllstandes bzw. der Füllhöhe eines
Mediums, insbesondere – aber nicht ausschließlich – eines
flüssigen Mediums in einem Behälter. Füllstandsmessung
soll hier und im folgenden allgemein dahin verstanden werden, daß entweder
ein analoges, den Füllstand repräsentierendes
Meßsignal oder ein digitales, das Überschreiten
oder Unterschreiten eines vorgegebenen Füllstandes repräsentierendes
Schaltsignal gewonnen wird. Gerätetechnisch kann es sich
also entweder um ein Füllstandsmeßgerät
oder um einen Füllstandswächter handeln.
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Im übrigen
kann das in Rede stehende Verfahren ganz allgemein zur Abstandsmessung
zwischen einem Mikrowellensender bzw. einem Mikrowellenempfänger
und einem die Mikrowellen reflektierenden Objekt angewendet werden.
Auch hier gilt wieder, daß entweder ein analoges, den Abstand
repräsentierendes Meßsignal oder ein digitales,
das Überschreiten oder Unterschreiten eines vorgegebenen
Abstandes repräsentierendes Schaltsignal gewonnen wird.
Gerätetechnisch kann es sich also entweder um ein Abstandsmeßgerät
oder um einen Abstandswächter handeln.
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Wenn
und soweit im folgenden primär die Füllstandsmessung
behandelt wird, so soll also darin keinesfalls eine Beschränkung
der erfindungsgemäßen Lehre gesehen werden.
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Zum
Verständnis dessen, was nachfolgend ausgeführt
wird, wird – wie üblich – das allgemeine Fachwissen
des relevanten Fachmannes vorausgesetzt, eines an einer wissenschaftlichen
Hochschule ausgebildeten Diplom-Ingenieurs der Elektrotechnik (oder
auch eines Diplom-Physikers). Dieses hier relevante allgemeine Fachwissen
ist anschaulich dokumentiert in der Arbeit "Grundlagen
der Radartechnik zur Füllstandsmessung" von Dr.-Ing.
Detlef Brumbi, 4. überarbeitete und erweiterte Auflage,
Mai 2003
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Zur
Messung des Füllstandes von Flüssigkeiten oder
festen Stoffen in Behältern haben sich viele Verfahren
herausgebildet (vgl. Brumbi, aaO, Kapitel 3.1, Seiten 11
und 12), nämlich unter anderem die Radar-Füllstandsmessung,
wobei man verschiedene Radar-Verfahren unterscheidet (vgl. Brumbi,
aaO, Kapitel 3.3, Seiten 13 und 14), nämlich unter
anderem das Puls-Radar, das CW-Radar und das FMCW-Radar, und bei
der Radar-Füllstandsmessung werden häufig das
Puls-Radar oder das FMCW-Radar angewendet.
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Hier
geht es um das Puls-Radar (vgl. Brumbi aaO, Kapitel 3.5,
Seite 15). Bei dem Puls-Radar liegt die technische Schwierigkeit
darin, die Laufzeit der gesendeten Mikrowellen (= Sendeimpulse)
zwischen dem Mikrowellensender und dem die Sendeimpulse reflektierenden
Objekt sowie die Laufzeit der reflektierten Mikrowellen (= Reflektionsimpulse)
zwischen dem Objekt und dem Mikrowellenempfänger sehr genau
zu messen. Da sich die zu bestimmenden Füllstände
im Bereich zwischen einigen Dezimetern und einigen Metern bewegen,
sind Laufzeiten im Nanosekundenbereich auszuwerten; für
eine Genauigkeit der Abstandsmessung von 1 mm ist eine Genauigkeit der
Zeitmessung von etwa 6 ps notwendig.
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Im
Stand der Technik hat man das Problem der Genauigkeit der Zeitmessung
durch eine sogenannte Zeitdehnung gelöst (vgl. Brumbi,
aaO, Kapitel 8.6, Seiten 57 und 58). Dabei besteht die
entsprechende Schaltung im Prinzip aus zwei Oszillatoren, die mit
einem kleinen Frequenzversatz schwingen, stabilisiert durch eine
PLL. Die Abtastung der Reflektionsimpulse erfolgt bei jedem Reflektionsimpuls
mit einer Zeitverzögerung, aus der sich ein Zeitdehnfaktor
bestimmen läßt.
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Aus
der
USA-Patentschrift 3,832,900 sind ein
Verfahren und eine Schaltung zur Abstandsmessung nach dem Radarprinzip
bekannt, bei dem die emittierten Sendeimpulse in zweierlei Hinsicht
genutzt werden. Zum einen werden die Sendeimpulse in üblicher
Weise in Richtung auf das reflektierende Objekt ausgesendet, wobei
die Sendeimpulse zumindest teilweise reflektiert und als Reflektionsimpulse zurückgestrahlt
und von einer Empfangseinheit empfangen werden. Zum anderen wird
in der Empfangseinheit synchron zur Emittierung der Sendeimpulse über
eine Vielzahl von Verzögerungsgliedern mit bekannter und
voneinander abweichender Totzeit gleichzeitig eine Vielzahl von
zeitverzögerten Abtastimpulsen erzeugt, deren zeitlicher
Versatz folglich bekannt ist. Die von dem Objekt reflektierten und
aufgrund der Laufzeit ebenfalls verzögerten Reflektionsimpulse
werden in der Empfangseinheit über eine Vielzahl von Koinzidenz-Schaltkreisen
gleichzeitig mit der Vielzahl von zeitverzögerten Abtastimpulsen verglichen,
wobei nur jener Koinzidenz-Schaltkreis ein Ausgangssignal liefert,
der das im gleichen Zeitfenster liegende Auftreffen von Reflektionsimpulsen und
zeitverzögerten Abtastimpulsen detektiert. Das Verfahren
ist insbesondere gerätetechnisch sehr aufwendig, da pro portional
zur Erhöhung der Meßgenauigkeit auch die Anzahl
der Zeitverzögerungs- und Koinzidenz-Schaltkreise erhöht
werden muß.
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Zur
Vermeidung des zuvor beschriebenen Nachteils ist aus dem Stand der
Technik bekannt (siehe z. B. die
USA-Patentschrift
5,563,605 ), die Vielzahl von Zeitverzögerungs-
und Koinzidenz-Schaltkreise zu ersetzen durch einen einzigen Zeitverzögerungs-Schaltkreis
mit variabler Zeitverzögerung und durch einen einzigen
Koinzidenz-Schaltkreis. Die grundlegende Idee besteht darin, Sendeimpulse
in gewohnter Weise zu emittieren und die Reflektionsimpulse zunächst
mit Abtastimpulsen mit bekannter Zeitverzögerung zu vergleichen,
womit bei Feststellung einer Koinzidenz von Reflektions- und Abtastimpulsen
auch die Laufzeit der Reflektionsimpulse bekannt ist. Es ist unmittelbar
einleuchtend, daß bei diesem gerätetechnisch einfacheren Verfahren
zur Ermittlung der Laufzeit der Reflektionsimpulse die variable
Zeitverzögerung der Abtastimpulse so lange verändert
werden muß, bis eine Koinzidenz von Abtast- und Reflektionsimpulsen
festgestellt wird.
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Soll
bei dem zuvor beschriebenen Verfahren ein Objektbereich von einer
Mindestentfernung bis zu einer Maximalentfernung mit einer bestimmten
Auflösung erfaßt werden, ist also eine Vielzahl
von aufeinanderfolgenden Laufzeitmessungen erforderlich, wobei die
kürzeste variable Verzögerungszeit so eingestellt
wird, daß sie der detektierbaren Mindestentfernung entspricht,
und wobei die späteren Abtastimpulse nachfolgend um eine
Zeit verzögert werden, die der gewünschten räumlichen
Auflösung entspricht. Soll beispielsweise eine Auflösung
im Millimeter-Bereich erzielt werden, so muß die Zeitverzögerung
von einem Abtastimpuls zum nächsten Abtastimpuls um etwa
6 ps inkrementiert werden. Demzufolge sind zur vollständigen
Abtastung einer Meßstrecke von beispielsweise einem Meter
mit einer Auflösung von einem Millimeter insgesamt 1000
Einzelmessungen im zuvor genannten Sinne notwendig, wobei die Zeitverzögerung
während der 1000 Messungen schrittweise um insgesamt 6
ns zu erhöhen ist.
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Allgemein
gilt, daß zur vollständigen meßtechnischen
Erfassung einer räumlichen Meßstrecke mit einer
bestimmten Auflösung bei dem zuvor beschriebenen Verfahren
eine Vielzahl von Messungen erforderlich ist, beginnend mit einer
Messung der Ordnungszahl 1, mit der die Detektion des kürzesten Ab standes
möglich ist, und endend mit einer Messung der Ordnungszahl
n, mit der die längste Objektentfernung detektiert werden
kann. Damit korrespondierend kann auch von einer Ordnungszahl der Abtastimpulse
gesprochen werden, wobei dem Abtastimpuls mit der geringsten Zeitverzögerung
die Ordnungszahl 1 zukommt und dem Abtastimpuls mit der größten
Zeitverzögerung die Ordnungszahl n.
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Die
Genauigkeit des erläuterten Verfahrens hängt in
ganz entscheidender Weise von der Präzision ab, mit der
Signale zeitverzögert werden können.
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Es
sind verschiedene Verfahren bekannt, um variable Zeitverzögerungen
schaltungstechnisch zu erzeugen, insbesondere sich linear erhöhende
Zeitverzögerungen, bei denen also jeweils zwei aufeinanderfolgende
zeitverzögerte Abtastimpulse um ein festes Zeitinkrement
erhöhte Verzögerungszeiten aufweisen.
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Zur
technischen Realisierung einer präzisen, sich linear erhöhenden
Zeitverzögerung ist beispielsweise bekannt, die Amplitude
zweier sägezahnförmiger Signale miteinander zu
vergleichen, wobei das erste sägezahnförmige Signal
eine relativ niedrige Frequenz f1 bzw. eine
relativ große Periodendauer T1 aufweist
und das zweite sägezahnförmige Signal eine relativ
hohe Frequenz f2 bzw. eine relativ kurze Periodendauer
T2 aufweist.
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Im
folgenden sei zur Verdeutlichung der Funktionsweise der Einfachheit
halber angenommen, daß beide sägezahnförmigen
Signale die gleiche Amplitude aufweisen. Die Periodendauer T2 des zweiten sägezahnförmigen
Signals entspricht der mit dieser Methode maximal erzielbaren Zeitverzögerung.
Unter der Voraussetzung, daß die Periodendauer T1 des ersten sägezahnförmigen
Signals ein ganzzahliges Vielfaches der Periodendauer T2 des zweiten
sägezahnförmigen Signals ist, ergibt sich die maximale
Ordnungszahl n aus dem Quotienten der Periodendauer T1 des
ersten sägezahnförmigen Signals zu der Periodendauer
T2 des zweiten sägezahnförmigen
Signals, also zu n = T1/T2.
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Die
Erzeugung der beiden sägezahnförmigen Signale
beginnt gleichzeitig zu Beginn eines Meßintervalls. Die
ansteigende Flanke des ersten sägezahnförmigen
Signals wird innerhalb der großen Periodendauer T1 von der ansteigen den Flanke des zweiten
sägezahnförmigen Signals insgesamt n-mal von unten
nach oben geschnitten. Es leuchtet aus der Anschauung unmittelbar
ein, daß die Zeitdauer vom Start eines zweiten sägezahnförmigen
Signals bis zu dem Zeitpunkt, in dem dieses zweite sägezahnförmige
Signal das erste sägezahnförmige Signal schneidet,
fortschreitend – von Messung zu Messung – linear
größer wird, ganz einfach deshalb, weil die Amplitude
des ersten sägezahnförmigen Signals über
den Zeitraum seiner Periodendauer T1 ständig zunimmt.
Diese linear zunehmende Zeitdauer vom Start der Generierung eines
der insgesamt n zweiten sägezahnförmigen Signale
bis zum Schnittpunkt mit dem ersten sägezahnförmigen
Signal wird als die variable – linear zunehmende – Zeitverzögerung
zur Generierung der Abtastimpulse verwendet. Da die Zeitverzögerung
in n Intervallen insgesamt den Wertebereich von 0 s bis zur Periodendauer
T2 des zweiten sägezahnförmigen
Signals durchläuft, berechnet sich die kleinste Verzögerungszeit
und damit das konstante Zeitinkrement Tv,
zweier aufeinanderfolgender Zeitverzögerungen zu Tv = T2/(T1/T2) = T2 2/T1 .
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Wenn
das erste sägezahnförmige Signal mit einer Frequenz
f1 von 10 Hz generiert wird und das zweite
sägezahnförmige Signal mit einer Frequenz f2 von 1 MHz generiert wird, folgt daraus
eine minimale Zeitverzögerung und damit ein korrespondierendes Zeitinkrement
Tv von 10 ps und damit eine örtliche Auflösung
im Millimeter-Bereich.
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Im
folgenden wird in Verbindung mit einer Skizze – 1 – das
zuvor erläuterte Verfahren nochmals verdeutlicht, für
eine Frequenz f1 von 10 Hz und eine Frequenz
f2 von 1 MHz, bei dem also die maximale
Ordnungszahl n = T1/T2 =
100.000 beträgt, innerhalb des gesamten Meßintervalls
von 0,1 s also 100.000 Meßschritte durchgeführt
werden. (In der Skizze sind jedoch nur die Meßschritte
mit den Ordnungszahlen 1 bis 4 und 999.997 bis 100.000 dargestellt.)
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Nach
dem ersten Meßschritt beträgt die Zeitverzögerung
tV = 10 ps, d. h. 10 ps nach dem Start des
zweiten Meßschritts wird die ansteigende Flanke des ersten
sägezahnförmigen Signals von der ansteigenden
Flanke des zweiten sägezahnförmigen Signals von
unten nach oben geschnitten und der erste Ab tastimpuls erzeugt.
Nach dem zweiten Meßschritt beträgt die Zeitverzögerung
tV = 2Tv = 20 ps,
d. h. 20 ps nach dem Start des dritten Meßschritts wird
die ansteigende Flanke des ersten sägezahnförmigen Signals
von der ansteigenden Flanke des zweiten sägezahnförmigen
Signals von unten nach oben geschnitten und der zweite Abtastimpuls
erzeugt, usw., bis nach dem Meßschritt 99.999 die Zeitverzögerung tV = 99.999 Tv = 0,99999 μs
und nach dem Meßschritt 100.000 die Zeitverzögerung
tV = 100.000 Tv =
1 μs beträgt und der 100.000. Abtastimpuls erzeugt
wird. Abhängig davon, nach welchem Abtastimpuls – bzw. dem
dadurch generierten Abtastintervall – der Koinzidenz-Schaltkreis
das Eintreffen eines Reflektionsimpulses feststellt, ergibt sich
die Laufzeit für den entsprechenden Sendeimpuls und den
zugehörigen Reflektionsimpuls, und aus der so festgestellten
Laufzeit wird dann der Abstand zwischen dem Mikrowellensender und
dem Mikrowellenempfänger, zu dem der Koinzidenz-Schaltkreis
gehört, berechnet.
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An
dieser Stelle sei noch angemerkt, daß üblicherweise
der Abstand zwischen dem Mikrowellensender und dem reflektierenden
Objekt einerseits sowie der Abstand zwischen dem reflektierenden
Objekt und dem Mikrowellenempfänger andererseits gleich
ist, üblicherweise also eine zu dem Mikrowellensender gehörende
Sendeantenne auch als Empfangsantenne für den Mikrowellenempfänger
arbeitet.
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Aus
der
deutschen Offenlegungsschrift
27 29 331 ist ein Verfahren der eingangs beschriebenen
Art bekannt, bei dem die Summe der Laufzeiten als das Produkt aus
der Zeitverzögerung eines Abtastimpulses und der Ordnungszahl
der Abtastimpulse, mit denen die Reflektionsimpulse koinzidieren,
bestimmt wird, wobei die Abtastimpulse aus einem Amplitudenvergleich
von zwei nach unterschiedlichen Exponentialfunktionen verlaufenden
Signalen (= Abtastimpulserzeugungssignale) gewonnen werden und die Abtastimpulserzeugungsignale
durch rechteckige Signale – vorzugsweise gleicher Amplitude – gewonnen
werden, die über jeweils einen Widerstand jeweils einen
Kondensator aufladen, so daß an den Kondensatoren die Abtastimpulserzeugungssignale entstehen.
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Ausgehend
von dem zuvor beschriebenen Verfahren ist durch die
deutsche Offenlegungsschrift 27 29
331 ein Verfahren bekannt, das zusätzlich dadurch gekennzeichnet
ist, daß das Verhältnis des Produktes aus dem
Zahlenwert des ersten Widerstandes und dem Zahlenwert des ersten
Kondensators zu dem Produkt aus dem Zahlenwert des zweiten Widerstandes
und dem Zahlenwert des zweiten Kondensators gemessen wird und bei
einer sich einstellenden Abweichung von dem rechnerisch vorgegebenen
Wert dieses Verhältnisses eine entsprechende Korrektur
vorgenommen wird. Dadurch lassen sich ungewollte und das Meßergebnis
verfälschende Veränderungen der Zeitverzögerungen
der Abtastimpulserzeugungssignale auf einfachem Wege vermeiden.
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Bei
dem aus der
deutschen
Offenlegungsschrift 27 29 331 bekannten Verfahren ist es
auch bekannt, rechteckförmige Signale mit der Frequenz
f
1 und der Periodendauer T
1 einerseits
und mit der Frequenz f
2 und der Periodendauer
T
2 andererseits zu verwenden. Das zuletzt
beschriebene, aus der
deutschen
Offenlegungsschrift 27 29 331 bekannte Verfahren ist gemäß der
deutschen Offenlegungsschrift 10
2005 058 114 bereits verbessert worden, und zwar dadurch,
daß Lineraritätsabweichungen in den ansteigenden
Zeitverzögerungen der Abtastimpulserzeugungssignale dadurch
eliminiert werden, daß die Amplitude der rechteckförmigen
Signale mit der Frequenz f
1 und der Periodendauer
T
1 geringfügig verändert
wird, so daß diese Amplitude geringfügig kleiner
oder geringfügig größer als die Amplitude des
rechteckförmigen Signals mit der Frequenz f
2 und
der Periodendauer T
2 ist. Diesem Verfahren
liegt die Erkenntnis zugrunde, daß es in der Praxis zu
Linearitätsabweichungen in den ansteigenden Zeitverzögerungen
der Abtastimpulserzeugungssignale kommen kann. Diese Nichtlinearitäten
können beispielsweise durch einen Komparator verursacht
werden, dessen Signallaufzeit von der Steilheit des Eingangssignals
abhängt oder auch durch Kondensatoren, deren Kapazität
eine gewisse Spannungsabhängigkeit aufweisen. Überraschenderweise
hat sich herausgestellt, daß sich derartige Nichtlinearitäten durch
eine geringfügige Änderung der Amplitude der rechteckförmigen
Signale mit der Frequenz f
1 und der Periodendauer
T
1 gegenüber der Amplitude der rechteckförmigen
Signale mit der Frequenz f
2 und der Periodendauer
T
2 eliminieren lassen.
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Neben
den zuvor beschriebenen Verfahren ist aus der
deutschen Offenlegungsschrift
10 2005 058 114 auch eine Schaltung zur Durchführung
solcher Verfahren bekannt, mit einem ersten Rechteckgenerator, einem
ersten Zeitverzögerungsglied zur Erzeugung einer sich ändernden,
linear ansteigenden Zeitverzögerung, einem Sendeimpulsgenerator, einem
von dem ersten Zeitverzögerungsglied gesteuerten Abtastimpulsgenerator,
einem Koppelglied zum Auskoppeln der Sendeimpulse und Einkoppeln der
Reflektionsimpulse und einem Koenzidenz-Schaltkreis, wobei der erste
Rechteckgenerator mit dem ersten Zeitverzögerungsglied
verbunden ist, wobei das erste Zeitverzögerungsglied aus
einem Amplitudenvergleich von zwei nach unterschiedlichen Exponentialfunktionen
verlaufenden Signalen (= Abtastimpulserzeugungssignale) mit Hilfe
des Abtastimpulsgenerators Abtastimpulse generiert, wobei durch
den Koinzidenz-Schaltkreis detektiert wird, mit welchem Abtastimpuls
ein Reflektionsimpuls koinzidiert, wobei dem Koinzidenz-Schaltkreis
ein Verstärker, ein Filter, ein A/D-Wandler und ein Steuer-
und Auswerte-Schaltkreis nachgeschaltet sind und wobei zwischen
dem Sendeimpulsgenerator und dem Abtastimpulsgenerator einerseits
sowie dem Steuer- und Auswerte-Schaltkreis andererseits ein Zeitverzögerungs-Meßkreis
vorgesehen ist. Bei dieser Schaltung ist es möglich, eine – ungewollte – Veränderung
der Zeitverzögerungen zu detektieren, um entsprechend gegenwirken
zu können.
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Die
deutsche Offenlegungsschrift
10 2005 058 114 offenbart in bezug auf die zuvor behandelten Verfahren
und die zuvor beschriebene Schaltung weitere Details. Folglich wird
der Offenbarungsgehalt dieser vorveröffentlichten Druckschrift
hiermit ausdrücklich und vollständig zum Offenbarungsgehalt der
vorliegenden Patentanmeldung gemacht.
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Bei
dem in Rede stehenden Verfahren und der entsprechenden Schaltung
hängt die Meßgenauigkeit zunächst wesentlich
davon ab, daß der tatsächlich wirksame Zeitdehnungsfaktor
dem Zeitdehnungsfaktor entspricht, der zugrundegelegt ist, weil der
Zeitdehnungsfaktor multiplikativ in das Meßergebnis eingeht,
folglich – z. B. durch Bauteiletoleranzen oder durch ein
Driften auftretende – Abweichungen des tatsächlich
wirksamen Zeitdehnungsfaktors vom zugrundegelegten Zeitdehnungsfaktor
die Meßgenauigkeit beeinflussen. Offenbarungsgehalt der
deutschen Offenlegungsschrift
10 2005 058 114 ist folglich, die tatsächlich
wirksame Zeitdehnung, d. h. die tatsächlich wirksame Zeitverzögerung
mit Hilfe eines Zeitverzögerungs-Meßkreises zu
messen, die gemessene Zeitverzögerung ständig
mit der vorgegebenen, durch RC-Glieder bestimmten Zeitverzögerung
zu vergleichen und bei Abweichungen eine entsprechende Korrektur
vorzunehmen. Dazu dient ein an einer Steuer- und Aus werteeinheit
vorgesehener Korrekturausgang, der mit einem Korrektureingang eines
ersten, variabel ausgeführten Zeitverzögerungsgliedes
verbunden ist.
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Für
die weiteren Überlegungen sollen nun bestimmte Begriffe
eingeführt und erläutert sowie weitere Sachverhalte
eingeführt werden:
Zunächst soll das zum
Mikrowellenempfänger gelangende Signal auch als HF-Signal,
das durch Zeitdehnung – mit einer bestimmten Abtastrate – gewonnene Signal
auch als NF-Signal bezeichnet werden. Weiter wird davon ausgegangen,
daß moderner Technik entsprechend das analog vorliegende
NF-Signal digitalisiert wird, also mit einem Analog/Digital-Wandler, auch
mit A/D-Wandler oder mit ADC bezeichnet, gearbeitet wird, wobei
die Abtastrate des ADC mit ADC-Rate bezeichnet wird. Schließlich
wird davon ausgegangen, daß das digitalisierte NF-Signal
einer Signalverarbeitung zugeführt wird, bei der eine Korrelation
mit einem in einem Speicher abgelegten Mustersignal, normalerweise
dem Nominalsignal, durchgeführt wird.
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Bei
der praktischen Durchführung des Verfahrens, das aus der
deutschen Offenlegungsschrift 10
2005 058 114 bekannt ist, ist also über das hinaus, was
eingangs beschrieben ist, zusätzlich realisiert, daß das
aus den Reflektionssignalen bestehende Signale (= HF-Signal) durch
die – durch die zeitverzögerten Abtastimpulse
erzeugte – Zeitdehnung gewonnene Signal (= NF-Signal) mit
einem ADC digitalisiert wird, das digitalisierte NF-Signal einer
Signalverarbeitung zugeführt wird und bei der Signalverarbeitung
eine Korrelation des digitalisierten NF-Signals mit einem in einem
Speicher abgelegten Mustersignal durchgeführt wird.
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Abweichungen
des tatsächlich wirksamen Zeitdehnungsfaktors von dem zugrundegelegten Zeitdehnungsfaktor
führen dazu, daß bei vorliegenden HF-Signalen
unterschiedliche NF-Signale entstehen (Streckung oder Stauchung).
Eine Abtastung der gestreckten oder gestauchten NF-Signale mit einer
festen ADC-Rate führt zu gestreckten oder gestauchten Datensignalen.
Werden dann die gestreckten oder gestauchten Datensignale mit einem
Mustersignal korreliert, so entstehen Korrelationssignale, die sich
in der Amplitude und in der Form von den Korrelationssignalen unterscheiden,
die entstünden, wenn die Datensignale nicht gestreckt oder
gestaucht wären. Die Fehler müssen durch die Signalverarbeitung
kompensiert werden, z. B. durch unterschiedliche Mustersignale,
was sehr aufwendig ist.
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Unter
Berücksichtigung dessen, was zuvor im einzelnen dargestellt
und erläutert worden ist, liegt die Erfindung die Aufgabe
zugrunde, Überlegungen anzustellen, ob, und wenn ja, wie,
das zuvor im einzelnen erläuterte Verfahren noch verbessert
werden kann.
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Das
erfindungsgemäße Verfahren ist nun zunächst
und im wesentlichen dadurch gekennzeichnet, daß die ADC-Rate
des ADC für die Digitalisierung des NF-Signals veränderlich
ist und so geändert wird, daß im Speicher nach
der Aufzeichnung des digitalisierten NF-Signals immer ein Datensignal
mit konstanter Abbildung des Echtzeitsignals entsteht.
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Wie
weiter oben ausgeführt, führen Abweichungen des
tatsächlich wirksamen Zeitdehnungsfaktors von dem zugrundegelegten
Zeitdehnungsfaktor dazu, daß bei vorliegenden HF-Signalen,
also bei vorliegenden Echtzeitsignale, unterschiedliche NF-Signale
entstehen, nämlich gestreckte oder gestauchte NF-Signale,
daß eine Abtastung der gestreckten oder gestauchten NF-Signale
mit einer festen ADC-Rate zu gestreckten oder gestauchten Datensignalen
führen und daß dann, wenn die gestreckten oder
gestauchten Datensignale mit einem Mustersignal korreliert werden,
Korrelationssignale entstehen, die sich in der Amplitude und in
der Form von den Korrelationssignalen unterscheiden, die entstünden,
wenn die Datensignale nicht gestreckt oder gestaucht wären.
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Ohne
die Lehre der Erfindung, also bei einer fest vorgegebenen ADC-Rate
des ADC, wird die ADC-Rate so gewählt werden, daß der
ADC ein ”richtiges” NF-Signal, also ein NF-Signal,
das weder gestreckt noch gestaucht ist, optimal verarbeitet. Geht man
nun davon aus, daß die Streckung und die Stauchung eines
NF-Signals maximal jeweils 10% betragen kann, so führt
das zu folgenden Ergebnissen:
- a) Ist das NF-Signal
maximal gestreckt, also zum Beispiel um 10%, so ist die vorgegebene,
feste ADC-Rate zu groß ist, die Abtastzeit zu gering.
- b) Ist das NF-Signal gestaucht, also z. B. um 10%, so ist die
vorgegebene, feste ADC-Rate zu klein, die Abtastzeit zu groß.
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Erfindungsgemäß wird
nun dann, wenn das NF-Signal eines zu kleinen Zeitdehnungsfaktors
wegen gestaucht ist, die ADC-Rate erhöht, und dann, wenn
das NF-Signal eines zu großen Zeitdehnungsfaktors wegen
gestreckt ist, die ADC-Rate verringert.
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Das
erfindungsgemäße Verfahren hat eine Mehrzahl von
Vorteilen gegenüber dem im Stand der Technik bekannten
Verfahren, von dem die Erfindung ausgeht. Insbesondere gilt, daß einerseits
das für die Korrelation verwendete Mustersignal unabhängig von
dem Zeitdehnungsfaktor immer gleich bleiben kann, daß andererseits
für die vom ADC vorzunehmende Abtastung des NF-Signals
keine Zeitreserve vorgesehen werden muß, da die Abtastzeit
des ADC bzw. die ADC-Rate den tatsächlich vorliegenden NF-Signal
angepaßt wird.
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Im
einzelnen gibt es nun verschiedene Möglichkeiten, das Ändern
der ADC-Rate des ADC für die Digitalisierung des NF-Signals
zu realisieren: Eine erste Möglichkeit besteht darin, den
Zeitdehnungsfaktor während der Produktion eines entsprechenden Gerätes
zu ermitteln und mit dem ermittelten Wert die ADC-Rate für
dieses Gerät zu berechnen und in einen Speicher abzulegen;
die ADC-Rate für das NF-Signal wird hier durch einen Abgleich
gewonnen.
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Eine
zweite Möglichkeit besteht darin, die Zeitdehnung, üblicherweise
als Udt-Signal bezeichnet, mit einer konstanten ADC-Rate zu messen
und aus der Messung und einem Sollwert die ADC-Rate für
das vorliegende NF-Signal zu ermitteln; die ADC-Rate für
das NF-Signal wird hier durch eine Steuerung gewonnen.
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Schließlich
besteht eine dritte Möglichkeit für die Ermittlung
der ADC-Rate darin, die Abbildung der Zeitdehnung in einem Speicher
auf eine konstante Steigung zu regeln, wobei die ADC-Rate dabei
die Speicherabbilder des Udt-Signals und des NF-Signals beeinflußt;
die ADC-Rate für das NF-Signal wird hier durch eine Regelung
gewonnen.
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Im
einzelnen gibt es verschiedene Möglichkeiten, das erfindungsgemäße
Verfahren und eine Schaltung, mit der das erfindungsgemäße
Verfahren realisiert werden kann, auszugestalten und weiterzubilden,
insbesondere bezüglich der konkreten Realisierung einer
solchen Schaltung. Dazu wird ergänzend auf die nachfolgende
Erläuterung in Verbindung mit der Zeichnung verwiesen.
In der Zeichnung zeigen
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2 eine
der Skizze in 1 entsprechende Skizze zur Erläuterung
eines bei dem erfindungsgemäßen Verfahren vorzugsweise
angewendeten Details,
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3 eine
Skizze zur Erläuterung eines den Stand der Technik anhaftenden
Nachteils,
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4 eine
schematische Skizze einer bevorzugten Ausführungsform einer
Schaltung zur Realisierung des erfindungsgemäßen
Verfahrens und
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5 eine
detaillierte Darstellung eines bevorzugten Ausführungsbeispiels
eines zu der Schaltung nach 4 gehörenden
Zeitverzögerungsgliedes.
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Erfindungsgemäß geht
es, wie weiter oben im einzelnen ausgeführt ist, um ein
Verfahren zur Abstandsmessung, insbesondere zur Füllstandsmessung,
nach dem Radarprinzip, bei dem also mittels kurzer elektromagnetischer
Wellen (= Mikrowellen) der Abstand zwischen einem Mikrowellensender 1 bzw.
einem Mikrowellenempfänger 2 und einem die Mikrowellen
reflektierenden, nicht dargestellten Objekt gemessen wird, nämlich
die Summe der Laufzeit der gesendeten Mikrowellen (= Sendeimpulse)
zwischen dem Mikrowellensender 1 und dem Objekt sowie der
Laufzeit der reflektierten Mikrowellen (= Reflektionsimpulse) zwischen
dem Objekt und dem Mikrowellenempfänger 2 gemessen
und aus der Summe der Laufzeiten der zu messende Abstand errechnet
wird.
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Wie
die 5 zeigt, sind der Mikrowellensender 1 und
der Mikrowellenempfänger 2 ortsgleich realisiert;
eine zu dem Mikrowellensender 1 und dem Mi krowellenempfänger 2 gehörende
Sende- und Empfangsantenne 3 arbeitet also sowohl als Sendeantenne
für den Mikrowellensender 1 als auch als Empfangsantenne
für den Mikrowellenempfänger 2. Der Abstand
zwischen dem Mikrowellensender 1 und dem reflektierenden
Objekt einerseits sowie der Abstand zwischen dem reflektierenden
Objekt und dem Mikrowellenempfänger 2 andererseits
ist also gleich.
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Bei
dem in Rede stehenden Verfahren werden zur Messung der Laufzeiten
aufeinanderfolgende zeitverzögerte Abtastimpulse erzeugt,
wird festgestellt, mit welchen Abtastimpulsen die Reflektionsimpulse
koinzidieren, und wird die Summe der Laufzeiten als das Produkt
aus der Zeitverzögerung eines Abstandsimpulses und der
Ordnungszahl der Abtastimpulse, mit denen die Reflektionsimpulse
koinzidieren, bestimmt.
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Zum
grundsätzlichen Verständnis des erfindungsgemäßen
Verfahrens insoweit, als es dem im Stand der Technik bekannten Verfahren
entspricht, von dem die Erfindung ausgeht, wird auf die weiter oben
gemachten, sehr detaillierten Ausführungen verwiesen.
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In
Verbindung mit der Skizze in 1 ist eingangs
ein bekanntes Verfahren zur Abstandsmessung nach dem Radarprinzip
erläutert worden. Ein Vergleich der Skizze in 2 mit
der Skizze in 1 macht deutlich, worin sich
das erfindungsgemäße Verfahren von dem durch die
Skizze in 1 erläuterten Verfahren
unterscheiden kann, jedoch nicht unterscheiden muß. Während
bei dem Verfahren, zu dem die Skizze in 1 gehört,
aus sägezahnförmigen Signalen linear ansteigende
Zeitverzögerungen gewonnen werden, werden bei dem Verfahren,
zu dem die Skizze in 2 gehört, linear ansteigende Zeitverzögerungen
aus zwei unterschiedlich nach Exponentialfunktionen verlaufenden
Signalen gewonnen. Im übrigen gilt bezüglich der
Darstellung in 2 das, was einleitend in Verbindung
mit der Darstellung in 1 erläutert worden
ist.
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Weiter
oben ist erläutert worden, daß bei dem in Rede
stehenden Verfahren und der entsprechenden Schaltung die Meßgenauigkeit
zunächst wesentlich davon abhängt, daß der
tatsächlich wirksame Zeitdehnungsfaktor dem Zeitdehnungsfaktor entspricht,
der zugrundegelegt ist, weil der Zeitdehnungsfak tor multiplikativ
in das Meßergebnis eingeht, folglich – z. B. durch
Bauteiletoleranzen oder durch ein Driften auftretende – Abweichungen
des tatsächlich wirksamen Zeitdehnungsfaktors vom zugrundegelegten
Zeitdehnungsfaktor die Meßgenauigkeit beeinflussen.
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In
der Skizze in 3 sind drei durch Zeitdehnung
von einem HF-Signal gewonnene NF-Signale dargestellt, einmal mit ”Nominal”,
einmal mit ”Minimal” und einmal mit ”Maximal” bezeichnet.
Dargestellt sind also unterschiedliche NF-Signale, ausgehend von
ein und demselben HF-Signal. Diese Unterschiede resultieren daraus,
daß, wie zuvor erläutert, der tatsächlich
wirksame Zeitdehnungsfaktor vom zugrundegelegten, gleichsam dem ”theoretischen” Zeitdehnungsfaktor
abweichen kann. Bei dem NF-Signal, das in der Skizze in der 3 mit ”Minimal” gekennzeichnet
ist, liegt eine Stauchung, bei dem NF-Signal, das mit ”Maximal” bezeichnet
worden ist, liegt eine Streckung vor.
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Würden
nun gestauchte oder gestreckte NF-Signale mit einer festen ADC-Rate
zu gestauchten oder gestreckten Datensignalen umgesetzt und die
gestauchten oder gestreckten Datensignale mit einem Mustersignal
korreliert, so entstünden Korrelationssignale, die sich
in der Amplitude und in der Form von den Korrelationssignalen unterscheiden würden,
die entstünden, wenn die Datensignale nicht gestaucht oder
gestreckt waren.
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Erfindungsgemäß ist
nun die ADC-Rate des ADC für die Digitalisierung des NF-Signals
veränderlich und wird diese ADC-Rate so geändert,
daß in einem Speicher nach der Aufzeichnung des digitalisierten
NF-Signals immer ein Datensignal mit konstanter Abbildung des Echtzeitsignals
entsteht. Erfindungsgemäß wird also dann, wenn
das NF-Signal eines zu kleinen Zeitdehnungsfaktors wegen gestaucht
ist, die ADC-Rate erhöht, und dann, wenn das NF-Signal
eines zu großen Zeitdehnungsfaktors wegen gestreckt ist,
die ADC-Rate verringert.
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Zu
der in 4 dargestellten Schaltung zur Durchführung
des erfindungsgemäßen Verfahrens gehören – neben
dem Mikrowellensender 1 und dem Mikrowellenempfänger 2 – zunächst
ein in einem Mikro-Controller 4 verwirklichter Taktgenerator 5.
An den Mikro-Controller 4 angeschlossen ist ein Pulspositionsmodulator 6.
An den Ausgang des Pulspositionsmodulators 6 sind angeschlossen
der Eingang eines ersten Zeitverzögerungsgliedes 7,
der Eingang eines zweiten, einstellbaren Zeitverzögerungsgliedes 8 und
ein Eingang eines Zeitdehnungserfassungsgliedes 9. Dem
ersten Zeitverzögerungsglied 7 ist ein Sendeimpulsgenerator 10 und
dem zweiten, also dem einstellbaren Zeitverzögerungsglied 8 ist
ein Abtastimpulsgenerator 11 nachgeschaltet. Der Ausgang des
Sendeimpulsgenerators 10 geht auf einen Eingang eines Koppelgliedes 12.
Das Koppelglied 12 ist im übrigen einerseits mit
dem Mikrowellensender 1 und dem Mikrowellenempfänger 2 und
andererseits mit einem Eingang eines Koeinzidenz-Schaltkreises 13 verbunden.
Der Ausgang des Abtastimpulsgenerators 11 ist über
einen Impulswandler 14 mit einem weiteren Eingang des Koinzidenz-Schaltkreises 13 verbunden.
An den Ausgang des Koinzidenz-Schaltkreises 13 sind – in
dieser Reihenfolge – angeschlossen ein Tiefpaß 15,
ein Hochpaß 16, ein Verstärker 17 und
ein Bandpaß 18. Im übrigen ist der Koinzidenz-Schaltkreis 13 über
einen Abschlußwiderstand 19 mit Masse verbunden.
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An
die Verbindung zwischen dem zweiten, einstellbaren Zeitverzögerungsglied 8 und
dem Abtastimpulsgenerator 11 ist ein weiterer Eingang des Zeitdehnungserfassungsgliedes 9 angeschlossen. An
den Ausgang des Zeitdehnungserfassungsgliedes 9 ist ein
Tiefpaß 20, an den Ausgang des Tiefpasses 20 ein
Verstärker 21 angeschlossen.
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Wie
die 4 zeigt, geht der Ausgang des Bandpasses 18 und
der Ausgang des Verstärkers 21 an Eingänge
des Mikro-Controllers 4. In dem Mikro-Controller 4 wird
dann die Lehre der Erfindung umgesetzt, wird also die ADC-Rate eines
in dem Mikro-Controller 4 vorgesehenen ADC für
die Digitalisierung des NF-Signals so geändert, daß in
einem in dem Mikro-Controller 4 vorgesehenen Speicher nach der
Aufzeichnug des digitalisierten NF-Signals immer ein Datensignal
mit konstanter Abbildung des Echtzeitsignals entsteht. Wie das im
einzelnen realisiert werden kann, ist weiter oben ausgeführt.
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Im übrigen
gehören zu der in 4 gezeigten
Schaltung noch eine Spannungsversorgung 22, ein Schalt-/Analog-Ausgang 23,
eine digitale Schnittstelle 24 und eine Anzeige 25.
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Wie
die 5 zeigt, kann das zweite, einstellbare Zeitverzögerungsglied 8 auf
einem ersten Rechteckgenerator 26 und einem zweiten Rechteckgenerator 27,
einem ersten Widerstand 28 und einem ersten Kondensator 29,
einem zweiten Widerstand 30 und einem zweiten Kondensator 31 sowie
einem Komparator 32 bestehen. An den ersten Rechteckgenerator 26 ist
die Reihenschaltung aus dem ersten Widerstand 28 und dem
ersten Kondensator 29 und an den zweiten Rechteckgenerator 27 ist
die Reihenschaltung aus dem zweiten Widerstand 30 und dem zweiten
Kondensator 31 angeschlossen. Die Verbindung zwischen dem
ersten Widerstand 28 und dem ersten Kondensator 29 ist
an den ersten Eingang 33 des Komparators 32 angeschlossen,
und die Verbindung zwischen dem zweiten Widerstand 30 und
dem zweiten Kondensator 31 ist an den zweiten Eingang 34 des
Komparators 32 angeschlossen. Mit Hilfe des ersten Rechteckgenerators 26 und
der daran angeschlossenen Reihenschaltung aus dem ersten Widerstand 28 und
dem ersten Kondensators 29 und mit Hilfe des zweiten Rechteckgenerators 27 und
der daran angeschlossenen Reihenschaltung aus dem zweiten Widerstand 30 und
dem zweiten Kondensator 31 werden zwei nach unterschiedlichen
Exponentialfunktionen verlaufende Signale (= Abtastimpulserzeugungssignale)
gewonnen. Der Ausgang 35 des Komparators 32 stellt über
den Abtastimpulsgenerator 11 die Abtastimpulse zur Verfügung.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
-
- - US 3832900 [0011]
- - US 5563605 [0012]
- - DE 2729331 A [0024, 0025, 0026, 0026]
- - DE 102005058114 A [0026, 0027, 0028, 0029]
- - DE 102005058114 [0031]
-
Zitierte Nicht-Patentliteratur
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- - ”Grundlagen
der Radartechnik zur Füllstandsmessung” von Dr.-Ing.
Detlef Brumbi, 4. überarbeitete und erweiterte Auflage,
Mai 2003 [0007]
- - Brumbi, aaO, Kapitel 3.1, Seiten 11 und 12 [0008]
- - Brumbi, aaO, Kapitel 3.3, Seiten 13 und 14 [0008]
- - Brumbi aaO, Kapitel 3.5, Seite 15 [0009]
- - Brumbi, aaO, Kapitel 8.6, Seiten 57 und 58 [0010]