DE102007030236A1

DE102007030236A1 - Schaltung und Verfahren zur Präzisierung und Regelung des Resonanzzustandes in einem Brückenwechselrichter zur Erzeugung elektromagnetischer Hochfrequenzenergien

Info

Publication number: DE102007030236A1
Application number: DE102007030236A
Authority: DE
Inventors: Georg Dr. Ing. Hinow; Christo Dr. Ing. Hinow
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2007-06-26
Filing date: 2007-06-26
Publication date: 2009-01-02

Abstract

Aufgabenstellung der Erfindung ist die Schaffung eines WR, der immer im Resonanzzustand arbeitet, d. h. die von ihm erzeugte Ausgangsfrequenz ist gleich der eigenen Frequenz oder als Formel ausgedrückt: $I1 Dieser Resonanzzustand soll auch im Lastbetrieb, auch wenn sich die eigene Frequenz ändert, stabil bleiben. Damit sollen die oben genannten Unzulänglichkeiten der konventionellen Wechselrichter-Schaltung beseitigt werden. Das Ziel der Erfindung wird durch Begrenzung der Zeitdauer der GATE-Impulse und gleichzeitiger Beseitigung der Differenz zwischen der generierten und der eigenen Frequenz des Wechselrichters (WR) erreicht. Es wird ein Kontrolldetektor (2, 3) füßr die Frequenzdissonanz erstellt, der ständig die eigene Frequenz des WR-Systems analysiert. Die vorhandene Frequenzdissonanz wird durch die Spannung eines Leistungstransistors (11) erfasst und in Informationen umgewandelt. Es folgen zwei &-Blöcke (4), deren Ausgangssignale auf die beiden Eingänge des Differentialverstärkers (6) zugeleitet werden. Die daraus gewonnenen Informationen werden zur Steuerung der vom WR generierten Frequenz eingesetzt.

Description

Die Betriebszustände in den transistorbestückten Hochfrequenz-Resonanz-Wechselrichtern, im Folgenden als WR bezeichnet, sind Forschungsobjekte mehrerer wissenschaftlicher Veröffentlichungen. Einige Arbeiten, wie Bhat A., A Generalized Steady-State Analysis of Resonant Converters Using Two-Port Model and Fourier-Series Approach, IEEE Transactions an Power Electronics, Vol. 13, No. 1, January 1998, pp. 142–151 und Andreycak B., Zero Voltage Switching Resonant Power Conversion, Unitrode Application Note, pp. 329–355, konzentrieren sich auf die Analyse der elektromagnetischen Prozesse bzw. auf die Kommutationsvorgänge in den Transistoren. Andere wiederum, wie Akagi H., Sawae T., Nabae A., 130 kHz 7,5 kW Current Source Inverters Using Static Induction Transistors for Induction Heating Applications, IEEE Trans-actions an Power Electronics, Vol. 3, No. 3, July 1988, pp. 303–309, behandeln die praktische Anwendung des WR als Spannungsstabilisator und -Wandler, als Energiequelle bei der Induktionserwärmung, in der Ultraschall- und der Beleuchtungstechnik. Bekannt sind auch Systeme zur Phasenabstimmung der Frequenz (PLL), bei denen der Laststrom und die Lastspannung des WR als Informationsträger dienen.
In 1 ist ein Brückenwechselrichter – eine der meistverbreiteten WR-Schaltungen in der Leistungselektronik, dargestellt. Die elektronischen Schalter sind als Kombination aus einem unipolaren Transistor und einer Diode dargestellt. Der WR funktioniert nur dann, wenn die Transistoren von den Dioden Strom „übernehmen" oder Strom an die Dioden „abgeben". Eine direkte „Stromübertragung" von Transistor zu Transistor ist nicht möglich. Die Schaltzeiten als aufeinander folgende Intervalle sind genau abgestimmt: auf das Intervall, in dem der Strom durch den Transistoren fließt, folgt das Intervall, in dem der Strom durch die Dioden fließt. Die Diodenzwischenintervalle sind notwendige „Schutzzonen" gegen Kurzschluss.
In der EP 1771937 A1 wird eine automatische Frequenzregelung für ein Reihenresonanz-Schaltnetzteil beschrieben. Ein Reihenresonanz-Schaltnetzteil umfasst hier eine halbe Brückenschaltung oder eine volle Brückenschaltung. Eine Resonanzschaltung wird mit der Brückenschaltung verbunden und umfasst ein induktives Element und ein kapazitives Element in Reihe geschaltet, wodurch die Resonanzschaltung eine Resonanzfrequenz besitzt. Das hier verwendete PLL-System benutzt das bekannte konventionelle Verfahren der Approximationsmethodik und des Wurzelvergleichs des Analogwertes Spannung. Dieser wird anschließend digitalisiert durch speziell entwickelte Blöcke, die zu einem höheren Schaltungsaufwand führen.
Das Problem der konventionellen WR-Schaltung besteht darin, dass der o. g. Kurzschlussschutz durch eine Frequenz-Dissonanz „erkauft" wird, d. h. der WR generiert eine Ausgangsfrequenz, die höher oder tiefer liegt als die eigene Resonanzfrequenz des Schwingungskreises oder als Formel ausgedrückt: f_~ ≠ f₀. Die Auswirkungen der Dissonanz führen zu einer Reihe negativer Begleiterscheinungen in allen WR-Systemen, die ganz besonders bei höherer Ausgangsleistung spürbar sind. Die vorhandene Blindstromkomponente führt zur zusätzlichen Belastung aller Schaltungselemente (Transistoren, Dioden, Kondensatoren, Induktivitäten). Damit steigen die Kommutationsverluste und folglich auch Abmessungen und Preis des gesamten Systems. Weiterhin bewirkt die Dissonanz einen entgegengesetzten Energieaustausch mit der DC-Quelle E, d. h. Kondensatoren und Induktivitäten speichern einen zusätzlichen Energieüberschuss, der über die Dioden zur Quelle E zurückfließt, wie in Christo Hinow, Georg Hinow; Analysis of a Series Resonant Inverter; EPE 2005, 11th European Conference an Power Electronics and Applications; 11–14 September 2005, Dresden, Germany; paper No789 beschrieben ist.
Aufgabenstellung der Erfindung ist die Schaffung eines WR, der immer im Resonanzzustand arbeitet, d. h. die von ihm erzeugte Ausgangsfrequenz ist gleich der eigenen Frequenz oder als Formel ausgedrückt: f_~ ≠ f₀. Dieser Resonanzzustand soll auch im Lastbetrieb, auch wenn sich die eigene Frequenz ändert, stabil bleiben. Damit sollen die oben genannten Unzulänglichkeiten der konventionellen WR-Schaltung beseitigt werden.
Die mit der Erfindung erzielten Vorteile bestehen insbesondere darin, dass die Ausgangsleistung des WR durch die Zeitdauer der GATE-Impulse vorgegeben und flexibel geregelt werden kann. Für die Praxis bedeutet das ein deutlicher Zuwachs an Zuverlässigkeit ohne jeglicher Preiserhöhung des WR, im Vergleich zur derzeit bekannten konventionellen Regelung durch Änderung der Quellenspannung E.
Die decodierenden Operationen mit dem einzigen diskreten Informationsträger UdS führen zu sehr präzisen Ergebnissen. Die damit erzielte Genauigkeit überragt deutlich die Ergebnisse des bekannten konventionellen Verfahrens der Approximationsmethodik und des Wurzelvergleichs der beiden Analogwerte Strom und Spannung. Die Erfindung wurde im Labor mit Standard-Bauelementen erprobt, dessen Zuverlässigkeit deutlich höher und dessen Preis deutlich niedriger, im Vergleich zu den existierenden Frequenzregelungssystemen (PLL), liegen. Die zitierten PLL-Systeme benötigen außerdem speziell entwickelte Blöcke.
Durch eine Feinabstimmung im Differentialverstärker (DV) ist der WR in der Lage, in jeder gewünschten Dissonanz stabil zu arbeiten.
Vorteilhafte Ausgestaltungen des Verfahrens sind in den Ansprüchen 3 bis 9 angegeben. Bei der Weiterbildung nach Anspruch 3 bleibt der Wechselrichter stets im Resonanzzustand, auch bei einer möglichen Änderung der eigenen Frequenz. Nach Anspruch 4 ist die Steuerung der generierten Frequenz von der Frequenzreaktion des gesamten Wechselrichter-Systems abhängig. Bei der Weiterbildung nach Anspruch 5 ist die Spannung der Leistungselemente gleichzeitig Träger der Frequenzinformation. Bei der Weiterbildung nach Anspruch 6 wird die notwendige Frequenzinformation durch die Zeitdauer der dekumulierenden Dioden-Intervalle bestimmt. Nach Anspruch 7 wird der Unterschied zwischen der generierten und der eigenen Frequenz durch den Unterschied zwischen dem vorhergehenden (fore) und dem darauffolgenden (after) dekumulierenden Dioden-Intervall bestimmt. Nach Anspruch 8 erfolgt die Selektion der dekumulierenden Intervalle durch die GATE-Spannungen, die die aktiven Leistungselemente ansteuern und nach Anspruch 9 wird die generierte Ausgangsleistung durch die Zeitdauer der GATE-Impulse vorgegeben und flexibel geregelt.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und wird im folgenden einschließlich der Verfahrensschritte näher beschrieben. Es zeigen:
1 die Basisschaltung eines konventionellen WR,
2 das Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen WR und
3 das Oszillogramm der Erfindung Uds, Zeitintervalle der GATE-Impulse und den Laststromverlauf I.
In der erfindungsgenäßen Brückenschaltung wird ein Transistor 11 ausgewählt, dessen „Source"-Anschluss 1 als geerdet betrachtet wird. Die vom „Drain"-Anschluss abgeleitete Spannung Uds wird herabgesetzt und jeweils an den ersten Eingang der beiden &-Blöcke 4 geleitet.
Die GATE-Impulse, die die Transistoren 11 in den beiden Brückenflügeln ansteuern, kommen an die Eingänge des „Nor"-Blocks 3, dessen Ausgangssignal zu dem zweiten Eingang der beiden &-Blöcke 4 geleitet wird.
Nach einer Zeitverzögerung im „Del"-Block 3 werden alle GATE-Impulse dem dritten Eingang der beiden &-Blöcke 4 zugeleitet.
Die Ausgänge der beiden &-Blöcke 4 sind mit dem Eingang der Differenzierungskette 5 verbunden. Dessen Ausgangssignal wird auf die beiden Eingänge des Differenzialverstärkers 6, im folgenden DV genannt, zugeleitet. Die DV-Blöcke 6 sind Standardelemente und finden breite Anwendung bei den konventionellen WR-Schaltungen.
Der Ausgang des DV 6 ist mit dem Steuerblock 7 (freq.-cntrl.) des Impulsgenerators 8 verbunden, dessen Impulse für die vom WR generierte Frequenz bestimmend sind.
Der Impulsgenerator (pulse generator) 8 ist mit dem Zeitgeber (pulse former) 9 der GATE-Impulse verbunden. Danach folgt der Impulsverteiler (distributor) 10, dessen Ausgänge mit den GATE-Eingängen der Transistoren 11 der beiden Brückenflügel verbunden sind.
Für die Transistoren 11 ergibt sich damit das geschlossene Online-System des WR.
Im Labor-Oszillogramm (3) zeigt Kurve 1 den Spannungsverlauf Uds des WR unter bestimmten Arbeitsbedingungen. Diese Spannung hat einen diskreten Impulscharakter und wird durch die genau markierten Zeitintervalle bestimmt.
Der Transistor 11 ist während des Null-Intervalls (Uds = 0) aktiv. Die Impulse, die nicht gleich Null sind, sind der Quellenspannung Uds = E gleich und kennzeichnen die Intervalle, in denen der Transistor 11 passiv und der Strom I = 0 ist.
Die Kurve 3 des Labor-Oszillogramms 3 zeigt die GATE-Impulse, die nichtnummerierte Kurve veranschaulicht den Laststromverlauf I, der hier mit umgekehrtem Vorzeichen zwecks besserer graphischer Darstellung abgebildet ist. Während der Halbperiode T/2 entwickelt der Transistor 11 eine kumulierende Aktivität, d. h. in der Einschaltzeit fließt durch ihn der Strom, der die Energie in den WR hineinbringt. Der GATE-Impuls steuert das Kumulationsintervall t, in dem seine Frontflanke die „Stromübernahme" von der Diode einleitet und seine Rückflanke die „Stromübergabe" an die Diode bestimmt. Die Diodenströme fließen durch die Quelle E in entgegengesetzter Richtung und damit wird Energie aus dem WR entnommen, d. h. der WR wird „dekumuliert".
Jede Halbperiode besteht aus einem Kumulationsintervall t und zwei dekumulierenden Intervallen – Frontflankenintervall d_f und Rückflankenintervall da. Die Spannung Uds füllt diese beiden Intervalle durch Impulse aus, da der betrachtete Transistor außerhalb des GATE-Impulses passiv ist. Die Begrenzung von d_f und d_a durch Null-Intervalle erleichtert ihre Selektion und ermöglicht damit eine genaue Intervallmessung nach dem Prinzip der Impuls-Mittelwertbildung.
Die dekumulierenden Intervalle sind zwischen den GATE-Impulsen, die die beiden Brückenflügel ansteuern, platziert. 3 zeigt, dass das Frontflankenintervall d_f = 4.0 μS größer als das Rückflankenintervall d_a = 1.6 μS ist, d. h. der Kumulationsstrom fließt mit zeitlicher Verzögerung hinsichtlich des Zentrums der Halbperiode. Das WR-System reagiert wie eine Induktivität. Und das ist ein Kriterium dafür, dass die generierte Frequenz f~ höher als die eigene Frequenz fo liegt. Der zeitliche Unterschied zwischen den dekumulierenden Intervallen Δd = d_f – d_a = 2.8 μS ergibt die Möglichkeit zu einer präzisen Bewertung der WR-Reaktion durch den Verzögerungswinkel φ = π(Δd)/T = 25⁰64'.
Der so ermittelte zeitliche Unterschied zwischen den dekumulierenden Intervallen d_f und d_a ist der Informationsträger für den Unterschied zwischen der generierten Frequenz f~ und der eigenen Frequenz fo des WR.
Sind beide Intervalle gleich, ergibt sich daraus der präzisierte Resonanzzustand des WR-Systems, bei dem f_~ = f₀ gilt.
Jeder der beiden &-Blöcke 4 der Schaltung in 2 selektiert eines der dekumulierenden Intervalle d_f und da, die im gemeinsamen Informationsträger Uds chiffriert sind. Dies erfolgt durch die Zuleitung des gemeinsamen Signals an den zweiten &-Eingang. Eine Intervalltrennung im jeweiligen &-Block 4 wird durch unterschiedliche Signale an den dritten &-Eingang möglich. Das zeitverzögerte Signal der unterschiedlichen GATE's erlaubt die Selektierung von nur eines der beiden Intervalle: entweder d_f oder d_a. Die Ausgangssignale der &-Blöcke 4 werden durch die Integrationsketten in zwei Spannungen umgewandelt, dessen Wert jeweils dem Intervall d_f oder d_a proportional ist.
Der darauffolgende DV 6 registriert den vorhandenen Unterschied zwischen den beiden Eingangsspannungen. Durch seinen Kontrollblock „freq. cntrl." 7 ist der DV 6 in der Lage, die Frequenz des „pulse generators" 8 so lange zu korrigieren, bis der Unterschied zwischen den Spannungen und damit zwischen den Intervallen d_f und d_a gleich Null ist.
Hiermit wird das gestellte Ziel der Erfindung f_~ = f₀ erreicht.
Bei Bedarf können Null-Ausgleich und Reaktion des DV 6 so verändert werden, dass ein gewünschter vorgegebener Unterschied zwischen f~ und fo des WR-Systems programmierbar wird. Durch eine Feinabstimmung im Differentialverstärker (DV) 6 ist der WR in der Lage in jeder gewünschten Dissonanz bzw. bei jedem vorgegebenen Frequenzunterschied stabil zu arbeiten.
Der angeschlossene „pulse generator" 8 funktioniert mit einer Periode = T/2. Der „pulse former" 9 bestimmt die Zeitdauer der GATE-Impulse und der „distributor" 10 verteilt diese abwechselnd zu den Transistoreingängen in die beiden Flügel der Brückenschaltung.

1: Source-Anschluss
2: nor-Block
3: Del-Block
4: &-Block
5: Differenzierungskette
6: Differentialverstärker
7: Frequenz-Kontrollblock
8: Impulsgenerator
9: Zeitgeber
10: Impulsverteiler
11: Transistor

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

- EP 1771937 A1 [0003]

Zitierte Nicht-Patentliteratur

- Bhat A., A Generalized Steady-State Analysis of Resonant Converters Using Two-Port Model and Fourier-Series Approach, IEEE Transactions an Power Electronics, Vol. 13, No. 1, January 1998, pp. 142–151 [0001]
- Andreycak B., Zero Voltage Switching Resonant Power Conversion, Unitrode Application Note, pp. 329–355 [0001]
- Akagi H., Sawae T., Nabae A., 130 kHz 7,5 kW Current Source Inverters Using Static Induction Transistors for Induction Heating Applications, IEEE Trans-actions an Power Electronics, Vol. 3, No. 3, July 1988, pp. 303–309 [0001]
- Christo Hinow, Georg Hinow; Analysis of a Series Resonant Inverter; EPE 2005, 11th European Conference an Power Electronics and Applications; 11–14 September 2005, Dresden, Germany; paper No789 [0004]

Claims

Schaltung zur Präzisierung und Regelung des Resonanzzustandes in einem Brückenwechselrichter mit Brückenschaltung, vier Leistungstransistoren, Impulsgenerator, Impulsformer mit einem Intervallcontroler und Impulsverteiler, dadurch gekennzeichnet, dass in der Brückenschaltung ein Transistor (11) ausgewählt ist, dessen Source-Anschluss (1) als geerdet zu betrachten ist, ein nor-Block (2) und dazu zwei parallel geschlatete Del-Blöcke (3) als Kontrolldetektor (2, 3), zwei &-Blöcke (4), eine Differenzierungskette (5) mit darauffolgenden Diffenrentialverstärker (6) und ein Frequenz-Kontrollblock (7), auch Steuerblock genannt, zusätzlich angeschlossen sind.
Verfahren zur Präzisierung und Regelung des Resonanzzustandes in einem Brückenwechselrichter zur Erzeugung elektromagnetischer Hochfrequenzenergien, dadurch gekennzeichnet, dass mit der Schaltung nach Anspruch 1 mittels des Kontrolldetektors (2, 3) eine Frequenzinformation gewonnen wird und diese zur Steuerung der vom Wechselrichter generierten Frequenz eingesetzt wird, so dass er eine Ausgangsfrequenz generiert, die gleich der eigenen Frequenz ist.
Verfahren zur Präzisierung und Regelung des Resonanzzustandes in einem Brückenwechselrichter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Wechselrichter stets im Resonanzzustand bleibt, auch bei einer möglichen Änderung der eigenen Frequenz.
Verfahren zur Präzisierung und Regelung des Resonanzzustandes in einem Brückenwechselrichter nach Anspruch 2 und 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerung der generierten Frequenz von der Frequenzreaktion des gesamten Wechselrichter-Systems abhängig ist.
Verfahren zur Präzisierung und Regelung des Resonanzzustandes in einem Brückenwechselrichter nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Spannung der Leistungselemente gleichzeitig Träger der Frequenzinformation ist.
Verfahren zur Präzisierung und Regelung des Resonanzzustandes in einem Brückenwechselrichter nach einem der Ansprüche 2 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die notwendige Frequenzinformation durch die Zeitdauer der dekumulierenden Dioden-Intervalle bestimmt wird.
Verfahren zur Präzisierung und Regelung des Resonanzzustandes in einem Brückenwechselrichter nach einem der Ansprüche 2 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Unterschied zwischen der generierten und der eigenen Frequenz durch den Unterschied zwischen dem vorhergehenden (fore) und dem darauffolgenden (after) dekumulierenden Dioden-Intervall bestimmt wird.
Verfahren zur Präzisierung und Regelung des Resonanzzustandes in einem Brückenwechselrichter nach einem der Ansprüche 2 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Selektion der dekumulierenden Intervalle durch die GATE-Spannungen, die die aktiven Leistungselemente ansteuern, erfolgt.
Verfahren zur Präzisierung und Regelung des Resonanzzustandes in einem Brückenwechselrichter nach einem der Ansprüche 2 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass die generierte Ausgangsleistung durch die Zeitdauer der GATE-Impulse vorgegeben und flexibel geregelt wird.