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Die
Erfindung betrifft einen Inertialsensor, insbesondere Drehratensensor,
mit den im Oberbegriff des Anspruchs 1 genannten Merkmalen einerseits
und ein zugehöriges
Abtastverfahren eines Inertialsensors, insbesondere Drehratensensor,
mit den im Oberbegriff des Anspruchs 8 genannten Merkmalen andererseits.
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Stand der Technik
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Ein
Inertialsensor, insbesondere Drehratensensor, und ein Abtastverfahren
eines Inertialsensors, insbesondere Drehratensensor, der eingangs genannten
Art sind im Allgemeinen bekannt. Bei dem Drehratensensor handelt
es sich um einen kapazitiven mikromechanischen Drehgeschwindigkeitssensor.
Mikromechanische Drehratensensoren dienen zur Erfassung der Drehgeschwindigkeit
beziehungsweise der Drehrate eines Objektes. Im Gegensatz zu Drehgebern
benötigen
sie dabei keinen festen Bezugspunkt. Derartige Sensoren zeichnen
sich durch ihr geringes Gewicht und ihr kleines Bauvolumen aus und
stellen eine kostengünstige,
kompakte und robuste Alternative zu bestehenden Drehratensensoren
beziehungsweise zu Gyroskopen dar. Vorzugsweise werden Sensoren
dieses Typs mittels eines Oberflächen-mikromechanischen
Herstellungsverfahren gefertigt.
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Sensoren,
die der Sensorklasse der Inertialsensoren zuzuordnen sind, finden
häufig
Einsatz im Automobilbereich zur Unterstützung von Sicherheitssystemen,
wie beispielsweise ESP (Electronic Stability Program), ROM (Roll
Over Mitigation), EAS (Electronic Active Steering), ACS (Active
Suspension Control), SbW (Steer by Wire) und weiteren zukunftsweisenden
Fahrzeug-Stabilitätsanwendungen.
Doch nicht nur im Automobilbereich, sondern auch bei Anwendungen,
wie beispielsweise einem Navigationssystem, einer Mensch-Maschine-Schnittstelle,
einer Spielekonsole, einer Sport oder auch Medizinapplikation, werden
Inertialsensoren verstärkt
eingesetzt. Zum erweiterten Anwendungsspektrum zählen zudem Funktionen, bei
welchen beispielsweise eine Bildstabilisierung in Digitalkameras
und Mobiltelefonen, eine Eingabeeinheit für Virtual-Reality-Anwendungen
sowie eine Sensorik zur Plattformstabilisierung für Flugzeuge
und Hubschrauber umgesetzt werden können.
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Die
Erfassung respektive Messung der Drehrate oder auch Drehgeschwindigkeit
erfolgt durch die Nutzung des physikalischen Coriolis-Effektes.
Um den Sensor, welcher ein Feder-Masse-System und einen Kapazitäts-Spannungs-Wandler
aufweist, in seinen Betriebszustand zu versetzen, ist es notwendig,
eine konstante Anregung eines Antriebselements, insbesondere Antriebsrahmens,
als Teil eines mikromechanischen Resonators zu gewährleisten.
Hierzu wird der Antriebsrahmen in eine bestimmte Richtung bei Frequenzen
von circa 10 kHz angeregt. Sobald um die Hochachse des Sensors eine
Drehrate auftritt, wirkt auf Grund der konstanten Anregung des Antriebsrahmens
eine Coriolis-Kraft, welche zu einer Bewegung, insbesondere Auslenkung,
eines Detektionselements, insbesondere Detektionsrahmen, führt. Die
durch die Coriolis-Kraft bewirkte Bewegung des Detektionsrahmens
ist exakt proportional zur anliegenden Drehrate und kann daher als
Messgröße herangezogen
werden. Da die Auslenkung des Detektionsrahmens aus der Ruhelage
eine durch den Kapazitäts-Spannungs-Wandler aufnehmbare
Kapazitätsänderung
bewirkt, können
in diesem Zusammenhang gegebene Signale durch eine elektronische
Auswerteschaltung detektiert werden. Aus den kapazitiv ermittelten
Signalen errechnet dann die Auswerteschaltung die entsprechende Drehwinkelgeschwindigkeit.
Werden mehrere Sensoren in verschiedenen Winkelstellungen verwendet, lassen
sich sowohl Orientierung und als auch Winkelgeschwindigkeit eines
Objektes ermitteln.
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Mit
dem erweiterten Einsatzfeld von Drehratensensoren ergeben sich spezielle
Anforderungen hinsichtlich deren Leistungsfähigkeit, Stabilität und nicht
zuletzt in puncto Stromverbrauch. Der Stromverbrauch ist vor allem
bei tragbaren Endgeräten, insbesondere
Multimedia-Geräten,
von Bedeutung, da hierbei ein direkter Einfluss auf die Betriebsdauer des
Gerätes
besteht.
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Offenbarung der Erfindung
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Der
erfindungsgemäße Inertialsensor,
insbesondere Drehratensensor, mit den im Anspruch 1 genannten Merkmalen
bietet demgegenüber
den Vorteil, dass eine Reduktion des Sensor-Strombedarfs erzielt
wird. Somit ist eine Möglichkeit
gegeben, den steigenden Anforderungen geringeren Strombedarfs von
Einzelsensoren gerecht zu werden. Dabei sinkt nicht nur der Stromverbrauch
bei in einem Fahrzeug oder in einem mobilen Gerät eingesetzen Drehratensensor.
Vielmehr lässt
sich die Betriebsdauer der letztgenannten Gerätekategorie erhöhen. Der
Inertialsensor ist ausgestattet mit einer ein Antriebselement aufweisenden
Antriebseinheit und mit einer ein Detektionselement aufweisenden
Detektionseinheit zur Erfassung zumindest eines durch das Antriebselement
vorgegebenen Parameters, insbesondere Drehrate und/oder Drehgeschwindigkeit,
des Detektionselements in Abhängigkeit
eines abzutastenden Eingangssignals. Wesentlich ist dabei, dass
das Eingangssignals mit einer Abtasffrequenz unterabgetastet wird,
die unterhalb einer zweifachen Maximalfrequenz des Eingangssignals
liegt.
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Hierbei
wird eine Unterabtastung und eine Rekonstruktion des Eingangssignals
des Inertialsensors, insbesondere Drehratensensor, bei einer planmäßigen Unterschreitung
der Vorgaben gemäß des so
genannten Nyquist-Shannon Abtasttheorems durchgeführt. Das
Nyquist-Shannon Abtasttheorem – auch
als WKS-Sampling-Theorem bezeichnet – besagt, dass ein kontinuierliches,
bandbegrenztes Signal, mit einer Minimalfrequenz von 0 Hz und mit
einer Abtastrequenz abgetastet werden muss, welche eine Maximalfrequenz
zweifach übersteigt,
damit aus dem so erhaltenen zeitdiskreten Signal das Ursprungssignal
rekonstruiert werden kann. Mit anderen Worten besagt das Nyquist-Shannon
Abtasttheorem, dass die Abtasffrequenz mindestens doppelt so groß wie die
höchste
im Signal vorkommende Frequenz gewählt werden muss, um das Signal
vollständig
rekonstruieren zu können.
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Anhand
der erfindungswesentlichen Unterabtastung ist es somit möglich, das
Eingangssignal, insbesondere Antriebssignal oder Detektionssignal, des
Inertialsensors unter Vernachlässigung
beziehungsweise Verletzung des Nyquist-Shannon Abtasttheorems abzutasten
und zu rekonstruieren. Unterstützend
wirkt in diesem Zusammenhang die Tatsache, dass der besagte Sensor
einen Antriebskreis und einen Detektionskreis mit Sensorelementen
hoher Güte
aufweist. Die Güte
der Sensorelemente gibt in einem Schwingkreis zu einem bestimmten
Zeitpunkt bei einmaliger Anregung das Verhältnis der Gesamtenergie einer
Schwingung zu einem Energieverlust pro Periode der Schwingung an.
Die hohe Güte
der Sensorelemente in Verbindung mit der Unterabtastung des Eingangssignals
anhand einer Abtastfrequenz unterhalb der zweifachen Maximalfrequenz
des Eingangssignals, ermöglicht
ein energieeffizientes Auswertekonzept. Die Unterabtastung des Eingangssignals
entspricht ansatzweise der Unterabtastung von Bandpasssignalen der
Funksignal-Übertragungstechnik.
Allerdings dient die Unterabtastung im Gegensatz zum Sachverhalt
der vorliegenden Erfindung zur Demodulation beziehungsweise zur
Abtastung der Bandpasssignale, insbesondere unter Einhaltung des
Nyquist-Shannon Abtasttheorems, wobei die Abtastfrequenz größer ist
als die zweifache Bandbreite des Signals.
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Anhand
der Abtastfrequenz unterhalb der zweifachen Maximalfrequenz, also
unterhalb der so genannten Nyquistgrenze, und in Verbindung mit
einer Ein- und Ausschaltregelung (Active Biasing) für einen
Kapazitäts-Spannungs-Wandler
(C/U-Wandler), für
einen Analog-Digital-Wandler (A/D-Wandler) und für einen Digital-Analog-Wandler
(D/A-Wandler) sowie für
weitere Komponenten des so genannten analogen Frontends, kann eine
signifikante Reduktion des Strombedarfs des analogen Frontends des Drehratensensors
beziehungsweise des Gesamtstrombedarfs des Sensors erwirkt werden.
Durch die vorgeschlagene Lösung
ist zudem ein kontinuierlicher Betrieb des Antriebskreises, das
heißt
eine permanente Erregung des Antriebsschwingers, welcher eine wesentliche
Komponente zur Funktion des Drehratensensors darstellt, gewährleistet.
Gleiches gilt in analoger Weise für das Abtastverfahren eines Inertialsensors
mit den Merkmalen des Anspruchs 8.
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Vorteilhafte
Weiterbildungen ergeben sich durch die Merkmale der abhängigen Ansprüche.
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Gemäß einer
weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist es vorgesehen,
dass eine Erfassung einer Spiegelfrequenzkomponente bei der Unterabtastung
erfolgt. Die Spiegelfrequenzkomponente – auch als Aliasing-Komponente bezeichnet – des abzutastenden
Signals innerhalb des Basisbandbereichs entstehen typischerweise
durch die Abtastung des Signals bei Verletzung des vorgenannten Theorems.
Durch eine gezielte Nutzung der Aliasing-Komponente respektive des
so genannten Aliasing-Effekts kann eine Schwingung mit einer deutlich
reduzierten Frequenz erzielt werden. Dabei ist der Effekt der verringerten
Frequenz dem physikalischen Phänomen
einer Schwebung in der Akustik ähnlich.
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In
einer bevorzugten Weiterbildung der Erfindung ist es vorgesehen,
dass aus dem durch die Unterabtastung mittels eines Unterabtast-Filters
(Undersampling-Filter)
resultierenden Signal, insbesondere Spiegelfrequenzkomponente, das
Ursprungssignal beziehungsweise Originalsignal in Frequenz, Betrag
und Phase rekonstruierbar ist. Wesentlich ist hierbei, dass die
Rekonstruktion des Eingangssignals in Frequenz, Betrag und Phase
unter den genannten Randbedingungen, insbesondere Unterabtastung
des Originalsignals mit einer Frequenz kleiner als die zweifache
Maximalfrequenz, vorgenommen werden kann.
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Gemäß einer
weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist es vorgesehen,
dass die durch Unterabtastung hervorgehende Spiegelfrequenzkomponente
im Basisband mittels eines phasengekoppelten Regelkreises in Frequenz
und Phase synchronisierbar ist. Mittels des phasengekoppelten Regelkreises
ist es möglich,
ein Ausgangssignal präzise
an ein periodisches Referenzsignal anzupassen, so dass beide Signale
kohärent
sind oder zumindest eine konstante Phasendifferenz aufweisen und somit
frequenzgleich sind.
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In
einer bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung ist es vorgesehen,
dass die Spiegelfrequenzkomponente anhand einer Tiefpassfilterung
extrahierbar sind. Die Spiegelfrequenzkomponente enthalten Informationen über das
abgetastete Signal und stellen somit für den weiteren Filterprozess
eine wesentliche Informations-Zwischenstufe dar. Tiefpassfilter
lassen Signalanteile mit Frequenzen unterhalb ihrer Grenzfrequenz
annähernd
ungeschwächt passieren,
während
sie Anteile mit hohen Frequenzen abschwächen.
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In
einer weiteren bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung ist es vorgesehen,
dass anhand der Extraktion zumindest ein digitaler Wert generierbar ist,
der einem numerischen Oszillator als Phaseninkrement dient. Anhand
des Phaseninkrements kann der digitale Wert auf eine definierte
Ausgangsfrequenz abgebildet werden. Sofern das System eingeschwungen
ist, liegt nach einem Schleifenfilter ein konstanter Wert vor, der
dann die Frequenz einer Cosinusschwingung repräsentiert. Die Cosinusschwingung
besitzt folglich dieselbe Frequenz wie die unterabgetastete Signalkomponente
und ist auch mit ihr in Phase. Eine Rekonstruktion des unterabgetasteten Eingangssignals
ist in der Folge mittels eines weiteren Oszillators möglich.
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Gemäß eines
vorteilhaften Ausführungsbeispiels
der Erfindung ist es vorgesehen, dass die Signalrekonstruktion in
Frequenz, Betrag und Phase des Ursprungssignals beziehungsweise
Originalsignals aus dem unterabgetasteten Signal durch eine antiproportionale
beziehungsweise durch eine proportionale Kopplung des numerischen
Oszillators mit einem weiteren numerischen Oszillator über ein
gemeinsames Phaseninkrement erfolgt. Durch die antiproportionale
beziehungsweise systembedingt auch durch die proportionale Kopplung
ist eine Anpassung an unterschiedliche Eingangssignalfrequenzen
sowie deren Rekonstruktion nach der erfindungsgemäßen Unterabtastung
ermöglicht.
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Die
Vorteile der abhängigen
Ansprüche
2 bis 7 gelten in analoger Weise auch für die Merkmale der abhängigen Verfahrensansprüche.
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Kurze Beschreibung der Zeichnungen
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Die
Erfindung sowie vorteilhafte Ausgestaltungen gemäß den Merkmalen der weiteren
Ansprüche
werden im Folgenden anhand der in den Zeichnungen dargestellten
Ausführungsbeispiele
näher erläutert, ohne
dass insoweit eine Beschränkung
der Erfindung erfolgt; diese umfasst vielmehr alle Abwandlungen, Änderungen
und Äquivalente,
die im Rahmen der Ansprüche
möglich
sind. Es zeigen:
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1 ein
Modell des Arbeitsprinzips eines Inertialsensors, insbesondere Mikro-Elektro-Mechanisches-System
(MEMS);
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2 einen
schematischen Aufbau des Systems zur Unterabtastung mit einem Unterabtast-Filter (Undersamp-Filter);
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3 ein
Signal-Zeit-Diagramm mit einem aufgezeigten Aliasing-Effekt durch
Unterabtastung;
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4 ein
Diagramm mit einem unterabgetasteten und eine Frequenz von 16 kHz
aufweisenden Signal bei einer Abtasffrequenz von 24 kHz sowie einer
daraus resultierenden Frequenz von 8 kHz;
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5 ein
Diagramm mit einem unterabgetasteten und eine Frequenz von 16 kHz
aufweisenden Signal bei einer Abtasffrequenz von 3 kHz sowie einer
daraus resultierenden Frequenz von 1 kHz;
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6 ein
Frequenzspektrum vor und nach der Signalabtastung mit einer vorgegebenen
Abtasffrequenz;
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7 ein
Blockschaltbild eines Systems zur Rekonstruktion des unterabgetasteten
Eingangssignals;
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8 das
Verhalten einzelner Oszillatorenausgänge bei einer Änderung
der Eingangssignalfrequenz; und
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9 Kennlinien
einer Kopplungsregelung eines ersten und eines zweiten Oszillators.
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Ausführungsform(en)
der Erfindung
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In 1 ist
ein schematisch dargestelltes Modell des Arbeitsprinzips eines Inertialsensors 10, insbesondere
Drehratensensors, gezeigt. Danach weist der Inertialsensor 10 eine
Antriebseinheit mit einem Antriebspfad 11 und eine Detektionseinheit
mit einem Detektionspfad 12 auf. Der Antriebspfad 11 ist Teil
eines Antriebskreises, während
der Detektionspfad 12 Teil eines Detektionskreises ist.
Der Sensor 10 ist ferner mit einem Feder-Masse-System 13 und mit
einer einen Kapazitäts-Spannungs-Wandler 14 aufweisenden
Auswerteschaltung versehen. Eine Stimulation des Antriebskreises
erfolgt elektrostatisch über
Kammelektrodenpaare mit einer Antriebs- oder auch Anregungsfrequenz
fAntr.
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Die
Antriebseinheit des Sensors 10 umfasst weiterhin ein Antriebselement,
insbesondere Antriebsrahmen, wobei die Detektionseinheit des Sensors 10 mit
einem Detektionselement, insbesondere Detektionsrahmen versehen
ist. Um eine sichere Oszillation des Antriebsrahmens bei einer vorgegebenen
Resonanzfrequenz fRes zu gewährleisten,
besteht die Notwendigkeit, Informationen über die aktuelle Position beziehungsweise
die aktuelle Geschwindigkeit des Antriebsrahmens – auch als
Antriebsschwinger bezeichnet – zu
ermitteln. Eine damit zusammenhängende
Signalauswertung erfolgt über
Detektionselektroden, welche an dem Antriebsrahmen befestigt sind.
Ein analoges Eingangssignal, insbesondere Antriebsdetektionssignal,
wird hierbei mittels des Kapazitäts-Spannungs-Wandlers 14 in
ein Spannungssignal transformiert.
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Gemäß 2 ist
der schematische Aufbau eines Systems 15 zur Unterabtastung
mittels eines Unterabtast-Filters 16 (Undersamp-Filter)
in Form eines Blockschaltbildes gezeigt. Hierbei handelt es sich
um eine digitale Ausführungsvariante
zur Unterabtastung des Antriebskreises. Das Blockschaltbild weist
eine Untergliederung in einen analogen Schaltungsbereich 17 und
in einen digitalen Schaltungsbereich 18 auf. Der analoge
Schaltungsbereich 17 umfasst den Antriebsschwinger respektive
Antriebsrahmen 19 eines Mikro-Elektro-Mechanischen-Systems 20 (MEMS),
das Teil eines Sensorelements 21 ist. Das Mikro-Elektro-Mechanische-System 20 weist zwei
Anschlüsse
auf 22; 23, wovon der eine Anschluss 22 zur
elektrostatischen Stimulation beziehungsweise Resonanzanregung des Antriebselements,
sprich des Antriebsrahmens, über
Kammelektroden vorgesehen ist. Der zweite Anschluss 23 dient dazu,
die aktuelle Position beziehungsweise die aktuelle Geschwindigkeit
des Antriebsrahmens über
die Detektionselektroden des Sensors zu erfassen. Weiterhin weist
der analoge Schaltungsbereich 17 den Kapazitäts-Spannungs-Wandler 14 gemäß 1 auf,
mittels dem aktuelle Kapazitätswerte
gemessen werden. Der Kapazitäts-Spannungs-Wandler 14 kann
optional auch mit einer Schaltungstechnik aufgebaut werden, die
geschaltete Kondensatoren (Switched-Capacitor) umfasst.
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Auf
der Seite des digitalen Schaltungsbereichs 18 sind zum
einen ein Digital-Analog-Wandler 24 und
ein Analog-Digital-Wandler 25 vorgesehen, welche einen
Signalaustausch zwischen dem analogen Schaltungsbereich 17 und
dem digitalen Schaltungsbereich 18 ermöglichen. Mittels eines an den Analog-Digital-Wandler 25 angeschlossenen
Selektionsschaltnetzes 26 (Multiplexer) ist die Möglichkeit gegeben,
zwischen einem normalen Antriebsmodus und einem unterabgetasteten
Modus zu wechseln, wobei bei dem letztgenannten Modus der Unterabtast-Filter 16 (Undersamp-Filter)
zum Einsatz kommt. Ferner wird eine automatische Verstärkungsregelung 27 (Automatic
Gain Control) verwendet, um eine aktuelle Stellgröße für eine Antriebsschwingeroszillation
berechnen zu können,
und um im Anschluss daran eine der Stellgröße entsprechende Spannung auf das
Sensorelement 21 aufzuschalten.
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In 3 ist
ein Signal-Zeit-Diagramm 28 mit einem aufgezeigten Aliasing-Effekt
durch Unterabtastung dargestellt. Hierbei steht am oberen Diagrammrand
ein Wertebereich von 1 bis 21 für
entsprechende Abtastzeitpunkte. Am unteren Diagrammrand beschreibt
ein Wertebereich von 0 bis 19 die Zeit in Vielfachen der Periodendauer
eines Ausgangssignals. Der Ordinate des Diagramms ist schließlich ein
Signalpegel zugeordnet. Eine dargestellte hochfrequente Schwingung 29 wird
hierbei mit einer das Abtasttheorem verletzenden Abtastfrequenz
abgetastet. Als Resultat ist eine weitere Schwingung 30 mit
einer deutlich geringeren Frequenz, interpoliert durch einzelne
Abtastpunkte 31, entstanden. Dieser Effekt ist ähnlich dem
physikalischen Phänomen
einer Schwebung in der Akustik.
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In
den beiden 4 und 5 sind jeweils ein
zeitkontinuierlich S und ein zeitdiskret S' abgetastetes Signal, insbesondere Antriebsdetektionssignal, über die
Zeit t in Sekunden dargestellt gezeigt. Auch hierbei ist der Aliasing-Effekt
durch Unterabtastung in einem Zeitbereich gegeben. Das abzutastende
Signal ist jeweils eine Sinusschwingung 29 mit einer Frequenz
fAntr von 16 kHz. Beispielhaft ist gemäß 4 ist
eine Abtasffrequenz fA von 24 kHz und gemäß 5 eine
Abtasffrequenz fA von 3 kHz aufgezeigt. An
den sich jeweils ergebenden Abtastpunkten 31 ist deutlich
zu erkennen, dass die Bedingungen des Abtasttheorems nicht eingehalten
sind. Nach der Gleichung Abtastpunkte pro Periode
= fA/fAntr lassen
sich bei den in den 4 und 5 gewählten Abtastfrequenzen
von 24 kHz und 3 kHz pro Periode 1,5 Abtastpunkte beziehungsweise
0,1875 Abtastpunkte ermitteln. Gemäß 5 ist demnach
bei der Abtastrequenz von 3 kHz alle 5,33 Perioden ein Abtastwert
ermittelbar. Sowohl in 4 als auch in 5 sind
aus den Signalvorgaben resultierende und interpolierte Kennlinien
respektive Schwingungen 30 dargestellt, welche die einzelnen
Abtastpunkte 31 als Stützstellen
nutzen. Es ergeben sich bei einer Abtastrequenz fA von
24 kHz eine resultierende Schwingung fSub von
8 kHz und bei einer Abtasffrequenz fA von
3 kHz eine resultierende Schwingung fSub von
1 kHz. Die resultierenden Frequenzen ergeben sich aus der Gleichung |k·fA – fAntr| ≤ fA/2wobei k eine ganze Zahl ist, das
heißt
positive sowie negative ganzzahlige Werte annehmen kann.
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Gemäß 6 werden
die Ereignisse im Frequenzbereich illustriert. Im oberen Teil der 6 ist ein
Frequenzspektrum vor der Unterabtastung des Antriebssignals mit
der Abtasffrequenz fA dargestellt. Eine
Signalkomponente bei f0 repräsentiert
die cosinusförmige
Schwingung des Antriebssignals. Die Abtastrequenz ist hierbei kleiner
2f0 und größer f0 gewählt, was
jedoch nicht zwingend erforderlich ist; die Abtasffrequenz kann
auch beliebig kleiner f0 gewählt werden.
Der untere Teil der 6 zeigt ein Frequenzspektrum
nach erfolgter Unterabtastung mit der Abtastfrequenz fA.
Das resultierende Frequenzspektrum ergibt sich durch periodische
Verschiebungen des ursprünglichen
Spektrums um die Abtastfrequenz. Hierbei ist nur der Bereich um
das Basisband dargestellt. Daraus ergeben sich Frequenzkomponenten fSub1 und fSub2, welche
Informationen über
das abgetastete Signal so (t) enthalten. Nachfolgend wird die Frequenzkomponente
fSub1 durch eine Tiefpassfilterung (TP)
extrahiert und für
einen weiteren Filterprozess genutzt. Insofern können auf Grund der Informationen über das
Ausgangssignal, welche in den durch Unterabtastung hervorgerufenen
Schwingungen enthalten sind, im Folgenden gezielt genutzt und weiterverarbeitet
werden. Trotz der Missachtung des Abtasttheorems besteht somit die
Möglichkeit,
das abgetastete Ausgangssignal zu rekonstruieren.
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In
der 7 ist ein Blockschaltbild eines Systems, insbesondere
digitales System, zur Rekonstruktion eines unterabgetasteten Signals,
insbesondere Antriebssignals, gezeigt. Das System weist einen Phasendetektor 32,
einen Schleifenfilter 33 und zwei gekoppelte numerische
Oszillatoren 34; 35 auf. Der eine Oszillator 34 liefert
bei einem vorgegebenen numerischen Wert eine dazugehörige proportionale Ausgangsfrequenz.
Der Phasendetektor 32, der Schleifenfilter 33 und
der eine numerische Oszillator 34 bilden ein geschlossenes,
rückgekoppeltes
System, welches wie ein phasengekoppelter Regelkreis (Phase Locked
Loop) arbeitet. Das gleiche System ist auch mit einer analogen Schaltungstechnik
realisierbar; hierzu können
vorzugsweise an Stelle der numerischen Oszillatoren 34; 35 analoge
und spannungsabhängige
Oszillatoren (Voltage Controlled Oscillator) verwendet werden. Die
für die
Signalbearbeitung notwendigen Filter sind dann ebenfalls in Analogtechnik
auszuführen.
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Bei
dem verwendeten phasengekoppelten Regelkreis wird innerhalb des
Phasendetektors 32 eine Phasendifferenz zwischen dem unterabgetasteten
Signal sSub (n) und einem Signal sNCO1 (n) des ersten numerischen Oszillators 34 ermittelt.
Da das Ausgangssignal des Phasendetektors 32 ein hochfrequentes
Signal liefert, erfolgt eine Tiefpassfilterung desselben innerhalb
des Schleifenfilters 33, welcher beispielsweise durch einen
digitalen PI-Regler realisiert ist. Nach erfolgter Tiefpassfilterung
liegt dann ein digitaler Wert vor, der dem ersten numerischen Oszillator 34 als
Phaseninkrement dient und so auf eine definierte Ausgangsfrequenz
abgebildet werden kann. Sofern das System eingeschwungen ist, liegt nach
dem Schleifenfilter 33 ein konstanter Wert vor. Dieser
Wert repräsentiert
dann die Frequenz einer Cosinusschwingung, welche in Phase ist und
die gleiche Frequenz wie die unterabgetastete Signalkomponente sSub (n) besitzt. Der zweite numerische Oszillator 35 dient
nun dazu, das unterabgetastete Eingangssignal zu rekonstruieren.
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Gemäß 7 erhalten
die beiden Oszillatoren 34; 35 durch ihre Kopplung
das gleiche Phaseninkrement. Von wesentlicher Bedeutung ist hierbei
die Beziehung von Mittenfrequenzen der beiden Osziliatoren 34; 35 untereinander.
Die Mittenfrequenzen sind so festgelegt, dass folgende Beziehung
vorherrscht: fSub = 2–m fAntr
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Diese
Festlegung garantiert, dass die Periodendauer einer unterabgetasteten
Signalkomponente immer einer Zweierpotenz des rekonstruierten Signals
entspricht, wodurch das Frequenzverhältnis des ersten Oszillators 34 zu
dem zweiten Oszillator 35 angegeben wird. Realisierbar
sind allerdings auch andere rationale Frequenzverhältnisse.
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In
der 8 ist das Verhalten der einzelnen Oszillatorausgänge respektive
die Änderung
der Frequenzen der einzelnen Oszillatoren 34; 35 bei
einer Änderung
der Eingangssignalfrequenz, insbesondere Antriebsresonanzfrequenz
des Sensorelements, anhand von zusammenhängenden Diagrammen 36.1; 36.2; 36.3 gezeigt.
Auf der jeweiligen Diagrammabszisse sind jeweils eine minimale Eingangssignalfrequenz ωmin und eine maximale Eingangssignalfrequenz ωmax angegeben. Ein Regelmechanismus wird
durch eine antiproportionale Kopplung der beiden Oszillatoren 34; 35 gemäß 7 untereinander erreicht,
wobei unter bestimmten Systembedingungen an Stelle der antiproportionalen
Kopplung eine proportionale Kopplung erforderlich sein kann. Erhöht oder
verringert sich die Antriebsfrequenz fAntr gemäß Diagramm 36.1,
so reagieren der erste Oszillator 34 gemäß Diagramm 36.2 durch
den phasengekoppelten Regelkreis und durch die Kopplung auch der
zweite Oszillator 35 gemäß Diagramm 36.3 in
einer zueinander umgekehrt proportionalen Weise. Es erfolgt eine
proportionale Frequenzverschiebung des rekonstruierten Ausgangssignals
hinsichtlich der Änderung
des abzutastenden Eingangssignals. Hierbei kann anhand des Regelmechanismus
eine Frequenzänderung
des abzutastenden Eingangsdetektionssignals angepasst werden.
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Die
Kopplung der beiden numerischen Oszillatoren 34; 35 erfolgt
nach den folgenden Gleichungen: Frequenz NOC1(n)
= Verstärkung
NOC1·Phaseninkrement(n)
+ Mittenfrequenz NOC1
Frequenz NOC2(n) = Verstärkung NOC2·Phaseninkrement(n)
+ Mittenfrequenz NOC2
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Für die proportionale
Kopplung gilt: Verstärkung NOC1 = Verstärkung NOC2
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Für die antiproportionale
Kopplung gilt: Verstärkung NOC1 = – Verstärkung NOC2
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Für die allgemeine
Kopplung gilt:: Verstärkung NOC1 = alpha·Verstärkung NOC2
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Hierbei
steht NCO1 für
die Frequenz beziehungsweise die Verstärkung des ersten Oszillators 34,
NCO2 für
die Frequenz beziehungsweise die Verstärkung des zweiten Oszillators 35 und
alpha für eine
reelle Zahl.
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Gemäß 9 sind
Kennlinien der beiden gekoppelten numerischen Oszillatoren 34; 35 dargestellt.
Die Kennlinien über
Pi (Phase Increment = Phasen Inkrement) stehen für eine Kopplungsregelung der
beiden Oszillatoren 34; 35. Wesentlich ist hierbei,
dass die Mittenfrequenzen ωM1 und ωM2 der einzelnen Oszillatoren 34; 35 unterschiedlich
gewählt werden
können,
die Steigung der Kennlinien jedoch eine exakt antiproportionale
Verknüpfung
aufweisen. Als numerische Oszillatoren können beispielsweise so genannte
DDS-Sinusgeneratoren zum Einsatz kommen, wobei DDS (Direct Digital Synthesis)
für ein Verfahren
zur Erzeugung analoger Signale annähernd beliebiger Signalform
und Frequenz steht. Um eine starre Kopplung der Oszillatoren 34; 35 untereinander
sicherzustellen, kann alternativ ein Akkumulator in Kombination
mit abgelegten Werten der Sinusschwingung in einer Sinustabelle
eingesetzt werden. Zur Systemrealisierung sind nicht nur digitale Oszillatoren,
wie hier vorzugsweise vorgeschlagen, sondern auch eine analoge Schaltungstechnik
einsetzbar.
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Zusammenfassend
ist eine technische Lösung
gegeben, mit der es möglich
ist, das Antriebsdetektionssignal des Drehratensensors unter Verletzung
des Nyquist-Shannon-Abtasttheorems abzutasten und zu rekonstruieren.
Zur Abtastung können
beliebige Frequenzen unterhalb der Nyquistgrenze verwendet werden,
sofern diese in der Praxis auch umsetzbar sind. In diesem Zusammenhang
ist zum einen ein Inertialsensor, insbesondere Drehratensensor,
und zum anderen ein Abtastverfahren eines Inertialsensors vorgesehen.
Hierbei ist eine ein Antriebselement aufweisende Antriebseinheit
und eine ein Detektionselement aufweisende Detektionseinheit zur
Erfassung zumindest eines durch das Antriebselement vorgegebenen
Parameters, insbesondere Drehrate und/oder Drehgeschwindigkeit,
des Detektionselements in Abhängigkeit
eines abzutastenden Antriebssignals oder Detektionssignals gegeben,
wobei eine Unterabtastung des entsprechenden Signals mit einer Abtastfrequenz
erfolgt, die unterhalb der doppelten Maximalfrequenz des Signals
liegt.
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Diese
Lehre zum technischen Handeln kann in Verbindung mit einer Ein-
und Ausschaltregelung (Active Biasing – Power Down) für einen
Kapazitäts-Spannungs-Wandler
und für
einen Analog-Digital-Wandler, gegebenenfalls mit weiteren Bausteinen des
so genannten analogen Frontends innerhalb des Antriebskreises, dazu
dienen, eine signifikante Reduktion des Gesamtstrombedarfs eines
Auswerte-ASIC (anwenderspezifischer Elektronikchip) im Antriebs-
und Detektionskreis zu erwirken. Der gleiche Effekt kann bei mehrachsigen
Sensor-Systemen durch eine im Multiplexmodus betriebene Wandlerstufe
für mehrere
Sensorachsen erzielt werden. Wesentliche Systemkomponenten sind
hierbei ein Unterabtast-Filter (Undersamp-Filter), welcher elementare
Filterbausteine zur Rekonstruktion eines Eingangssignals unterhalb
der Nyquistgrenze enthält sowie
zwei gekoppelte Oszillatoren, mit deren Hilfe es möglich ist,
das unterabgetastete Eingangssignal vollständig zu rekonstruieren. Anhand
einer Regelung ist eine Anpassung an unterschiedliche und veränderliche
Eingangsfrequenzen des Antriebsdetektionssignal ermöglicht.
Eine Implementierung kann zum einen in digitaler Schaltungstechnik
und zum anderen auch in hybrider Schaltungstechnik erfolgen.
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Weiterhin
kann anhand einer vergleichbaren Funktion die Frequenzänderung
des Eingangsdetektionssignals robust ausgeregelt werden. Insofern
ist eine Anwendung der vorgestellten Lösung sowohl auf den Antriebskreis
als auch in modifizierter Form auf den Detektionskreis eines Drehratensensors möglich. Hierbei
ist eine Unterabtastung des Drehratendetektionssignals vorgesehen,
welches als Tiefpasssignal das eigentliche Coriolis-Signal als Basisbandsignal
verfügbar
macht.
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Anhand
der vorgeschlagenen Erfindung ist es somit möglich, ein Eingangssignal,
zum Beispiel ein Antriebssignal des Drehratensensors, unterabzutasten
und mit Hilfe des Unterabtast-Filters (Undersampling-Filter) aus
dem unterabgetasteten Signal das ursprüngliche Eingangssignal in puncto
Frequenz, Betrag und Phase zu rekonstruieren. In Verbindung mit
der Ein- und Ausschaltregelung (Active Biasing) kann schließlich ein
stromreduzierter Betrieb des analogen Frontends des Drehratensensors realisiert
werden.